DE69525651T2

DE69525651T2 - Pulsradar mit suchlaufentfernungsgatter

Info

Publication number: DE69525651T2
Application number: DE69525651T
Authority: DE
Inventors: E. Mcewan
Original assignee: University of California; University of California Berkeley
Current assignee: University of California; University of California Berkeley
Priority date: 1994-12-19
Filing date: 1995-12-19
Publication date: 2002-10-10
Anticipated expiration: 2015-12-20
Also published as: AU4742296A; JP3891359B2; JPH10511182A; DE69525651D1; EP0799428B1; EP0799428A4; US5805110A; CA2208070C; CA2208070A1; CN1173226A; EP0799428A1; WO1996019737A1; US5774091A; KR100422773B1; CN1151382C

Description

Stand der Technik

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft Nahbereichsradarsysteme mit hoher Auflösung und im Besonderen Ultrabreitbandradareinrichtungen für die Abbildung von Nahbereichsfeldern.

Beschreibung des Stands der Technik

Nahbereichs-Telemetrieanwendungen werden bislang kennzeichnenderweise unter Verwendung von Ultraschalltechnologie oder frequenzmoduliertem Dauerstrichradar implementiert. Die in Fluidstandsensoren für große Tanks eingesetzte Fernmessung bzw. Telemetrie gemäß dem Stand der Technik umfasst die Messung des Stands unter Verwendung von frequenzmoduliertem Dauerstrichradar. Diese Technologie, die auf der Messung von Schwankungen der Überlagerungsfrequenz basiert, die an übermittelten und empfangenen Wellen erfasst werden, setzt allerdings besonders geradlinige spannungsgeregelte Oszillatoren auf Mikrowellenfrequenzen voraus. Diese Technologie lässt sich nur sehr schwer mit der Präzision implementieren, die für die Standmessungstechnologie wünschenswert ist. Aus diesem Grund weisen dem Stand der Technik entsprechende frequenzmodulierte Dauerstrichradareinrichtungen eine auf mehrere Zoll beschränkte Auflösung auf und sind ferner verhältnismäßig teuer.
Beim Ultraschall handelt es sich um eine weitere in der Standmessung eingesetzte Technologie. Allerdings weist die Ultraschalltechnologie eine Reihe von Nachteilen auf. Im Besonderen kann der Ultraschall bei Fluidstandmessungen fehlerhaft einen Stand eines Schaums aufnehmen an Stelle des Stands der tatsächlichen Flüssigkeit. Außerdem kann die Messung nicht in Dämpfe eindringen, wie etwa in Benzindämpfe oder Dampf im Allgemeinen, die sich in einem Tank befinden können. Ferner verhindern Verunreinigungen an den Sensoren deren Funktionstüchtigkeit. Darüber hinaus ist die Verwendung von Ultraschall für Präzisionsmessungen inhärent schwierig, da die Schallgeschwindigkeit mit der Temperatur und der Luftfeuchtigkeit bei normalen Betriebsbedingungen um bis zu 10% schwankt.
Aus dem Stand der Technik bekannt ist das U.S. Patent US-A- 4.072.942 "Apparatus For the Detection of Buried Objects", wobei eine Vorrichtung zur Erfassung unterirdischer Objekte vorgesehen ist, die einen Breitband-Kurzimpulssender mit hoher Auflösung und eine bistatische oder monostatische kontaktlose Antenne zum Strahlen des übermittelten Signals durch die Erde zur Reflexion von einem unterirdischen Objekt umfasst, sowie einen Abtastempfänger, der die Bandbreite und die Mittenfrequenz des empfangenen Signals reduziert, und einen Haltestromkreis, der durch die erste Reflexion von der Erd- oder Bodenoberfläche gesteuert wird, um dadurch den abgetasteten Bereich auf die Erdoberfläche begrenzt und die Effekte der Antennenhöheschwankungen beseitigt.
Vorgesehen ist gemäß dem Stand der Technik ferner gemäß dem Patent EP-A-0 160 156 eine "Structure Forming Tansmitting and Receiving Cavities Placed Side by Side for Microwaves", wobei eine Struktur vorgesehen wird, die nebeneinander platzierte, flachgemachte Vertiefungen für Mikrowellen bildet, wobei eine dieser sendet und die andere empfängt.
Vorgesehen ist gemäß dem Stand der Technik ferner gemäß dem Patent US-A-5.361.070 ein "Ultra-Wideband Radar Motion Sensor", wobei ein Bewegungssensor auf der Basis von Ultrabreitbandradar vorgesehen ist.
Somit ist es wünschenswert, ein Fernmess- bzw. Telemetriesystem oder ein Darstellungssystem vorzusehen, das im Nahbereich arbeitet, mit geringen Kosten verbunden ist und eine ausgezeichnete Genauigkeit vorsieht.

Zusammenfassung der Erfindung

Vorgesehen ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein Radar- Telemeter und ein Positionsgeber für versteckte Objekte auf der Basis von Ultrabreitbandradar mit einem Suchlaufentfernungsgatter mit hoher Auflösung. Die Vorrichtung erzeugt eine Echtzeit-Amplitudenabtastung mit einem kennzeichnenden Bereich von 1 Zoll bis 20 Fuß und mit einem analogen Entfernungsauflösungsvermögen, das durch ein Zittern im Bereich von 0,01 Zoll begrenzt ist. Ein Differential- Abtastempfänger wird zur effektiven Beseitigung von Nachschwingungen und anderen Abweichungen in dem Empfänger auf Grund der Nähe zu der Sendeantenne eingesetzt, so dass keine Hintergrundsubtraktion erforderlich ist, wodurch zum einen die Schaltkreisanordnung vereinfacht und zum anderen die Leistung verbessert wird. Zu den Verwendungszwecken der vorliegenden Erfindung zählen der Ersatz von Ultraschallvorrichtungen für die Fluidstandmessung, Radar für Kraftfahrzeuge, wie etwa für den Tempomat oder eine Parkhilfe. Die Technologie kann ferner über einer Fahrbahn einer Schnellstraße eingesetzt werden, um zum Zwecke der Verkehrsregelung die Fahrzeuge zu zählen oder Geschwindigkeitsdaten zu sammeln. Zu den anderen Verwendungszwecken zählen Erfassungen für aktive Aufhängungssysteme, für belegte Positionen sowie andere Anwendungen, bei denen die präzise Entfernung zu einem Objekt bestimmt werden muss. Das Radar-Telemetersieht einen ausgezeichneten Fluid- und Festkörperstandsensor für Öllagertanks, industrielle Mischgefäße und Kornsilos vor. Die Amplitudenanzeige zeigt ferner das Vorhandensein oder Fehlen von hinter Barrieren angeordneten Objekten an, wie etwa von Pfosten hinter Wänden und Trägern in Beton. Die Ausgabe kann mit ähnlichen Einheiten an verschiedenen räumlichen Positionen in Korrelation gesetzt werden, um eine künstliche Strahlenbündelung für Anwendungen mit schmalen Strahlenbündeln oder für die bildliche Darstellung vorzusehen.
Die Erfindung kann als eine Vorrichtung zum Erfassen von Objektmerkmalen in einem Feld gekennzeichnet werden. Die Vorrichtung umfasst einen Sender, der eine Sequenz elektromagnetischer Impulse als eine Reaktion auf ein Sendetaktsignal sendet. Ein Empfänger tastet die durch Objekte in dem Feld erzeugten Echos der elektromagnetischen Impulse ab. Der Empfänger tastet diese Echos unter Verwendung eines Differential-Abtastempfängers ab, der einen eisenlosen Differentialeingang mit hoher Gleichtakt-Unterdrückung aufweist, wodurch von dem Sendeimpuls durch die Struktur der Vorrichtung gekoppelte Erdströme reduziert werden.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung weist der Empfänger Wellenleitervertiefungen für die Sende- und Empfangsantennen auf. Die Antennen umfassen wechselstromgekoppelte Monopole mit einer ohmschen Belastung, die in den entsprechenden Vertiefungen ausgebildet sind.
Die Sende- und Empfangsvertiefungen weisen Einrichtungen zur Reduzierung von Störflecken in dem Abtastsignal auf, die zum Beispiel durch Nachschwingungen des gesendeten Signals in den Abschirmungsstrukturen verursacht werden. Die Einrichtungen zur Reduzierung von Störflecken können durch Entkoppeln der abgeschirmten Sendevertiefung von der abgeschirmten Empfangsvertiefung durch eine Abstandseinrichtung implementiert werden, die mit einem dielektrischen Material gefüllt oder nicht gefüllt sein kann. Darüber hinaus können auch andere Techniken zur Reduzierung von Nachschwingungen in der abgeschirmten Empfangsvertiefung eingesetzt werden. Zu diesen Techniken zählen der Einsatz von Strahlungsleitern, die sich von der äußeren Begrenzung der abgeschirmten Empfangsvertiefung und der abgeschirmten Sendevertiefung in Richtung des gemessenen Felds erstrecken. Ferner können Abschlussplatten um die Öffnung an den abgeschirmten Empfangs- und Sendevertiefungen platziert werden. Diese Platten können bündig mit der Ebene der Öffnung in der Vertiefung sein oder eine Neigung in Richtung des Zielfelds aufweisen, um eine gewisse Antennenverstärkung für reflektierte Signale vorzusehen. Ein weiterer Ansatz umfasst die Verwendung eines leitfähigen Dämpfungselements, das mit der äußeren Begrenzung der Öffnung in der Empfangsvertiefung gekoppelt ist, wie etwa an einer Ecke in der Öffnung und an der Mitte einer Seite der Öffnung, wobei eine im wesentlichen dreieckige Form vorgesehen ist.
Der Empfänger erzeugt ein Abtastsignal, das eine Echtzeit- Darstellung der empfangenen Echos vorsieht. Ein Zeitkreis sieht das Sende-Taktsignal an dem Sender und das Empfangs- Taktsignal an dem Empfänger vor. Das Empfangs-Taktsignal bewirkt, dass der Empfänger die Echos abtastet, so dass der Zeitraum zwischen der sequentiellen Übermittlung der Impulse und dem Abtasten durch den Empfänger einen Verzögerungsbereich durchläuft. Ein Abtast-Erfassungskreis reagiert auf das Abtastsignal und den Zeitkreis, indem er einen Abstand zwischen dem Sender und den Objekten in dem Feld anzeigt, von denen die Echos reflektiert werden.
Die Verzögerung in dem Verzögerungsbereich, über welchen der Zeitkreis den Zeitraum zwischen der Impulsübermittlung und dem Abtasten des Empfängers durchläuft, definiert den Bereich der Vorrichtung. Dieser Bereich darf gemäß der vorliegenden Erfindung um nicht mehr als 300 Nanosekunden schwanken, wobei die Schwankungen bei einigen Systemen 10 Nanosekunden nicht übersteigen sollten. Der Zeitraum zwischen den durch den Sender übermittelten Impulsen sollte so lang oder länger sein als der Verzögerungsbereich, den die Abtastung durchläuft.
Somit bewirkt das Sende-Taktsignal, dass der Sender eine Sequenz von elektromagnetischen Impulsen mit einer Impulsfolgefrequenz übermittelt und das Empfangs-Taktsignal den Verzögerungsbereich in einem Abtastzyklus abtastet, so dass die Echos mit der Impulsfolgefrequenz und mit unterschiedlichen Verzögerungen in dem Verzögerungsbereich abgetastet werden. Dadurch wird ein Abtastsignal erzeugt, das das Ausmaß der empfangenen Echos in Echtzeit darstellt.
Die Impulsfolgefrequenz kann zum Beispiel höher sein als etwa 1 Megahertz, und wobei die Abtastrate bzw. die Sweeprate niedriger sein kann als 16 Kilohertz, was der Frequenz von NTSC-Video entspricht. Darüber hinaus bevorzugt wird eine Sweeprate des Abtastzyklus von unter 100 Hertz, wie etwa von 40 Hertz.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung weist der Empfänger eine Empfangsantenne in einer Wellenleiter- Empfangsvertiefung auf. Erste und zweite Dioden-Abtastgatter sind in der entsprechenden Empfangsvertiefung vorgesehen und mit der Empfangsantenne verbunden. Die Dioden-Abtastgatter werden durch das Empfangs-Taktsignal gepulst und speisen die Eingänge des Differentialverstärkers. Der Ausgang des Differentialverstärkers sieht das Abtastsignal in Echtzeit vor. Die Antennen umfassen wechselstromgekoppelte Monopole mit ohmscher Belastung, die in den entsprechenden Vertiefungen ausgebildet sind.
Wenn nebeneinander angeordnet, sind die Strahler- oder Antennenelemente in den Vertiefungen in einer beabstandeten, parallelen Konfiguration vorgesehen. Bei einem alternativen entgegengesetzten Ausführungsbeispiel sind die Strahler- oder Antennenelemente in den Vertiefungen koplanar und erstrecken sich in entgegengesetzte Richtungen. Die entgegengesetzte Strahleranordnung bewirkt eine Reduzierung der Startimpulskopplung zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne.
Vorgesehen wird somit ein Breitbandradar mit hohem Auflösungsvermögen und mit einem Suchlaufentfernungsgatter, das im Nahbereich arbeitet. Dabei werden alle Unzulänglichkeiten dem Stand der Technik entsprechender Ultraschall-Telemeter beseitigt, und ferner ist das System präziser und einfacher zu implementieren als frequenzmoduliertes Dauerstrichradar, das bei derartigen Anwendungen zum Einsatz kommt.
Die offenbarte Vorrichtung erreicht aus außergewöhnlich hohes Maß der Unterdrückung von Nachschwingungen und primärer Störflecken. Bei Abständen von mehr als vier Zoll zu dem Sensor liegen die Nachschwingungen und Störflecken um 30 dB niedriger als ein starkes reflektiertes Echo. Die meisten dem Stand der Technik entsprechenden Versuche der Konstruktion eines Nahbereichs-Breitbandradars führen zu dem genau entgegengesetzten Effekt, d. h. zu Nachschwingungen und Störflecken, die 30 dB stärker sind als das empfangene Echo, so dass eine Technik zur Hintergrundsubtraktion eingesetzt werden muss. Das Vorsehen einer Technologie zur Hintergrundsubtraktion in einer Radareinrichtung verringert den Dynamikbereich und die Stabilität erheblich und gestaltet die Schaltkreisanordnung komplizierter.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm des Breitbandradars;
Fig. 2 die Wellenleitervertiefungen und Antennenkonfiguration eines Ausführungsbeispiels der offenbarten Vorrichtung;
Fig. 3 die durch ein Radar erzeugten Echorückstrahlungen;
Fig. 4A eine Prinzipskizze des Einsatzes einer dielektrischen Linse in Verbindung mit dem Sender der offenbarten Vorrichtung;
Fig. 4B ein Abtastsignal;
Fig. 5 eine Prinzipskizze des Einsatzes eines Antennenhorns in Verbindung mit dem Sender;
Fig. 6 Abschnitte eines Signalprozessors zur Verwendung in Verbindung mit der offenbarten Vorrichtung;
die Fig. 7A bis 7G einen Schaltplan für ein Radar;
Fig. 8 eine Zeichnung der Empfangs- und Sendevertiefungen, die durch einen Abstand zwischen den Vertiefungen voneinander losgekoppelt sind;
Fig. 9 eine Zeichnung der Empfangs- und Sendevertiefungen unter Verwendung leitfähiger Dämpfungselemente, die mit den Perimetern der Öffnungen an den Empfangs- und Sendevertiefungen gekoppelt sind;
Fig. 10 eine Zeichnung der Empfangs- und Sendevertiefungen mit strahlungsfähigen Dämpfungselementen, die sich von dem Perimeter in Richtung des gemessenen Felds erstrecken;
Fig. 11A eine Zeichnung der Empfangs- und Sendevertiefungen mit dreieckigen Abschlussplatten, die mit den Perimetern der Empfangs- und Sendevertiefungen gekoppelt sind;
die Fig. 11B und 11C Seitenansichten und Draufsichten der Struktur aus Fig. 11A zur Darstellung der Positionierung der Abschlussplatten;
Fig. 12 allgemein das durch die nebeneinander angeordneten Vertiefungs-/Antennen-Konfigurationen aus den Abbildungen der Fig. 2, 8 bis 11A erzeugte elektrische Feld;
Fig. 13 allgemein eine alternative Vertiefungs-/Antennen- Konfiguration und des darin erzeugten elektrischen Felds;
die Fig. 14A und 14B Vorder- und Seitenansichten der Sende- und Empfangsvertiefungen mit entgegengesetzten Strahlerelementen mit einfacher Geometrie; und
Fig. 14C eine Seitenansicht entgegengesetzter Strahlerelemente mit komplexerer Geometrie.

Genaue Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele

Eine genaue Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der offenbarten Vorrichtung und des Verfahrens wird in Bezug auf die Abbildungen der Figuren vorgesehen, wobei Fig. 1 ein Blockdiagramm des Sensors darstellt.
Wie dies aus der Abbildung aus Fig. 1 ersichtlich ist, weist das Radar eine eineinviertel Zoll Monopolantenne 10 für den Sender und eine eineinviertel Zoll Monopolantenne 11 für den Empfänger auf. Die Sendeantenne wird zum Senden einer Folge allgemein mit der Bezugsziffer 12 bezeichneter elektromagnetischer Impulse verwendet. Die elektromagnetischen Impulse werden als Echos von einem Objekt oder einem Ziel 13 in dem Feld des Sensors zurückgestrahlt. Die allgemein mit der Bezugsziffer 14 bezeichneten Echos werden von der Empfangsantenne 11 empfangen.
Die Sequenz elektromagnetischer Impulse wird als Reaktion auf einen Sendetakt an der Leitung 15 erzeugt. Der Sendetakt wird durch einen Impulsfolgefrequenzgenerator 16 vorgesehen, wobei dies in dem vorliegenden Beispiel nominal mit 2 Megahertz erfolgt. Der Impulsfolgefrequenzgenerator kann bei Bedarf unter Verwendung eines Dithering-Mechanismus 17 gedithert werden " um in dem Sensor eine Rausch-Unempfindlichkeit vorzusehen. Der Sendetakt an Leitung 15 steuert einen Impulsgenerator 18 (z. B. einen Transistor) mit 100 Picosekunden, der über den Kondensator 19 mit der Antenne 10 gekoppelt ist. Bei der Antenne 10 handelt es sich um eine Monopolantenne mit ohmscher Belastung mit einem Sende- Belastungswiderstand 20, der mit einer Erdebene 21 gekoppelt ist.
Wie dies in der Abbildung schematisch dargestellt ist, sind der Impulsgenerator 18 und die Antenne 10 in einer Wellenleitervertiefung 22 angebracht, wodurch eine Abschirmung von anderen Komponenten an dem Sensor vorgesehen und bewirkt wird, dass die elektromagnetischen Impulse 12 in eine Vorwärtsrichtung abgegeben werden, in Verbindung mit eingeschränkter Hinterkeulenerzeugung.
Die Empfangsantenne 11 ist mit einem ersten Hochgeschwindigkeits-Abtastgatter 25 und einem zweiten Hochgeschwindigkeits-Abtastgatter 26 gekoppelt. Die Antenne ist von dem Eingang des Abtastgatters 25 über einen Widerstand 27 mit der Erde verbunden, und der Eingang des Abtastgatters 26 ist von der Erde über den Widerstand 28 verbunden. Ferner ist ein Abstimmwiderstand RTRIM 29 von dem Eingang des Abtastgatters 26 mit der Erde verbunden. Bei der Antenne 11 handelt es sich um eine kapazitiv und ohmsch belastete Monopolantenne mit einem Sende-Belastungskondensator 51 und einer Reihe von Sende-Belastungswiderständen 52, die mit einer Erdebene 23 gekoppelt sind. Die Antenne 11 und zugehörige Komponenten sowie die Abtastgatter 25, 26 sind in einer Wellenleitervertiefung 24 angebracht.
Die Abtastgatter werden unter Verwendung eines Impulsformnetzes 30 eingetaktet, das durch einen Impulsgenerator 31 (z. B. einen Transistor) mit 100 Picosekunden gesteuert wird. Der 100-Picosekunden- Impulsgenerator wird durch einen Empfangstakt an Leitung 32 gesteuert. Der Empfangstakt durchläuft durch einen exponentiellen Anstiegsverzögerungskreis 33 einen Verzögerungsbereich. Die Eingabe in den Anstiegsverzögerungskreis stellt den Sendetakt an Leitung 15 dar. Das Abtasten des Anstiegsverzögerungskreises 33 wird durch einen exponentiellen Kippgenerator 34 gesteuert, der über die Leitung 35 mit dem Anstiegsverzögerungskreis 33 gekoppelt ist. Der Anstieg an Leitung 35 steuert ferner eine Nahechodämpfungseinrichtung 36.
Die Abtastgatter 26 und 25 sind mit dem Differentialverstärker 37 gekoppelt. Die Ausgabe des Differentialverstärkers 37 wird an Leitung 38 als Eingabe in die Nahechodämpfungseinrichtung zugeführt. Die Nahechodämpfungseinrichtung sieht einen Ausgleich des Ausmaßes der bei zunehmendem Echobereich empfangenen Echos vor.
Die Ausgabe der Nahechodämpfungseinrichtung wird dem Verstärker 39 zugeführt, der ein bereichsnormalisiertes Echtzeitsignal an Leitung 40 speist, das die empfangenen Echos darstellt. Das Abtastsignal an Leitung 40 wird einem Signalprozessor 41 zugeführt, um ein Merkmal des Ziels 13 als Reaktion auf das Abtastsignal anzuzeigen.
Der exponentielle Kippgenerator 34 wird durch einen Suchlaufentfernungsgenerator 45 gesteuert, wobei dies in dem vorliegenden Beispiel bei nominal 40 Hertz erfolgt. Der Suchlaufentfernungsgenerator 45 mit 40 Hertz wird dazu verwendet, ein Synchronisierungssignal 46 zu liefern, das von dem Signalprozessor 41 und ansonsten für Steuerungszwecke in dem Netz bzw. Netzwerk verwendet wird.
Der Impulsfolgefrequenzgenerator 16 steuert somit einen Sendeimpulsgenerator 18, der eine 100-Picosekunden-Stufe einer Monopolantenne 10 mit Vertiefungsverstärkung und ohmscher Belastung versorgt. Der Bereichsverzögerungsweg weist einen exponentiellen Spannungsanstiegskreis 34 auf, der einen Echtzeit-Suchlaufentfernungskreis mit einem Abtastbereich von zum Beispiel 0 bis 10 Nanosekunden vorsieht. Ein exponentieller Echtzeit-Anstiegskreis 34 wird als Referenz verwendet, so dass die beiden Exponentialspuren eine zeitlich sehr lineare Bereichsabtastung bilden. Der exponentielle Spannungsanstiegskreis ist außerordentlich einfach, stabil und kostengünstig, so dass Abtastkreise in Nanosekunden- Geschwindigkeit vorgesehen werden. Der Bereich wird in dem Beispiel mit 40 Hertz abgetastet, und der 40 Hertz Synchronisierungsimpuls wird zum Auslösen eines Leuchtschirms oder Digitalisierers vorgesehen, der von dem Signalprozessor 41 verwendet wird. Der Verzögerungskreis steuert einen schnellen Transistor, um einen Steuerimpuls an die Empfangsabtasteinrichtung vorzusehen. Die Empfangsabtasteinrichtung weist einen eisenlosen Differentialeingang mit einer hohen Gleichtakt-Unterdrückung auf. Der Differentialbetrieb wird zur Reduzierung von Erdströmen verwendet, die von dem Sendeimpuls durch die Platteninduktion der Erdebene gekoppelt sind. Der exponentielle Echtzeitanstieg steuert ferner eine Nahechodämpfungseinrichtung 36 (STG-Kreis), welche unabhängig von der Entfernung zu dem Ziel Ausgangsimpulse mit konstanter Amplitude erhält. Der STC-Kreis verwendet FETs (Feldemissionstransistoren) als Dämpfungseinrichtungen, deren Skalierung der durch den Bereichsformgebungskreis in dem STC- Kreis modifizierten Bereichsanstiegsspannung entspricht. Eine separate Signaldämpfungseinrichtung und FETs für eine Bereichsformgebungs-Dämpfungseinrichtung werden dazu gebracht, einer Servoschleife mit hoher Präzision zu folgen.
Die absolute Genauigkeit des Systems wird durch Abweichungen bzw. Drift der Gatterverzögerungen und die zur Implementierung des Radars verwendeten Komponenten begrenzt. Eine Quelle für derartiges Drift ist der Kippgenerator. Ein alternatives System zum Bewirken der Abtastverzögerung könnte auf abgestimmten Quarzoszillatoren basieren. Ein erster für den Impulsfolgefrequenzgenerator verwendeter Quarzoszillator wird auf eine gewünschte Frequenz eingestellt, wie zum Beispiel auf 2 Megahertz. Der zweite abgestimmte Quarzoszillator kann auf eine Impulsfolgefrequenz eingestellt werden, die niedriger ist als die Abtastfrequenz von 40 Hertz (2 Megahertz - 40 Hertz). Der zweite Abtastgatter-Impulsfolgefrequenzgenerator steuert den Impulsgenerator in dem Impulsformgebungsnetz, so dass die Empfangs-Abtastgatter eingetaktet werden. Der 40 Hertz Oszillator zur Synchronisierung des Signalprozessors wird durch die Koinzidenz der ansteigenden Flanke des Sendeimpulsfolgefrequenzgenerators und des Empfangsimpulsgenerators ausgelöst. Auf Grund der möglichen Stabilität von Quarzgeneratoren können die Drifts in den Empfangs- und Sendetaktsignalen präzise geregelt werden.
Das Dithern des Impulsfolgefrequenzgenerators sieht eine Rausch-Unempfindlichkeit zwischen ähnlichen Systemen in dem gleichen Feld vor. Somit kann eine Mehrzahl von Systemen an gewünschten räumlich unterschiedlichen Positionen positioniert werden, um Darstellungsmöglichkeiten und eine künstliche Strahlenbündelung für Anwendungen mit schmaler Strahlenbündelung vorzusehen.
Die Abbildung aus Fig. 2 zeigt eine physische Anordnung der Antennen und Differentialabtasteinrichtungen. Die Sende- und Empfangsantennen sind in benachbarten Vertiefungen eingeschlossen, der T-Vertiefung 60 und der R-Vertiefung 61. Somit ist die Monopolantenne 10 einschließlich Kondensator 19 und Belastungswiderstände 20 in einer Sendevertiefung 60 mit einer Höhe von anderthalb Zoll angebracht. Ferner ist der Sendeimpulserzeugungstransistor 18 in der Vertiefung angebracht. Ein Steuerungs-Führungsloch 64 ist in der Sendevertiefung 60 ausgebildet, durch das die Elektronikbauteile kommunizieren können.
Die Empfangsvertiefung 61 weist ferner ein Strobe-Führungsloch 65 auf, durch das die Elektronikbauteile mit dem Abtasteinrichtungspaar 66 für den Empfänger gekoppelt sind. Die Widerstände 27 und 28 sind in der Empfangsvertiefung angebracht. Ferner ist die Antenne, welche den Belastungswiderstand 52 und den Belastungskondensator 51 an der Monopolantenne 11 aufweist, ist über die Empfangsvertiefung 61 mit einer Höhe von anderthalb Zoll angebracht.
Die Sendevertiefung und die Empfangsvertiefung sind an einem Abschirmkasten 70 angebracht, und die gesamte Schaltkreisanordnung mit Ausnahme der Bestandteile in den Sende- und Empfangsvertiefungen sind unter der Abschirmung angebracht.
Die Wechselstromkopplung der Monopolantennen 10 und 11 mit ohmscher Belastung führen unterschiedliche Funktionen aus. Für die Sendeantenne 10 verhindert der Kondensator 19, dass eine Vorbelastung an dem Impulserzeugungstransistor 18 zur Erde abgezweigt wird. Der Kondensator 51 an der Empfangsantenne verhindert es, dass Niederfrequenz-Reststrom von dem Sendeimpuls über die Abschirmung in die Antenne 11 gekoppelt wird.
Bei den Sende- und Empfangsvertiefungen handelt es sich um Wellenleitervertiefungen aus Metall oder mit Metallbeschichtung mit einer eingeschlossenen Rückseite 71, was die Erzeugung von Hinterkeulen durch die Sendeantenne verhindert und die Richtungscharakteristik des Senders verbessert. Bei dieser Konfiguration breitet sich der übermittelte Impuls mit einem Sichtfeld von ungefähr 150º mit einer Dämpfung im Verhältnis zu der Hauptkeule von weniger als 3 dB aus. Die Hinterkeulenerzeugung ist deutlich geringer.
Wie dies bereits vorstehend erwähnt worden ist, handelt es sich bei den Vertiefungen um Wellenleitervertiefungen, die vorzugsweise unter Berücksichtigung einer Mittenfrequenz des Impulses entwickelt werden, so dass ein Betrieb als verlustfreier Wellenleiter vorgesehen wird. In dem beschriebenen Ausführungsbeispiel handelt es sich bei den ungefähren Abmessungen um eine Höhe von anderthalb Zoll, eine Tiefe von anderthalb Zoll und eine Breite von eindreiviertel Zoll, sowohl für die Empfangsvertiefung 61 als auch für die Sendevertiefung 60. Die Basis in dem veranschaulichten Beispiel weist eine Tiefe von dreieinhalb Zoll, eine Höhe von einem halben Zoll und eine Breite von dreieinhalb Zoll auf.
Hiermit wird festgestellt, dass sich der Gatterimpulsgenerator unter der Abschirmbasis 70 befindet und nicht in der Strobe- Vertiefung, wobei der Sendeimpulserzeugungstransistor in der Sendevertiefung angebracht ist.
Die Platteninduktivität der Radarvertiefungen koppelt den Sendeimpuls mit dem Empfänger, hauptsächlich über die Erdebene. Der Differentialeingang des Verstärkers eliminiert Erdebenenrauschen. Ferner begrenzt die Wechselstromkopplung an der Empfangsantenne das Ausmaß des Niederfrequenzrauschens in den Empfänger. Die durch die Sende- und Empfangsvertiefungen vorgesehene Abschirmung verhindert die direkte Kopplung des Sendeimpulses in den Empfänger.
Das durch die in der Abbildung aus Fig. 2 dargestellte Wellenleitervertiefung implementierte Wellenleiter- Vorlaufsystem kann unter Verwendung eines Horns oder einer dielektrischen Linse verbessert werden, wie dies nachstehend beschrieben ist, so dass eine Verstärkung für das Empfangssignal und eine schmale Strahlbreite vorgesehen werden.
Die Abbildung aus Fig. 3 zeigt einen Graphen, der die unter Verwendung des Radars aus Fig. 2 erzeugten Signale veranschaulicht. Die Darstellung zeigt das Abtastsignal an Leitung 40 aus Fig. 1. Veranschaulicht werden zwei Spuren. Eine erste Spur 100 zeigt das Ergebnis eines Echos bei 30 cm, während die zweite Spur 150 das Ergebnis eines Echos bei 60 cm darstellt. Die Signale weisen einen Startimpuls 101 auf, der dem durch den Sendeimpuls bewirkten Signalstartimpuls entspricht. In der Spur 100 wird ein Impuls 102 von einem Objekt bei etwa 30 cm erzeugt. In der Spur 150 wird ein Impuls 103 von einem Objekt bei etwa 60 cm erzeugt. Wie dies ersichtlich ist, sind in dem Bereich zwischen dem Impuls 101 und dem Impuls 102 oder dem Impuls 101 und dem Impuls 103 sehr wenig Hintergrundrauschen oder Störflecken gegeben. Das erfasste Echo wurde gemessen, so dass das Hintergrundrauschen etwa 30 dB niedriger ist als das starke reflektierte Echo.
Die Störflecken in dem Bereich zwischen dem Sendestartimpuls 101 und dem Signal 103 stammt von verschiedenen Quellen, einschließlich den Nachschwingungen in den Wänden der Wellenleitervertiefungen, die durch den Sendesignalstart bewirkt werden. Unter Verwendung der nachstehend in Bezug auf die Abbildungen der Fig. 8 bis 11 beschriebenen Techniken kann ein geringerer Störabstand erreicht werden. Weitere Verbesserungen können durch Unterdrücken der Störflecken erreicht werden, die durch andere Phänomene als Nachschwingungen der Antennenvertiefungen verursacht werden. Darüber hinaus kann eine digitale Hintergrundsubtraktion verwendet werden, wenn Ressourcen verarbeitet werden, die zur Minimierung der Störungen durch Störflecken verfügbar sind. Ferner zeigen Messungen an, dass das Zittern der reflektierten Echosignale sehr gering ist, d. h. im Bereich von 1 Picosekunde bzw. etwa 0,01 Zoll. Somit ist die Auflösung des konfigurierten Sensors sehr fein.
Die Startimpulse 101 in den Spuren 100 und 150 ganz links sind Rückstände des Sendestartimpulses, der bei weniger als 4 Zoll Entfernung auftritt. Danach sind in den Spuren leichte Welligkeiten sichtbar, die zu dem Echo verlaufen, welche Nachschwingungen und Störflecken darstellen, die etwa 30 dB niedriger sind als die Echos 102 und 103 bei 30 cm und 60 cm. Diese Reste bzw. Rückstände stellen Signale dar, die mehr als tausendmal schwächer sind als der nur wenige Nanosekunden früher auftretende Sendeimpuls.
Die Abbildung aus Fig. 4A veranschaulicht zwei Merkmale, die gemäß der vorliegenden Erfindung in Verbindung mit dem Radar vorgesehen werden können. In der Abbildung aus Fig. 4A ist das Radar durch die Bezugsziffer 200 dargestellt. Das Radar emittiert ein Signal durch eine dielektrische Linse 201, die eine Richtungskeule 202 erzeugt, wodurch die Empfindlichkeit und die Richtungssteuerung des Radar verbessert werden.
Die Abbildung aus Fig. 4A veranschaulicht ferner ein Bezugsobjekt 203 in dem Radarfeld 200. Das Bezugsobjekt kann mit oder ohne dielektrische Linse 201 verwendet werden, wie dies für die jeweilige Anwendung geeignet ist. Der Zweck des Bezugsobjekts ist es, eine präzise Kalibrierung des Abtastsignals vorzusehen. Somit ist in der Abbildung aus Fig. 4B ein Abtastsignal 204 dargestellt. Das Signal weist einen ersten Bump 205 auf, der durch den Sendeimpuls bewirkt wird. Von dem Bezugsobjekt 203 wird ein Echo 206 empfangen, und danach wird ein Echo 207 von dem Objekt 208 in dem Feld 202 des Radars 200 empfangen. Da sich das Bezugsobjekt 203 an einer bekannten Position im Verhältnis zu dem Sender an dem Radar 200 befindet, werden alle Drifts bzw. Abweichungen der Bestandteile des Radars, die in dem Abstand zwischen dem Startimpuls 205 und dem Echo 207 von dem Objekt reflektiert werden können, eliminiert. Dies sieht eine bessere Anzeige des Abstands zwischen dem Objekt 208 und dem Radar 200 vor.
Die Abbildung aus Fig. 5 veranschaulicht eine weitere alternative Radarkonfiguration. Die Abbildung aus Fig. 5 zeigt ferner einen Radar 300 mit einem zur Erzeugung einer Richtungskeule 302 für das Radar verwendeten Antennenhorn 301. Wie dies für den Fachmann erkennbar ist, stellt das Richtungshorn 301 eine weitere Möglichkeit zur Verbesserung der Empfindlichkeit des Radars sowie zur Steuerung dessen Richtungscharakteristik dar.
Die dielektrische Linse aus Fig. 4A und das Richtungshorn aus Fig. 5 stehen stellvertretend für eine Vielzahl von Modifikationen der Antenne und der Vertiefungsstruktur, die zur Steuerung der Merkmale des Felds verwendet werden können, in dem der Sensor betrieben wird. Beim Einsatz einer dielektrischen Linse, um das Strahlungsmuster schmaler zu gestalten und eine Antennenverstärkung zu erreichen, wird vorzugsweise ein Material mit einer niedrigen Dielektrizitätskonstante verwendet, so dass Fabry-Perot- Resonanzen in Verbindung mit den Antennenvertiefungen reduziert werden. Zum Beispiel sieht eine Linse aus Erdöl in einem Kunststoffbehälter eine Verstärkung von bis zu 20 dB vor, ohne dass Nachschwingungen eingeführt werden, wobei die Dielektrizitätskonstante &epsi;r bei Erdöl 2,5 entspricht.
Die Abbildung aus Fig. 6 veranschaulicht eine Signalverarbeitungstechnik, die zur Erfassung der Entfernung eines Objekts von dem Radar verwendet werden kann. Im Besonderen umfasst der Signalprozessor einen Bereichszähler 600, der durch einen 10 Megahertz Takt 601 gesteuert wird. Der 10 Megahertz Takt 601 wird durch das Gatter 602 freigegeben. Das Gatter 602 wird durch den Ausgang des binären Elements 603 eingeschaltet. Bei dem binären Element handelt es sich um ein Flip-Flop, dass durch das 40 Hertz Abtastgenerator- Synchronisiersignal an Leitung 46 an jeder ansteigenden Flanke gesetzt wird. Es wird durch den Ausgang einer Vergleichseinrichtung 604 zurückgesetzt. Die Vergleichseinrichtung 604 vergleicht das Abtastsignal aus Leitung 40 mit einer Schwellenspannung an Leitung 605. Ferner wird einer Rücksetz-Steuereinheit 606 durch das 40 Hertz Signal an Leitung 46 das Zurücksetzen des Bereichszählers 600 angezeigt und ein Rücksetzsignal an Leitung 607 an einen Datenprozessor übermittelt, der die Daten verarbeitet.
Das System arbeitet, indem der Bereichszähler 600 am Anfang jeder Abtastung als Reaktion auf das 40 Hertz Signal an Leitung 46 freigegeben wird. Wenn das Abtastsignal an Leitung 40 den Schwellenwert überschreitet, wie dies durch den Ausgang der Vergleichseinrichtung 604 angezeigt wird, wird das binäre Element 600 zurückgesetzt, wobei der Takt zu dem Zähler 600 deaktiviert wird. Der Wert des Zählers 600 wird danach ausgelesen, wobei der Wert den Zeitraum zwischen dem Beginn einer Bereichsabtastung und dem Empfang eines Echos mit ausreichender Stärke anzeigt.
Die Genauigkeit des Bereichszählers 600 wird durch die Abweichungen der Taktkomponenten und die Geschwindigkeit des Takts 601 bestimmt. Bei einem 10 Megahertz Takt und einer 40 Hertz Bereichsabtastung beträgt die Granularität des Bereichszählers 600 250.000 Werte pro Abtastung. Dies sieht besonders präzise Entfernungsdaten vor, die von einem Signalverarbeitungssystem verwendet werden können, um die Vielzahl der Eigenschaften des Objekts anzuzeigen.
Ferner kann das 40 Hertz Signal an Leitung 46 durch einen ähnlichen Schwellenwertdetektor ersetzt werden, der zur Erfassung des Startimpulses verwendet wird, der in dem Abtastsignal erzeugt wird, wie etwa der Impuls 101 oder ein Bezugsimpuls 206 unter Verwendung im Fach bekannter Schaltungstechniken.
Die Abbildungen aus den Fig. 7A bis 7G sehen ein elektrisches Schaltdiagramm für die in der Antennenstruktur aus Fig. 2 implementierte Radarschaltkreisanordnung vor.
Die Abbildung aus Fig. 7A zeigt den 2 Megahertz Impulsfolgefrequenzgenerator, der sich aus einem mit dem Inverter 702 in Reihe geschalteten Inverter 700 zusammensetzt. Der Ausgang des Inverters 700 ist mit dem Eingang des Inverters 701 verbunden. Ein Widerstand 702 ist von dem Ausgang des Inverters 700 mit dem Eingang verbunden. Ferner ist ein Kondensator 703 von dem Ausgang des Inverters 701 mit dem Eingang des Inverters 700 verbunden.
Der Inverter 704 ist von dem Ausgang des Inverters 700 mit einer Ladepumpe verbunden, einschließlich eines mit dem Knoten 706 gekoppelten Kondensators 705. Die Anode der Diode 707 ist mit dem Knoten 706 verbunden, während die Kathode eine Erdverbindung aufweist. Die Anode der Diode 708 ist mit einem -3 Volt Versorgungsknoten 709 verbunden, während die Kathode mit dem Knoten 706 verbunden ist. Der Kondensator 710 ist von der Erde mit dem -3 Volt Versorgungsknoten 709 verbunden.
Der Impulsfolgefrequenzgenerator speist seinen Ausgang an dem Knoten 715. Der Knoten 715 wird durch den Abstimmwiderstand 716 zu dem Inverter 717 gesteuert. Der Ausgang des Inverters 717 wird einer Impulsformgebungs-Schaltkreisanordnung zugeführt, die in Bezug auf die Abbildung aus Fig. 7C beschrieben wird und letztendlich den Impulsgenerator steuert.
Ferner ist der Knoten 715 über den Widerstand 718 mit dem Knoten 719 verbunden. Der Knoten 719 ist über einen Abstimmkondensator 720 mit der Erde verbunden. Ferner stellt der Knoten 719 den Eingang des Inverters 721 dar, der ein Signal an Leitung 722 vorsieht, das die Empfangstaktsignalgenerator-Schaltkreisanordnung aus Fig. 7D steuert.
Der Knoten 719 empfängt eine exponentielle Rampe bzw. einen exponentiellen Anstieg über den Widerstand 725 von dem Ausgang des Operationsverstärkers 726. Der Ausgang des Operationsverstärkers 726 ist mit dem invertierenden Eingang verbunden, während ihr positiver Eingang mit dem Knoten 727 verbunden ist. Der Knoten 727 ist über einen Mylar-Kondensator 728 mit der Erde verbunden und mit dem Kollektor des bipolaren Transistors 729. Der Kollektor des Transistors 729 ist über den Widerstand 730 mit einer 5-Volt-Stromversorgung verbunden. Der Emitter des Transistors 729 ist mit der Erde verbunden. Die Basis des Transistors 729 ist mit dem Knoten 731 verbunden. Der Knoten 731 ist über den Widerstand 732 mit der Erde verbunden und über den Widerstand 733 und den Kondensator 734 mit dem Knoten 735. Der Knoten 735 stellt den Ausgang eines 40-Hertz-Abtastoszillators dar, implementiert durch den mit dem Inverter 737 in Reihe geschalteten Inverter 736. Der Widerstand 738 ist von dem Ausgang des Inverters 736 mit dessen Eingang verbunden. Ferner ist ein Mylar-Kondensator 739 von dem Ausgang des Inverters 737 mit dem Eingang des Inverters 736 verbunden. Die Stromversorgung an dem Inverter 736 wird durch den Widerstand 740 gespeist, der mit einer 5- Volt-Stromversorgung verbunden ist. Ferner ist ein Kondensator 741 von dem Versorgungseingang des Inverters 736 mit der Erde verbunden.
Ferner wird der Ausgang an dem Knoten 735 des 40-Hertz- Abtastoszillators durch den Widerstand 745 einem Synchronisierausgang 746 zugeführt, der von dem Signalprozessor verwendet wird.
Das Signal an dem Ausgang des Operationsverstärkers 726 stellt eine exponentielle Rampe dar, die durch den Widerstand 725 zu dem Eingang des Inverters 721 gesteuert wird.
Der Schwellenwert des Inverters 721 begründet eine exponentielle Verzögerungscharakteristik, welche die exponentielle Rampe von dem Operationsverstärker 726 ausgleicht, um eine lineare Verzögerungsabtastung für das Signal an Leitung 722 vorzusehen.
Die exponentielle Rampe an dem Ausgang des Operationsverstärkers 726 ist ferner über den Widerstand 750 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 751 verbunden. Der Operationsverstärker 751 weist einen Widerstand 752 auf, der von dessen Ausgang mit dem invertierenden Eingang verbunden ist. Der positive Eingang des Operationsverstärkers 751 ist mit der Erde verbunden. Ferner ist der Eingang des invertierenden Operationsverstärkers 751 über den Widerstand 753 mit einem Abstimmwiderstand 754 verbunden, um die Verstärkung des STC-Kreises abzustimmen. Der Ausgang des Operationsverstärkers 751 ist an Leitung 755 mit dem STC-Kreis aus Fig. 7E verbunden.
Die Stromversorgungsspannungen in diesem System gemäß der Abbildung aus Fig. 7A werden von einer 9-Volt-Batterie an dem Eingang 756 zugeführt. Ein Kondensator 757 ist von dem Knoten 756 mit der Erde verbunden. Ein Regler 758 liefert einen 5- Volt-Ausgang an Leitung 759. Ferner ist ein Kondensator 760 von dem Ausgang an Leitung 759 des Reglers 758 mit der Erde verbunden.
Das Signal von dem Ausgang des Inverters 717 aus Fig. 7A wird an Leitung 800 aus Fig. 7C empfangen. Es wird dem Eingang des Inverters 801 zugeführt. Der Versorgungseingang des Inverters 801 wird durch den Widerstand 802 über eine 5-Volt-Versorgung gespeist. Ein Kondensator 803 ist von dem Versorgungseingang des Inverters 801 mit der Erde verbunden. Der Ausgang des Inverters 801 ist mit dem Eingang des Inverters 804 verbunden. Der Ausgang des Inverters 804 ist an Leitung 805 mit dem Sendeimpulsgenerator aus Fig. 7F verbunden.
Ferner ist das Signal an Leitung 722 in Bezug auf die Abbildung aus Fig. 7A über den Kondensator 806 mit dem Eingang des Inverters 807 verbunden. Ferner ist der Eingang des Inverters 807 über den Widerstand 808 mit der Erde verbunden. Der Stromversorgungseingang des Inverters 807 wird durch den Widerstand 809 gespeist, der mit der 5-Volt- Stromversorgung gekoppelt ist. Der Kondensator 810 ist von dem Versorgungseingang des Inverters 807 mit der Erde verbunden. Der Ausgang des Inverters 807 ist mit dem Eingang des Inverters 811 verbunden. Der Ausgang des Inverters 811 wird an Leitung 812 dem Empfangsimpulserzeugungskreis aus Fig. 7 G zugeführt.
In Bezug auf die Abbildung aus Fig. 7E wird das Signal an Leitung 755 von dem Operationsverstärker 751 durch einen STC- Modellkreis empfangen, der den Widerstand 820 umfasst, der parallel zu der Reihenverbindung zwischen dem Widerstand 821 und der Diode 822 vorgesehen ist. Diese Schaltkreisanordnung sieht ein Model der Empfindlichkeitszeiteigenschaft vor, die durch den STC-Kreis ausgeglichen wird, um mit zunehmender Entfernung eine größere Verstärkung vorzusehen. Der Ausgang des STC-Modells ist mit dem Knoten 823 verbunden. Der Knoten 823 ist mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 824 verbunden. Der invertierende Eingang ist mit dem Knoten 825 verbunden. Der Knoten 825 ist über den Widerstand 826 mit der 5-Volt-Stromversorgung verbunden und über den Kondensator 827 mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 824. Ferner ist ein Widerstand 899 von dem Knoten 825 mit der Erde verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 824 ist ferner mit dem Gate-Anschluss des FET-Transistors 830 verbunden. Der Drain- Anschluss des FET-Transistors 830 ist mit dem Knoten 823 verbunden. Der Source-Anschluss des FET-Transistors 830 ist mit der Erde verbunden. Ebenso ist der Ausgang des Operationsverstärkers 824 mit dem Gate-Anschluss des FETs 831 verbunden. Der Drain-Anschlus des FETs 831 ist mit dem Knoten 832 verbunden. Der Source-Anschluss des FETs 831 ist mit der Erde verbunden. Der FET 831 sieht eine geregelte Abschwächung des Signals an dem Knoten 832 zum STC-Ausgleich vor.
Der Ausgang des Differentialverstärkers in dem Empfänger wird an Leitung 840 von der Schaltkreisanordnung aus Fig. 7 G empfangen. Er wird über den Kondensator 841 dem Knoten 842 zugeführt. Der Knoten 842 ist über den Widerstand 843 mit der Erde verbunden und über den Widerstand 844 mit dem Knoten 832. Der Knoten 832 ist mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 845 verbunden. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 845 ist über den Widerstand 846 in Reihe mit dem Kondensator 847 mit der Erde verbunden. Ferner ist ein Widerstand 848 von dem Ausgang des Operationsverstärkers 845 mit seinem invertierenden Eingang verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 845 wird über einen Widerstand 849 einem Videoausgang 850 zugeführt. Der Kondensator 851 ist ferner mit dem Videoausgang 850 und der Erde verbunden. Der Videoausgang 850 sieht die Echtzeit- Abtastsignale vor, wie dies bereits vorstehend im Text beschrieben worden ist.
Die Abbildungen aus den Fig. 7F und 7G veranschaulichen den Ausgleich der Schaltkreisanordnung in dem Radar. Der Sendetakt an Leitung 805 ist über einen Kondensator 900 mit dem Knoten 901 gekoppelt. Der Knoten 901 ist über den Widerstand 902 mit der Erde verbunden und über den Widerstand 903 mit der Basis des Transistors 904. Der Emitter-Anschluss des Transistors 904 ist mit der Erde verbunden. Der Kollektor-Anschluss des Transistors 904 ist über den Widerstand 905 mit dem Knoten 906 verbunden. Der Knoten 906 ist über einen Kondensator 907 mit der Erde verbunden und über einen Widerstand 908 mit dem Knoten 910. Der Knoten 910 ist über den Kondensator 911 mit der Erde verbunden und über den Widerstand 912 mit der 5-Volt- Stromversorgung. Ferner, ist der Kollektor-Anschluss des Transistors 904 durch den Kondensator 920 mit der Monopolantenne 921 wechselstromgekoppelt, wobei die Antenne durch den Widerstand 922 eine ohmsche Belastung aufweist. Die Monopolantenne mit ohmscher Belastung ist in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel etwa eineinviertel Zoll lang. Die gestrichelten Linien 923 veranschaulichen ferner die Bestandteile, die in der Sendevertiefung angebracht sind.
Das Empfangstaktsignal wird an Leitung 812 empfangen und durch den Kondensator 930 mit dem Knoten 931 gekoppelt. Der Knoten 931 ist über den Widerstand 932 mit der Erde verbunden und über den Widerstand 933 mit der Basis des bipolaren Hochgeschwindigkeits-Transistors 934. Der Emitter-Anschluss des Transistors 934 ist mit der Erde verbunden. Der Kollektor- Anschluss des Transistors 934 ist über den. Widerstand 935 mit dem Knoten 936 verbunden. Der Knoten 936 ist über den Widerstand 937 mit der 5-Volt-Stromversorgung verbunden und über den Kondensator 938 mit der Erde. Der Kollektor-Anschluss des Transistors 934 speist ferner den Steuerimpuls durch den Kondensator 939, zum Abtasten der Abtastgatter in der Empfangsvertiefung. Die Empfangsvertiefung ist allgemein durch die gestrichelte Linie 940 dargestellt.
In der Empfangsvertiefung 940 sind eine Mehrzahl von Komponenten angebracht, darunter die Monopolantenne mit ohmscher Belastung, der Kondensator 945, die Antenne 946 und der Widerstand 947. Die Antenne ist von dem Knoten 948 über den Widerstand 949 mit der Erde verbunden und über einen Kondensator 950 mit der Anode der Abtastdiode 951. Eine Kathode der Diode 951 ist so angeschlossen, dass sie den Empfangsabtastimpuls von Leitung 952 über den Kondensator 939 empfängt. Ferner ist die Leitung 952 über einen Widerstand 953 mit der Erde verbunden. Die Anode der Diode 951 ist über den Widerstand 954 mit dem Knoten 955 verbunden. Der Knoten 955 ist über den Widerstand 956 mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 957 verbunden. Ferner ist der positive Eingang des Operationsverstärkers 957 über den Widerstand 958 mit der Erde verbunden. Die negative Stromversorgung an dem Operationsverstärker 957 ist mit der 3-Volt-Stromversorgung (aus Fig. 7A) und über den Kondensator 960 mit der Erde gekoppelt. Der Ausgang des Operationsverstärkers 957 ist mit dem invertierenden Eingang verbunden und über den Kondensator 961 und den Widerstand 962 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 963. Der invertierende Eingang des Operationsverstärkers 963 ist über den Widerstand 964 mit dessen Ausgang gekoppelt. Die positive Stromversorgung an dem Operationsverstärker 963 ist mit der 5-Volt-Stromversorgung gekoppelt.
Der positive Eingang des Operationsverstärkers 763 wird durch ein zweites Abtastgatter gesteuert, das wie folgt angeschlossen ist. Im Besonderen ist die Kathode einer Abtastdiode 970 zum Empfang des Abtastimpulses mit der Leitung 952 verbunden. Die Anode der Diode 970 ist über den Kondensator 971 mit dem Knoten 972 verbunden. Der Knoten 972 ist über den Widerstand 973 mit der Erde verbunden. Ferner kann zwischen dem Knoten 972 und der Erde ein Abstimmwiderstand 974 vorgesehen werden.
Die Anode der Diode 970 ist über den Widerstand 980 und den Widerstand 982 mit dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 963 verbunden. Der Knoten zwischen dem Widerstand 980 und dem Widerstand 982 ist über den Kondensator 983 mit der Erde verbunden. Ein entsprechender Kondensator 984 ist zwischen dem Knoten 955 und der Erde verbunden. Der Widerstand 985 ist von dem positiven Eingang des Operationsverstärkers 963 mit der Erde verbunden.
In den Abbildungen aus den Fig. 7A bis 7 G können die Inverter 700, 701, 704, 717, 721, 736 und 737 können mit 74HC04 implementiert werden. Die Inverter 801, 804, 807 und 811 können mit 74AC04 implementiert werden. Die Operationsverstärker 726, 751, 824, 845, 963 und 957 können unter Verwendung der Komponente TLC272 implementiert werden. Der Regler 758 ist mit einem Modell 812-50, hergestellt von Seiko, implementiert. Die Transistoren 830 und 831 sind auf einem CD4007 vorgesehen, wobei Stift 14 5 Volt und Stift 7 eine Erdspannung aufweist. Alle Dioden werden mit IN4148s implementiert, sofern in der Abbildung nichts anderes vermerkt ist. Die Transistoren 904 und 934 werden unter Verwendung von NE68533 implementiert. Der Transistor 729 wird unter Verwendung von 2N2222 implementiert. Die in der Abbildung aufgeführten Komponentenwerte sind für eine Implementierung kennzeichnend. Sie können an die Anforderungen für eine bestimmte Anwendung angepasst werden.
Die Schaltkreisanordnung sieht eine Differentialabtaststruktur mit sehr hoher Gleichtaktunterdrückung vor, wie dies bereits vorstehend im Text beschrieben worden ist. Alternative Implementierungen der differentiellen Empfangsschaltkreisanordnung sind in dem U.S. Patent US-A- 5.345.4712 mit dem Titel "ULTRA-WIDE BAND RECEIVER", erteilt am 6. September 1994 und unter der Anmeldenummer 08/044.745 am 12. April 1993 beschrieben. Das Patent ist zum Zweck der Lehre alternativer Empfängertechnologien hierin durch Verweis enthalten.
Die Abbildungen aus den Fig. 8, 9, 10 und 11A bis 11C veranschaulichen Techniken zur Reduzierung von Störflecken durch Abschwächungen von Nachschwingungen in den Sende- und Empfangsvertiefungen. Die Abbildung aus Fig. 8 veranschaulicht den Einsatz der doppelwandigen Struktur zwischen den Vertiefungen. Somit sind eine Sendevertiefung 1000 und eine Empfangsvertiefung 1001 an einer Elektronikvertiefung 1002 angebracht. Eine Leiterplatte 1003 puffert die Elektronikvertiefung 1002 von der Sendevertiefung und der Empfangsvertiefung 1001. In der Sendevertiefung ist eine Blattantenne 1004 mit einem Sendeimpuls-Steuertransistor 1005 gekoppelt und mit einer Reihenverbindung des Widerstands Rt (etwa 220 Ohm) und des Kondensators Ct (etwa 2 Picofarad). Diese Konfiguration sieht eine Monopolantenne mit ohmscher Belastung zum Senden des Sendeimpulses in das Feld vor. Die Sendevertiefung 1000 ist in einer Wellenleiterkonfiguration mit einer Höhe von etwa 1,5 Zoll und einer Breite von etwa 1,5 Zoll konfiguriert. Die Sendevertiefung weist eine Rückwand 1006, eine Seitenwand 1007, eine obere Wand 1008 und eine untere Wand 1009 auf. Eine Innenwand 1010 schließt die Vertiefung ein. Die Wände der Sendevertiefung werden in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel unter Verwendung von Messing hergestellt.
Die Empfangsvertiefung weist in ähnlicher Weise eine Blattantenne 1015 auf, die in einer Monopolkonfiguration mit ohmscher Kopplung unter Verwendung eines Widerstands Rt (etwa 220 Ohm) und eines Kondensators Ct (etwa 2 Picofarad) in Reihe angebracht ist, um eine Verbindung mit der Empfangsvertiefung 1001 vorzusehen. Die Abtastelektronikbauteile 1016 sind an einer Zufuhrstelle und in der Elektronikvertiefung 1002 angeordnet. Die Empfangsvertiefung, die in diesem Beispiel ebenfalls aus Messing hergestellt wird, weist eine obere Wand 1017, eine Seitenwand 1018, eine untere Wand 1019 und eine Rückwand 1020 auf. Eine Innenwand 1021 schließt die Vertiefung ein. Die Abmessungen der Empfangsvertiefung entsprechen im wesentlichen den Abmessungen der Sendevertiefung. Wie dies in der Abbildung aus Fig. 8 dargestellt ist, bildet die Kombination aus der Empfangsvertiefung 1001 und der Sendevertiefung 1000 eine doppelwandige Struktur, indem die Innenwände 1010 und 1021 der entsprechenden Vertiefungen mit Abständen zueinander angeordnet sind. Der Bereich 1022 zwischen den Wänden 1010 und 1021 kann mit Luft oder einem anderen dielektrischen Material gefüllt werden, wie zum Beispiel mit einer Leiterplatte oder dergleichen. Dies verhindert, dass der durch den Sendeimpuls verursachte Signalbang direkt aus der Sendevertiefung in die Empfangsvertiefungswände gekoppelt wird, wodurch Nachschwingungen und Signalstörungen deutlich reduziert werden. Die oberen und unteren Wände der Sende- und Empfangsvertiefungen können metallisch aneinandergrenzend vorgesehen sein.
Die Abbildung aus Fig. 9 veranschaulicht eine weitere Technik zum Reduzieren von Nachschwingungen auf der Basis eines leitfähigen Dämpfungsglieds in den Sende- und Empfangsvertiefungen. Die Sende- und Empfangsvertiefungen sind in der Abbildung aus Fig. 9 wie in der Abbildung aus Fig. 8 konfiguriert. Die Elemente dieser Vertiefungen werden an dieser Stelle nicht erneut beschrieben. Das in der Abbildung aus Fig. 9 dargestellte zusätzliche Merkmal umfasst die leitfähigen Dämpfungsglieder 1030, 1031, 1032 und 1033. Diese Dämpfungsglieder weisen jeweils ein leitfähiges Element auf, das an zwei Stellen mit dem Perimeter der Öffnung der Vertiefungen verbunden ist. Somit ist das leitfähige Dämpfungsglied 1031 mit der Ecke 1035 der Sendevertiefung und mit einer Seite des Perimeters der Öffnung in der Sendevertiefung im wesentlichen nahe der Mitte verbunden, wie etwa an dem Punkt 1036. Die leitfähigen Dämpfungsglieder weisen einen Widerstand Rd auf, der in diesem Beispiel einen Wert von etwa 100 Ohm aufweist. Die ohmschen Dämpfungsglieder werden vorzugsweise entlang den Seitenwänden der Vertiefung platziert und bündig mit der Öffnung oder sie erstrecken sich geringfügig in das Feld. Diese Schmalband-Dämpfungsglieder beseitigen lange andauerndes hohes Nachschwingen, das eine Folge des Sendestartsignals ist. Die dreieckige Form ist nicht kritisch, sie wird jedoch auf der Basis von empirischpraktischen Verfahren bevorzugt (die Leiter können zum Beispiel eine rechteckige Form aufweisen). Die Ausrichtungsebene, in der diese Dreiecksabschnitte liegen, ist ebenfalls nicht kritisch. Die Gesamtlänge des Leiters ist in der Abbildung ungefähr maßstabsgerecht dargestellt. Es hat den Anschein, als ob eine Schmalband-Impedanztransformation entlang der Länge des Leiters die Unterdrückung der Nachschwingungen unterstützt, so dass die Leiterlänge ungefähr der Darstellung entsprechen muss. Die Länge der Leiter und der Widerstand können empirisch auf der Basis einer bestimmten Implementierung und Konstruktion der verwendeten Sende- und Empfangsvertiefungen erreicht werden.
Die Abbildung aus Fig. 10 veranschaulicht eine weitere Technik zur Reduzierung von Störflecken in dem empfangenen Signal. Die Sende- und Empfangsvertiefungen sind im wesentlichen wie in der Abbildung aus Fig. 8 konfiguriert und werden an dieser Stelle nicht erneut beschrieben. Das in der Abbildung aus Fig. 10 dargestellte Merkmal sind Schmalband- Strahlungsdämpfungsglieder 1040 und 1041. Diese Elemente umfassen die Dämpfungswiderstände Rn von etwa 100 Ohm und Strahlungsleiter, die sich von der Mitte der Öffnung der Sendevertiefung und der Empfangsvertiefung an den Innenwänden 1010 und 1019 ungefähr um einen Zoll auswärts erstrecken. Die Länge und Widerstände können wiederum auf der Basis der jeweiligen Konstruktion der Sende- und Empfangsvertiefungen empirisch bestimmt werden.
Die Abbildung aus Fig. 11A veranschaulicht eine weitere Alternative zur Reduzierung von Störflecken. Gemäß der in der Abbildung aus Fig. 11A dargestellten Alternative sind die dreieckigen Abschlussplatten mit dem Perimeter der Öffnung der Sende- und Empfangsvertiefungen 1000 und 1001 gekoppelt. Die Sende- und Empfangsvertiefungen sind auch in diesem Fall wie in der Abbildung aus Fig. 8 konfiguriert und werden an dieser Stelle nicht erneut beschrieben. Die dreieckigen Platten weisen eine Platte 1050 auf, die mit dem Perimeter der Öffnung der Sendevertiefung 1000 entlang der oberen Wand der Vertiefung gekoppelt ist. Das dreieckige Element 1052 ist mit dem Perimeter der Öffnung der Sendevertiefung 1000 entlang der unteren Wand gekoppelt, wobei das dreieckige Element 1053 mit dem Perimeter der Öffnung der Empfangsvertiefung 1001 entlang der unteren Wand gekoppelt ist. Das dreieckige Element 1054 ist mit dem Perimeter der Öffnung der Sendevertiefung entlang der äußeren Wand gekoppelt. Das dreieckige Element 1055 ist mit dem Perimeter der Empfangsvertiefung 1001 entlang der äußeren Wand gekoppelt. Die Ebene, in der die dreieckigen Elemente 1054 und 1055 liegen, ist im wesentlichen parallel zu der Ebene der Öffnungen 1057 und 1058. Die Abschlusselemente 1050, 1051, 1052 und 1053 sind leicht in Richtung des gemessenen Felds geneigt, wie etwa in einem Winkel von 45º. Dies sieht eine gewisse Antennenverstärkung vor, dämpft Restnachschwingungen und sieht eine gewisse Nebenlastunterdrückung vor. Die Abmessungen der Platten entsprechen auch hier im wesentlichen der Darstellung aus der Abbildung, wobei dreieckige Elemente verwendet werden, bei denen es sich um gleichseitige Dreiecke handelt, die eine Spitze von etwa einem Zoll von der Ebene der Öffnungen in den Sende- und Empfangsvertiefungen entfernt aufweisen.
Die Abbildung aus Fig. 11 zeigt wie die dreieckigen Elemente 1050, 1051, 1052 und 1053 in das zu messende Feld in Winkeln von etwa 45º geneigt sind. Das dreieckige Element 1055 liegt jedoch im wesentlichen in der Ebene der Öffnung. Die Abbildung aus Fig. 11C veranschaulicht die Konfiguration der dreieckigen Elemente 1055 und 1054. Die Sendevertiefung 1000 und die Empfangsvertiefung 1001 sind somit in der Draufsicht dargestellt. Aus der Abbildung ist die Neigung der dreieckigen Elemente 1050 und 1051 in das gemessene Feld ersichtlich. Die dreieckigen Elemente 1055 und 1054 erstrecken sich im wesentlichen in rechten Winkeln von den Seitenwänden der Sende- und Empfangsvertiefungen. Es kann allerdings auch wünschenswert sein, die dreieckigen Elemente 1050, 1051, 1052 und 1053 abzuflachen, so dass der Mechanismus ruhig entlang einer Oberfläche gezogen werden kann, die an den dreieckigen Abschlussplatten hängt.
Die Mikroradar-Ausführungsbeispiele des Entfernungsmessers aus den Abbildungen der Fig. 2 und 8 bis 11A weisen alle eine nebeneinander angeordnete Strahlerkonfiguration auf, wie dies in der Abbildung aus Fig. 12 allgemein dargestellt ist. Jeder der Ultrabreitband-Radarentfernungsmesser weist eine Sendevertiefung 1100 und eine Empfangsvertiefung 1102 auf, die nebeneinander mit den vertikalen inneren Strahlerelementen 1104, 1106 angeordnet sind, die mit Zwischenabständen und parallel angeordnet sind. (Die Strahlerelemente weisen sowohl ein Sendestrahlerelement 1104 und ein Empfangsstrahlerelement 1106 auf). Die Strahlerelemente 1104, 1106 können Drähte oder Metallstreifen mit einer Breite von ungefähr 0,25 Zoll für ein 2 GHz Mittenfrequenzsystem aufweisen, und sie enden an ihren entfernten Enden in Widerständen, kennzeichnenderweise RT1 = RT2 = 200 Ω.
Das Hauptproblem bei dieser Anordnung nebeneinander ist es, dass die E-Felder 1108 von jeder Vertiefung an benachbarten Seiten einer Metalltrennwand 1110 enden. Die Trennwand 1110 weist eine Länge von λ/4 oder λ/8 von einem der Enden zu der Mitte auf. Somit ist die Trennwand 1110 von den geerdeten Endbereichen um λ/8 isoliert, wodurch eine Impedanz von ungleich Null an den E-Feldern 1108 erscheint. Als Folge dessen erfolgt die Kopplung zwischen den Vertiefungen 1100, 1102, die zu einem wesentlichen "Startimpuls" führt, der Reflexionen von nahen Objekten überdeckt, wie z. B. von 0 bis 6 Zoll. In den Ausführungsbeispielen aus den Abbildungen der Fig. 8 bis 11A umfasst die Trennwand 1110 zwei dicht aneinander angeordnete Metallplatten an Stelle der einen dargestellten Platte, so dass eine Reduzierung dieser Kopplung unterstützt wird.
Eine sekundäre Einschränkung dieser nebeneinander vorgesehenen Konfiguration ist die Schwierigkeit der Montage der Metallvertiefungen 1100, 1102 um die Leiterplatte 1112, die die Vertiefungen 1100, 1102 von der abgeschirmten Elektronikvertiefung 1114 trennt.
Die Abbildung aus Fig. 13 zeigt eine alternative Antennenkonfiguration, wobei die E-Felder nicht an benachbarten Seiten einer Trennwand enden. Vielmehr liegen sie weit auseinander. Außerdem weisen die entfernten Enden der Strahler mit den Abschlusswiderständen RT1, RT2 einen maximalen Abstand für die beste T-R-Isolation auf. Der Ultrabreitband- Radarentfernungsmesser umfasst eine Sendevertiefung 1120 und eine Empfangsvertiefung 1122, die durch einen Luftzwischenraum 1121 getrennt sind. Die Strahlerelemente 1124, 1126 erstrecken sich in entgegengesetzte Richtungen von dem nahen Luftzwischenraum 1121. Die Strahlerelemente stellen Drähte oder Metallstreifen dar, die allgemein koplanar sind, sich jedoch in entgegengesetzte Richtungen erstrecken. Die E-Felder 1128, die sich von den Strahlern 1124, 1126 erstrecken, enden somit nicht an einer gemeinsamen Ebene zwischen den Vertiefungen 1120, 1122. Versuche belegen, dass diese Konfiguration fast zehnmal besser ist als die nebeneinander angeordnete Konfiguration in Bezug auf die Startimpulskopplung. Ferner müssen sich die Hörner (d. h. die Vertiefungen 1120, 1122) nicht in metallischem Kontakt befinden, d. h. sie können durch einen Luftzwischenraum 1121 getrennt sein und auf die Leiterplatte eingeschnappt werden, wobei Finger zum Halten verwendet werden.
Die Abbildungen aus den Fig. 14A und 14B sehen eine Vorder- und eine Seitenansicht der Sende- und Empfangsvertiefungen 1130, 1132 vor, um die Platzierung der Hörner 1130, 1132 und deren inneren Strahler 1134, 1136 besser zu veranschaulichen. Wie bei den Ausführungsbeispielen mit einer Konfiguration nebeneinander kann es sich bei dem Strahler um einen Draht oder um einen Metallstreifen mit einer durch Versuche festgestellten Breite, welche die Strahlungseffizienz und Bandbreite optimiert. Die Hörner 1130, 1132 sind durch einen Luftzwischenraum 1131 getrennt und sind an einer Leiterplatte 1138 angebracht, welche die Hörner 1130, 1132 von der Elektronikvertiefung (Abschirmung) 1140 trennt, welche die verschiedenen Elektronikbauteile 1143 des Entfernungsmessers aufweist, die an der Rückseite der Leiterplatte 1138 angebracht sind.
Der Sendestrahle4r (z. B. ein Draht) 1134 erstreckt sich von dem Senderausgang T an der Leiterplatte 1138 zu einer distalen Wand des Horns 1130 durch den Abschlusswiderstand RT1. In ähnlicher Weise erstreckt sich der Empfangsstrahler (z. B. ein Draht) 1136 von dem Empfängereingang R zu einer distalen Wand des Horns 1132 durch den Abschlusswiderstand RT2. Der Senderausgang T und der Empfangseingang R sind in den Hörnern 1130, 1132 nahe dem Luftzwischenraum 1131 angeordnet, der die Hörner 1130, 1132. Somit erstrecken sich die Strahler 1134, 1136 von der Grenzfläche zwischen den beiden Vertiefungen 1130, 1132. Die Vertiefung 1130 übermittelt einen Impuls in Richtung des Objekts, und die Vertiefung 1132 empfängt ein von dem Objekt zurückgestrahltes Echo.
Die Abbildung aus Fig. 14C zeigt eine komplexere Strahlerkonfiguration, einen Spitzenstrahler, wobei die Steuerung/Aufnahme mit dem oberen bzw. dem hochohmigen Ende einer Monopolantenne verbunden ist, die eine Länge von ungefähr λ/4 auf der Mittenfrequenz des Radars aufweist. Die Sendevertiefung/Horn 1150 weist einen Sendestrahler 1152 auf, der aus zwei Abschnitten 1154, 1156 gebildet wird, die durch eine Biegung oder eine Haarnadelkurve 1158 verbunden sind. Die Empfangsvertiefung/Horn 1160 weist in ähnlicher Weise einen Empfangsstrahler 1162 auf, der aus zwei Abschnitten 1164, 1155 gebildet wird, die durch eine Biegung oder Haarnadelkurve 1168 verbunden sind. Die Hörner 1150, 1160 sind an einer Leiterplatte 1170 angebracht, die eine Abschirmung oder Vertiefung 1172 aufweist, die an der Rückseite angebracht ist.
Die Strahler 1152, 1162 erstrecken sich somit von dem Ausgang T, dem Eingang R über die Vertiefung und zurück und enden an den distalen Wänden RT1, RT2. Bei dieser Verbindung sehen sowohl die Sendeantenne als auch die Empfangsantenne eine Verstärkung von etwa 6 dB im Vergleich zu der Abbildung aus Fig. 14B vor, die den Ausführungsbeispielen aus Fig. 12 entspricht. Es wird davon ausgegangen, dass die Strahlungen aus den Abschnitten 1154, 1156 additiv sind, wenn der Abstand zwischen den Mitten der Abschnitte 1154, 1156 entlang der Haarnadelkurve 1158 des Drahtes einen Abstand von mehr als λ/4 aufweist.
Als abschließende Verbesserung verbleibt der Empfangsstrahler 1162 an der Leiterplatte 1170 an dem Empfängereingang R ohne Abschluss. Dies führt zu einer Verdoppelung der empfangenen Spannung und somit zu einer Verbesserung der Empfindlichkeit. Die Abschlusswiderstände RT1, RT2 an den äußeren Enden reduzieren oder eliminieren Nachschwingungen. Insgesamt sieht die vorliegende Konfiguration eine um etwa 18 dE höhere Empfindlichkeit vor als die Konfiguration aus der Abbildung aus Fig. 12.
Die allgemein in der Abbildung aus Fig. 13 dargestellte entgegengesetzte Strahleranordnung, die in den Abbildungen aus den Fig. 14A bis 14C näher dargestellt ist, reduziert somit die Startimpulskopplung zwischen den Vertiefungen wesentlich im Vergleich zu der nebeneinander vorgesehenen Konfiguration, die allgemein in der Abbildung aus Fig. 12 und in den Abbildungen der Fig. 2 und 8 bis 11A näher dargestellt ist. Zusätzlich sind die leitfähigen Dämpfungsglieder, die in den Abbildungen aus den Fig. 2 und 8 bis 11A für die nebeneinander vorgesehene Anordnung dargestellt sind, in der entgegengesetzten Strahleranordnung allgemein nicht erforderlich.
Bei der alternativen Antennenkonfiguration der entgegengesetzten Anordnung wird die Startimpulskopplung von der Sendeantenne zu der Empfangsantenne reduziert, so dass das Radar im Nullbereich funktionsfähig ist, wodurch die Erfassung von Objekten in Oberflächennähe möglich ist, wie etwa des menschlichen Herzens oder eines Verstärkungsträgers in Beton. Die Einsatzgebiete umfassen die Herzüberwachung, Wanddickenmessungen, Brückenbelagsdarstellungen und Radar- Höhenmesser. Die ebenfalls durch die entgegengesetzte Antennenkonfiguration vorgesehenen niedrigeren Kosten und die vereinfachte Montage ermöglichen Anwendungen mit hohem Volumen, wie etwa kontaktlose Messungen von Füllständen in Gastanks.
Vorgesehen wird somit ein besonders präziser, kostengünstiger, einfach implementierbarer Breitband-Radarsensor mit einem Suchlaufentfernungsgatter, der ein Abtastsignal mit Amplitude versus Zeit vorsieht, wodurch das Radar sich als Entfernungsmessgerät eignet. Das erfindungsgemäße Entfernungsmessgerät ersetzt Ultraschall-Entfernungssensoren, die in der Industrie eingesetzt werden und unter temperatur- und luftfeuchtigkeitsabhängigen Schwankungen der Schallgeschwindigkeit leiden sowie unter Reflexionen von Schaum in Behältern, die zu falschen Messwerten führen und dergleichen, sowie unter industriellen Umgebungen, die Ultraschallstörungen hervorrufen sowie darunter, dass per Ultraschall keine Wände durchdrungen werden können, oder dass Überzüge aus Schmutz oder Wasser den Messwandler blockieren. Alle diese Unzulänglichkeiten werden durch die vorliegende Erfindung durch einen kostengünstigen, vielseitigen und höchst präzisen Sensor überwunden.
Neben den Fluidstandmesssystemen, die gemäß dem Stand der Technik hauptsächlich mit Ultraschall implementiert werden, weist die vorliegende Erfindung andere unmittelbare Einsatzmöglichkeiten im Kraftfahrzeugbereich als Radar für Einparkhilfen und Tempomaten auf. Ein weiteres Einsatzgebiet für die vorliegende Erfindung ist das Auffinden versteckter Objekte, wie etwa das Auffinden sowie die präzise Entfernungsfeststellung für Wandpfosten und Rohre, Verstärkungsträger in Beton, Waffen in Aktentaschen oder Matratzen sowie erdverlegte Drähte und Rohre. Die Entfernungsmessanwendungen weisen auch zahlreiche Einsatzmöglichkeiten auf dem Gebiet der Robotertechnik auf.
Das beschriebene Ausführungsbeispiel basiert auf einem Sender, der eine Sequenz von einzelnen Hochfrequenz-Impulssignalen eines Senders emittiert, wobei jedoch auch ein ähnliches System implementiert werden kann, das eine Impulssequenz von Hochfrequenzenergie mit verschiedenen Längenzyklen verwendet. Das Ausführungsbeispiel der Impulsübermittlung kann durch die Vorschriften der US-Fernmelde-Verwaltung Federal Communications Commission, Teil 15, bezüglich der zulässigen Übermittlungsverfahren für Breitbandimpulse eingeschränkt sein.
Die vorliegende Erfindung lässt sich auch zu Lehrzwecken anwenden. Im Besonderen kann unter Verwendung dieses einfachen Radars mit einem Echtzeit-Ausgangssignal der Elektromagnetismus im Zeitbereich studiert werden. Dabei kann ein Student in Echtzeit die Eigenschaften des Radarfelds auf zu untersuchende Art und Weise beobachten und die Ergebnisse der Echoimpulse in dem Abtastsignal beobachten.
Vorgesehen ist gemäß der vorliegenden Erfindung somit ein kostengünstiges Radar mit hoher Präzision mit einem Suchlaufentfernungsgatter mit hoher Auflösung für Nahbereichsanwendungen. Die Einsatzmöglichkeiten umfassen die Parkhilfe für Kraftfahrzeuge, die Bordsteinentfernungsmessung, die Messung in aktiven Aufhängungssystemen, die Erfassung belegter Positionen sowie andere Anwendungen, bei denen eine genaue Entfernung zu Objekten bestimmt werden muss. Der Entfernungsmesser eignet sich ferner ausgezeichnet als Fluid- und Festkörperstandssensor für Öllagertanks, industrielle Mischgefäße und Kornsilos. Die Amplitudenabtastanzeige zeigt ferner die Gegenwart oder das Fehlen von Objekten hinter Barrieren an, wie etwa Pfosten hinter Wänden und Verstärkungsträger in Beton. Die Vorrichtung kann ferner in medizinischen Anwendungen zum Erfassen der Bewegung von Organen eingesetzt werden, wie etwa des Herzens innerhalb eines Abtastbereichs.

Claims

1. Radar zum Erfassen von Objektmerkmalen in einem Feld, wobei das Radar folgendes umfasst:

einen Sender, mit einer abgeschirmten Sendevertiefung (22) und einer Sendeantenne (10) innerhalb der abgeschirmten Sendevertiefung, der als Reaktion auf ein Sende-Taktsignal eine Sequenz elektromagnetischer Signale von der Sendeantenne in das Feld sendet;

einen Empfänger, mit einer abgeschirmten Empfangsvertiefung (24) und einer Empfangsantenne (11) innerhalb der abgeschirmten Empfangsvertiefung, der Echos von Objekten in dem Feld der Folge der elektromagnetischen Signale mit gesteuerter Taktung abtastet, und zwar als Reaktion auf ein Empfangs-Taktsignal, und der ein Abtastsignal als Reaktion auf die Abtastungen erzeugt;

einen Zeitkreis (16), der das Sende-Taktsignal dem Sender zuführt und der das Empfangs-Taktsignal dem Empfänger zuführt, wobei das Empfangs-Taktsignal bewirkt, dass der Empfänger die Echos abtastet, so dass die Zeit zwischen der Übertragung von Signalen in der Sequenz und das Abtasten durch den Empfänger über einen Bereich von Verzögerungen abtastet; und

eine mit den Empfangs- und Sendevertiefungen verbundene Einrichtung (1010, 1012) zur Reduzierung von Störflecken in dem Abtastsignal.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Empfangs- und Sendevertiefungen nebeneinander angebracht sind, und wobei die Vorrichtung ferner eine doppelwandige Struktur zwischen den Empfangs- und Sendeantennen umfasst, wobei die doppelwandige Struktur eine erste Wand (1010) und eine zweite Wand (1021) umfasst, die zu der ersten Wand mit einem Abstand angeordnet ist, wobei die erste Wand eine Wand der Sendevertiefung vorsieht, und wobei die zweite Wand eine Wand der Empfangsvertiefung vorsieht.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Sende- und Empfangsvertiefungen in einer im wesentlichen koplanaren Anordnung angeordnet sind und sich in entgegengesetzte Richtungen erstrecken.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Sende-Taktsignal bewirkt, dass der Sender die Folge der elektromagnetischen Impulse mit einer Impulsfolgefrequenz überträgt, und wobei das Empfangs-Taktsignal über den Bereich der Verzögerungen in einem Abtastzyklus abtastet, so dass Echos mit der Impulsfolgefrequenz abgetastet werden und mit unterschiedlichen Verzögerungen in dem Verzögerungsbereich, so dass das Abtastsignal die empfangenen Echos in äquivalenter Zeit darstellt.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Empfänger ein erstes mit der Empfangsantenne verbundenes Abtastgatter (25), ein zweites mit der Empfangsantenne verbundenes Abtastgatter (26) sowie einen Differentialverstärker (37) aufweist, der einen ersten Eingang aufweist, der mit dem ersten Abtastgatter verbunden ist, und mit einem zweiten Eingang, der mit dem zweiten Abtastgatter verbunden ist.

6. Radar nach Anspruch 1, wobei der Zeitkreis einen spannungsgeregelten Verzögerungskreis mit einem Steuereingang aufweist, und wobei ein Spannungs-Kippgenerator mit dem Steuereingang des spannungsgeregelten Verzögerungskreises verbunden ist, um das Empfangs-Taktsignal abzutasten.

7. Radar nach Anspruch 6, wobei der Spannungs-Kippgenerator einen analogen exponentiellen Kippgenerator umfasst, und wobei der spannungsgeregelte Verzögerungskreis eine Verzögerung erzeugt, die eine Exponentialfunktion der Spannung an dem Steuereingang darstellt.

8. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Sendeantenne eine Monopolantenne (10) mit ohmscher Belastung umfasst, und wobei die Empfangsantenne eine Monopolantenne (11) mit ohmscher Antenne umfasst.

9. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Vorrichtung ferner eine Einrichtung umfasst, die mit dem Empfänger gekoppelt ist, um Störflecken in dem Abtastsignal zu verringern.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Einrichtung zur Verringerung von Störflecken zumindest eine der folgenden Einrichtungen umfasst: eine Einrichtung zum Entkoppeln der Sendevertiefung von der Empfangsvertiefung; eine Einrichtung zum Dämpfen gedämpfter Schwingungen in der Empfangsvertiefung; Strahlungsleiter, die sich von der Empfangsvertiefung erstrecken; eine Endplatte, die mit der Empfangsvertiefung gekoppelt ist; und ein leitfähiges Dämpfungselement, das in der Empfangsvertiefung angebracht ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Sendeantenne eine Monopol-Blattantenne mit ohmscher Belastung umfasst, und wobei die Empfangsantenne eine Monopol-Blattantenne mit ohmscher Belastung umfasst.

12. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Sende- und Empfangsantennen an den zu den ersten und zweiten Wänden distal angeordneten Wänden ohmsche Abschlüsse an den Vertiefungswänden aufweisen.

13. Verfahren zum Erfassen von Merkmalen von Objekten (13) in einem Feld, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:

Senden einer Folge elektromagnetischer Signale von einer Sendevertiefung (22) mit gesteuerter Taktung in das Feld, wobei die elektromagnetischen Signale in der Sequenz eine Dauer von 10 Nanosekunden oder weniger aufweisen, und wobei ein Sendeintervall zwischen den elektromagnetischen Signalen der Folge eine Länge aufweist, die 100 Nanosekunden übersteigt;

Abasten an der Empfangsvertiefung (24) angrenzend an die Sendevertiefung mit gesteuerter Taktung einer Folge von Echos der Folge elektromagnetischer Signale, die von Objekten in dem Feld reflektiert werden, wobei jedes Echo der Folge innerhalb eines zeitlichen Abtastintervalls von weniger als 100 Nanosekunden von dem Zeitpunkt der Übertragung eines entsprechenden elektromagnetischen Signals der Folge abgetastet wird;

Verarbeiten der abgetasteten Folge von Echos, um ein Merkmal eines Objekts in dem Feld anzuzeigen; und

Positionieren der Sende- und Empfangsantennen in den Sende- und Empfangsvertiefungen, so dass die elektrischer Felder im wesentlichen parallel zu der Grenzfläche zwischen den Vertiefungen verlaufen, und mit einer Einrichtung, die mit den Empfangs- und Sendeantennen verbunden ist, um Störflecken in dem Abtastsignal zu verringern.

14. Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Abtastintervall über einen Bereich von Längen abgetastet wird.

15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Schritt des Verarbeitens das Abtasten und Halten von Abtastwerten der Echos in der Folge aufweist, um ein Abtastsignal zu erzeugen, das die Folge der abgetasteten Echos in äquivalenter Zeit darstellt.

16. Verfahren nach Anspruch 13, wobei die Sendeantenne eine Monopolantenne mit ohmscher Belastung umfasst, und wobei die Empfangsantenne eine Monopolantenne mit ohmscher Belastung umfasst.

17. Verfahren nach Anspruch 13, wobei das Verfahren ferner das Verringern von Störflecken in dem Abtastsignal umfasst.