CN101119109B - 一种波形整形电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种能够将任意基值电压和峰值电压的波形整形为规则的方波的电路。现有的波形整形电路都是通过一个复杂的阈值计算电路，来产生进行比较的阈值，然后进行波形整形；这些电路结构复杂，整形效果差。本发明利用延迟比较的方法，进行波形处理，其整形电路是对输入波形进行相位后移的电容或电感，以及用于调整噪声容限的分压电阻所构成的正反馈电路，将任意基值和峰值的波形，整形为规则的方波，有利于数字化的处理。因而整形效果好，当其应用于红外线数据通信系统中时，能较大幅度增大传送速度和传送距离，并能很好的克服环境光、光电二极管漏电流、发送功率等各种不利因素，不受高速率红外线通信时光电接收二极管所产生的拖尾问题的影响。

Description

一种波形整形电路 

技术领域

本发明涉及一种波形整形电路，具体说是一种能够将任意基值电压和峰值电压的波形整形为规则的方波的电路。 

技术背景 

在波形整形电路中，很多波形，特别是红外线接收端的波形，其基值一般为未知的电压电平，且受环境光和其他因素影响，电压值变化范围较大，不利于波形的整形；峰值因上述因素，亦不利于波形的整形。 

目前，现有的红外线接收端的波形整形系统可按复杂程度分为两类。一类是基本波形整形系统，如图7所示，这类电路结构简单，使用面很广，多用于红外线遥控。为了增强这类红外线接收系统的接收能力，一般采取的措施是使用高灵敏度的光电二极管和提高发射功率。即便这样，遥控的性能还是被很多不利因素所影响，如环境光的强弱在一定程度上增强了红外线的强度，表现在接收端就是其基值电压增高；光电二极管的漏电流大小也影响接收端的基值电压；光电二极管的灵敏度影响接收端的波形的电压差；遥控距离、发射功率、电池电量等因素影响接收端的峰值电压的高低。一般的红外线遥控系统的遥控距离为3-5米，超过5米时遥控的效果相当差，当遥控器电池电量较弱、其它干扰因素较大时，遥控的有效距离不足3米，甚至还要更短。这类红外线遥控系统的通信速率一般很低。 

另一类是复杂波形整形系统，目前这类系统均采用一种较复杂的阈值计算技 术，这类整形系统在近距离通信时可以还原出发送端的波形，多用于红外线数据传输系统。这类整形系统的电路相当复杂，成本高。只有输入波形峰值和基值之差大于一定值时(一般为0.6伏)，这种电路才能正常工作，这就要求通信距离不能超过预定值，一般为1米。这种波形整形系统一般做成集成电路的形式，很难用分立元件搭建，不利于初期实验。这类电路一般用于高速率通信系统。 

下面结合附图进行更为详细的说明。 

图7所示为基本的红外线数据收发系统，因其电路结构简单，至今仍在很多领域被广泛使用，特别是应用在数据传输速率不高，对数据正确性要求不严的情况下。发送端Pin输入方波，接收端Pout输出接收到的波形，其中图7(a)为干扰较小情况下接收到的波形，图7(b)为接收端受强光影响或接收二极管漏电流小、发送距离近、发送功率强等状态下接收到的波形，图7(c)为接收端光照弱、接收二极管漏电流大、发送距离远、发送功率弱等状态下接收到的波形。 

图7(a)可用施密特触发器得到整形，图7(b)、图7(c)两种情况就不能用施密特触发器将波形还原了。 

图8至图15是发明专利名称为“波形整形电路和使用它的红外线数据通信装置”(专利号为97122998.8)的发明专利说明书中所列举的几种红外线数据通信中使用的波形整形电路框图和其工作波形图。其中图8、图12和图13是专利作者列举的现有技术的红外线数据接收电路框图，图15是专利作者发明的改进方法的红外线数据接收电路框图。 

这些波形整形电路均采用一种较复杂的阈值计算技术，下面结合原文对这些电路做以分析。 

图8所示的电路中，电源电压Vcc连接到光电二极管2的阴极侧，对应于红外 线的强度变化，光电二极管2从阳极输出相应的电流到前置放大器3，前置放大器3对光电流进行电流-电压变换，并通过耦合电容4将其输出。放大电路5将输入电压保持在预定的电平上。放大电路5产生的信号电压Vsig分两路分别送往比较器11的两个输入端。其中一路直接输入到反向输入端，另一路经过低通滤波器12、缓冲器13后，输入到低通滤波器14，低通滤波器14由包括电容器15的积分电路等实现，将输入的信号电压Vsig进行积分，求得其平均值Vav，Vav就是所求得的阈值。当Vsig比阈值电压Vth高时，比较器11输出低电平。 

图11所示为IrDA(红外线数据通信协会)规范中使用的4值脉冲位置调制(Pulse Position Modulation)PPM波形。设单位周期为T，则图中脉冲的占空比为T/4。在脉中峰值为Vp时，前述阈值电压Vth为Vp/4，如图9(a)-9(e)所示，阈值电压Vth随信号电压Vsig的增强而增强。所以该电路也可以将输入的信号波形整形。 

该电路存在两个问题，一是在不同的距离上，红外光电二极管因受光强度的不同，输出的电流变化范围很大，一般从百(nA)到数十(mA)变化，这就要求该红外线数据接收电路的动态范围也要很大。 

二是在空间传输时，在输入信号较强时存在光电流的下降沿变慢、拉长尾部之类的问题。图10(a)所示为中等信号强度时光电二极管的输出波形，图10(b)为近距离通信时，强信号所产生的输出波形。从图中可以看出，当以Vp/4的阈值和图10(b)的波形进行比较时，比较器11的输出脉冲宽度会比实际的脉冲宽度大。所以在通信距离不同时，输出脉冲会有较大的误差。限制了红外线传输的通信距离。 

为解决第二个问题，IrDA规范中，数据传输速率是115Kbps时，发送脉冲是 单位周期T的3/16，所以即使由于图10(b)所示的脉冲尾部拉长的影响扩大到约3倍以上时，也能再生发送的脉冲。但是在IrDA1.1规范中，最大数据传输速率是4Mbps时(IrDA1.3的最大数据传输速率也是4Mbps，有效距离小于1米)，使用4值PPM进行传输，并要求输出脉冲宽度高精度，图8所示的电路不能适用。 

图12的电路可以解决图8电路的阈值过低所带来的问题，该电路采用电平检测方式，利用电平偏移电路产生一个比脉冲峰值Vp低一定电压V1的阈值电压Vth，用来对输入波形进行整形。使阈值电压始终高出信号的拖尾部分，解决了信号变宽的问题。但这样存在的问题是当通信距离较远，输入信号较低时，V1有可能大于脉冲峰值Vp，这样阈值将始终低于输入信号，使信号不能被整形还原。 

V1的典型值为0.3V，为正确的将输入波形还原，本电路要求波形的峰值和基值之差至少为两个V1，即0.6V。 

图13所示的电路为图8与图12电路的结合，该电路产生图8和图12所产生的两个阈值电压，通过比较，选择其中较高的一个作为最终的阈值电压，如图14所示。该电路可以解决图8电路的输入脉冲拖尾问题，也可以解决图12电路的偏移电压V1大于脉冲峰值Vp的问题。 

图15所示的是专利号为97122998.8的发明专利所发明的经过改进的红外线数据接收电路框图，该电路也是图8与图12电路的结合，相对于图13所示的电路，该电路使用了一个电容器66来进行峰值的保持和用于平均值运算的积分这两项工作，将图13中的电压保持电容38和积分电容15合二为一，有利于电路的集成，因为将多个大容量的电容器集成在集成电路上是非常困难的。 

图8、图12、图13和图15所示的波形整形电路都是通过一个复杂的阈值计算电路，来产生进行比较的阈值，然后进行波形整形。同时这些电路着重解决了 高速率通信时光电接收二极管所产生的拖尾问题。从分析可以看出，这些电路典型的传输速率是4Mbps，要求输入波形的峰值和基值之差为0.6V。 

发明内容

本发明提供一种结构简单，可以不受高速率通信时光电接收二极管所产生的拖尾问题的影响，且灵敏度更高、抗干扰能力更强、动态性能更好的波形整形电路，可以将任意基值电压和峰值电压的波形还原出来。 

为达到上述目的，本发明采用的技术方案是： 

一种波形整形电路，其特殊之处在于：输入信号一路经移相电路1连接比较器2的反相输入端，另一路连接比较器2的同相输入端；将经滞后处理的信号和未经滞后处理的信号同时加载于比较器的两端进行比较，能检测出任意基值和峰值的电压变化，从而整形后输出信号。 

上述的移相电路1为：输入信号Vin经过阻抗匹配电阻R1，再经过迟滞电容C1的一端连接到比较器的反相输入端，迟滞电容C1的另一端接地或接电源。。 

上述的移相电路1为：输入信号Vin经过阻抗匹配电阻R1，再经过迟滞电感L1连接到比较器的反相输入端。 

上述的比较器2的同相输入端上连接反馈电路3。 

上述的反馈电路3为：输入信号Vin和输出信号Vout被反馈分压调节电阻R3分压后，经过阻抗匹配电阻R2连接到比较器的同相输入端。 

本发明相对于现有技术，其整形电路是对输入波形进行相位后移的电容或电感，以及用于调整噪声容限的分压电位器所构成的正反馈电路；利用延迟比较的方法，进行波形处理。即利用电容或电感对输入波形的相位后移，作为比较器的反相输入，用经过后移的波形和输入波形进行比较，若经过后移的波形电 压值低于现有波形的电压值，则比较器输出高电平，反之输出低电平。正反馈电路提供一定的噪声容限，使得比较电路仅在波形变化大于设定值时，电路的输出才进行翻转。正反馈电路还用于维持比较器两端的电压差，使输出端的波形稳定。 

本发明使用电压检测方式，能方便的检测出电压的变化方向，仅在电压变化速率达到设定值时，电路的输出才进行翻转。本电路仅在输入波形上升沿的起点和下降沿的起点进行电压比较，所以本电路不受光电接收二极管拖尾的影响，能较好的应用在高速率、通信距离变化范围较大的情况中。 

本发明结构简单，可以做成集成电路，也可以使用分立元件直接搭接。本电路所用元件均为通用元件。本电路不受高速率通信时光电接收二极管所产生的拖尾问题的影响。其灵敏度更高，可以在很大的程度上增加红外线通信的有效距离，提高红外线的通信速率。本电路可以很好的抵抗环境光、光电二极管漏电流、通信距离、电池电量、发送功率等不利因素的影响。本电路具有很好的动态性能，当环境光或其它因素在使用中发生改变时，本电路依然可以正常工作。 

图7所示的电路一般要求输入波形的峰值和基值之差大于2V，采用阈值计算方式的整形电路要求大于0.6V，本波形整形电路的典型输入波形峰值和基值之差为0.1V，这就意味着将其应用于红外线遥控系统时，即使电池电量很低、红外线的发送功率很弱的情况下，遥控的有效距离也远大于10米。将其应用于红外线数据传输系统时，在传输波特率不变的情况下，至少可以将红外线数据传输的有效距离扩大2倍以上。 

附图说明

图1是本发明的电路方框图； 

图2是本发明的电路结构图； 

图3是本发明的另一个电路结构图； 

图4是用仿真系统仿真的本发明在Vin的基值为1V时的各测试点的波形图； 

图5是用仿真系统仿真的本发明在Vin的基值为2.5V时的各测试点的波形图； 

图6是用仿真系统仿真的本发明在Vin的基值为3V时的各测试点的波形图； 

图7是基本的红外线收发系统和他的激励波形及输出波形； 

图8是现有技术的红外线数据接收电路框图； 

图9(a)至图9(e)是用于说明图8所示的电路的动作波形图； 

图10(a)至图10(b)是光电二极管的输出电流波形图； 

图11是IrDA1.1规范的调谐波形图； 

图12是另一种现有技术的红外线数据接收电路框图； 

图13是经过改进的现有技术的红外线数据接收电路框图； 

图14是图12和图13所示的红外线数据接收电路的动作波形图； 

图15是专利号为97122998.8所发明的改进的红外线数据接收电路框图。 

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式对本发明进一步说明。 

参见图2和图3是本发明的两个实例，图中R1.阻抗匹配电阻，R2.阻抗匹配电阻，R3.反馈分压调节电阻，R4.阻抗匹配电阻，R5.阻抗匹配电阻，U1.集成放大电路，C1.移相电容，L1.移相电感，Vin.波形输入端，Vout.波形输出端。 

输入信号Vin经过移相电路和反馈电路分别连接到比较器的两个输入端。 

其移相电路为：输入信号Vin经过阻抗匹配电阻R1，再经过迟滞电容C1的一 端连接到比较器的反相输入端，迟滞电容C1的另一端接地或接电源。 

本发明的另一移相电路1为：输入信号Vin经过阻抗匹配电阻R1，再经过迟滞电感L1连接到比较器的反相输入端。 

反馈电路为：Vin和Vout被R3分压后，经过阻抗匹配电阻R2连接到比较器的同相输入端。 

通常阻抗匹配电阻的阻值为10千欧，分压电阻R3的阻值为100千欧，C1和L1的取值依输入频率而定，在10千赫时，C1取0.01微法，L1取1000毫享。 

输入信号Vin经移相元件C1或L1移相后，到达比较器U1的反相输入端v1，其电压值滞后于同相输入端的电压值Δt时刻；Vin信号和Vout信号经过反馈分压调节电阻R3分压后，到达电压比较器U1的同相输入端v2，因为电阻不具有滞后作用，经过正反馈后，其电压值为Vin值的增强信号。v1和v2同时加载于比较器两端进行比较，若两个信号的电压差与前一时刻相反，并且大于设定值时，比较器的输出就会翻转，故能检测出任意基值和峰值的电压变化。Δt的长短随C1或L1的取值而变，调节C1或L1的取值可以调整电路的频率响应特性。图4至图6的v1和v2两个波形分别显示了经过滞后处理的信号和正反馈的信号。 

当Vin的当前电压值为波形的峰值时，Vout为高电平，分压电位器将Vin和高电平进行分压，其结果使v2比Vin略高Δv；当Vin的当前电压值为波形的基值时，Vout输出为低电平，分压电位器将Vin和低电平进行分压，其结果使v2比Vin略低Δv。Δv就是本电路的噪声容限，调整R3的分压比即可调整本电路的噪声容限。当Vin大于前一时刻的电压值时，并且其幅度大于Δv，则v2增高，v1因为移相元件的滞后作用，其电压为前一时刻的电压值，低于v2，比较器输出高电平；当Vin低于前一时刻的电压值时，并且其幅度超过Δv，则v2降低，v1因为移相元件的滞后作用，其电压为前一时刻的电压值，高于v2，比较器输出低电平。Δv的值取决于分压电阻的分压比，通过调节分压比，可以调整输入信号的噪声容限。使输入信号在Δt内的变化量只有大于或小于Δv时，Vout才发生翻转。

分压电位器R3的另一个作用是，通过调节分压比，使噪声容限很低，则可以提高电路的灵敏度。 

移相电容C1具有一定的内部阻值，阻值的大小决定了v1点的充电速度。只有当v2点的电压变化速度大于V1点的电压变化速度时，Vout才会发生翻转。设当前Vi n为波形峰值，Vout为高电平，v2因正反馈和分压略高于Vin，v1经过充电，电压值为Vin，低于v2点的电压，电路维持平衡，Vout持续输出高电平；当Vin变低时，v2仍然为Vin和Vout的分压值，略高于Vin，v1随着C1的放电也逐渐变低，若C1的内阻或容量很小，则v1点的电压很快也会降到Vin，仍然低于v2点的电压，电路输出维持高电平，若C1的内阻或容量较大，则v1点的电压会在放电时高于v2点，Vout输出低电平，此时v2点为Vin和Vout的分压值，略低于Vin，V1点经过放电，电压值为Vin，高于v2点的电压，电路维持平衡，Vout持续输出低电平。 

当C1的内阻或容量较小时，充电速度快，则要求Vin的边沿尽量的陡峭，适合于高速率通信；当C1的内阻或容量较大时，充电速度慢，则Vin的边沿可以适量的平缓一点，适合于低速率通信。当需要高速率通信时，可以选用内阻或容量小的电容；当外围电路不好匹配时，Vin的边沿较平缓，可以在C1的两端串入电阻，或选用较大容量的电容，延缓C1的充电时间，使v2的变化速度大于v1，就可以使电路正常工作。 

C1的不同取值并不影响电路的动态工作范围。当选用小容量的电容时，只要保证输入信号有足够陡峭的上升沿和下降沿，由C1决定的最高传输频率到任意低的传输频率均可正常工作。因为只要v2点的电压变化速率大于v1点的电压变化速率，电路就可以翻转，而电路输出的维持依赖于正反馈及分压电路。 

通过以上对电路工作原理的详细描述可以看出，本电路具有很好的动态性能，当环境光或其它因素改变时，输入波形的基值和峰值也发生改变，适当的调节移相电容C1的容量和充电电阻，可以有效的虑除外界因素的影响。 

参见图4至图6更能说明本电路的工作原理和其优越性。在三幅图中，Vin是差值为0.1伏的方波，图4的基值为1伏左右，图5的基值为2.5伏左右，图6的基值为3伏左右。经过本电路的整形，均可将不同基值的输入波形准确的还原，输出波形低电平小于0.3伏，高电平大于4伏。三幅波形图中的(b)图将各相关点的波形按比例重合起来，便于比较。通过图形可以看出本电路的还原能力很强，用一般的整形方法很难将差值为0.1伏的方波进行还原。 

本电路仿真时的频率为10千频。本电路经过实际测试可以正常工作。 

通过以上对电路工作原理的详细描述可以看出，本电路具有很好的动态性能，当环境光或其它因素改变时，输入波形的基值和峰值也发生改变，适当的调节滞后电容C1的充电电阻，可以有效的虑除外界因素的影响。 

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。 

Claims (2)

1.一种波形整形电路，其特征在于：输入信号一路经移相电路(1)连接比较器(2)的反相输入端，另一路连接比较器(2)的同相输入端；比较器(2)的同相输入端上连接反馈电路(3)，反馈电路(3)为：输入信号Vin和输出信号Vout被反馈分压调节电阻R3分压后，经过阻抗匹配电阻R2连接到比较器的同相输入端；将经滞后处理的信号和未经滞后处理的信号同时加载于比较器的两端进行比较，能检测出任意基值和峰值的电压变化，从而整形后输出信号。

2.根据权利要求1所述的一种波形整形电路，其特征在于：所述的移相电路(1)为：输入信号Vin经过阻抗匹配电阻R1，再经过迟滞电感L1连接到比较器的反相输入端。

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