CN1476703A - 确定调制类型的接收器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及确定应用于接收信号的调制方法的方法，所述方法包括使用至少两个不同调制方法解调所述接收信号；针对每个解调信号确定所述信道的估测，所述信道的所述估测包括m个抽头；选择各个信道估测的所述抽头中的n个，n小于m；根据所述n个抽头估测各个解调信号的方差；和比较估测方差并且根据所述比较确定应用于接收信号的调制方法。

Description

确定调制类型的接收器

技术领域

本发明涉及确定使用的调制的方法。本发明还涉及能够确定已经应用于接收数据的调制的接收器。本发明的实施例尤其可以结合GSM标准使用，但不限于此。

背景技术

参照图1，其中示出了已知的无线通信网络2的示意图。网络2覆盖的区域被分成若干小区4。各个小区4具有基站6。基站6被用来与小区内的移动站8通信。已经针对基站和移动站之间的通信提出了各种标准。一个通常使用的标准是GSM(全球移动通信系统)标准。在这个标准中，可用频段被分成若干个频道。这些频道进一步被分成帧，而帧由时隙构成。在指定小区中，一个移动站能够使用指定频率上的指定时隙与基站通信。当基站与移动站通信时，它通常使用不同频率和时隙与移动站通信。GSM标准使用频分多址/时分多址技术。

作为对GSM标准的强化，已经提出了GPRS(通用分组无线业务)。GPRS被设计成允许将数据发送到移动站，并且允许移动站发送数据。

GPRS可以使用2个不同调制模式中的一个。第一个调制模式是GMSK(高斯最小频移键控)，而第二个方法是8psk(8相移键控)。

GMSK方案被用于根据MCS(调制和编码方案)1-4的编码信号，而MCS5-9使用8psk。接收器接收已经调制的信号。然而已经应用于接收信号的调制对于接收器是未知的。因此接收器需要对该调制进行某种确定。在接收器处理接收信号并且对接收符号执行比特检测之前，接收器需要识别使用的调制方法。显然，如果没有识别使用的调制方案，则不能识别接收信号提供的信息。

参照图2，其中示出了一个先前提出的方案。通常，这个方案包括通过GMSK解调路径10和8psk解调路径12传递接收信号。换言之，接收数据被解调两次，一次是假定对其应用了GMSK调制方法，另一次是假定对其应用了8psk调制方法。比较从2个解调路径10和12得到的结果，并且进行估测以确定数据是否可能经过了GMSK或8psk方法的调制。接着选择2个解调器中的一个的输出以进行进一步的处理。

更详细地，GMSK解调路径10包括GMSK解调器14，GMSK解调器14解调接收数据。GMSK解调器的输出被输入到信道估测器16，而信道估测器16估测信道脉冲响应。信道估测器16的输出被输入到最大能量和到达时间校正模块18。这针对使用的不同传播路径进行校正，并且选择具有最高能量的抽头。最大能量和到达时间校正模块18的输出被输入到能量计算单元20，而能量计算单元20计算接收信号的能量。能量计算单元20的输出被输入到比较器22。

8psk解调路径的情况类似于GMSK解调路径。然而提供的是8psk解调器24，而不是GMSK解调器。全部提供信道估测器16、最大能量和到达时间校正模块18和能量计算器20。比较器22将GMSK解调路径的计算器20计算的能量与8psk路径的能量计算器20计算的能量相比较。选择提供最高脉冲响应能量的信号。因此，如果来自GMSK解调路径的信号提供较高的脉冲响应能量，则该信号被认为是经过GMSK的调制，并且使用GMSK解调器。如果8psk解调路径提供较高的脉冲响应能量，则使用8psk解调器的输出。

然而，这个方法的缺点在于不能很好地处理存在相邻和/或同信道干扰的情况。已经发现，与明确通知接收器所使用的实际调制方法的情况相比，该方法的性能受到相对明显的削弱。模拟结果表明，在存在同信道干扰的情况下，损耗大约为1.5dB，在存在相邻信道干扰的情况下，损耗大约为3dB。

提出的第二个方案如图3所示。图3示出的方法类似于图2示出的方法，其中提供用于GMSK解调的第一解调路径26，并且提供用于8psk解调的第二解调路径28。GMSK解调路径26包括GMSK解调器30。GMSK解调器的输出被输入到信道估测器32，信道估测器32估测信道脉冲响应并且提供8抽头输出。信道估测器32的输出被输入到用于估测噪声方差的估测器34。通过使用信道估测器32的输出和存储器36的输出来达到此目的，其中存储器36存储已知的训练序列。接收的数据具有接收器事先已知的训练序列。

噪声方差估测器34的输出被输入到比较器38。

8psk解调路径28包括8psk解调器40，信道估测器32，用于估测噪声方差的估测器34，和用于存储已知训练序列的存储器36。8psk解调路径28的工作方式类似于前面参照GMSK解调路径26概述的方式。8psk路径28中噪声方差估测器的输出也被输入到比较器38。比较方差，并且根据比较结果识别使用的调制方法。

然而在两个信号路径提供非常小并且相等的方差时，这个方法仍然非常不适于处理相邻信道干扰和同信道干扰。例如，与接收器被告知使用的调制方法的情况相比，在出现相邻信道干扰的情况下可以出现大约3.5dB的损耗。

WO99/39484公开了可以接收发送信号的接收器。发送信号可以具有对其应用的多个不同调制方法中的一个。提供若干解调器，其中每个解调器使用不同的解调方法。相应解调器的输出被输入到脉冲响应模块，脉冲响应模块针对接收信号形成对应于每个调制方法的脉冲响应。在参考模块中根据脉冲响应估测推断用于信号的调制方法。在检测器中检测基于推断的调制方法的信号。

文章″Least Sum of Squared Errors(LSSE)channel estimation″，IEEE proceedings-F，Vol.138，No.4，1991年8月，Crozier等人公开了最小均方误差和信道估测算法。针对不同信道响应和训练序列长度发现和列制了最优训练序列。在本文中研究了信道估测误差对某些数据检测器的性能的影响。

发明内容

本发明的实施例的目的是解决上述问题中的至少一个。

根据本发明的第一方面，提供了确定被应用于接收信号的调制方法的方法，所述方法包括使用至少两个不同调制方法解调所述接收信号；针对每个解调信号确定所述信道的估测，所述信道的所述估测包括m个抽头；选择各个信道估测的所述抽头中的n个，n小于m；根据所述n个抽头估测各个解调信号的方差；和比较估测方差并且根据所述比较确定应用于接收信号的调制方法。

根据本发明的第二方面，提供了确定被应用于接收信号的调制方法的方法，所述方法包括使用至少两个不同调制方法解调所述接收信号；针对每个解调信号确定所述信道的估测；根据所述信道估测来估测各个解调信号的方差，所述方差考虑到至少一部分所述接收信号的平均误差；和比较估测方差并且根据所述比较确定应用于接收信号的调制方法。

根据本发明的第三方面，提供了确定被应用于接收信号的调制方法的接收器，所述接收器包括使用至少两个不同调制方法解调所述接收信号的装置；针对每个解调信号确定所述信道的估测的装置，所述信道的所述估测包括m个抽头；选择各个信道估测的所述抽头中的n个的装置，n小于m；根据所述n个抽头估测各个解调信号的方差的装置；和比较估测方差并且根据所述比较确定应用于接收信号的调制方法的装置。

根据本发明的第四方面，提供了确定被应用于接收信号的调制方法的接收器，所述接收器包括使用至少两个不同调制方法解调所述接收信号的装置；针对每个解调信号确定所述信道的估测的装置；根据所述信道估测来估测各个解调信号的方差的装置，所述方差考虑到至少一部分所述接收信号的平均误差；和比较估测方差并且根据所述比较确定应用于接收信号的调制方法的装置。

附图说明

为了更好地理解本发明以及本发明的实施方式，参照仅用于举例的附图，其中：

图1示出了无线蜂窝通信网络的示意图；

图2示出了先前提出的第一种调制方法；

图3示出了先前提出的第二种调制方法；

图4示出了GSM时隙的成分；

图5示出了本发明实施例的模块图；

图6示意性地图解了方差的计算；

图7示出了信道估测器的输出的示意图；而

图8示出了可以引入本发明的实施例的接收器。

具体实施方式

在符合GSM标准、尤其被设计成处理GPRS信号的系统中描述了本发明的实施例，其中使用8psk调制方法或GMSK调制方法进行调制。然而应当理解，本发明的实施例可被用于任何通信系统和任何调制方法。本发明的实施例可被用于接收具有未知调制方法的信号的任何接收器。

参照图4，其中示出了GSM标准中的时隙的基本结构。前3个符号是第一个尾标字段42。后面跟有数据字段44，数据字段44包括58个符号的加密数据。后面跟有长度为26个符号的训练序列字段46。由于其介于2个数据字段之间，训练序列字段被称作″用户训练序列(midamble)″。训练序列是接收器已知的符号序列。概括地讲，接收器将训练序列的接收版本与训练序列的已知版本相比较，以便对信道进行估测。训练序列字段46后面跟有第二数据字段48，第二数据字段48包含第二组58个符号的加密数据。后面跟有包含3个符号的第二尾标字段50。最终，存在为空的保护周期52。

现在参照图5和6图解本发明的实施例。图5图解了被用来执行GMSK解调的第一解调路径54，和被用来使用8psk解调的第二解调路径56。应当理解，在接收器中提供了2个解调路径。下面更详细地进行讨论。

GMSK解调路径54具有GMSK解调器58。GMSK解调器58在假定根据GMSK调制方法调制接收数据的情况下根据GMSK解调方法解调接收数据。

解调信号被输出到信道估测器60。信道估测器60计算信道的信道脉冲响应。提供8个抽头。

在本发明的可选实施例中使用了最小二乘方估测方法，然而可以使用不同的方法。信道估测器有效地使用接收的训练符号和存储在接收器的存储器62中的已知训练符号。通过在已知和接收训练符号之间进行比较或相关，可以得到信道脉冲响应的估测。输出或抽头是信道脉冲响应。

在下一个模块64中，形成最大能量和到达时间校正。信道估测器得到的8个信道抽头被发送到计算器，其中针对各个时滞变量{索引＝0，1，2，...5}计算与3个连续抽头相关的能量。这如图7所示，其中示出了8个抽头的能量的典型模式。选择共同提供最高能量的3个连续抽头，即图7示出的例子中的抽头4、5和6。通过以下等式计算能量：

i＝2

∑h(i+j)*h(i+j)

i＝0

其中j＝0，...5

在本发明的优选实施例中，计算5个不同能量。例如，根据第一、第二和第三个抽头计算第一个能量，根据第二、第三和第四个抽头计算第二个能量，等等。

在本发明的优选实施例中，选择8个抽头中的3个。然而应当理解，在本发明的可选实施例中，可以选择n个抽头，其中n小于信道估测器60提供的抽头的数量。当然，信道估测器可以提供多于或少于8个的抽头。在本发明的优选实施例中，最好选择最大能量抽头的后继抽头，而不是任意一侧的抽头。这是由于最大抽头通常但不总是对应于最短路径。因此，这意味着位于具有最大能量的抽头之前的抽头不太可能涉及感兴趣的信号。然而这会取决于环境，并且不同的选择条件可被用于不同的无线传播环境。3个选定抽头被输出到下一个模块66。

在这个方案中，通常使用以下等式： ${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{N-l+1}\underset{i=0}{\overset{i=N-l+1}{\mathrm{\Σ}}}{e}_i{e_i}^{*}$

其中e_i表示误差信号，N表示用于估测的符号的数量。根据接收的训练符号r_i和参考符号ref_i得到误差信号e_i。当然，接收的训练符号首先经过GMSK解调器的解调。rd_i是解调的接收信号，并且由以下等式表示：

rd_i＝r_i+l-1+61e^{-jφ(i+l-1+61)}    {i＝0，1，2，...，N-l+1

其中索引61指向TDMA信号的第一接收训练位置(即脉冲串中的第一训练符号)，Φ表示旋转角度。在GMSK的情况下，旋转角度为pi/2。在8psk的情况下，旋转角度为3pi/8。

误差信号e_i如下所示：

e_i＝rd_i-ref_i+l-1    {i＝0，1，2，...，N-l+1

根据估测的信道脉冲响应h_k和发送训练符号x_i计算ref_i。 $\mathrm{re}{f}_i=\underset{k=0}{\overset{k=l-1}{\mathrm{\Σ}}}{x}_{i-k}{h}_k---\{i=0,1,...,N-1$

I表示信道脉冲响应的数量。通过从r_i和ref_i中消除前I-1个符号来形成误差信号，从而避免卷积操作可能造成的ISI。在启动卷积操作之前，前面的符号通常被假定为零。这个假设导致间断并且产生不准确的输出。为了避免这个情况，忽略根据这些零得到的卷积输出。

在本发明的实施例中，使用以下等式计算方差： ${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{N-l+1}\underset{i=0}{\overset{i=N-l+1}{\mathrm{\Σ}}}(e_i-\stackrel{\‾}{e}){(e_i-\stackrel{\‾}{e})}^{*}$

其中 e表示e_i的均值。 $\stackrel{\‾}{e}=\frac{1}{N-l+1}\underset{i=0}{\overset{i=N-l+1}{\mathrm{\Σ}}}{e}_i$

在先前提出的系统中，假定平均误差信号e_i具有零均值。相反，在本发明的实施例中，对均值进行估测。根据3个选定抽头计算方差。

参照图6，其中图解了如何计算方差。r表示输入信号，而解调器58解调输入信号以提供解调输出rd。这与等式2相一致。x表示已知训练序列，其中根据该已知训练序列导出基准信号ref。由使用等式4的模块68完成该操作。模块64实际允许选定抽头的数量I并且将此输出到模块68。在这个实施例中，选定的抽头数量为3。图5的模块66包括部分70，部分70根据rd和ref计算误差信号e。这使用了等式3。 e被模块72和74使用，模块72使用等式5计算方差，而模块74使用等式6计算均值。计算的均值 e被模块72使用，而模块72计算方差。

参照图5，8psk解调器路径66与GMSK解调路径相同，除了使用8psk解调器84而不是GMSK解调器58之外。

提供方差的2个模块66的输出被输入到比较器86。提供最小方差的路径提供关于哪种形式的调制被应用于接收信号的指示。一旦已经确定应用于接收信号的调制，则可以处理信号。

现在参照图8，其中示意性示出了可以用于本发明的实施例的接收器。天线100接收信号。天线2和放大信号的放大器102输出接收信号100。放大信号被传递到第一解调器104和第二解调器106。这些解调器中的一个是GMSK解调器，而另一个是8psk解调器。这些解调器104和106的一个功能是将接收信号降低到基带频率。解调器104和106的输出被输出到相应的模数转换器108。这些转换器将接收信号转换到数字域。数字信号被转换器输出到处理接收信号的数字信号处理器110。应当理解，由解调器104和106提供解调器58和84。图5图解的解调路径的剩余部分被提供在数字信号处理器中。应当理解，虽然图5示出的本发明实施例只给出提供分立功能的分立模块，然而实际上这些模块可以是抽象模块，而不是实际的物理模块。

本发明的实施例可以被用于除了GSM之外的标准，和除了8psk和GMSK之外的调制方法。在存在多于2个的可能调制方法的情况下，也可以使用本发明的实施例。

Claims (19)

1.确定应用于接收信号的调制方法的方法，所述方法包括：

使用至少两个不同调制方法解调所述接收信号；

针对每个解调信号确定所述信道的估测，所述信道的所述估测包括m个抽头；

选择各个信道估测的所述抽头中的n个，其中n小于m；

根据所述n个抽头估测各个解调信号的方差；和

比较估测方差，并且根据所述比较确定应用于接收信号的调制方法。

2.如权利要求1所述的方法，其中在估测方差的步骤中，使用至少一部分所述信号的误差的均值。

3.如权利要求2所述的方法，其中根据以下等式计算所述均值： $\stackrel{\‾}{e}=\frac{1}{N-l+1}\underset{i=0}{\overset{i=N-l+1}{\mathrm{\Σ}}}{e}_i$

4.如权利要求2或3所述的方法，其中所述部分包括所述信号的已知部分。

5.如权利要求2、3或4所述的方法，其中以下等式被用来计算方差： ${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{N-l+1}\underset{i=0}{\overset{i=N-l+1}{\mathrm{\Σ}}}(e_i-\stackrel{\‾}{e}){(e_i-\stackrel{\‾}{e})}^{*}$

6.如前面权利要求中任何一个所述的方法，其中在所述选择步骤中，根据所述抽头的能量选择抽头。

7.如权利要求6所述的方法，其中确定具有最高能量的抽头，并且将该抽头选择为所述抽头中的一个，以及n-1个相继抽头。

8.如前面权利要求中任何一个所述的方法，其中所述接收信号包含已知部分。

9.如权利要求8所述的方法，其中通过比较已知部分的接收版本和所述已知部分应当具有的版本，估测信道。

10.如前面权利要求中任何一个所述的方法，其中所述接收信号符合GSM标准。

11.如权利要求4或8所述的方法，其中所述已知部分包括训练序列。

12.如前面权利要求中任何一个所述的方法，其中至少一个所述调制方法包括以下调制方法中的至少一个：

GMSK和8-psk。

13.如前面权利要求中任何一个所述的方法，其中m为8。

14.如前面权利要求中任何一个所述的方法，其中n为3。

15.如前面权利要求中任何一个所述的方法，其中在所述确定步骤确定所述信道脉冲响应。

16.如上述权利要求所述的方法，其中使用最小二乘方方法估测所述信道脉冲响应。

17.确定应用于接收信号的调制方法的方法，所述方法包括：

使用至少两个不同调制方法解调所述接收信号；

针对各个解调信号确定所述信道的估测；

根据所述信道估测估测各个解调信号的方差，所述方差考虑到至少一部分所述接收信号的平均误差；和

比较估测方差，并且根据所述比较确定应用于接收信号的调制方法。

18.确定应用于接收信号的调制方法的接收器，所述接收器包括：

使用至少两个不同调制方法解调所述接收信号的装置；

针对每个解调信号确定所述信道的估测的装置，所述信道的所述估测包括m个抽头；

选择各个信道估测的所述抽头中的n个的装置，其中n小于m；

根据所述n个抽头估测各个解调信号的方差的装置；和

比较估测方差，并且根据所述比较确定应用于接收信号的调制方法的装置。

19.确定应用于接收信号的调制方法的接收器，所述接收器包括：

使用至少两个不同调制方法解调所述接收信号的装置；

针对各个解调信号确定所述信道的估测的装置；

根据所述信道估测估测各个解调信号的方差的装置，所述方差考虑到至少一部分所述接收信号的平均误差；和

比较估测的方差，并且根据所述比较确定应用于接收信号的调制方法的装置。

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