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CN116545296B - 能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法 - Google Patents

能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法 Download PDF

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CN116545296B
CN116545296B CN202310539160.2A CN202310539160A CN116545296B CN 116545296 B CN116545296 B CN 116545296B CN 202310539160 A CN202310539160 A CN 202310539160A CN 116545296 B CN116545296 B CN 116545296B
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Abstract

本发明提供了一种能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构，其中，三相桥臂的上桥臂，包括：并联连接的四象限开关管Sa～Sc；三相桥臂的下桥臂，包括：并联连接的电容器Ca～Cc；高频变压器实现电气隔离，高频变压器的原边与副边之间设有漏感Lk，用于实现能量传输；可控开关管Q1～Q4构成的全桥电路，用于实现能量双向流动。同时提供了一种该逆变器的调制方法。本发明交流侧开关管数量减少一半，电感可以通过调节高频变压器气隙以漏感代替，降低了成本；采用移相式结构，简化电路，副边采用功率开关管构成全桥电路，实现功率的双向流动且电压增益范围较宽；通过外移相角与内移相角控制交流侧功率因数与有功功率，实现开关管的软开通。

Description

能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域的逆变器拓扑技术，具体地，涉及一种能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法。
背景技术
变换器作为直流源/负载与电网的接口，在电信电源、新能源发电、蓄电池储能等应用场景中至关重要，需要满足功率因数控制、总谐波失真约束与电气隔离等要求，同时效率与成本也是重要的考量因素。两级式变换器为目前技术较为成熟的方案，第一级需要某种形式的单相/三相升压转换器，第二级实现原副边电压匹配、电气隔离以及电压电流控制的功能。这种两级式方案总损耗为两级损耗之和，假设单极典型效率为96％，则两级结构效率会劣化为92％。在该背景下，由三相交流-交流矩阵式变换器演变过来的矩阵式变换器因具有单极交流-直流结构而受到广泛关注，其具有输入功率因数可控、输入电流总谐波失真度低、功率双向流动、不需要大容量储能电源等优点。
现有技术的矩阵式变换器拓扑如图1所示。交流侧三相线接入三相桥臂中点，每个桥臂上桥臂与下桥臂均为四象限开关管。每个四象限开关管包含两个具有反并联二极管的背对背的功率晶体管。变压器输出接入由功率晶体管构成的全桥结构，继而接入直流滤波电容与直流负载/源。虽然该拓扑可以实现所有开关管的软开关，具有较高的效率，但交流侧需要12个较高耐压功率晶体管，成本下降存在开关管成本的制约。
经过检索发现：
授权公告号为CN101501978B的中国专利，提供了一种将三相交流电源转换为直流输出的三相全谐振环形转换器，包括交流侧三相桥臂，上桥臂由四象限开关管构成，下桥臂为电容器，谐振电感、电容、变压器励磁电感构成谐振腔，通过控制开关频率以控制转换器输出。变压器副边为二极管整流。工作时，在一个开关周期内，具有最大绝对电压的相被开通达总开关周期的大约一半，通过调节其余两相被开通的时间比例来控制功率因数。该专利提供的技术方案，开关管与无源器件使用的数量仍然较多，成本高；拓扑无法实现功率的双向流动，由于使用谐振式拓扑，增益范围较窄；控制策略唯一自由度用来控制功率因数，在一个开关周期内加在谐振腔两端的电压伏秒值不为0，因此谐振电容上需要承受网侧电压等级的直流偏置，且没有自由度用来保证开关管的软开通。
发明内容
本发明针对现有技术中存在的上述不足，提供了一种能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法。
根据本发明的一个方面，提供了一种能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构，包括：交流侧滤波电感La～Lc、三相桥臂模块、高频变压器、可控开关管Q1～Q4以及直流侧滤波电容Co；其中：
所述交流侧滤波电感La～Lc的一端分别连接交流电源Va～Vc，所述交流侧滤波电感La～Lc的另一端分别连接在所述三相桥臂模块的上桥臂和下桥臂之间；所述三相桥臂模块的输出侧与所述高频变压器的原边连接；所述高频变压器的副边与所述可控开关管Q1～Q4构成的全桥两个桥臂的中点连接；所述直流侧滤波电容Co连接在所述可控开关管Q1～Q4构成的全桥两个桥臂的两端，并与直流电源或负载连接；
所述三相桥臂的上桥臂，包括：并联连接的四象限开关管Sa～Sc；
所述三相桥臂的下桥臂，包括：并联连接的电容器Ca～Cc；
所述高频变压器的原边与副边之间设有漏感Lk，用于实现能量传输；
所述可控开关管Q1～Q4构成的全桥电路，用于实现能量双向流动。
优选地，所述四象限开关管Sa～Sc均包括具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管。
优选地，所述具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管，包括：背对背的功率IGBT开关管，其中，每一个所述功率IGBT开关管均与一个二极管反并联。
优选地，所述具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管，包括：两条并联的支路，其中，每一条支路均包括相互串联的二极管和功率IGBT开关管；所述二极管的负极与所述功率IGBT开关管的集电极相连接，两条并联的支路的构成元件方向相反。
优选地，所述具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管，包括：两个功率IGBT开关管和两个二极管；所述二极管正极与所述的功率IGBT开关管的发射极相连；每一个所述功率IGBT开关管均与一个所述二极管反并联。
优选地，所述高频变压器的原边包括一个匝数为np的原边绕组，所述高频变压器的负边包括n个匝数为ns的副边绕组；所述漏感Lk通过设置变压器气隙提供；其中，ns中的s＝1,2,…,n，表示高频变压器副边第s个绕组。
优选地，所述可控开关管Q1～Q4均包括具有反并联二极管的功率MOSFET开关管。
根据本发明的另一个方面，提供了一种上述任一项所述的能量双向流动高频隔离三相逆变器的调制方法，包括：
在交流侧：
四象限开关管Sa～Sc在每一个开关周期内以1/3的占空比依次开通，以满足高频变压器的漏感Lk的伏秒平衡；
将工频周期划分为6个60°区间，在每一个区间内，电压绝对值最大与最小的两相四象限开关管均有一个功率MOSFET开关管常通；
在直流侧：
可控开关管Q1～Q4所构成的全桥两个桥臂中的开关管驱动信号互补且占空比均为0.5，全桥两个桥臂中对角开关管驱动信号设置内移相角，对回流功率进行优化；
四象限开关管Sa～Sc驱动信号与可控开关管Q1～Q4驱动信号之间设置外移相角，对输入功率因数以及传输功率进行控制。
优选地，利用查阅表基于逆变器输入三相交流电压与输出电压或电流波形获得外移相角和/或内移相角。
优选地，该调制方法工作在整流模式，通过将外移相角取反实现功率的反向流动。
由于采用了上述技术方案，本发明与现有技术相比，具有如下至少一项的有益效果：
本发明提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法，交流侧开关管数量减少了一半，显著降低了电路的成本；同时，电感可以通过调节高频变压器气隙以漏感代替，进一步降低了成本。
本发明提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法，采用移相式结构，即将能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构等效为高频变压器原副边电压源串接漏感的结构，不需要设计额外的谐振参数，简化了电路。
本发明提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法，副边采用功率开关管构成全桥电路，提供了额外的自由度的同时可以实现功率的双向流动且增益范围较宽，使电路同时具有整流与逆变的功能。
本发明提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法，通过外移相角与内移相角控制交流侧功率因数与有功功率，实现开关管的软开通。
本发明提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法，可以将三相交流电源转换为直流输出或直流源转换为三相交流输出的能量双向流动高频隔离三相变换器，适用于电信电源、新能源发电、蓄电池储能等宽广范围应用场合。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1为现有的矩阵式变换器；
图2为本发明一优选实施例中能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构示意图；
图3为本发明一优选实施例中能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构展开示意图；
图4为本发明一优选实施例中第一种四象限开关管结构示意图；
图5为本发明一优选实施例中第二种四象限开关管结构示意图；
图6为本发明一优选实施例中第三种四象限开关管结构示意图；
图7为本发明一优选实施例中第四种四象限开关管结构示意图；
图8为本发明一优选实施例中三相交流电源的电压波形图；
图9为本发明一优选实施例中在0～60°区间一个开关周期内的脉冲控制时序图；
图10～图16为本发明一优选实施例中在0～60°区间一个开关周期内的工作等效电路图；其中，图10为阶段1(t0-t1)，图11为阶段2(t1-t2)，图12为阶段3(t2-t3)，图13为阶段4(t3-t4)，图14为阶段5(t4-t5)，图15为阶段6(t5-t6)，图16为阶段7(t6-t7)；
图17为本发明一优选实施例中在0～60°区间一个开关周期内的主要电压和电流波形图。
具体实施方式
下面对本发明的实施例作详细说明：本实施例在以本发明技术方案为前提下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。
本发明一实施例提供了一种能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构，该拓扑结构在有源、无源器件数量上具有优势，能够降低电路成本。
如图2和图3所示，该实施例提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构，可以包括：交流侧滤波电感La～Lc、三相桥臂模块、高频变压器、可控开关管Q1～Q4以及直流侧滤波电容Co；其中：
交流侧滤波电感La～Lc的一端分别连接交流电源Va～Vc，交流侧滤波电感La～Lc的另一端分别连接在三相桥臂模块的上桥臂和下桥臂之间；三相桥臂模块的输出侧与高频变压器的原边连接；高频变压器的副边与可控开关管Q1～Q4构成的全桥两个桥臂的中点连接；直流侧滤波电容Co连接在可控开关管Q1～Q4构成的全桥两个桥臂的两端，并与直流电源或负载连接；
三相桥臂的上桥臂，包括：并联连接的四象限开关管Sa～Sc；
三相桥臂的下桥臂，包括：并联连接的电容器Ca～Cc；
高频变压器的原边与副边之间设有漏感Lk，用于实现能量传输；
可控开关管Q1～Q4构成的全桥电路，用于实现能量双向流动。
在一优选实施例中，四象限开关管Sa～Sc均包括具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管。
在一优选实施例中，具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管，包括：背对背的功率IGBT开关管，其中，每一个功率IGBT开关管均与一个二极管反并联，以提供电流反向流动的能力。如图4和图5所示。
在一优选实施例中，具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管，包括：两条并联的支路，其中，每一条支路均包括相互串联的二极管和功率IGBT开关管；二极管的负极与功率IGBT开关管的集电极相连接，两条并联的支路的构成元件方向相反。如图6所示。
在一优选实施例中，具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管，包括：两个功率IGBT开关管和两个二极管；二极管正极与的功率IGBT开关管的发射极相连；每一个功率IGBT开关管均与一个二极管反并联。如图7所示。
在一优选实施例中，高频变压器的原边包括一个匝数为np的原边绕组，高频变压器的负边包括一个匝数为ns的副边绕组，其中，s＝1,2,…,n，表示高频变压器副边第s个绕组；漏感Lk通过设置变压器气隙提供，以实现磁集成，减小装置体积，提高功率密度。
在一优选实施例中，可控开关管Q1～Q4均包括具有反并联二极管的功率MOSFET开关管。
本发明上述实施例提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构，交流侧三相桥臂的上桥臂由四象限开关管Sa～Sc构成，下桥臂由电容器Ca～Cc构成，接在三相桥臂输出侧与变压器之间的电感Lk，隔离变压器，实现高频隔离，变压器副边输出接在由四个可控开关管Q1～Q4构成的全桥两个桥臂的中点，直流侧滤波电容Co连接直流负载或电源。
本发明一实施例提供了一种本发明上述实施例提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器的调制方法，该调制方法可以控制网侧功率因数与变换器传输功率，简单灵活。
该实施例提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器的调制方法，包括：
在交流侧：
四象限开关管Sa～Sc在每一个开关周期内以1/3的占空比依次开通，以满足高频变压器的漏感Lk的伏秒平衡；
将工频周期划分为6个60°区间，在每一个区间内，电压绝对值最大与最小的两相四象限开关管均有一个功率MOSFET开关管常通；
在直流侧：
可控开关管Q1～Q4所构成的全桥两个桥臂中的开关管互补且占空比均为0.5，全桥两个桥臂中对角开关管驱动信号设置内移相角，对回流功率进行优化；
四象限开关管Sa～Sc驱动信号与可控开关管Q1～Q4驱动信号之间设置外移相角，对输入功率因数以及传输功率进行控制。
在一优选实施例中，利用查阅表基于逆变器输入三相交流电压与输出电压或电流波形获得外移相角和/或内移相角。
在一优选实施例中，该调制方法工作在整流模式下，可以仅通过将外移相角取反实现功率的反向流动。
本发明上述实施例提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器的调制方法，交流侧四象限开关管Sa～Sc在每个开关周期内以1/3的占空比依次开通，以满足电感Lk的伏秒平衡；将工频周期分为6个60°区间，在每个区间内，电压绝对值最大与最小的两相四象限开关管均有一个功率晶体管常通；副边全桥开关管上下桥臂开关管互补导通且占空比均为0.5，两个桥臂对角开关管驱动信号可以设置一定的内移相角，以实现回流功率的优化；原边四象限开关管驱动信号与副边开关管驱动信号之间需要设置一定的外移相角，对输入功率因数以及传输功率进行控制。
下面对本发明上述实施例提供的技术方案及其工作原理进一步说明。
如图2所示，为本发明上述实施例提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构示意图，包括：网侧滤波电感La～Lc、交流侧三相桥臂，其中上桥臂由四象限开关管Sa～Sc构成，下桥臂由电容器Ca～Cc构成；电感Lk接在三相桥臂输出侧与高频变压器之间；变压器副边输出接在由四个可控开关管Q1～Q4构成的全桥两个桥臂的中点，直流侧滤波电容(Co)连接直流负载/电源。
如图3所示，本发明上述实施例提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构，其特征在于：主要包括三相交流模块、高频变压器和全桥直流模块。三相交流模块包括三相桥臂，其中上桥臂由四象限开关管构成(Sa～Sc)，下桥臂由电容器(Ca～Cc)构成。忽略励磁电感，高频变压器包含漏感Lk，一个匝数为np的原边绕组，n个匝数为ns(s＝1,2,…,n)的副边绕组。全桥直流模块包括四个可控开关管(Qs1～Qs4)以构成全桥结构，直流侧滤波电容(Cos)，直流负载/源。
在上述拓扑结构中：
忽略滤波电感上的压降，三相电容电压与三相网侧电压具有如下关系：
其中，vCa、vCb、vCc分别三相桥臂下桥臂电容Ca、Cb、Cc电压；va、vb、vc分别为a、b、c三相相电压；
系数矩阵的秩为2，因此三相电容电压具有无穷解，可以表示为：
其中，Δv为三相相电压与三相桥臂下桥臂电容电压的差值；
无穷解的原因为三相电容公共点N的电位是悬浮的。令Δv＝0，则三相电容电压等于三相电网电压。变压器原边电压vp由三相电容电压合成，为了满足电感Lk在一个开关周期内伏秒平衡，原边电压vp需要满足在一个开关周期内积分值等于0：
DavCa+DbvCb+DcvCc＝0(3)其中，Da、Db、Dc分别为三相四象限开关管的占空比，需要满足：
Da+Db+Dc＝1(4)联立式(3)、(4)，可以得到三相占空比的约束方程为：
可以解得：
基于以上分析，交流侧三相四象限开关在一个开关周期内按照1/3的占空比依次开通，从而保证电感Lk的伏秒平衡。
电路的传输功率控制可以通过改变原副边之间的移相角与副边全桥的内移相角实现。移相式电路可以等效为电感串联在原副边电压源之间的结构，增大原副边之间的移相角可以增大传输功率。增大副边的内移相角等效于减小基波的幅值，从而减小传输功率。
干线输入功率因数校正(PFC)控制可以通过改变原副边之间的外移相角与副边全桥的内移相角实现。由于交流侧三相四象限开关管在一个周期内开通时间确定，因此无法通过增大或减小特定相功率晶体管被开通的时间来控制该特定相的电流。依据三相输入电压调节原副边之间的外移相角与副边内移相角可以改变电感电流，从而改变1/3开关周期内的电流平均值，从而控制三相电流与三相电压的关系，即达到干线输入功率因数校正(PFC)的作用。瞬时干线电流能根据三相开关管的开关状态与三相电容/滤波电感的阻抗关系的将电感电流分离为三个分量来获得。
回流功率的优化可以通过改变副边全桥的内移相角实现。如图2和图3所示，变压器原边电压/电流的正方向已在图中定义，回流功率定义为变压器原边电压/电流符号相反的时间区间内产生的功率，这部分功率会导致电路损耗增大，降低变换器的效率。在该时间区间内，可以通过加入副边全桥内移相角使变压器副边电压等于0，从而减小回流功率。
在一个开关周期内，该三相变换器共有7个工作状态。图9是变换器在0～60°区间一个开关周期内的脉冲控制时序图，相应的，图10～图16是在0～60°区间一个开关周期内的工作等效电路；工作时主要的电压和电流波形如图17所示，图中，Vp为高频变压器原边电压，Vs为高频变压器副边电压，iLk为漏感Lk电流。
在0～60°区间内，如图8所示，va>vb>vc，因此a相四象限开关管上管Sa1常通，c相四象限开关管下管Sc2常通。
阶段1(t0-t1)：
如图10所示，开关管Sa2开通，副边开关管Q2、Q3开通，变压器原边电压等于a相电压，副边电压等于-vo。a相四象限开关管电流等于电感电流，a相干线电流等于a相电容电流与a相开关管电流之和，b相电容电流与c相电容电流之和与电感电流数值相等，方向相反，b相电容电流等于b相干线电流，c相电容电流等于c相干线电流。
阶段2(t1-t2)：
如图11所示，此时交流侧开关开通情况、电流路径与上一阶段一致，副边开关管Q1、Q3开通，变压器副边电压等于0。
阶段3(t2-t3)：
如图12所示，此时交流侧开关开通情况、电流路径与上一阶段一致，副边开关管Q1、Q4开通，变压器副边电压等于vo。
阶段4(t3-t4)：
如图13所示，开关管Sb1、Sb2开通，副边开关管Q1、Q4开通，变压器原边电压等于b相电压，副边电压等于vo。b相四象限开关管电流等于电感电流，b相干线电流等于b相电容电流与b相开关管电流之和，a相电容电流与c相电容电流之和与电感电流数值相等，方向相反，a相电容电流等于a相干线电流，c相电容电流等于c相干线电流。
阶段5(t4-t5)：
如图14所示，此时交流侧开关开通情况、电流路径与上一阶段一致，副边开关管Q2、Q4开通，变压器副边电压等于0。
阶段6(t5-t6)：
如图15所示，此时交流侧开关开通情况、电流路径与上一阶段一致，副边开关管Q2、Q3开通，变压器副边电压等于-vo。
阶段7(t6-t7)：
如图16所示，开关管Sc1开通，副边开关管Q2、Q3开通，变压器原边电压等于c相电压，副边电压等于-vo。a相四象限开关管电流等于电感电流，c相干线电流等于c相电容电流与c相开关管电流之和，a相电容电流与b相电容电流之和与电感电流数值相等，方向相反，a相电容电流等于a相干线电流，b相电容电流等于b相干线电流。
本发明上述实施例提供的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构及其调制方法，其三相桥臂下桥臂四象限开关管可由电容器替代，交流侧开关管数量减少了一半，显著降低了电路的拓扑成本；同时，电感可以通过调节高频变压器气隙以漏感代替，进一步降低了成本；采用移相式结构，不需要设计额外的谐振参数，简化了电路；副边采用功率开关管构成全桥电路，提供了额外的自由度的同时可以实现功率的双向流动且增益范围较宽，使电路同时具有整流与逆变的功能；通过外移相角与内移相角控制交流侧功率因数与有功功率，实现开关管的软开通；可以将三相交流电源转换为直流输出或直流源转换为三相交流输出的能量双向流动高频隔离三相变换器，适用于电信电源、新能源发电、蓄电池储能等宽广范围应用场合。
本发明上述实施例中未尽事宜均为本领域公知技术。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (6)

1.一种能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构，其特征在于，包括：交流侧滤波电感La～Lc、三相桥臂模块、高频变压器、可控开关管Q1～Q4以及直流侧滤波电容Co；其中：
所述交流侧滤波电感La～Lc的一端分别连接交流电源Va～Vc，所述交流侧滤波电感La～Lc的另一端分别连接在所述三相桥臂模块的上桥臂和下桥臂之间；所述三相桥臂模块的输出侧与所述高频变压器的原边连接；所述高频变压器的副边与所述可控开关管Q1～Q4构成的全桥两个桥臂的中点连接；所述直流侧滤波电容Co连接在所述可控开关管Q1～Q4构成的全桥两个桥臂的两端，并与直流电源或负载连接；
所述三相桥臂的上桥臂，包括：并联连接的四象限开关管Sa～Sc；
所述三相桥臂的下桥臂，包括：并联连接的电容器Ca～Cc；
所述高频变压器的原边与副边之间设有漏感Lk，用于实现能量传输；
所述可控开关管Q1～Q4构成的全桥电路，用于实现能量双向流动；
所述四象限开关管Sa～Sc均包括具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管；
所述具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管，包括：背对背的功率IGBT开关管，其中，每一个所述功率IGBT开关管均与一个二极管反并联；
所述具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管，包括：两条并联的支路，其中，每一条支路均包括相互串联的二极管和功率IGBT开关管；所述二极管的负极与所述功率IGBT开关管的集电极相连接，两条并联的支路的构成元件方向相反；
所述具有反并联二极管的背对背功率MOSFET开关管，包括：两个功率IGBT开关管和两个二极管；所述二极管正极与所述的功率IGBT开关管的发射极相连；每一个所述功率IGBT开关管均与一个所述二极管反并联。
2.根据权利要求1所述的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构，其特征在于，所述高频变压器的原边包括一个匝数为np的原边绕组，所述高频变压器的负边包括n个匝数为ns的副边绕组；所述漏感Lk通过设置变压器气隙提供；其中，ns中的s＝1,2,…,n，表示高频变压器副边第s个绕组。
3.根据权利要求1所述的能量双向流动高频隔离三相逆变器拓扑结构，其特征在于，所述可控开关管Q1～Q4均包括具有反并联二极管的功率MOSFET开关管。
4.一种权利要求1-3中任一项所述的能量双向流动高频隔离三相逆变器的调制方法，其特征在于，包括：
在交流侧：
四象限开关管Sa～Sc在每一个开关周期内以1/3的占空比依次开通，以满足高频变压器的漏感Lk的伏秒平衡；
将工频周期划分为6个60°区间，在每一个区间内，电压绝对值最大与最小的两相四象限开关管均有一个功率MOSFET开关管常通；
在直流侧：
可控开关管Q1～Q4所构成的全桥两个桥臂中的开关管驱动信号互补且占空比均为0.5，全桥两个桥臂中对角开关管驱动信号设置内移相角，对回流功率进行优化；
四象限开关管Sa～Sc驱动信号与可控开关管Q1～Q4驱动信号之间设置外移相角，对输入功率因数以及传输功率进行控制。
5.根据权利要求4所述的能量双向流动高频隔离三相逆变器的调制方法，其特征在于，利用查阅表基于逆变器输入三相交流电压与输出电压或电流波形获得外移相角和/或内移相角。
6.根据权利要求4所述的能量双向流动高频隔离三相逆变器的调制方法，其特征在于，工作在整流模式，通过将外移相角取反实现功率的反向流动。
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