JP2001186098A - Ｔｄｍａパケット伝送システムにおける最適サンプリング時点の推定 - Google Patents
Ｔｄｍａパケット伝送システムにおける最適サンプリング時点の推定Info
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/02—Speed or phase control by the received code signals, the signals containing no special synchronisation information
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0016—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors
- H04L7/002—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation
- H04L7/0029—Arrangements for synchronising receiver with transmitter correction of synchronization errors correction by interpolation interpolation of received data signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J3/00—Time-division multiplex systems
- H04J3/02—Details
- H04J3/06—Synchronising arrangements
- H04J3/062—Synchronisation of signals having the same nominal but fluctuating bit rates, e.g. using buffers
- H04J3/0632—Synchronisation of packets and cells, e.g. transmission of voice via a packet network, circuit emulation service [CES]
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
- H04L7/007—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on maximum signal power, e.g. peak value, maximizing autocorrelation
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Time-Division Multiplex Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 多くの時分割伝送システムにおいては、送信
器端において用いられたサンプリング時点を検出するた
めに受信器端においてオーバーサンプリングすることが
必要となるが、いずれのサンプルが最適サンプルである
か決定する前に送信されたシンボルを表すすべての受信
サンプルについて平均エネルギーを計算すると計算回数
が多くなる。本発明の目的は、計算回数更には実施コス
トを大幅に制限することによって、最適サンプリング時
点を急速に復元させることを可能にすることである。 【解決手段】 最適サンプリング時点にセンタリングさ
れた低域通過フィルタによって受信信号をフィルタリン
グすることによって最適サンプリング時点が得られるよ
うに、生成されたオーバーサンプル間で多項式補間計算
を実行することによって最適サンプリング時点を急速に
復元する。
器端において用いられたサンプリング時点を検出するた
めに受信器端においてオーバーサンプリングすることが
必要となるが、いずれのサンプルが最適サンプルである
か決定する前に送信されたシンボルを表すすべての受信
サンプルについて平均エネルギーを計算すると計算回数
が多くなる。本発明の目的は、計算回数更には実施コス
トを大幅に制限することによって、最適サンプリング時
点を急速に復元させることを可能にすることである。 【解決手段】 最適サンプリング時点にセンタリングさ
れた低域通過フィルタによって受信信号をフィルタリン
グすることによって最適サンプリング時点が得られるよ
うに、生成されたオーバーサンプル間で多項式補間計算
を実行することによって最適サンプリング時点を急速に
復元する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、シンボル周波数に
おいて信号を受信する受信手段と、シンボル周波数の倍
数である周波数において受信信号からオーバーサンプル
を生成するオーバーサンプリング手段と、生成されたオ
ーバーサンプルに基づいて受信信号に対応する遅延を推
定する最適サンプリング時点検索装置と、を有するパケ
ット伝送システム用の受信器に関する。
おいて信号を受信する受信手段と、シンボル周波数の倍
数である周波数において受信信号からオーバーサンプル
を生成するオーバーサンプリング手段と、生成されたオ
ーバーサンプルに基づいて受信信号に対応する遅延を推
定する最適サンプリング時点検索装置と、を有するパケ
ット伝送システム用の受信器に関する。
【０００２】本発明は、右のような受信器を有するパケ
ット伝送システムにも関する。
ット伝送システムにも関する。
【０００３】本発明は、更に、パケット伝送システム用
の受信器端において最適サンプリング時点を推定する方
法であって、受信信号と呼ばれる信号を受信する工程
と、受信信号からオーバーサンプルを生成するオーバー
サンプリング工程と、生成されたオーバーサンプルに基
づいて受信信号に対応する遅延を推定する最適サンプリ
ング時点検索工程と、を有する方法にも関する。
の受信器端において最適サンプリング時点を推定する方
法であって、受信信号と呼ばれる信号を受信する工程
と、受信信号からオーバーサンプルを生成するオーバー
サンプリング工程と、生成されたオーバーサンプルに基
づいて受信信号に対応する遅延を推定する最適サンプリ
ング時点検索工程と、を有する方法にも関する。
【０００４】本発明の重要な用途は、衛星若しくはケー
ブル伝送の分野、特に複数の端末から本局への時分割多
重方式によるデータ・パケットの送信が可能な復路伝
送、である。
ブル伝送の分野、特に複数の端末から本局への時分割多
重方式によるデータ・パケットの送信が可能な復路伝
送、である。
【０００５】
【従来の技術】文献：Ｈ．Ｍｅｙｒ、Ｍ．Ｍｏｅｎｅｃ
ｌａｙ、Ｓ．Ｆｅｃｈｔｅｌ、「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏ
ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ Ｓｙｎ
ｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉ
ｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｉｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓ
ｓｉｎｇ」、Ｗｉｌｅｙシリーズ「Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃ
ｅｓｓｉｎｇ」版、２８５〜２８９頁、には最適サンプ
リング時点の計算に関する技術について述べられてい
る。多くの時分割伝送システムにおいて、送信器端にお
いて用いられたサンプリング時点を検出するために受信
器端においてオーバーサンプリングすることが必要とな
る。上記引用文献は、最大平均エネルギーを有する最適
サンプルを選択するため、各サンプルの平均エネルギー
の計算を推奨する。
ｌａｙ、Ｓ．Ｆｅｃｈｔｅｌ、「Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏ
ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｒｅｃｅｉｖｅｒｓ Ｓｙｎ
ｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｓｔｉ
ｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｉｇｉｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓ
ｓｉｎｇ」、Ｗｉｌｅｙシリーズ「Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕ
ｎｉｃａｔｉｏｎｓ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃ
ｅｓｓｉｎｇ」版、２８５〜２８９頁、には最適サンプ
リング時点の計算に関する技術について述べられてい
る。多くの時分割伝送システムにおいて、送信器端にお
いて用いられたサンプリング時点を検出するために受信
器端においてオーバーサンプリングすることが必要とな
る。上記引用文献は、最大平均エネルギーを有する最適
サンプルを選択するため、各サンプルの平均エネルギー
の計算を推奨する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この技術は、いずれの
サンプルが最適サンプルであるか決定する前に送信され
たシンボルを表すすべての受信サンプルについて平均エ
ネルギーを計算する必要があるため、計算回数が多くな
る。本発明特有の目的は、計算回数更には実施コストを
大幅に制限することによって、最適サンプリング時点を
急速に復元させることを可能にすることである。
サンプルが最適サンプルであるか決定する前に送信され
たシンボルを表すすべての受信サンプルについて平均エ
ネルギーを計算する必要があるため、計算回数が多くな
る。本発明特有の目的は、計算回数更には実施コストを
大幅に制限することによって、最適サンプリング時点を
急速に復元させることを可能にすることである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】このため、開始段落に記
載された受信器は、受信手段が、低域通過フィルタと、
前記遅延に関連させて低域通過フィルタの中心を合わせ
るセンタリング手段とを有する、ということを特徴とす
る。
載された受信器は、受信手段が、低域通過フィルタと、
前記遅延に関連させて低域通過フィルタの中心を合わせ
るセンタリング手段とを有する、ということを特徴とす
る。
【０００８】本発明の重要な特徴的構成によると、最適
サンプリング時点検索装置は、オーバーサンプルの平均
振幅の最大値を決定する計算部と、最大振幅を有する前
記平均振幅の少なくとも３つを通る多項式を計算し、そ
こから前記遅延推定値を導く補間手段と、を有する。
サンプリング時点検索装置は、オーバーサンプルの平均
振幅の最大値を決定する計算部と、最大振幅を有する前
記平均振幅の少なくとも３つを通る多項式を計算し、そ
こから前記遅延推定値を導く補間手段と、を有する。
【０００９】本発明は、システム内のいずれか一端末か
ら受信したすべての新しいパケットに対して実行し得る
ように、少ない計算回数で、最適サンプリング時点を急
速に復元できる点を利点とする。
ら受信したすべての新しいパケットに対して実行し得る
ように、少ない計算回数で、最適サンプリング時点を急
速に復元できる点を利点とする。
【００１０】本発明のこれら及び他の態様は、以下に説
明される実施形態を参照し、明らかであり、又説明され
る。
明される実施形態を参照し、明らかであり、又説明され
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】例として図１に示されている本発
明に掛かる伝送システムは、本局１と、伝送媒体３を用
いることによって本局とのデータの送受信が可能な複数
の双方向端末２と、を有する。端末から本局への送信は
上り送信、本局から端末への送信は下り送信と、それぞ
れいう。上り送信において、本局１は受信器として機能
し、下り送信では各端末が受信器として機能する。端末
の伝送媒体へのアクセスは、例えば、可能であれば周波
数分割多重方式と組み合わされた、時分割多重方式によ
って行われる。伝送媒体は、異なるタイプ、例えばケー
ブル、無線、若しくは衛星伝送、から成り得る。
明に掛かる伝送システムは、本局１と、伝送媒体３を用
いることによって本局とのデータの送受信が可能な複数
の双方向端末２と、を有する。端末から本局への送信は
上り送信、本局から端末への送信は下り送信と、それぞ
れいう。上り送信において、本局１は受信器として機能
し、下り送信では各端末が受信器として機能する。端末
の伝送媒体へのアクセスは、例えば、可能であれば周波
数分割多重方式と組み合わされた、時分割多重方式によ
って行われる。伝送媒体は、異なるタイプ、例えばケー
ブル、無線、若しくは衛星伝送、から成り得る。
【００１２】時分割パケット伝送システムにおいて、異
なる端末は異なるサンプリング時点において連続的な時
間間隔でデータ若しくはシンボルを送信する。なぜな
ら、これら端末の伝送クロックは同期していないからで
ある。更に、これらクロックには一定のジッタが存在し
やすい。よって、同じ送信器によって送信された２つの
パケットが同じサンプリング時点を有する必要はない。
更に、チャネルの歪みは到着につきシフトを起こし得
る。よって、本局若しくは受信器（ポイント・トゥ・ポ
イントシステムの場合にはもう一方の端末がなり得る）
は、オーバーサンプリングを行い、即ちシンボル送信の
ために送信器端において用いられるサンプリング時点を
検出するためにサンプリング周波数の理論値の倍数とな
るクロックを用いなければならない。例えば、オーバー
サンプリング周波数がシンボル周波数より１６倍高いと
すると、これは、一受信シンボル区間から１６サンプル
を抽出しなければならないことを意味する。これらサン
プルの中の一つは最適サンプルであり、送信器がそのシ
ンボルを送信した時の時点に最も近い。最適サンプリン
グ時点はパケット毎に異なり得る。そのため、本局は最
適サンプリング時点、即ち異なるターミナルによって送
信されたシンボルに最も近いサンプルに相当する最適サ
ンプリング時点、を検出する時間がほとんどない。本発
明は、実行される計算回数を大幅に削減することによっ
て、従来の多くの方法よりも急速に最適サンプリング時
点を検出できる点において特に利点がある。
なる端末は異なるサンプリング時点において連続的な時
間間隔でデータ若しくはシンボルを送信する。なぜな
ら、これら端末の伝送クロックは同期していないからで
ある。更に、これらクロックには一定のジッタが存在し
やすい。よって、同じ送信器によって送信された２つの
パケットが同じサンプリング時点を有する必要はない。
更に、チャネルの歪みは到着につきシフトを起こし得
る。よって、本局若しくは受信器（ポイント・トゥ・ポ
イントシステムの場合にはもう一方の端末がなり得る）
は、オーバーサンプリングを行い、即ちシンボル送信の
ために送信器端において用いられるサンプリング時点を
検出するためにサンプリング周波数の理論値の倍数とな
るクロックを用いなければならない。例えば、オーバー
サンプリング周波数がシンボル周波数より１６倍高いと
すると、これは、一受信シンボル区間から１６サンプル
を抽出しなければならないことを意味する。これらサン
プルの中の一つは最適サンプルであり、送信器がそのシ
ンボルを送信した時の時点に最も近い。最適サンプリン
グ時点はパケット毎に異なり得る。そのため、本局は最
適サンプリング時点、即ち異なるターミナルによって送
信されたシンボルに最も近いサンプルに相当する最適サ
ンプリング時点、を検出する時間がほとんどない。本発
明は、実行される計算回数を大幅に削減することによっ
て、従来の多くの方法よりも急速に最適サンプリング時
点を検出できる点において特に利点がある。
【００１３】図２は、本発明に掛かる受信器１０の略回
路図である。受信器１０は、受信信号１４をシンボル周
波数ＦＳで置換するための局部発振器１２及びミキサ１
３を有し、置換された信号のスペクトラムは０±周波数
誤差にセンタリングされる。ここで右周波数誤差は、搬
送波周波数での送信に用いられる局部発振器が完全でな
いという事実によって生じる。置換された信号は、次い
で、周波数２Ｆｐ（ここでＦｐは送信器搬送波周波数で
あり、システム内で用いられる他の搬送波も同じ）周辺
のフレーム周波数を除去するような阻止フィルタ１６に
よってフィルタリングされる。阻止フィルタ１６の出力
において得られる信号は、倍率が整数Ｍ倍のオーバーサ
ンプリング装置１８によってサンプリングされ、置換さ
れた信号の各シンボルに対してＭ個のオーバーサンプル
（Ｓ０〜ＳＭ−１で表される）が生成される。本発明に
よれば、オーバーサンプルは、周波数Ｍ×ＦＳ（ここで
Ｍ≧３）において生成される。
路図である。受信器１０は、受信信号１４をシンボル周
波数ＦＳで置換するための局部発振器１２及びミキサ１
３を有し、置換された信号のスペクトラムは０±周波数
誤差にセンタリングされる。ここで右周波数誤差は、搬
送波周波数での送信に用いられる局部発振器が完全でな
いという事実によって生じる。置換された信号は、次い
で、周波数２Ｆｐ（ここでＦｐは送信器搬送波周波数で
あり、システム内で用いられる他の搬送波も同じ）周辺
のフレーム周波数を除去するような阻止フィルタ１６に
よってフィルタリングされる。阻止フィルタ１６の出力
において得られる信号は、倍率が整数Ｍ倍のオーバーサ
ンプリング装置１８によってサンプリングされ、置換さ
れた信号の各シンボルに対してＭ個のオーバーサンプル
（Ｓ０〜ＳＭ−１で表される）が生成される。本発明に
よれば、オーバーサンプルは、周波数Ｍ×ＦＳ（ここで
Ｍ≧３）において生成される。
【００１４】最適サンプリング時点の精度は、ＴＳ／Ｎ
（ここで、ＴＳはシンボル区間、Ｎは検索された精度に
対応するシンボルサンプル数）で表される。本実施形態
によれば、オーバーサンプリング装置１８によって生成
されたオーバーサンプルの数ＭはＮと等しいかより小さ
い（ここで、Ｎ≧Ｍ≧３）。例えば、Ｎ＝１６に対し、
Ｍ＝３を採り得る。
（ここで、ＴＳはシンボル区間、Ｎは検索された精度に
対応するシンボルサンプル数）で表される。本実施形態
によれば、オーバーサンプリング装置１８によって生成
されたオーバーサンプルの数ＭはＮと等しいかより小さ
い（ここで、Ｎ≧Ｍ≧３）。例えば、Ｎ＝１６に対し、
Ｍ＝３を採り得る。
【００１５】オーバーサンプルは、続けて、送信された
シンボルに対応する最適サンプリング時点を検出するた
めに最適サンプリング時点推定装置２２によって処理さ
れるように、図２ではＲＡＭで表されるメモリ２０に記
録される。メモリ２０に記録されるサンプル数は、Ｄ×
Ｍ（ここで、Ｄは一パケット内のシンボル数、Ｍはシン
ボルあたりのオーバーサンプル数）に等しい。これは、
Ｄ×ＴＳ（ここで、Ｔ Ｓはシンボル区間）に等しい区間
に対応する。最適サンプリング時点推定装置２２は、メ
モリ２０内に記録されたサンプルの一部、即ちＬ×ＴＳ
区間（ここで、Ｌ≦Ｄ）に対応するサンプル、をフィル
タリングする第一の低域通過フィルタＦ１を有する。フ
ィルタＦ１は、０周辺を中心とするナイキスト・エッジ
タイプのフィルタであり、送信器端において用いられる
フィルタに適合する最適フィルタと呼ばれる。最適サン
プリング時点検索装置（ＯＳＥ）２５は、シンボル周波
数ＦＳのＭ倍の周波数で第一のフィルタＦ１によってフ
ィルタリングされたＭ×Ｌ個のサンプルを受信し、これ
らのサンプル基づいてＮ個の候補サンプルの中から送信
シンボルに対応する最適サンプルを計算する。よって、
最適サンプリング時点は、ＴＳ／Ｎと等しい検索された
精度と共に得られる。第一のフィルタＦ１とほぼ同一で
あるナイキスト・エッジタイプの低域通過フィルタＦ２
は、今度は、Ｄ×ＴＳ区間を有する計算区間を有するパ
ケットの区間の間中、メモリ２０内に記録されたサンプ
ルをフィルタリングするために用いられる。整数ｋで表
される位置、又は受信パケット内の最適サンプルの遅延
（ｋ×ＴＳ／Ｎで表される）が既知の時、センタリング
手段２６は、フィルタＦ２をこの最適サンプルに対応す
る遅延に一時的にセンタリングするように設けられる。
例えば、フィルタＦ２がプログラム可能な係数を有する
ディジタルフィルタであれば、センタリング手段２６
は、右フィルタのパルス応答が従前に計算された最適サ
ンプル、即ちｋ×Ｔ Ｓ／Ｎ時点にセンタリングされ得る
ようなフィルタＦ２の係数のプログラミングを許容す
る。サンプルは、第二のフィルタＦ２の出力において、
周波数Ｍ×ＦＳで供給される。シンボル周波数において
信号を検出するために、第二のフィルタＦ２の出力にお
けるシンボルあたりＭ個のサンプルの中から最適サンプ
リング時点に対応する第一番目のサンプルのみを選択す
るための抽出装置２７が設けられる。
シンボルに対応する最適サンプリング時点を検出するた
めに最適サンプリング時点推定装置２２によって処理さ
れるように、図２ではＲＡＭで表されるメモリ２０に記
録される。メモリ２０に記録されるサンプル数は、Ｄ×
Ｍ（ここで、Ｄは一パケット内のシンボル数、Ｍはシン
ボルあたりのオーバーサンプル数）に等しい。これは、
Ｄ×ＴＳ（ここで、Ｔ Ｓはシンボル区間）に等しい区間
に対応する。最適サンプリング時点推定装置２２は、メ
モリ２０内に記録されたサンプルの一部、即ちＬ×ＴＳ
区間（ここで、Ｌ≦Ｄ）に対応するサンプル、をフィル
タリングする第一の低域通過フィルタＦ１を有する。フ
ィルタＦ１は、０周辺を中心とするナイキスト・エッジ
タイプのフィルタであり、送信器端において用いられる
フィルタに適合する最適フィルタと呼ばれる。最適サン
プリング時点検索装置（ＯＳＥ）２５は、シンボル周波
数ＦＳのＭ倍の周波数で第一のフィルタＦ１によってフ
ィルタリングされたＭ×Ｌ個のサンプルを受信し、これ
らのサンプル基づいてＮ個の候補サンプルの中から送信
シンボルに対応する最適サンプルを計算する。よって、
最適サンプリング時点は、ＴＳ／Ｎと等しい検索された
精度と共に得られる。第一のフィルタＦ１とほぼ同一で
あるナイキスト・エッジタイプの低域通過フィルタＦ２
は、今度は、Ｄ×ＴＳ区間を有する計算区間を有するパ
ケットの区間の間中、メモリ２０内に記録されたサンプ
ルをフィルタリングするために用いられる。整数ｋで表
される位置、又は受信パケット内の最適サンプルの遅延
（ｋ×ＴＳ／Ｎで表される）が既知の時、センタリング
手段２６は、フィルタＦ２をこの最適サンプルに対応す
る遅延に一時的にセンタリングするように設けられる。
例えば、フィルタＦ２がプログラム可能な係数を有する
ディジタルフィルタであれば、センタリング手段２６
は、右フィルタのパルス応答が従前に計算された最適サ
ンプル、即ちｋ×Ｔ Ｓ／Ｎ時点にセンタリングされ得る
ようなフィルタＦ２の係数のプログラミングを許容す
る。サンプルは、第二のフィルタＦ２の出力において、
周波数Ｍ×ＦＳで供給される。シンボル周波数において
信号を検出するために、第二のフィルタＦ２の出力にお
けるシンボルあたりＭ個のサンプルの中から最適サンプ
リング時点に対応する第一番目のサンプルのみを選択す
るための抽出装置２７が設けられる。
【００１６】本発明に掛かる受信器２０の好ましい実施
形態が例として図３に示されている。図２のブロックの
機能と同じ機能を有するブロックは同じ符番で表され
る。最適サンプリング時点検索装置２５は、オーバーサ
ンプリング装置１８によって生成されたシンボルあたり
Ｍ個のオーバーサンプル（Ｓ０〜ＳＭ−１で表される）
の各々の計算区間Ｌにおける平均振幅を計算し、最適サ
ンプルの第一の推定値を表す最大平均振幅を有するサン
プルを導く計算部２５１を有する。従来考えられていた
システムと同じく、送信シンボルを表すことができるオ
ーバーサンプルの平均振幅の離散関数はシンボル区間に
おいて一つの最大値を有する。充分に大きいオーバーサ
ンプリング数Ｍを選ぶことによって、これらオーバーサ
ンプルの振幅の離散関数は、最適サンプルの第一の推定
値を表す単一の最大値を有する。補間器２５２は、続け
て、従前に計算された最大値の中から、オーバーサンプ
ルの平均振幅の離散関数の実際の最大値の中からよりよ
り近似値を得るために、計算部２５１によって事前に計
算された少なくとも３つの平均値間の補間を実行する。
この新しい最大値は、最適サンプリング時点の新しい推
定値（ｘで表される）に相当する。
形態が例として図３に示されている。図２のブロックの
機能と同じ機能を有するブロックは同じ符番で表され
る。最適サンプリング時点検索装置２５は、オーバーサ
ンプリング装置１８によって生成されたシンボルあたり
Ｍ個のオーバーサンプル（Ｓ０〜ＳＭ−１で表される）
の各々の計算区間Ｌにおける平均振幅を計算し、最適サ
ンプルの第一の推定値を表す最大平均振幅を有するサン
プルを導く計算部２５１を有する。従来考えられていた
システムと同じく、送信シンボルを表すことができるオ
ーバーサンプルの平均振幅の離散関数はシンボル区間に
おいて一つの最大値を有する。充分に大きいオーバーサ
ンプリング数Ｍを選ぶことによって、これらオーバーサ
ンプルの振幅の離散関数は、最適サンプルの第一の推定
値を表す単一の最大値を有する。補間器２５２は、続け
て、従前に計算された最大値の中から、オーバーサンプ
ルの平均振幅の離散関数の実際の最大値の中からよりよ
り近似値を得るために、計算部２５１によって事前に計
算された少なくとも３つの平均値間の補間を実行する。
この新しい最大値は、最適サンプリング時点の新しい推
定値（ｘで表される）に相当する。
【００１７】本発明に掛かる実施形態の第一の変形例に
よれば、検索された精度のリストについて計算されたサ
ンプリング時点を検出するように、補間器２５１の出力
において得られる推定値ｘを係数Ｎ／Ｍで乗算する乗算
器２５３が設けられる。続けて、例えば比較器２５４を
用いて、Ｎ個の候補サンプル（Ｓ０〜ＳＮ−１で表され
る）の中から添え字ｋを有しＳｋで表されるサンプル
（ここで０≦ｋ≦Ｎ−１）に対応するシンボル区間内の
最適サンプルの位置を示し、算出値ｘ×Ｎ／Ｍに最も近
いｋを決定する。この変形例によれば、センタリング手
段２６は、第二のフィルタＦ２のパルス応答を、ゼロサ
ンプルに対してｋ×ＴＳ／Ｎに等しい遅延を有する最適
サンプルＳｋにセンタリングする。このため、センタリ
ング手段２６は、Ｍ×ＦＳでサンプリングされたパルス
応答（ｈ（ｔ）で表される）がゼロに対して−ｋ×ＴＳ
／Ｎだけシフトされるように、第二のフィルタＦ２の係
数を計算する。よって、最適サンプリング時点のＮ個の
候補値を表すｋのＮ個の候補値に応じて、各フィルタ係
数についてもＮ個の候補値が得られることになる。実際
には、センタリング手段２６は、すべてのサンプリング
時点候補値に対してこれらの値を予め計算し、パケット
を受信する度に計算しなくても済むようにそれらをテー
ブルにして保持する。
よれば、検索された精度のリストについて計算されたサ
ンプリング時点を検出するように、補間器２５１の出力
において得られる推定値ｘを係数Ｎ／Ｍで乗算する乗算
器２５３が設けられる。続けて、例えば比較器２５４を
用いて、Ｎ個の候補サンプル（Ｓ０〜ＳＮ−１で表され
る）の中から添え字ｋを有しＳｋで表されるサンプル
（ここで０≦ｋ≦Ｎ−１）に対応するシンボル区間内の
最適サンプルの位置を示し、算出値ｘ×Ｎ／Ｍに最も近
いｋを決定する。この変形例によれば、センタリング手
段２６は、第二のフィルタＦ２のパルス応答を、ゼロサ
ンプルに対してｋ×ＴＳ／Ｎに等しい遅延を有する最適
サンプルＳｋにセンタリングする。このため、センタリ
ング手段２６は、Ｍ×ＦＳでサンプリングされたパルス
応答（ｈ（ｔ）で表される）がゼロに対して−ｋ×ＴＳ
／Ｎだけシフトされるように、第二のフィルタＦ２の係
数を計算する。よって、最適サンプリング時点のＮ個の
候補値を表すｋのＮ個の候補値に応じて、各フィルタ係
数についてもＮ個の候補値が得られることになる。実際
には、センタリング手段２６は、すべてのサンプリング
時点候補値に対してこれらの値を予め計算し、パケット
を受信する度に計算しなくても済むようにそれらをテー
ブルにして保持する。
【００１８】本発明に掛かる実施形態の第二の変形例に
よれば、センタリング手段２６は、補間器２５２によっ
て提供される最適サンプリング時点の正確な理論値（ｘ
で表される）に対する第二のフィルタＦ２の係数を計算
することができる。この第二の変形例によれば、フィル
タ係数は新しいパケット毎に毎回計算し直さなければな
らない。なぜなら、最適理論値は、すべての受信パケッ
トに対して異なり得る不定値だからである。この変形例
は、従前の変形例よりもメモリ容量が少なくて済むとい
う利点があるが、各パケットに対してフィルタ係数を計
算し直せるように強力な計算力を必要とするという欠点
がある。
よれば、センタリング手段２６は、補間器２５２によっ
て提供される最適サンプリング時点の正確な理論値（ｘ
で表される）に対する第二のフィルタＦ２の係数を計算
することができる。この第二の変形例によれば、フィル
タ係数は新しいパケット毎に毎回計算し直さなければな
らない。なぜなら、最適理論値は、すべての受信パケッ
トに対して異なり得る不定値だからである。この変形例
は、従前の変形例よりもメモリ容量が少なくて済むとい
う利点があるが、各パケットに対してフィルタ係数を計
算し直せるように強力な計算力を必要とするという欠点
がある。
【００１９】上記述べた２つの変形例と同時に、センタ
リング手段２６及び抽出手段２７と同時に第二のフィル
タＦ２をも実現する措置が幾つか可能である。例えば、
抽出作業を別途必要としない第一の措置によれば、ディ
ジタル信号処理器（ＤＳＰ）タイプのコンピュータをセ
ンタリング手段２６及び第二のフィルタＦ２を実行する
ために用いると有益である。対照的に、抽出作業２７が
実行される時、従来のフィルタリング回路はフィルタＦ
２に対してより経済的であり、その時センタリング手段
は、最適サンプリング時点検索装置２５によって提供さ
れる計算された遅延ｘと関連した特定の係数表の選択を
行う。
リング手段２６及び抽出手段２７と同時に第二のフィル
タＦ２をも実現する措置が幾つか可能である。例えば、
抽出作業を別途必要としない第一の措置によれば、ディ
ジタル信号処理器（ＤＳＰ）タイプのコンピュータをセ
ンタリング手段２６及び第二のフィルタＦ２を実行する
ために用いると有益である。対照的に、抽出作業２７が
実行される時、従来のフィルタリング回路はフィルタＦ
２に対してより経済的であり、その時センタリング手段
は、最適サンプリング時点検索装置２５によって提供さ
れる計算された遅延ｘと関連した特定の係数表の選択を
行う。
【００２０】抽出器２７を用いる措置によれば、フィル
タＦ２は入力においてＭ個のサンプルを受信し、入力サ
ンプルに対してｋ×ＴＳ／ＮだけシフトされたＭ個のサ
ンプルを出力において供給する。第一番目のサンプルだ
けが重要である時、倍率Ｍの抽出装置２７は、第一番目
のサンプルのみを選択するために第二のフィルタの出力
に設けられる。他方、抽出しない措置によれば、周波数
ＦＳで最適サンプルを生成するためのパケット区間Ｄ×
ＴＳの間中に一度だけフィルタリングを実施するように
信号処理器をプログラムするとより有益である。他のサ
ンプルの計算は余計である。この措置によれば、抽出器
２７を別途設ける利便性はない。なぜなら、フィルタリ
ングも抽出もフィルタＦ２によって同時に実行されるか
らである。
タＦ２は入力においてＭ個のサンプルを受信し、入力サ
ンプルに対してｋ×ＴＳ／ＮだけシフトされたＭ個のサ
ンプルを出力において供給する。第一番目のサンプルだ
けが重要である時、倍率Ｍの抽出装置２７は、第一番目
のサンプルのみを選択するために第二のフィルタの出力
に設けられる。他方、抽出しない措置によれば、周波数
ＦＳで最適サンプルを生成するためのパケット区間Ｄ×
ＴＳの間中に一度だけフィルタリングを実施するように
信号処理器をプログラムするとより有益である。他のサ
ンプルの計算は余計である。この措置によれば、抽出器
２７を別途設ける利便性はない。なぜなら、フィルタリ
ングも抽出もフィルタＦ２によって同時に実行されるか
らである。
【００２１】得られる結果は、平均振幅を計算するため
に用いられた方法から独立している。例えば、各サンプ
ルに対して、用いられる計算区間内に含まれ、受信パケ
ット内で同じ位置を有し、送信シンボル区間（ＴＳで表
される）によって間の空いたすべてのサンプルのパワー
の二乗値の合計を計算することから成るパワー二乗方法
を採ることも可能である。又、パワーの二乗値の合計を
計算する代わりに絶対値の合計を計算するアイダイアグ
ラムと呼ばれる方法を採ることも可能である。
に用いられた方法から独立している。例えば、各サンプ
ルに対して、用いられる計算区間内に含まれ、受信パケ
ット内で同じ位置を有し、送信シンボル区間（ＴＳで表
される）によって間の空いたすべてのサンプルのパワー
の二乗値の合計を計算することから成るパワー二乗方法
を採ることも可能である。又、パワーの二乗値の合計を
計算する代わりに絶対値の合計を計算するアイダイアグ
ラムと呼ばれる方法を採ることも可能である。
【００２２】図４は、最適サンプル推定装置２２におい
て実行可能な本発明に掛かる最適サンプリング時点推定
方法の好ましい実施形態の異なる工程を示す。この方法
は、以下の工程を有する。
て実行可能な本発明に掛かる最適サンプリング時点推定
方法の好ましい実施形態の異なる工程を示す。この方法
は、以下の工程を有する。
【００２３】工程４０：例えば送信シンボルを各パケッ
トがＤ個のシンボルを含むように表すデータ・パケット
を含む信号を受信する。
トがＤ個のシンボルを含むように表すデータ・パケット
を含む信号を受信する。
【００２４】工程４１：受信した信号をベースバンドに
変換する。
変換する。
【００２５】工程４２：ベースバンド信号をシンボルあ
たりＭ個のサンプル（ここでＭ＞２）が得られるように
オーバーサンプリングする。
たりＭ個のサンプル（ここでＭ＞２）が得られるように
オーバーサンプリングする。
【００２６】工程４３：受信シンボルの一パケットに対
応するサンプルをＤ×ＴＳに等しい区間において記録す
る。（ここでＤは一パケット内のシンボル数。） 工程４４：記録されたパケットの一部、即ちＬ×Ｔ
Ｓ（ここでＬ≦Ｄ）に等しい区間において、送信器端に
おいて用いられるフィルタに適合する第一のナイキスト
エッジフィルタによって、第一の低域通過フィルリング
する。例えば、Ｌ＝１２８シンボルが採れれば、Ｌの値
は、ノイズ（Ｌの値は小さすぎないものとして）から独
立し得る。及び／又は、Ｌの値は、搬送波周波数幅若し
くは送信器と受信器との間のサンプリング周波数（Ｌの
値は大きすぎないものとして）などのシステムの不完全
性から独立し得る。
応するサンプルをＤ×ＴＳに等しい区間において記録す
る。（ここでＤは一パケット内のシンボル数。） 工程４４：記録されたパケットの一部、即ちＬ×Ｔ
Ｓ（ここでＬ≦Ｄ）に等しい区間において、送信器端に
おいて用いられるフィルタに適合する第一のナイキスト
エッジフィルタによって、第一の低域通過フィルリング
する。例えば、Ｌ＝１２８シンボルが採れれば、Ｌの値
は、ノイズ（Ｌの値は小さすぎないものとして）から独
立し得る。及び／又は、Ｌの値は、搬送波周波数幅若し
くは送信器と受信器との間のサンプリング周波数（Ｌの
値は大きすぎないものとして）などのシステムの不完全
性から独立し得る。
【００２７】工程４５：最適サンプルの遅延を推定す
る。
る。
【００２８】工程４６：工程４５において推定された遅
延に相当する時点に第二のフィルタをセンタリングする
ために、この遅延に関連して第二のナイキストエッジデ
ィジタルフィルタの係数を計算する。
延に相当する時点に第二のフィルタをセンタリングする
ために、この遅延に関連して第二のナイキストエッジデ
ィジタルフィルタの係数を計算する。
【００２９】工程４７：工程４３の間に記録されたすべ
てのサンプルについて、即ちＤ×Ｔ Ｓに等しい区間にお
いて、第二のナイキストフィルタを用いて二回目の低域
通過フィルタリングする。
てのサンプルについて、即ちＤ×Ｔ Ｓに等しい区間にお
いて、第二のナイキストフィルタを用いて二回目の低域
通過フィルタリングする。
【００３０】工程４８：第二のフィルタリングの出力に
おいて供給されるＭ個のサンプル中からシンボル毎に最
適サンプルに相当するサンプルを一つだ保存することが
可能な抽出を行う。
おいて供給されるＭ個のサンプル中からシンボル毎に最
適サンプルに相当するサンプルを一つだ保存することが
可能な抽出を行う。
【００３１】工程４５は以下のサブ工程を含む。
【００３２】工程４５１：シンボル毎に記録されたＭ個
のサンプルの平均振幅のＬ×ＴＳ区間を有する観測区間
における所定のサンプリング時点ｋ×ＴＳ／Ｍ（ここで
０≦ｋ＜Ｍ−１）を有する離散関数を計算し、最大値を
求める。
のサンプルの平均振幅のＬ×ＴＳ区間を有する観測区間
における所定のサンプリング時点ｋ×ＴＳ／Ｍ（ここで
０≦ｋ＜Ｍ−１）を有する離散関数を計算し、最大値を
求める。
【００３３】工程４５２：工程４５１において計算され
た関数の最大値の中の所定数の点を通り、２若しくはそ
れ以上の次数の多項式の最大値に相当する最適時点（ｘ
で表される。ここでは、０≦ｘ＜Ｍ。）を決定する多項
式補間を行う。
た関数の最大値の中の所定数の点を通り、２若しくはそ
れ以上の次数の多項式の最大値に相当する最適時点（ｘ
で表される。ここでは、０≦ｘ＜Ｍ。）を決定する多項
式補間を行う。
【００３４】工程４５３：Ｎ個の候補時点の中からｋ×
ＴＳ／Ｎと等しい最適サンプリング時点を決定するよう
に、検索された精度に対して、従前に計算された時点に
対応する値ｘ×Ｎ／Ｍに最も近い整数ｋを決定する。
ＴＳ／Ｎと等しい最適サンプリング時点を決定するよう
に、検索された精度に対して、従前に計算された時点に
対応する値ｘ×Ｎ／Ｍに最も近い整数ｋを決定する。
【００３５】工程４５２において実行される補間に対し
て、シンボル毎にＭ個記録され、工程４５１においてそ
の平均振幅が計算されたサンプルの中の３点；Ｂで示さ
れＳ Ｂと表される最大平均振幅を有するサンプル、及び
それぞれＡ及びＣで示されＳ Ａ及びＳＣで表される２つ
の周辺サンプル、間で放物線補間をすることを好む人も
あろう。これらサンプルのそれぞれの平均振幅はＦＢ、
ＦＡ、及びＦＣで表される。ＳＢがゼロサンプルの時、
ＳＡは−１とならなければならず、その平均振幅ＦＡは
Ｍ−１で表されるサンプルに対して計算した平均振幅に
等しい。ＳＢがＭ−１で表されるサンプルである時、Ｓ
ＣはサンプルＭに等しく、その平均振幅ＦＣはゼロサン
プルに対して計算されたものに等しい。これら３つのサ
ンプル間での放物線補間は以下の式（１）によって定義
される時点ｘをもたらす。
て、シンボル毎にＭ個記録され、工程４５１においてそ
の平均振幅が計算されたサンプルの中の３点；Ｂで示さ
れＳ Ｂと表される最大平均振幅を有するサンプル、及び
それぞれＡ及びＣで示されＳ Ａ及びＳＣで表される２つ
の周辺サンプル、間で放物線補間をすることを好む人も
あろう。これらサンプルのそれぞれの平均振幅はＦＢ、
ＦＡ、及びＦＣで表される。ＳＢがゼロサンプルの時、
ＳＡは−１とならなければならず、その平均振幅ＦＡは
Ｍ−１で表されるサンプルに対して計算した平均振幅に
等しい。ＳＢがＭ−１で表されるサンプルである時、Ｓ
ＣはサンプルＭに等しく、その平均振幅ＦＣはゼロサン
プルに対して計算されたものに等しい。これら３つのサ
ンプル間での放物線補間は以下の式（１）によって定義
される時点ｘをもたらす。
【００３６】
【数１】 値ｘは０からＭまでの間になければならない。ｘ＜０の
時、Ｍは式１によって得られた値ｘに加えられなければ
ならず、ｘ≧Ｍの時、Ｍは式（１）によって得られた値
ｘから引かれなければならない。工程４５２は、結果の
精度を向上させるために数回繰り返される。右繰り返し
は、式（１）におけるＢを従前の繰り返しにおいて計算
された値ｘで置き換え、対応するサンプリング時点と同
様にＡ、Ｂ、及びＣの中で、時点ｘにおけるサンプルの
振幅及びｘ周辺の２つのサンプルの振幅をＦＢ、ＦＡ、
ＦＣ及びＢ、Ａ、Ｃをそれぞれ当てはめる。
時、Ｍは式１によって得られた値ｘに加えられなければ
ならず、ｘ≧Ｍの時、Ｍは式（１）によって得られた値
ｘから引かれなければならない。工程４５２は、結果の
精度を向上させるために数回繰り返される。右繰り返し
は、式（１）におけるＢを従前の繰り返しにおいて計算
された値ｘで置き換え、対応するサンプリング時点と同
様にＡ、Ｂ、及びＣの中で、時点ｘにおけるサンプルの
振幅及びｘ周辺の２つのサンプルの振幅をＦＢ、ＦＡ、
ＦＣ及びＢ、Ａ、Ｃをそれぞれ当てはめる。
【図１】本発明に掛かる伝送システムの実施形態を示す
図である。
図である。
【図２】本発明に掛かる受信器の実施形態の略回路図で
ある。
ある。
【図３】図２に掛かる受信器の好ましい実施形態を示す
図である。
図である。
【図４】本発明に掛かる方法の例を示す図である。
１ 本局 ２ 双方向端末 ３ 伝送媒体 １０ 受信器 １２ 局部発振器 １３ ミキサ １４ 受信信号 １６ 阻止フィルタ １８ オーバーサンプリング装置 ２０ メモリ ２２ 最適サンプリング時点推定装置 ２５ 最適サンプリング時点検索装置（ＯＳＥ） ２６ センタリング手段 ２７ 抽出装置 ２５１ 計算部 ２５２ 補間器 ２５３ 乗算器 ２５４ 比較器
フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 アメリコ ブラハル フランス国，94290 ヴィルヌーヴ−ル− ルワ，リュ ジャン−ジャック ルソー 54 (72)発明者 アントワーヌ シュリー フランス国，75014 パリ，リュ デ マ リニエ ４
Claims (6)
- 【請求項１】 シンボル周波数において信号を受信する
受信手段と、シンボル周波数の倍数である周波数におい
て受信信号からオーバーサンプルを生成するオーバーサ
ンプリング手段と、生成されたオーバーサンプルに基づ
いて受信信号に対応する遅延を推定する最適サンプリン
グ時点検索装置と、を有するパケット伝送システム用の
受信器であって、前記受信手段は、低域通過フィルタ
と、前記遅延に関連して低域通過フィルタをセンタリン
グするセンタリング手段と、を有することを特徴とする
受信器。 - 【請求項２】 低域通過フィルタはナイキストエッジを
有するディジタルフィルタであり、そのナイキストエッ
ジの係数は前記遅延に関連して前記センタリング手段に
よって決定されることを特徴とする請求項１記載の受信
器。 - 【請求項３】 最適サンプリング時点検索装置は、オー
バーサンプルの平均振幅の最大振幅を決定する計算部
と、最大振幅を含む前記平均振幅の少なくとも３つを通
る多項式を計算し、そこから前記遅延の推定値を導く補
間器と、を有することを特徴とする請求項１記載の受信
器。 - 【請求項４】 シンボル周波数において信号を受信する
受信手段と、シンボル周波数の倍数である周波数におい
て受信信号からオーバーサンプルを生成するオーバーサ
ンプリング手段と、生成されたオーバーサンプルに基づ
いて受信信号に対応する遅延を推定する最適サンプリン
グ時点検索装置と、を有する受信器へ少なくとも一つの
送信器からパケットを伝送するシステムであって、前記
受信手段は、低域通過フィルタと、前記遅延に関連して
低域通過フィルタをセンタリングするセンタリング手段
と、を有することを特徴とするシステム。 - 【請求項５】 受信信号と呼ばれる信号を受信する工程
と、受信信号からオーバーサンプルを生成するオーバー
サンプリング工程と、生成されたオーバーサンプルに基
づいて受信信号に対応する遅延を推定する最適サンプリ
ング時点検索工程と、を有するパケット伝送システム用
の受信器端において最適サンプリング時点を推定する方
法であって、前記遅延に関連して低域通過フィルタをセ
ンタリングするセンタリング工程と、センタリングされ
た低域通過フィルタによって受信信号をフィルタリング
するフィルタリング工程と、を有することを特徴とする
方法。 - 【請求項６】 受信信号と呼ばれる信号を受信する工程
と、受信信号からオーバーサンプルを生成するオーバー
サンプリング工程と、生成されたオーバーサンプルに基
づいて受信信号に対応する遅延を推定する最適サンプリ
ング時点検索工程と、を有するパケット伝送システム用
の受信器端において最適サンプリング時点を推定する方
法であって、最適サンプリング時点検索工程が、前記サ
ンプルの平均振幅に関連して最大値を測定し、そこから
前記遅延の推定値を導く放物線補間工程を有することを
特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9914182A FR2800951A1 (fr) | 1999-11-10 | 1999-11-10 | Estimation de l'instant d'echantillonnage optimal dans un systeme de transmissions par paquets tdma |
| FR9914182 | 1999-11-10 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001186098A true JP2001186098A (ja) | 2001-07-06 |
Family
ID=9552007
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000339042A Pending JP2001186098A (ja) | 1999-11-10 | 2000-11-07 | Ｔｄｍａパケット伝送システムにおける最適サンプリング時点の推定 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6628736B1 (ja) |
| EP (1) | EP1100223A1 (ja) |
| JP (1) | JP2001186098A (ja) |
| KR (1) | KR100729547B1 (ja) |
| FR (1) | FR2800951A1 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| US6917657B2 (en) | 2001-03-20 | 2005-07-12 | Cyntrust Communications, Inc. | Reduced MIPS pulse shaping filter |
| KR100435494B1 (ko) | 2001-11-21 | 2004-06-09 | 한국전자통신연구원 | 디지털 통신에서의 동기 수행 시스템 및 그 방법 |
| KR100534592B1 (ko) * | 2002-06-20 | 2005-12-07 | 한국전자통신연구원 | 디지털 통신 시스템의 수신 장치 및 그 방법 |
| US7508893B1 (en) * | 2004-06-04 | 2009-03-24 | Integrated Device Technology, Inc. | Integrated circuits and methods with statistics-based input data signal sample timing |
| US8953729B1 (en) * | 2013-09-03 | 2015-02-10 | Harris Corporation | Method for symbol sampling in a high time delay spread interference environment |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2906200C3 (de) * | 1979-02-17 | 1982-02-11 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Synchronisieranordnung |
| FR2476935A1 (fr) * | 1980-02-27 | 1981-08-28 | Labo Electronique Physique | Procede de reglage de la phase de l'horloge d'un systeme de reception de donnees numeriques, circuit de recuperation de phase pour la mise en oeuvre de ce procede, et systeme de reception de donnees numeriques comprenant ce circuit. |
| JPH0396015A (ja) * | 1989-09-08 | 1991-04-22 | Oki Electric Ind Co Ltd | 高速デジタルｐｌｌ装置 |
| US5155742A (en) * | 1991-05-03 | 1992-10-13 | Bell Communications Research, Inc. | Time dispersion equalizer receiver with a time-reversal structure for TDMA portable radio systems |
| US5283815A (en) * | 1991-05-21 | 1994-02-01 | General Electric Company | Tangental type differential detector for pulse shaped PI/4 shifted differentially encoded quadrature phase shift keying |
| JP3693301B2 (ja) * | 1993-05-07 | 2005-09-07 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 改善されたタイミング手段を有する受信機からなる送信方式 |
| FR2706711B1 (fr) * | 1993-06-17 | 1996-10-18 | Matra Communication | Procédé et dispositif de démodulation de signal numérique. |
| US5537435A (en) * | 1994-04-08 | 1996-07-16 | Carney; Ronald | Transceiver apparatus employing wideband FFT channelizer with output sample timing adjustment and inverse FFT combiner for multichannel communication network |
| US5659573A (en) * | 1994-10-04 | 1997-08-19 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent reception in a spread-spectrum receiver |
| US5809086A (en) * | 1996-03-20 | 1998-09-15 | Lucent Technologies Inc. | Intelligent timing recovery for a broadband adaptive equalizer |
| US6285722B1 (en) * | 1997-12-05 | 2001-09-04 | Telcordia Technologies, Inc. | Method and apparatus for variable bit rate clock recovery |
| TW419921B (en) * | 1998-10-19 | 2001-01-21 | Nat Science Council | Asynchronous open loop demodulation circuit structure for pulse position modulation |
-
1999
- 1999-11-10 FR FR9914182A patent/FR2800951A1/fr not_active Withdrawn
-
2000
- 2000-11-02 EP EP00203836A patent/EP1100223A1/fr not_active Withdrawn
- 2000-11-07 JP JP2000339042A patent/JP2001186098A/ja active Pending
- 2000-11-09 US US09/709,264 patent/US6628736B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-11-10 KR KR1020000066709A patent/KR100729547B1/ko not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| KR100729547B1 (ko) | 2007-06-19 |
| US6628736B1 (en) | 2003-09-30 |
| FR2800951A1 (fr) | 2001-05-11 |
| EP1100223A1 (fr) | 2001-05-16 |
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