CN101517891B

CN101517891B - 受控功率转换器

Info

Publication number: CN101517891B
Application number: CN2007800360950A
Authority: CN
Inventors: L·R·芬杰; J·L·汉森
Original assignee: Pascal AS
Current assignee: Pascal AS
Priority date: 2006-09-28
Filing date: 2007-09-28
Publication date: 2011-11-16
Anticipated expiration: 2027-09-28
Also published as: EP2070190B1; ES2373067T3; EP2070190A1; ATE523956T1; WO2008037261A1; US7893743B2; CN101517891A; US20100013534A1; JP2010505305A; JP5222297B2

Abstract

一种脉冲调制转换器，包括用于基于输入信号(3)和第一反馈信号(4)产生第一控制信号(2)的输入级(1)，以及用于基于所述第一控制信号和基准信号(7)产生脉宽调制信号(6)的比较器，用于当产生脉宽调制信号(6)时提供滞后的装置，用于产生放大的脉宽调制信号(9)的功率级(8)，用于对所述放大的脉宽调制信号(9)滤波以便生成模拟输出信号(11)的输出滤波器(10)。在所述脉冲调制转换器中，将第一反馈信号(4)形成为第二反馈信号(12)和第三反馈信号(13)的组合。所述第二反馈信号(12)是利用第一预定传递函数(14)从放大的脉宽调制信号(9)中得到的。所述第三反馈信号(13)是利用第二预定传递函数(15)从模拟输出信号(11)中得到的。所述第二预定传递函数(15)包括至少一个零点。

Description

受控功率转换器

技术领域

本发明涉及脉冲调制转换器(converter)，更确切地而非排它地涉及这样一种脉冲调制转换器，其包括用于基于输入信号和第一反馈信号产生第一控制信号的输入级，以及用于基于所述第一控制信号和基准信号产生脉宽调制信号的比较器，用于当产生脉宽调制信号时提供滞后(hysteresis)的装置，用于产生放大的脉宽调制信号的功率级，用于对所述放大的脉宽调制信号滤波以便生成模拟输出信号的输出滤波器。本发明尤其涉及通过诸如脉宽调制(PWM)放大器类型的开关放大器(switching amplifier)来放大信号。

背景技术

第一PWM放大器包括三角发生器。通常通过比较器比较来自三角发生器的三角形信号和输入信号，从而在所述比较器的输出上形成PWM信号。这是在设计开关放大器时的典型的教科书实例。在US-A-2004/0846281中描述了这样的一种现有技术的放大器。

三角发生器的方法具有若干缺点。调制器通常不具有任何反馈校正，这导致生成的PWM信号包括三角发生器的非线性。如果将控制回路应用到放大器上，为了符合尼奎斯特稳定性判据(Nyquist stabilitycriteria)，将限制其带宽和回路增益。这导致高度失真以及放大器的闭环传递函数(transfer function)的高负载依赖。

作为对使用三角发生器的替换，一些现有技术的PWM放大器替代地使用自激振荡(self-oscillating)调制器。自激振荡调制器消除了三角发生器脉宽调制的主要不足。这是由于这些调制器拥有的带宽和回路增益因为对尼奎斯特稳定性判据的限制减少而增加。

在开关放大器中的调制器和控制系统限定了例如THD+n(总谐波失真加噪声)、互调失真、闭环-3db带宽、阶跃响应(step response)能力、负载依赖、负载阶跃(load step)响应、输出阻抗等的参数。

实现自激振荡调制器的一种已知的方法是使用自激振荡局部回路(local loop)调制器。

只包括局部回路的自激振荡局部回路调制器和控制系统可从若干文献中得知，例如US-A-6300825。在本文中，术语“局部回路”应被理解为在输出滤波器之前得到反馈信号的反馈回路。

这些类型的调制器缺乏在功率转换器中的解调滤波器的控制能力，导致主要由输出滤波器部件的非线性限定的高的例如输出阻抗和失真。

实现自激振荡调制器的另一已知方法是使用自激振荡全局回路(global loop)调制器。在本文中，术语“全局回路”应被理解为在输出滤波器之后得到反馈信号的反馈回路。

包括在单个全局回路中的调制器的自激振荡全局回路调制具有更低输出阻抗、更好的阶跃响应的优点，且具有更好的调制器线性的潜力。这种调制器能从国际公开号为WO-A-2004/100356的专利申请“全局回路集成调制器(Global loop integrating modulator)”得知。这些类型的调制器具有在某些情况下灵敏度与调制器线性折衷(trade off)的不足。为了获得更高的灵敏度，全局回路可级联为嵌套回路，然而这导致在同一时间负载阶跃和瞬态稳定度的折衷。

通常，与自激振荡控制系统相比，如在WO-A-01/71905中公开的普通非振荡全局回路反馈一般展示出应用局部调制器回路的较低误差抑制能力，同时，降低导致全局回路的灵敏性和稳定性之间的折衷的负载阶跃和阶跃响应能力。总的折衷将导致系统具有高输出阻抗和低负载阶跃及输入阶跃的能力。

输出残余(residual)将通过全局回路馈给到局部回路调制器，这导致调制器失真。这种类型的系统也具有大的开关频率变化，导致在放大器的高输出振幅(amplitude)时的非常低的开关频率。这种系统已经被描述在US-A-6297692中。

发明内容

本分明总的目的是克服如上所述的现有技术的调制器和控制系统的缺点。

本发明的第一个目的是提供一种具有高度线性的调制器，以便减少由功率放大器提供的失真的总量。

本发明的第二个目的是提供一种通过全局回路获得非常低的误差敏感度(error sensitivity)的控制和调制器系统。

第三个目的是提供一种极简单的调制器和控制系统，作为能获得合适的低误差敏感度的非级联系统。

本发明的第四个目的是降低开关频率变化，从而功率转换器具有在高调制指数处的更高的开关频率，从而导致对放大器输出上的电源导轨(supply rail)电压的更好利用以及开关频率对功率转换器负载更少的依赖。

第五个目的是在应用网络中减少由电阻器所消耗的功率，由此减少部件的物理尺寸，同时获得非常稳定的控制和调制器系统。

上述目的是通过根据本发明的新颖的脉冲调制转换器和控制系统获得的。

根据本发明提供的脉冲调制转换器，其包括用于基于输入信号和第一反馈信号产生第一控制信号的输入级，以及用于基于所述第一控制信号和基准信号产生脉宽调制信号的比较器，用于当产生脉宽调制信号时提供滞后的装置，用于产生放大的脉宽调制信号的功率级，用于对所述放大的脉宽调制信号滤波以便生成模拟输出信号的输出滤波器，其中将所述第一反馈信号形成为第二反馈信号和第三反馈信号的组合，所述第二反馈信号是利用第一预定传递函数从放大的脉宽调制信号中得到的，以及所述第三反馈信号是利用第二预定传递函数从模拟输出信号中得到的，其中所述第二预定传递函数包括至少一个零点(zero)。

换句话说，根据本发明，使用了两个反馈信号。第一信号是电压或电流反馈信号，其在放大器功率级处被测量；另一信号是电压反馈信号，其在放大器输出处被测量，即，分别在输出滤波器之前和之后。所述信号被加在一起，由此获得线性调制以及非常高的回路增益和低的输出阻抗。

调制性能是通过由正向路径(forward path)和反馈回路定义的回路不稳定性获得的，该正向路径包括调节器、比较器、滞后回线(hysteresisloop)、功率级、解调滤波器，而该反馈回路包括具有第一预定传递函数的局部回路和具有第二预定传递函数的全局回路。

放大器的通带的总回路增益主要是由全局回路确定的，而调制器线性主要是由局部回路和全局回路的高频和确定的。这提供了获得非常低的失真、低输出阻抗、线性频率响应和低本底噪声，以及高电源抑制比(PSRR)的应用控制系统。

滞后回线主要控制放大器的开关频率，以及在调节器和在局部和全局回路传递函数中的极点(pole)和零点的放置。应用滞后回线是为了将开关频率充分降低到能获得可接受的效率的区域，但是更重要的是能获得功率级输出信号的线性调制。

调制器和控制系统提供可变的开关频率，以获得更好的效率以及扩展的高频噪声谱。开关频率变化限于该种类型的调制器，导致放大器能够广泛地利用电源导轨以非常大的调制指数运行。

调制器和控制系统能以非常少的部件实施成非常简单的系统。由于调制器和控制系统的高度稳定性，

网络能被显著减少，从而导致

网络更高的效率和物理上更小的部件。

放大器的正向路径中的调节器可以是但不限于积分器(integrator)。与全局回路相比，贡献给放大器的反馈求和点的局部回路信号可以优选地以高频率为主，而由于全局回路的传递函数，全局回路可以优选地以较低的频率为主，从而获得线性调制并因此降低THD+n。

由于滤波器截止频率附近的高全局回路增益，小信号带宽能扩展得比输出滤波器的截止频率宽得多。这也意味着解调滤波器截止频率能靠近放大器音频带(audio frequency band)，从而减小放大器输出上的残余脉动(ripple)。

在给定的实施中，放大器将作用得接近于理想的电压发生器。

反馈来自放大器的输出的输出信号的全局反馈回路将主要限定功率转换器的输出阻抗，尤其是如果反馈功率级输出信号的局部反馈回路在实施的放大器通带中具有低增益的传递函数的话更是如此，与全局回路的阻抗相比，其对应于高通滤波器或高电阻阻抗水平(high resistiveimpedance level)。

不加鉴别地将来自功率级的输出的信号和放大器的输出信号相加并对这些信号低通滤波将导致放大器的“部分电流驱动(partial currentdrive)”，从而导致禁止的输出阻抗。局部和全局回路信号的不加鉴别的求和将进一步导致非线性控制信号。这将导致更大的失真。为了避免非线性控制信号，分别实施在调节器、局部和全局回路的预定传递函数中的极点和零点以及输出滤波器极点必须被仔细地置于频率以及滞后回线增益和输出滤波器的Q因数(Q-factor)中，以获得线性或接近线性的控制信号。

本发明的优选实施方式实施了对极点和零点的有利的仔细的放置，这些优选实施方式是从属权利要求的主题。

控制信号是呈现在比较器的输入上的信号，将该信号与基准电平相比较，该基准电平通常是地电平。该比较在比较器的输出上产生脉冲信号。包括在放大器的通带中的所述脉冲信号中的信号应该与包括在放大器的通带中的频率处的控制信号中的信号一样。

附图说明

下面将给出附图的简要说明。图1到图3示出了现有技术的系统，而图5到图8示出了本发明的优选实施方式。

图1示出了现有技术的局部回路集成调制器。

图2示出了现有技术的全局回路集成调制器。

图3示出了现有技术的多回路级联控制系统。

图4是示出了根据本发明的脉冲调制转换器的第一实施方式的总体方框图，描述了完整的控制回路和调制器结构的体系结构。

图5是示出了根据本发明的脉冲调制转换器的第二实施方式的总体方框图，其概括地描述了完整控制回路和调制器结构的传递函数。

图6是示出了根据本发明的脉冲调制转换器的第三实施方式的总体方框图，其概括地描述了完整控制回路和调制器结构的传递函数。

图7是示出了根据本发明的脉冲调制转换器的第四实施方式，其概括地描述了完整控制回路和调制器结构的传递函数。

图8示出了图5的第一和第二预定传递函数的可能实现。

图9示出了图5的脉冲调制转换器中的各点处的信号波形。

具体实施方式

图4到图8示出了本发明的优选实施方式。

图中的方框示出了优选的传递函数。s^-1描述了放置在传递函数中的极点，s^-2描述了放置在传递函数中的两个极点，s¹为放置在传递函数中的零点。通常，除了上述的，零点和极点的结合能被结合以获得其它斜率(slope)。Kp是常量。包括s^-1、s^-2、s¹或s²的方框也能包括和所述极点或零点一起的增益系数。

本发明的第一实施方式可参照图4，图4是作为放大器而实施的脉冲调制转换器的总体方框图，所述脉冲调制转换器包括控制和调制器装置。

图4中的脉冲调制转换器包括输入信号3(In)，其被馈入调节器1。调节器1优选地可以是积分器或至少包括一个极点。调节器1的输出信号在后文中被称为调制信号或第一控制信号2。

第一控制信号2被馈送到比较器5，将其与诸如基准电平(Vref)的基准信号7比较。将第一控制信号2与基准电平(Vref)相比较的比较器5优选地还可结合滞后回线，用于降低开关速度及能够获得线性调制。比较器5形成脉冲信号，例如但不限于在所述比较器5的输出上的脉宽调制信号6。

脉冲调制转换器进一步包括功率级8，其被比较器5的脉宽调制信号6输出控制。功率级8放大所述脉宽调制信号6的振幅，由此在其输出处提供放大的脉宽调制信号9。放大的脉宽调制信号9被馈送到输出滤波器10，该输出滤波器10被用于解调来自功率级8的放大的脉宽信号9。该输出滤波器10解调来自在前的功率级8的放大的脉宽调制信号，以提供例如正弦输出信号(Out)的模拟输出信号11。

输出滤波器10优选地是二阶LC低通滤波器，并且优选地但不限于巴特沃斯(Butterworth)，贝塞尔(Bessel)实现，或者可选地但不限于二阶高滤波器(high filter)Q实现。

在调节器1之前的求和点(summation point)16处，从第二反馈信号12和第三反馈信号13形成第一反馈信号4。

为了这样做，使用了局部回路电压反馈，将来自功率级8的输出的功率级输出信号9往回通过第一预定传递函数LF(s)14成为第一反馈信号12而馈送到求和点16。类似地，使用全局反馈，将来自输出滤波器10的模拟输出信号11往回通过第二预定传递函数GF(s)15成为第三反馈信号13而馈送到所述求和点16。从而该求和点形成作为来自局部和全局回路二者的求和反馈信号的第一反馈信号4。

将来自所述求和点16的所述第一反馈信号反馈到具有预定的传递函数R(s)的调节器1，并从输入信号(In)中减去。由经过第一预定传递函数和第二预定传递函数(即局部和全局回路传递函数)的负反馈，可获得对在包括调节器1、比较器5、功率级8和输出滤波器10的正向路径中的任何非线性的误差校正(error correction)。为了具有尽可能高的全局回路增益，应用调节器1的传递函数R(s)，这是因为开环增益与由脉冲调制转换器构成的放大器的误差灵敏度成反比。调节器1因此在不同的频带中具有尽可能高的增益，同时仍获得-180度的相位滞后的回路不稳定性振荡。

局部回路的第一预定传递函数14可以包括至少一个极点或至少一个零点或者至少一个增益系数，如可从图5到图8看出，在图5到图8中功能类似的或相同的元件具有相同的参考标记。

全局回路传递的第二预定传递函数15可包括至少一个零点，以便充分超前(lead)于开环全局回路(open global loop)传递函数，从而保持系统稳定。应该将极点和零点置于第一预定传递函数14和第二预定传递函数15(即局部和全局回路传递函数LF(s)和GF(s))中，从而将来自局部和全局回路的高频率信号分量加在一起以提供用作比较器5的调制信号的线性控制信号2。这可以用在局部回路以及全局回路中的不同的预定传递函数来获得。为了获得线性调制，控制信号2应该优选地具有三角形形状，如图9所示。该三角形形状可通过调整被加进求和点16的高频率信号的几何形状或者根据开关频率区域的极点和零点在求和的开环传递函数中得到一阶传递函数来获得(The triangularshape can be obtained by adjusting the geometrical shape of the highfrequency signals summed into the summation point 16o r to have a 1storder transfer function in the summed open loop transfer function from thepoles and zeroes in the area of the switching frequency)。不加鉴别地对高频信号求和将导致非线性调制。

调制器线性是通过调节器1的输出必须具有三角形形状或非对称形状(像RC滤波的PWM信号一样)来限定的。实际上，信号可能会稍偏离图9所示的理想信号形状。尤其是输出信号2的三角形形状可能不是理想的三角形。实际上，在调节器输出信号2的线性和全局开环传递函数增益之间存在折衷。调节器输出信号2可以偏离三角形形状，以便增加开环传递函数增益，这补偿了调节器输出信号2中的非线性。

技术人员将理解第一预定传递函数14和第二预定传递函数15中的每一个都将包括0dB以下的增益，以便具有稳定的系统。

本发明的第二优选实施方式可参照图5。局部反馈回路和全局反馈回路的第一预定传递函数14和第二预定传递函数15分别实施为具有至少一个零点。调节器1优选地为积分器，但是可以具有其它低通滤波函数。调节器1增加求和的开环增益(其由从输入2(In)经过调节器1、经过比较器5、经过功率级8、经过输出滤波器10、经过局部和全局回路的第一传递函数14和第二传递函数15到求和点4的路径限定)，从而减少由调节器1、比较器5、功率级8和输出滤波器10限定的正向路径的任何可能的误差源。

比较器5已被实施为具有滞后回线，以便降低开关频率。比较器5的输出优选地是脉宽调制信号。滞后回线优选地通过比较器输出6的正反馈形成或通过将脉宽调制信号6正反馈到比较器5的输入形成。滞后回线使得线性调制成为可能。

脉宽调制信号6被馈送到功率级8并被振幅放大。功率级8可包括半电桥或多个半电桥，并通过一个或若干个电源导轨供电。放大的脉宽调制信号由功率级8输出，并被施加到输出滤波器10用于解调。

输出滤波器10优选地是二阶LC低通滤波器。

在局部和全局回路的第一预定传递函数14和第二预定传递函数15中的零点可以但不限于置于重合频率(coinciding frequency)处。由于对相应的第一和第二反馈信号12和13的几何高频率求和，这导致接近线性调制，如图9所示。

由于在放大器通带中的高局部回路阻抗，通过将零点引入到局部回路的第一预定传递函数14来降低输出阻抗。由于在该配置中的高全局回路增益，输出滤波器截止频率能被放置得靠近放大器的通带。任何输出滤波器衰减(roll-off)将被补偿。小信号振幅特性在通带中将是平的并且在典型设计中在约50kHz处将具有-3dB的限制。

通过将零点分别引入到局部和全局回路的第一预定传递函数14和第二预定传递函数15中，下述将适用。从功率级8的输出到反馈求和点4，将存在两条路径。一条经过局部回路，而另一条经过优选为二阶的输出滤波器10和全局回路。在反馈求和点4中的信号被从输入信号3减去，并经过调节器1，在调节器1的输出上形成控制信号2。然后局部回路将具有贡献给反馈求和点4的占优势的高频率传递函数信号，而包括输出滤波器10和全局回路的路径将具有贡献给反馈求和点4的占优势的低频率信号贡献传递函数信号。在图9中，可将在空闲时来自包括输出滤波器和全局回路的路径的信号贡献看作(GF)，而可将局部回路信号贡献看作(LF)。在这方面，空闲应被理解为没有任何输入信号3被施加到调节器。

此外，在图9中，在调节器1的输出上可看见由此产生的控制信号。

这意味着局部回路的第一预定传递函数14将以处于高振幅的高频率振幅和处于低振幅的低频率振幅来贡献给控制信号2。优选地，可以在频域中获得求和的一阶开环函数。

经过输出滤波器10且经过全局回路的第二预定传递函数15的回路路径对于低频率信号具有高振幅电平(amplitude level)，而其对于高频率信号具有低振幅电平。这意味着局部回路对于在放大器的通带中的放大器的总敏感度函数仅具有有限的影响。

实际上，在调制器线性中，局部回路支持全局回路，并使得全局回路的设计能具有尽可能大的全局开环增益。原则上，全局开环的第二预定传递函数15可以至少是二阶的，能够获得非常高的开环全局回路增益，同时从对局部回路反馈信号12和全局回路反馈信号13的高频求和而获得线性调制。

本发明的第三实施方式可参照图6。局部回路的第一预定传递函数14已被实施为仅包括增益1/K。为了避免禁止的输出阻抗，局部回路的阻抗必须高于全局回路的第二预定传递函数15的DC阻抗。这对于确保在输出滤波器10的输出处的低的误差敏感度是重要的。全局回路的第二预定传递函数15的DC阻抗应该为局部回路的第一传递函数34的DC阻抗的1/C。C优选地应该在5-10的范围内。调节器1可以被实施为具有至少一个极点。该极点优选地可以被置于非常低的频率处，以获得积分(integrating)传递函数R(s)。如果需要进一步的调制器线性，与调节器1的极点放置相比，调制器1还能包括至少一个处于高频率的零点。

在高输出信号振幅处，控制信号2可能会稍微失真，但是该失真将会由高开环增益补偿。

根据本发明的脉冲调制转换器的第四实施方式可参照图7。这里，全局回路的第二预定传递函数15被实施为具有零点，以便具有足够的稳定性。

局部回路的第二预定传递函数15被实施为具有一个零点和至少一个极点。这在将两个极点置于局部回路的第二预定传递函数14中的情况下创建带通函数，或者在仅实施一个极点的情况下创建超前-滞后函数。局部回路反馈信号的基础可以是来自功率级8的电压，或者其可以是流入输出滤波器感应器(inductor)的电流。该电流可以由本领域技术人员公知的常规电流测量来测量，或者该电压可以通过输出滤波器感应器来测量，并且所述电压可随后被积分(integrated)以提供有效电流(virtual current)测量。流入输出滤波器感应器的电流在任何情况下都可以表示为电压。

调节器1被实施为具有至少一个极点，以其最简单的形式提供低通滤波器函数。

现在返回图9，示出了图5的脉冲调制转换器中的各种信号的波形。在脉冲调制转换器空闲时即没有输入信号3的情况下呈现信号。信号呈现在相同的时间标度(scale)上，因此在转换器中各点处的不同信号能被比较。然而，技术人员将立即认识到它们并不是以相同的电压标度画出的。

从图9的顶部到底部，图5所呈现的信号是：功率级8的输出信号9、来自解调输出滤波器10的模拟输出信号11、局部回路的第二反馈信号12、全局回路的第三反馈信号13、由求和点16中的求和形成的第一反馈信号4以及来自调节器1的控制信号2。

如图可知，与脉冲调制转换器的空闲情况相对应，功率级8的输出信号9包括具有占空比为0.5的矩形脉冲序列转换器。在输出滤波器10之后，模拟输出信号11包括具有对应于脉冲调制转换器的开关残余的正弦脉动的DC信号。应注意的是，所示出的正弦脉动仅是远超出听觉区的脉动，例如大约500kHz，因此在输出信号11中听不到。

在模拟输出信号11下面，示出了第二反馈信号12。第二反馈信号12的形状是经过第一预定传递函数14的对功率级8的输出信号9滤波的结果。

在第二反馈信号12下面，示出了第三反馈信号13。第三反馈信号13的形状是经过第二预定传递函数15的对输出滤波器10的模拟输出信号11滤波的结果。这里应该注意的是，为了说明的目的，第二反馈信号和第三反馈信号13未按比例画出。

在第三反馈信号13的下面，示出了作为第二反馈信号12和第三反馈信号13的和的第一反馈信号4。

最后，在图9的底部，示出调节器1产生的控制信号2。为了提供控制信号2，调节器对输入信号3(其在该情况下为零点)和第一反馈信号4之间的差(difference)积分，在该情况下所述输入信号3为零点。

图8示出了实施第一预定传递函数14和第二预定传递函数15的一种简单的方法。这里两种传递函数都被实施为RC滤波器。第一预定传递函数14被实施为包括串联的电容器17和电阻器18的RC滤波器。第二预定传递函数15被实施为包括并联的电容器19和电阻器20的RC滤波器。

虽然利用特定的实例详细描述了本发明，但是这些实例并不应该被认为以任何方式限制本发明。相反地，在不背离本发明的范围的情况下，技术人员将能够识别各种修改。特别地，技术人员将能容易地选择极点和零点及其位置的组合，以便在各种应用中实施本发明。

Claims

1.一种脉冲调制转换器，其包括用于基于输入信号和第一反馈信号产生第一控制信号的输入级，以及

用于基于所述第一控制信号和基准信号产生脉宽调制信号的比较器，

用于当产生脉宽调制信号时提供滞后的装置，

用于产生放大的脉宽调制信号的功率级，

用于对所述放大的脉宽调制信号滤波以便生成模拟输出信号的输出滤波器，

其中将所述第一反馈信号形成为第二反馈信号和第三反馈信号的组合，

所述第二反馈信号是利用第一预定传递函数从放大的脉宽调制信号中得到的，以及

所述第三反馈信号是利用第二预定传递函数从模拟输出信号中得到的，

其中所述第二预定传递函数包括至少一个零点，其中所述第一预定传递函数包括至少一个零点。

2.如权利要求1所述的脉冲调制转换器，其中第一预定传递函数包括至少一个极点和零点。

3.如权利要求2所述的脉冲调制转换器，其中使用负电流反馈回路来实施第一预定传递函数。

4.如前述权利要求中任何一项所述的脉冲调制转换器，其中所述输入级包括用于对在所述输入信号和所述第一反馈信号之间的信号差积分的积分器，以及用于输出所述积分产生的信号作为控制信号的装置。

5.如权利要求1所述的脉冲调制转换器，其中在单端实施中使用至少一个电阻器和电容器串联来实施第一预定传递函数，并且其中使用至少一个电容器和电阻器并联来实施第二预定传递函数。

6.如前述权利要求1-2中任何一项所述的脉冲调制转换器，其中使用负电压反馈回路来实施第一预定传递函数。

7.如前述权利要求1-3中任何一项所述的脉冲调制转换器，其中输入级包括至少一个以极低频率实施的极点。

8.如前述权利要求1-3中任何一项所述的脉冲调制转换器，其中第一预定传递函数被实施所使用的DC阻抗是第二预定传递函数被实施所使用的DC阻抗的至少5倍。

9.如前述权利要求1-3中任何一项所述的脉冲调制转换器，其中使用至少一个极点和至少一个零点来实施输入级。