DE102023133413A1 - Temperaturkompensation von MOS-Transistoren - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung (1) zur Temperaturkompensation eines Feldeffekt-Transistors (2) in analogen Schaltkreisen, wobei die Vorrichtung (1) konfiguriert ist, den Arbeitspunkt eines Feldeffekt-Transistors (2) mittels einer insgesamt geschlossenen Stromschleife (10) und einer potentialmäßig schwimmenden temperaturstabilen Teilspannung (5) ΔU und daraus resultierenden Betriebsstrom mit einem - von der Temperatur abhängigen Beweglichkeit der Ladungsträger im Transistorkanal - abhängigen Temperaturgradienten einzustellen, so dass die effektive Gate-Spannungen (6) von MOS-Transistoren innerhalb der Stromschleife und/oder in weiteren aus der Stromschleife abgeleiteten Strompfaden unabhängig von der Temperatur sind. Auf diese Weise werden bisherige stark eingeschränkte Vorrichtungen und Verfahren zur Temperaturkompensation von MOS- bzw. FET-Transistoren verbessert.

Description

• Die vorliegende Erfindung betrifft eine Transistoranordnung, bei der analoge Transistoreigenschaften eines MOS- oder FET-Transistors unabhängig von der Betriebstemperatur sind. Zu den vorliegend interessierenden analogen Transistoreigenschaften, typischerweise im MOS- bzw. FET-Betriebsbereich der starken Kanalinversion und Sättigung, zählen insbesondere die effektive Gate-Spannung, welche sich aus der Differenz zwischen der Spannung zwischen Gate und Source (U_GS) einerseits und der temperaturabhängigen MOS- bzw. FET-Schwellenspannung U_Th (‚Th‘ := ‚Threshold‘ für Schwellenwert) andererseits berechnet (U_Geff = U_GS - U_Th), sowie die MOS-Kleinsignalvorwärtssteilheit ${\text{g}}_{\text{m}}=\frac{\partial I_D}{\partial U_{GS}},$

  

  (I_D := Drain-Strom im MOS-Transistor). Zudem betrifft die Erfindung die Verwendung der Transistoranordnung in - insbesondere komplexen und/oder integrierten - analogen Halbleiterschaltkreisen und ein Verfahren zur universellen Temperaturkompensation. Vor allem Temperaturdriften in Bezug auf die effektive Gate-Spannung U_Geff und/oder die Kleinsignalvorwärtssteilheit g_m sollen hierdurch vermieden werden.
• In MOS-Schaltungen ist ein Konstanthalten von grundlegenden elektrischen Eigenschaften wie Stromverbrauch, Dynamikbereich, Verstärkung, 1/f-Rauschen oder auch Frequenzgang und Transitfrequenz über den technisch relevanten Temperaturbereich von beispielsweise -40°C bis +140°C wünschenswert und in bestimmten Applikationen unbedingt notwendig. Dabei ist es ein vorrangiges Ziel, nicht nur jeweils eine der Kenngrößen integrierter Schaltungen, sondern alle genannten wesentlichen Kenngrößen gleichzeitig über die Temperatur konstant zu halten. Auch ist eine Methodik für möglichst robust planbare Arbeitspunkteinstellungen innerhalb von analogen MOS- bzw. FET-Schaltungsanordnungen für den Einsatz im sogenannten Cryo-Bereich mit Temperaturen, die sehr deutlich unterhalb von -40°C liegen, in Verbindung mit Quantencomputern von besonderem Interesse, was mit dem erfindungsgemäßen Verfahren erstmalig ermöglicht wird.
• Eine Temperaturkonstanz der Transistor-Kleinsignalvorwärtssteilheiten g_m innerhalb eines analog arbeitenden bipolaren-, oder aber auch MOS-Verstärkers kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass eine sogenannte PTAT-Stromquelle (PTAT: Proportional To Absolute Temperature) verwendet wird (siehe [J. Steininger: Understanding wide-band mos transistors, IEEE Circuits and Devices Magazine, vol. 6, no. 3, pp. 26-31, 1990.] und [M. Shahghasemi and K. M. Odame: A constant gm current reference generator with pseudo resistor-based compensation, IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, vol. 69, no. 3, pp. 1115-1124, 2022]). Über den typischerweise technisch relevanten Temperaturbereich von z.B. -40°C bis +140°C ist jedoch dafür z.B. in Verbindung mit MOS-Transistoren insgesamt ungefähr eine Verdopplung der Drain-Ströme I_D über den genannten Temperaturbereich notwendig, um auf diese Weise insgesamt immer für konstante g_m-Werte zu sorgen. Die erhöhten Stromverbräuche insbesondere bei hohen Temperaturen sind jedoch technisch gesehen eigentlich unvorteilhaft. Zudem führt die Verwendung PTAT gesteuerter Drain-Betriebsströme I_D im Betriebsbereich der starken Kanalinversion und Sättigung (vgl. 1) gleichzeitig auch immer zu einem unvorteilhaften und deutlichen Anstieg der effektiven Gate-Spannungen U_Geff mit der Betriebstemperatur, was insbesondere für betragsmäßig bewusst höher gewählte effektive Gate-Spannungen gilt, z.B. für höhere Stromdichten in den Transistorkanälen und damit gleichzeitig auch für höhere erreichbare Signalbandbreiten für die Transistoren.
• Dieser Umstand kann im Grenzfall bei hohen Temperaturen eine unerwünschte Verschiebung der Betriebspunkte der MOS-Transistoren vom Stromquellenbetrieb in den Ohm'schen Bereich bewirken, was gleichzeitig zu einem Totalausfall der gewünschten analogen Funktionalität führt. Insbesondere bei analogen MOS-Schaltungen in Verbindung mit vergleichsweise niedrigen Versorgungsspannungen und gleichzeitig notwendigen höheren effektiven Gate-Spannungen für hinreichende Signalbandbreiten in den Transistorpfaden ist bei höheren Temperaturen ein ungünstiges Wegdriften der Arbeitspunkte in Richtung der Ohm'schen Betriebsbereiche relativ schnell gegeben (vgl. 2).
• Aus DE 10 2004 002 007 B4 ist eine Transistoranordnung mit Temperaturkompensation und ein zugeordnetes Verfahren zur Temperaturkompensation bekannt, wobei eine Temperaturkompensation durch Veränderung des Geometrieparameters der steuerbaren Strecke bzw. der Transistoranordnung durchgeführt wird. Die Arbeitspunkteinstellung erfolgt durch einen temperaturunabhängigen Strom. Aus der DE 10 2004 018 355 B4 ist eine Transistoranordnung bekannt, welche die in der DE 10 2004 002 007 B4 vorgeschlagene Methode mit einem PTAT-Strom kombiniert.
• Davon ausgehend ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, bisherige stark eingeschränkte Vorrichtungen und Verfahren zur Temperaturkompensation von MOS- bzw. FET-Transistoren zu verbessern.
• Diese Aufgabe wird durch die Gegenstände der unabhängigen Ansprüche gelöst. Bevorzugte Weiterbildungen finden sich in den Unteransprüchen.
• Erfindungsgemäß wird eine Vorrichtung zur Temperaturkompensation eines Feldeffekt-Transistors in analogen Schaltkreisen vorgeschlagen, wobei die Vorrichtung konfiguriert ist, den Arbeitspunkt eines Feldeffekt-Transistors mittels einer insgesamt geschlossenen Stromschleife und einer potentialmäßig schwimmenden temperaturstabilen Teilspannung ΔU und daraus resultierenden Betriebsstrom mit einem - von der Temperatur abhängigen Beweglichkeit der Ladungsträger im Transistorkanal - abhängigen Temperaturgradienten einzustellen, so dass die effektive Gate-Spannungen U_Geff als ein Maß für die Höhe einer Schwellenspannungsüberschreitung von MOS-Transistoren in starker Kanalinversion innerhalb der Stromschleife und/oder auch in weiteren aus der Stromschleife abgeleiteten Strompfaden unabhängig von der Temperatur sind.
• Insbesondere stellt die Erfindung eine Transistoranordnung zur temperaturunabhängigen Arbeitspunkteinstellung der effektiven Gate-Spannungen U_Geff in MOS-Transistoren bereit, die es dann ermöglicht, eine Temperaturkompensation von Kleinsignalvorwärtssteilheiten g_m und somit von weiteren elektrischen Kenngrößen wie Stromverbrauch und/oder Dynamikbereiche und/oder Verstärkungen und/oder Transitfrequenzen über den technisch relevanten Temperaturbereich zu etablieren. Die Erfindung erlaubt damit ein universelles Verfahren zur temperaturunabhängigen und hochgenauen analogen Arbeitspunkteinstellung der effektiven Gate-Spannungen U_Geff in MOS-Transistoren respektive Feldeffekt-Transistoren (FET), insbesondere für den ausgezeichneten Betriebsbereich der starken Kanalinversion und Sättigung. Dies ermöglicht es dann ein Verfahren zur Temperaturkompensation der Kleinsignalvorwärtssteilheiten g_m in der Gesamtschaltungswirkung und somit entsprechend auch von weiteren elektrischen Kenngrößen von größeren analogen Funktionsgruppen, wie beispielsweise Stromverbräuche, Dynamikbereiche, Verstärkungen, Frequenzgänge und Transitfrequenzen über den gesamten technisch/physikalisch möglichen Temperaturbereich vorteilhaft anzuwenden.
• Die vorliegende Erfindung zur Temperaturkompensation der effektiven Gate-Spannungen U_Geff und Kleinsignalsteilheiten g_m von MOS-Transistoren setzt sich aus zwei wesentlichen Teilaspekten zusammen. Zum einen erfolgt erfindungsgemäß die Arbeitspunkteinstellung von MOS-Transistoren mit Hilfe eines Referenzstroms mit einem im klassischen Temperaturbereich definierten negativen Temperaturgradienten gemäß der dort gegebenen Beweglichkeit der Ladungsträger im Kanal. Der Referenzstrom ist innerhalb des klassischen Temperaturbereichs dann von insbesondere -40°C bis +140°C leicht nichtlinear von der Temperatur abhängig und ist in diesem Temperaturbereich in Bezug auf den Temperaturgradienten zunächst von einem insgesamt deutlich negativen Vorzeichen geprägt, da die Beweglichkeit der Ladungsträger im MOS-Kanal in Richtung abnehmender Temperaturen insgesamt zunimmt. Hingegen bei besonders tiefen Temperaturen deutlich unterhalb von -40°C und in zwar Richtung des absoluten Nullpunkts (sogenannter Cryo-Bereich) zeigt der Referenzstrom typischerweise dann ebenfalls ein leicht nichtlineares Temperaturverhalten. Er besitzt dann allerdings dort - gemäß der in Richtung Cryo-Temperaturen gegebenen insgesamt dann dort wieder deutlich abnehmenden Beweglichkeit der Ladungsträger im Kanal - bezüglich des Gradienten im Referenzstrom dann entsprechend ein positives Vorzeichen mit zunehmendem Betrag.
• Durch Arbeitspunkteinstellungen auf Basis eines besonders definierten Referenzstroms über die temperaturstabile Spannung ΔU, die insbesondere bevorzugt von einer temperaturstabilen Bandlückenspannungsschaltung mit der Ausgangsspannung U_BG abgeleitet ist, wird ermöglicht, die effektive Gate-Spannungen U_Geff = U_GS - U_Th in MOS- oder Feldeffekt-Transistoren über besonders weite Temperaturbereiche konstant zu halten. Diese Methode zur Arbeitspunkteinstellung kann sich besonders vorteilhaft in MOS- bzw. FET-Schaltungen oder Schaltungsanteilen auswirken, die im Betriebsbereich der starken Kanalinversion und Sättigung arbeiten. Dabei kann es sich beispielsweise um die Arbeitspunkteinstellungen sowohl von klassischen analogen Transistoranordnungen samt möglicher zugehöriger Anordnungen zur Arbeitspunkteinstellung von Kaskode-Transistoren und damit dann auch von den entsprechend zugehörigen Kaskode-Transistoren selbst handeln, oder aber auch um Arbeitspunkteinstellungen für den insgesamt möglichen linearen Aussteuerungsbereich insbesondere von sogenannten Square-Law-Verstärkern oder sonstigen Square-Law-Funktionsanordnungen. In Verbindung mit den Referenzströmen mit den bereits genannten besonders ausgezeichneten definierten Temperaturgradienten gelingen im Ergebnis hoch genau definierte Arbeitspunkteinstellungen in der Serienfertigung bezüglich der effektiven Gate-Spannungen aller besagten Transistoren, die dann über den gesamten technisch möglichen und relevanten Temperaturbereich in höchstem Maße konstant bleiben.
• Auf die oben genannte und vorgeschlagene Methode aufbauend schlägt diese Erfindung als einen zweiten wesentlichen Teilaspekt ein Verfahren zur Nachjustierung von Geometriegrößen (bevorzugt über die geometrischen Kanalweiten) von MOS-Transistoren über einen weiten Temperaturbereich vor, so dass dadurch die Kleinsignalvorwärtssteilheiten g_m=2I_ref/U_Geff (Zusammenhang ist gegeben im MOS-Betriebsbereich starker Kanalinversion/Sättigung) in analogen Schaltungsanordnungen und damit dann auch gleichzeitig alle weiteren damit verbundenen Kenngrößen dieser Anordnungen wie Stromverbrauch, Verstärkung, äquivalentes 1/f-Eingangsrauschen, Frequenzgang und Transitfrequenz über den gesamten technisch möglichen und relevanten Temperaturbereich insgesamt nahezu konstant gehalten werden können.
• In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist die bezugsmäßig schwimmende Teilspannung von einer temperaturstabilen Referenzspannung U_BG abgeleitet, wobei sich die Referenzspannung U_BG bevorzugt z.B. direkt oder indirekt über die Bandlücke eines Halbleitermaterials definiert, die dann im Ergebnis z.B. 1,2 V beträgt. Die Bandlücke eines Halbleitermaterials ist der energetische Abstand zwischen Valenzband und Leitungsband eines Festkörpers und stellt eine besonders stabile und feste, da insbesondere materialspezifische Energieeigenschaft dar. Bei den sehr häufig verwendeten Halbleitern auf Siliziumbasis beträgt diese physikalisch bedingt 1,2 eV. In Verbindung mit einer Bandabstandsreferenz-Schaltung oder auch Bandgap-Spannungsreferenz-Schaltung kann dann daraus z.B. eine besonders robust definierte temperaturstabile Referenzspannung U_BG abgeleitet werden.
• In einer ebenfalls bevorzugten Ausführungsform liegt die schwimmende Teilspannung durch einen betragsgleichen zu- und abfließenden Strom aus Stromquellentransistoren als Spannungsabfall über einen Widerstand an, und die schwimmende Teilspannung ist als Teilspannung von einer temperaturstabilen Referenzspannung U_BG abgeleitet. Insbesondere durch die betragsgleichen zu- und abfließenden Ströme aus Stromquellentransistoren und dem Spannungsabfall über einen Widerstand lassen sich in vorteilhafter Weise stabile Rahmenbedingungen realisieren.
• In einer besonderen Realisierung der erfindungsgemäßen Vorrichtung weist diese eine geschlossene Stromschleife auf, wobei die geschlossene Stromschleife mindestens eine potentialmäßig schwimmende Teilspannung ΔU aufweist zur Festlegung der Stromarbeitspunkte innerhalb der geschlossenen Stromschleife. Durch die geschlossene Stromschleife liegen insbesondere relativ feste Stromverhältnisse vor, welche zur Stabilität der erfindungsgemäßen elektrischen Schaltung in vorteilhafter Weise beitragen können.
• In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Vorrichtung in Bezug auf die Stromübertragungsfunktion genau eine nichtlineare Einheit und genau eine lineare Einheit auf, wobei die nichtlineare Einheit und die lineare Einheit einen Teilkreis zu einer geschlossenen Stromschleife schließen. Durch Kombination aus nichtlinearer und linearer Stromübertragungsfunktion wird ein sehr robust definierter Arbeitspunkt für die Betriebsströme innerhalb der Stromschleife erreicht.
• Insbesondere werden die Nichtlinearität der nichtlinearen Einheit und/oder die effektive Gate-Spannung des mindestens einen Feldeffekt-Transistors als Teilelement der nichtlinearen Stromspiegelschaltungseinheit durch die schwimmende Teilspannung bestimmt. Die schwimmende Teilspannung stellt somit ein zentrales Element der Schaltung bzw. Vorrichtung dar, welche die für die Erfindung zentralen nichtlinearen Eigenschaften hochgenau garantiert. Erfindungsgemäß gelingt das bevorzugt insbesondere in der Art, dass die schwimmende Teilspannung dabei potentialmäßig immer schwimmend und belastungsfrei an einen geeigneten Potentialknoten angebunden werden kann und das funktionell in der Art als besonders kompakte Bauform, nämlich bevorzugt auf der Basis eines linearen Widerstandes.
• In einer weiteren besonders bevorzugten Ausführungsform weist die Vorrichtung in Bezug auf die Stromübertragungsfunktion mindestens eine nichtlineare Einheit und mindestens eine weitere lineare oder auch nichtlineare Einheit auf, wobei die nichtlineare Einheit und die weitere lineare oder auch nichtlineare Einheit einen Teilkreis zu einer insgesamt geschlossenen Stromschleife schließen. Auf diese Weise - insbesondere durch die Einbettung mehrerer nichtlinearer Einheiten in einer insgesamt geschlossenen Stromschleife ist insgesamt eine besonders robust definierte Arbeitspunkteinstellung möglich.
• In einer weiteren Ausführungsform weist die Vorrichtung mindestens zwei Feldeffekt-Transistoren als Teil einer nichtlinearen Einheit auf, wobei jeder Feldeffekt-Transistor eine separate potentialmäßig schwimmende Teilspannung ΔU besitzt. Hierdurch kann eine gegen Störungen auf der Versorgungsspannung vergleichsweise deutlich robustere Vorrichtung erreicht werden. Sie erweist sich ferner vergleichsweise auch als sowohl unempfindlicher gegen Auswirkungen der Rauscheinströmungen an den Transistoren selbst, als auch gegen zufällige statistische Unpaarigkeitswirkungen in der Serienfertigung zwischen den Transistoren.
• In einer vorteilhaften Ausgestaltung zeigt der Strom in mindestens einem der Strompfade einer Stromschleife einen Temperaturgang gemäß der Beweglichkeit der Ladungsträger im Kanal des Bezugstransistors im Strompfad, welcher ausgespiegelt in einen anderen anliegenden Strompfad dazu eingerichtet ist, bei mindestens einem Feldeffekt-Transistor - insbesondere im anliegenden Strompfad im Betriebsbereich der starken Kanalinversion - die (optional jeweilige) effektive Gate-Spannung - und somit insbesondere ihren Grad der starken Kanalinversion - unabhängig von einer Temperaturänderung zu halten.
• Durch die ausgezeichneten und gleichartigen relativen Temperaturgänge der Ströme in allen Strompfaden mit einem Temperaturgang gemäß der Beweglichkeit der Ladungsträger im Kanal eines Bezugstransistors in einem Strompfad in einer Stromschleifen ist automatisch gewährleistet, dass alle effektiven Gate-Spannungen (die jeweils vom Betrag durchaus verschieden sein können) über den gesamten Temperaturbereich immer in einen konstanten und festen Verhältnis zur effektiven Gate-Spannung des Bezugstransistors in dem Strompfad in einer solchen Stromschleife stehen, sofern alle Transistoren in starker Kanalinversion und in Sättigung betrieben sind. Da die Temperaturgänge der Beweglichkeiten der Ladungsträger im Kanal für N- und P-Kanal Transistoren näherungsweise typisch ähnlich sind, gilt obige Aussage angenähert auch für die Verhältnisse zwischen den Beträgen der effektiven Gate-Spannungen von N- und P-Kanal Transistoren. Da sich die effektive Gate-Spannung des Bezugstransistors in dem Strompfad in einer solchen ausgezeichneten Stromschleife bevorzugt aus einer schwimmenden Teilspannung ableitet, die sich ihrerseits dann selbst von einer temperaturstabilen Referenzspannung U_BG abgeleitet, stehen gleichzeitig automatisch die effektiven Gate-Spannungen aller besagten Transistoren auch gleichzeitig immer in einem festen und konstanten Bezugsverhältnis zur Referenzspannung U_BG. Sie sind damit alle nicht nur über den gesamten Temperaturbereich, sondern gleichzeitig auch innerhalb einer Serienfertigung absolut und relativ zueinander besonders robust definiert.
• In einer weiteren Realisierung weist die Vorrichtung Strompfade innerhalb von analogen Schaltungen mit MOS- bzw. Feldeffekt-Transistoren auf, wobei (insbesondere jeweils) weitere, parallel wirkende analoge Strompfadanteile zuschaltbar gemacht sind, so dass dann der Frequenzgang und/oder die Bandbreite und/oder die Stromaufnahme und/oder das äquivalente 1/f-Eingangsrauschen der analogen Strompfade und/oder die möglichen analogen Signaldynamiken in den analogen Strompfaden mittels den in Abhängigkeit von der Temperatur zugeschalteten Strompfadanteilen unabhängig von der Temperatur konstant gehalten werden. Hierdurch lässt sich der Grundgedanke der Erfindung wesentlich auf größere und/oder komplexere Schaltungen erweitern.
• Die Erfindung umfasst auch die Verwendung einer erfindungsgemäßen Vorrichtung in einer analogen Schaltung mit mindestens einem Feldeffekt-Transistor, welcher einen temperaturabhängigen Betriebsstrom aufweist.
• Weiterhin umfasst die Erfindung ein Verfahren zur Temperaturkompensation eines MOS bzw. Feldeffekt-Transistors in analogen Schaltkreisen mittels eines Betriebsstroms mit einem von der Temperatur abhängigen Beweglichkeit der Ladungsträger im Transistorkanal abhängigen Temperaturgradienten, wobei der Betriebsstrom von einer potentialmäßig schwimmenden temperaturstabilen Teilspannung einer Referenzspannung abgeleitet wird, so dass die effektive Gate-Spannungen von Feldeffekt-Transistoren in vom Betriebsstrom abgeleiteten Strompfaden unabhängig von der Temperatur sind.
• Dieses Verfahren ist insbesondere auch zur Verwendung im Zusammenspiel mit Kaskode-Transistor-Anordnungen innerhalb beliebiger analoger Schaltungsanordnungen wie z.B. in Square-Law-Verstärkern oder auch innerhalb von Differenzverstärkeranordnungen wie z.B. in Operationsverstärkern vorgesehen und umfasst vorzugsweise die folgenden Verfahrensschritte:
• - Einstellen eines Arbeitspunktes eines Feldeffekt-Transistors mittels eines Betriebsstroms mit einem definierten Temperaturgradienten, abgeleitet von einer Stromschleife mit potentialmäßig schwimmender Teilspannung ΔU, so dass die effektive Gate-Spannung unabhängig von der Temperatur ist,
• - Ableiten der schwimmenden Teilspannung als Teilspannung von einer stabilen Referenzspannung und
• - Zuschalten eines parallel wirkenden Strompfadanteils zur Temperaturkompensation des Feldeffekt-Transistors, so dass mittels des in Abhängigkeit von der Temperatur zugeschalteten Strompfadanteils ein Frequenzgang und/oder eine Bandbreite und/oder eine Stromaufnahme und/oder ein äquivalentes 1/f-Eingangsrauschen der Strompfade und/oder mögliche analoge Signaldynamiken in dem Strompfadanteil unabhängig von der Temperatur konstant gehalten werden.
• Das Zu- und Abschalten eines parallel wirkenden Strompfadanteils zur Temperaturkompensation kann erreicht werden durch Transistoren als Schalter in den entsprechenden Strompfaden. Diese Transistoren werden über einen digitalen logischen Pegel an und ausgeschaltet.
• Grundsätzlich ist es möglich, Kaskode-Transistoren zusätzlich zu ihrer analogen Kaskodefunktion auch in der digitalen Funktion als Off-Schalter zu verwenden und auf diese Weise parallel wirkenden Strompfadanteile zur Temperaturkompensation wirksam werden zu lassen. Dazu wird der analoge Arbeitspunkt in Richtung eines entsprechenden logischen Pegels verändert. Gesonderte Transistoren als On/Off-Schalter können dann entsprechend entfallen.
• Nachfolgend wird die Erfindung anhand von bevorzugten Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen weiter im Detail erläutert. In den Zeichnungen zeigen
• 1 eine normierte Darstellung einer typischen Übertragungskennlinie eines NMOS-Transistors,
• 2 einen U_Geff-Aussteuerbereich bei Generierung eines konstanten g_m durch einen PTAT-Referenzstrom,
• 3 einen Ansatz zur Generierung eines im klassischen Temperaturbereich negativ zur absoluten Temperatur gesteuerten Referenzstroms gemäß der Beweglichkeit der Ladungsträger im MOS-Kanal,
• 4 eine Verallgemeinerung des hier bevorzugt eingesetzten Ansatzes zur Generierung eines im klassischen Temperaturbereich negativ zur absoluten Temperatur gesteuerten Referenzstroms,
• 5 a ein mögliches schaltungstechnisches Gesamtkonzept zur Generierung eines Referenzstroms mit definierten Temperaturgradienten,
• 5 b Details aus 5 a,
• 6 mögliche vollständige Ausgestaltung auf Transistorebene des CSCBG-Stromquellenprinzips nach 5 a und b,
• 7 eine mögliche technische Variante einer vollständigen Ausgestaltung des CSCBG-Stromquellenprinzips für eine Referenzstromgenerierung mit einem Temperaturgang gemäß dem der Beweglichkeit der Ladungsträger im MOS-Transistorkanal,
• 8 eine weitere vorteilhafte vollständige Ausgestaltung des CSCBG-Stromquellenprinzips auf Transistorebene in Verbindung mit zwei nichtlinearen Stromspiegeln zur Referenzstromgenerierung gemäß dem Temperaturgang der Beweglichkeit der jeweiligen Ladungsträger: Am Ausgang des nichtlinearen N-Kanal-Stromspiegelparts speziell optimiert auf die Kanäle von NMOS-Transistoren und am Ausgang des nichtlinearen P-Kanal-Stromspiegelparts speziell optimiert auf die Kanäle von PMOS-Transistoren,
• 9 ein Schaltungsentwurf einer linearen OTA-Schaltung nach dem Square-Law-Prinzip,
• 10 eine in Anlehnung an die in 9 gezeigte Kernidee eines weiteren Schaltungsentwurfs einer linearen OTA-Schaltung nach dem Square-Law-Prinzip in einer speziellen Anpassung für HF-Anwendungen,
• 11 einen Schaltungsentwurf einer klassischen OTA-Schaltung mit arbeitspunktmäßig speziell vorgespannten Kaskode-Strukturen und mit zusätzlicher Temperaturkompensation seiner Kenngröße g_m über ein 3-Bit Steuerwort,
• 12 eine Schaltung eines 3-stufigen Operationsverstärkers mit gleichzeitiger Temperaturkompensation seiner jeweiligen Kenngrößen g_m. Zu einen dem g_m der OTA-Eingangsdifferenzstufe im Zusammenspiel und in Verbindung mit speziell vorgespannten Kaskode-Strukturen und dem typisch deutlich größeren g_m der treibenden OTA-Ausgangsstufe über ein gemeinsames 3-Bit Steuerwort,
• 13 eine Tabelle mit einer Gegenüberstellung der klassischen Bias-Technik und der erfindungsgemäßen Bias-Technik für einen ersten Satz von Parametern und
• 14 eine Tabelle mit einer Gegenüberstellung der klassischen Bias-Technik und der erfindungsgemäßen Bias-Technik für einen zweiten Satz von Parametern.
• Die Erfindung umfasst im Wesentlichen eine Transistoranordnung zur temperaturunabhängigen Arbeitspunkteinstellung der effektiven Gate-Spannungen 2 bzw. 6 und ein Verfahren zur Temperaturkompensation der Kleinsignalsteilheit und weiterer Schaltungskenngrößen auf der Basis eines geeigneten Zu- und Abschaltens von parallel wirkenden Strompfadanteilen 16. Die temperaturunabhängige Arbeitspunkteinstellung der effektiven Gate-Spannungen U_Geff von MOS-Transistoren respektive Feldeffekt-Transistoren (FET), die in starker Kanalinversion arbeiten, erfolgt erfindungsgemäß über einen speziell definierten temperaturgesteuerten Referenzstrom 15. Die 1 zeigt hierzu eine normierte Darstellung einer typischen Übertragungskennlinie eines NMOS-Transistors als Funktion der effektiven Gate-Spannungen U_Geff bei T_nom = 27 °C im Stromquellenbetrieb über die Betriebsbereiche der schwachen, der moderaten und der starken Kanalinversion. Im Bereich der starken Kanalinversion muss für den Stromquellenbetrieb - d.h. für den dort ausgezeichneten Betrieb im Sättigungsbereich - gelten: U_DS > U_Geff. Dies entspricht einer einfachen Abschätzbedingung für die Spannung U_Dsat als notwendige Minimalspannung für den Sättigungsbetrieb. Die effektive Gate-Spannung U_Geff ist im Bereich der starken Kanalinversion vom Vorzeichen her positiv gezählt, da dort die NMOS-Schwellenspannung U_Th überschritten wurde. Die 2 zeigt einen erforderlichen U_Geff-Aussteuerbe-reich im Betriebsbereich der starken Kanalinversion, der sich bei Generierung eines konstanten g_m-Kleinsignalvorwärtsübertragungsleitwerts durch einen PTAT-Referenzstrom für einen Temperaturbereich von -35°C bis +125°C bezogen auf verschiedene U_Geff-Betriebspunkte bei T_nom = 27 °C dann entsprechend ergibt.
• Alle von dem vorgenannten Referenzstrom 15 abgeleiteten Arbeitspunkte halten die effektive Gate-Spannung 2 bzw. 6 eines MOS-Transistors oder weiterer MOS- bzw. FET-Transistoren über der Temperatur konstant. Die Erzeugung des definierten Referenzstroms 15 basiert auf dem Grundprinzip einer selbst-vorgespannten Stromquelle (englisch: self-biased current source (SBCS)), die hier zum Zweck der Generierung eines (im klassischen Temperaturbereich -40°C bis +140°C dann typisch negativ) zur absoluten Temperatur gesteuerten Referenzstroms gemäß des Temperaturgangs der Beweglichkeit der Ladungsträger in den MOS-Kanälen eine bezugsfreie temperaturstabile Spannungsquelle ΔU 5 innerhalb des nichtlinearen Stromspiegels verwendet (siehe 3). Die 3 verdeutlicht ein Konzept zur Generierung (eines im klassischen Temperaturbereich dann typisch negativ) zur absoluten Temperatur gesteuerten Referenzstroms auf Basis einer CSCBG-Stromschleife, hier mit Stromauskopplung I_D,x. Die temperaturstabile Spannung ΔU wird gemäß dem in 5 b gezeigten Konzept erzeugt.
• Die 4 zeigt ebenfalls ein Konzept zur Generierung eines (im klassischen Temperaturbereich dann typisch negativ) zur absoluten Temperatur gesteuerten Referenzstroms.
• Hier in einer verallgemeinerten Ausprägung bestehend jetzt auch unter zusätzlicher Verwendung von mehreren nichtlinearen Stromspiegeln innerhalb einer CSCBG-Stromschleife. Die jeweiligen temperaturstabilen Spannungen ΔU_1,2,3 können verschieden sein. Sie besitzen jeweils eine Potentialanbindung an die zugehörige MOS-Diode. Die Spannungen ΔU_1,2,3 selbst werden jeweils individuell erzeugt gemäß dem in gezeigten Konzept. Eine Stromauskopplung aus der Stromschleife kann z.B. an jeder MOS-Diode in der Form eines linearen Stromspiegels vorgesehen werden. Die grundsätzlichen potentiellen Vorteile einer SBCS-Stromschleife bestehend aus mehreren (linearen und) nichtlinearen Stromspiegelanordnungen sind beschrieben in [Veit, Dominik and Oehm, Jürgen: A Current Reference with Multiple Nonlinear Current Mirrors to Reduce Noise, Mismatch and Impact of Supply Voltage Variation, IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, vol. 70, no. 5, pp. 1729-1733, May 2023, doi: 10.1109/TCSII.2023.3260164].
• Der Parameter ΔU ist dabei ein Teilwert einer beliebig gearteten temperaturstabilen Referenzspannung 9. Daher ist in diesem Kontext für das hier vorgeschlagene Konzept der Begriff Self-Biased Current Source (SBCS) nicht mehr hinreichend zutreffend. Vielmehr ist hier von einer Current Source Controlled by Band Gap Voltage (CSCBG) zu sprechen. Unter der Annahme, dass die Transistoren 2 des nichtlinearen Stromspiegels M₁ und M₂ (vgl. 3) jeweils in starker Kanalinversion und Sättigung (vgl. 1) arbeiten, gelten in sehr guter Näherung folgende Zusammenhänge: $$I_{ref}=\frac{K_P}{2}\frac{W_1}{L_1}{U}_{Geff\mathrm{,1}}^2\stackrel{!}{=}\frac{K_P}{2}\frac{W_2}{L_2}{\left(U_{Geff\mathrm{,1}}+\Delta U\right)}^2$$

  

  $$\Rightarrow U_{Geff\mathrm{,1}}=\Delta U\cdot \frac{1}{\sqrt{\frac{W_1{L}_2}{L_1{W}_2}-1}}$$

  
• Aus (1) und (2) errechnet sich die Lösung für I_ref wie folgt: $$I_{ref}=\Delta U^2\frac{K_P}{2}\frac{W_2}{L_2}{\left(\frac{1}{\sqrt{\frac{W_1{L}_2}{L_1{W}_2}+1}}\right)}^2=\Delta U^2{\beta }_{\mathrm{1,2}}\text{ mit }{K}_P={\mu }_0\left(T\right)\frac{{\epsilon }_0{\epsilon }_{ox}}{t_{ox}}$$

  
• Für den Grenzfall $\frac{W_1}{L_1}>>\frac{W_2}{L_2}$

  

  ist U_Geff,1 → 0, d. h. β_1,2 → β₂. Für diesen Fall gilt dann: $$I_{ref}=\Delta U^2\frac{K_P}{2}\frac{W_2}{L_2}=\Delta U^2{\beta }_2\text{ mit }{K}_P={\mu }_0\left(T\right)\frac{{\epsilon }_0{\epsilon }_{ox}}{t_{ox}}$$

  
• Unter der Annahme, dass ΔU keinen Temperaturgang besitzt, hat der Referenzstrom I_ref einen insgesamt negativen Temperaturgang.
• Hinweis: Im Parameter K_P manifestiert sich der Temperaturgang der Beweglichkeit der Ladungsträger im MOS-Transistorkanal: $$K_P\left(T\right)\sim {\mu }_0\left(T\right)\sim T^{-3/2}$$

  
• [S. Sze, Physics of Semiconductor Devices, ser. Wiley-Interscience publication. Wiley, 1981. [Online]. Available: https: //books.google.de/books?id =LCNTAAAAMAAJ]. Obiger Temperaturzusammenhang für K_P(T) ist allerdings nur gut im klassischen Temperaturbereich von ca. -40°C bis +140°C erfüllt.
• Im sogenannten Cryo-Bereich ist dagegen ein gänzlich anderer Trend für den Temperaturgang der Beweglichkeit der Ladungsträger in MOS-Kanälen gegeben. Entsprechend ergibt sich dann auch dort ein entsprechend vollständig anderer Temperaturgang für den Referenzstrom I_ref des erfindungsgemäßen Konzepts. Der I_ref -Gradient besitzt - gemäß der in Richtung Cryo-Temperaturen dann dort wieder deutlich abnehmenden Beweglichkeit der Ladungsträger im MOS-Kanal - dann dementsprechend ein positives Vorzeichen mit deutlich zunehmendem Betrag. In der direkten Nähe von 0°K frieren die Ladungsträger schließlich vollständig ein. Ihre Beweglichkeit ist dann Null. Der positive I_ref-Gradient geht bei 0°K daher gegen + unendlich.
• Es gilt somit im klassischen Temperaturbereich von ca. -40°C bis +140°C für einen MOS-Transistor in starker Kanalinversion im Sättigungsbetrieb angenähert: $$I_{ref}=\Delta U^2{\beta }_{\mathrm{1,2}}\left(T_{nom}\right){\left(\frac{T}{T_{nom}}\right)}^{-3/2}$$

  
• Wird nun ein beliebiger Transistor M_x in einem beliebigen analogen Strompfad betrachtet und arbeitet dieser Transistor 2 in starker Kanalinversion im Sättigungsbereich mit der effektiven Gate-Spannung U_Geff,x und dem Drain-Strom I_D,x, dann gilt folgender Zusammenhang: $$U_{Geff,x}=\sqrt{\frac{I_{D,x}}{{\beta }_x}}$$

  
• Wenn I_D,x aus dem Referenzstrom I_ref abgeleitet wird, so dass I_D,x = n · I_ref mit n > 0 gilt (vgl. 3), errechnet sich unter Einbeziehung der Gleichung (3) erfindungsgemäß die effektive Gate-Spannung U_Geff,x für einen beliebigen Transistor M_x wie folgt: $$U_{Geff,x}=\Delta U\sqrt{\frac{n{\beta }_{\mathrm{1,2}}}{{\beta }_x}}=\Delta U\sqrt{\frac{n\frac{W_2}{L_2}{\left(\frac{1}{\sqrt{\frac{W_1{L}_2}{L_1{W}_2}-1}}\right)}^2}{\frac{W_x}{L_x}}}$$

  
• Für den Grenzfall $\frac{W_1}{L_1}>>\frac{W_2}{L_2}$

  

  gilt die Vereinfachung: $$U_{Geff,x}\approx \Delta U\sqrt{\frac{n{\beta }_2}{{\beta }_x}\approx \Delta U\sqrt{\frac{n\frac{W_2}{L_2}}{\frac{W_x}{L_x}}}}$$

  
• Nach den Gleichungen (7) und (8) steht U_Geff,x dann in einer festen gewichteten Beziehung zu ΔU, die durch die Transistor-Geometrien definiert ist. Da ΔU ein Teilwert einer temperaturstabilen Referenzspannung 9 ist, ist auch U_Geff,x 2 durch diese Referenzspannung 9 festgelegt - d.h. unabhängig vom Temperaturgang von K_P(T) bzw. der Beweglichkeit der Ladungsträger im MOS-Transistorkanal µ₀(T). Das bedeutet, dass auf Basis des erzeugten Referenzstroms I_ref 15 alle und somit auch unterschiedliche effektive Gate-Spannungen 2 bzw. 6 aller weiteren Transistoren M_x,i(i ∈ N) in allen anderen von I_ref 15 abgeleiteten Strompfaden temperaturstabil eingestellt werden können und nur von den Prozesstoleranzen der Referenzspannung 9 und weiterhin nach Gleichung (8) in ihren absoluten und relativen Genauigkeiten zueinander höchstens von lokalen Unpaarigkeiten in den Transistor-Geometrien zueinander und der absoluten Genauigkeit von ΔU selbst beeinflusst werden können.
• An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass der Temperaturgang in den Beweglichkeiten der Elektronen in den NMOS-Transistorkanälen leicht abweichend vom Temperaturgang in den Beweglichkeiten der Löcher im PMOS-Transistorkanälen ist. Das kann in der Regel in erster Näherung bezüglich der leicht unterschiedlichen Auswirkung auf die Schaltungseigenschaften von analogen Funktionsgruppen mit Blick auf die Referenzstromerzeugung vernachlässigt werden. Im Anwendungsgrenzfall muss jedoch einmal ein Referenzstrom erzeugt werden, der eher optimal für die Eigenschaften der NMOS-Transistoren in den analogen Strompfaden ist und ein weiterer, der dann eher optimal für die der PMOS-Transistoren ist. Unter diesem Gesichtspunkt ist die 8 gezeigte erfindungsgemäße Schaltung von Bedeutung, da sie in ihrem rechten Strompfad mit I_up1 einen ersten Referenzstrom zeigt, der optimal geeignet für ein U_Geff # f (T) von NMOS-Transistoren ist und gleichzeitig in ihrem linken Strompfad mit I_down1 einen Referenzstrom zeigt, der optimal geeignet für ein U_Geff ≠ f (T) von PMOS-Transistoren ist.
• Gemäß dem oben vorgeschlagenen Prinzip kann die temperaturunabhängige Arbeitspunkteinstellung der effektiven Gate-Spannung U_Geff um ein Verfahren zur Temperaturkompensation der Kleinsignalvorwärtssteilheit g_m ergänzt werden: Für die Kleinsignalsteilheit g_m,x eines beliebigen Transistors M_x, der mit einem vom I_ref abgeleiteten Strom I_D,x = n · I_ref gespeist wird und dabei in starker Kanalversion und Sättigung betrieben ist, gilt: $$g_{m,x}=n\frac{2I_{ref}}{U_{Geff,x}}mit\text{ n}>\text{0}$$

  
• Da U_Geff,x erfindungsgemäß nicht von der Temperatur abhängt, I_ref jedoch einen negativen Temperaturgang im Temperaturbereich -40°C bis +140°C hat (vgl. Gleichung (5)), nimmt g_m,x entsprechend mit dem Temperaturgradienten des Stroms I_ref ab. Zur Temperaturkompensation der Kleinsignalsteilheit g_m,x eines Transistors M_x muss daher die Transistorweite W_x des Transistors M_x um einen gewissen Beitrag ΔW_x (unter gleichzeitiger Beibehaltung seines Arbeitspunktes U_Geff,x) über die Temperatur geändert werden, so dass damit bei temperaturkonstantem U_Geff,x der dann insgesamt wieder fließende Strom durch den in seiner Weite veränderten Transistor M_x über der Temperatur auf diese Weise ebenfalls immer auf dem gleichbleibendem Niveau von n · I_ref bei T=T_nom konstant gehalten werden kann. Prinzipbedingt können so nach Gleichung (9) Änderungen in der Kleinsignalvorwärtssteilheit über die Temperatur kompensiert werden. Zur Berechnung der notwendigen Transistorweitenverhältnisse für eine Temperaturkompensation der Kleinsignalsteilheit g_m,x eines Transistors M_x muss der Stromfaktor β_x betrachtet werden. Es gilt: $${\beta }_x=\frac{W_x}{2L_x}{\mu }_0{\left(\frac{T}{T_{nom}}\right)}^{-3/2}\frac{{\epsilon }_0{\epsilon }_{ox}}{t_{ox}}$$

  
• Zur Temperaturkompensation muss β_x bei minimaler und maximaler Temperatur [T_min; T_max] identisch sein, indem die effektive Transistorweite W_x bei T_max um den Betrag ΔW_x erhöht wird. Es muss daher Folgendes gelten: $$\frac{W_x}{2L_x}{\mu }_o{\left(\frac{T_{min}}{T_{nom}}\right)}^{-3/2}\frac{{\epsilon }_0{\epsilon }_{ox}}{t_{ox}}\stackrel{!}{=}\frac{W_x+\Delta W_x}{2L_x}{\mu }_o{\left(\frac{T_{max}}{T_{nom}}\right)}^{-3/2}\frac{{\epsilon }_0{\epsilon }_{ox}}{t_{ox}}$$

  
• Aus (11) ergibt sich für die dann notwendige Änderung der Transistorweite W_x um den Beitrag ΔW_x, für einen Temperaturbereich von T_min bis T_max: $${\left(\frac{T_{max}}{T_{min}}\right)}^{3/2}=1+\frac{\Delta W_x}{W_x},T_{max}>T_{min}$$

  
• Die schaltungstechnische Realisierung dieses Verfahrens zur Temperaturkompensation der Kleinsignalvorwärtssteilheit g_m,x eines Transistors M_x kann mit Hilfe einer Transistoreinheit mit verstellbarem Geometrieparameter erfolgen. Diese Transistoreinheit setzt sich aus einem Transistor 2 mit einer Basisweite W_x für T = T_min und mit insgesamt i weiteren parallel verschalteten Transistoren 2 mit jeweils der Weite ΔW_x,i zusammen, die in Summe den benötigten Beitrag ΔW_x für eine Kompensation bei T_max abbilden. Der Parameter i ist dabei eine Funktion der Temperatur mit 0 ≤ i ≤ k und gibt die mögliche erreichbare Genauigkeit zur Temperaturkompensation der Kleinsignalsteilheit g_m,x eines Transistors M_x vor. Die maximale Genauigkeit der Temperaturkompensation hängt von der minimal wählbaren MOS-Transistorweite einer jeweiligen Fertigungstechnologie ab.
• Für beste Temperaturkompensation muss ΔW_x,i = W_min für alle i bei den Transistorteilkomponenten gelten.
• Für diesen ausgezeichneten Fall wird die maximale Anzahl möglicher Transistorteilkomponenten k_max, um g_m,x annähernd innerhalb des Temperaturbereichs [T_min, T_max] konstant zu halten, mit Gleichung (12) wie folgt berechnet: $$k_{max}=\frac{W_x}{W_{min}}\left({\left(\frac{T_{max}}{T_{min}}\right)}^{3/2}-1\right)$$

  
• Hierzu sei folgendes zu berücksichtigen: Im Cryo-Bereich ist der Temperaturgang der Beweglichkeit der Ladungsträger im Kanal ggf. deutlich verändert gegenüber dem klassischen Temperaturbereich von z.B. -40°C bis +140°C. Dort kann es z.B. sein, dass startend von z.B. der Temperatur 4°K in Richtung steigender Temperaturen die Basisweite W_x zunächst um gewisse Weitenanteile gemindert werden muss, denn die Beweglichkeit der Ladungsträger im Kanal nimmt in diesem Temperaturbereich zunächst zu. Bei höheren Temperaturen nimmt sie dann aber - wie auch im Temperaturbereich von -40°C bis +140°C - wieder mit der Temperatur stetig ab. Dann müssen zur Basisweite W_x entsprechend wieder Weitenanteile hinzugefügt werden, um die Kleinsignalsteilheit g_m,x nach wie vor konstant zu halten. Das Verfahren zur Weitenkorrektur der Basisweite W_x kann daher in der Entsprechung auch im Cryo-Bereich eingesetzt werden.
• Hinweis: Die vorliegende Erfindung eignet sich auch für MOS-Transistoranordnungen, deren Potenz-Zusammenhang zwischen dem Drain-Strom I_D in starker Kanalinversion im Sättigungsbetrieb und der effektiven Gate-Spannung U_Geff nicht exakt quadratisch ist.
• Die 5 a und b zeigen ein mögliches schaltungstechnisches Gesamtkonzept zur Generierung eines Referenzstroms mit definierten Temperaturgradienten gemäß dem Temperaturgradienten der Beweglichkeit der Ladungsträger (Elektronen, Löcher) im MOS-Transistorkanal. Im Temperaturbereich von z.B. ca. -40°C bis +140°C ist dieser negativ. Genauer gesagt ist er dort in etwa proportional zu T^-3/2. Im Cryo-Bereich, d.h. bei Temperaturen, die sehr deutlich unterhalb von -40°C liegen und zwar im Umfeld des Grenzbereichs, wo die Dotierungswirkung der im Kanalbereich eingebrachten Dotierstoffkonzentration beginnt einzufrieren (sogenanntes „beginning of doping freeze-out“), was in etwa in der Größenordnung von ca. 40° Kelvin stattfindet, ändert der Temperaturgradient der Beweglichkeit der Ladungsträger nicht nur deutlich sein Trendverhalten gemäß T^-3/2, sondern er ändert dabei auch sogar sein Vorzeichen im Exponent. Entscheidend ist, dass das schaltungstechnisches Gesamtkonzept nach 5 a und b auch dort weiterhin funktioniert, ebenso wie weiterhin auch dort alle weiteren erfindungsgemäßen Vorteile gegeben sind (siehe die 13 und 14).
• Die schwimmend am Schaltungsknoten R aufgehängte temperaturstabile Spannung ΔU innerhalb des nichtlinearen Stromspiegels wird aus einer Bandgap-Spannungsreferenz-Schaltung 9 abgeleitet. Da die integrierte Erzeugung einer Bandlückenspannungsreferenz im Temperaturbereich von 40° Kelvin, insbesondere in Richtung des absoluten Temperaturnullpunkts, technisch nicht unproblematisch ist, kann sie optional chip-extern erzeugt werden, z.B. mittels einer Referenzschaltung, die dann in einem unproblematischen Temperaturbereich arbeitet. Die Robustheit des in 5 a und b gezeigten konzeptionellen Ansatzes hängt entscheidend mit von der Genauigkeit und Qualität der erzeugten Spannung ΔU ab. Diese wiederum hängt ab von der Genauigkeit und Qualität der erzeugten Bandlückenspannung U_BG 9, von den relativen Genauigkeiten von R₁ und R₂ 8 zueinander und von den relativen Paarigkeits-Genauigkeiten zwischen den MOS-Transistoren (bzw. Feldeffekt-Transistoren (FET)) in den beteiligten Stromspiegelpfaden zueinander. Es muss außerdem darauf geachtet werden, dass Auswirkungen von Kanallängenmodulationseffekten auf das Spiegelverhalten in den Strompfaden möglichst gering bleiben. Die Erfahrung hat gezeigt, dass relative Genauigkeiten von σ_ΔU/Δ U ≤ 4% in der Serienfertigung in Verbindung mit einem vertretbarem Flächenaufwand in der Integration leicht zu erreichen sein sollten.
• Die 5 a zeigt den hier bevorzugt eingesetzten äußeren formalen CSCBG-Konzeptansatz nach 3 in einer ersten genaueren Ausgestaltung mit MOS-Transistoren unter bevorzugter Verwendung von Kaskode-Transistoren 3. Die Kaskode-Transistoren dienen zur Verbesserung der jeweiligen Stromquellencharakteristik der MOS-Transistoren in den jeweiligen Stromspiegelanordnungen, um auf diese Weise den Durchgriff von statischen Veränderungen und dynamischen Störungen in und auf der Versorgungsspannung auf den erzeugten Referenzstrom I_ref 15 möglichst gering zu halten. An dem ausgezeichneten Schaltungsknoten R wird die Spannung ΔU 5 bezugspotentialmäßig aufgehängt. (5b zeigt ein mögliches passendes Kernkonzept zur Erzeugung einer schwimmenden Spannung ΔU, die dann entsprechend an dem Schaltungsknoten R bezugspotentialmäßig angehängt werden kann. Die bezugspotentialmäßige Anbindung der erzeugten Spannung ΔU an den Schaltungsknoten R ist dabei in der Art, dass der Schaltungsknoten R ohmsch nicht belastet wird). Für I_ref, ΔU und die entsprechend zugehörigen Eigenschaften von M₁ und M₂ gilt Gleichung (3). Für die effektive Gate-Spannung von Transistor M₁ gilt Gleichung (2). Für die Zusammenhänge zwischen den effektiven Gate-Spannungen der Transistoren M₁, M₂, M₃ und M₄ gilt Gleichung (7). Sofern die Kaskode-Transistoren ebenfalls in starker Kanalinversion betrieben werden, gilt Gleichung (7) entsprechend auch für diese Transistoren. Für das Verhältnis der effektiven Gate-Spannungen der N-Kanal Transistoren relativ zu denen der P-Kanal Transistoren ist zu beachten, dass die Beweglichkeit µ₀ der Ladungträger in den Transistorkanälen und damit entsprechend auch die jeweiligen K_p-Werte in β_1,2 β_x typisch um den Faktor 2 bis 3 verschieden sind. Da die Temperaturgänge der Beweglichkeit µ₀ der Ladungträger in den N- und P-Transistorkanälen recht ähnlich sind, stehen insgesamt gesehen die effektiven Gate-Spannungen aller genannten Transistoren in der CSCBG-Stromschleife näherungsweise immer in einem festen gleichbleibenden temperaturunabhängigen Zusammenhang zueinander und damit auch immer in einem festen gleichbleibenden temperaturunabhängigen Verhältnis zu ΔU.
• Die 5 b zeigt ein zu 5 a mögliches passendes Kernkonzept zur Erzeugung einer schwimmenden Spannung ΔU, die dann entsprechend an dem Schaltungsknoten (R) bezugspotentialmäßig belastungsfrei angehängt werden kann. Der Spannungsabfall ΔU entsteht am Widerstand R₂. Der Widerstand R₂ ist in eine N- und P-Kanalstromspiegelanordnung in der Art eingebunden, dass der Stromzufluss am Anschlusspunkt V_out+ idealerweise exakt identisch ist mit dem Stromabfluss am Anschlusspunkt V_out-. Da der Stromzu- und Abfluss bei einer bezugspotentialmäßigen Anbindung des Spannungsabfalls ΔU über R₂ an den Schaltungsknoten R in der Praxis nahezu exakt identisch gehalten werden kann, gelingt die Bezugspotentialanbindung von ΔU an R nahezu belastungsfrei. Der Strom I ist bevorzugt in allen identisch gestalteten gezeigten P-Kanal Transistoren dann ebenfalls nahezu identisch, da sie gemeinsam bezüglich ihres Gate-Potentials vom Ausgang eines Differenzverstärkers gesteuert werden. Über einen Regelprozess bildet der Differenzverstärker die Spannung U_BG auf den Widerstand R₁ ab, in dem dann der Strom I fließt, der gespiegelt dann bevorzugt betragsidentisch auch in den anderen Strompfaden fließt. Unter den oben beschriebenen und in 5 b ersichtlichen sonstigen Zusammenhängen berechnet sich damit dann der Wert der Spannung ΔU gemäß: $\Delta U=U_{BG}\cdot \frac{R_2}{R_1}.$

  

  Da U_BG bevorzugt die Ausgangsspannung einer temperaturstabilen Bandgap-Spannungsreferenz-Schaltung 9 ist, ist ΔU über U_BG und das Widerstandsverhältnis $\frac{R_2}{R_1}$

  

  nahezu genauso robust und temperaturstabil definiert, wie der Wert der Ausgangsspannung einer Bandgap-Spannungsreferenz-Schaltung selbst.
• Die 6 zeigt eine mögliche vollständige Ausgestaltung des CSCBG-Stromquellenprinzips auf Transistorebene gemäß 3, 5 a und b. Die am Knoten R schwimmend eingehängte Spannung ΔU bestimmt direkt (oder indirekt) die effektiven Gate-Spannung aller Transistoren innerhalb der CSCBG-Stromschleife. In Verbindung mit der temperaturabhängigen Beweglichkeit der Ladungsträger (hier Elektronen) in den NMOS-Transistorkanälen (und den zugehörigen NMOS-Kapazitätsbelägen) der Transistoren M₁ und M₂ ergeben sich (in Verbindung mit dem Stromübertragungsverhältnis des linearen P-Kanal-Stromspiegels bestehend aus M₃ und M₄) die Ströme I_up1 und I_down1 in den jeweiligen Zweigströmen (der über ΔU definiert eingestellten) CSCBG-Stromschleife. Der Temperaturgang der Zweigströme ist damit ein unmittelbares Abbild des Temperaturgangs der Beweglichkeit der Elektronen in den NMOS-Transistorkanälen. Die Spannung ΔU definiert sich aus der Spannung U_BG gemäß ΔU = U_BG · R₂/R₁. U_BG ist definitionsgemäß temperaturstabil und definiert sich bevorzugt über die Bandlücke des verwendeten Halbleitermaterials.
• In Bezug auf 6 sei darauf hingewiesen, dass der Umstand, dass erfindungsgemäß sowohl die Spannungsabfälle über den Widerständen in den Strompfaden mit den Strömen I_R1 sowie die effektiven Gate-Spannungen aller Transistoren in den Strompfaden I_down1, I_up1 und I_up2 in einem festen Verhältnis zur temperaturstabilen Spannung U_BG stehen, es erlaubt, dass alle Kaskode N- und P-Kanal Transistoren innerhalb der CSCBG-Stromschleife in der Art potentialmäßig temperaturstabil zu justieren, dass sowohl die N-Kanal Transistoren M₁ und M₂ des nichtlinearen Stromspiegelparts, wie auch die P-Kanal Transistoren M₃ und M₄ des linearen Stromspiegelparts immer temperaturstabil um den gleichen absoluten Spannungsbetrag relativ zu ihren jeweiligen effektiven Gate-Spannungen im Sättigungsbereich betrieben sind. Das bedingt, dass über den gesamten technisch möglichen Temperaturbereich (Cryo bis Hochtemperatur - insbesondere auch in Verbindung mit vergleichsweise kleinen Versorgungsspannungen) eine einwandfreie Funktion der Schaltung immer gegeben ist: Nämlich die versorgungsspannungsunabhängige Erzeugung eines Referenzstroms mit einem Temperaturgang gemäß des Temperaturgangs der Beweglichkeit der Ladungsträger in den Transistorkanälen, auf dessen Basis dann in allen weiteren gespiegelten Strompfaden die effektiven Gate-Spannungen 2 bzw. 6 der dort befindlichen Transistoren dann ebenfalls wieder in einem festen Bezugsverhältnis zur temperaturstabilen Spannung U_BG 9 stehen.
• Ebenfalls in Bezug auf 6 sei darauf hingewiesen, dass durch die Besonderheit der anteiligen Erzeugung des Referenzpotentials N_ref2 für die NMOS-Kaskode-Transistoren innerhalb der SBCS-Stromschleife aus der Spannung U_BG 9 mit Hilfe eines weiteren Widerstandes R₃ benötigt die SBCS-Stromschleife nicht zwingend ergänzend eine sogenannte Start-Up Schaltung, um in Verbindung mit dem Einschalten der Versorgungsspannung immer sicher in ihren vorgesehenen I_ref -Arbeitspunkt 15 zu gelangen.
• Für eine Temperaturkompensation von Kleinsignalvorwärtssteilheiten g_m innerhalb von analogen Funktionsgruppen, erfindungsgemäß z.B. auf Basis der in 6 (oder auch der in 7 oder 8) gezeigten referenzstromerzeugenden Schaltung, müssen in den entsprechenden analogen Strompfaden, die entsprechend an eine der erfindungsgemäßen referenzstromerzeugenden Schaltungen angekoppelt sind, und dort innerhalb der bezüglich g_m konstant zu haltenden Transistorgruppen M_x (vergleiche z.B. 9 oder 10) jeweils parallel zu den dortigen Basistransistoren 2 (in 9 und 10 mit den Bezeichnungen M_x,1 , M_x,2) mit der jeweiligen Basisweite W_x, die genau ausreichend ist für g_m = g_mkonst bei T = T_min, insgesamt maximal i = k_max weitere Transistoranteile M_x,i mit jeweils ΔW_x,i parallel wirkend hinzugeschaltet werden, sodass letzendlich bei T = T_max für g_m = g_mkonst gilt: ΔW_x = ΔW_x,i · k_max. Die Transistoranteile M_x,i (in 9 und 10 mit den Bezeichnungen M_x,1,i , M_x,2,i) werden über eine zusätzliche Steuerstrecke, bestehend aus einem Temperatursensor und einer Weiten-Steuereinheit, wirksam geschaltet. Die Weiten-Steuereinheit erreicht das Wirksamschalten über MOS-Transistoren 16 als Ein/Aus-Schalter (in 9 und 10 mit den Bezeichnungen M_s,1,i, M_s,2,i) in den parallel wirkenden Strompfaden, die dann über das digitale Ein/Ausschalten der Ströme in den Strompfaden die parallel wirkenden Transistoranteile M_x,i über den Stromfluss entsprechend wirksam oder unwirksam werden lassen. Die Weiten-Steuereinheit schaltet genau i Transistoranteile M_x,i anteilig (mit 0 ≤ i ≤ k_max) gemäß der aktuellen Temperatur T immer in der Art wirksam, dass das Ziel g_m = g_mkonst möglichst gut angenähert erreicht wird. Mögliche weitere schaltungstechnische Ausgestaltungen eines Zu- und Abschaltens für ein g_m = g_mkonst über Temperatur sind jeweils beispielhaft auch in 11 und 12 dargestellt.
• Die 7 zeigt eine weitere mögliche technische Variante einer vollständigen Ausgestaltung des CSCBG-Stromquellenprinzips für eine Referenzstromgenerierung mit einem Temperaturgang gemäß dem der Beweglichkeit der Ladungsträger im MOS-Transistorkanal. In Analogie zu 6 definiert sich die Spannung ΔU auch hier aus der Spannung U_BG 9 gemäß ΔU = U_BG · R₂/R₁. Die durch ΔU gesteuerte SBCS-Stromschleife ist hier allerdings in ihren bevorzugt betragsgleichen Zweigströmen ‚I_up1‘ und ‚I_down1‘ zunächst durch den ON-Widerstand 'R_res' = 1/g_DS,res des Transistors 'M_res' bestimmt. 'M_res' arbeitet im Betriebsbereich der starken Kanalinversion - allerdings im Trioden- und nicht wie alle anderen Transistoren im Sättigungsbereich! Seine effektive Gate-Spannung und damit dann auch sein R_res-Wert ist genau dann alleinig durch den am Knoten (R) schwimmend eingehängten ΔU - Spannungswert bestimmt, wenn der Transistor ‚M_Th‘ in seiner Verschaltung als MOS-Diode einen Spannungsabfall in etwa gemäß seiner Schwellenspannung U_Th zeigt. D.h. es muss gelten: U_Geff,Mth ≈ 0 V. ‚M_Th‘ arbeitet dann im Betriebsbereich der moderaten Kanalinversion. Erreicht werden kann das durch eine entsprechende geometrische Gestaltung seines W/L-Verhältnisses. Unter diesen ausgezeichneten Bedingungen zeigen dann die Zweigströme auch in dieser durch ΔU gesteuerten SBCS-Stromschleife einen Temperaturgang in der Qualität gemäß der Zweigströme der in 5 gezeigten ebenfalls durch ΔU gesteuerten SBCS-Stromschleife. Grund dafür ist, dass der On-Widerstand von 'M_res' schaltungsbedingt alleinig durch den Spannungswert ΔU, der temperaturabhängigen Beweglichkeit der Ladungsträger (hier Löcher) im seinem PMOS-Transistorkanal (und seinem zugehörigem PMOS-Kapazitätsbelag) und seinen geometrischen Abmessungen bestimmt ist. Vorausgesetzt ist weiter, dass die PMOS-Transistoren M₁ und M₂ des nichtlinearen Stromspiegelanteils der SBCS in starker Kanalinversion und in Sättigung betrieben sind. Ferner muss für ihre W/L-Geometrieverhältnisse gelten: W₂/L₂ > W₁/L₁. Um die Einflüsse des Substrateffektes zu vermeiden, befindet sich M₂ bevorzugt in einer eigenen N-Wanne. Für den ausgezeichneten Ausgestaltungsfall das gilt W₂/L₂ = 4 · W₁/L₁ ergibt sich außerdem, dass dann für die Kleinsignalsteilheit g_m,1 von M₁ näherungsweise gilt: g_m,1 ≈ g_DS,res = 1/r_res = 1/R_res. Der Temperaturgang besagter Leitwerte bzw. Widerstände ist vom Temperaturgang der Beweglichkeit der Ladungsträger im PMOS-Transistorkanal des Transistors 'M_res' bestimmt, was insgesamt dazu führt, das auch die resultierenden Ströme in der Stromschleife 15 jeweils wieder exakt geprägt sind von dem Temperaturgang der Beweglichkeit der Ladungsträger (Löcher) in den Kanälen der PMOS-Transistoren. Es sei darauf hingewiesen, dass diese Variante der SBCS-Stromschleife konzeptbedingt eine sogenannte ‚Start-Up‘-Schaltung benötigt.
• Die 8 zeigt eine weitere vorteilhafte vollständige Ausgestaltung des CSCBG-Stromquellenprinzips auf Transistorebene mit einer gesteuerten SBCS-Stromschleife - hier diesmal bestehend aus insgesamt zwei nichtlinearen, jeweils über ΔU 5 definierten Stromspiegeleinheiten gemäß dem in 4 gezeigten fundamentalen Konzepts einer Verallgemeinerung für die Ausprägungen von CSCBG-Stromschleifen. Neben dem Vorteil, dass hier in Verbindung mit zwei nichtlinearen Stromspiegeleinheiten die Stromarbeitspunkte in der SBCS-Stromschleife noch deutlich stabiler definiert sind und sich damit das Kennverhalten aller elektrischen Merkmale nochmals deutlich verbessert (siehe hierzu insb. [Veit, Dominik and Oehm, Jürgen, „A Current Reference with Multiple Nonlinear Current Mirrors to Reduce Noise, Mismatch and Impact of Supply Voltage Variation", IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, vol. 70, no. 5, pp. 1729-1733, May 2023, doi: 10.1109/TCSII.2023.3260164), besitzen die Zweigströme I_up1 und I_down1 als neues Merkmal einen leicht unterschiedlichen Temperaturgang. Dabei ist der Strom I_up1 optimal geeignet zur Erzeugung von temperaturstabilen effektiven Gate-Spannungen in N-Kanal-Transistoren. Der Strom I_down1 ist optimal geeignet zur Erzeugung von temperaturstabilen effektiven Gate-Spannungen in P-Kanal-Transistoren. Hintergrund ist, dass die Temperaturgänge in den Beweglichkeiten von Löchern und Elektronen in den Transistorkanälen prinzipbedingt nicht exakt, sondern nur angenähert ähnlich sind. Entsprechend bildet der nichtlineare N-Kanal-Stromspiegelpart den Temperaturgang der Elektronen und der nichtlineare P-Kanal-Stromspiegelpart den der Löcher ab. Die temperaturstabile Spannung ΔU_n 5 definiert sich über die Spannung U_BG 9 gemäß ΔU_n = U_BG · R_2N/R₁ und ΔU_p 5 gemäß ΔU_p = U_BG · R_2P/R₁. Die Spannung ΔU_n ist schwimmend am Knoten R_N in den nichtlinearen N-Kanal-Stromspiegelpart eingehängt. Die Spannung ΔU_p ist schwimmend am Knoten R_p in den nichtlinearen P-Kanal-Stromspiegelpart eingehängt. Ebenso wie die in 6 gezeigte Schaltung benötigt auch die hier gezeigte Schaltung aus den gleichen Gründen nicht zwingend eine sogenannte ‚Start-Up‘-Schaltung.
• In Bezug auf 8 sei darauf hingewiesen, dass der Umstand, dass erfindungsgemäß alle Spannungsabfälle über die Widerstände in den I_R1 Strompfaden in einem festen Verhältnis zur temperaturstabilen Spannung U_BG 9 stehen, es erlaubt, dass auch gleichzeitig alle Kaskode N- und P-Kanal Transistoren innerhalb der CSCBG-Stromschleife in der Art potentialmäßig temperaturstabil zu justieren, dass sowohl die N-Kanal Transistoren M₁ und M₂ des nichtlinearen Stromspiegelparts, wie auch die P-Kanal Transistoren M₃ und M₄ des zweiten nichtlinearen Stromspiegelparts immer temperaturstabil um den gleichen absoluten Spannungsbetrag relativ zu ihren jeweiligen effektiven Gate-Spannungen im Sättigungsbereich 2 bzw. 6 betrieben sind. Man bedenke, dass konzeptbedingt sowohl die effektiven Gate-Spannungen 2 bzw. 6 der Transistoren M₁, M₂, M₃ und M₄ ebenso wie auch die Spannungsabfälle über die Widerstände in den I_R1 Strompfaden immer in einem festen Verhältnis zur temperaturstabilen Spannung U_BG stehen. In Analogie zur in 6 gezeigten Schaltung mit nur einem nichtlinearen Stromspiegelanteil bedingt das auch hier, dass über den gesamten technisch möglichen Temperaturbereich (Cryo bis Hochtemperatur) stets eine einwandfreie Funktion der Schaltung gegeben ist.
• Zusätzlich sei darauf hingewiesen, dass durch die Besonderheit der Erzeugung der schwimmenden Spannungen ΔU_n und ΔU_p und den jeweils daran orientierten weiteren Potentialen N_ref2 und P_ref2 aus den anteiligen Spannungsabfällen über die Widerstände in den I_R1 Strompfaden benötigt die CSCBG-Stromschleife auch hier in Analogie zur in 6 gezeigten Schaltung nicht zwingend ergänzend eine sogenannte Start-Up Schaltung, um in Verbindung mit dem Einschalten der Versorgungsspannung immer sicher in ihre vorgesehenen I_ref -Arbeitspunkte 15 I_down1 und I_up1 zu gelangen.
• Die 9 zeigt das Konzept einer linearen OTA-Schaltung nach dem ‚Square-Law‘-Prinzip mit festem Eingangs-Gleichtaktbezug 2 zum Schaltungsknoten K ergänzt um eine Methode zur Temperaturkompensation der Kleinsignalsteilheit g_m und damit gleichzeitig auch der linearen Großsignalsteilheit G_m. Dabei ist vorausgesetzt, dass der Referenzstrom I_ref mit einem Temperaturgradient gemäß dem Temperaturgradienten der Beweglichkeit der Ladungsträger im NMOS-Transistorkanal versehen ist und die sich erfindungsgemäß dabei in Verbindung mit diesem Referenzstrom I_ref einstellenden effektiven Gate-Spannungen für die (N)MOS-Transistoren immer in einem festen temperaturunabhängigen Verhältniszusammenhang zur Bandlückenspannung U_BG 9 befinden. Mögliche Einrichtungen zur Erzeugung eines geeigneten Referenzstroms I_ref 15 zeigen die 3, 4, 5, 6, 7 und 8. Auf Basis der Square-Law'-artigen Übertragungskennlinie (siehe 1) der beteiligten NMOS-Transistoren ergibt sich dann letztendlich in Verbindung mit den weiteren in 9 gezeigten Schaltungszusammenhängen ein linearer Übertragungszusammenhang zwischen der Eingangsspannung U_in und dem Ausgangsstrom I_out der OTA-Schaltung, soweit für die Signalamplituden von U_in gilt: $$\left|U_{in}\right|\le \sqrt{2}\cdot U_{Geff\mathrm{,5}}=U_{Geff,x\mathrm{1...}x{1}_i}=U_{Geff,x\mathrm{2...}x{2}_i},$$

  
• Da die oben genannten effektiven Gate-Spannungen der N-Kanal Transistoren bei U_in = 0V in Verbindung mit einer der ebenfalls oben genannten Einrichtungen zur Erzeugung eines geeigneten Referenzstroms I_ref 15 damit dann allesamt temperaturstabil sind, ist dann auch der Übertragungszusammenhang als solcher zwischen U_in und I_out innerhalb des oben genannten möglichen linearen Übertragungsbereichs der OTA-Schaltung unabhängig von der Temperatur immer linear - die Übertragungssteilheit G_M zwischen U_in und T_out ändert sich allerdings mit der Temperatur, wenn das Steuer-Kontrollwort mit i-Bit Wortbreite nicht entsprechend mit der Temperatur verändert wird.
• In Verbindung mit einem Steuer-Kontrollwort mit i-Bit Wortbreite (i ∈ N) können nämlich die in Summe wirksamen Kleinsignalsteilheiten in den Strompfaden 1 und 2 über Temperatur nahezu konstant gehalten werden. Die über die Schalttransistoren M_s,1i und M_s,2i zuschaltbaren Transistoranteile M_cas,1i, M_x,1i und M_cas,2i, M_x,2i können dabei vorteilhaft einer 2ⁿ-Gewichtung (n ∈ N) jeweils entsprechend der i-Bit-Wortbreite in Bezug auf ihre jeweiligen Transistorbreiten folgen. In Verbindung mit dem i-Bit Steuer-Kontrollwort ist es dann insgesamt möglich u.a. folgende zentralen Schaltungskenngrößen über den gesamten vorgesehenen Temperaturbereich näherungsweise konstant zu halten: g_m = G_M, der maximal mögliche Bereich für lineare Signaldynamiken, das äquivalente 1/f - Eingangsrauschen, die Zweigströme I₁ und I₂, die Leistungsaufnahme und die Signalbandbreite der Anordnung. Der vorgesehene Temperaturbereich kann dabei im Grenzfall dem maximal technisch möglichen Betriebstemperaturbereich von CMOS-Schaltungen entsprechen (ca. 4 K bis 480 K).
• Die 10 zeigt in Anlehnung an die in 9 gezeigte Kernidee einen weiteren Schaltungsentwurf einer linearen OTA-Schaltung nach dem Square-Law-Prinzip mit festem Eingangs-Gleichtaktbezug zum Schaltungsknoten K sowie mit integrierter Methode zur Temperaturkompensation der Kleinsignalsteilheit g_m und damit gleichzeitig auch der linearen Großsignalsteilheit G_m. Die OTA-Schaltung fungiert hier in Verbindung mit der speziellen Beschaltung als lineare HF-Sendeendstufe auf eine Antenne 11. Auf Kaskode-Anordnungen in den Drain-Pfaden kann in dieser OTA-Applikation vorteilhaft verzichtet werden, weil die Drain-Anschlüsse im gegebenen Fall hier über den Balun (Übertrager) näherungsweise immer mit dem festen Potential der Versorgungsspannung verbunden sind. Auch hier können in Verbindung mit einem Steuer-Kontrollwort mit i-Bit Wortbreite (i ∈ N) die in Summe wirksamen Kleinsignalsteilheiten in den Strompfaden I₁ und I₂ über Temperatur nahezu konstant gehalten werden. Die über die Schalttransistoren M_s,1i und M_s,2i zuschaltbaren Transistoranteile M_x,1i und M_x,2i können dabei vorteilhaft einer 2ⁿ-Gewichtung (n ∈ N) jeweils entsprechend der i-Bit-Wortbreite in Bezug auf ihre jeweiligen Transistorbreiten folgen. In Verbindung mit dem i-Bit Steuer-Kontrollwort ist es insgesamt möglich u.a. folgende zentralen Schaltungskenngrößen über den gesamten vorgesehenen Temperaturbereich näherungsweise konstant zu halten: g_m = G_M, der maximal mögliche Bereich für lineare Signaldynamiken, das äquivalente 1/f-Eingangsrauschen, die Zweigströme I₁ und I₂, die Leistungsaufnahme und die Signalbandbreite der Anordnung. Der vorgesehene Temperaturbereich kann dabei im Grenzfall auch hier dem maximal technisch möglichen Betriebstemperaturbereich von CMOS-Schaltungen entsprechen (ca. 4 K bis 480 K).
• Die 11 zeigt den Schaltungsentwurf einer klassischen OTA-Schaltung mit arbeitspunktmäßig speziell vorgespannten Kaskode-Strukturen. Eine Besonderheit dabei ist die schwimmende Arbeitspunkteinstellung der PMOS-Kaskoden über der PMOS-Differenzstufe 13 mittels einer PMOS-Diode, über die ein Teil des Referenzstroms fließt. Die Transistoren der PMOS-Differenzstufe 13 sind in Ruhelage immer gemäß der Differenz in den effektiven Gate-Spannungen von der PMOS-Diode abzüglich der effektiven Gate-Spannung der Kaskode-Transistoren und den effektiven Gate-Spannungen der PMOS-Transistoren der Eingangsdifferenzstufe 13 in Sättigung. Es gilt: $$\left|U_{Geff,MOS-Dionde}\right|>\left|U_{Geff,Differenzstufe}\right|$$

  
• Auch die NMOS-Kaskode-Strukturen des linearen NMOS-Stromspiegels werden entsprechend von einer NMOS-Diode vorgespannt (in 11 nicht gezeigt). Auch hier gilt, dass gemäß der Differenz in den effektiven Gate-Spannungen von der NMOS-Diode relativ zu den effektiven Gate-Spannungen der NMOS-Transistoren des Stromspiegels die NMOS-Transistoren des Stromspiegels in Sättigung arbeiten. Es gilt: $$\left|U_{Geff,MOS-Dionde}\right|>\left|U_{Geff,Stromspiegelstufe}\right|.$$

  
• Alle Zweigströme 15 in der OTA-Schaltung besitzen einen Temperaturgang in der Art, dass die effektive Gate-Spannungen aller aktiv eingeschalteten Transistoren keine Funktion von der Temperatur sind. Diese sind typisch ∝ T^-3/2 im klassischen Temperaturbereich von -40°C bis +140°C. Die aktiv eingeschalteten Transistoren arbeiten in starker Kanalinversion. (Mögliche Ausnahme: Die Kaskode-Transistoren können ggf. auch in moderater Kanalinversion arbeiten). Das führt dazu, dass über den gesamten technisch möglichen Temperaturbereich alle beteiligten Transistoren immer um den gleichen festen Spannungsbetrag in Sättigung arbeiten. In Verbindung mit den hier beschriebenen Arbeitspunkteinstellungstechniken der Kaskode-Strukturen kann auf diese Weise unter Verwendung der hier gezeigten statisch nicht belasteten OTA-Stufe (z.B. innerhalb von Operationsverstärkeranordnungen z.B. gemäß 12) eine DC-Verstärkung von insgesamt deutlich mehr als 80 dB erreicht werden - und das sogar innerhalb des gesamten technisch möglichen Temperaturbereichs (Cryo- bis Hochtemperatur).
• Über ein 3-Bit Steuerwort kann weiterhin insbesondere die insgesamt wirksame Steilheit der Differenzstufenanordnung über Temperatur z.B. im klassischen Bereich von -40°C bis 140°C näherungsweise konstant gehalten werden. Das heißt in diesem Beispielfall im Detail genauer: Im Raster von 22.5°C-Schritten, kann der Temperatureinfluss auf Schaltungseigenschaften wie z.B. der nichtlinearen Übertragungsdynamik der PMOS OTA-Differenzstufe 13, das äquivalente 1/f-Eingangsrauschen der Gesamt-OTA-Anordnung, die Höhe der Beträge der Zweigströme I₁ und I₃, die Leistungsaufnahme der Kern-OTA-Kernanordnung und der Frequenzgang sowie die Signalbandbreite der Gesamt-OTA-Anordnung näherungsweise fast vollständig ausgeblendet werden. Erst jenseits des Temperaturfensters [-65.5 °C bis + 165 °C] verlassen die oben genannten Schaltungseigenschaften den eng gesteckten Spezifikationsbereich der über die 3-Bit-Steuerung kontrollierten Temperaturstabilität.
• Die 12 zeigt die Schaltung eines 3-stufigen Operationsverstärkers mit erfindungsgemäßer Temperaturkompensation seiner Kenngrößen über ein 3-Bit Steuerwort im Bereich der OTA-Eingangsdifferenzstufe 13 und gleichzeitig der treibenden OTA-Ausgangsstufe 13. Die erste Stufe - die Eingangs-OTA-Stufe - ist identisch zu der in 11 gezeigten Stufe gestaltet. Für die zweite Stufe - eine invertierende Spannungsverstärkerstufe mit einer ausgezeichnet hohen DC-Verstärkung aufgrund der dort vorgesehenen Kaskode-Transistoren - ist keine Temperatursteuerung vorgesehen, da der Temperaturgang dieser Stufe typisch im Gesamtverhalten des Operationsverstärkers von außen nicht sichtbar wird durch die Begrenzung der OP-Bandbreite auf der Basis eines vorgesehenen Miller-Kondensators C im Zusammenspiel mit der hier vorgesehenen temperaturkompensation der Steilheit g_m der OTA-Eingangsdifferenzstufe 13. Die dritte Stufe ist eine Pufferstufe mit einer Spannungsverstärkung von knapp unter eins. Sie ist als OTA-Stufe ausgeführt, die dann als Puffer-OTA-Stufe konfiguriert ist. Zu diesem Zweck ist der OTA-Ausgang fest mit dem negativen Eingang der Puffer-OTA-Stufe verdrahtet. Die Steilheit g_m.Puffer der Puffer-OTA-Stufe entspricht unmittelbar der Steilheit ihrer Differenztransistoren und ist abzustimmen auf die zu erwartende ohmsche Belastung des Ausgangs des Operationsverstärkers. Die Puffer-OTA-Stufe benötigt keine internen Kaskode-Strukturen, da die einfache Pufferfunktionalität auch ohne zusätzliche Kaskode-Strukturen innerhalb der Puffer-OTA-Stufe ausreichend realisiert ist. Allerdings enthält sie bevorzugt eine Temperaturkompensation auf der Basis eines 3-Bit Steuerwort in Analogie und passend zur ersten OTA-Stufe des Operationsverstärkers, damit auch die Treiberfähigkeit des Operationsverstärkers insgesamt keinen Temperaturgang zeigt. Das 3-Bit Steuerwort ist für beide OTA-Stufen des Operationsverstärkers bevorzugt identisch. Über das 3-Bit Steuerwort wird damit gleichzeitig auch die Steilheit der Puffer-OTA-Stufe und damit die Treiberfähigkeit des Operationsverstärkers hinsichtlich seiner Ausgangsstufe innerhalb des vorgesehenen Temperaturbereichs der Temperaturkompensation angenähert konstant gehalten.
• In Bezug auf die 9 bis 12 ist folgendes anzumerken: Für eine Temperaturkompensation im klassischen Temperaturbereich (von z.B. -40°C bis +140°C) der jeweiligen Kleinsignalsteilheiten g_m in den analogen Signalpfaden müssen in den diesbezüglich kritischen Pfaden mit den bezüglich g_m konstant zu haltenden Transistorwirkungen den jeweils betreffenden Transistoren M_x zu ihrem jeweiligen wirksamen Basisweitenanteil W_x, der genau ausreichend ist für den g_m-Zielwert bei T = T_min, mit zunehmender Temperatur nach und nach i weitere Transistorweitenanteile M_x,i mit ΔW_x,i (gleiche Kanallänge) elektrisch parallelwirkend hinzugeschaltet werden, um den g_m-Zielwert näherungsweise auch bei steigender Temperatur weiter konstant zu halten. Bei T = T_max gilt dann: ΔW_x = ΔW_x,i · k_max, wobei k_max die Anzahl der für T = T_max insgesamt hinzuschaltbaren identischen Transistorweitenanteile mit jeweils ΔW_x,i ist. In Verbindung mit Gleichung (13) gilt ferner: 0 ≤ i ≤ k_max. Vergleiche dazu 9 und 10, dort ist beispielhaft ein g_m-Trimming bestehend aus i identischen ΔW_x,i-Trimminganteilen vorgeschlagen. Die jeweiligen Transistoranteile M_x,i mit ΔW_x,i werden über eine zusätzliche Steuerstrecke, bestehend aus einem Temperatursensor und einer digitalen Weiten-Steuereinheit, entsprechend der Temperaturänderung geeignet elektrisch parallel wirkend zum Basisweitenanteil zu- oder abgeschaltet. Das Zu- und Abschalten geschieht jeweils über einen in Serie zum Transistorweitenanteil mit ΔW_x,i geschalteten Schalttransistor M_s,i mit bevorzugt gleicher Transistorweite ΔW_x,i und dabei bevorzugt minimaler Kanallänge L_min, der dann bevorzugt mit vollem digitalen Pegel an- und ausgeschaltet wird. Die jeweiligen zuschaltbaren Transistorweitenanteile ΔW_x,i können dabei z.B. vorteilhaft jeweils im Weitenwert identisch sein und in aufsteigenden 2ⁿ -Gruppierungen ansteuertechnisch zusammengefasst sein. Alternativ können die zuschaltbaren Transistorweitenanteile auch jeweils verschieden sein und dabei dann in ihrer Weitenstaffelung vorteilhaft einer 2ⁿ-Gewichtung folgen. Auf diese Weise kann das Zu- und Abschalten von Transistorweitenanteilen über ein digitales Steuerwort stattfinden, so dass der Betragswert des digitalen Steuerworts im Dualcode gleichzeitig auch der Faktor für die zuzuschaltenden Transistorweitenanteile ist, zusammengesetzt anteilig aus Transistoren mit einer 2ⁿ-Weitenreihung. Dazu wird auch hier auf die 11 und 12 verwiesen, wo beispielhaft ein g_m-Trimming auf Basis eines 3-Bit-Worts vorgeschlagen wird, insbesondere eine 3-Bit-Trimm-Genauigkeit des Temperaturgangs innerhalb des Temperaturbereichs [T_min, T_max].
• In allen analogen Signalpfaden, in denen die jeweiligen Kleinsignalsteilheiten g_m über Temperatur näherungsweise konstant gehalten werden, indem den jeweils betreffenden Transistoren M_x zu ihrem jeweiligen wirksamen Basisweitenanteil W_x, weitere Transistorweitenanteile entsprechend den Temperaturveränderungen wirksam zu- oder abgeschaltet werden, fließt in den Transistoren M_x selbst jeweils ein Ruhestrom, der sich aus dem Referenzstrom I_ref 15 (mit einem Temperaturgang gemäß der Beweglichkeiten der Ladungsträger im Transistorkanal) ableitet. Auch in den jeweils aktiv eingeschalteten Transistoranteilen M_x,i fließt ein entsprechender Ruhestrom, der sich jeweils aus dem Referenzstrom I_ref 15 ableitet. Alle stromführenden Transistoranteile haben also einen Kanalinversionsgrad gemäß U_Geff.
• In Verbindung mit den gemäß der aktuellen Temperatur zugeschalteten Transistorweitenanteile für g_m ≈ konstant, gilt entsprechend für die Gesamtstromaufnahme eines analogen Signalspfads mit g_m ≈ konstant, dass diese mit der Temperatur ebenfalls angenähert konstant bleibt. Das folgt aus dem Umstand, dass allgemein für die MOS-Kleinsignalsteilheit g_m in starker Kanalinversion und Sättigung gilt: $g_m=\frac{2I_D}{U_{Geff}}.$

  

  Der Quotient aus I_D und U_Geff bleibt - wenn alle aktiv geschalteten Transistoren den gleichen Kanainversionsgrad U_Geff haben - nur genau dann konstant, wenn der dabei insgesamt fließende Strom I_D ebenfalls konstant bleibt. I_D steht also in diesem Fall für die Stromsumme in allen für g_m ≈ konstant aktiv stromführend geschalteten Transistoranteile. Ferner gilt, dass durch das Zu- und Abschalten von Transistorweitenanteilen sich die kapazitive Belastungssituation durch die Summe aller Gate-Source-Kapazitäten C_GS nur unwesentlich ändert. Auch ein abgeschalteter Transistorweitenanteil belastet nach wie vor kapazitiv. Der Kanal unter einem Gate führt im abgeschalteten Fall zwar keinen Strom - er ist aber nach wie vor vorhanden und belastet den analogen Signalpfad nach wie vor entsprechend kapazitiv.
• Wenn also g_m näherungsweise in Verbindung mit dem Zu- und Abschalten von Transistorweitenanteilen konstant bleibt, bleiben dabei gleichzeitig auch die kapazitiven Belastungsanteile im analogen g_m-Signalpfad näherungsweise konstant. Entsprechend bleibt auch die Transitfrequenz f_T für einen solchen Verstärker näherungsweise konstant, bei dem (wie oben beschrieben) durch das Zu- und Abschalten von Transistorweitenanteilen (gemäß der aktuellen Temperatur) die im den analogen Signalpfaden wirksamen Kleinsignalsteilheiten näherungsweise konstant gehalten werden.
• Die 13 und 14 zeigen in einem tabellarischen Vergleich den klassischen ‚Bias‘-Konzept-Ansatz nämlich ‚dem eines PTAT-Referenzstroms‘ dem des erfindungsgemäßen ‚Bias‘-Konzept-Ansatzes mit Blick auf die zentralen Eigenschaften eines analogen Signalpfads als Funktion der Betriebstemperatur T dar. Dabei wird z.B. jeweils positiv (+) gewertet, wenn die Temperatur keinen Einfluss auf die betrachtete Eigenschaft zeigt, negativ (-) wenn ein deutlicher Temperatureinfluss gegeben ist. Vergleichsreferenz sind die jeweiligen Eigenschaften bei 27°C. Dort sind die Arbeitspunkte und damit alle analogen Eigenschaften des Signalpfads bei beiden Konzept-Ansätzen als exakt identisch vorausgesetzt. Das betrachtete Temperaturfenster liegt zwischen -40°C und 140°C. Die den analogen Signalpfad charakterisierenden Transistoren arbeiten in starker Kanalinversion und in Sättigung. Wie dem tabellarischen Vergleich zu entnehmen ist, sprechen die zahlreichen Vorteile des erfindungsgemäßen ‚Bias‘-Konzept-Ansatzes im Vergleich zu einem klassischen ‚Bias‘-Konzept-Ansatz für sich. Man bedenke ferner, dass es nicht unbedingt für jeden analogen Funktionspfad technisch erforderlich ist, von der Technik der Weitenzuschaltung Gebrauch zu machen, denn diese bedeutet prinzipbedingt einen gewissen schaltungstechnischen Mehraufwand.
• Bezugszeichenliste

1

Vorrichtung

2

Transistor (in starker Kanalinversion/Sättigung)

3

Kaskode-Transistor-Anordnung

4

Square-Law-Verstärker

5

schwimmende Teilspannung

6

effektive Gate-Spannung

7

Stromquellentransistor

8

Widerstand

9

temperaturstabile Referenzspannung

10

geschlossene Stromschleife

11

Antenne

12

Referenzstromquelle

13

Differenzstufe

14

Stromspiegel zur Differenzstrombildung

15

Referenzstrom mit ausgezeichnetem Temperaturgang

16

Transistor als On/Off-Schalter

• ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
• Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
• Zitierte Patentliteratur
• DE 10 2004 002 007 B4 [0005]
• DE 10 2004 018 355 B4 [0005]
• Zitierte Nicht-Patentliteratur
• J. Steininger: Understanding wide-band mos transistors, IEEE Circuits and Devices Magazine, vol. 6, no. 3, pp. 26-31, 1990 [0003]
• M. Shahghasemi and K. M. Odame: A constant gm current reference generator with pseudo resistor-based compensation, IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, vol. 69, no. 3, pp. 1115-1124, 2022 [0003]
• Veit, Dominik and Oehm, Jürgen: A Current Reference with Multiple Nonlinear Current Mirrors to Reduce Noise, Mismatch and Impact of Supply Voltage Variation, IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, vol. 70, no. 5, pp. 1729-1733, May 2023, doi: 10.1109/TCSII.2023.3260164 [0032]
• S. Sze, Physics of Semiconductor Devices, ser. Wiley-Interscience publication. Wiley, 1981. [Online]. Available: https: //books.google.de/books?id =LCNTAAAAMAAJ [0038]
• Veit, Dominik and Oehm, Jürgen, „A Current Reference with Multiple Nonlinear Current Mirrors to Reduce Noise, Mismatch and Impact of Supply Voltage Variation“, IEEE Transactions on Circuits and Systems II: Express Briefs, vol. 70, no. 5, pp. 1729-1733, May 2023, doi: 10.1109/TCSII.2023.3260164 [0064]

Claims (16)

1. Vorrichtung (1) zur Temperaturkompensation eines Feldeffekt-Transistors (2) in analogen Schaltkreisen, wobei die Vorrichtung (1) konfiguriert ist, den Arbeitspunkt eines Feldeffekt-Transistors (2) mittels einer insgesamt geschlossenen Stromschleife (10) und einer potentialmäßig schwimmenden temperaturstabilen Teilspannung (5) ΔU und daraus resultierenden Betriebsstrom mit einem - von der Temperatur abhängigen Beweglichkeit der Ladungsträger im Transistorkanal - abhängigen Temperaturgradienten einzustellen, so dass die effektive Gate-Spannungen (6) von weiteren MOS-Transistoren (2) innerhalb der Stromschleife und/oder in weiteren aus der Stromschleife abgeleiteten Strompfaden unabhängig von der Temperatur sind.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die bezugsmäßig schwimmende Teilspannung (5) ΔU von einer temperaturstabilen Referenzspannung (9) U_BG abgeleitet ist.
3. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die bezugsmäßig schwimmende Teilspannung (5) ΔU von einer temperaturstabilen Referenzspannung (9) U_BG abgeleitet ist, wobei sich die Referenzspannung (9) U_BG über die Bandlücke eines Halbleitermaterials definiert.
4. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die schwimmende Teilspannung (5) durch einen betragsgleichen zu- und abfließenden Strom aus Stromquellentransistoren (7) als Spannungsabfall über einen Widerstand (8) anliegt, und wobei die schwimmende Teilspannung (5) ΔU als Teilspannung von einer temperaturstabilen Referenzspannung (9) U_BG abgeleitet ist.
5. Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Vorrichtung (1) eine geschlossene Stromschleife (10) aufweist, wobei die geschlossene Stromschleife (10) mindestens eine potentialmäßig schwimmende Teilspannung (5) ΔU aufweist zur Festlegung eines Stromarbeitspunktes innerhalb der geschlossenen Stromschleife (10).
6. Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Vorrichtung (1) in Bezug auf die Stromübertragungsfunktion genau eine nichtlineare Einheit und genau eine lineare Einheit aufweist, wobei die nichtlineare Einheit und die lineare Einheit einen Teilkreis zu einer geschlossenen Stromschleife (10) schließen.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei die Nichtlinearität der nichtlinearen Einheit und/oder die effektive Gate-Spannung des mindestens einen Feldeffekttransistors (2) als Teilelement der nichtlinearen Stromspiegelschaltungseinheit durch die schwimmende Teilspannung (5) ΔU bestimmt sind.
8. Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei die Vorrichtung (1) in Bezug auf die Stromübertragungsfunktion mindestens eine nichtlineare Einheit aufweist und eine weitere lineare oder nichtlineare Einheit aufweist, wobei die nichtlineare Einheit und die weitere lineare bzw. nichtlineare Einheit einen Teilkreis zu einer geschlossenen Stromschleife (10) schließen.
9. Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, aufweisend mindestens zwei Feldeffekt-Transistoren (2) als nichtlineare Einheit, wobei jeder Feldeffekt-Transistor (2) eine separate potentialmäßig schwimmende Teilspannung (5) ΔU aufweist.
10. Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche mit mehr als einer schwimmenden Teilspannung (5) ΔU , wobei die jeweiligen schwimmenden Teilspannungen jeweils unterschiedliche Betragswerte haben können.
11. Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei neben der Teilspannung (5) ΔU weitere separate potentialmäßig unterschiedlich aufgehängte Teilspannungen an weiteren Widerständen (8) erzeugt werden, die jeweils ebenfalls als Teilspannung von einer temperaturstabilen Referenzspannung (9) U_BG abgeleitet sind und zur Festlegung weiterer Strom- oder Potential-Arbeitspunkte herangezogen werden.
12. Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, wobei der Strom in mindestens einem der Strompfade einer Stromschleife (10) einen von der temperaturabhängigen Beweglichkeit der Ladungsträger im jeweiligen Transistorkanal abhängigen Temperaturgang zeigt, welcher ausgespiegelt in einen anderen anliegenden Strompfad dazu eingerichtet ist, bei mindestens einem Feldeffekttransistor (2) die effektive Gate-Spannung unabhängig von einer Temperaturänderung zu halten.
13. Vorrichtung nach einem der vorherigen Ansprüche, mit Strompfaden innerhalb von analogen Schaltungen mit Feldeffekttransistoren, wobei weitere, parallel wirkende analoge Strompfadanteile zuschaltbar gemacht sind, so dass der Frequenzgang und/oder die Bandbreite und/oder die Stromaufnahme und/oder das äquivalente 1/f-Eingangsrauschen der analogen Strompfade und/oder die möglichen analogen Signaldynamiken in den analogen Strompfaden mittels den in Abhängigkeit von der Temperatur zugeschalteten Strompfadanteilen unabhängig von der Temperatur konstant gehalten werden.
14. Verwendung einer Vorrichtung (1) nach einem der vorherigen Ansprüche in einer analogen Schaltung mit mindestens einem Feldeffekttransistor (2), welcher einen temperaturabhängigen Betriebsstrom aufweist.
15. Verfahren zur Temperaturkompensation eines Feldeffekt-Transistors (2) in analogen Schaltkreisen mittels eines Betriebsstroms mit einem von der Temperatur abhängigen Beweglichkeit der Ladungsträger im Transistorkanal abhängigen Temperaturgradienten, wobei der Betriebsstrom von einer potentialmäßig schwimmenden temperaturstabilen Teilspannung (5) ΔU einer Referenzspannung abgeleitet wird, so dass die effektive Gate-Spannungen (6) von Feldeffekt-Transistoren (2) in vom Betriebsstrom abgeleiteten Strompfaden unabhängig von der Temperatur sind.
16. Verfahren nach Anspruch 15, insbesondere auch bei Verwendung in Verbindung mit Kaskode-Transistor-Anordnungen (3) und/oder in Square-Law-Verstärkern (4), umfassend die folgenden Verfahrensschritte: - Einstellen eines Arbeitspunktes eines Feldeffekt-Transistors (2) mittels eines Betriebsstroms mit einem definierten Temperaturgradienten, abgeleitet von einer Stromschleife mit potentialmäßig schwimmender Teilspannung (5) ΔU, so dass die effektive Gate-Spannung (6) unabhängig von der Temperatur ist, - Ableiten der schwimmenden Teilspannung (5) als Teilspannung von einer stabilen Referenzspannung (9) U_BG, - Zuschalten eines parallel wirkenden Strompfadanteils zur Temperaturkompensation des Feldeffekt-Transistors (2), so dass mittels des in Abhängigkeit von der Temperatur zugeschalteten Strompfadanteils ein Frequenzgang und/oder eine Bandbreite und/oder eine Stromaufnahme und/oder ein äquivalentes 1/f-Eingangsrauschen der Strompfade und/oder mögliche analoge Signaldynamiken in dem Strompfadanteil unabhängig von der Temperatur konstant gehalten werden.

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