DE60123938T2

DE60123938T2 - Verfahren zur Überwachung eines redundanten Senders

Info

Publication number: DE60123938T2
Application number: DE60123938T
Authority: DE
Inventors: Heike Hofmann; Thomas Alberty; Khaled Fazel; Volker Hespelt
Original assignee: Ericsson AB
Current assignee: Ericsson AB
Priority date: 2001-07-06
Filing date: 2001-07-06
Publication date: 2007-07-05
Anticipated expiration: 2021-07-07
Also published as: ATE343268T1; EP1274188B1; US20040247017A1; CN100449968C; WO2003005615A1; DE60123938D1; CN1550077A; US7773661B2; EP1274188A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Überwachung eines redundanten Senders in einem Funkkommunikationssystem, das einen aktiven Sender sowie einen oder mehrere Empfänger aufweist. Das Verfahren ist insbesondere bei Punkt-zu-Mehrpunkt-Funkkommunikationssystemen anwendbar.
In diesem Zusammenhang ist im Dokument JP 03247022 ein Stand-by-Sender offenbart, der zur Bestimmung seiner Übertragungseigenschaften lokal zurückgeschleift wird. Die EP 0930734 beschreibt ein Satellitensystem, in dem zur Bestimmung der Übertragungseigenschaften ein SS-Signal mit geringer Leistung dem Sendenutzsignal zugeführt wird. Ferner schlägt die US 6188876 ein System zur Fernüberwachung und Steuerung einer Basisstation vor, in welchem die Systemparameter, die den Funktionsstatus der Vorrichtungen darstellen, erfasst und an die Fernüberwachungs- und Steuerungsstelle übertragen werden.
Funkübertragungssysteme werden häufig zur Datenübertragung eingesetzt. Ein übliches Szenario ist die Übertragung von Daten von einer Basisstation an eine Reihe von Empfängern in einem Punkt-zu-Mehrpunkt-System. Eine derartige Anordnung ist in der 1 gezeigt, bei welcher die Basisstation BS mit einer Reihe von Endstellen TS1-TS3 in einem bestimmten Sektor 10 des Basisstationsbereiches kommuniziert. Um die Auswirkung eines Geräteausfalls zu reduzieren (d.h. um die Verfügbarkeit einer Funkverbindung zu erhöhen), ist es gängige Praxis, ein redundantes Gerät zu installieren. Da die Integrität der Basisstationsübertragungseinrichtung von primärer Bedeutung ist, ist dies im Falle eines Punkt-zu-Mehrpunkt-Systems der Sender, der normalerweise dupliziert wird. Dies ist in der 2 dargestellt, in der die aktiven und die redundanten Geräte grundsätzlich identisch sind und eine Inneneinheit (IDU) sowie eine kabelverbundene Außeneinheit (ODU) umfassen. Die ODU enthält eine RF-Stufe und eine Antenne 11. Bei Ausfall des aktiven Senders kann der redundante Sender die Datenübertragung übernehmen.
Es besteht jedoch die Möglichkeit, dass der redundante Sender vor dem Ausfall des aktiven Senders ausfällt. Dies ist insbesondere dann wahrscheinlich, wenn der redundante Sender permanent erregt ist (sogenannte „heiße Reserve"). Die Wahrscheinlichkeit eines Ausfalls beträgt dann 50%. Wird der Ausfall des redundanten Senders nicht erkannt, geht die Redundanz verloren, und, im Falle des Ausfalls auch des aktiven Geräts, geht die Datenübertragung vollständig verloren. In Punkt-zu-Mehrpunkt-Systemen ist dies offensichtlich ganz besonders katastrophal, da bei einem Ausfall der Basisstation ein kompletter Sektor verloren gehen kann.
Deshalb ist es notwendig, die Integrität des redundanten Senders in einem derartigen Kommunikationssystem zu überwachen.
Die Überwachung eines redundanten Senders beinhaltet jedoch ein akutes Problem, da ein Sender nur durch die Übertragung eines Signals vollständig geprüft werden kann, was wiederum eine ungünstige Auswirkung auf die Übertragung von Daten haben kann.
Zum jetzigen Zeitpunkt sind drei Überwachungsverfahren bekannt:

• Das Datensignal nutzt beide Sender (aktiv und redundant) bei unterschiedlichen Frequenzen oder Zeitschlitzen. Dies ist in Punkt-zu-Mehrpunkt-Systemen nur dann möglich, wenn das Datensignal in der Abwärtsverbindung burstartig ist, d.h. wenn unterschiedliche Zeitschlitze für unterschiedliche Endgeräte verwendet werden, oder wenn es sich um ein FDM-Signal (frequency division multiplex – Frequenzmultiplex) handelt, d.h. es werden unterschiedliche Frequenzbänder für unterschiedliche Endgeräte verwendet.
• Es wird ein Pilotsignal über den redundanten Sender übertragen, entweder in der Zeit- oder Frequenzdomäne. Allerdings bedeutet dies eine Verschwendung von Ressourcen.
• Die Außeneinheit (ODU) ist selbstüberwachend, d.h. die Überwachung erfolgt nur am analogen Teil des Senders, beispielsweise durch Überwachen der Oszillatoren. Dies erfordert eine spezielle Entwicklung der redundanten ODU und eine digitale Strecke zwischen der redundanten ODU und der IDU (Inneneinheit). Ferner involviert dies einen zusätzlichen Hardwareaufwand, was kostspielig sein kann.

Da im Falle eines TDM/TDMA-Punkt-zu-Mehrpunkt-Systems das Abwärtssignal zeitkontinuierlich ist, kann das erste Überwachungsverfahren nicht angewendet werden. Die beiden anderen haben den Nachteil, dass sie ineffizient sind.
Die Erfindung sieht eine dritte Möglichkeit zum Übertragen eines Pilotsignals (oder Überwachungssignals) über den redundanten Sender vor, ohne dass dabei das übertragene Datensignal durch den aktiven Sender gestört wird. Ein Spreizspektrumsignal (spread spectrum – SS) innerhalb des Frequenzbandes des Datensignals, jedoch mit sehr geringer Spektralleistung, wird über den redundanten Sender übertragen. Was das Datensignal angeht, wird dieses am Empfänger lediglich als zusätzliches weißes Rauschen registriert und ist deshalb vernachlässigbar. Der Empfänger umfasst jedoch auch Mittel, um insbesondere das SS-Signal zu erfassen, und es kann, falls dieses nicht vorliegt, gefolgert werden, dass der redundante Sender defekt ist.
Der Vorteil der Erfindung liegt in ihrer universellen Anwendbarkeit (sie ist nicht von der Art des Datensignals abhängig), in der Tatsache, dass sie keine Zeit- oder Frequenzressourcen verschwendet, sowie in ihrer Empfindlichkeit gegenüber digitaler Realisierung, so dass sie auch kosteneffektiv ist. Ferner bedarf die ODU keiner speziellen Ausgestaltung, und es müssen weder ein Messplatz noch eine Verbindungsstrecke zwischen der ODU und der IDU bereitgestellt werden. Das Prinzip lässt sich nicht nur auf Punkt-zu-Mehrpunkt-Systeme anwenden, sondern auch auf Punkt-zu-Punkt-Systeme mit Redundanz.
Eine Ausführungsform der Erfindung soll nun anhand eines Beispiels mit Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben werden. Es zeigen:
1 ein vereinfachtes Diagramm eines Punkt-zu-Mehrpunkt-Funkkommunikationssystems;
2 die Verwendung eines aktiven und passiven (redundanten) Senders in einer Basisstation des Punkt-zu-Mehrpunkt-Systems nach 1;
3 ein Blockdiagramm eines Funkkommunikationssystems unter Anwendung des erfindungsgemäßen Überwachungsverfahrens;
4 ein Komplexebenendiagramm, dass die Funktion des in der 3 gezeigten Mappers darstellt;
5 ein äquivalentes Modell des Kommunikationssystems nach 3;
6 ein Sinus-(x)/x-Diagramm, dass die Auswirkung des Vorliegens eines Frequenzversatzes zwischen den aktiven und redundanten Sendern zeigt;
7 ein äquivalentes Modell der 5, jedoch umfassend eine Wobbeltechnik zum Ausgleichen der Auswirkungen des Frequenzversatzes;
8 eine weitere Darstellung der im Zusammenhang mit der 7 erwähnten Wobbeltechnik;
9 und 10 jeweils ein Diagramm, das die schädliche Auswirkung einer Frequenzversatzabwanderung sowie ein Verfahren zum Ausgleichen dieser Auswirkung darstellt;
11 ein Blockdiagramm, das den Korrelationsprozess zeigt, der in einer erfindungsgemäßen Ausführungsform auftritt;
12 ein Korrelationsverfahren, das eine teilserielle, teilparallele Datenverarbeitung involviert;
13 das Blockdiagramm nach 11, erweitert derart, dass es die in der 12 dargestellte serielle/parallele Korrelationsprozedur beinhaltet; und
14 ein Diagramm, das eine besondere strukturelle Realisierung der seriellen/parallelen Korrelationstechnik darstellt.
In der 3 ist ein Blockdiagramm einer Funkverbindung gezeigt, die das erfindungsgemäße Überwachungsverfahren anwendet und sowohl aktive als auch redundante (passive) Wege im Sender und Empfänger enthält. Die Übertragungsstufen sind in beiden Wegen dieselben und umfassen eine Abbildungsstufe 12 und eine Interpolationsstufe 13, eine Digital-Analog-Wandler-Stufe 14 sowie eine IF/RF-Ausgangsstufe 15, die eine Antenne 16 speist. Das verwendete Modulationsschema ist ein lineares, z.B. eine Quadratur-Amplitudenmodulation.
Zur Beschreibung der Funktion der dargestellten Komponenten in etwas mehr Detail werden die zu übertragenden Bits zunächst im Mapper 12 in Kanalsymbole abgebildet. Nimmt man beispielsweise an, dass ein 4QAM- oder ein QPSK-Modulationsschema angewendet wird, so werden die Kanalsymbole in Übereinstimmung mit einem der vier Punkte in der komplexen Ebene gebracht, die in der 4 gezeigt ist, d.h. zwei Bits des gewünschten zu übertragenden Datenbitstroms werden auf eines dieser vier Symbole abgebildet, wobei für dieses Symbol zwei komplexe Werte (echt und imaginär) am Ausgang des Mappers erhalten werden. Dann findet ein Impulsformungsprozess unter Verwendung eines Qudratwurzel-Nyquist-Filters statt. Die Leistung dieses Filters wird abgetastet und in eine analoge Form umgewandelt (14). Um das Abtasttheorem zu erfüllen, muss die Abtastrate mindestens zweimal die Kanalsymbolrate sein, und deshalb wird eine Interpolationsfunktion mit einem Überabtastfaktor von η durchgeführt, die in dem Impulsformungsblock 13 enthalten ist. Schließlich wird das Basisbandsignal auf IF und dann RF (15) aufwärtskonvertiert, bevor es von der Antenne 16 übertragen wird.
Das Datensignal wird über den aktiven Weg übertragen.
Während in sämtlichen bisher beschriebenen Beispielen der redundante Übertragungsweg im wesentlichen identisch ist mit dem aktiven Weg, ist er in einem Beispiel verschieden: Am Eingang des Mappers 12 ist ein Schalter 17 vorgesehen, der es während des Normalbetriebes ermöglicht, ein Spreizspektrum-(SS)-Signal mit Symbolrate zuzuführen, der im Anschluss an einen Ausfall des aktiven Senders jedoch die Übertragung des Datensignals übernimmt.
Das SS-Signal besteht aus einer langen Pseudorauschsequenz (±1 in Amplitude) der Länge N_pn. Das Signal wird mit einem Überabtastfaktor η überabgetastet. Da die digitalen Filter und die analogen Komponenten in der aktiven und passiven Leitungskarte und der ODU im wesentlichen dieselben sind, weist das SS-Signal dieselbe Bandbreite wie das Datensignal auf. Allerdings ist seine Spektraldichte an der Luftschnittstelle bedeutend niedriger als die Dichte des Datensignals (ca. 30-35 dB niedriger). Deshalb erscheint die PN-Sequenz für das Datensignal nur als ein zusätzliches, jedoch vernachlässigbares weißes Rauschen.
Auf der Empfängerseite wird das bei der Empfängerantenne 18 empfangene Signal wieder abwärts auf das Basisband (19) umgesetzt und von der analogen in die digitale Form (20) geändert, woraufhin ein entsprechender Interpolationsschritt durchgeführt wird (21), wobei das resultierende Signal gemäß herkömmlichen Verfahren einem Synchronisierungs- und Ausgleichsprozess (22) unterliegt, wodurch das Datensignal erzeugt wird, das ursprünglich vom aktiven Sender übertragen wurde. Zusätzlich werden jedoch Schritte zum Erfassen des SS-Signals durchgeführt, das von dem redundanten Sender übertragen wird. Dies wird durch eine Korrelation des empfangenen Signals mit derselben PN-Sequenz erreicht, die vom Sender verwendet wurde. Dies ist mit dem separaten Zweig 23 gezeigt, der zur Korrelationsstufe 24 führt, wobei das Ergebnis des Korrelationsprozesses zum Treffen einer Entscheidung verwendet wird, ob das SS-Signal empfangen wurde oder nicht. (Es sei angemerkt, dass das empfangene Signal sowohl das übertragenen Datensignal als auch das SS-Signal umfasst). In der Praxis ist es das Maximum des Absolutwertes der Korrelation, das zur Bildung der Entscheidung angewendet wird.
Die Entscheidungsstufe zieht die folgenden Schlussfolgerungen:

(a) werden sowohl Daten- als auch SS-Signale registriert, so werden die ODUs (11, 15, 16) sowohl der aktiven als auch der passiven Sender als intakt angesehen;
(b) wird lediglich das Datensignal registriert, so wird die redundante ODU als defekt angesehen;
(c) wird lediglich das SS-Signal registriert, so wird die aktive ODU als ausgefallen angesehen (dies bezieht sich auf den Zeitpunkt unmittelbar vor dem Stattfinden der Redundanzumschaltung). Das Umschalten der Steuerung von der aktiven Einheit auf die redundante Einheit ist im vorliegenden Patent nicht berücksichtigt.

Die Notwendigkeit zur Lösung von zwei Problemen, die sich in einem praktischen System ergeben haben, macht diese einfache Vorgehensweise komplexer:

(1) Die Frequenzsynchronisierung, die normalerweise im Fall des Datensignals angewendet werden kann, entfällt im Falle des SS-Signals. Dies verursacht eine Verschlechterung der Korrelatorleistung der Form Sinus (πδM/η)/(πδM/η), wobei δ der Frequenzversatz skaliert mit der Symbolgeschwindigkeit, M die Korrelationslänge und η der Überabtastfaktor ist.
(2) In ähnlicher Weise entfällt eine Taktsynchronisierung für das SS-Signal, was in Abhängigkeit des Überabtastfaktors ebenfalls eine Verschlechterung der Korrelatorleistung verursacht: je größer der Faktor η, je geringer die Verschlechterung.

Selbst bei Bereitstellung einer Frequenz- und Taktphasensynchronisierung für die Funkverbindung, wird diese lediglich für den aktiven Weg optimiert. Da die Oszillatoren in der aktiven und passiven IDU und ODU nicht gekoppelt sind, sind die Frequenzversätze nicht dieselben. Ferner sind die Funkkanäle für das Daten- und das SS-Signal nicht dieselben. Die Abtastphase am Empfänger wird für das Datensignal optimiert, so dass ein Taktphasenfehler für das SS-Signal auftreten kann.
Im folgenden soll die Auswirkung des Frequenzversatzes und Taktphasenfehlers auf die Korrelation geprüft und eine Lösung bereitgestellt werden. Es wird von einer Basisbandsignaldarstellung ausgegangen.
Die Auswirkung eines Frequenzversatzes in der Zeitdomäne ist eine Phasenrotation jedes Musters um einen konstanten Faktor 2π δ / η mit Bezug auf das vorherige Muster:
wobei, η = f_A/f_S der Überabtastfaktor und δ = Δf/f_S der Frequenzversatz Δf skaliert auf die Symbolgeschwindigkeit f_S ist. f_A ist die Abtastgeschwindigkeit.
Die 5 zeigt die vereinfachte Verbindungsstrecke der 3. r_k und s_k stellen jeweils das Datensignal und das SS-Signal dar, beide überabgetastet mit η. Es wird angenommen, dass h_A und h_P die Impulsantworten des gesamten aktiven und passiven Übertragungsweges sind, und δ_A und δ_P die resultierenden Frequenzversätze skaliert auf die Symbolgeschwindigkeit. Die Vereinfachung des Konzentrierens sämtlicher Filter zu Beginn des Übertragungsweges und sämtlicher Frequenzversätze am Ende basiert auf der Tatsache, dass die Filterung und der Frequenzversatz ausgetauscht werden können, wenn die Filterbandbreite des Empfängerfilters im Vergleich zum Frequenzversatz groß ist und wenn der Frequenzversatz im Vergleich zu den Änderungen der Filterfunktion in der Frequenzdomäne klein ist.
Es wird davon ausgegangen, dass M die Korrelationslänge und k_o ein willkürlicher Startindex ist. Die Leistung des Korrelators ist:
Durch Ausdrücken von y_k durch Faltung ergibt sich:
Der Mittelwert der Korrelatorleistung ist deshalb (wenn man davon ausgeht, dass s_k und r_k nicht korreliert sind):
wobei σ 2 / s die Varianz (oder Leistung) des SS-Signals ist. Nach Transformation der Summe und Berücksichtigung nur des Absolutwertes erhält man schließlich:
wobei si (x) = sin (x)/x ist. Dies ist ein sehr wichtiges Ergebnis. Es zeigt, dass bei Vorliegen eines Frequenzversatzes die „gewöhnliche" Korrelatorleistung σ 2 / s h_Pnum eine si-Funktion des Produktes
verzerrt ist (s. auch 6). Es ist offensichtlich, dass bei einer großen
nahe Null ist und die Korrelation φ_ys sehr klein wird. In diesem Fall würde das SS-Signal nicht erfasst werden. Allerdings gibt es einen Bereich für δ_P, in dem eine Erfassung möglich ist, d.h. wo die Verschlechterung toleriert werden kann. Leider muss die Korrelationslänge relativ groß sein, um das SS-Signal mit seiner sehr niedrigen Leistung zu erkennen, so dass der akzeptable δ_P zu klein ist.
Die vorgeschlagene erfindungsgemäße Lösung besteht im Ausführen eines „Wobbel"-Vorganges, bei dem ein beabsichtigter und schrittweise sich ändernder Frequenzversatz δ_S vor dem Korrelator eingeführt wird. Die Korrelation wird für eine Reihe N_d von Versätzen berechnet, so dass der ganze Bereich von δ_P abgedeckt ist. Die 7 gibt das vereinfachte Modell der 5 wieder, jedoch dieses Mal mit dem zusätzlichen Wobbeln. Es sei angemerkt, dass die Korrelatorleistung nunmehr zweidimensional ist, als eine Funktion von n und δ_S.
Es wird davon ausgegangen, dass δ₀ der Frequenzversatz mit einer akzeptablen Verschlechterung ist. Beträgt die Schrittgröße 2 δ₀, dann ist einer der resultierenden Versätze |δ_P + δ_P(i₀)| ≤ δ₀, so dass die Verschlechterung von E[φ_ys(n, δ_S(i₀))] ausreichend klein ist (s. 6 und 8).
Die Wobbelfunktion ist in graphischer Form aus der 9 ersichtlich. Hier wird der gesamte Bereich diskreter Versätze δ₁, ... δ₆ (es wird bei diesem Beispiel angenommen, dass N_d = 6) der Reihe nach angewendet, wobei jeder Versatz für einen aktuellen Frequenzversatz von ±δ₀ um diesen angewendeten Versatz herum effektiv ist. Jeder δ_S wird für eine Zeit Δt₀ angewendet, wobei diese den Zeitraum darstellt, über den die Korrelation für diesen Wert von δ_S stattfindet.
Der Effekt dieses Versatzausgleichs kann auch durch ein Zahlenbeispiel veranschaulicht werden. Nimmt man an, dass δ_P einen Bereich von –5 bis +5 abdeckt, so müssen auch die Wobbelschritte von –5 bis +5 variieren. Ist δ₀ = 0,5, so ist die Schrittgröße 1 und δ_S(i) nimmt die Werte –5, –4, –3, ... 3, 4, 5 an. Hat δ_P beispielsweise einen Istwert von 3,2, so ist der sich ergebende Versatz für den bestimmten Wert von δ_S(i₀) = –3 –0,2, was (wenn man den Absolutwert nimmt) kleiner ist als δ₀. Ist δ_P = 3,5, so beträgt der sich ergebende Versatz –0,5, was sich noch im gewünschten Bereich befindet. Ist δ_P = 3,6 und δ_S(i) noch immer –3, so beträgt der sich ergebende Versatz –0,6, was nun zu groß ist. Deshalb ist der korrekte Wert von δ_S in diesem Fall –4, womit ein akzeptabler resultierender Versatzwert von –0,4 erhalten wird.
Zusätzlich zum Frequenzversatz besteht ein weiterer Effekt nicht idealer Oszillatoren: die Frequenzabwanderung Δf. Die Leistung der Oszillatoren weist nicht nur einen Versatz auf, sondern dieser Versatz ändert sich auch über die Zeit (Drifting). Er ist:
Dieser Effekt ist in der 9 dargestellt, unter Einschluss von zwei bestimmten Werten des aktuellen Frequenzversatzes δ_P1 und δ_P2. Der aktuelle Versatz ohne Abwanderung bzw. Drift, 30, ist – wie erwartet – eine horizontale Linie, während bei Abwanderung derselbe Verlauf einen Gradienten annimmt, die Linie 31. Wie gezeigt, verläuft die Linie 31 durch den Bereich 32, was bedeutet, dass der Versatz ausgeglichen wird. Allerdings zeigt die Linie 33 einen anderen möglichen Verlauf, in dem aufgrund der Abwanderung kein Bereich durchlaufen wird, weder Bereich 32 noch Bereich 34. Unter solchen Umständen würde der Frequenzversatz ohne Ausgleich verbleiben.
Damit in dieser Situation der Versatz in einer Wobbelauswanderung von –δ_max.....δ_max „abgefangen" werden kann, sieht die Erfindung die anzupassenden Wobbelschritte vor, so dass die Bereiche δ_S(i) – δ₀ ... δ_S(i) + δ₀ überlappen, wie in der 10 gezeigt. Der überlappende Δδ₀ muss die Ungleichheit erfüllen:
wobei, wie bereits erwähnt, dt₀ die für die Berechnung von φ_ys(n, δ_S(i)) erforderliche Zeit ist.
Für die Prüfung des Effekts eines Taktphasenfehlers am Ausgang des Korrelationsempfängers ist lediglich der redundante Weg von Bedeutung. Es wird ein Frequenzversatz von Null angenommen.
Aus der 5, wobei z_k ignoriert wird, kann das empfangene Signal als eine zeitkontinuierliche Funktion geschrieben werden:
Wird y(t) mit einer Abtastzeit T_A und einem Phasenfehler τ abgetastet, folgt daraus, dass:
Aus (2.9) ist ersichtlich, dass der Taktphasenfehler zu einer modifizierten Impulsantwort des Übertragungskanals führt: h'Pl = h'P (lTA) = hP(lTA + τ) (2.10)
h_Pl ist die diskrete Impulsantwort des passiven Übertragungsweges, einschließlich sämtlicher Filter von dem Qudratwurzel-Nyquist-Filter 13 am Sender bis zu dem ähnlichen Filter 21 am Empfänger (s. 3).
Der Phasenfehler scheint sich wie ein Abtastphasenfehler zu verhalten, mit der zeitdiskreten Darstellung von h_P(t). Er kann deshalb berücksichtigt werden, indem sämtliche Berechnungen unter Verwendung von h'_Pl anstelle von h_Pl gemacht werden. Der Mittelwert der Korrelatorleistung ist: |E[φys(n)]| = σ2s ·|hP(n·TA + τ)| (2.11)
Es gilt zu beachten, dass der maximale Phasenfehler τ_max = T_A/2 ist, so dass τ durch Erhöhen der Abtastgeschwindigkeit, d.h. η, verkleinert werden kann.
Wie aus den vorhergehenden Abschnitten ersichtlich, muss für den Umgang mit dem Frequenzversatz die Kreuzkorrelation des empfangenen Signals und der PN-Sequenz für N_d Wobbelpunkte zusätzlich zu den ηN_pn „Zeit"-Punkten berechnet werden. Somit ist die Korrelationsfunktion zweidimensional: φ_ys(–n, δ_S(i)) = φ(n, i), n = 0, ... ηN_pn – 1, i = 1, ... N_d. In diesem Abschnitt wird von η = 2 ausgegangen. Die 11 zeigt das Prinzip der Korrelationseinheit: Das empfangene Signal y_k+k0 wird um einen komplexen Faktor exp(jπδ_S(i)k) gedreht und dann mit der überabgetasteten Leistung aus demselben Schieberegister, wie im Sender, multipliziert. Es werden M-Werte zu einem Zeitpunkt akkumuliert (Mist die Korrelationslänge), wobei die Teilung durch M die Kreuzkorrelation ergibt:
Es gibt zwei Hauptwege für die Berechnung von φ(n, i): sämtlich seriell oder sämtlich parallel. Sämtlich seriell bedeutet, dass die Punkte in dem zweidimensionalen Raum (n, i) einer nach dem anderen berechnet werden. Sämtlich parallel bedeutet, dass sämtliche Werte von φ(n, i) gleichzeitig berechnet werden. Das Sämtlich-Seriell-Verfahren erfordert den geringsten Hardwareaufwand, ist jedoch langsam. Das Sämtlich-Parallel-Verfahren ist schnell, erfordert jedoch einen größeren Hardwareaufwand. Die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung wendet eine Kompromisslösung an, in welcher Berechnungen in einer teils seriellen, teils parallelen Art und Weise ausgeführt werden. Dies bringt einen Ausgleich zwischen Geschwindigkeit und Aufwand mit sich.
Das hier erfindungsgemäß vorgeschlagene Schema ist schematisch in der 12 gezeigt. Es wird ein erster Block von N_S-Werten von n genommen (im gezeigten Beispiel N_S = 8), und sämtliche N_d-Werte von i werden für diesen Block nacheinander berechnet. Dies ist mit dem Pfeil A dargestellt. Dann folgt der nächste Block von N_S Zeitschritten, in welchem wiederum sämtliche N_d-Werte von i einer nach dem anderen berechnet werden. Dies ist der Pfeil B. Der Vorgang wird fortgesetzt, bis sämtliche N_pn-Werte von n abgedeckt worden sind.
Dieses serielle/parallele Schema erfordert eine Änderung in dem Korrelationsberechnungsdiagramm nach 11. In der Änderung (s. 13) sind die Stufen zwischen dem δ_S Rotationsoperator 25 und dem Maximalwertblock 26 dupliziert, eine für jeden Wert δ_S. Somit liegen insgesamt N_S Blocks vor, die jeweils vom Rotationsoperator 25 zugeführt werden und den Maximalwertblock 26 speisen. Der letztere erkennt, welche der Einheiten 1 ... N_S den größten Absolutwert ausgibt.
Eine ausführlichere Realisierung dieses selben Schemas ist in der 14 gezeigt, wo wiederum N_S = 8. Die Figur stellt die Berechnung des ersten Blocks (n = 0, ... N_S – 1) für δ_S(i) dar. Das Schieberegister ist mit der Symbolzeit T_S = 1/f_S synchronisiert und schwingt kontinuierlich mit der Periode N_pn. Für die Berechnung der ersten N_S Zeitschritte werden die ersten N_S/2 (d.h. 4) Werte des Schieberegisters ausgelesen.
Da die PN-Sequenz mit η= 2 überabgetastet wird, ist jeder zweite Wert von s_k Null und muss nicht mit r_k multipliziert werden. Um dies zu berücksichtigen, sind vor den Akkumulatoren Schalter vorgesehen, die mit der Abtastzeit T_A = T_S/2 synchronisiert sind, wobei T_S die Symbolzeit ist. Nach einer Zeit MT_A werden die Inhalte der N_S Akkumulatoren durch M geteilt, wodurch die Korrelationen gegeben sind. Aus jedem der N_S Korrelationswerte wird der maximale ihres Quadratabsolutwertes berechnet (alternativ kann nur der Absolutwert berechnet werden, aber dessen Quadrat hat den Vorteil, dass weniger Hardwareaufwand anfällt) und mit dem gespeicherten Maximum der vorherigen Sequenz von N_S Korrelationswerten verglichen. Der größere Wert wird dann als das neue Maximum behalten. Die Akkumulatoren werden auf Null gesetzt und δ_S nimmt den nächsten Wert an. Nachdem t = MT_AN_d, nimmt δ_S erneut seinen ersten Wert an und der nächste Block von N_S/2 Leistungen des Schieberegisters wird ausgelesen. Durch Vergleichen des Maximums sämtlicher Korrelatorleistungen (d.h. deren Quadratabsolutwert) mit einer gegebenen Schwelle kann eine Entscheidung gebildet werden, ob das SS-Signal ausgesendet wurde oder nicht.
Das beschriebene Prinzip des Überwachens eines redundanten Senders durch ein SS-Signal kann für Punkt-zu-Punkt-Systeme sowie für Punkt-zu-Mehrpunkt-Systeme verwendet werden. Allerdings kann in Punkt-zu-Mehrpunkt-Systemen das folgende zusätzliche und vorteilhafte Merkmal eingeführt werden. An jedem Endgerät innerhalb eines Sektors ist die oben beschriebene Korrelations- und Erkennungseinheit vorgesehen. Jedes Endgerät trifft eine Entscheidung, ob das SS-Signal vorliegt oder nicht, und die Entscheidung wird an die Basisstation übertragen. Nur wenn eine vorbestimmte Anzahl von Endgeräten anzeigte, dass das SS-Signal nicht empfangen wurde, wird dann ein Alarm an das Netzmanagementsystem ausgelöst. Vorzugsweise wird der Alarm nur dann ausgelöst, wenn mindestens die Hälfte aller Endgeräte einen negativen Bericht machten, d.h. Mehrheitsentscheidung. Eine derartige Mittelwertbildung über sämtliche der Endgeräte ermöglicht eine Entspannung der Erfordernisse des Korrelators in jedem Endgerät (beispielsweise kann die Korrelationslänge reduziert werden), ohne dass dabei die Zuverlässigkeit der Überwachung vermindert wird.

Claims

Verfahren zur Überwachung des redundanten Senders eines Funkkommunikationssystems, wobei das System einen aktiven Sender zum Übertragen von Datensignalen an einen oder mehrere Empfänger aufweist, das Verfahren umfassend die Schritte: (a) Übertragen eines Spreizspektrumsignals über den redundanten Sender während des Normalbetriebes, wobei das Spreizspektrumsignal im Vergleich zu den Datensignalen eine niedrige Spektralleistung aufweist; (b) Erkennen des Vorliegens des Spreizspektrumsignals an einem oder mehreren des einen oder der mehreren Empfänger(s), wobei dessen Nichtvorliegen als Anzeige für die Nichtintegrität des redundanten Senders dient.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Erkennung mittels eines Korrelationsprozesses vorgenommen wird.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei die Erkennung mittels eines Kreuzkorrelationsprozesses vorgenommen wird, das Spreizspektrumsignal durch Zuführen eines ersten Pseudorauschsignals zu dem redundanten Sender gebildet wird und die Kreuzkorrelation zwischen dem empfangenen Signal und dem zweiten Pseudorauschsignal vorgenommen wird, wobei das zweite Pseudorauschsignal dieselben Eigenschaften wie das erste aufweist.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei das erste Pseudorauschsignal dieselben Komponenten im redundanten Sender durchläuft, wie dies Datensignale tun würden, wenn der redundante Sender zur Übernahme vom aktiven Sender aufgerufen werden würde.
Verfahren nach Anspruch 4, wobei eine Überabtastung des empfangenen Signals im Empfänger vorgenommen wird, um einen Taktphasenfehler mit Bezug auf das Spreizspektrumsignal auszugleichen.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das empfangene Signal einem gestuften Wobbelvorgang unterworfen wird, um die Auswirkungen eines Frequenzversatzes auszugleichen, der zwischen den aktiven und redundanten Sendern vorliegt, sowie um das schmale zulässige Fenster des Versatzes, welches die Korrelation einer langen Pseudorauschfrequenz tolerieren kann, zu berücksichtigen, wobei die erhaltene Funktion mit einem komplexen Faktor der Form exp{j2πkδ_S/η} multipliziert wird, wobei k der Abtastindex, η ein Überabtastfaktor und δ_S die Wobbelschritte, skaliert mit der Symbolgeschwindigkeit sind.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Wobbelschritte derart gewählt sind, dass sämtliche Werte des Frequenzversatzes abgedeckt sind.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die Wobbelschritte derart gewählt sind, dass eine Abwanderung des Frequenzversatzes mit der Zeit ausgeglichen wird.
Verfahren nach Anspruch 8, wobei die Kreuzkorrelation zweidimensional ist und für sämtliche Wobbelschritte δ_S sowie ηNpn Zeitschritte berechnet wird, wobei η der Überabtastfaktor und Npn die Länge der Pseudorauschsequenz ist.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei ein Maximum des Absolutwertes des Kreuzkorrelationsergebnisses für die Bestimmung der Integrität des redundanten Senders angewendet wird.
Verfahren nach Anspruch 9, wobei ein Maximum des Quadrats des Absolutwertes des Kreuzkorrelationsergebnisses für die Bestimmung der Integrität des redundanten Senders angewendet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei die Korrelationsberechnung mittels einer teilseriellen, teilparallelen Verarbeitung der abgetasteten Daten vorgenommen wird.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei die Verarbeitung in Form einer Verarbeitung einer ersten Gruppe (N_S) der ηNpn-Punkte parallel für aufeinanderfolgende Werte von δ_S, dann einer zweiten Gruppe (N_S) der ηNpn-Punkte parallel für aufeinanderfolgende Werte von δ_S usw. stattfindet, bis sämtliche ηNpn-Punkte abgedeckt sind.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das Funkkommunikationssystem zwei oder mehrere Empfänger umfasst, von denen jeder eine Anzeige für das Vorliegen oder Nichtvorliegen des Spreizspektrumsignals bereitstellt, wobei die Entscheidung über die Nichtintegrität des redundanten Senders auf der Basis der Anzeigen einer vorbestimmten Anzahl der zwei oder mehreren Empfängern getroffen wird.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Entscheidung auf der Basis einer Mehrheitsentscheidung getroffen wird.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Funkkommunikationssystem einen Empfänger umfasst und die Anzeige der Nichterkennung des Spreizspektrumsignals bei diesem Empfänger als eine Anzeige für die Nichtintegrität des redundanten Senders dient.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das Funkkommunikationssystem ein Punkt-zu-Mehrpunkt-System ist, wobei die aktiven und redundanten Sender Teil einer Basisstation und die Empfänger Endstellen dieses Punkt-zu-Mehrpunkt-Systems sind.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei das Punkt-zu-Mehrpunktsystem eines aus einer Gruppe umfassend ein TDM/TDMA-System, ein FDM/FDMA-System und ein CDM/CDMA-System ist.
Vorrichtung für die Überwachung des redundanten Senders eines Funkübertragungssystems, wobei das System einen aktiven Sender für die Übertragung von Datensignalen an einen oder mehrere Empfänger umfasst, die Vorrichtung umfassend: eine Einrichtung zum Erzeugen eines Pseudorauschsignals; eine Einrichtung zum Anlegen des Pseudorauschsignals an einen Eingang des redundanten Senders, wobei der Sender hierdurch ein Spreizspektrumsignal mit einer im Vergleich zu den Datensignalen niedrigen Spektralleistung überträgt; und eine Einrichtung in einem oder mehreren des einen oder der mehreren Empfänger(s) zum Erkennen des Vorliegens des Spreizspektrumsignals, wobei dessen Nichtvorliegen als Anzeige für die Nichtintegrität des redundanten Senders dient.
Vorrichtung nach Anspruch 19, umfassend eine Korrelatoreinrichtung in dem einen oder den mehreren Empfänger(n) für die Kreuzkorrelation des empfangenen Signals.
Vorrichtung nach Anspruch 20, umfassend eine Überabtasteinrichtung in dem einen oder den mehreren Empfänger(n) zum Ausgleichen eines Taktphasenfehlers mit Bezug auf das Spreizspektrumsignal.
Vorrichtung nach Anspruch 21, umfassend eine Wobbeleinrichtung, um das empfangene Signal einem Frequenzwobbelvorgang zu unterwerfen, wobei die Wobbeleinrichtung eine Multipliziereinrichtung zum Multiplizieren des empfangenen Signals mit einem komplexen Faktor der Form exp{j2πkδ_S/η} umfasst, wobei k der Abtastindex, η ein Überabtastfaktor und δ_S die Wobbelschritte, skaliert mit der Symbolgeschwindigkeit sind.
Vorrichtung nach Anspruch 22, wobei die Korrelatoreinrichtung mit einer Maximumableitungseinrichtung zum Ableiten eines Maximalwertes des Korrelatorausgangs verbunden ist.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Maximumableitungseinrichtung zum Ableiten des Maximums des Absolutwertes des Korrelatorausganges angeordnet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 23, wobei die Maximumableitungseinrichtung zum Ableiten des Maximums des Quadrats des Absolutwertes des Korrelatorausganges angeordnet ist.
Funkkommunikationssystem, umfassend einen aktiven und einen redundanten Sender, zwei oder mehrere Empfänger sowie eine Vorrichtung nach einem der Ansprüche 21 bis 25.
System nach Anspruch 26, wobei die Überwachungsvorrichtung eine Einrichtung zum Treffen einer Entscheidung umfasst, die von den Anzeigen über die redundante Senderintegrität gespeist wird, welche von den Empfängern bereitgestellt werden.
System nach Anspruch 27, wobei die Einrichtung zum Treffen einer Entscheidung eine Entscheidung auf der Basis einer Mehrheitsentscheidung der Empfänger trifft.
System nach einem der Ansprüche 26 bis 28, wobei das System ein Punkt-zu-Mehrpunkt-System ist.
System nach Anspruch 29, wobei das System eines aus einer Gruppe umfassend ein TDM/TDMA-System, ein FDM/FDMA-System und ein CDM/CDMA-System ist.