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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren für eine automatische Frequenzregelung
und eine Vorrichtung dafür,
und insbesondere eine Technologie zur automatischen Frequenzregelung,
die zum Erfassen von Schrittpulsen (syncs) aus einem Signal verwendet
wird, das durch eine m-wertige Phasenumtastung (MPSK) (M-ary phase-shift-keying)
moduliert und übertragen
wird.
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Beschreibung
des Stands der Technik
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Im
Bereich der Kommunikationstechnologie erfasst eine Empfangsvorrichtung,
die ein Verfahren zur Schrittpuls-Erfassung anwendet, einen Schrittpuls
aus einem empfangenen Signal und führt anschließend eine
Demodulation des Signals durch. Es ist möglich, den Schrittpuls aus
dem empfangenen Signal perfekt zu erfassen und das empfangene Signal
perfekt in ein ursprüngliches
Signal zu demodulieren, wenn sowohl die Frequenz als auch die Phase
eines lokalen Trägersignals
die gleichen sind wie diejenigen eines modulierten Trägersignals.
Daher sollten sowohl die Frequenz als auch die Phase eines lokalen
Trägersignals
jeweils mit denen eines modulierten Trägersignals synchronisiert sein.
Eine herkömmliche
Technologie zum Erfassen des Schrittpulses aus dem empfangenen Signal
wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die 1, 2A und 2B beschrieben.
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1 zeigt
eine Vorrichtung für
eine automatische Frequenzregelung für eine allgemeine Vierphasen-Umtast-(quadrature
phase-shift-keying)(QPSK)Demodulation. In 1 wird ein
empfangenes Signal in die Multiplikatoren 11 und 12 eingegeben.
Jeder der Multiplikatoren 11 und 12 multipliziert
das empfangene Signal mit einem Ausgang eines spannungsgesteuerten
Oszillators 19. Die Multiplikatoren 11 und 12 erzeugen Signale,
deren Phasen um 90° von
einander abweichen. Der Ausgang von Multiplikator 11 oder 12 wird
durch einen Tiefpassfilter 13 oder 14 niederfrequent
umgeformt (low-frequency-converted) in ein Basisband-Signal. Wenn
das empfangene Signal kein gaussi sches Rauschen aufweist, kann Ersteres
durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden: S(t) = Acos(ω0t + φ(t)).
Hier ist S(t) eine Funktion eines empfangenen Signals zum Zeitpunkt
t, A ist eine Amplitude, wo ist eine Frequenz und φ(t) ist
eine Funktion einer Phase zum Zeitpunkt t. In diesem Fall erzeugt
der Tiefpassfilter 13 ein gleichphasiges (I) Kanalsignal,
das als eine Gleichung: I(t) = Acos(Δωt + φ(t)) dargestellt wird. Andererseits
erzeugt der Tiefpassfilter 14 ein vierphasiges (Q) Kanalsignal, das
als eine Gleichung: Q(t) = Asin(Δωt + φ(t)) dargestellt
wird. Hier ist A eine Amplitude, Δω ist eine
Frequenzdifferenz und φ(t)
ist eine Funktion einer Phase zum Zeitpunkt t. Die Signale I(t)
und Q(t) werden nach dem Durchlaufen der Tiefpassfilter 13 und 14 jeweils
durch Analog-Digital-Umsetzer 15 und 16 digital
umgeformt. Die Ausgangssignale Ik und Qk der Analog-Digital-Umsetzer 15 und 16 werden
zur Signal-Demodulation übertragen
und gleichzeitig einem Frequenzdetektor 17 zugeführt. Die
Ausgangssignale Ik und Qk der
Analog-Digital-Umsetzer 15 und 16 weisen eine
Phase φ(t)
auf, die jeweils bei jeder Symbolperiode Tb geändert wird.
In dem Fall des QPSK-Verfahrens weist die Phase φ(t) beispielsweise einen Wert
von 45°,
135°, –45° und –135° auf, der
bei jeder Symbolperiode von Tb geändert wird
entsprechend Bitstrom-Informationen eines Sendevorrichtungs-Endes. Der Frequenzdetektor 17 empfängt zwei
Kanalsignale Ik und Qk und
erzeugt anschließend ein
Frequenzoffset-Signal V(k). Das Frequenzoffset-Signal V(k) wird
erzeugt, wenn eine lokale Schwingungsfrequenz nicht mit der Frequenz
des empfangenen Signals in einer tatsächlichen Vorrichtung übereinstimmt. Das
Frequenzoffset-Signal (V(k) durchläuft einen Schleifenfilter 18 (loop
filter) und wird anschließend
einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 19 zugeführt, wobei
der spannungsgesteuerte Oszillator 19 Signale erzeugt,
die jeweils unterschiedliche lokale Schwingungsfrequenzen aufweisen
entsprechend dem eingegebenen Frequenzoffset-Signal (V(k). Die lokalen
Schwingungssignale werden den Multiplikatoren 11 und 12 zugeführt und
zum Erzeugen eines I-Kanalsignals und eines Q-Kanalsignals verwendet,
die eine Phasendifferenz von 90° voneinander
aufweisen. Durch Wiederholen eines solchen Prozesses werden sowohl
die Frequenz als auch die Phase des internen Schwingungssignals
mit denjenigen des empfangenen Signals synchronisiert.
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Die
Technologien zum Erfassen der Frequenxoffset-Informationen werden
in den folgenden Referenzunterlagen beschrieben:
- [1]
AFC Tracking Algorithms (IEEE trans, on communications, Band COM-32,
Nr. 8, August 1984, S. 935–947);
und
- [2] A New QPSK Demodulator for Digital DBS Receivers (IEEEE
1922, S. 192–193).
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2A zeigt
eine Schaltung, die ein Kreuzprodukt anwendet, das in der oben genannten
Referenz [1] als Frequenzdetektor 17 von 1 beschrieben
wurde. Wenn die abgetasteten und digital umgeformten I-Kanal- und
Q-Kanalsignale Ik und Qk in
die Schaltung von 2 eingegeben werden,
wird das I-Kanalsignal Ik einem Verzögerer 21 und
einem Multiplikator 24 zugeführt, wogegen das Q-Kanalsignal
Qk einem Verzögerer 22 und einem
Multiplikator 23 zugeführt
wird. Der Multiplikator 23 multipliziert das verzögerte I-Kanalsignal
Ik–1 mit
dem Q-Kanalsignal Qk, während der Multiplikator 24 das
verzögerte
Q-Kanalsignal Qk–1, mit dem I-Kanalsignal
Ik multipliziert. Der Subtrahierer 25 subtrahiert
das Ausgangssignal Ik·Qk–1 des
Multiplikators 24 vom Ausgangssignal Qk·Ik–1 des
Multiplikators 23. Der Subtrahierer 25 erzeugt
ein Frequenzoffset-Signal V(k), das über die Abtastperiode (sampling
period) Ts und Symbolperiode Tb ermittelt
wird. Wenn die Abtastperiode Ts gleich der
Symbolperiode Tb ist, erzeugt der Subtrahierer 25 ein
Frequenzoffset-Signal V(k) gemäß der folgenden Gleichung
(1). V(k) = A2sin(ΔωTs + θk) (1)
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Hier
gilt Δω = ω1 – ω0, φ(t)
= φk, kTs ≤ t ≤ (k – 1)Ts, θk = φk – φk–1.
Wenn Ts < Tb (= nTs) ist, das
heißt, wenn
das Eingangssignal überabgetastet
ist, wird das vom Subtrahierer 25 erzeugte Frequenzoffset-Signal V(k)
mit der folgenden Gleichung (2) ausgedrückt.
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2B zeigt
einen Frequenzdetektor, der einen in Referenz [2] beschriebenen
Arcustangens verwendet. Der Arcustangens-Abschnitt 27 nimmt
zwei Kanalsignale Ik und Qk auf
und führt
eine Arcustangens-Operation durch, wobei das Q-Kanalsignal Qk als ein Zähler und das I-Kanalsignal
Ik als ein Nenner verwendet wird. Ein Differenzierer 28 erzeugt
ein Frequenzoffset-Signal V(k), das mit den folgenden Gleichungen
(3) und (4) ausgedrückt
wird, aus dem Ausgangssignal der Arcustangens-Abschnitts 27. V(k) = ΔωTs + θk (3)
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Die
vorstehende Gleichung (3) stellt ein Ausgangssignal des Differenzierers 28 dar,
wenn Ts = Tb ist. Die
vorstehende Gleichung (4) stellt ein Ausgangssignal des Differenzierers 28 dar,
wenn Ts < Tb (= nTs) ist, das
heißt,
wenn das Signal überabgetastet
ist. Zum Erfassen einer exakten Frequenz ist es nicht wünschenswert,
Größen von θk und θl aufzunehmen, deren Werte gemäß den gesendeten
Informationen geändert
werden. Wie jedoch aus den vorstehenden Gleichungen (1) und (3)
ersichtlich ist, enthält
das Frequenzoffset-Signal V(k), wenn die Abtastfrequenz gleich einer
Zeichengeschwindigkeit ist, einen Übertragungsphasenwert θk.
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Es
wird daher unmöglich,
eine exakte Frequenz zu erfassen, die proportional nur zu den Frequenzoffset-Informationen ΔωT ist. Wenn
die überabgetastete
Abtastung einen Symbolübergang
(symbol transition) aufweist, ist ein Übertragungsphasenwert θk in dem Frequenzoffset-Signal V(k) vorhanden,
der sich störend auf
die exakte Frequenzerfassung auswirkt. Obwohl die Leistung der Frequenzerfassung
gemäß einem
Grad von entsprechender Überabtastung
gesteigert werden kann, werden dadurch erhöhte Kosten für die Hardware zur Überabtastung
verursacht, wenn die Zeichengeschwindigkeit höher als 20 MHz ist, wie in
einem Direkt-Rundstrahlsatelliten (DBS). Ein derartiges Problem
tritt auch in einer Differenzierervorrichtung für eine automatische Frequenzregelung
und einer diskreten Fourier-Transformationsvorrichtung für eine automatische Frequenzregelung
auf.
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Die
europäische
Patentanmeldung 0491403 A2 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung
zum Schätzen
der Trägerfrequenz
eines digitalen Signals. Das Verfahren umfasst zwei Schätzwerte
der Trägerphase,
die in aufeinander folgenden Momenten abgenommen werden, und die
geschätzte
Trägerfrequenz
wird aus einem Vergleich der zwei Schätzwerte erhalten.
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Kurzdarstellung der Erfindung
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Es
ist ein Ziel von Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren für die automatische Frequenzregelung
zum Erfassen von Frequenzoffset-Informationen bereitzustellen, und
insbesondere die Anzahl von Referenzphasen zu reduzieren, die für die Phasenerfassung
eines gesendeten Signals verwendet werden, indem eine Phasendifferenz
zwischen abgetasteten Signalen, die aus einem durch Phasenumtastung modulierten
Signal erfasst werden, in eine andere Phasendifferenz geändert und
eine Phase des gesendeten Signals unter Verwendung der geänderten
Phasendifferenz ermittelt wird.
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Es
ist ein weiteres Ziel von Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung für eine automatische Frequenzregelung
zum Erfassen von Frequenzoffset-Informationen
bereitzustellen, und insbesondere die Anzahl von Referenzphasen
zu reduzieren, die für
die Phasenerfassung eines gesendeten Signals verwendet werden, indem
eine Phase des gesendeten Signals mit einer geänderten Phasendifferenz ermittelt
wird, die durch Ändern
einer Phasendifferenz zwischen durch Phasenumtastung modulierten
Signalen erhalten wird.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung wird ein Verfahren für
eine automatische Frequenzregelung zum Empfangen eines durch eine
m-wertige Phasenumtastung modulierten Signals bereitgestellt, das
ein Frequenzoffset-Signal erfasst und eine Schwingungsfrequenz auf
der Basis des erfassten Frequenzoffset-Signals regelt, wobei das
Verfahren für
eine automatische Frequenzregelung die folgenden Schritte umfasst:
Abtasten
des empfangenen Signals mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz und
Erzeugen eines abgetasteten komplexen Signals;
Erfassen eines
Phasendifferenzwerts zwischen dem aktuell abgetasteten komplexen
Signal und dem gespeicherten vorherigen abgetasteten komplexen Signal
zum Erzeugen eines ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals, dessen
Phasenwert der erfasste Phasendifferenzwert ist;
Ändern des
erfassten Phasendifferenzwerts des ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals
um einen Phasenänderungsfaktor
zum Erzeugen eines zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignals, dessen Phasenwert der
geänderte
Phasendifferenzwert ist;
Ermitteln von Übertragungsphasen-Informationen,
die der geänderte
Phasendifterenzwert aufweist, durch Verwenden des geänderten
Phasendifferenzwerts des zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignals
und von Referenzphasenwerten, die zur Informationsübertragung
in der m-wertigen Phasenumtastungs-Modulation verwendet werden;
und
Erzeugen des Frequenzoffset-Signals durch Verwenden der
ermittelten Übertragungsphasen-Informationen und
des geänderten
Phasendifterenzwerts.
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In
zweckdienlicher Weise stimmt die Abtastfrequenz mit einer Zeichengeschwindigkeit
des empfangenen Signals überein.
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In
zweckdienlicher Weise erzeugt der Erzeugungsschritt für das erste
Phasendifferenz-Erfassungssignal
das erste Phasendifferenz-Erfassungssignal U
k,
das den Phasendifferenzwert (θ
k + ΔωT) als die
Phase aufweist, indem das aktuell abgetastete komplexe Signal R
k und das vorher abgetastete komplexe Signal
R
k–1 gemäß der folgenden
Gleichung berechnet werden:
wobei θ
k die Übertragungsphasen-Informationen
sind, und ΔωT das Frequenzoffset-Signal ist.
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In
zweckdienlicher Weise erzeugt der Erzeugungsschritt für das erste
Phasendifferenz-Erfassungssignal
das erste Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk,
das den Phasendifferenzwert (θk + ΔωT) als die
Phase aufweist, indem das aktuell abgetastete komplexe Signal Rk und das vorher abgetastete komplexe Signal
Rk–1 gemäß der folgenden
Gleichung berechnet werden: Uk =
Rk·R*k–1 wobei
R*k–1 eine
konjugiert komplexe Zahl von Rk–1 ist.
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In
zweckdienlicher Weise erzeugt der Erzeugungsschritt für das zweite
Phasendifferenz-Erfassungssignal
das zweite Phasendifferenz-Erfassungssignal, das den geänderten
Phasendifferenzwert aufweist, der durch Multiplizieren des Phasendifferenzwerts
mit dem Phasenänderungsfaktor
(M/N) erhalten wird, der ein Verhältnis des Werts N des durch
Phasenumtastung modulierten Signals und eines Koeffizienten N ist,
der ein Verhältnis
einer Gleichung M = 1N aufweist, wobei 1 eine positive Ganzzahl
ist.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst der Schritt zur Ermittlung der Übertragungsphasen-Informationen die
folgenden untergeordneten Schritte:
Ermitteln der Referenzphasenwerte,
die der geänderte
Phasendifterenzwert bei den Referenzphasenwerten annehmen kann,
die zur Übertragung
der Informationen in der m-wertigen
Phasenumtastungs-Modulation verwendet werden; und
Vergleichen
des geänderten
Phasendifferenzwerts mit den ermittelten Referenzphasenwerten zum
Bestimmen des ermittelten Referenzphasenwerts, der von den ermittelten
Referenzphasenwerten dem geänderten Phasendifferenzwert
als die geänderten Übertragungsphasen-Informationen
am nächsten
liegt.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst der geänderte Phasendifferenzwert
das Frequenzoffset-Signal ([M/N]ΔωT) und die
geänderten Übertragungsphasen-Informationen
([M/N]θk), die in dem Bereich: –π/N < [M/N]ΔωT < π/N
vorhanden sind, wobei N ein Verhältnis
der Gleichung: M = ln erfüllt,
wobei l eine positive Ganzzahl ist.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst der Schritt zum Erzeugen des Frequenzoffset-Signals
die folgenden untergeordneten Schritte:
Erzeugen des komplexen
Signals, das die ermittelten Übertragungsphasen-Informationen
aufweist;
Multiplizieren der konjugiert komplexen Zahl des
komplexen Signals mit dem zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignal;
und
Ermitteln des imaginären
Komponentensignals des Signals, das durch die Multiplikation als
das Frequenzoffset-Signal erhalten wird.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst das Verfahren des Weiteren den untergeordneten
Schritt des erneuten Ermittelns eines Werts, der durch Multiplizieren
eines Arcussinus-Werts
der als das Frequenzoffset-Signal ermittelten imaginären Komponente
mit dem Phasenänderungsfaktor
als ein Frequenzoffset-Signal erhalten wird.
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Gemäß einem
zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung
für eine
automatische Frequenzregelung zum Empfangen eines durch eine m-wertige
Phasenumtastung modulierten Signals bereitgestellt, die ein Frequenzoffset-Signal
erfasst und eine Schwingungsfrequenz auf der Basis des erfassten
Frequenzoffset-Signals
regelt, wobei die Vorrichtung für
eine automatische Frequenzregelung Folgendes umfasst:
Mittel
zum Abtasten des empfangenen Signals mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz
und Erzeugen eines aktuell abgetasteten komplexen Signals;
Mittel
zum Erfassen einer Phasendifferenz zum Empfangen des aktuell abgetasteten
Signals und Erfassen eines Phasendifferenzwerts zwischen dem aktuell
abgetasteten komplexen Signal und dem gespeicherten vorherigen abgetasteten
komplexen Signal, um ein erstes Phasendifferenz-Erfassungssignal
zu erzeugen, dessen Phasenwert der erfasste Phasendifterenzwert
ist;
Mittel zum Ändern
der Phasendifferenz zum Empfangen des ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals
und Ändern
des erfassten Phasendifterenzwerts des ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals
um einen Phasenänderungsfaktor,
um ein zweites Phasendifferenz-Erfassungssignal zu erzeugen, dessen
Phasenwert der geänderte
Phasendifferenzwert ist; und
Mittel zum Ermitteln von Übertragungsphasen-Informationen,
die der geänderte
Phasendifterenzwert aufweist, indem der geänderte Phasendifterenzwert
des zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignals und die Referenzphasenwerte
verwendet werden, die zur Informationsübertragung in der m-wertigen
Phasenumtastungs-Modulation verwen det werden und zum Erzeugen des
Frequenzoffset-Signals, indem die ermittelten Übertragungsphasen-Informationen
und der geänderte
Phasendifferenzwert verwendet werden.
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In
zweckdienlicher Weise tastet das Mittel zum Abtasten das empfangene
Signal mit einer Abtastfrequenz ab, die mit einer Zeichengeschwindigkeit
des empfangenen Signals übereinstimmt.
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In
zweckdienlicher Weise normiert das Mittel zum Erfassen der Phasendifferenz
das aktuell abgetastete komplexe Signal und das vorher abgetastete
komplexe Signal und erzeugt das erste Phasendifferenz-Erfassungssignal,
das den von der Normierung erfassten Phasendifferenzwert aufweist.
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In
zweckdienlicher Weise wendet das Mittel zum Erfassen der Phasendifferenz
das aktuell abgetastete komplexe Signal und das vorher abgetastete
komplexe Signal konjugiert komplex an und erzeugt das erste Phasendifferenz-Erfassungssignal,
das den von der konjugiert komplexen Anwendung erfassten Phasendifferenzwert
aufweist.
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In
zweckdienlicher Weise erzeugt das Mittel zum Ändern der Phasendifferenz das
zweite Phasendifferenz-Erfassungssignal, das den geänderten
Phasendifferenzwert aufweist, der durch Multiplizieren des erfassten
Phasendifferenzwerts, den das erste Phasendifferenz-Erfassungssignal
aufweist, mit dem Phasenänderungsfaktor
(M/N) erhalten wird, in dem der Wert M des durch Phasenumtastung
modulierten Signals ein Zähler
ist, und ein Koeffzient N, der ein Verhältnis einer Gleichung M = lN
aufweist, wobei l eine positive Ganzzahl ist, ein Nenner ist.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst das Mittel zum Erzeugen des Frequenzoffset-Signals
einen ersten Frequenzoffset-Signalgenerator zum Ermitteln des Referenzphasenwerts,
in dem eine Differenz zwischen den Referenzphasenwerten und dem
geänderten
Phasendifferenzwert, der für
die Informationsübertragung
in der m-wertigen Phasenumtastungs-Modulation verwendet wird, in
dem folgenden Bereich vorhanden ist:
–π/N < [M/N]ΔωT < π/N,
in dem der Wert N des durch m-wertige Phasenumtastung modulierten
Signals ein Zähler
ist, und ein Koeffizient N, der eine Gleichung: M = lN er füllt, wobei
l eine positive Ganzzahl ist, ein Nenner ist und das komplexe Signal
erzeugt, das die ermittelten geänderten Übertragungsphasen-Informationen enthält und zum
Multiplizieren der konjugiert komplexen Zahl des komplexen Signals
mit dem zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignal verwendet wird,
wodurch das imaginäre
Komponentensignal des Signals erzeugt wird, das durch die Multiplikation
als das Frequenzoffset-Signal
erhalten wird.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst die Vorrichtung des Weiteren einen
zweiten Frequenzoffset-Signalgenerator zum Erzeugen eines neuen
Frequenzoffset-Signals durch Multiplizieren des Arcussinus-Werts
des Frequenzoffset-Signals, das von dem ersten Frequenzoffset-Signalgenerator
erzeugt wird, mit dem Phasenänderungsfaktor.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst die Vorrichtung des Weiteren Mittel
zum Ändern
der Phasendifferenz zum Empfangen des ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals
und Ändern
des erfassten Phasendifferenzwerts des ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals
um einen Änderungsfaktor
M/2 in Bezug auf den Wert M des durch die m-wertige Phasenumtastung
modulierten Signals.
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Mittel
zum Empfangen des zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignals und
Ermitteln von Übertragungsphasen-Informationen ø, die
der geänderte
Phasendifferenzwert aufweist, indem der geänderte Phasendifferenzwert
des zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignals und Referenzphasenwerte
verwendet werden, die zur Informationsübertragung in der m-wertigen
Phasenumtastungs-Modulation verwendet werden und zum Multiplizieren
des zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignals mit dem komplexen
Signal e–jψ,
das die Übertragungsphasen-Informationen
aufweist, um das Frequenzoffset-Signal zu erzeugen auf der Basis
eines Vorzeichens des Ck von der imaginären Komponente
des Signals, das durch Multiplikation erhalten wird.
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In
zweckdienlicher Weise ermittelt das Mittel zum Erzeugen des Frequenzoffset-Signals
ein imaginäres
Komponentensignal Sk als das Frequenzoffset-Signal,
wenn ein reales Komponentensignal Ck größer als Null
ist, während
als das Frequenzoffset-Signal ein imaginäres Komponentensignal –Sk ermittelt wird, wenn ein reales Komponentensignal
Ck kleiner als Null ist.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst die Vorrichtung des Weiteren Mittel
zum Erzeugen eines neuen Frequenzoffset-Signals durch Löschen des
Phasenänderungsfaktors
M/2 und einer Sinusfunktions-Komponente, die in dem imaginären Komponentensignal
Sk enthalten sind.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst die Vorrichtung des Weiteren Mittel
zum Ändern
der Phasendifferenz zum Empfangen des ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals
und Ändern
des erfassten Phasendifferenzwerts des ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals,
indem ein Phasenänderungsfaktor
M/4 in Bezug auf den Wert M des durch die m-wertige Phasenumtastung modulierten
Signals verwendet wird, um ein zweites Phasendifferenz-Erfassungssignal
(Uk M/4 = Ck + jSk), dessen
Phasenwert der geänderte
Phasendifferenzwert ([M/4]((θk + ΔωT)) ist,
zu erzeugen; und
Mittel zum Empfangen des zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignals
und Erzeugen des Frequenzoffset-Signals, indem die realen und imaginären Komponenten
des zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignals verwendet werden.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst das Mittel zum Erzeugen des Frequenzoffset-Signals:
einen
ersten Vorzeichengenerator zum Erzeugen eines ersten Vorzeichensignals,
das ein Wert einer Vorzeichenfunktion ist, die durch Subtrahieren
einer imaginären
Komponente des zweiten Phasendifferenz-Erfassungssignals von einer
realen Komponente davon erhalten wird;
einen zweiten Vorzeichengenerator
zum Erzeugen eines zweiten Vorzeichensignals, das ein Wert einer
Vorzeichenfunktion ist, die durch Addieren der realen und imaginären Komponenten
erhalten wird;
einen Subtrahierer zum Subtrahieren des zweiten
Vorzeichensignals von dem ersten Vorzeichensignal;
einen ersten
Addierer zum Addieren der ersten und zweiten Vorzeichensignale;
einen
dritten Vorzeichengenerator zum Ausgeben eines Werts einer Vorzeichenfunktion
des vom Subtrahierer angelegten Signals;
einen vierten Vorzeichengenerator
zum Ausgeben eines Werts einer Vorzeichenfunktion des von dem ersten Addierer
angelegten Signals;
einen ersten Multiplikator zum Multiplizieren
eines ersten Komponentensignals mit dem Ausgangssignal von dem dritten
Vorzeichengenerator;
einen zweiten Multiplikator zum Multiplizieren
eines zweiten Komponentensignals mit dem Ausgangssignal von dem
vierten Vorzeichengenerator; und
einen zweiten Addierer zum
Addieren der Ausgangssignale der ersten und zweiten Multiplikatoren
und Erzeugen eines Frequenzoffset-Signals.
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In
zweckdienlicher Weise umfasst die Vorrichtung des Weiteren Mittel
zum Erzeugen eines neuen Frequenzoffset-Signals durch Multiplizieren
eines Arcussinus-Werts des Frequenzoffset-Signals, das von den Mitteln
zum Erzeugen eines Frequenzoffset-Signals erzeugt wird, mit dem
Phasenänderungsfaktor.
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Die
Vorrichtung für
eine automatische Frequenzregelung gemäß der vorliegenden Erfindung
verwendet ein Signal, das mit einer Abtastfrequenz abgetastet wird,
die mit einer Zeichengeschwindigkeit des empfangenen Signals übereinstimmt.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung werden nur beispielhaft unter Bezugnahme
auf die folgenden Zeichnungen beschrieben:
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1 ist
ein Blockschaltbild einer Vorrichtung für eine automatische Frequenzregelung
für eine
generelle Vierphasen-Umtast-(QPSK)Demodulation.
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2A und 2B sind
schematische Darstellungen von herkömmlichen Frequenzdetektoren.
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3 ist
ein Blockschaltbild eines Frequenzdetektors gemäß einer bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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4 ist
eine grafische Darstellung zum Erläutern der Ermittlung von Übertragungsphasen-Informationen
des in 3 gezeigten Frequenzdetektors.
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5 ist
eine grafische Darstellung von diskriminierenden Kurven zur Veranschaulichung
der Frequenzoffset-Informationen von 3.
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6 ist
ein Blockschaltbild eines Frequenzdetektors gemäß einer weiteren bevorzugten
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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7 ist
eine grafische Darstellung zum Erläutern der Ermittlung von Übertragungsphasen-Informationen
des in 6 gezeigten Frequenzdetektors.
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8 ist
eine grafische Darstellung von diskriminierenden Kurven zur Veranschaulichung
der Frequenzoffset-Informationen von 6.
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Detaillierte
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden detaillierter unter Bezugnahme
auf die begleitenden Zeichnungen der 3 bis 8 beschrieben.
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3 zeigt
einen Frequenzdetektor gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Die Vorrichtung von 3 umfasst
einen Abtastabschnitt 30, eine Phasendifferenz-Erfassungsvorrichtung 32,
einen Phasenänderungsabschnitt 34 und
Frequenzoffset-Signalgeneratoren 36 und 38. Das
durch m-wertige Phasenumtastung modulierte Signal weist Übertragungsphasen-Informationen θk auf, die gemäß den übertragenen Informationen geändert werden.
Die Übertragungsphasen-Informationen θk werden zu einer von einer Vielzahl von
Referenzphasen ψl für
die Übertragung
der durch Phasenumtastung modulierten Informationen. Wenn das MPSK-modulierte
Signal empfangen wird, demoduliert eine (nicht gezeigte) Empfangsvorrichtung
das empfange ne Signal. Der Abtastabschnitt 30 tastet das
Eingangssignal mit einer Abtastfrequenz ab, die gleicher einer Zeichengeschwindigkeit
ist, und gibt das abgetastete Ergebnis aus. Das aktuell abgetastete
Signal Rk enthält Rausch- und Frequenzoffset-Informationen ΔωT und kann
durch die folgende Gleichung (5) ausgedrückt werden, wenn die Größe rk' aufgrund
des Rauschens verändert
ist. Rk =
Ik + jQk = rk'·ej(ψ k + ΔωT k) (5)
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Wenn
das aktuell abgetastete komplexe Signal Rk an
die Phasendifferenz-Erfassungsvorrichtung 32 angelegt wird,
normiert die Phasendifferenz-Erfassungsvorrichtung 32 das
abgetastete komplexe Signal Rk gemäß der folgenden
Gleichung (6), um ein erstes Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk zu erzeugen. Das heißt, das aktuell abgetastete
komplexe Signal Rk wird unter Verwendung
des gespeicherten, vorher abgetasteten komplexen Signals Rk–1 normiert,
um das erste Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk zu
erzeugen.
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Hier
ist Ck ein reales Komponentensignal, Sk ist ein imaginäres Komponentensignal.
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Wie
aus Gleichung (6) ersichtlich ist, ist das erste Phasendifferenz-Erfassungssignal
Uk ein Signal, in dem eine Größe des aufgrund
des Rauschens verzerrten Signals kompensiert wird. Die vorliegende
Erfindung ist nicht auf eine Durchführung der Normierung durch
die Phasendifferenz-Erfassungsvorrichtung 32 beschränkt. Es
ist daher für
die Phasendifferenz-Erfassungsvorrichtung 32 möglich, ein
weiteres erstes Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk aus
Signalen (Rk, Rk–1)
zu erzeugen, wozu das Verhältnis
der Gleichung Uk' = RkR*k–1 für die konjugiert
komplexe Anwendung verwendet wird. Des Weiteren können die
später
beschriebenen Komponenten 34, 36 und 39 so
konstruiert werden, dass sie auch im Fall eines neuen ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals
Uk' einwandfrei
arbeiten. Wenn der Phasendifterenzwert des ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals
Uk < Uk' ist,
erfüllt
der Phasendifferenzwert θk + ΔωT, der durch
die Normierung oder die konjugiert komplexe Anwendung berechnet
wird, immer die folgenden Gleichungen (7) und (8), < Uk = θk + ΔωT (7)oder ΔωT =< Uk – θk (8)
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Wenn
daher die Übertragungsphasen-Informationen θk, die gemäß den übertragenen Informationen verändert werden,
bekannt sind, besteht die Möglichkeit,
die Frequenzoffset-Informationen ΔωT exakt
zu berechnen.
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Im
Allgemeinen sind die Übertragungsphasen-Informationen θk kein Folgewert (sequential value) und werden
mit einer Referenzphase des MPSK so quantisiert, dass sie übertragen
werden können.
Daher können die
quantisierten Übertragungsphasen-Informationen θk einen Referenzwert ψ aufweisen, wie aus der folgenden
Gleichung (9) ersichtlich ist. θk ∊ {Ψi|Ψi = O,±(2/M)π, ±(4/M)π, ±(6/M)π, ......, ±((M – 2)/M)π,π;|in dem
Fall der MPSK} (9)
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Wenn
daher bei dem ersten Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk die
Frequenzoffset-Informationen ΔωT innerhalb
eines zulässigen
Bereichs in einer Vorrichtung zur Frequenzregelung liegen, können die Übertragungsphasen-Informationen θk exakt erfasst werden. Da jedoch ein Wert
von M in der vorstehenden Gleichung (9) größer ist, wird eine (nicht gezeigte)
Begrenzungsvorrichtung (slicer), die eine herkömmliche Schaltung zum Schätzen von Übertragungsphasen-Informationen θk ist, kompliziert. Zum Lösen eines solchen Problems
nimmt der Phasenänderungsabschnitt 34 eine Änderung
des ersten Phasendifferenz-Erfassungssignals Uk auf θk + ΔωT vor, wozu
die folgende Gleichung (10) verwendet wird.
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Hier
ist M ein Vielfaches von N, das heißt, M = lN, wobei l eine positive
Ganzzahl ist. Der Phasenänderungsabschnitt 34 empfängt das
erste Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk und ändert den
Phasendifferenzwert, wie er in Gleichung (7) ausgedrückt ist,
in [M/N(θk + ΔωT) und erzeugt
ein zweites Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk M/N. Wenn daher (M/N](θk + ΔωT) innerhalb
eines Bereichs vorhanden ist, der als die folgende Gleichung (11)
ausgedrückt
wird, kann ein Wert ψi der geänderten Übertragungsphasen-Informationen
[M/N]θk aus der vorstehenden Gleichung (9) geschätzt werden.
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Der
erste Frequenzoffset-Signalgenerator 36 empfängt das
zweite Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk M/N vom Phasenänderungsabschnitt 34,
schätzt
einen Wert der geänderten Übertragungsphasen-Informationen
[M/N]θk und erzeugt ein erstes Frequenzoffset-Signal
sin([M/N]θk) auf der Basis der geschätzten Übertragungsphasen-Informationen ψi. Das erste Frequenzoffset-Signal sin([M/N]θk) wird durch die folgende Gleichung (12)
berechnet.
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Daher
kann ein Fachmann aus dem Bereich der vorliegenden Erfindung Frequenzoffset-Signalgeneratoren
von einer Reihe von Typen erhalten, welche die Gleichung (12) ausdrücken, die
ein zweites Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk M/N und geschätzte Übertragungsphasen-Informationen ψi innerhalb des Umfangs der vorliegenden
Erfindung verwenden.
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Zu
Erläuterung
eines spezifischeren Beispiels wird im Folgenden unter Bezugnahme
auf 4 ein Arbeitsablauf eines ersten Frequenzoffset-Signalgenerators 36 beschrieben,
wenn N = 2 und M ≥ N
ist. Eine Referenzphase ψ,
welche die geänderten Übertragungsphasen-Informationen
[M/2]θk annehmen kann, wenn N = 2 ist, ist eine
der Größen von ψ0 = 0 und ψ1 = π aus der
vorstehenden Gleichung (9). Eine solche Referenzphase ψ1 ist in 4 dargestellt.
Wenn daher Frequenzoffset-Informationen ([M/2]ΔωT) innerhalb eines Bereichs
vorhanden sind, der als die folgende Gleichung (13) ausgedrückt wird,
verwendet der erste Frequenzoffset-Signalgenerator 36 den
eingegebenen geänderten
Phasendifferenzwert > Uk M/2 und kann die
geänderten Übertragungsphasen-Informationen
([M/2]θk) schätzen.
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Der
Phasenänderungsabschnitt 34,
der zweckdienlich ausgelegt ist, wenn N = 2 ist, gibt ein Phasendifferenz-Erfassungssignal
Uk M/2 als ein Muster
aus einem realen Komponentensignal Ck,2 und
einem imaginären
Komponentensignal Sk,2 und ein imaginäres Komponentensignal
Sk,2 aus, um ein Frequenzoffset-Signal sin([M/2]ΔωT) zu erzeugen.
Zu Beginn bewertet der erste Frequenzoffset-Signalgenerator 36 ein
Vorzeichen des eingegebenen realen Komponentensignals Ck,2,
um die geänderten Übertragungsphasen-Informationen ([M/2]θk) zu ermitteln. Wenn das reale Komponentensignal
Ck,2 einen positiven Wert aufweist, besitzt
eine Referenzphase ψ0 der Übertragungsphasen-Informationen
([M/2]θk) einen Wert von Null, wogegen, wenn das
reale Komponentensignal Ck,2 einen negativen
Wert aufweist, eine Referenzphase ψi der Übertragungsphasen-Informationen
([M/2]θk) einen Wert von π besitzt. Durch die Gleichung
(12) entspricht sin([M/2]ΔωT) der Größe Sk, wenn ([M/2]θk)
= 0 ist, wogegen, wenn ([M/2]θk) = π ist,
sin([M/2]ΔωT) der Größe –Sk entspricht. Daher erzeugt der erste Frequenzoffset-Signalgenerator 36 ein
Frequenzoffset-Signal sin([M/2]ΔωT) von Sk2 oder –Sk2, was durch ein Vorzeichnen des realen
Komponentensignals Ck,2 festgelegt wird.
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Selbst
wenn nur das erste Frequenzoffset-Signal sin([M/N]ΔωT) verwendet
wird, können
exakte Frequenzoffset-Informationen erhalten werden, welche die Übertragungsphasen-Informationen
nicht enthalten. Um jedoch eine Sinusfunktion zu löschen, die
in dem ersten Frequenzoffset-Signal sin ([M/N]ΔωT) enthalten ist, wird zusätzlich ein
zweiter Frequenzoffset-Signalgenerator 38 verwendet. Wenn
der erste Frequenzoffset-Signalgenerator 36 das erste Frequenzoffset-Signal
sin([M/N]ΔωT) erzeugt,
erzeugt der zweite Frequenzoffset-Signalgenerator 38 das
zweite Frequenzoffset-Signal ΔωT, wobei
die folgende Gleichung (14) verwendet wird.
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Das
erste Frequenzoffset-Signal sin([M/N]ΔωT) bzw. das zweite Frequenzoffset-Signal ΔωT werden für die Schrittpuls-Erfassung
der Empfangsvorrichtung verwendet.
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6 zeigt
einen Frequenzdetektor gemäß einer
anderen bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung. Die Vorrichtung von 6 ist
eine, die mit den Größen N =
4 und M ≥ N
in der vorstehenden Gleichung implementiert ist. In 6 führen der
Abtastabschnitt 30 und die Phasendifferenz-Erfassungsvorrichtung 32 die
gleiche Funktion aus wie diejenigen der in 3 gezeigten
entsprechenden Blöcke
mit den gleichen Bezugszeichen. Demzufolge werden detaillierte Beschreibungen
davon weggelassen. Der Phasenänderungsabschnitt 50,
der das erste Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk empfängt, verwendet
die vorstehende Gleichung (10), um das Phasendifferenz-Erfassungssignal
Uk M/4, das den geänderten
Phasendifterenzwert [M/4](θk + ΔωT) aufweist,
aus dem Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk mit
dem Phasendifferenzwert < Uk zu erzeugen. Der Phasenänderungsabschnitt 50 gibt
das Phasendifferenz-Erfassungssignal Uk 3/4 als ein Muster aus einem realen Komponentensignal
Ck,4 und einem imaginären Komponentensignal Sk,4 aus. Ein dritter Frequenzoffset-Signalgenerator 60 umfasst
Vorzeichengeneratoren 61, 62, 65 und 66,
einen Subtrahierer 63, Addierer 64 und 69 und
Multiplikatoren 67 und 68. Der dritte Frequenzoffset-Signalgenerator 60 empfängt das
reale Komponentensignal Ck,4 und das imaginäre Komponentensignal
Sk,4, um die geänderten Übertragungsphasen-Informationen
[M/4]θk zu ermitteln und anschließend das
Frequenzoffset-Signal sin ([M/4]ΔωT) zu erzeugen.
Wenn N = 4 ist, wird die Referenzphase ψi,
welche die vorstehenden Gleichungen (9) und (10) erfüllt, als
vier Werte ausgedrückt,
wie aus der folgenden Gleichung (15) ersichtlich ist.
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Das
heißt,
die Referenzphase ψi, welche die Übertragungsphasen-Informationen
[M/4]θk annehmen kann, wenn N = 4 ist, ist eine
der Größen ψ0 = 0, ψ1 = π/2, ψ2 = π und ψ3 = –π/2 aus der
vorstehenden Gleichung (15).
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Eine
solche Referenzphase ψi ist in 7 dargestellt.
Wenn daher Frequenzoffset-Informationen ([M/4]ΔωT) in einem
Bereich vorhanden sind, der als die folgende Gleichung (16) ausgedrückt wird,
verwendet der dritte Frequenzoffset-Signalgenerator 60 den
eingegebenen geänderten
Phasendifferenzwert < Uk M/4 und kann die
geänderten Übertragungsphasen-Informationen
([M/4]θk) schätzen.
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Das
reale Komponentensignal Ck,4 und das imaginäre Komponentensignal
Sk,4 aus dem Phasenänderungsabschnitt 50 werden
an die ersten und zweiten Vorzeichengeneratoren 61 und 62 angelegt.
Außerdem wird
das reale Komponentensignal Ck,4 an den
ersten Multiplikator 67 angelegt, und das imaginäre Komponentensignal
Sk wird an den zweiten Multiplikator 68 angelegt.
Der erste Vorzeichengenerator 61 erzeugt ein erstes Vorzeichensignal,
das ein Wert einer Vorzeichenfunktion in Bezug auf die Differenz
Ck,4 – Sk,4 zwischen dem realen Komponentensignal
Ck,4 und dem imaginären Komponentensignal Sk,4 ist, wogegen der zweite Vorzeichengenerator 62 ein
zweites Vorzeichensignal erzeugt, das ein Wert einer Vorzeichenfunktion
in Bezug auf die Summe Ck,4 + Sk,4 aus
dem realen Komponentensignal Ck,4 und dem
imaginären
Komponentensignal Sk,4 ist. Der Subtrahierer 63 empfängt die
ersten und zweiten Vorzeichensignale und subtrahiert das zweite
Vorzeichensignal von dem ersten Vorzeichensignal, wodurch das Ergebnis
ausgegeben wird. Der erste Addierer 64 empfängt die
ersten und zweiten Vorzeichensignale und addiert das zweite Vorzeichensignal
zu dem ersten Vorzeichensignal, wodurch das Ergebnis ausgegeben
wird. Der dritte Vorzeichengenerator 65 empfängt das Ausgangssignal
des Subtrahierers 63, um ein drittes Vorzeichensignal zu
erzeugen, das ein Wert einer Vorzeichenfunktion ist. Der vierte
Vorzeichengenerator 66 empfängt das Ausgangssignal des
Subtrahierers 63, um ein viertes Vorzeichensignal zu erzeugen,
das ein Wert einer Vorzeichenfunktion ist. Der erste Multiplikator 67 empfängt das
dritte Vorzeichensignal und das reale Komponentensignal Ck,4 und multipliziert die empfangenen Signale
miteinander, um das Ergebnis auszugeben, während der zweite Multiplikator 68 das
vierte Vorzeichensignal und das imaginäre Komponentensignal Sk,4 empfängt
und die empfangenen Signale miteinander multipliziert, um das Ergebnis
auszugeben. Der zweite Addierer 69 empfängt die Ausgangssignale der
Multiplikatoren 67 und 68 und multipliziert die
empfangenen Signale miteinander, um das Frequenzoffset-Signal sin([M/4]ΔωT) zu erzeugen.
Der vierte Frequenzoffset-Signalgenerator 70 wird durch
die folgende Gleichung (17) erhalten und empfängt das erste Frequenzoffset-Signal, um das zweite
Frequenzoffset-Signal ΔωT zu erzeugen.
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Das
Frequenzoffset-Signal sin([M/4]ΔωT) bzw. ΔωT wird für die Schrittpuls-Erfassung
der Empfangsvorrichtung verwendet.
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Die 5 und 8 zeigen
diskriminierende Kurven zur Veranschaulichung der Frequenzoffset-Signale,
die jeweils von den in 3 und 6 gezeigten
Frequenzoffset-Signalgeneratoren 36, 38, 60 und 70 erzeugt
werden. Die charakteristischen Kurven in den 5 und 8 werden
durch (nicht gezeigte) Diskriminatoren unter den Bedingungen erhalten,
dass |ΔωT| < π/M, |Δfs| < fs/2M und fs = 1/Tb ist. Die in den 5 und 8 durch
die Diskriminatoren erhaltenen Kurven weisen eine Kurve "A" für
das Frequenzoffset-Signal sin([M/4]ΔωT) und eine Kurve "B" für
das Frequenzoffset-Signal ΔωT auf. Die
Diskriminatorkurve "A" wird in der Nähe eines
Grenzpunkts π/M
nichtlinear. Da der Diskriminator "A" jedoch
nützlich
ist für
die Erfassung der Frequenzoffset-Informationen
in der eigentlichen Vorrichtung, kann das Frequenzoffset-Signal
sin([M/4]ΔωT) als die
Frequenzoffset-Informationen verwendet werden. Wenn das Frequenzoffset-Signal ΔωT verwendet wird,
ist es möglich,
exaktere Frequenzoffset-Informationen zu erfassen, obwohl sich dadurch
die Menge von Berechnungen erhöht.
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Die
vorliegende Erfindung erfasst ein Frequenzoffset-Signal, das durch
einen Versatz zwischen der Trägerfrequenz
und der lokalen Schwingungsfrequenz oder durch die Dopplerverschiebung
in dem MPSK-Kommunikationssystem erzeugt wird. Insbesondere wird
das Signal verwendet, das mit einer Abtastfrequenz abgetastet wird,
die der Zeichengeschwindigkeit entspricht. Als ein Verfahren zum Ändern des
erfassten Phasendifferenzwerts wird die Anzahl der Referenzphasen
verringert, die zur Ermittlung der Übertragungsphasen-Informationen
verwendet werden. Dementsprechend können durch die vorliegende
Erfindung die Kosten der Hardware der implementierten Vorrichtung
gesenkt werden. Die vorliegende Erfindung kann zur automatischen
Regelung von Frequenzen in einem Modem eingesetzt werden, das alle
Arten der MPSK-Modulation verwendet.
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Obwohl
hierin nur gewisse Ausführungsformen
der Erfindung speziell beschrieben wurden, ist es für den Fachmann
offensichtlich, dass verschiedene Modifizierungen daran vorgenommen
werden können,
ohne den Umfang der Erfindung zu verlassen, wie er in den Ansprüchen im
Anhang definiert ist.