JP2002280842A - 電力増幅器モジュール - Google Patents
電力増幅器モジュールInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 周囲温度や制御電圧などの環境が変化しても
安定なアイドリング電流とし、安定なトランジスタプロ
セスのみにてバイアス回路および電力増幅部を形成し、
高歩留まりで製造可能な低コスト電力増幅器モジュール
を提供する。 【解決手段】 バイアス回路に周囲温度並びに制御電圧
変動検出回路とそれらによってそれぞれ検出された変動
分を共通増幅する誤差増幅回路を設け、温度や制御電圧
の変化に伴って変動する制御電流の変化分に相当する電
流を誤差増幅器に流すことによって制御電流の変化分を
相殺し、安定なアイドリング電流を電力増幅器に供給す
る。温度検出回路が温度検出機能の他に制御電圧変動に
対する基準電圧源としての機能を持ち、また、制御電圧
検出回路が制御電圧検出機能の他に温度変動に対する基
準電圧源としての機能を有し、それぞれの変動に対し相
互に検出回路或いは基準電圧源として働かせる。
安定なアイドリング電流とし、安定なトランジスタプロ
セスのみにてバイアス回路および電力増幅部を形成し、
高歩留まりで製造可能な低コスト電力増幅器モジュール
を提供する。 【解決手段】 バイアス回路に周囲温度並びに制御電圧
変動検出回路とそれらによってそれぞれ検出された変動
分を共通増幅する誤差増幅回路を設け、温度や制御電圧
の変化に伴って変動する制御電流の変化分に相当する電
流を誤差増幅器に流すことによって制御電流の変化分を
相殺し、安定なアイドリング電流を電力増幅器に供給す
る。温度検出回路が温度検出機能の他に制御電圧変動に
対する基準電圧源としての機能を持ち、また、制御電圧
検出回路が制御電圧検出機能の他に温度変動に対する基
準電圧源としての機能を有し、それぞれの変動に対し相
互に検出回路或いは基準電圧源として働かせる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力増幅器モジュ
ールに関し、例えば周囲温度や制御電圧等の環境変動に
対して高い線形性の保持が求められるセルラ電話システ
ム用電力増幅器モジュールに利用して有効な技術に関す
るものである。
ールに関し、例えば周囲温度や制御電圧等の環境変動に
対して高い線形性の保持が求められるセルラ電話システ
ム用電力増幅器モジュールに利用して有効な技術に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭＡ（ Code Division Multiple Ac
cess）、ＰＤＣ（ Personal DigitalCellular) 、ＴＤ
ＭＡ( Time Division Multiple Access ）等のシステム
に使われる携帯電話端末には、周囲温度や制御電圧など
の環境変化に対して高い線形性や効率の保持が要求され
る。この要求を実現するには、携帯電話端末を構成する
部品の内、線形性や効率に最も大きな影響を与える電力
増幅器の動作点（アイドリング電流）を、環境条件（温
度、電圧）の変化に対して安定に保つことが性能劣化の
防止の観点から必須となっている。
cess）、ＰＤＣ（ Personal DigitalCellular) 、ＴＤ
ＭＡ( Time Division Multiple Access ）等のシステム
に使われる携帯電話端末には、周囲温度や制御電圧など
の環境変化に対して高い線形性や効率の保持が要求され
る。この要求を実現するには、携帯電話端末を構成する
部品の内、線形性や効率に最も大きな影響を与える電力
増幅器の動作点（アイドリング電流）を、環境条件（温
度、電圧）の変化に対して安定に保つことが性能劣化の
防止の観点から必須となっている。
【０００３】ＧａＡｓ−ＨＢＴ（ヘトロ接合バイポーラ
トランジスタ）を用いた電力増幅器の例として、図１１
に示したものが、２０００年電子情報通信学会総合大会
C-10-7により提案されている。図１１（ａ）に示した回
路は、電力増幅器の増幅部１段を示したものである。１
は電源端子、１４は接地端子、２は制御端子、８は入力
端子、１１は出力端子である。２２〜２４及び２８はそ
れぞれＧａＡｓ−ＨＢＴ（以下、単にトランジスタとい
う）であり、２１、２５、２６は抵抗素子である。２７
は結合容量であり、２９は、高周波閉塞用インダクタで
ある。１５は、上記の回路素子により構成されたバイア
ス回路である。
トランジスタ）を用いた電力増幅器の例として、図１１
に示したものが、２０００年電子情報通信学会総合大会
C-10-7により提案されている。図１１（ａ）に示した回
路は、電力増幅器の増幅部１段を示したものである。１
は電源端子、１４は接地端子、２は制御端子、８は入力
端子、１１は出力端子である。２２〜２４及び２８はそ
れぞれＧａＡｓ−ＨＢＴ（以下、単にトランジスタとい
う）であり、２１、２５、２６は抵抗素子である。２７
は結合容量であり、２９は、高周波閉塞用インダクタで
ある。１５は、上記の回路素子により構成されたバイア
ス回路である。
【０００４】この回路では、ダーリントン接続のトラン
ジスタ２４、２８と、ダイオード接続されたトランジス
タ２２、２３とはカレントミラー回路を構成しており、
カレントミラーをｎ倍、つまりはトランジスタ２２、２
３のエミッタ面積に対して、トランジスタ２８のエミッ
タ面積をｎ倍にすると、ダイオード形態のトランジスタ
２２、２３に流れる電流Ｉｂのほぼｎ倍の電流Ｉｑが増
幅トランジスタ２８にアイドリング電流として流れる。
従って、アイドリング電流Ｉｑの安定化を図るには電流
Ｉｂを一定に保つことが重要な課題となる。
ジスタ２４、２８と、ダイオード接続されたトランジス
タ２２、２３とはカレントミラー回路を構成しており、
カレントミラーをｎ倍、つまりはトランジスタ２２、２
３のエミッタ面積に対して、トランジスタ２８のエミッ
タ面積をｎ倍にすると、ダイオード形態のトランジスタ
２２、２３に流れる電流Ｉｂのほぼｎ倍の電流Ｉｑが増
幅トランジスタ２８にアイドリング電流として流れる。
従って、アイドリング電流Ｉｑの安定化を図るには電流
Ｉｂを一定に保つことが重要な課題となる。
【０００５】入力信号は端子８から入力され、増幅トラ
ンジスタ２８によって増幅され、端子１１を介して出力
される。この時、端子８および１１にはそれぞれ図示し
ない整合回路が接続される。抵抗２６、インダクタ２９
は信号成分をインピーダンスの低いバイアス回路や電源
ラインと分離するのに用いられる。
ンジスタ２８によって増幅され、端子１１を介して出力
される。この時、端子８および１１にはそれぞれ図示し
ない整合回路が接続される。抵抗２６、インダクタ２９
は信号成分をインピーダンスの低いバイアス回路や電源
ラインと分離するのに用いられる。
【０００６】図１１（ｂ）に示した回路では、直列接続
されたショットキーダイオード３０〜３３の温度特性に
より、トランジスタ２４、２８のベース・エミッタ間電
圧の温度特性を相殺して、アイドリング電流Ｉｑの安定
化を図っている。ショットキーダイオードの立上り電圧
はＧａＡｓ−ＨＢＴの約半分であるが、その温度特性は
ＧａＡｓ−ＨＢＴのベース・エミッタ間電圧の温度特性
とほぼ同じである。それ故、ＧａＡｓ−ＨＢＴの２倍の
ショットキーダイオードの直列接続が可能であり、抵抗
２１と３６の比を適当に選べば任意の温度補償効果を得
ることができる。従来例では、ショットキーダイオード
の段数は４段で、この結果として実用レベルのアイドリ
ング電流Ｉｑの温度特性を実現している。なお、３４、
３５はショットキーダイオードであるが、無くて基本的
動作には影響を与えない。
されたショットキーダイオード３０〜３３の温度特性に
より、トランジスタ２４、２８のベース・エミッタ間電
圧の温度特性を相殺して、アイドリング電流Ｉｑの安定
化を図っている。ショットキーダイオードの立上り電圧
はＧａＡｓ−ＨＢＴの約半分であるが、その温度特性は
ＧａＡｓ−ＨＢＴのベース・エミッタ間電圧の温度特性
とほぼ同じである。それ故、ＧａＡｓ−ＨＢＴの２倍の
ショットキーダイオードの直列接続が可能であり、抵抗
２１と３６の比を適当に選べば任意の温度補償効果を得
ることができる。従来例では、ショットキーダイオード
の段数は４段で、この結果として実用レベルのアイドリ
ング電流Ｉｑの温度特性を実現している。なお、３４、
３５はショットキーダイオードであるが、無くて基本的
動作には影響を与えない。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上述した１１（ａ）の
従来例の構成は簡易であり、能動素子を全てトランジス
タプロセスで形成できる利点があるが、抵抗２１で形成
される電流Ｉreg は制御端子２の電圧とトランジスタ２
２、２３によるベース、エミッタ間電圧の和電圧との差
および抵抗２１の抵抗値によって決定されるので、周囲
温度や制御電圧の変動に追随して変化する。電流Ｉｂは
電流Ｉreg に比例して変化するから、換言すれば従来例
では周囲温度や制御電圧に対するアイドリング電流の安
定化を図る機構がないため、アイドリング電流の周囲温
度および制御電圧依存性が大きくなる。また、抵抗２１
の製造偏差にも影響を受け易く、高い製品歩留りを実現
することは困難となる。ちなみに、図１１（ａ）の従来
例では、制御電圧２．８Ｖの時、周囲温度３０±６０℃
に対するアイドリング電流の変動は±４０％以上と大き
い。また、温度３０℃の時、制御電圧が２．８Ｖから
２．７Ｖに下がると約３０％アイドリング電流が減少す
る。
従来例の構成は簡易であり、能動素子を全てトランジス
タプロセスで形成できる利点があるが、抵抗２１で形成
される電流Ｉreg は制御端子２の電圧とトランジスタ２
２、２３によるベース、エミッタ間電圧の和電圧との差
および抵抗２１の抵抗値によって決定されるので、周囲
温度や制御電圧の変動に追随して変化する。電流Ｉｂは
電流Ｉreg に比例して変化するから、換言すれば従来例
では周囲温度や制御電圧に対するアイドリング電流の安
定化を図る機構がないため、アイドリング電流の周囲温
度および制御電圧依存性が大きくなる。また、抵抗２１
の製造偏差にも影響を受け易く、高い製品歩留りを実現
することは困難となる。ちなみに、図１１（ａ）の従来
例では、制御電圧２．８Ｖの時、周囲温度３０±６０℃
に対するアイドリング電流の変動は±４０％以上と大き
い。また、温度３０℃の時、制御電圧が２．８Ｖから
２．７Ｖに下がると約３０％アイドリング電流が減少す
る。
【０００８】図１１（ｂ）の従来例はショットキーダイ
オードの導入によってアイドリング電流の安定化を実現
している。しかし、この方法では、ＧａＡｓ−ＨＢＴと
は異なるショットキーダイオードプロセスが新たに必要
となる。ショットキーダイオードプロセスはショットキ
ー障壁や電極コンタクトを安定に制御することが難し
く、再現性良く歩留まりの高い電力増幅器を製品化する
のは難しい。また、図１１（ｂ）の従来例は図１１
（ａ）の例と同様、制御電圧の変化に対する抑制機構を
持ってない。このため、制御電圧が２．８Ｖから２．７
Ｖに下がると約５０％のアイドリング電流の減少が起こ
る。
オードの導入によってアイドリング電流の安定化を実現
している。しかし、この方法では、ＧａＡｓ−ＨＢＴと
は異なるショットキーダイオードプロセスが新たに必要
となる。ショットキーダイオードプロセスはショットキ
ー障壁や電極コンタクトを安定に制御することが難し
く、再現性良く歩留まりの高い電力増幅器を製品化する
のは難しい。また、図１１（ｂ）の従来例は図１１
（ａ）の例と同様、制御電圧の変化に対する抑制機構を
持ってない。このため、制御電圧が２．８Ｖから２．７
Ｖに下がると約５０％のアイドリング電流の減少が起こ
る。
【０００９】本発明の目的は、周囲温度や制御電圧など
の環境が変化しても安定なアイドリング電流を電力増幅
部に供給することのできるバイアス回路を具備する電力
増幅器モジュールを提供することにある。また、本発明
のもう一つの目的は安定なトランジスタプロセスのみに
てバイアス回路および電力増幅部を形成し、高歩留まり
で製造可能な低コスト電力増幅器モジュールを提供する
ことにある。
の環境が変化しても安定なアイドリング電流を電力増幅
部に供給することのできるバイアス回路を具備する電力
増幅器モジュールを提供することにある。また、本発明
のもう一つの目的は安定なトランジスタプロセスのみに
てバイアス回路および電力増幅部を形成し、高歩留まり
で製造可能な低コスト電力増幅器モジュールを提供する
ことにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記の通りである。制御電圧の変動を検出する第１手段及
び周囲温度の変動を検出する第２手段を相互に基準電圧
源入力として差動回路で誤差増幅を行なって、制御電圧
及び周囲温度変動によって生じる電流の変動分を相殺さ
せたアイドリング電流を形成し、かかるアイドリング電
流により電力増幅トランジスタの利得を制御し、上記電
力増幅トランジスタに第１整合回路を介して入力信号を
供給し、その出力信号を第２整合回路を介して負荷回路
に伝えるようにする。
発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下
記の通りである。制御電圧の変動を検出する第１手段及
び周囲温度の変動を検出する第２手段を相互に基準電圧
源入力として差動回路で誤差増幅を行なって、制御電圧
及び周囲温度変動によって生じる電流の変動分を相殺さ
せたアイドリング電流を形成し、かかるアイドリング電
流により電力増幅トランジスタの利得を制御し、上記電
力増幅トランジスタに第１整合回路を介して入力信号を
供給し、その出力信号を第２整合回路を介して負荷回路
に伝えるようにする。
【００１１】
【発明の実施の形態】図１には、本発明に係る電力増幅
器モジュールの基本構成となる一実施例の回路図が示さ
れている。上記携帯電話端末に設けられる電力増幅器モ
ジュールは一般に２段、或いは、３段の単位増幅器で構
成されるが、本実施例では、そのうちの１段分、つまり
は単位増幅器を示す。この実施例の単位増幅器は、例え
ばＧａＡｓ−ＨＢＴ（以下、単にトランジスタという）
からなる増幅トランジスタ１０、結合容量７、抵抗６、
９、高周波閉塞用インダクタ１２とから成る電力増幅部
１６と誤差増幅回路４、温度検出回路兼制御電圧検出基
準電圧源５、制御電圧検出回路兼温度検出基準電圧源１
７、抵抗３とから成るバイアス回路１５とで構成されて
いる。１３は電源端子、１４は接地端子である。
器モジュールの基本構成となる一実施例の回路図が示さ
れている。上記携帯電話端末に設けられる電力増幅器モ
ジュールは一般に２段、或いは、３段の単位増幅器で構
成されるが、本実施例では、そのうちの１段分、つまり
は単位増幅器を示す。この実施例の単位増幅器は、例え
ばＧａＡｓ−ＨＢＴ（以下、単にトランジスタという）
からなる増幅トランジスタ１０、結合容量７、抵抗６、
９、高周波閉塞用インダクタ１２とから成る電力増幅部
１６と誤差増幅回路４、温度検出回路兼制御電圧検出基
準電圧源５、制御電圧検出回路兼温度検出基準電圧源１
７、抵抗３とから成るバイアス回路１５とで構成されて
いる。１３は電源端子、１４は接地端子である。
【００１２】本実施例回路の動作原理について説明す
る。端子８に入力された高周波信号は容量７を介して増
幅トランジスタ１０にて増幅され、端子１１から出力さ
れる。端子８、１１には、同図では省略されているが、
それぞれ入力および出力整合回路が接続される。それ
故、端子８に入力される入力信号は、整合回路を介した
入力信号とされ、端子１１から出力される出力信号は整
合回路を介して負荷（アンテナ）等を駆動する。抵抗９
は増幅トランジスタ１０の動作を安定化するためのもの
で、短絡しても基本的な動作は変わらない。抵抗６とイ
ンダクタ１２は高周波信号の遮断に用いられる。つま
り、信号成分をインピーダンスの低いバイアス回路や電
源ラインと分離するのに用いられる。
る。端子８に入力された高周波信号は容量７を介して増
幅トランジスタ１０にて増幅され、端子１１から出力さ
れる。端子８、１１には、同図では省略されているが、
それぞれ入力および出力整合回路が接続される。それ
故、端子８に入力される入力信号は、整合回路を介した
入力信号とされ、端子１１から出力される出力信号は整
合回路を介して負荷（アンテナ）等を駆動する。抵抗９
は増幅トランジスタ１０の動作を安定化するためのもの
で、短絡しても基本的な動作は変わらない。抵抗６とイ
ンダクタ１２は高周波信号の遮断に用いられる。つま
り、信号成分をインピーダンスの低いバイアス回路や電
源ラインと分離するのに用いられる。
【００１３】上記増幅トランジスタ１０へのアイドリン
グ電流の供給は以下のように行われる。誤差増幅回路４
の正極（＋）、負極（−）の入力端子にはそれぞれ制御
電圧検出回路兼温度検出基準電圧源１７と温度検出回路
兼制御電圧検出基準電圧源５とが接続されて、両端子に
は抵抗３に流れる電流Ｉreg およびＩｂ、Ｉcpがそれぞ
れの所定値になるように回路定数および電圧が設定され
る。ここで、周囲温度が上昇するとａ点および負極
（−）の電位が下がる。ａ点の電位が下がると電流Ｉre
g が増加するので電流Ｉｂ、ひいては増幅トランジスタ
１０を流れるアイドリング電流Ｉｑの増加を招来する。
グ電流の供給は以下のように行われる。誤差増幅回路４
の正極（＋）、負極（−）の入力端子にはそれぞれ制御
電圧検出回路兼温度検出基準電圧源１７と温度検出回路
兼制御電圧検出基準電圧源５とが接続されて、両端子に
は抵抗３に流れる電流Ｉreg およびＩｂ、Ｉcpがそれぞ
れの所定値になるように回路定数および電圧が設定され
る。ここで、周囲温度が上昇するとａ点および負極
（−）の電位が下がる。ａ点の電位が下がると電流Ｉre
g が増加するので電流Ｉｂ、ひいては増幅トランジスタ
１０を流れるアイドリング電流Ｉｑの増加を招来する。
【００１４】一方、誤差増幅器４の負極（−）の電位が
低下すると正極（＋）の電位は一定であるので誤差増幅
回路４に流れ込む電流Ｉcpも増加する。従って、電流Ｉ
regの増加分と電流Ｉcpの増加分を等しくなるように誤
差増幅回路４を設計すれば電流Ｉｂの増加を抑圧でき
る。次に、温度が一定で制御電圧が上昇した場合を考え
る。この場合も動作はほぼ同様で、電流Ｉreg の増加分
を誤差増幅回路４に流れ込む電流Ｉcpを増加させること
によって相殺し、電流Ｉｂ一定に保ってアイドリング電
流Ｉｑの安定化を図っている。
低下すると正極（＋）の電位は一定であるので誤差増幅
回路４に流れ込む電流Ｉcpも増加する。従って、電流Ｉ
regの増加分と電流Ｉcpの増加分を等しくなるように誤
差増幅回路４を設計すれば電流Ｉｂの増加を抑圧でき
る。次に、温度が一定で制御電圧が上昇した場合を考え
る。この場合も動作はほぼ同様で、電流Ｉreg の増加分
を誤差増幅回路４に流れ込む電流Ｉcpを増加させること
によって相殺し、電流Ｉｂ一定に保ってアイドリング電
流Ｉｑの安定化を図っている。
【００１５】本発明に従えばバイアス回路に対して、周
囲温度並びに制御電圧変動検出回路とそれらによってそ
れぞれ検出された変動分を共通増幅する誤差増幅回路を
設ける。電流Ｉreg は温度や制御電圧の変動に伴って変
化するので、その変化分に応じた電流を誤差増幅回路に
流すことによって電流Ｉ１の変化分を相殺し電流Ｉｂの
値を一定に保ち、安定なアイドリング電流を電力増幅部
に供給する。この実施例では、温度検出回路が温度検出
機能の他に制御電圧変動に対する基準電圧源としての機
能を持ち、また、制御電圧検出回路が制御電圧検出機能
の他に温度変動に対する基準電圧源としての機能を有
し、それぞれの変動に対し相互に検出回路および基準電
圧源として働くことに大きな特徴がある。
囲温度並びに制御電圧変動検出回路とそれらによってそ
れぞれ検出された変動分を共通増幅する誤差増幅回路を
設ける。電流Ｉreg は温度や制御電圧の変動に伴って変
化するので、その変化分に応じた電流を誤差増幅回路に
流すことによって電流Ｉ１の変化分を相殺し電流Ｉｂの
値を一定に保ち、安定なアイドリング電流を電力増幅部
に供給する。この実施例では、温度検出回路が温度検出
機能の他に制御電圧変動に対する基準電圧源としての機
能を持ち、また、制御電圧検出回路が制御電圧検出機能
の他に温度変動に対する基準電圧源としての機能を有
し、それぞれの変動に対し相互に検出回路および基準電
圧源として働くことに大きな特徴がある。
【００１６】図２には、図１の単位増幅の一実施例の具
体的回路図が示されている。制御電圧検出回路兼温度検
出基準電圧源１７は、抵抗４２と４３の直列回路から構
成され、端子２に接続されている抵抗４２の一端に制御
電圧の検出点とし、両抵抗４２と４３の接続点を温度検
出基準点としている。また、温度検出回路兼制御電圧検
出基準電圧源５は、直列接続のダイオード形態にされた
ＧａＡｓ−ＨＢＴ（以下トランジスタという）５０、５
１を用い、トランジスタ５０のコレクタ・ベース接続点
を検出点、或いは、制御電圧検出基準点としている。容
量４８は増幅トランジスタ１０が高周波動作している時
流れるベース電流の高周波成分を平滑化して動作を安定
化するために用いるが、無くても良い。
体的回路図が示されている。制御電圧検出回路兼温度検
出基準電圧源１７は、抵抗４２と４３の直列回路から構
成され、端子２に接続されている抵抗４２の一端に制御
電圧の検出点とし、両抵抗４２と４３の接続点を温度検
出基準点としている。また、温度検出回路兼制御電圧検
出基準電圧源５は、直列接続のダイオード形態にされた
ＧａＡｓ−ＨＢＴ（以下トランジスタという）５０、５
１を用い、トランジスタ５０のコレクタ・ベース接続点
を検出点、或いは、制御電圧検出基準点としている。容
量４８は増幅トランジスタ１０が高周波動作している時
流れるベース電流の高周波成分を平滑化して動作を安定
化するために用いるが、無くても良い。
【００１７】誤差増幅回路４は、ＧａＡｓ−ＨＢＴ（以
下、トランジスタという）４６、４７の差動回路で構成
されており、エミッタ抵抗４４、４５によって差動回路
のダイナミック範囲を拡大している。４９は電流源であ
り、抵抗、或いは、トランジスタと抵抗で構成すること
もできる。差動トランジスタ４６のベースは、前記制御
電圧検出回路兼温度検出基準電圧源１７を構成する分圧
抵抗４２と４３の分圧電圧が供給され、差動トランジス
タ４７のベースは、上記温度検出回路兼制御電圧検出基
準電圧源５の検出点であるトランジスタ５０のベース、
コレクタ接続点の電圧、言い換えるならば、電流Ｉreg
を形成する抵抗４１での電圧降下が供給される。
下、トランジスタという）４６、４７の差動回路で構成
されており、エミッタ抵抗４４、４５によって差動回路
のダイナミック範囲を拡大している。４９は電流源であ
り、抵抗、或いは、トランジスタと抵抗で構成すること
もできる。差動トランジスタ４６のベースは、前記制御
電圧検出回路兼温度検出基準電圧源１７を構成する分圧
抵抗４２と４３の分圧電圧が供給され、差動トランジス
タ４７のベースは、上記温度検出回路兼制御電圧検出基
準電圧源５の検出点であるトランジスタ５０のベース、
コレクタ接続点の電圧、言い換えるならば、電流Ｉreg
を形成する抵抗４１での電圧降下が供給される。
【００１８】トランジスタ５２は、増幅トランジスタ１
０とダーリントン接続され、上記ダイオード形態のトラ
ンジスタ５０，５１に対してトランジスタ５２、１０が
カレントミラー形態にされる。それ故、ダーリントン接
続のトランジスタ５２と１０に設けられた抵抗５３は短
絡しても基本的動作は変わらない。他の構成は、前記図
１と同じであるので、その説明を省略する。
０とダーリントン接続され、上記ダイオード形態のトラ
ンジスタ５０，５１に対してトランジスタ５２、１０が
カレントミラー形態にされる。それ故、ダーリントン接
続のトランジスタ５２と１０に設けられた抵抗５３は短
絡しても基本的動作は変わらない。他の構成は、前記図
１と同じであるので、その説明を省略する。
【００１９】最初に周囲温度が上昇した場合を考える。
この場合は、もしも誤差増幅器４が無いと、トランジス
タ５０、５１のべース・エミッタ間電圧が減少するの
で、差動トランジスタ４７のベース電位が下がり、抵抗
４１の両端の電圧が増加して電流Ｉreg 、即ち、電流Ｉ
ｂが増加する。このため、トランジスタ５０と５１とト
ランジスタ５２と１０のカレントミラー効果によりアイ
ドリング電流Ｉｑも増大する。しかし、誤差増幅器で
は、差動トランジスタ４７のベース電位が差動トランジ
スタ４６のそれよりも下がると、電流源４９から供給さ
れる電流は、差動トランジスタ４６の方により多く流れ
る、即ち、電流Ｉcpが増加する。それ故、この電流Ｉcp
の増加分を電流Ｉreg の増加分と等しくなるように回路
定数が決められているので、電流Ｉｂの値を一定にで
き、アイドリング電流Ｉｑの増加を抑圧することができ
る。
この場合は、もしも誤差増幅器４が無いと、トランジス
タ５０、５１のべース・エミッタ間電圧が減少するの
で、差動トランジスタ４７のベース電位が下がり、抵抗
４１の両端の電圧が増加して電流Ｉreg 、即ち、電流Ｉ
ｂが増加する。このため、トランジスタ５０と５１とト
ランジスタ５２と１０のカレントミラー効果によりアイ
ドリング電流Ｉｑも増大する。しかし、誤差増幅器で
は、差動トランジスタ４７のベース電位が差動トランジ
スタ４６のそれよりも下がると、電流源４９から供給さ
れる電流は、差動トランジスタ４６の方により多く流れ
る、即ち、電流Ｉcpが増加する。それ故、この電流Ｉcp
の増加分を電流Ｉreg の増加分と等しくなるように回路
定数が決められているので、電流Ｉｂの値を一定にで
き、アイドリング電流Ｉｑの増加を抑圧することができ
る。
【００２０】次に、周囲温度が一定で、制御電圧が変動
した場合を考える。この場合は、もしも誤差増幅器４が
無いと、トランジスタ５０、５１のべース・エミッタ間
電圧は変化しないので、トランジスタ４７のベース電位
が一定値となるから制御電圧が上昇すると、抵抗４１の
両端の電圧が増加して電流Ｉreg 、即ち、電流Ｉｂが増
加するため、アイドリング電流Ｉｑも増大する。しか
し、誤差増幅器では、差動トランジスタ４６のベース電
位は、他方の差動トランジスタ４７のそれよりも上がる
ことになるから、電流源４９から供給される電流は差動
トランジスタ４６の方により多く流れる、即ち、電流Ｉ
cpが増加する。それ故、温度変動の場合と同様、この電
流Ｉcpの増加分を電流Ｉreg の増加分と等しくなるよう
に回路定数を決められているので、アイドリング電流Ｉ
ｑの増加を抑圧することができる。
した場合を考える。この場合は、もしも誤差増幅器４が
無いと、トランジスタ５０、５１のべース・エミッタ間
電圧は変化しないので、トランジスタ４７のベース電位
が一定値となるから制御電圧が上昇すると、抵抗４１の
両端の電圧が増加して電流Ｉreg 、即ち、電流Ｉｂが増
加するため、アイドリング電流Ｉｑも増大する。しか
し、誤差増幅器では、差動トランジスタ４６のベース電
位は、他方の差動トランジスタ４７のそれよりも上がる
ことになるから、電流源４９から供給される電流は差動
トランジスタ４６の方により多く流れる、即ち、電流Ｉ
cpが増加する。それ故、温度変動の場合と同様、この電
流Ｉcpの増加分を電流Ｉreg の増加分と等しくなるよう
に回路定数を決められているので、アイドリング電流Ｉ
ｑの増加を抑圧することができる。
【００２１】実際の回路設計では、温度および制御電圧
変動の両観点から回路定数が決められる。図３には前記
図２の実施例の周囲温度とアイドリング電流の特性図が
示されている。同図の特性図は、前記図２において、抵
抗４１の抵抗値を４００Ω、トランジスタ５０、５１の
ベース・エミッタ間電圧を２．５Ｖ（２段接続）、その
変動分を−２．４ｍＶ／℃、温度範囲を３０±６０℃、
制御電圧を２．８Ｖ、その変動分を±０．１Ｖ、電流Ｉ
ｂを０．２５ｍＡ、カレントミラー比ｎを１１６とした
時のシミュレーションによる予測結果と実測結果を併せ
て示したものである。
変動の両観点から回路定数が決められる。図３には前記
図２の実施例の周囲温度とアイドリング電流の特性図が
示されている。同図の特性図は、前記図２において、抵
抗４１の抵抗値を４００Ω、トランジスタ５０、５１の
ベース・エミッタ間電圧を２．５Ｖ（２段接続）、その
変動分を−２．４ｍＶ／℃、温度範囲を３０±６０℃、
制御電圧を２．８Ｖ、その変動分を±０．１Ｖ、電流Ｉ
ｂを０．２５ｍＡ、カレントミラー比ｎを１１６とした
時のシミュレーションによる予測結果と実測結果を併せ
て示したものである。
【００２２】シミュレーション結果では、制御電圧が
２．８Ｖの時、±６０℃の温度変動に対してアイドリン
グ電流Ｉｑの変動は殆んど見られない。また、この結果
は３０℃から９０℃に対する温度変動に対してアイドリ
ング電流の変化は約５％であったと云う実測結果で裏付
けられた。なお、図２において、トランジスタをＧａＡ
ｓ−ＨＢＴを用いたものであるが、トランジスタをＳｉ
Ｇｅ−ＨＢＴあるいはＳｉバイポーラトランジスタに置
き換えても同様な環境条件の変動に対する補償効果が得
られることは自明である。
２．８Ｖの時、±６０℃の温度変動に対してアイドリン
グ電流Ｉｑの変動は殆んど見られない。また、この結果
は３０℃から９０℃に対する温度変動に対してアイドリ
ング電流の変化は約５％であったと云う実測結果で裏付
けられた。なお、図２において、トランジスタをＧａＡ
ｓ−ＨＢＴを用いたものであるが、トランジスタをＳｉ
Ｇｅ−ＨＢＴあるいはＳｉバイポーラトランジスタに置
き換えても同様な環境条件の変動に対する補償効果が得
られることは自明である。
【００２３】以上のように、周囲温度が上昇した場合、
トランジスタ５０、５１のベース・エミッタ間の和電圧
は減少するので電流Ｉreg は増加する。従って、この電
流Ｉreg の増加分と等価な電流を誤差増幅回路に流すよ
うにすれば、トランジスタ５０、５１に流れる電流Ｉｂ
を一定にできる。この時の制御電圧検出回路１７が基準
電圧源として働くのである。逆に、制御電圧が上昇した
場合、トランジスタ５０、５１のベース・エミッタ間の
和電圧は一定であるので電流Ｉreg は増加する。従っ
て、この電流Ｉreg の増加分と等価な電流を誤差増幅回
路に流すようにすれば、トランジスタ５０、５１に流れ
る電流Ｉｂを一定にできる。この時の温度検出回路５が
制御電圧検出基準電圧源として働くのである。したがっ
て、機能的にみると、１７は前記のように制御電圧検出
回路兼温度検出基準電圧源となり、５は前記のように温
度検出回路兼制御電圧検出基準電圧源となるのである。
トランジスタ５０、５１のベース・エミッタ間の和電圧
は減少するので電流Ｉreg は増加する。従って、この電
流Ｉreg の増加分と等価な電流を誤差増幅回路に流すよ
うにすれば、トランジスタ５０、５１に流れる電流Ｉｂ
を一定にできる。この時の制御電圧検出回路１７が基準
電圧源として働くのである。逆に、制御電圧が上昇した
場合、トランジスタ５０、５１のベース・エミッタ間の
和電圧は一定であるので電流Ｉreg は増加する。従っ
て、この電流Ｉreg の増加分と等価な電流を誤差増幅回
路に流すようにすれば、トランジスタ５０、５１に流れ
る電流Ｉｂを一定にできる。この時の温度検出回路５が
制御電圧検出基準電圧源として働くのである。したがっ
て、機能的にみると、１７は前記のように制御電圧検出
回路兼温度検出基準電圧源となり、５は前記のように温
度検出回路兼制御電圧検出基準電圧源となるのである。
【００２４】図４には、図１の単位増幅の他の一実施例
の具体的回路図が示されている。この実施例では、同図
はバイアス系と電力増幅系を別チップで集積化する時の
構成例を示したものである。図４において、カレントミ
ラー回路を構成するために対を成すトランジスタ１０と
５１にＧａＡｓ−ＨＢＴを用い、トランジスタ５０−１
と５２−１にＳｉＧｅ−ＨＢＴ、或いは、Ｓｉバイポー
ラトランジスタを適用し、それぞれ電力増幅系集積回路
２０２およびバイアス系集積回路２０１に搭載する。
の具体的回路図が示されている。この実施例では、同図
はバイアス系と電力増幅系を別チップで集積化する時の
構成例を示したものである。図４において、カレントミ
ラー回路を構成するために対を成すトランジスタ１０と
５１にＧａＡｓ−ＨＢＴを用い、トランジスタ５０−１
と５２−１にＳｉＧｅ−ＨＢＴ、或いは、Ｓｉバイポー
ラトランジスタを適用し、それぞれ電力増幅系集積回路
２０２およびバイアス系集積回路２０１に搭載する。
【００２５】抵抗６、９と容量７は、電力増幅系集積回
路２０２に内蔵させ、誤差増幅器を構成するトランジス
タ４６−１、４７−１と抵抗４１〜４５及び５３、５４
と電流源４９をバイアス系集積回路２０１に内蔵させる
ことが望ましい。ここで、誤差増幅器を構成するトラン
ジスタ４６−１、４７−１にはＳｉＧｅ−ＨＢＴ或いは
Ｓｉバイポーラトランジスタを適用する。また、抵抗５
４は電力増幅系集積回路２０２に内蔵させても良い。
路２０２に内蔵させ、誤差増幅器を構成するトランジス
タ４６−１、４７−１と抵抗４１〜４５及び５３、５４
と電流源４９をバイアス系集積回路２０１に内蔵させる
ことが望ましい。ここで、誤差増幅器を構成するトラン
ジスタ４６−１、４７−１にはＳｉＧｅ−ＨＢＴ或いは
Ｓｉバイポーラトランジスタを適用する。また、抵抗５
４は電力増幅系集積回路２０２に内蔵させても良い。
【００２６】図５には、図１の単位増幅の他の一実施例
の具体的回路図が示されている。この実施例は、図４の
実施例において抵抗４２の制御端子２側の接続点を外
し、新たに端子２−１を設けるようにするものである。
この構成によれば、外付け抵抗を端子２に直列接続する
ことにより、電流Ｉreg を調整できるから、アイドリン
グ電流を任意に設定できる利点がある。また、前記実施
例のように動作させる場合には、外部で端子２と端子２
−１を接続すればよい。
の具体的回路図が示されている。この実施例は、図４の
実施例において抵抗４２の制御端子２側の接続点を外
し、新たに端子２−１を設けるようにするものである。
この構成によれば、外付け抵抗を端子２に直列接続する
ことにより、電流Ｉreg を調整できるから、アイドリン
グ電流を任意に設定できる利点がある。また、前記実施
例のように動作させる場合には、外部で端子２と端子２
−１を接続すればよい。
【００２７】端子２−１を開放しておけば、誤差増幅器
のトランジスタ４６のベースが接地されるため、誤差増
幅回路４は作動しなくなるので、零ボルトから任意の振
幅を持つバースト状の制御信号によって出力電力が制御
されるＧＳＭ(Global Systemfor Mobile Communicatio
n)やＰＣＮ(Personal Communicat -ions Network）等の
セルラシステム向け携帯電話端末にも適用できる電力増
幅器モジュールを実現できる。つまり、１つの電力増幅
器モジュールを異なる方式の携帯電話端末に用いるよう
にすることができる。
のトランジスタ４６のベースが接地されるため、誤差増
幅回路４は作動しなくなるので、零ボルトから任意の振
幅を持つバースト状の制御信号によって出力電力が制御
されるＧＳＭ(Global Systemfor Mobile Communicatio
n)やＰＣＮ(Personal Communicat -ions Network）等の
セルラシステム向け携帯電話端末にも適用できる電力増
幅器モジュールを実現できる。つまり、１つの電力増幅
器モジュールを異なる方式の携帯電話端末に用いるよう
にすることができる。
【００２８】図６には、図１の単位増幅器の更に他の一
実施例の具体的回路図が示されている。この実施例は、
図２、図４及び図５で説明したＧａＡｓ−ＨＢＴやＳｉ
Ｇｅ−ＨＢＴ等のトランジスタをＭＯＳＦＥＴで構成し
たものである。図中の７５、７６、７９、８０、８１、
８６はＭＯＳＦＥＴであり、７０、７１、７２、７３、
７４、８２、８３、８４は抵抗であり、７７は電流源、
８５は結合容量、８７は高周波閉塞用インダクタであ
る。
実施例の具体的回路図が示されている。この実施例は、
図２、図４及び図５で説明したＧａＡｓ−ＨＢＴやＳｉ
Ｇｅ−ＨＢＴ等のトランジスタをＭＯＳＦＥＴで構成し
たものである。図中の７５、７６、７９、８０、８１、
８６はＭＯＳＦＥＴであり、７０、７１、７２、７３、
７４、８２、８３、８４は抵抗であり、７７は電流源、
８５は結合容量、８７は高周波閉塞用インダクタであ
る。
【００２９】本実施例回路の動作は図２の実施例と同じ
であるので、詳細な説明は割愛する。なお、ＭＯＳＦＥ
Ｔはゲート幅によって差動回路の伝達コンダクタンスを
調整できるので、抵抗７３，７４を省くこともできる。
また、ＭＯＳＦＥＴは、ＧａＡｓ−ＨＢＴやＳｉＧｅ−
ＨＢＴのように入力電流（ゲート電流）が流れないの
で、抵抗８４の抵抗値をｋΩオーダのものを用いること
ができるから、抵抗８２を省いても良い。
であるので、詳細な説明は割愛する。なお、ＭＯＳＦＥ
Ｔはゲート幅によって差動回路の伝達コンダクタンスを
調整できるので、抵抗７３，７４を省くこともできる。
また、ＭＯＳＦＥＴは、ＧａＡｓ−ＨＢＴやＳｉＧｅ−
ＨＢＴのように入力電流（ゲート電流）が流れないの
で、抵抗８４の抵抗値をｋΩオーダのものを用いること
ができるから、抵抗８２を省いても良い。
【００３０】図７には、この発明に係る電力増幅器モジ
ュールの一実施例のブロック図が示されている。電力増
幅器モジュールは一般に２段、或いは、３段の単位増幅
器で構成される。図７の実施例では、バイアス回路９１
を電力増幅部９２、９３に適用した時の２段電力増幅器
モジュールの例が示されている。電力増幅部を更に１段
追加して３段構成であっても良い。
ュールの一実施例のブロック図が示されている。電力増
幅器モジュールは一般に２段、或いは、３段の単位増幅
器で構成される。図７の実施例では、バイアス回路９１
を電力増幅部９２、９３に適用した時の２段電力増幅器
モジュールの例が示されている。電力増幅部を更に１段
追加して３段構成であっても良い。
【００３１】同図において、端子８から入力された信号
は電力増幅部９２、電力増幅部９３においてそれぞれ増
幅され、端子１１から出力される。電力増幅部９２、９
３のアイドリング電流は、図２や図４と同様なカレント
ミラー構成を具備するバイアス回路９１によって供給さ
れる。ここで、バイアス回路９１を電力増幅部９２、９
３に対応した個別のバイアス回路で構成しても、一つの
バイアス回路の出力を分岐して電力増幅部に供給する構
成にしても良い。また、図７に示す構成を１チップに集
積化しても、バイアス回路９１と電力増幅部９２、９３
をそれぞれ個別のチップに集積化しても良い。
は電力増幅部９２、電力増幅部９３においてそれぞれ増
幅され、端子１１から出力される。電力増幅部９２、９
３のアイドリング電流は、図２や図４と同様なカレント
ミラー構成を具備するバイアス回路９１によって供給さ
れる。ここで、バイアス回路９１を電力増幅部９２、９
３に対応した個別のバイアス回路で構成しても、一つの
バイアス回路の出力を分岐して電力増幅部に供給する構
成にしても良い。また、図７に示す構成を１チップに集
積化しても、バイアス回路９１と電力増幅部９２、９３
をそれぞれ個別のチップに集積化しても良い。
【００３２】図８には、この発明に係る電力増幅器モジ
ュールの一実施例の回路図が示されている。同図には、
１つの増幅段とバイアス回路とが代表として例示的に示
されている。前記図７の実施例のように２段構成あるい
は更に１段増加して３段構成にする場合には、同様な増
幅段及びバイアス回路が前記段数に合わせて設けられ
る。この場合、各増幅段の間には、結合容量が設けられ
て高周波成分のみが伝えられる。
ュールの一実施例の回路図が示されている。同図には、
１つの増幅段とバイアス回路とが代表として例示的に示
されている。前記図７の実施例のように２段構成あるい
は更に１段増加して３段構成にする場合には、同様な増
幅段及びバイアス回路が前記段数に合わせて設けられ
る。この場合、各増幅段の間には、結合容量が設けられ
て高周波成分のみが伝えられる。
【００３３】電力増幅器モジュールを構成する実装基板
上には、前記バイアス回路と増幅トランジスタからなる
集積回路ＩＣと、ＲＦ入力端子から供給される入力信号
を上記集積回路の入力端子８に伝える整合回路、集積回
路の出力端子１１から出力される出力信号をＲＦ出力端
子に伝える整合回路と、前記増幅トランジスタ１０のコ
レクタに設けられるインダクタ１２とは、外部部品とし
て搭載される。制御入力端子は、バイアス回路の制御電
圧端子に供給される。これらの各回路素子が１つの実装
基板に搭載され、一体的に封止されて電力器増幅モジュ
ールが構成され、後述するような携帯端末に搭載され
る。
上には、前記バイアス回路と増幅トランジスタからなる
集積回路ＩＣと、ＲＦ入力端子から供給される入力信号
を上記集積回路の入力端子８に伝える整合回路、集積回
路の出力端子１１から出力される出力信号をＲＦ出力端
子に伝える整合回路と、前記増幅トランジスタ１０のコ
レクタに設けられるインダクタ１２とは、外部部品とし
て搭載される。制御入力端子は、バイアス回路の制御電
圧端子に供給される。これらの各回路素子が１つの実装
基板に搭載され、一体的に封止されて電力器増幅モジュ
ールが構成され、後述するような携帯端末に搭載され
る。
【００３４】図９には、本発明に係わる電力増幅器モジ
ュールが用いられる代表的なＣＤＭＡ移動体通信用携帯
電話端末の一実施例の全体ブロック図が示されている。
アンテナ１０１で受信された受信信号は共用器１０２、
増幅器１０３、フィルタ１０４、ミキサ１０５で構成さ
れる受信フロントエンドにて増幅される。増幅された信
号はミキサ１０５により中間周波に変換され、更に、フ
ィルタ１０６、利得制御増幅器１０７、ダウンコンバー
タ１０８から成る中間信号処理回路においてベースバン
ド帯域に周波数変換される。変換された信号はベースバ
ンド信号処理回路１１８に伝えられる。音声信号はこの
ベースバンド信号処理回路１１８で再生された後、スピ
ーカ１２０を駆動して音声に変えられる。
ュールが用いられる代表的なＣＤＭＡ移動体通信用携帯
電話端末の一実施例の全体ブロック図が示されている。
アンテナ１０１で受信された受信信号は共用器１０２、
増幅器１０３、フィルタ１０４、ミキサ１０５で構成さ
れる受信フロントエンドにて増幅される。増幅された信
号はミキサ１０５により中間周波に変換され、更に、フ
ィルタ１０６、利得制御増幅器１０７、ダウンコンバー
タ１０８から成る中間信号処理回路においてベースバン
ド帯域に周波数変換される。変換された信号はベースバ
ンド信号処理回路１１８に伝えられる。音声信号はこの
ベースバンド信号処理回路１１８で再生された後、スピ
ーカ１２０を駆動して音声に変えられる。
【００３５】送信側では、受信側と逆の信号操作が行な
われる。音声はマイクロホン１１９によって電気信号に
変換され、ベースバンド信号処理回路１１８とアップコ
ンバータ１１７、信号減衰器１１５およびフィルタ１１
４を通してミキサ１１２に伝えられる。伝えられた信号
は周波数シンセサイザ１１３とミキサ１１２によって、
送信周波数帯域に変換され、フィルタ１１１により不要
周波数成分を取り除いた後、電力増幅器モジュール１０
９で電力増幅される。電力増幅器モジュール１０９の出
力信号はアイソレータ１１０および共用器１０２を通っ
てアンテナ１０１に伝えられ、空間に放射される。
われる。音声はマイクロホン１１９によって電気信号に
変換され、ベースバンド信号処理回路１１８とアップコ
ンバータ１１７、信号減衰器１１５およびフィルタ１１
４を通してミキサ１１２に伝えられる。伝えられた信号
は周波数シンセサイザ１１３とミキサ１１２によって、
送信周波数帯域に変換され、フィルタ１１１により不要
周波数成分を取り除いた後、電力増幅器モジュール１０
９で電力増幅される。電力増幅器モジュール１０９の出
力信号はアイソレータ１１０および共用器１０２を通っ
てアンテナ１０１に伝えられ、空間に放射される。
【００３６】上記ベースバンド信号処理回路１１８は、
上記電力増幅器モジュール１０９の動作を制御する制御
信号を形成する。つまり、送信中以外は、制御信号を０
Ｖにして電力増幅器モジュールのバイアス回路の動作を
停止させる。制御信号は、上記ベースバンド信号処理回
路のデジタル回路により形成される２値信号に対応され
たものなり、その電圧変動が比較的大きいので前記バイ
アス回路でのアイドリング電流の安定化は、電池の長寿
命化と安定的な通話を行う上で重要となるものである。
上記電力増幅器モジュール１０９の動作を制御する制御
信号を形成する。つまり、送信中以外は、制御信号を０
Ｖにして電力増幅器モジュールのバイアス回路の動作を
停止させる。制御信号は、上記ベースバンド信号処理回
路のデジタル回路により形成される２値信号に対応され
たものなり、その電圧変動が比較的大きいので前記バイ
アス回路でのアイドリング電流の安定化は、電池の長寿
命化と安定的な通話を行う上で重要となるものである。
【００３７】図１０には、この発明に係る電力増幅器モ
ジュールに用いられるヘトロ接合バイポーラトランジス
タの一実施例の素子断面構造図が示されている。ヘトロ
接合バイポーラトランジスタ（Heterojunction Bipolar
Transistor)は、エミッタにワイドバンドギャップの半
導体を用いたバイポーラトランジスタである。このトラ
ンジスタは、ワイドバンドギャップエミッタにより、エ
ミッタへのベースからの少数キャリアの逆注入が小さ
く、エミッタ注入効率が高くなり、電流利得を高くでき
る。ベース濃度を大きくしても高い電流利得が維持で
き、ベース抵抗を小さくできるから高電流利得と駆動能
力の高い超高速動作が可能になる。
ジュールに用いられるヘトロ接合バイポーラトランジス
タの一実施例の素子断面構造図が示されている。ヘトロ
接合バイポーラトランジスタ（Heterojunction Bipolar
Transistor)は、エミッタにワイドバンドギャップの半
導体を用いたバイポーラトランジスタである。このトラ
ンジスタは、ワイドバンドギャップエミッタにより、エ
ミッタへのベースからの少数キャリアの逆注入が小さ
く、エミッタ注入効率が高くなり、電流利得を高くでき
る。ベース濃度を大きくしても高い電流利得が維持で
き、ベース抵抗を小さくできるから高電流利得と駆動能
力の高い超高速動作が可能になる。
【００３８】この実施例では、コレクタの濃度Ｎｃをあ
る程度小さくして、ベース・コレクタ間容量Ｃｂｃを小
さくしている。必要なコレクタ領域は、エミッタ・ベー
ス接合の面積のみであり、ベース電極Ｂ下の外部ベース
・コレクタ容量Ｃｂｃは寄生の余分な容量になるので、
Ｃｂｃを低減するためコレクタのｎ- 領域に酸素Ｏ2を
注入して絶縁化するものである。
る程度小さくして、ベース・コレクタ間容量Ｃｂｃを小
さくしている。必要なコレクタ領域は、エミッタ・ベー
ス接合の面積のみであり、ベース電極Ｂ下の外部ベース
・コレクタ容量Ｃｂｃは寄生の余分な容量になるので、
Ｃｂｃを低減するためコレクタのｎ- 領域に酸素Ｏ2を
注入して絶縁化するものである。
【００３９】以上説明したように、本発明によるバイア
ス回路を適用すれば周囲温度や制御電圧等の環境変化に
対して安定なアイドリング電流を電力増幅部に供給する
ことができるため、線形性や効率の劣化が少ない電力増
幅器モジュールの具現化が可能となる。また、電力増幅
器モジュールを構成する温度補償用のダイオードを含め
た全ての能動素子をＧａＡｓ−ＨＢＴやＳｉＧｅ−ＨＢ
ＴプロセスあるいはＭＯＳＦＥＴにて一括形成できるた
め、高い製造歩留まりが得られる。これから、本発明に
よれば電力増幅器モジュールの低廉化に資することがで
きる。
ス回路を適用すれば周囲温度や制御電圧等の環境変化に
対して安定なアイドリング電流を電力増幅部に供給する
ことができるため、線形性や効率の劣化が少ない電力増
幅器モジュールの具現化が可能となる。また、電力増幅
器モジュールを構成する温度補償用のダイオードを含め
た全ての能動素子をＧａＡｓ−ＨＢＴやＳｉＧｅ−ＨＢ
ＴプロセスあるいはＭＯＳＦＥＴにて一括形成できるた
め、高い製造歩留まりが得られる。これから、本発明に
よれば電力増幅器モジュールの低廉化に資することがで
きる。
【００４０】以上本発明者よりなされた発明を実施例に
基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図７
の実施例のように増幅段を複数で構成する場合、信号増
幅を行う素子としては超高速動作が可能なＧａＡｓ−Ｈ
ＢＴやＳｉＧｅ−ＨＢＴを用いて構成し、バイアス回路
のうち誤差増幅回路では高速動作が要求されないから通
常のバイポーラ型トランジスタ又はＭＯＳＦＥＴで構成
された回路を用いる。このように実装基板上に複数のＩ
Ｃと外部部品を設けるものでは、前記電流Ｉreg を形成
する抵抗も外部素子で構成してもよい。この場合には、
半導体集積回路でのプロセスバラツキを軽減することが
できるし、アイドリング電流を任意に設定できる利点が
ある。この発明は、電力増幅器モジュールとして各種携
帯端末等に利用できる。
基づき具体的に説明したが、本願発明は前記実施例に限
定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種
々変更可能であることはいうまでもない。例えば、図７
の実施例のように増幅段を複数で構成する場合、信号増
幅を行う素子としては超高速動作が可能なＧａＡｓ−Ｈ
ＢＴやＳｉＧｅ−ＨＢＴを用いて構成し、バイアス回路
のうち誤差増幅回路では高速動作が要求されないから通
常のバイポーラ型トランジスタ又はＭＯＳＦＥＴで構成
された回路を用いる。このように実装基板上に複数のＩ
Ｃと外部部品を設けるものでは、前記電流Ｉreg を形成
する抵抗も外部素子で構成してもよい。この場合には、
半導体集積回路でのプロセスバラツキを軽減することが
できるし、アイドリング電流を任意に設定できる利点が
ある。この発明は、電力増幅器モジュールとして各種携
帯端末等に利用できる。
【００４１】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。制御電圧の変動を検出する第１手段及
び周囲温度の変動を検出する第２手段を相互に基準電圧
源入力として差動回路で誤差増幅を行なって、制御電圧
及び周囲温度変動によって生じる電流の変動分を相殺さ
せたアイドリング電流を形成し、かかるアイドリング電
流により電力増幅トランジスタの利得を制御し、上記電
力増幅トランジスタに第１整合回路を介して入力信号を
供給し、その出力信号を第２整合回路を介して負荷回路
に伝えるようにすることにより、周囲温度や制御電圧等
の環境変化に対して安定なアイドリング電流を電力増幅
部に供給することができるため、線形性や効率の劣化が
少なくできるという効果が得られる。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。制御電圧の変動を検出する第１手段及
び周囲温度の変動を検出する第２手段を相互に基準電圧
源入力として差動回路で誤差増幅を行なって、制御電圧
及び周囲温度変動によって生じる電流の変動分を相殺さ
せたアイドリング電流を形成し、かかるアイドリング電
流により電力増幅トランジスタの利得を制御し、上記電
力増幅トランジスタに第１整合回路を介して入力信号を
供給し、その出力信号を第２整合回路を介して負荷回路
に伝えるようにすることにより、周囲温度や制御電圧等
の環境変化に対して安定なアイドリング電流を電力増幅
部に供給することができるため、線形性や効率の劣化が
少なくできるという効果が得られる。
【図１】本発明に係る電力増幅器モジュールの基本構成
となる一実施例を示す回路図である。
となる一実施例を示す回路図である。
【図２】図１の単位増幅の一実施例を示す具体的回路図
である。
である。
【図３】図２の実施例回路での周囲温度とアイドリング
電流との関係を説明するための特性図である。
電流との関係を説明するための特性図である。
【図４】図１の単位増幅の他の一実施例を示す具体的回
路図である。
路図である。
【図５】図１の単位増幅の他の一実施例を示す具体的回
路図である。
路図である。
【図６】図１の単位増幅の更に他の一実施例を示す具体
的回路図である。
的回路図である。
【図７】この発明に係る電力増幅器モジュールの一実施
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
【図８】この発明に係る電力増幅器モジュールの一実施
例を示す回路図である。
例を示す回路図である。
【図９】本発明に係わる電力増幅器モジュールが用いら
れる代表的なＣＤＭＡ移動体通信用携帯電話端末の一実
施例を示す全体ブロック図である。
れる代表的なＣＤＭＡ移動体通信用携帯電話端末の一実
施例を示す全体ブロック図である。
【図１０】この発明に係る電力増幅器モジュールに用い
られるヘトロ接合バイポーラトランジスタの一実施例を
示す素子断面構造図である。
られるヘトロ接合バイポーラトランジスタの一実施例を
示す素子断面構造図である。
【図１１】従来技術の一例を示す回路図である。
１…電源端子、２…制御端子、３…抵抗、４…誤差増幅
回路、５…温度変動検出回路兼制御電圧検出基準電圧
源、６、９、２１、２５、２６、３６…抵抗、７、２
７、８５…結合容量、８…信号入力端子、１０…増幅ト
ランジスタ（ＧａＡｓ−ＨＢＴ）、１１…信号出力端
子、１２、２９、８７…高周波閉塞用インダクタ、１３
…電源端子、１４…接地端子、１５…バイアス回路、１
６…電力増幅部、１７…制御電圧変動検出回路兼温度検
出基準電圧源、２２〜２４、２８…トランジスタ（Ｇａ
Ａｓ−ＨＢＴ）、３０〜３５…ショットキーダイオー
ド、４１〜４５、５３、５４…抵抗、４６−１、４７−
１、５０−１、５３−１…トランジスタ（ＳｉＧｅ−Ｈ
ＢＴ或いはＳｉバイポーラトランジスタ）、４６、４
７、５０〜５２…トランジスタ（ＧａＡｓ−ＨＢＴ）、
４８、７８…高周波平滑用容量、４９、７７…電流源、
２０１…バイアス系集積回路、２０２…電力増幅系集積
回路、２−１：アイドリング電流調整端子、７０〜７
４、８２〜８４…抵抗、７５、７６、７９〜８１、８６
…ＭＯＳＦＥＴ、９１…バイアス回路、９２、９３…電
力増幅部、１０１…アンテナ、１０２…共用器、１０３
…受信増幅器、１０４、１０６、１１１、１１４…フィ
ルタ、１０５、１１２…ミキサ、１０７…利得可変増幅
器、１０８…ダウンコンバータ、１０９…電力増幅器モ
ジュール、１１０…アイソレータ、１１３、１１６…周
波数シンセサイザ、１１５…信号減衰器、１１７…アッ
プコンバータ、１１８…ベースバンド信号処理回路、１
１９…マイクロホン、１２０…スピーカ。
回路、５…温度変動検出回路兼制御電圧検出基準電圧
源、６、９、２１、２５、２６、３６…抵抗、７、２
７、８５…結合容量、８…信号入力端子、１０…増幅ト
ランジスタ（ＧａＡｓ−ＨＢＴ）、１１…信号出力端
子、１２、２９、８７…高周波閉塞用インダクタ、１３
…電源端子、１４…接地端子、１５…バイアス回路、１
６…電力増幅部、１７…制御電圧変動検出回路兼温度検
出基準電圧源、２２〜２４、２８…トランジスタ（Ｇａ
Ａｓ−ＨＢＴ）、３０〜３５…ショットキーダイオー
ド、４１〜４５、５３、５４…抵抗、４６−１、４７−
１、５０−１、５３−１…トランジスタ（ＳｉＧｅ−Ｈ
ＢＴ或いはＳｉバイポーラトランジスタ）、４６、４
７、５０〜５２…トランジスタ（ＧａＡｓ−ＨＢＴ）、
４８、７８…高周波平滑用容量、４９、７７…電流源、
２０１…バイアス系集積回路、２０２…電力増幅系集積
回路、２−１：アイドリング電流調整端子、７０〜７
４、８２〜８４…抵抗、７５、７６、７９〜８１、８６
…ＭＯＳＦＥＴ、９１…バイアス回路、９２、９３…電
力増幅部、１０１…アンテナ、１０２…共用器、１０３
…受信増幅器、１０４、１０６、１１１、１１４…フィ
ルタ、１０５、１１２…ミキサ、１０７…利得可変増幅
器、１０８…ダウンコンバータ、１０９…電力増幅器モ
ジュール、１１０…アイソレータ、１１３、１１６…周
波数シンセサイザ、１１５…信号減衰器、１１７…アッ
プコンバータ、１１８…ベースバンド信号処理回路、１
１９…マイクロホン、１２０…スピーカ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０３Ｆ 3/213 Ｆターム(参考） 5F048 AB06 AB07 AB10 AC01 AC10 5F082 AA06 BA35 BC03 BC09 BC12 BC15 CA01 CA02 FA03 FA13 FA20 5J090 AA01 AA41 AA59 CA02 CA04 CA36 CA82 CA91 CN04 FA05 FA08 FA09 FA10 FN01 FN06 FN08 FN09 HA06 HA10 HA24 HA25 HA29 HA43 HN07 HN20 KA02 KA12 KA17 KA29 KA47 KA62 KA64 MA20 MA21 QA02 SA14 TA04 5J091 AA01 AA41 CA02 CA04 CA36 CA82 CA91 FA05 FA08 FA09 FA10 HA06 HA10 HA24 HA25 HA29 HA43 KA02 KA12 KA17 KA29 KA47 KA62 KA64 MA20 MA21 QA02 SA14 TA04 UW08
Claims (10)
- 【請求項１】 制御電圧の変動を検出する第１手段と、
周囲温度の変動を検出する第２手段と、上記第１手段及
び第２手段を相互に基準電圧源入力として誤差増幅を行
う差動回路とを含み、上記差動回路により制御電圧及び
周囲温度変動によって生じる電流の変動分を相殺させた
アイドリング電流を形成するバイアス回路と、 上記バイアス回路により形成されたアイドリング電流に
より利得が制御される電力増幅トランジスタと、 上記電力増幅トランジスタに入力信号を供給する第１整
合回路と、 上記電力増幅回路の出力信号を負荷回路に伝える第２整
合回路とを１つの実装基板上に備えてなることを特徴と
する電力増幅器モジュール。 - 【請求項２】 請求項１において、 上記電力増幅トランジスタは複数個が縦列接続されてな
り、 縦列接続された複数の電力増幅トランジスタのうち入力
段の電力増幅トランジスタに対して上記第１の整合回路
が設けられ、 縦列接続された複数の電力増幅トランジスタのうち出力
段の電力増幅トランジスタに対して上記第２の整合回路
が設けられることを特徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項３】 請求項２において、 上記複数個の電力増幅トランジスタのそれぞれに対応し
て上記バイアス回路が設けられるものであることを特徴
とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項４】 請求項１ないし３のいずれかにおいて、 上記第１手段は、制御電圧を分圧する分圧抵抗回路から
構成され、 上記第２手段は、電力増幅トランジスタと同じ構造のト
ランジスタがダイオード接続されて、上記電力増幅トラ
ンジスタと電流ミラー形態とされ、 上記アイドリング電流は、上記制御電圧と上記電力増幅
トランジスタのベースとの間に設けられた抵抗素子によ
り形成され、 上記差動回路は、上記誤差増幅動作によって抵抗素子に
流れる電流変動分を吸収するものであることを特徴とす
る電力増幅器モジュール。 - 【請求項５】 請求項４において、 上記第２手段を構成するダイオード形態のトランジスタ
は、第１と第２のトランジスタからなり、 上記電力増幅トランジスタは、ダーリントン形態に接続
された第３と第４のトランジスタからなり、 上記第３のトランジスタとエミッタと第４のトランジス
タのベースとの間には抵抗素子が設けられ、上記第４の
トランジスタのベースに対してカップリング容量素子を
介して上記入力信号が供給されることを特徴とする電力
増幅器モジュール。 - 【請求項６】 請求項５において、 上記差動回路は、上記電力増幅トランジスタと同じ構造
のトランジスタを用いて構成され、 上記バイアス回路と電力増幅トランジスタとは、１つの
半導体集積回路に形成され、 上記第１整合回路と第２整合回路は、上記半導体集積回
路の外部部品として上記実装基板に搭載されるものであ
ることを特徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項７】 請求項６において、 上記バイアス回路に用いられるトランジスタ及び電力増
幅トランジスタは、ヘトロ接合バイポーラ−トランジス
タであることを特徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項８】 請求項６において、 上記バイアス回路に用いられるトランジスタ及び電力増
幅トランジスタは、ＭＯＳＦＥＴで構成されることを特
徴とする電力増幅器モジュール。 - 【請求項９】 請求項４ないし８のいずれかにおいて、 上記分圧回路は、それに供給される制御電圧を入力する
ための外部端子を有していることを特徴とする電力増幅
器モジュール。 - 【請求項１０】 請求項１ないし５のいずれかにおい
て、 前記電力増幅トランジスタと、そのベース、エミッタ間
のバイアス電圧を形成するダイオード形態のトランジス
タとは第１半導体チップに形成され、 前記バイアス回路は、前記バイアス電圧を形成するダイ
オード形態のトランジスタを除いて第２半導体チップに
形成され、 上記第１半導体チップは、ＧａＡｓ又はＳｉＧｅヘトロ
接合バイポーラ−トランジスタで構成され、 上記第２半導体チップは、Ｓｉバイポーラ−トランジス
タ又はＭＯＳＦＥＴで構成されてなることを特徴とする
電力増幅器モジュール。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001081143A JP2002280842A (ja) | 2001-03-21 | 2001-03-21 | 電力増幅器モジュール |
| TW091100613A TW531955B (en) | 2001-03-21 | 2002-01-16 | Power amplifier module |
| US10/080,558 US6731171B2 (en) | 2001-03-21 | 2002-02-25 | Power amplifier module with stable idling current |
| US10/802,850 US20040176053A1 (en) | 2001-03-21 | 2004-03-18 | Mobile telecommunication apparatus having a power amplifier which operates stably during changes in control voltage and temperature |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001081143A JP2002280842A (ja) | 2001-03-21 | 2001-03-21 | 電力増幅器モジュール |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002280842A true JP2002280842A (ja) | 2002-09-27 |
Family
ID=18937297
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001081143A Pending JP2002280842A (ja) | 2001-03-21 | 2001-03-21 | 電力増幅器モジュール |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US6731171B2 (ja) |
| JP (1) | JP2002280842A (ja) |
| TW (1) | TW531955B (ja) |
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