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CN110431429B - 功率半导体开关元件的损伤预测装置和损伤预测方法、ac-dc转换器、dc-dc转换器 - Google Patents

功率半导体开关元件的损伤预测装置和损伤预测方法、ac-dc转换器、dc-dc转换器 Download PDF

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Abstract

功率半导体开关元件的损伤判定装置具有：电阻，其与所述功率半导体开关元件的栅极连接；比较部，其在规定电压被施加于所述功率半导体开关元件的栅极时，对与在所述电阻的两端产生的电压对应的检测电压和基准电压进行比较；以及预测部，其在所述检测电压超过所述基准电压时，预测为在所述功率半导体开关元件的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤。

Description

功率半导体开关元件的损伤预测装置和损伤预测方法、AC-DC 转换器、DC-DC转换器
技术领域
本发明涉及功率半导体开关元件的损伤预测装置和损伤预测方法、AC-DC转换器、DC-DC转换器。
背景技术
已知有在将交流电压转换为直流电压时通过周期性地使功率半导体开关元件导通/截止来输出规定值的直流电压的AC-DC转换器、以及在将直流电压转换为与该直流电压不同的值的直流电压时通过周期性地使功率半导体开关元件导通/截止来输出规定值的直流电压的DC-DC转换器等的功率转换装置。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特许第5186095号公报
发明内容
发明要解决的问题
针对上述的功率转换装置，例如有时使用由GaN(氮化镓：Gallium Nitride)构成的FET(场效应晶体管：Field Effect Transistor)(以下称作GaN-FET)、由SiC(碳化硅：Silicon Carbide)构成的FET(以下称作SiC-FET)、IGBT(绝缘栅极双极晶体管：InsulatedGate Bipolar Transistor)等功率半导体开关元件。
但是，在对上述的功率转换装置使用这些功率半导体开关元件的情况下，可能由于功率半导体开关元件的电流驱动能力(di/dt)大而产生以下的问题。例如，在周期性地使功率半导体开关元件导通/截止时，当对功率半导体开关元件的栅极施加的栅极电压从高电平和低电平中的任意一方的电平向另一方的电平变化时，伴随在AC-DC转换器或DC-DC转换器的电路布线中寄生的电感成分和电容成分等的谐振，会对栅极电压叠加具有比该栅极电压的频率高的频率的振铃。即，对于栅极电压出现过冲和下冲。这样，如果栅极电压超过了额定电压，则在功率半导体开关元件的栅极绝缘层逐渐蓄积损伤，结果可能导致功率半导体开关元件的破坏。
例如，在专利文献1的情况下，虽然检测功率半导体开关元件的栅极电压值，但是，这是为了实现功率半导体开关元件中的开关损耗和噪声的降低，而并非为了预测在功率半导体开关元件的栅极绝缘层蓄积的损伤的程度。
因此，本发明的目的在于，提供能够预测在功率半导体开关元件的栅极绝缘层蓄积的损伤的程度的损伤预测装置、损伤预测方法、AC-DC转换器、DC-DC转换器。
用于解决问题的手段
解决上述课题的主要的本发明是功率半导体开关元件的损伤预测装置，具有：电阻，其与所述功率半导体开关元件的栅极连接；比较部，其在规定电压被施加于所述功率半导体开关元件的栅极时，对与所述电阻的两端产生的电压对应的检测电压和基准电压进行比较；以及预测部，其在所述检测电压超过所述基准电压时，预测为在所述功率半导体开关元件的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤。
本发明的其他特征由附图和本说明书的记载阐明。
发明的效果
根据本发明，能够预测在功率半导体开关元件的栅极绝缘层蓄积的损伤的程度，将伴随功率半导体开关元件的破坏而产生的故障防患于未然。
附图说明
图1是示出具有第1实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。
图2是是示出在第1实施方式的损伤预测装置中使用的电位差检测部的一例的电路图。
图3是示出在第1实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机的硬件的一例的框图。
图4是示出通过在第1实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机而实现的功能的一例的框图。
图5是用于说明第1实施方式的损伤预测装置的动作的波形图。
图6是用于说明第1实施方式的损伤预测装置的动作的流程图。
图7是示出具有第2实施方式的损伤预测装置的升压型的DC-DC转换器的一例的电路框图。
图8是示出第2实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机的功能的一例的框图。
图9是示出具有第3实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。
图10是示出通过第3实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机实现的功能的一例的框图。
图11是示出具有第4实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。
图12是示出通过在第4实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机实现的功能的一例的框图。
图13是示出具有第5实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。
图14是示出在第5实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机的功能的一例的框图。
图15是示出具有第6实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。
图16是示出在第6实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机的功能的一例的框图。
图17是示出具有第7实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。
图18是示出在第7实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机的功能的一例的框图。
具体实施方式
通过本说明书和附图的记载，至少阐明以下事项。
＝＝＝第1实施方式＝＝＝
<<AC-DC转换器的结构>>
图1是示出具有本实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。图2是示出在本实施方式的损伤预测装置中使用的电位差检测部的一例的电路图。图3是示出在本实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机的硬件的一例的框图。图4是示出通过在本实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机实现的功能的一例的框图。
以下，参照图1～图4来说明具有本实施方式的损伤预测装置的AC-DC转换器的结构。
AC-DC转换器100是如下的功率转换装置：在将交流电压转换为直流电压时，利用比交流电压的频率高的频率使后述的功率半导体开关元件导通/截止，从而输出规定值的直流电压。另外，AC-DC转换器100具有功率因数改善电路。
具有功率因数改善电路的AC-DC转换器100构成为包含交流电源101(例如产生50Hz或60Hz的交流电压的商用电源)、全波整流电路102、扼流线圈103、二极管104、平滑电容器105、电压检测电阻106A、106B、电流检测电阻107、功率半导体开关元件108、栅极电阻109(电阻)、栅极驱动器110、电位差检测电路111(电位差检测部)、微计算机112。另外，损伤预测装置构成为包含栅极电阻109、栅极驱动器110、电位差检测电路111、微计算机112。
全波整流电路102是由4个二极管102A～102D构成的桥电路，其输出对从交流电源101产生的交流电压进行全波整流后得到的直流电压。
扼流线圈103是为了将比全波整流后的直流电压大的直流电压向平滑电容器105充电而设置的。扼流线圈103的一端与全波整流电路102的一个输出端连接，向扼流线圈103提供从全波整流电路102输出的直流电流。另外，扼流线圈103还具有防止波纹电流对平滑电容器105的影响的作用，进而，还具有使从交流电源101输入的交流电流成为正弦波的作用。
二极管104和平滑电容器105串联连接于扼流线圈103的另一端与接地GND之间。
电压检测电阻106A、106B是为了检测AC-DC转换器100的输出电压而设置的。电压检测电阻106A、106B串联连接于二极管104的阳极与接地GND之间。即，电压检测电阻106A、106B的串联体与平滑电容器105的两端和负载L并联连接。
电流检测电阻107是为了检测在功率半导体开关元件108中流过的电流作为电压而设置的。电流检测电阻107连接于全波整流电路102的另一个输出端与平滑电容器105的接地点之间。另外，在电流检测电阻107的两端产生的电压是微小的。
电流检测电路122是以规定的电压放大率对在电流检测电阻107的两端产生的微小的电压进行放大的电路。电流检测电路122例如能够通过使用公知的反转放大电路或差动放大电路而实现。由此，在后述的ADC1中，能够可靠地得到与在电流检测电阻107的两端产生的微小的电压相当的数字数据DB。
功率半导体开关元件108是为了与扼流线圈103协作而将比全波整流后的直流电压大的直流电压向平滑电容器105充电而设置的。在本实施方式的情况下，功率半导体开关元件108具有耐高压、低损耗、高效率、高频率等特性。例如，功率半导体开关元件108是在作为GaN(氮化镓：Gallium Nitride)-FET(场效应晶体管：Field Effect Transistor)中的一种的GaN-HEMT(High Electron Mobility Transistor：高电子迁移率晶体管)。GaN-HEMT是如下元件：为了提高电子的移动度，将在由GaN和AlGaN(氮化铝镓：Gallium AluminumNitride)构成的2层的异质结构的界面上存在的二维电子气体用作电流的路径。以下，为便于说明，有时将功率半导体开关元件108称作GaN-HEMT 108。
GaN-HEMT是在原理上以常导通进行动作的元件。但是，本实施方式中使用的GaN-HEMT是被改良为以常截止进行动作的元件。作为将GaN-HEMT改良为以常截止进行动作的技术，已知有将GaN-HEMT的栅极结构变更为增强特性、或对GaN-HEMT的源极级联耐低压的MOSFET等公知的技术。本实施方式中使用的GaN-HEMT利用哪种技术来实现都可以。另外，为了便于说明，以1个FET的符号来表示图中的GaN-HEMT 108。
GaN-HEMT 108的漏极与扼流线圈103的另一端连接，GaN-HEMT 108的源极与接地GND连接。此外，GaN-HEMT 108的栅极经由栅极电阻109与栅极驱动器110连接。
栅极驱动器110按照来自微计算机112的指示，输出在使GaN-HEMT 108导通时为高电平(例如5伏)、使GaN-HEMT 108截止时为低电平(例如0伏)的2值的开关信号。即，GaN-HEMT 108根据开关信号的电平的变化而导通/截止。
这里，在AC-DC转换器100中设有GaN-HEMT 108的情况下，可能由于GaN-HEMT 108的电流驱动能力(di/dt)大而产生以下的问题。例如，从栅极驱动器110输出的开关信号向高电平或低电平变化时产生谐振。该谐振是由于AC-DC转换器100的电路布线或扼流线圈103中的电感成分、以及AC-DC转换器100的电路布线或平滑电容器105中的电容成分而产生的。当产生该谐振时，会对施加于GaN-HEMT 108的栅极的栅极电压叠加具有比栅极电压的频率(开关信号的频率)高的频率的振铃。即，当开关信号向高电平变化时，栅极电压出现过冲，另一方面，当开关信号向低电平变化时，栅极电压出现下冲。而且，在每次栅极电压超过GaN-HEMT 108的栅极的额定电压时，在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层逐渐蓄积损伤，结果可能导致GaN-HEMT 108的破坏。因此，需要预测在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积的损伤的程度，将伴随GaN-HEMT 108的破坏而产生的AC-DC转换器100的故障防患于未然。
如果在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积损伤，则GaN-HEMT 108的栅极-源极间的电阻值减小。这里，由于在使GaN-HEMT 108导通时的栅极电压(高电平)是固定值，因此，如果在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积损伤，则在使GaN-HEMT 108导通时在GaN-HEMT 108的栅极-源极间流过的电流会增加。因此，在GaN-HEMT 108的栅极-源极间流过的电流的增加部分作为漏电流而流向栅极电阻109。因此，在本实施方式中，着眼于在使GaN-HEMT 108导通时流向栅极电阻109的漏电流，提供预测GaN-HEMT 108的栅极绝缘层的损伤的程度的损伤预测装置。
图2所示的电位差检测电路111是如下电路：通过取入电位差V1-V2，输出与流向栅极电阻109的漏电流对应的检测电压VDET，即与在栅极电阻109的两端产生的电压对应的检测电压VDET，其中，该电位差V1-V2是在栅极电阻109的GaN-HEMT108侧的一端产生的电位V2(第2电位)与在栅极电阻109的栅极驱动器110侧的另一端产生的电位V1(第1电位)之间的电位差。电位差检测电路111具有输入电位V1的第1输入端子IN+、输入电位V2的第2输入端子IN-、以及输出检测电压VDET的输出端子OUT。而且，电位差检测电路111例如通过将具有规定的电压放大率的差动放大电路111A与第1输入端子IN+、第2输入端子IN-，输出端子OUT连接而构成，以能够输出与微小的值的漏电流对应的检测电压VDET。
差动放大电路111A构成为包含运算放大器OP、分压电阻R1～R4、输入电阻R5、R7、接地电阻R6、反馈电阻R8。
分压电阻R1、R2串联连接于第1输入端子IN+与接地GND之间，分压电阻R1、R2的连接点经由输入电阻R5与运算放大器OP的第1输入端子(+)连接。分压电阻R3、R4串联连接于第2输入端子IN-与接地GND之间，分压电阻R3、R4的连接点经由输入电阻R7与运算放大器OP的第2输入端子(-)连接。反馈电阻R8连接于运算放大器OP的第2输入端子(-)与输出端子之间。接地电阻R6连接于运算放大器OP的第1输入端子(+)与接地GND之间。通过如上所述连接差动放大电路111A，从运算放大器OP的输出端子输出的电压Vo由以下的式(3)～(5)表示。
当设分压电阻R1、R2的连接点的电压为Vi+，设分压电阻R3、R4的连接点的电压为Vi-，设与运算放大器OP的第1输入端子(+)相关的电压(输入电阻R5与接地电阻R6的连接点的电压)为V+，设与运算放大器OP的第2输入端子(-)相关的电压(输入电阻R7与反馈电阻R8的连接点的电压)为V-时，电压V+如式(1)那样表示，电压V-如式(2)那样表示。
【数学式1】
Figure BDA0002201024800000071
【数学式2】
Figure BDA0002201024800000072
这里，当设V+＝V-时，电压Vo如式(3)那样表示。
【数学式3】
Figure BDA0002201024800000073
进而，当设R5＝R7、R6＝R8时，电压Vo如式(4)那样表示。
【数学式4】
Figure BDA0002201024800000074
进而，Vi+、Vi-如式(5)、式(6)那样表示。
【数学式5】
Figure BDA0002201024800000075
【数学式6】
Figure BDA0002201024800000081
而且，当设R1＝R3、R2＝R4时，电压Vo如式(7)那样表示。
【数学式7】
Figure BDA0002201024800000082
由式(7)可知，差动放大电路111A的电压放大率由(R8/R7)·(R2/(R1+R2))规定。因此，当对运算放大器OP的第1输入端子(+)和第2输入端子(-)施加与电位V1、V2对应的电压时，从运算放大器OP的输出端子输出以上述的电压放大率放大后的电压，作为检测电压VDET而从输出端子OUT输出。
图3所示的微计算机112进行用于针对栅极驱动器110调整开关信号的高电平期间和低电平期间的控制，以使得在电压检测电阻106A、106B的连接点产生的检测电压VA成为固定值。微计算机112输出作为由栅极驱动器110输出开关信号时的契机的PMW信号。PWM信号的各周期由导通期间和截止期间形成，PWM信号的导通期间相当于开关信号的高电平期间，PWM信号的截止期间相当于开关信号的低电平期间。例如，当检测电压VA相比于固定值而上升时，微计算机112以使得检测电压VA成为固定值的方式将PWM信号的导通期间调整为较短并且将PWM信号的截止期间调整为较长。另一方面，当检测电压VA相比于固定值而下降时，微计算机112以使得检测电压VA成为固定值的方式将PWM信号的导通期间调整为较长并且将PWM信号的截止期间调整为较短。另外，从微计算机112输出的最初的PWM信号的导通期间和截止期间例如也可以是导通期间比截止期间短的占空比小于50％的关系。此外，也可以是导通期间比截止期间长的占空比为50％以上的关系。
微计算机112进行用于功率因数改善动作的控制，以使得交流电源101的交流电流成为正弦波、并且从电流检测电路122输出的检测电压VB成为正弦波的全波整流波形。
进而，微计算机112进行如下控制：对检测电压VDET和基准电压VREF进行比较，当检测电压VDET超过基准电压VREF时，预测为在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤。
微计算机112构成为包含ROM 151、CPU 152、RAM 153、I/O端口组154、AD转换器组155、总线156。ROM 151由掩模ROM、闪速ROM等非易失性存储器构成。在ROM 151中预先存储有用于进行上述控制的程序。RAM 153由能够在供给RAM 153用的电源的期间内读入数据和读出数据的易失性存储器构成。在RAM 153中写入由CPU 152执行程序而得到的数据。另一方面，从RAM 153读出CPU 152执行程序所需的数据。I/O端口组154进行CPU 152执行程序时所需要的数据的输入或输出。A/D转换器组155从外部取入CPU 152执行程序时所需要的模拟数据并将其转换为数字数据。CPU 152按照从ROM 151读出的程序的内容，对从RAM 153读出的数据、输入到I/O端口组154的数据、从A/D转换器组155输出的数据等进行必要的运算处理。另外，ROM 151、CPU 152、RAM 153、I/O端口组154、A/D转换器组155经由总线156连接。
图4所示的微计算机112构成为包含作为AD转换器组155的ADC0～ADC2、控制部161、比较部162、预测部163、输出部164。另外，控制部161、比较部162、预测部163、输出部164是通过由CPU 152从ROM 151读出并执行程序而实现的功能。
ADC0取入在电压检测电阻106A、106B的连接点产生的检测电压VA并将其转换为数字数据DA。同时，ADC1取入从电流检测电路122输出的检测电压VB并将其转换为数字数据DB。ADC2取入与流向栅极电阻109的漏电流对应的检测电压VDET并将其转换为数字数据DC。
在控制部161预先存储有与当检测电压VA为固定值时的ADC0的转换结果相同的基准数字数据DAR。而且，控制部161对数字数据DA和基准数字数据DAR进行比较。例如，在数字数据DA大于基准数字数据DAR的情况下，控制部161以使得数字数据DA接近基准数字数据DAR的方式，将PWM信号的导通期间调整为较短并且将PWM信号的截止期间调整为较长，输出调整后的PWM信号。另一方面，在数字数据DA小于基准数字数据DAR的情况下，控制部161以使得数字数据DA接近基准数字数据DAR的方式，将PWM信号的导通期间调整为较长并且将PWM信号的截止期间调整为较短，输出调整后的PWM信号。
另一方面，在控制部161中，将表示具有规定的振幅和频率的正弦波的全波整流波形的基准数字数据DBR保持于查找表，以能够进行用于AC-DC转换器100的功率因数改善动作的控制。而且，控制部161取入数字数据DB并且读出基准数字数据DBR，以使得交流电源101的交流电流成为正弦波、并且从电流检测电路122输出的检测电压VB成为正弦波的全波整流波形的方式，进行用于功率因数改善动作的控制。
比较部162对与流向栅极电阻109的漏电流对应的检测电压VDET和基准电压VREF进行比较。比较部162是通过微计算机112的软件处理而实现的功能，因此，对表示检测电压VDET的数字数据DC和表示基准电压VREF的基准数字数据DCR进行比较。另外，在比较部162中，作为表示在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤的值而预先存储有数字数据DCR。而且，比较部162在数字数据DC未超过基准数字数据DCR时，输出一方的电平(例如低电平)的比较信号，在数字数据DC超过基准数字数据DCR时，输出另一方的电平(例如高电平)的比较信号。
预测部163对从比较部162输出的比较信号的电平进行监视，以预测是否在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤。而且，预测部163在比较信号从一方的电平向另一方的电平变化时，预测为在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤。
输出部164按照表示在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤的预测结果而输出一方的电平(例如高电平)的输出信号，以将伴随GaN-HEMT 108的破坏而产生的AC-DC转换器100的故障防患于未然。
在本实施方式中，控制部161在输出信号成为一方的电平时，停止PWM信号的输出。由此，GaN-HEMT 108的开关动作(周期性的导通/截止动作)停止，能够将伴随GaN-HEMT 108的破坏而产生的AC-DC转换器100的故障防患于未然。进而，也可以改变ROM 151的程序，以使得控制部161在输出信号成为一方的电平时，通过监视器(未图示)或扬声器(未图示)对AC-DC转换器100的管理者警告表示在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤的预测结果。
<<AC-DC转换器的动作>>
首先，当从交流电源101产生交流电压时，从全波整流电路102输出对交流电压进行全波整流后的直流电压。另一方面，当从微计算机112输出PWM信号时，从栅极驱动器110输出开关信号，GaN-HEMT 108进行导通/截止动作。例如，当GaN-HEMT 108导通时，对扼流线圈103供给的直流电流经由GaN-HEMT 108而流向接地GND，因此，扼流线圈103被励磁，在扼流线圈103中蓄积励磁能量。此外，当GaN-HEMT108截止时，扼流线圈103的励磁能量经由二极管104而释放到平滑电容器105。另外，在GaN-HEMT 108进行导通/截止动作时，PWM信号的导通期间和截止期间被调整为使得检测电压VA接近固定值。当这样反复进行GaN-HEMT 108的导通/截止动作时，比全波整流后的直流电压大的直流电压(对全波整流后的直流电压进行升压后得到的直流电压)被充电到平滑电容器105。
<<损伤预测装置的动作>>
图5是用于说明本实施方式的损伤预测装置的动作的波形图。另外，图5示意地示出在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积损伤的过程中、到检测电压VDET超过基准电压VREF为止的波形的情况。图6是用于说明本实施方式的损伤预测装置的动作的流程图。另外，执行图6的动作的主体是微计算机112。
以下，参照图5和图6对损伤预测装置的动作进行说明。
当从栅极驱动器110输出的开关信号被施加于GaN-HEMT 108的栅极时，在GaN-HEMT 108的栅极产生与开关信号同步并且相对于该开关信号同相地变化的栅极电压。另外，由于GaN-HEMT 108的电流驱动能力大，因此，当开关信号变化为高电平时，在栅极电压叠加振铃而出现过冲，当开关信号变化为低电平时，在栅极电压叠加振铃而出现下冲。而且，由于这些过冲或下冲，在每次栅极电压超过GaN-HEMT 108的栅极的额定电压时，在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层逐渐蓄积损伤，GaN-HEMT 108的栅极-源极间的电阻值会逐渐减小。其结果是，当GaN-HEMT 108导通时，漏电流流向栅极电阻109。另外，在漏电流中也叠加振铃。
当漏电流流向栅极电阻109时，在栅极电阻109的一端产生电位V2，在栅极电阻109的另一端产生电位V1。电位V1、V2分别输入到电位差检测电路111的第1输入端子IN+和第2输入端子IN-。于是，以上述的电压放大率放大后的检测电压VDET从电位差检测电路111的输出端子OUT输出。
以后，按照微计算机112执行程序的执行结果来进行损伤预测动作。
首先，ADC2例如在开关信号的高电平期间的中间的定时对检测电压VDET进行采样，取入采样的检测电压VDET并将其转换为数字数据DC，以取入与未在栅极电压叠加振铃的期间对应的检测电压VREF。另外，在将ADC2的采样的定时设定为开关信号的高电平期间的中间的定时的情况下，例如，生成将与开关信号同步的PWM信号的高电平期间设为1周期的占空比50％的信号，并使用该信号的变化定时即可(S101)。
接着，比较部162对表示检测电压VDET的数字数据DC和表示基准电压VREF的基准数字数据DCR进行比较(S102)。在数字数据DC的值小于基准数字数据DCR的值的情况下(S102：否)，比较部162例如输出低电平的比较信号。然后，再次执行上述的S101，ADC2输出下一个数字数据DC。另一方面，在数字数据DC的值超过基准数字数据DCR的值的情况下(S102：是)，比较部162例如输出高电平的比较信号。
接着，预测部163在被输入高电平的比较信号时，预测为在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤。输出部164在被输入预测为在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤的结果(例如标志的值)时，例如输出高电平的输出信号。然后，控制部161在被输入高电平的输出信号时，停止PWM信号的输出，以停止GaN-HEMT 108的开关动作(S103)。
通过执行上述的S101～S103，能够将伴随GaN-HEMT 108的破坏而产生的AC-DC转换器100的故障防患于未然。
＝＝＝第2实施方式＝＝＝
图7是示出具有本实施方式的损伤预测装置的升压型的DC-DC转换器的一例的电路框图。图8是示出在本实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机的功能的一例的框图。
以下，参照图7和图8对具有本实施方式的损伤预测装置的DC-DC转换器的结构进行说明。另外，对与AC-DC转换器100相同的结构标注相同的编号并省略其说明。
图7所示的DC-DC转换器700是如下的功率转换装置：在将直流电压转换为比该直流电压大的直流电压时，以与AC-DC转换器100同样的频率使GaN-HEMT 108导通/截止，从而输出规定值的直流电压。
DC-DC转换器700与AC-DC转换器100的不同之处在于：代替交流电源101和全波整流电路102而具有直流电源123，并且不具有电流检测电阻107和电流检测电路122。另外，损伤预测装置构成为包含栅极电阻109、栅极驱动器110、电位差检测电路111、微计算机124。
图8所示的微计算机124与微计算机112的不同之处在于不具有ADC1。进而，控制部166与控制部161的不同之处在于未存储有基准数字数据DBR。即，控制部166仅对从ADC0输出的数字数据DA和基准数字数据DAR进行比较，并且以使得在电压检测电阻106A、106B的连接点产生的检测电压VA接近固定值的方式，输出调整了导通期间和截止期间后的PWM信号。
除了控制部166未考虑基准数字数据DBR这方面以外，从由直流电源123产生的直流电流被供给到扼流线圈103起到微计算机124输出PWM信号为止的动作与AC-DC转换器100同样。
＝＝＝第3实施方式＝＝＝
图9是示出具有本实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。图10是示出通过在本实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机而实现的功能的一例的框图。
以下，参照图9和图10对具有本实施方式的损伤预测装置的AC-DC转换器的结构进行说明。另外，对与AC-DC转换器100相同的结构标注相同的编号并省略其说明。
图9所示的AC-DC转换器200与AC-DC转换器100的不同之处在于：不具有电位差检测电路111，通过微计算机113的软件处理，根据在栅极电阻109的两端产生的电位V1、V2来生成与检测电压VREF相当的数字数据DC。另外，损伤预测装置构成为包含栅极电阻109、栅极驱动器110、微计算机113。另外，在将AC-DC转换器200用作DC-DC转换器的情况下，代替交流电源101和全波整流电路102而具有直流电源123即可。
图10所示的微计算机113与微计算机112的不同之处在于：新具有作为AD转换器组155的ADC3、检测电压生成部165。另外，检测电压生成部165是通过由CPU152从ROM 151读出并执行程序而实现的功能。另外，在将AC-DC转换器200用作DC-DC转换器的情况下，不需要被输入检测电压VB的ADC1和在控制部166中存储的基准数字数据DBR。
ADC2取入在栅极电阻109的另一端产生的电位V1并将其转换为数字数据D1。ADC2为了排除振铃的影响，例如在开关信号的高电平期间的中间的定时对电位V1进行采样，取入所采样的电位V1并将其转换为数字数据D1。另一方面，ADC3取入在栅极电阻109的一端产生的电位V2并将其转换为数字数据D2。ADC3为了排除振铃的影响，在与ADC2的采样的定时相同的定时对电位V2进行采样，取入所采样的电位V2并将其转换为数字数据D2。
检测电压生成部165通过执行数字数据D1、D2的减法处理，生成与检测电压VREF相当的数字数据DC，并将其输出到比较部162。另外，根据比较部162的比较结果而停止PWM信号的输出为止的处理与微计算机112同样。
在本实施方式的情况下，对ADC2和ADC3要求与电位差检测电路111的电压放大率相当的比特分辨率，但是，由于不需要电位差检测电路111，因此能够减小损伤预测装置的电路规模。
＝＝＝第4实施方式＝＝＝
图11是示出具有本实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。图12是示出通过在本实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机而实现的功能的一例的框图。
以下，参照图11和图12对具有本实施方式的损伤预测装置的AC-DC转换器的结构进行说明。另外，对与AC-DC转换器100相同的结构标注相同的编号并省略其说明。
图11所示的AC-DC转换器300与AC-DC转换器100的不同之处在于：在电位差检测电路111的输出端子OUT与微计算机114的I/O端口组154中的作为通用I/O端口发挥功能的GPIO(General Purpose Input/Output：通用输入/输出)之间具有比较器115。另外，损伤预测装置构成为包含栅极电阻109、栅极驱动器110、电位差检测电路111、微计算机114、比较器115。另外，在使用AC-DC转换器300作为DC-DC转换器的情况下，代替交流电源101和全波整流电路102而具有直流电源123即可。
图12所示的微计算机114与微计算机112的不同之处在于，不具有ADC2和比较部162。另外，在使用AC-DC转换器300作为DC-DC转换器的情况下，不需要被输入检测电压VB的ADC1和在控制部166中存储的基准数字数据DBR。
对比较器115的第1输入端子(+)施加从电位差检测电路111的输出端子OUT输出的检测电压VDET。另一方面，对比较器115的第2输入端子(-)施加从直流电源116产生的基准电压VREF。另外，基准电压VREF是与在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤时的检测电压VDET相同的电压。然后，比较器115在检测电压VDET超过基准电压VREF时，输出表示在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤的高电平的比较信号。该比较信号通过GPIO而输入到预测部163。另外，到根据预测部163的预测结果而停止PWM信号的输出为止的处理与微计算机112相同。
本实施方式的情况下，在对检测电压VDET和基准电压VREF进行比较的处理中不进行AD转换处理，因此，能够节约AD转换器组155的通道数量。
＝＝＝第5实施方式＝＝＝
图13是示出具有本实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。图14是示出在本实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机的功能的一例的框图。
以下，参照图13和图14对具有本实施方式的损伤预测装置的AC-DC转换器的结构进行说明。另外，对与AC-DC转换器300相同的结构标注相同的编号并省略其说明。
图13所示的AC-DC转换器400与AC-DC转换器300的不同之处在于：在微计算机116中内置有构成电位差检测电路111的运算放大器OP和比较器115。另外，损伤预测装置构成为包含栅极电阻109、栅极驱动器110、分压电阻R1～R4、输入电阻R5、R7、反馈电阻R8、接地电阻R6、微计算机116。另外，在使用AC-DC转换器400作为DC-DC转换器的情况下，代替交流电源101和全波整流电路102而具有直流电源123即可，在图14所示的微计算机116中，不需要被输入检测电压VB的ADC1和在控制部166中存储的基准数字数据DBR。
分压电阻R1、R2串联连接于栅极电阻109的一端与接地GND之间，分压电阻R1、R2的连接点经由输入电阻R5而与运算放大器OP的第1输入端子(+)连接。分压电阻R3、R4串联连接于栅极电阻109的另一端与接地GND之间，分压电阻R3、R4的连接点经由输入电阻R7与运算放大器OP的第2输入端子(-)连接。反馈电阻R8连接于运算放大器OP的第2输入端子(-)与输出端子之间。接地电阻R6连接于运算放大器OP的第1输入端子(+)与接地GND之间。
本实施方式的情况下，通过微计算机116中内置的运算放大器和比较器来实现构成电位差检测电路111的运算放大器OP和比较器115，由此，能够减少外接IC部件的件数。
＝＝＝第6实施方式＝＝＝
图15是示出具有本实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。图16是示出在本实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机的功能的一例的框图。
以下，参照图15和图16对具有本实施方式的损伤预测装置的AC-DC转换器的结构进行说明。另外，对与AC-DC转换器100相同的结构标注相同的编号并省略其说明。
图15所示的AC-DC转换器500与AC-DC转换器100的不同之处在于：具有用于得到检测电压VDET的专用的栅极电阻117(电阻)、开关118、直流电源119。另外，损伤预测装置构成为包含栅极电阻117、开关118、直流电源119、电位差检测电路111、微计算机120。另外，在使用AC-DC转换器500作为DC-DC转换器的情况下，也可以代替交流电源101和全波整流电路102而具有直流电源123。
图16所示的微计算机120与微计算机112的不同之处在于，从控制部161输出用于使开关118在一定期间内导通的导通信号。另外，在使用AC-DC转换器500作为DC-DC转换器的情况下，不需要被输入检测电压VB的ADC1和在控制部166中存储的基准数字数据DBR。
开关118连接于GaN-HEMT 108的栅极与栅极电阻117的一端之间。直流电源119连接于栅极电阻117的另一端与接地GND之间。在AC-DC转换器500开始将交流电压转换为直流电压的动作之前的待机时，开关118通过从微计算机120的控制部161输出的导通信号而在一定期间内导通。
首先，在AC-DC转换器500待机的情况下，当从控制部161在一定期间内输出导通信号时，开关118按照导通信号在一定期间内导通。这里，如果在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了损伤，则GaN-HEMT 108的栅极/源极间的电阻值减小，因此，向栅极电阻117流过漏电流。而且，在栅极电阻117的两端产生的电位V1和电位V2分别输入到电位差检测电路111的第1输入端子IN+和第2输入端子IN-。另外，到根据从电位差检测电路111输出的检测电压VDET而停止PWM信号的输出为止的处理与微计算机112相同。
栅极电阻109具有抑制在栅极电压叠加振铃噪声的作用。因此，如第1～第5实施方式所示，在兼用栅极电阻109作为用于得到检测电压VDET的电阻的情况下，在设定栅极电阻109的电阻值时受到限制。
与此相对，栅极电阻117是用于得到检测电压VDET的电阻。栅极电阻117的电阻值需要考虑微计算机120的处理能力，但是，能够设定为可得到最佳的检测电压VDET的值。此时，还可以代替栅极电阻109而使用作为抑制噪声的专用部件的铁氧体磁珠(ferritebead)。
开关118是MOS-FET等晶体管元件。从直流电源119产生的直流电压与从栅极驱动器110输出的开关信号的高电平相同。
＝＝＝第7实施方式＝＝＝
图17是示出具有本实施方式的损伤预测装置的升压型的AC-DC转换器的一例的电路框图。图18是示出在本实施方式的损伤预测装置中使用的微计算机的功能的一例的框图。
以下，参照图17和图18对具有本实施方式的损伤预测装置的AC-DC转换器的结构进行说明。另外，对与AC-DC转换器200、500相同的结构标注相同的标号并省略其说明。
图17所示的AC-DC转换器600与AC-DC转换器500的不同之处在于：不具有电位差检测电路111，通过微计算机121的软件处理，根据在栅极电阻117的两端产生的电位V1、V2来生成与检测电压VREF相当的数字数据DC。另外，损伤预测装置构成为包含栅极电阻117、开关118、直流电源119、微计算机121。另外，在使用AC-DC转换器600作为DC-DC转换器的情况下，代替交流电源101和全波整流电路102而具有直流电源123即可。
图18所示的微计算机121与微计算机113的不同之处在于：从控制部161输出用于使开关118在一定期间内导通的导通信号。另外，在使用AC-DC转换器600作为DC-DC转换器的情况下，不需要被输入检测电压VB的ADC1和在控制部166中存储的基准数字数据DBR。
在AC-DC转换器600开始将交流电压转换为直流电压的动作之前的待机时，开关118通过从微计算机121的控制部161输出的导通信号在一定期间内导通。
首先，在AC-DC转换器600待机的情况下，当从控制部161在一定期间内输出导通信号时，开关118按照导通信号在一定期间内导通。这里，如果在GaN-HEMT 108的栅极绝缘层蓄积了损伤，则GaN-HEMT 108的栅极-源极间的电阻值减小，因此，向栅极电阻117流过漏电流。而且，在栅极电阻117的两端产生的电位V1和电位V2分别输入到ADC2和ADC3。另外，到根据从ADC2和ADC3分别输出的数字数据D1、D2而停止PWM信号的输出为止的处理与微计算机113相同。
本实施方式的情况下，对ADC2和ADC3要求与电位差检测电路111的电压放大率相当的比特分辨率，但是不需要电位差检测电路111，因此，能够减小损伤预测装置的电路规模。
＝＝＝总结＝＝＝
如以上说明的那样，根据损伤预测装置，能够预测GaN-HEMT 108的破坏，将AC-DC转换器100～600、DC-DC转换器700～1200的故障防患于未然。
此外，在损伤预测装置中，作为功率半导体开关元件，也可以代替GaN-HEMT 108而使用由SiC(碳化硅)构成的FET、MOSFET、IGBT。
另外，上述的实施方式是为了容易理解本发明，不对本发明进行限定性的解释。本发明能够在不脱离其主旨的范围内进行变更、改良，并且本发明中也包含其等价物。例如，第1～第7实施方式中记载的损伤预测装置不限于升压型的AC-DC转换器和DC-DC转换器，还能够用于预测降压型的AC-DC转换器和DC-DC转换器以及逆变器中的功率半导体开关元件的栅极绝缘层的损伤。
标号说明
100、200、300、400、500、600…AC-DC转换器，101…交流电源，102…全波整流电路，103…扼流线圈，104…二极管，105…平滑电容器，106A、106B…电压检测电阻，107…电流检测电阻，108…GaN-HEMT，109、117…栅极电阻，110…栅极驱动器，111…电位差检测电路，111A…差动放大电路，112～114、116、120、121…微计算机，115…比较器，118…开关，119、123…直流电源，122…电流检测电路，161、166…控制部，162…比较部，163…预测部，164…输出部，165…检测电压生成部

Claims (11)

1.一种功率半导体开关元件的损伤预测装置，其特征在于，
该功率半导体开关元件的损伤预测装置具有：
电阻，其与所述功率半导体开关元件的栅极连接；
比较部，其在规定电压被施加于所述功率半导体开关元件的栅极时，对与在所述电阻的两端产生的电压对应的检测电压和基准电压进行比较；以及
预测部，其在所述检测电压超过所述基准电压时，预测为在所述功率半导体开关元件的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤，
所述电阻是如下电阻：在所述功率半导体开关元件未进行动作的待机时，该电阻的、所述功率半导体开关元件的栅极侧的一端经由开关与所述功率半导体开关元件的栅极连接，该电阻的、位于与所述功率半导体开关元件的栅极侧的一端相反的一侧的另一端与直流电源连接，
所述规定电压是在所述开关关闭时被施加于所述功率半导体开关元件的栅极的电压。
2.根据权利要求1所述的功率半导体开关元件的损伤预测装置，其特征在于，
该功率半导体开关元件的损伤预测装置还具有输出部，该输出部根据所述预测部的预测结果，输出表示在所述功率半导体开关元件的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤的信号。
3.根据权利要求1所述的功率半导体开关元件的损伤预测装置，其特征在于，
该功率半导体开关元件的损伤预测装置还具有电位差检测部，该电位差检测部被输入在所述电阻的两端分别产生的第1电位和第2电位，并且根据所述第1电位和第2电位输出所述检测电压。
4.根据权利要求3所述的功率半导体开关元件的损伤预测装置，其特征在于，
所述电位差检测部包含差动放大电路，该差动放大电路的第1输入端子被输入所述第1电位，并且该差动放大电路的第2输入端子被输入所述第2电位，该差动放大电路将所述检测电压放大为规定的电压并从输出端子输出。
5.根据权利要求4所述的功率半导体开关元件的损伤预测装置，其特征在于，
所述电位差检测部内置于微计算机。
6.根据权利要求1至5中的任意一项所述的功率半导体开关元件的损伤预测装置，其特征在于，
所述比较部内置于微计算机，并且对将所述检测电压进行AD转换后的输出和将所述基准电压进行AD转换后的输出进行比较。
7.根据权利要求1至5中的任意一项所述的功率半导体开关元件的损伤预测装置，其特征在于，
所述电阻是如下电阻：该电阻的一端与所述功率半导体开关元件的栅极侧连接，该电阻的位于与所述一端相反的一侧的另一端被输入开关信号，
所述开关信号在使所述功率半导体开关元件导通时为第1电压，在使所述功率半导体开关元件截止时为比所述第1电压低的第2电压，
所述规定电压是在所述开关信号为所述第1电压时被施加于所述功率半导体开关元件的栅极的电压。
8.根据权利要求1至5中的任意一项所述的功率半导体开关元件的损伤预测装置，其特征在于，
所述功率半导体开关元件是由GaN(氮化镓)构成的FET、由SiC(碳化硅)构成的FET、IGBT中的任意一方。
9.一种功率半导体开关元件的损伤预测方法，其特征在于，
在规定电压被施加于所述功率半导体开关元件的栅极时，对检测电压和基准电压进行比较，其中，所述检测电压与在所述功率半导体开关元件的栅极所连接的电阻的两端产生的电压对应，
当所述检测电压超过所述基准电压时，预测为在所述功率半导体开关元件的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤，
所述电阻是如下电阻：在所述功率半导体开关元件未进行动作的待机时，该电阻的、所述功率半导体开关元件的栅极侧的一端经由开关与所述功率半导体开关元件的栅极连接，该电阻的、位于与所述功率半导体开关元件的栅极侧的一端相反的一侧的另一端与直流电源连接，
所述规定电压是在所述开关关闭时被施加于所述功率半导体开关元件的栅极的电压。
10.一种AC-DC转换器，其特征在于，
该AC-DC转换器具有：
全波整流电路，其与交流电源连接；
扼流线圈，其一端与所述全波整流电路的输出端连接；
功率半导体开关元件，其连接于所述扼流线圈的另一端与接地之间；
二极管和平滑电容器，它们串联连接于所述扼流线圈的另一端与接地之间；
控制部，其根据在所述平滑电容器的两端产生的电压，对所述功率半导体开关元件进行导通/截止控制；
电阻，其与所述功率半导体开关元件的栅极连接；
比较部，其在规定电压被施加于所述功率半导体开关元件的栅极时，对与在所述电阻的两端产生的电压对应的检测电压和基准电压进行比较；以及
预测部，其在所述检测电压超过所述基准电压时，预测为在所述功率半导体开关元件的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤，
所述电阻是如下电阻：在所述功率半导体开关元件未进行动作的待机时，该电阻的、所述功率半导体开关元件的栅极侧的一端经由开关与所述功率半导体开关元件的栅极连接，该电阻的、位于与所述功率半导体开关元件的栅极侧的一端相反的一侧的另一端与直流电源连接，
所述规定电压是在所述开关关闭时被施加于所述功率半导体开关元件的栅极的电压。
11.一种DC-DC转换器，其特征在于，
该DC-DC转换器具有：
扼流线圈，其一端与直流电源连接；
功率半导体开关元件，其连接于所述扼流线圈的另一端与接地之间；
二极管和平滑电容器，它们串联连接于所述扼流线圈的另一端与接地之间；
控制部，其根据在所述平滑电容器的两端产生的电压，对所述功率半导体开关元件进行导通/截止控制；
电阻，其与所述功率半导体开关元件的栅极连接；
比较部，其在规定电压被施加于所述功率半导体开关元件的栅极时，对与在所述电阻的两端产生的电压对应的检测电压和基准电压进行比较；以及
预测部，其在所述检测电压超过所述基准电压时，预测为在所述功率半导体开关元件的栅极绝缘层蓄积了规定的损伤，
所述电阻是如下电阻：在所述功率半导体开关元件未进行动作的待机时，该电阻的、所述功率半导体开关元件的栅极侧的一端经由开关与所述功率半导体开关元件的栅极连接，该电阻的、位于与所述功率半导体开关元件的栅极侧的一端相反的一侧的另一端与直流电源连接，
所述规定电压是在所述开关关闭时被施加于所述功率半导体开关元件的栅极的电压。
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