JP2004072975A - Circuit for charging storage element, voltage equalization method using the circuit, charging method, and voltage detection method - Google Patents
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Abstract
【課題】複雑で高価となる、充電対象蓄電素子のスイッチング素子へのゲート信号配線を省略でき、回路構成が簡便安価となる、蓄電素子の充電回路、該回路を利用した電圧均一化方法、充電方法および電圧検出方法を提供することを目的とする。
【解決手段】キャパシタセルＣ１とＩＧＢＴ１、Ｃ２とＩＧＢＴ２が変圧器Ｔのそれぞれ第１の巻線Ｗ１、Ｗ２に接続される。直流電圧源であるセルＣ３とＩＧＢＴ３が第２の巻線ＷＤに接続される。そして、ゲート信号発生器ＧＤからのゲート信号によりＩＧＢＴ３をオンさせると、セルＣ３の電圧が巻線ＷＤを介して第３の巻線Ｗ１Ａ、Ｗ２Ａに誘起しＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２をオンさせ、ＩＧＢＴ３がオフすると誘起電圧が無くなりＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２はオフする。このオンオフ動作で、セルＣ１、Ｃ２がセルＣ３の電圧に均一に充電される。
【選択図】 図１Kind Code: A1 A charge circuit for a storage element, a voltage equalizing method using the circuit, and a charge, which are complicated and expensive, can omit a gate signal wiring to a switching element of a storage element to be charged, and have a simple and inexpensive circuit configuration. It is an object to provide a method and a voltage detection method.
A capacitor cell C1 and IGBT1, C2 and IGBT2 are connected to first windings W1 and W2 of a transformer T, respectively. Cell C3 and IGBT3, which are DC voltage sources, are connected to second winding WD. When the IGBT 3 is turned on by the gate signal from the gate signal generator GD, the voltage of the cell C3 is induced in the third windings W1A and W2A via the winding WD to turn on the IGBT1 and IGBT2 and turn off the IGBT3. Then, the induced voltage disappears and IGBT1 and IGBT2 are turned off. By this on / off operation, the cells C1 and C2 are uniformly charged to the voltage of the cell C3.
[Selection diagram] Fig. 1
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、キャパシタや２次電池等の蓄電素子を複数個、例えば直列に接続して構成される蓄電装置の該各蓄電素子を充電する充電回路、該回路を利用した電圧均一化方法、充電方法および電圧検出方法に係り、特に、必要な回路構成の簡便化を図ったものである。
【０００２】
【従来の技術】
高圧大容量の蓄電装置は、例えば、蓄電素子として電気二重層キャパシタを使用しこれを複数個直列に接続してモジュールを構成し、更にこれを単位に複数のモジュールを直列接続して蓄電バンクを構成するが、この場合、バンクの構成単位である各蓄電素子（セル）の容量偏差に伴う各セル電圧の不均一性を解消する対策が必要となる。
本願発明者は、先に特願２００２−１３４７９２により、電力損失を伴う外部抵抗を使用することなく各セルの電圧均一化が高速度に成される蓄電装置を紹介した。
【０００３】
図１１は、上掲出願で紹介した電圧均一化方式を適用した蓄電装置を示す構成図である。ここでは、互いに直列に接続されたセルＣ１、Ｃ２でモジュール回路１を構成している。そして、セルＣ１、Ｃ２はそれぞれ変圧器Ｔの巻線Ｗ１、Ｗ２に並列に接続されている。更に、セルＣ１と巻線Ｗ１との間およびセルＣ２と巻線Ｗ２との間に、スイッチング素子ＳＳ１と逆並列接続されたダイオードＤ１およびスイッチング素子ＳＳ２と逆並列接続されたダイオードＤ２がそれぞれ挿入されている。
そして、充放電は、このモジュール回路１の両端子に外部電源と負荷を接続して行う。そして、この例では、セルＣ１、Ｃ２の静電容量が、それぞれ１００Ｆ、１１０Ｆであり、これに対し外部電源から同一の電流により充電し、充電電圧がそれぞれ２．７Ｖ、２．６Ｖとなっている。
【０００４】
一方、モジュール回路２は、変圧器Ｔの巻線Ｗ３と並列に接続された静電容量１２０ＦのセルＣ３、およびこのセルＣ３と巻線Ｗ３との間に挿入されたスイッチング素子ＳＳ３および逆並列接続されたダイオードＤ３からなり、セルＣ３は２．５Ｖに充電されているとする。なお、変圧器Ｔの各巻線Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３の巻数比は、１：１：１としている。
この状態でスイッチング素子ＳＳ１、ＳＳ２、ＳＳ３に外部から同期信号を供給して一定周期でオンオフさせると、図１２に示すように電圧均一化の動作がなされる。
【０００５】
即ち、同図（Ｂ）に示すように、初期電圧の高いセルＣ１から電流が流出（放電）し初期電圧の低いセルＣ３に電流が流入（充電）し、同図（Ａ）に示すように、各セルＣ１、Ｃ２、Ｃ３の電圧は、静電容量を加重平均した電圧２．６２Ｖに収斂し均一化される。
また、図１１のモジュール回路２のセルＣ３を直流電圧源にすると、同様の原理を利用してモジュール回路１のセルＣ１、Ｃ２を上記直流電圧源の電圧に等しい電圧に充電することができる充電回路を実現することが出来る。
更に多くのセル、モジュールで構成する大容量蓄電装置にあっても、同様の回路構成を採用することにより各セルの電圧均一化を実現することが出来る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
以上の電圧均一化回路は、電力損失を伴う外部抵抗を必要としない点で優れているが、各セルに接続されたスイッチング素子を同時にオンオフ動作させるため全てのスイッチング素子にゲート信号を供給する必要があり、このことから以下の問題点が存在する。
即ち、図１１では、各スイッチング素子毎にゲート信号発生器Ｇ１等を示しているが、同期した信号を全ての素子に供給するためには、１個所で作成した信号を各素子にゲート線を経て送り込む必要があり、セル毎にこのゲート線と電圧均一化のための母線との２組（４本）の配線が必要となる。更に、これら両線では同期して電流、信号が変化するので相互誘導による自己発振が生じる可能性がありシールド線の採用など誘導防止策が必要となる。
また、各セルは直列接続される場合が多いので、各スイッチング素子へのゲート線は互いに絶縁する必要があり、絶縁変圧器やホトカプラを使った複雑な配線構造となる。
【０００７】
この発明は以上のような問題点を解消するためになされたもので、複雑で高価となる、充電対象蓄電素子のスイッチング素子へのゲート信号配線を省略でき、回路構成が簡便安価となる、蓄電素子の充電回路、該回路を利用した電圧均一化方法、充電方法および電圧検出方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る蓄電素子の充電回路は、互いに並列に接続されてない複数の蓄電素子からなる蓄電装置の上記各蓄電素子に充電する充電回路であって、
直流電圧源、上記各蓄電素子と並列に接続された複数の第１の巻線および上記直流電圧源と並列に接続された第２の巻線を備えた変圧器、上記各蓄電素子と上記各第１の巻線との間に挿入された第１のスイッチング素子、上記各第１のスイッチング素子と逆並列接続された第１のダイオード、上記直流電圧源と上記第２の巻線との間に挿入された第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子と逆並列接続された第２のダイオード、上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフさせる駆動側制御手段、および上記各第１の巻線毎に設けられ上記第２のスイッチング素子のオン動作時上記第２の巻線を介して上記各第１の巻線に誘起される電圧に基づき当該第１の巻線に接続された上記第１のスイッチング素子をオンさせる従動側制御手段を備え、
上記直流電圧源の電圧に上記変圧器の巻数比（上記各第１の巻線の巻数／上記第２の巻線の巻数）を乗じた電圧で上記各蓄電素子を充電可能なものである。
【０００９】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路における従動側制御手段は、上記各第１の巻線の両端に互いに直列に接続された、キャパシタおよびその出力端が上記各第１のスイッチング素子の制御端子に接続された分圧器からなるものである。
【００１０】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、互いに並列に接続されてない複数の蓄電素子からなる蓄電装置の上記各蓄電素子に充電する充電回路であって、直流電圧源、上記各蓄電素子と並列に接続された複数の第１の巻線、上記直流電圧源と並列に接続された第２の巻線および上記各第１の巻線と対になって設けられた複数の第３の巻線を備えた変圧器、上記各蓄電素子と上記各第１の巻線との間に挿入された第１のスイッチング素子、上記各第１のスイッチング素子と逆並列接続された第１のダイオード、上記直流電圧源と上記第２の巻線との間に挿入された第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子と逆並列接続された第２のダイオード、上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフさせる駆動側制御手段、および上記各第３の巻線毎に設けられ上記第２のスイッチング素子のオン動作時上記第２の巻線を介して上記各第３の巻線に誘起される電圧に基づき当該第３の巻線と対となる上記第１の巻線に接続された上記第１のスイッチング素子をオンさせる従動側制御手段を備え、
上記直流電圧源の電圧に上記変圧器の巻数比（上記各第１の巻線の巻数／上記第２の巻線の巻数）を乗じた電圧で上記各蓄電素子を充電可能なものである。
【００１１】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路における従動側制御手段は、上記各第３の巻線の両端に互いに直列に接続された、ダイオードおよびその出力端が上記各第１のスイッチング素子の制御端子に接続された分圧器からなるものである。
【００１２】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、上記蓄電素子が互いに直列に接続された複数の単位蓄電素子からなり、上記各単位蓄電素子と並列に接続された分圧抵抗を備えたものである。
【００１３】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、上記変圧器の第２の巻線の両端に抵抗要素を接続したものである。
【００１４】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、上記第２のスイッチング素子と直列に逆極性で接続された第３のスイッチング素子、上記第３のスイッチング素子と逆並列接続された第３のダイオード、および上記変圧器の第２の巻線の両端に互いに直列に接続された、コンデンサおよびその出力端が上記第３のスイッチング素子の制御端子に接続された分圧器からなる駆動側補正制御手段を備えたものである。
【００１５】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、上記複数の蓄電素子を複数のブロックに分割する場合、
上記変圧器を、上記各ブロック毎に設けられ当該ブロックの蓄電素子に接続される第１の巻線と第１のコモン巻線とを備えた複数の第１の変圧器および上記直流電圧源と接続される第２の巻線と上記各第１のコモン巻線に並列に接続される第２のコモン巻線を備えた第２の変圧器で構成し、
上記各第１の巻線と第２の巻線との巻数比は、上記各第１および第２の変圧器の上記コモン巻線同士を接続した状態での電圧比（上記各第１の巻線に誘起する電圧／上記第２の巻線に誘起する電圧）で算出するものである。
【００１６】
この発明に係る蓄電素子の電圧均一化方法は、上記変圧器を、その各第１および第２の巻線の巻数比がこれら各巻線に接続される各蓄電素子および直流電圧源の定格電圧比となるよう設定し、
上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフすることにより、上記各蓄電素子および直流電圧源の電圧をその定格電圧比に等しくさせるものである。
【００１７】
この発明に係る蓄電素子の充電方法は、上記変圧器を、その各第１の巻線の巻数比がこれら各巻線に接続される各蓄電素子の定格電圧比となるよう設定し、
上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフすることにより、上記各蓄電素子をその定格電圧比に等しい電圧に充電するものである。
【００１８】
また、この発明に係る蓄電素子の充電方法は、上記直流電圧源の電圧を、充電動作の進行に応じて所定の範囲で上昇させるものである。
【００１９】
また、この発明に係る蓄電素子の充電方法は、上記各蓄電素子が互いに直列に接続される場合、
上記直列接続された全蓄電素子に外部から電流を注入して充電する外部充電装置を備え、
上記外部充電装置を充電操作開始から動作させ充電操作完了前に停止させるようにしたものである。
【００２０】
この発明に係る蓄電素子の電圧検出方法は、上記複数の蓄電素子に予め電荷が蓄積されている場合に上記各蓄電素子の電圧の最低値と最高値を検出する方法であって、
上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフすると同時に、上記直流電圧源の電圧を、上記最低値予想値より低い値から上記最高値予想値より高い値まで速やかに上昇させながら上記オン時毎の上記第２の巻線に流れる電流値を検出し、
上記電流検出値が零から立ち上がった時点における上記直流電圧源の電圧を上記電圧最低値と判定し、上記電流検出値の上記オン時毎の増大比が上記直流電圧源の上記オン時毎の電圧増大比に等しくなった最初の時点における上記直流電圧源の電圧を上記電圧最高値と判定するものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１における蓄電素子の充電回路を示す構成図である。図において、Ｃ１、Ｃ２はモジュール回路に組み込まれた電気二重層キャパシタである蓄電素子（以下、キャパシタセルまたは単にセルと称する）で、ここでは、静電容量がそれぞれ１０、１１Ｆである。なお、両セルＣ１、Ｃ２は互いに直列に接続されているが、接続されず独立の状態であっても以下で説明する動作は同様である。
Ｃ３は直流電圧源としての蓄電素子で、ここでは、Ｃ１、Ｃ２と同様のキャパシタセルが使用されており、その静電容量は１２Ｆである。
そして、セルＣ１、Ｃ２は、変圧器Ｔの第１の巻線である巻線Ｗ１およびＷ２にそれぞれ並列に接続されている。更に、セルＣ１と巻線Ｗ１との間、およびセルＣ２と巻線Ｗ２との間には、それぞれ、第１のスイッチング素子とこれに逆並列接続された第１のダイオードとが一体に形成されたＩＧＢＴ１およびＩＧＢＴ２が挿入されている。
また、セル３は変圧器Ｔの第２の巻線である巻線ＷＤに並列に接続され、このセルＣ３と巻線ＷＤとの間に、第２のスイッチング素子とこれに逆並列接続された第２のダイオードとが一体に形成されたＩＧＢＴ３が挿入されている。なお、ここでは、変圧器Ｔの各巻線は、すべて同一巻数となっている。
【００２２】
ＧＤはＩＧＢＴ３を所定の周波数（ここでは５０Ｈｚ）でオンオフさせるためのゲート信号を発生するゲート信号発生器ＧＤで、駆動側制御手段を構成する。Ｗ１Ａ、Ｗ２Ａはそれぞれ巻線Ｗ１およびＷ２と対になって変圧器Ｔに設けられた第３の巻線で、以下の従動側制御手段が接続されている。
即ち、巻線Ｗ１Ａには、ダイオードＤ６と、抵抗Ｒ１およびＲ１１とキャパシタＣ１１との並列体からなる分圧器とが接続されこの分圧器の出力がＩＧＢＴ１のゲートに送出される。また、巻線Ｗ２Ａには、ダイオードＤ７と、抵抗Ｒ２およびＲ２２とキャパシタＣ２２との並列体からなる分圧器が接続されこの分圧器の出力がＩＧＢＴ２のゲートに送出される。
【００２３】
次に動作を説明する。この発明では、従来と異なり、ゲート信号発生器ＧＤからのゲート信号は１個のＩＧＢＴ３のみに供給される。今、セルＣ１、Ｃ２、Ｃ３の電圧が、それぞれ２．６Ｖ、２．５Ｖ、２．７Ｖである場合、ＩＧＢＴ３がオンすると、セルＣ３の電圧が変圧器Ｔの巻線ＷＤに印加され、他の巻線に同極性の電圧を誘起する。
巻線Ｗ１Ａに誘起した電圧はダイオードＤ６を経て抵抗Ｒ１、Ｒ１１で分圧されてＩＧＢＴ１のゲートに印加されＩＧＢＴ１をオンさせる。分圧器のキャパシタＣ１１はノイズでＩＧＢＴ１がオンするのを防ぐためのもので、このキャパシタＣ１１に蓄積された電荷はオフ期間に抵抗Ｒ１１により放電される構成となっている。全く同様にして、巻線Ｗ２Ａに誘起した電圧によりＩＧＢＴ２がオンする。
次に、ゲート信号発生器ＧＤからのゲート信号によりＩＧＢＴ３がオフすると、変圧器Ｔの各巻線に逆極性のパルス状の電圧が発生しこの電圧によりＩＧＢＴ１、２はオフする。
【００２４】
以上のように、ゲート信号発生器ＧＤからのゲート信号によりＩＧＢＴ３がオンオフすると、ＩＧＢＴ１、２もそれに同期してオンオフのスイッチング動作を行う。この結果、変圧器Ｔの各巻線に接続されたセルの電圧に差があると、電圧の高いセルから電圧の低いセルに電流が流れて各セルの電圧が均一化される。
図２（Ａ）は、この場合の各セルＣ１、Ｃ２、Ｃ３の電圧の変化特性を示しており３個のセルの間で電圧均一化動作がなされていることが判る。
【００２５】
図２（Ｂ）は、以上の条件と異なり、各セルＣ１、Ｃ２、Ｃ３の初期電圧をそれぞれ２．７Ｖ、２．５Ｖ、２．６Ｖとした場合の電圧変化特性を示す。
この場合は、ＩＧＢＴ３がオンすると、セルＣ３の電圧が巻線ＷＤに印加され巻線Ｗ１Ａに誘起する電圧でＩＧＢＴ１はオンするが、ＩＧＢＴ１の導通でセルＣ１の電圧が巻線Ｗ１に印加されると、この電圧がセルＣ３からの電圧より高いためゲート電流がわずか減少してＩＧＢＴ１をオフさせる方向となるが、オフするとセルＣ３からの電圧でゲート電流が増えようとする。結局、ＩＧＢＴ１は一応ほぼオン状態を保つがほとんど通電することなく、セルＣ１は電圧均一化動作の対象から外れることになる。
この結果、図２（Ｂ）に示すように、セルＣ１の電圧はほぼそのまま維持され、セルＣ２とＣ３との間で電圧均一化動作がなされる。
【００２６】
以上のことから、セルＣ３を直流電圧源として当該電圧源の電圧より低い電圧のセルを対象とする選択充電が可能となり、以下のような利点がある。
即ち、モジュール回路内のセルＣ１、Ｃ２を充電する場合、従来からの充電方法は、直列接続されたセルＣ１、Ｃ２に外部から定電流を供給して行うものである。従って、この外部充電動作開始時点に各セルに電圧差があっても全てのセルが充電対象となり、充電動作の進行で全てのセルの電圧が上昇する。この結果、特定のセルの電圧がその定格値を越えて破壊する可能性がある。
これに対し、この発明の実施の形態１の充電回路を適用すると、その直流電圧源を、例えば、セルの定格電圧と同一の直流定電圧源としておけば、電圧が定格値以下のセルのみを選択して充電し、各セルはその電圧が定格値まで上昇すると当該セルへの充電動作が自動的に停止しそれ以上の過電圧印加が防止される。勿論、当初から定格電圧を越えているセルは充電対象外となりそれ以上の電圧上昇は生じない。また、電圧の高いセルからの放電動作もなくなり、電力損失も軽減する。
【００２７】
なお、図１では、変圧器Ｔの各巻線の巻数を全て同一としたので、直流電圧源であるセルＣ３の電圧と充電対象のセルＣ１、Ｃ２の電圧とは同一レベルで扱うが、例えば、第１の巻線Ｗ１、Ｗ２と第２の巻線ＷＤの巻数を変えることにより、上記両者の電圧を上記両巻線の巻数比のレベルで扱うことが出来る。
【００２８】
実施の形態２．
先の実施の形態１の説明では細かくは触れなかったが、ＩＧＢＴ３をオンオフ動作させた場合、オン期間では変圧器Ｔの各巻線に異なる電圧が印加されこれによって蓄積された磁気エネルギーがオフ期間に不規則に放出される形でヒゲ状の高いパルス電圧が巻線に発生する場合がある。
実施の形態２は、この点の不具合の解消を図ったもので、図３に示すように、第２の巻線ＷＤと並列に抵抗要素としての抵抗Ｒ３３を接続している。
【００２９】
図４は、上記抵抗Ｒ３３を接続した場合の、変圧器Ｔの各巻線の電圧ＶＰ１１、ＶＰ２２、ＶＰ３３を示すものである。同図（Ａ）は、セルの電圧が、ＶＰ３＞ＶＰ１＞ＶＰ２の関係にある場合で、ＩＧＢＴ３のオン期間では各セルがそれぞれの巻線につながっておりセルの電圧となっている。図では読み取りにくいが、高い方から順にＶＰ３３、ＶＰ１１、ＶＰ２２となっている。
ＩＧＢＴ３がオフになると、変圧器Ｔは、オン期間に蓄積したエネルギーを抵抗Ｒ３３に放出し、この放出はこの抵抗Ｒ３３を含む回路の時定数で減衰し、オン時に終了する。なお、このオフ期間における巻線の電圧は、各ＩＧＢＴ１〜３が吸収し、セルＣ１〜Ｃ３に印加されることはない。
同図（Ｂ）は、セルの電圧が、ＶＰ１＞ＶＰ３＞ＶＰ２の関係にある場合で、実施の形態１でも説明したとおり、ＩＧＢＴ３のオン期間中、ＩＧＢＴ１は一応オン状態となっているがＶＰ１１はセルＣ１の電圧とセルＣ３の電圧との間で振動しており、セルＣ１からの放電電流はほとんど流れていない。ＩＧＢＴ３のオフ期間の現象は同図（Ａ）の場合と全く同様である。
以上のように、第２の巻線ＷＤに抵抗Ｒ３３を接続することにより、オフ期間に不規則な高電圧パルスが発生するという不具合が無くなる。
【００３０】
実施の形態３．
図５は、この発明の実施の形態３における蓄電素子の充電回路を示す構成図である。先の実施の形態１、２と異なる特徴点の第１は、変圧器Ｔの第３の巻線を無くしたこと、また、第２の特徴点は、後述する駆動側補正制御手段を設けたことである。
先ず、第１の特徴点について説明する。
即ち、ＩＧＢＴ１を介してセルＣ１が接続される第１の巻線Ｗ１自体に、以下の従動側制御手段が接続されている。
即ち、巻線Ｗ１に、キャパシタＣ１１と、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ１１とキャパシタＣ１１１との並列体からなる分圧器とが接続されこの分圧器の出力がＩＧＢＴ１のゲートに送出される。同様に、巻線Ｗ２に、キャパシタＣ２２と、抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ２２とキャパシタＣ２２２との並列体からなる分圧器とが接続されこの分圧器の出力がＩＧＢＴ２のゲートに送出される。
【００３１】
ゲート信号発生器ＧＤからのゲート信号によりＩＧＢＴ３がオンすると、セルＣ３の電圧がＩＧＢＴ３の第２のスイッチング素子および後述するＩＧＢＴ４の第３のダイオードを経て変圧器Ｔの第２の巻線ＷＤに印加され、第１の巻線Ｗ１、Ｗ２に同極性の電圧を誘起する。巻線Ｗ１に誘起した電圧は、キャパシタＣ１１を経て抵抗Ｒ１、Ｒ１１で分圧されてＩＧＢＴ１のゲートに印加されＩＧＢＴ１をオンさせる。全く同様にして、巻線Ｗ２に誘起した電圧によりＩＧＢＴ２がオンする。
ゲート信号発生器ＧＤからのゲート信号によりＩＧＢＴ３がオフすると、変圧器Ｔの各巻線に逆極性のパルス状の電圧が発生しこの電圧によりＩＧＢＴ１、２はオフする。
従動側制御手段のキャパシタＣ１１は、ＩＧＢＴ１がオンしたときセルＣ１のの電圧がゲート回路に印加してＩＧＢＴ１を自己保持することを防ぐためセルＣ１の電圧を遮断するためのものである。Ｃ２２も同様である。
【００３２】
以上のように、駆動側のＩＧＢＴ３のオンオフ動作に同期して従動側のＩＧＢＴ１、２がオンオフ動作を行うので、所望の電圧均一化動作が実現する。
図６（Ａ）は、セルＣ１、Ｃ２、Ｃ３の初期電圧が、それぞれ２．６Ｖ、２．５Ｖ、２．７Ｖの場合の電圧変化特性を示す。電圧の高いセルＣ３から電圧の低いセルＣ１、Ｃ２に向かって均一化電流が流れる。但し、セルＣ１から電圧がより低いセルＣ２に均一化電流が流れるので、見かけ上セルＣ１には電流がほとんど流れない。この結果、セルＣ３は放電して電圧が下降し、セルＣ２は充電して電圧が上昇し、同図（Ａ）に示すように、理論上はセル容量を考慮した加重平均電圧２．６０３Ｖに収斂して電圧が均一化される。
【００３３】
図６（Ｂ）は、セルＣ１、Ｃ２、Ｃ３の初期電圧が、それぞれ２．７Ｖ、２．５Ｖ、２．６Ｖの場合の電圧変化特性を示す。この場合は、実施の形態１の図２（Ｂ）で説明したと同様、従動側のセルＣ１の電圧が駆動側のセルＣ３の電圧より高いので、セルＣ１との間では充放電は無く、もっぱらセルＣ２とＣ３との間で充放電が生じ電圧均一化が行われる。
この現象は、セルＣ３を直流電圧源とみると、選択充電が可能となり、種々利点があることは先に説明したとおりである。
【００３４】
次に、この実施の形態３の第２の特徴点である、駆動側補正制御手段について説明する。
即ち、ＩＢＧＴ３と直列に逆極性で接続された第３のスイッチング素子とこれに逆並列接続された第３のダイオードとからなるＩＧＢＴ４を設け、更に、巻線ＷＤに、キャパシタＣ３３と、抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ３３とキャパシタＣ３３３との並列体からなる分圧器とが接続されこの分圧器の出力がＩＧＢＴ４のゲートに送出される。
【００３５】
以上説明したとおり、本願発明の電圧均一化動作は、変圧器を介して行われる。この場合、変圧器の各巻線には各セルの異なる電圧が印加されるので、この差電圧による僅かな直流偏磁が発生し、この直流偏磁が累積すると変圧器の変圧作用が一時的に乱れ、スイッチング素子のオフ期間で不整なパルス電圧が発生しセルの電圧均一化精度が低下するケースが生じる。
上記駆動側補正制御手段は、このオフ期間で不整パルスが発生した場合、ＩＧＢＴ４を強制的にオンさせセルＣ３の電圧を巻線ＷＤに印加して従動側のセルＣ１、Ｃ２のＩＧＢＴ１、２もオンさせる。これにより、電圧均一化精度の低下が改善されることが実験データから確認された。
【００３６】
実施の形態４．
図７は、この発明の実施の形態４における蓄電素子の充電回路を示す構成図である。ここでは互いに直列に接続されたキャパシタセルＣ１〜Ｃ４が充電対象で、その内、セルＣ１、Ｃ２がモジュール１、セルＣ３、Ｃ４がモジュール２としてブロックに分割した構成としている。直流電圧源ＶＤＣを備えた駆動側制御手段、また、各セルＣ１〜Ｃ４に係る従動側制御手段も、それぞれ先の図５の回路のものと同様である。但し、モジュール毎に第１の変圧器Ｔ１、Ｔ２を設け、更に駆動側に第２の変圧器ＴＤを設け、それぞれに設けた第１のコモン巻線ＷＣ１、ＷＣ２と第２のコモン巻線ＷＣＤとを互いに並列に接続する構成としている。従って、この回路での電圧均一化動作の収斂電圧比は、各変圧器Ｔ１、Ｔ２、ＴＤの各コモン巻線同士を並列に接続した状態で各第１の巻線Ｗ１〜Ｗ４および第２の巻線ＷＤに誘起する電圧の比となる。
このように、モジュール毎に変圧器を設ける構成とすることにより、セルと変圧器との接続が簡便となり、特に１モジュール内のセル数が多い場合に利点が高まる。
ＩＤＣは、直列接続された全セルＣ１〜Ｃ４に外部から電流を注入して充電する外部充電装置、ＲＬは蓄電装置の負荷である。
【００３７】
次に、外部充電装置ＩＤＣと直流電圧源ＶＤＣとを併用することにより、各セルの蓄電量が零、即ち、電圧零の状態から、全てのセルを定格電圧に等しい電圧に充電する方法の一例を説明する。
先ず、スイッチＳＳ１を閉路して外部充電装置ＩＤＣから一定の電流を直列接続された全セルＣ１〜Ｃ４に注入する。これにより各セルは充電を開始し蓄電量に応じて電圧が速やかに上昇していく。この場合、各セルには同一の電流が流れるので、各セルに容量偏差があると容量の小さいセルの電圧上昇が先行することになる。
そこで、この容量最小、従って、電圧最高のセル（図７の例ではセルＣ１が該当する）の電圧が定格値に到達した時点、またはその直前の時点で、スイッチＳＳ１を開路して外部充電装置ＩＤＣからの電流注入を停止する。従って、この状態では、各セルの電圧は定格値またはそれに近い値を最高に容量に応じてばらついた値を有している。
【００３８】
次に、発生電圧をセルの定格値に等しく設定した直流電圧源を備え、ＶＤＣゲート信号発生器ＧＤからのゲート信号によりＩＢＧＴ５をオンオフさせると、各セルＣ１〜Ｃ４の電圧を直流電圧源ＶＤＣの電圧に等しくする電圧均一化動作が開始される。この場合、容量最小のセルＣ１の電圧はほぼ定格値にあるので、オンオフ動作に基づく直流電圧源ＶＤＣからの充電はもっぱらセルＣ２〜Ｃ４に対して実行され、いずれもその電圧が定格値に到達すると自動的に当該セルへの充電動作が停止し、全てのセルの電圧が定格値に一致すると充電操作が完了する。以上の充電方法を採用すれば、充電操作の前段では外部からの注入電流でセルの充電が速やかに進行し、セル電圧の偏差分のみを直流電圧源ＶＤＣのオンオフ動作で充電補償することになり、全体として充電操作が短時間で処理できるという利点がある。
【００３９】
また、充電方法の別法としては、外部充電装置ＩＤＣを使用せず、もっぱら直流電圧源ＶＤＣをオンオフ印加することで全てのセルをその定格電圧に充電することもできる。この場合、各セルの蓄電量が零の状態から充電を開始する場合はオンオフに伴い流れる電流が大きくなる。そこで、直流電圧源ＶＤＣの電圧を制御可能な構成とし、その電圧を充電動作の進行に応じて所定の範囲、即ち、所定の開始電圧からセルの定格電圧までの範囲で上昇させることにより、オンオフ動作に伴う各セルへの充電パルス電流を所定の範囲内に抑えることができ、ＩＧＢＴや変圧器等の構成部品の電流耐量の増大を回避して経済性を改善することが出来る。
【００４０】
各セルが等しく定格電圧に充電された後、スイッチＳＳ２を閉路すると負荷ＲＬに放電する。一定量の放電後、スイッチＳＳ２を開路した状態を想定すると、この放電電流は各セルに同一に流れるので、各セルの容量偏差によりその電圧にバラツキが発生する。
図８は、容量１０ＦのセルＣ１が２．７Ｖ、１１ＦのセルＣ２が２．６Ｖ、１２ＦのセルＣ３が２．４Ｖ、１３ＦのセルＣ４が２．３Ｖのとき、電圧２．５Ｖに設定した直流電圧源ＶＤＣをオンオフ印加した場合の各セルの電圧変化特性を示す。
【００４１】
充電動作は、電圧がＶＤＣの電圧２．５Ｖより低いセルＣ３およびＣ４に対して行われ、両セルＣ３、Ｃ４の電圧はＶＤＣの電圧２．５Ｖに収斂する。
ＶＤＣの電圧より高いセルＣ１、Ｃ２は充電対象外となる。但し、ＶＤＣの２．５Ｖより少し高いセルＣ２では、充電は勿論、放電動作も無いが、更に電圧が高いセルＣ１では、若干の放電電流が認められる。
ＩＧＢＴ５のオン動作に基づきＩＧＢＴ１もオンするが、先の実施の形態２で説明した場合は、変圧器を介して突き合わされるセルＣ１とセルＣ３との電圧差が小さくセルＣ１からの放電電流はほとんど流れなかったが、この実施の形態４の上述したケースでは、セルＣ１と直流電圧源ＶＤＣとの電圧差が多少大きく僅かながらセルＣ１から放電電流が流出しているものと考えられる。
【００４２】
いずれにしろ、図７に示すように、モジュールの多段構成でモジュール毎に変圧器を配した大容量蓄電装置においても、直流電圧源ＶＤＣをオンオフ印加させる方法で、この直流電圧源ＶＤＣより電圧が低いセルのみを自動的に選択し当該電圧への充電動作を実現することが出来る。
【００４３】
実施の形態５．
ここでは、先の図７の回路を利用して電圧にバラツキのある複数のセルの内、その最低の電圧と最高の電圧を検出する方法について説明する。
図７の回路において、ＩＧＢＴ５をオンオフさせると同時に、直流電圧源ＶＤＣの電圧を、セル電圧の最低値予想値よりも低い値から最高値予想値より高い値まで速やかに上昇させ、その間、第２の巻線ＷＤに流れる電流Ｉ５を検出する。ＶＤＣの電圧を速やかに上昇させるのは、この間に電圧差に応じて各セルに充電電流が流入するが、この充電量によるセルの電圧上昇分が無視出来るようにするためである。
図９（Ａ）は、各セルＣ１〜Ｃ４の電圧、および直流電圧源ＶＤＣの電圧を示す。前者の電圧はいずれも変化していない。
図９（Ｂ）は、電流Ｉ５を示す。
上述したとおり、ＶＤＣからの充電動作はそのＶＤＣより低い電圧のセルを選択して行われるので、ＶＤＣの電圧ＶＰ５が十分低い段階では、当然ながら充電電流Ｉ５は流れない。従って、充電電流Ｉ５が立ち上がった時点におけるＶＰ５の電圧からセルの最低電圧値が推定できる。図９の例では、最初の三角パルス電流Ｐ１が立ち上がる時点のＶＰ５＝２．３４Ｖが読み取れる。この値は、最低電圧セルＣ４の電圧ＶＰ４＝２．３０Ｖにほぼ一致した値と言える。
【００４４】
一方、ＶＰ５の電圧が上昇し、セルの最高電圧に達すると、以後は、全てのセル、従って一定容量のキャパシタへの充電が続くことになり、パルス毎にＶＰ５の電圧増大分のみ増大する傾向となる。換言すると、ＶＰ５がセルの最高電圧値に至るまでは、それまで充電対象でなかったセルが新たに充電対象に加わりパルス電流の増大量がＶＰ５の増大分に比例しない非線形の傾向となるが、セルの最高値に達した後は、ＶＰ５の増大分に比例した線形の傾向となる。
図９の例では、三角パルスＰ５以降でこの線形の傾向が認められるので、このＰ５の立ち上がり時点のＶＰ５＝２．８０Ｖが読み取れる。この値は、最高電圧セルＣ１の電圧ＶＰ１＝２．７０Ｖにほぼ一致した値と言える。
上述した検出精度は、ＩＧＢＴ５によるオンオフ周波数や直流電圧源ＶＤＣの電圧上昇速度等の設定を調整することにより、改善できるものと考えられる。
【００４５】
実施の形態６．
図１０は、この発明の実施の形態６における蓄電素子の充電回路を示す構成図である。この実施の形態６の特徴は、先に説明した直流電圧源ＶＤＣをオンオフ印加させる均一電圧充電方式に、従来公知の抵抗分圧方式を組み合わせた点にある。
即ち、各キャパシタセル（単位蓄電素子）Ｃ１１〜Ｃ１３、Ｃ２１〜Ｃ２３にはそれぞれ分圧抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３、Ｒ２１〜Ｒ２３が並列に接続されている。そして、この分圧抵抗の抵抗値は、セル自体の内部直列抵抗分より小さい値に設定される。
そして、セルＣ１１〜Ｃ１３群とセルＣ２１〜Ｃ２３群とに対して、直流電圧源ＶＤＣおよびＩＧＢＴ３を備えた駆動側制御手段、変圧器ＴおよびＩＧＢＴ１，ＩＧＢＴ２等からなる従動側制御手段により電圧均一化がなされる。
従って、抵抗分圧のみによる場合は、使用による容量劣化等が一部のセルに発生すると当該セルの電圧が過大となり劣化を促進させる可能性が高くなるが、図１０の回路構成であれば、上記セル群毎に電圧が均一化されるので、たとえ、容量劣化が一部のセルで発生しても、当該セルの電圧上昇が抑制され信頼性が向上する。また、構成面では、ＩＧＢＴ等からなる従動側制御手段の個数が低減でき、変圧器の巻線数を低減し回路構成が簡便安価となる利点がある。
【００４６】
なお、以上の各実施の形態では、蓄電素子として電気二重層キャパシタを採用した場合について説明したが、他の種類のキャパシタであってもよく、また、２次電池であってもこの発明は同様に適用でき同等の効果を奏するものである。
また、複数の蓄電素子は、直列に接続されている場合に限られず、回路的に互いに独立である場合にも同様に適用可能なことは勿論である。
【００４７】
【発明の効果】
以上のように、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、互いに並列に接続されてない複数の蓄電素子からなる蓄電装置の上記各蓄電素子に充電する充電回路であって、
直流電圧源、上記各蓄電素子と並列に接続された複数の第１の巻線および上記直流電圧源と並列に接続された第２の巻線を備えた変圧器、上記各蓄電素子と上記各第１の巻線との間に挿入された第１のスイッチング素子、上記各第１のスイッチング素子と逆並列接続された第１のダイオード、上記直流電圧源と上記第２の巻線との間に挿入された第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子と逆並列接続された第２のダイオード、上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフさせる駆動側制御手段、および上記各第１の巻線毎に設けられ上記第２のスイッチング素子のオン動作時上記第２の巻線を介して上記各第１の巻線に誘起される電圧に基づき当該第１の巻線に接続された上記第１のスイッチング素子をオンさせる従動側制御手段を備え、
上記直流電圧源の電圧に上記変圧器の巻数比（上記各第１の巻線の巻数／上記第２の巻線の巻数）を乗じた電圧で上記各蓄電素子を充電可能なものとしたので、変圧器の巻線数を増やすことなく、上記各蓄電素子毎に設けられる第１のスイッチング素子をオンオフさせるための信号線が不要となり配線構成が簡便安価となる。
【００４８】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路における従動側制御手段は、上記各第１の巻線の両端に互いに直列に接続された、キャパシタおよびその出力端が上記各第１のスイッチング素子の制御端子に接続された分圧器からなるので、第１のスイッチング素子のオンオフ動作が確実に成される。
【００４９】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、互いに並列に接続されてない複数の蓄電素子からなる蓄電装置の上記各蓄電素子に充電する充電回路であって、直流電圧源、上記各蓄電素子と並列に接続された複数の第１の巻線、上記直流電圧源と並列に接続された第２の巻線および上記各第１の巻線と対になって設けられた複数の第３の巻線を備えた変圧器、上記各蓄電素子と上記各第１の巻線との間に挿入された第１のスイッチング素子、上記各第１のスイッチング素子と逆並列接続された第１のダイオード、上記直流電圧源と上記第２の巻線との間に挿入された第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子と逆並列接続された第２のダイオード、上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフさせる駆動側制御手段、および上記各第３の巻線毎に設けられ上記第２のスイッチング素子のオン動作時上記第２の巻線を介して上記各第３の巻線に誘起される電圧に基づき当該第３の巻線と対となる上記第１の巻線に接続された上記第１のスイッチング素子をオンさせる従動側制御手段を備え、
上記直流電圧源の電圧に上記変圧器の巻数比（上記各第１の巻線の巻数／上記第２の巻線の巻数）を乗じた電圧で上記各蓄電素子を充電可能なものとしたので、上記各蓄電素子毎に設けられる第１のスイッチング素子をオンオフさせるための信号線が不要となり配線構成が簡便安価となる。
【００５０】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路における従動側制御手段は、上記各第３の巻線の両端に互いに直列に接続された、ダイオードおよびその出力端が上記各第１のスイッチング素子の制御端子に接続された分圧器からなるので、第１のスイッチング素子のオンオフ動作が確実に成される。
【００５１】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、上記蓄電素子が互いに直列に接続された複数の単位蓄電素子からなり、上記各単位蓄電素子と並列に接続された分圧抵抗を備えたので、回路構成の簡便な抵抗分圧式を併用することで経済性を追求した合理的な充電回路が得られる。
【００５２】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、上記変圧器の第２の巻線の両端に抵抗要素を接続したので、第２のスイッチング素子に不規則な高電圧パルスが発生するという不具合が解消される。
【００５３】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、上記第２のスイッチング素子と直列に逆極性で接続された第３のスイッチング素子、上記第３のスイッチング素子と逆並列接続された第３のダイオード、および上記変圧器の第２の巻線の両端に互いに直列に接続された、コンデンサおよびその出力端が上記第３のスイッチング素子の制御端子に接続された分圧器からなる駆動側補正制御手段を備えたので、電圧均一化精度の低下が改善される。
【００５４】
また、この発明に係る蓄電素子の充電回路は、上記複数の蓄電素子を複数のブロックに分割する場合、
上記変圧器を、上記各ブロック毎に設けられ当該ブロックの蓄電素子に接続される第１の巻線と第１のコモン巻線とを備えた複数の第１の変圧器および上記直流電圧源と接続される第２の巻線と上記各第１のコモン巻線に並列に接続される第２のコモン巻線を備えた第２の変圧器で構成し、
上記各第１の巻線と第２の巻線との巻数比は、上記各第１および第２の変圧器の上記コモン巻線同士を接続した状態での電圧比（上記各第１の巻線に誘起する電圧／上記第２の巻線に誘起する電圧）で算出するので、蓄電素子と変圧器との接続構成が簡便となる。
【００５５】
この発明に係る蓄電素子の電圧均一化方法は、上記変圧器を、その各第１および第２の巻線の巻数比がこれら各巻線に接続される各蓄電素子および直流電圧源の定格電圧比となるよう設定し、
上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフすることにより、上記各蓄電素子および直流電圧源の電圧をその定格電圧比に等しくさせ電圧均一化動作が確実に得られる。
【００５６】
この発明に係る蓄電素子の充電方法は、上記変圧器を、その各第１の巻線の巻数比がこれら各巻線に接続される各蓄電素子の定格電圧比となるよう設定し、
上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフすることにより、上記各蓄電素子をその定格電圧比に等しい電圧に充電する確実な充電動作が得られる。
【００５７】
また、この発明に係る蓄電素子の充電方法は、上記直流電圧源の電圧を、充電動作の進行に応じて所定の範囲で上昇させるので、充電電流値を適当に抑制することが出来、構成部品の電流耐量を低減することが出来る。
【００５８】
また、この発明に係る蓄電素子の充電方法は、上記各蓄電素子が互いに直列に接続される場合、
上記直列接続された全蓄電素子に外部から電流を注入して充電する外部充電装置を備え、
上記外部充電装置を充電操作開始から動作させ充電操作完了前に停止させるようにしたので、充電操作に必要な時間を短縮することが出来る。
【００５９】
この発明に係る蓄電素子の電圧検出方法は、上記複数の蓄電素子に予め電荷が蓄積されている場合に上記各蓄電素子の電圧の最低値と最高値を検出する方法であって、
上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフすると同時に、上記直流電圧源の電圧を、上記最低値予想値より低い値から上記最高値予想値より高い値まで速やかに上昇させながら上記オン時毎の上記第２の巻線に流れる電流値を検出し、
上記電流検出値が零から立ち上がった時点における上記直流電圧源の電圧を上記電圧最低値と判定し、上記電流検出値の上記オン時毎の増大比が上記直流電圧源の上記オン時毎の電圧増大比に等しくなった最初の時点における上記直流電圧源の電圧を上記電圧最高値と判定するので、蓄電素子の電圧を個別に検出することなく簡便にその最低最高電圧を把握することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１における蓄電素子の充電回路を示す構成図である。
【図２】図１の充電回路における電圧変化特性を示す図である。
【図３】この発明の実施の形態２における蓄電素子の充電回路を示す構成図である。
【図４】図３の回路の変圧器巻線電圧を示す図である。
【図５】この発明の実施の形態３における蓄電素子の充電回路を示す構成図である。
【図６】図５の充電回路における電圧変化特性を示す図である。
【図７】この発明の実施の形態４における蓄電素子の充電回路を示し構成図である。
【図８】図７の充電回路における電圧変化特性を示す図である。
【図９】この発明の実施の形態５における蓄電素子の電圧検出方法を説明するための図である。
【図１０】この発明の実施の形態６における蓄電素子の充電回路を示す構成図である。
【図１１】従来の蓄電装置を示す構成図である。
【図１２】図１１の回路における電圧変化特性を示す図である。
【符号の説明】
Ｃ１〜Ｃ４ キャパシタセル（蓄電素子）、
Ｃ１１〜Ｃ１３，Ｃ２１〜Ｃ２３ セル（単位蓄電素子）、
Ｃ３，ＶＤＣ 直流電圧源、Ｔ，Ｔ１，Ｔ２，ＴＤ 変圧器、
Ｗ１〜Ｗ４ 第１の巻線、ＷＤ 第２の巻線、Ｗ１Ａ，Ｗ２Ａ 第３の巻線、
ＷＣ１，ＷＣ２ 第１のコモン巻線、ＷＣＤ 第２のコモン巻線、
ＧＤ ゲート信号発生器、Ｒ３３ 抵抗、
Ｒ１１〜Ｒ１３，Ｒ２１〜Ｒ２３ 分圧抵抗、ＩＤＣ 外部充電装置。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a charging circuit for charging each storage element of a power storage device configured by connecting a plurality of storage elements such as capacitors and secondary batteries, for example, in series, a voltage equalizing method using the circuit, and a charging method. The present invention relates to a method and a voltage detection method, and particularly, simplifies a necessary circuit configuration.
[0002]
[Prior art]
A high-voltage, large-capacity power storage device uses, for example, an electric double-layer capacitor as a power storage element, connects a plurality of these in series to form a module, and further connects a plurality of modules in series with each other to form a power storage bank. In this case, it is necessary to take measures to eliminate the non-uniformity of each cell voltage due to the capacity deviation of each power storage element (cell), which is a constituent unit of the bank.
The inventor of the present application has previously introduced, from Japanese Patent Application No. 2002-134792, a power storage device in which the voltage of each cell is made uniform at a high speed without using an external resistor with power loss.
[0003]
FIG. 11 is a configuration diagram showing a power storage device to which the voltage equalization method introduced in the above-mentioned application is applied. Here, the
Charge and discharge are performed by connecting an external power supply and a load to both terminals of the
[0004]
On the other hand, the
In this state, when an external synchronization signal is supplied to the switching elements SS1, SS2, and SS3 to turn them on and off at regular intervals, an operation of equalizing the voltages is performed as shown in FIG.
[0005]
That is, as shown in FIG. 2B, a current flows out (discharges) from the cell C1 having a high initial voltage, and flows into (charges) a cell C3 having a low initial voltage. As shown in FIG. The voltages of the cells C1, C2, and C3 converge to a voltage of 2.62V obtained by weighting and averaging the capacitance, and are equalized.
When the cell C3 of the
Even in a large-capacity power storage device including more cells and modules, it is possible to achieve voltage equalization of each cell by adopting a similar circuit configuration.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The above voltage equalization circuit is excellent in that it does not require an external resistor with power loss, but it needs to supply a gate signal to all switching elements to turn on and off the switching elements connected to each cell simultaneously. Therefore, the following problems exist.
That is, in FIG. 11, the gate signal generator G1 and the like are shown for each switching element. However, in order to supply a synchronized signal to all the elements, a signal created in one place is provided with a gate line to each element. It is necessary to provide two sets (four) of the gate line and the bus for voltage equalization for each cell. Furthermore, since the current and the signal change in both lines in synchronism, self-oscillation due to mutual induction may occur, and an induction prevention measure such as adoption of a shield line is required.
Also, since each cell is often connected in series, it is necessary to insulate the gate lines to each switching element from each other, resulting in a complicated wiring structure using an insulating transformer or a photocoupler.
[0007]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems, and is complicated and expensive. The gate signal wiring to the switching element of the storage element to be charged can be omitted, and the circuit configuration is simple and inexpensive. It is an object of the present invention to provide an element charging circuit, a voltage equalizing method using the circuit, a charging method, and a voltage detecting method.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
A charging circuit for a storage element according to the present invention is a charging circuit for charging each of the storage elements of a power storage device including a plurality of storage elements that are not connected in parallel with each other,
A DC voltage source, a transformer including a plurality of first windings connected in parallel with each of the storage elements and a second winding connected in parallel with the DC voltage source, the storage elements and the respective A first switching element inserted between the first winding, a first diode connected in anti-parallel with each of the first switching elements, and a connection between the DC voltage source and the second winding. , A second diode connected in anti-parallel with the second switching element, a drive-side control unit for turning on and off the second switching element at a predetermined frequency, and the first and second switching elements. Are connected to the first windings based on the voltage induced in each of the first windings via the second windings when the second switching element is turned on. Turn on the first switching element Comprising a dynamic-side control unit,
Each of the power storage elements can be charged with a voltage obtained by multiplying the voltage of the DC voltage source by the turns ratio of the transformer (the number of turns of each of the first windings / the number of turns of the second winding).
[0009]
The driven-side control means in the storage element charging circuit according to the present invention may further comprise a capacitor connected to both ends of each of the first windings in series with each other, and an output terminal of the capacitor for controlling each of the first switching elements. It consists of a voltage divider connected to the terminals.
[0010]
Further, a charging circuit for a power storage element according to the present invention is a charging circuit for charging each of the power storage elements of a power storage device including a plurality of power storage elements that are not connected in parallel with each other, and includes a DC voltage source and each of the power storage elements. A plurality of first windings connected in parallel with the DC voltage source, a plurality of second windings connected in parallel with the DC voltage source, and a plurality of third windings provided in pairs with the respective first windings. A transformer having a winding, a first switching element inserted between each of the power storage elements and each of the first windings, and a first diode connected in anti-parallel to each of the first switching elements A second switching element inserted between the DC voltage source and the second winding, a second diode connected in anti-parallel to the second switching element, and a second switching element. Drive-side control means for turning on and off at a frequency of And a third winding provided on each of the third windings based on a voltage induced in each of the third windings via the second winding when the second switching element is turned on. Driven side control means for turning on the first switching element connected to the first winding paired with a wire;
Each of the power storage elements can be charged with a voltage obtained by multiplying the voltage of the DC voltage source by the turns ratio of the transformer (the number of turns of each of the first windings / the number of turns of the second winding).
[0011]
The driven-side control means in the storage element charging circuit according to the present invention may further include a diode connected to both ends of each of the third windings in series with each other, and an output terminal of the diode for controlling each of the first switching elements. It consists of a voltage divider connected to the terminals.
[0012]
Further, a charging circuit for a power storage element according to the present invention includes a plurality of unit power storage elements in which the power storage elements are connected in series with each other, and includes a voltage dividing resistor connected in parallel with each of the unit power storage elements. is there.
[0013]
Further, in the charging circuit for a storage element according to the present invention, a resistance element is connected to both ends of the second winding of the transformer.
[0014]
The charging circuit for a storage element according to the present invention may further include a third switching element connected in series with the second switching element in reverse polarity, and a third diode connected in antiparallel to the third switching element. And a drive-side correction control means comprising a capacitor connected in series to both ends of a second winding of the transformer and a voltage divider having an output terminal connected to a control terminal of the third switching element. It is provided.
[0015]
Further, the charging circuit for a storage element according to the present invention, when dividing the plurality of storage elements into a plurality of blocks,
A plurality of first transformers each including a first winding and a first common winding provided for each block and connected to a storage element of the block, and the DC voltage source; A second transformer having a second winding connected thereto and a second common winding connected in parallel to each of the first common windings,
The turns ratio of each of the first and second windings is determined by the voltage ratio of the first and second transformers in a state where the common windings are connected to each other (the first and second windings). (Voltage induced in the line / voltage induced in the second winding).
[0016]
In the method for equalizing the voltage of a storage element according to the present invention, the transformer may be configured such that the turns ratio of each of the first and second windings is equal to the rated voltage ratio of each of the storage elements and the DC voltage source connected to each of the windings. So that
By turning on and off the second switching element at a predetermined frequency, the voltage of each of the power storage elements and the DC voltage source is made equal to the rated voltage ratio.
[0017]
In the method for charging a storage element according to the present invention, the transformer is set such that a turns ratio of each first winding thereof is equal to a rated voltage ratio of each storage element connected to each winding.
By turning on and off the second switching element at a predetermined frequency, each of the power storage elements is charged to a voltage equal to its rated voltage ratio.
[0018]
Further, in the method for charging a storage element according to the present invention, the voltage of the DC voltage source is increased within a predetermined range as the charging operation proceeds.
[0019]
Further, the method for charging a storage element according to the present invention, when the respective storage elements are connected in series with each other,
An external charging device is provided for injecting a current from outside to all of the storage elements connected in series to charge the battery,
The external charging device is operated from the start of the charging operation and stopped before the charging operation is completed.
[0020]
A voltage detection method for a power storage element according to the present invention is a method for detecting a minimum value and a maximum value of a voltage of each power storage element when electric charges are stored in advance in the plurality of power storage elements,
The second switching element is turned on and off at a predetermined frequency, and at the same time, the voltage of the DC voltage source is rapidly increased from a value lower than the minimum expected value to a value higher than the maximum expected value. Detecting the value of the current flowing through the second winding of
The voltage of the DC voltage source at the time when the current detection value rises from zero is determined as the minimum voltage value, and the increase ratio of the current detection value for each ON time is the voltage of the DC voltage source for each ON time. The voltage of the DC voltage source at the first point in time when the increase ratio becomes equal is determined as the voltage maximum value.
[0021]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a configuration diagram showing a charging circuit for a storage element according to
C3 is a power storage element as a DC voltage source. Here, the same capacitor cell as C1 and C2 is used, and its capacitance is 12F.
The cells C1 and C2 are connected in parallel to windings W1 and W2, which are first windings of the transformer T, respectively. Further, between the cell C1 and the winding W1, and between the cell C2 and the winding W2, a first switching element and a first diode connected thereto in anti-parallel are integrally formed. IGBT1 and IGBT2 are inserted.
The
[0022]
GD is a gate signal generator GD that generates a gate signal for turning on and off the
That is, the winding W1A is connected to a diode D6 and a voltage divider formed of a parallel body of the resistors R1 and R11 and the capacitor C11, and the output of the voltage divider is sent to the gate of the IGBT1. The winding W2A is connected to a diode D7 and a voltage divider composed of a parallel body of resistors R2 and R22 and a capacitor C22. The output of this voltage divider is sent to the gate of the IGBT2.
[0023]
Next, the operation will be described. In the present invention, unlike the related art, the gate signal from the gate signal generator GD is supplied to only one
The voltage induced in the winding W1A is divided by the resistors R1 and R11 via the diode D6 and applied to the gate of the IGBT1 to turn on the IGBT1. The capacitor C11 of the voltage divider is for preventing the
Next, when the
[0024]
As described above, when the
FIG. 2A shows the voltage change characteristics of the cells C1, C2, and C3 in this case, and it can be seen that the voltage equalizing operation is performed among the three cells.
[0025]
FIG. 2B shows voltage change characteristics when the initial voltages of the cells C1, C2, and C3 are 2.7 V, 2.5 V, and 2.6 V, respectively, differently from the above conditions.
In this case, when the
As a result, as shown in FIG. 2B, the voltage of the cell C1 is maintained almost as it is, and a voltage equalizing operation is performed between the cells C2 and C3.
[0026]
From the above, it is possible to selectively charge cells having a voltage lower than the voltage of the voltage source using the cell C3 as a DC voltage source, and the following advantages are obtained.
That is, when charging the cells C1 and C2 in the module circuit, the conventional charging method is to supply a constant current from outside to the cells C1 and C2 connected in series. Therefore, even if there is a voltage difference between the cells at the start of the external charging operation, all the cells are to be charged, and the voltages of all the cells increase as the charging operation proceeds. As a result, the voltage of a particular cell may exceed its rated value and break down.
On the other hand, when the charging circuit according to
[0027]
In FIG. 1, since the number of turns of each winding of the transformer T is all the same, the voltage of the cell C3, which is a DC voltage source, and the voltages of the cells C1, C2 to be charged are treated at the same level. By changing the number of turns of the first windings W1 and W2 and the second winding WD, the voltages of the two can be handled at the level of the turns ratio of the two windings.
[0028]
Although not described in detail in the above-described first embodiment, when the
The second embodiment aims to solve this problem. As shown in FIG. 3, a resistor R33 as a resistance element is connected in parallel with the second winding WD.
[0029]
FIG. 4 shows the voltages VP11, VP22, and VP33 of each winding of the transformer T when the resistor R33 is connected. FIG. 7A shows a case where the cell voltages have a relationship of VP3>VP1> VP2, and during the ON period of the IGBT3, each cell is connected to its own winding and has the cell voltage. Although it is difficult to read in the figure, VP33, VP11, and VP22 are arranged in descending order.
When the
FIG. 7B shows a case where the cell voltages have a relationship of VP1>VP3> VP2. As described in the first embodiment, during the ON period of IGBT3, IGBT1 is temporarily in the ON state, but VP11 is in the ON state. Vibrates between the voltage of the cell C1 and the voltage of the cell C3, and almost no discharge current flows from the cell C1. The phenomenon during the off period of the
As described above, by connecting the resistor R33 to the second winding WD, the problem that an irregular high voltage pulse is generated during the off period is eliminated.
[0030]
FIG. 5 is a configuration diagram showing a charging circuit for a storage element according to
First, the first feature will be described.
That is, the following driven control means is connected to the first winding W1 itself to which the cell C1 is connected via the IGBT1.
That is, the winding W1 is connected to the capacitor C11 and a voltage divider composed of the resistor R1 and a parallel body of the resistor R11 and the capacitor C111, and the output of the voltage divider is sent to the gate of the IGBT1. Similarly, a capacitor C22 and a voltage divider composed of a resistor R2 and a parallel combination of the resistor R22 and the capacitor C222 are connected to the winding W2, and the output of the voltage divider is sent to the gate of the IGBT2.
[0031]
When the
When the
The capacitor C11 of the driven-side control means is for cutting off the voltage of the cell C1 in order to prevent the voltage of the cell C1 from being applied to the gate circuit when the IGBT1 is turned on to hold the IGBT1 by itself. The same applies to C22.
[0032]
As described above, since the driven
FIG. 6A shows the voltage change characteristics when the initial voltages of the cells C1, C2, and C3 are 2.6 V, 2.5 V, and 2.7 V, respectively. A uniform current flows from the high voltage cell C3 to the low voltage cells C1 and C2. However, since a uniform current flows from the cell C1 to the cell C2 having a lower voltage, almost no current flows apparently to the cell C1. As a result, the cell C3 is discharged and the voltage drops, and the cell C2 is charged and the voltage rises. As shown in FIG. 2A, the cell C3 theoretically has a weighted average voltage of 2.603 V considering the cell capacity. The voltage converges and the voltage is made uniform.
[0033]
FIG. 6B shows voltage change characteristics when the initial voltages of the cells C1, C2, and C3 are 2.7 V, 2.5 V, and 2.6 V, respectively. In this case, as described with reference to FIG. 2B of the first embodiment, the voltage of the driven cell C1 is higher than the voltage of the driving cell C3, and there is no charge / discharge with the cell C1. Charge and discharge occur exclusively between the cells C2 and C3, and the voltage is made uniform.
As described above, this phenomenon allows selective charging when the cell C3 is regarded as a DC voltage source, and has various advantages as described above.
[0034]
Next, a driving-side correction control unit, which is a second feature of the third embodiment, will be described.
That is, an IGBT 4 including a third switching element connected in series with the
[0035]
As described above, the voltage equalizing operation of the present invention is performed via the transformer. In this case, since a different voltage of each cell is applied to each winding of the transformer, a slight DC bias occurs due to the difference voltage, and when this DC bias accumulates, the transformer action of the transformer is temporarily stopped. In some cases, irregular pulse voltages are generated during the off period of the switching element, and the accuracy of cell voltage uniformity is reduced.
When an irregular pulse is generated during the off period, the drive-side correction control means forcibly turns on the IGBT 4 and applies the voltage of the cell C3 to the winding WD, so that the
[0036]
Embodiment 4 FIG.
FIG. 7 is a configuration diagram showing a charging circuit for a storage element according to Embodiment 4 of the present invention. Here, the capacitor cells C1 to C4 connected in series are to be charged, and among them, the cells C1 and C2 are divided into blocks as the
In this manner, by providing a transformer for each module, the connection between the cells and the transformer is simplified, and the advantage is enhanced particularly when the number of cells in one module is large.
IDC is an external charging device that injects current from outside to charge the cells C1 to C4 connected in series, and RL is a load of the power storage device.
[0037]
Next, an example of a method of charging all cells to a voltage equal to the rated voltage from a state where the storage amount of each cell is zero, that is, a state of zero voltage, by using the external charging device IDC and the DC voltage source VDC together. Will be described.
First, the switch SS1 is closed, and a constant current is injected from the external charging device IDC into all the cells C1 to C4 connected in series. As a result, each cell starts charging, and the voltage rapidly rises according to the charged amount. In this case, since the same current flows in each cell, if there is a capacitance deviation in each cell, a voltage rise in a cell having a small capacity precedes.
Therefore, when the voltage of the cell having the minimum capacity and therefore the highest voltage (corresponding to the cell C1 in the example of FIG. 7) reaches the rated value or immediately before that, the switch SS1 is opened to open the external charging device. The current injection from the IDC is stopped. Therefore, in this state, the voltage of each cell has a value that varies from the rated value or a value close to the rated value to the maximum according to the capacity.
[0038]
Next, a DC voltage source whose generated voltage is set equal to the rated value of the cell is provided. When the
[0039]
Further, as another charging method, all the cells can be charged to their rated voltages by using only a DC voltage source VDC without using the external charging device IDC. In this case, when charging is started from a state where the charged amount of each cell is zero, the current flowing along with on / off increases. Therefore, the voltage of the DC voltage source VDC is configured to be controllable, and the voltage is increased in a predetermined range according to the progress of the charging operation, that is, in a range from a predetermined start voltage to a rated voltage of the cell, thereby turning on and off. The charging pulse current to each cell due to the operation can be suppressed within a predetermined range, and it is possible to avoid an increase in the current tolerance of the components such as the IGBT and the transformer, thereby improving the economy.
[0040]
After the cells are equally charged to the rated voltage, when the switch SS2 is closed, the cells are discharged to the load RL. Assuming that the switch SS2 is opened after a certain amount of discharge, this discharge current flows to each cell in the same manner, so that the voltage varies due to the capacity deviation of each cell.
FIG. 8 shows that the voltage was set to 2.5 V when the cell C1 having a capacity of 10F was 2.7 V, the cell C2 of the 11F was 2.6 V, the cell C3 of the 12F was 2.4 V, and the cell C4 of the 13F was 2.3 V. 5 shows voltage change characteristics of each cell when a DC voltage source VDC is applied on / off.
[0041]
The charging operation is performed on the cells C3 and C4 whose voltage is lower than the VDC voltage of 2.5V, and the voltages of both cells C3 and C4 converge to the VDC voltage of 2.5V.
Cells C1 and C2 higher than the voltage of VDC are not charged. However, in the cell C2 which is slightly higher than VDC of 2.5 V, there is no discharging operation as well as charging, but in the cell C1 having a higher voltage, a slight discharge current is observed.
The
[0042]
In any case, as shown in FIG. 7, even in a large-capacity power storage device in which a transformer is arranged for each module in a multi-stage configuration of the modules, a voltage is applied from the DC voltage source VDC by applying the DC voltage source VDC on and off. It is possible to automatically select only low cells and realize a charging operation to the voltage.
[0043]
Here, a description will be given of a method of detecting the lowest voltage and the highest voltage among a plurality of cells having voltage variations using the circuit of FIG.
In the circuit of FIG. 7, the
FIG. 9A shows the voltages of the cells C1 to C4 and the voltage of the DC voltage source VDC. None of the former voltages have changed.
FIG. 9B shows the current I5.
As described above, the charging operation from the VDC is performed by selecting a cell having a voltage lower than the VDC. Therefore, when the voltage VP5 of the VDC is sufficiently low, the charging current I5 naturally does not flow. Therefore, the lowest voltage value of the cell can be estimated from the voltage of VP5 at the time when the charging current I5 rises. In the example of FIG. 9, VP5 = 2.34 V at the time when the first triangular pulse current P1 rises can be read. This value can be said to be substantially equal to the voltage VP4 of the lowest voltage cell C4 = 2.30V.
[0044]
On the other hand, when the voltage of VP5 rises and reaches the maximum voltage of the cell, thereafter, charging of all the cells, and thus the capacitors of a fixed capacity, continues, and there is a tendency that only the increase of the voltage of VP5 increases by each pulse. It becomes. In other words, until VP5 reaches the maximum voltage value of the cell, a cell that has not been charged before is newly added to the charged object, and the amount of increase in pulse current has a non-linear tendency that is not proportional to the increase in VP5. After reaching the maximum value of the cell, it has a linear trend proportional to the increase in VP5.
In the example of FIG. 9, since this linear tendency is recognized after the triangular pulse P5, VP5 = 2.80V at the rising point of P5 can be read. This value can be said to be substantially equal to the voltage VP1 of the highest voltage cell C1 = 2.70V.
It is considered that the above-described detection accuracy can be improved by adjusting settings such as the on / off frequency of the
[0045]
Embodiment 6 FIG.
FIG. 10 is a configuration diagram showing a charging circuit for a storage element according to Embodiment 6 of the present invention. The feature of the sixth embodiment resides in that a well-known resistance voltage dividing method is combined with the above-described uniform voltage charging method for applying the DC voltage source VDC on / off.
That is, voltage dividing resistors R11 to R13 and R21 to R23 are connected in parallel to the respective capacitor cells (unit storage elements) C11 to C13 and C21 to C23. The resistance value of the voltage dividing resistor is set to a value smaller than the internal series resistance of the cell itself.
Then, for the cells C11 to C13 and the cells C21 to C23, the voltage is made uniform by the drive side control means including the DC voltage sources VDC and IGBT3, and the driven side control means including the transformer T and IGBT1 and IGBT2. Is made.
Therefore, in the case where only the resistance voltage division is used, when the capacity deterioration or the like due to use occurs in some cells, the voltage of the cells becomes excessive and the possibility of accelerating the deterioration is increased. Since the voltage is equalized for each cell group, even if the capacity degradation occurs in some cells, the voltage increase of the cells is suppressed and the reliability is improved. Further, in terms of the configuration, there is an advantage that the number of driven control means such as IGBTs can be reduced, the number of windings of the transformer is reduced, and the circuit configuration is simple and inexpensive.
[0046]
In each of the above embodiments, the case where an electric double layer capacitor is used as the power storage element has been described. However, other types of capacitors may be used, and the present invention may be applied to a secondary battery. The same effects can be obtained.
Further, the plurality of power storage elements are not limited to being connected in series, and can be applied to a case where the plurality of power storage elements are independent from each other in terms of circuit.
[0047]
【The invention's effect】
As described above, the charging circuit for a storage element according to the present invention is a charging circuit that charges the storage elements of the storage device including a plurality of storage elements that are not connected to each other in parallel,
A DC voltage source, a transformer including a plurality of first windings connected in parallel with each of the storage elements and a second winding connected in parallel with the DC voltage source, the storage elements and the respective A first switching element inserted between the first winding, a first diode connected in anti-parallel with each of the first switching elements, and a connection between the DC voltage source and the second winding. , A second diode connected in anti-parallel with the second switching element, a drive-side control unit for turning on and off the second switching element at a predetermined frequency, and the first and second switching elements. Are connected to the first windings based on the voltage induced in each of the first windings via the second windings when the second switching element is turned on. Turn on the first switching element Comprising a dynamic-side control unit,
Each of the power storage elements can be charged with a voltage obtained by multiplying the voltage of the DC voltage source by the turns ratio of the transformer (the number of turns of each of the first windings / the number of turns of the second winding). Also, without increasing the number of windings of the transformer, a signal line for turning on and off the first switching element provided for each power storage element is not required, and the wiring configuration is simple and inexpensive.
[0048]
The driven-side control means in the storage element charging circuit according to the present invention may further comprise a capacitor connected to both ends of each of the first windings in series with each other, and an output terminal of the capacitor for controlling each of the first switching elements. Since the voltage divider is connected to the terminal, the ON / OFF operation of the first switching element is reliably performed.
[0049]
Further, a charging circuit for a power storage element according to the present invention is a charging circuit for charging each of the power storage elements of a power storage device including a plurality of power storage elements that are not connected in parallel with each other, and includes a DC voltage source and each of the power storage elements. A plurality of first windings connected in parallel with the DC voltage source, a plurality of second windings connected in parallel with the DC voltage source, and a plurality of third windings provided in pairs with the respective first windings. A transformer having a winding, a first switching element inserted between each of the power storage elements and each of the first windings, and a first diode connected in anti-parallel to each of the first switching elements A second switching element inserted between the DC voltage source and the second winding, a second diode connected in anti-parallel to the second switching element, and a second switching element. Drive-side control means for turning on and off at a frequency of And a third winding provided on each of the third windings based on a voltage induced in each of the third windings via the second winding when the second switching element is turned on. Driven side control means for turning on the first switching element connected to the first winding paired with a wire;
Each of the power storage elements can be charged with a voltage obtained by multiplying the voltage of the DC voltage source by the turns ratio of the transformer (the number of turns of each of the first windings / the number of turns of the second winding). In addition, a signal line for turning on and off the first switching element provided for each of the power storage elements is not required, and the wiring configuration is simple and inexpensive.
[0050]
The driven-side control means in the storage element charging circuit according to the present invention may further include a diode connected to both ends of each of the third windings in series with each other, and an output terminal of the diode for controlling each of the first switching elements. Since the voltage divider is connected to the terminal, the ON / OFF operation of the first switching element is reliably performed.
[0051]
Further, the charging circuit of the storage element according to the present invention includes a plurality of unit storage elements in which the storage element is connected in series with each other, and includes a voltage dividing resistor connected in parallel with each of the unit storage elements. A rational charging circuit pursuing economical efficiency can be obtained by using together a resistor-divider type having a simple circuit configuration.
[0052]
Further, in the charging circuit for a storage element according to the present invention, since a resistance element is connected to both ends of the second winding of the transformer, an irregular high voltage pulse is generated in the second switching element. Will be resolved.
[0053]
The charging circuit for a storage element according to the present invention may further include a third switching element connected in series with the second switching element in reverse polarity, and a third diode connected in antiparallel to the third switching element. And a drive-side correction control means comprising a capacitor connected in series to both ends of a second winding of the transformer and a voltage divider having an output terminal connected to a control terminal of the third switching element. As a result, the decrease in voltage uniformity accuracy is improved.
[0054]
Further, the charging circuit for a storage element according to the present invention, when dividing the plurality of storage elements into a plurality of blocks,
A plurality of first transformers each including a first winding and a first common winding provided for each block and connected to a storage element of the block, and the DC voltage source; A second transformer having a second winding connected thereto and a second common winding connected in parallel to each of the first common windings,
The turns ratio of each of the first and second windings is determined by the voltage ratio of the first and second transformers in a state where the common windings are connected to each other (the first and second windings). (Voltage induced in the line / voltage induced in the second winding), the connection configuration between the power storage element and the transformer is simplified.
[0055]
In the method for equalizing the voltage of a storage element according to the present invention, the transformer may be configured such that the turns ratio of each of the first and second windings is equal to the rated voltage ratio of each of the storage elements and the DC voltage source connected to each of the windings. So that
By turning on and off the second switching element at a predetermined frequency, the voltage of each of the power storage elements and the DC voltage source is made equal to the rated voltage ratio, so that the voltage equalizing operation can be reliably obtained.
[0056]
In the method for charging a storage element according to the present invention, the transformer is set such that a turns ratio of each first winding thereof is equal to a rated voltage ratio of each storage element connected to each winding.
By turning on and off the second switching element at a predetermined frequency, a reliable charging operation for charging each of the power storage elements to a voltage equal to the rated voltage ratio can be obtained.
[0057]
Further, in the method for charging a storage element according to the present invention, the voltage of the DC voltage source is increased within a predetermined range in accordance with the progress of the charging operation. Can withstand the current.
[0058]
Further, the method for charging a storage element according to the present invention, when the respective storage elements are connected in series with each other,
An external charging device is provided for injecting a current from outside to all of the storage elements connected in series to charge the battery,
Since the external charging device is operated from the start of the charging operation and stopped before the completion of the charging operation, the time required for the charging operation can be reduced.
[0059]
A voltage detection method for a power storage element according to the present invention is a method for detecting a minimum value and a maximum value of a voltage of each power storage element when electric charges are stored in advance in the plurality of power storage elements,
The second switching element is turned on and off at a predetermined frequency, and at the same time, the voltage of the DC voltage source is rapidly increased from a value lower than the minimum expected value to a value higher than the maximum expected value. Detecting the value of the current flowing through the second winding of
The voltage of the DC voltage source at the time when the current detection value rises from zero is determined as the minimum voltage value, and the increase ratio of the current detection value for each ON time is the voltage of the DC voltage source for each ON time. Since the voltage of the DC voltage source at the first time when the voltage becomes equal to the increase ratio is determined to be the voltage maximum value, the minimum and maximum voltage can be easily grasped without individually detecting the voltage of the storage element.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing a charging circuit for a storage element according to
FIG. 2 is a diagram showing voltage change characteristics in the charging circuit of FIG.
FIG. 3 is a configuration diagram showing a charging circuit for a storage element according to
4 shows the transformer winding voltage of the circuit of FIG. 3;
FIG. 5 is a configuration diagram showing a charging circuit for a storage element according to
6 is a diagram showing voltage change characteristics in the charging circuit of FIG.
FIG. 7 is a configuration diagram showing a charging circuit for a storage element according to Embodiment 4 of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing voltage change characteristics in the charging circuit of FIG. 7;
FIG. 9 is a diagram for illustrating a method of detecting a voltage of a storage element according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a configuration diagram showing a charging circuit for a storage element according to Embodiment 6 of the present invention.
FIG. 11 is a configuration diagram illustrating a conventional power storage device.
FIG. 12 is a diagram showing a voltage change characteristic in the circuit of FIG. 11;
[Explanation of symbols]
C1 to C4 capacitor cells (storage elements),
C11 to C13, C21 to C23 cells (unit storage element),
C3, VDC DC voltage source, T, T1, T2, TD transformer,
W1 to W4 first winding, WD second winding, W1A, W2A third winding,
WC1, WC2 first common winding, WCD second common winding,
GD gate signal generator, R33 resistor,
R11 to R13, R21 to R23 Voltage dividing resistor, IDC external charging device.
Claims (13)
直流電圧源、上記各蓄電素子と並列に接続された複数の第１の巻線および上記直流電圧源と並列に接続された第２の巻線を備えた変圧器、上記各蓄電素子と上記各第１の巻線との間に挿入された第１のスイッチング素子、上記各第１のスイッチング素子と逆並列接続された第１のダイオード、上記直流電圧源と上記第２の巻線との間に挿入された第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子と逆並列接続された第２のダイオード、上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフさせる駆動側制御手段、および上記各第１の巻線毎に設けられ上記第２のスイッチング素子のオン動作時上記第２の巻線を介して上記各第１の巻線に誘起される電圧に基づき当該第１の巻線に接続された上記第１のスイッチング素子をオンさせる従動側制御手段を備え、
上記直流電圧源の電圧に上記変圧器の巻数比（上記各第１の巻線の巻数／上記第２の巻線の巻数）を乗じた電圧で上記各蓄電素子を充電可能な蓄電素子の充電回路。A charging circuit that charges each of the power storage devices of the power storage device including a plurality of power storage devices that are not connected in parallel with each other,
A DC voltage source, a transformer including a plurality of first windings connected in parallel with each of the storage elements and a second winding connected in parallel with the DC voltage source, the storage elements and the respective A first switching element inserted between the first winding, a first diode connected in anti-parallel with each of the first switching elements, and a connection between the DC voltage source and the second winding. , A second diode connected in anti-parallel with the second switching element, a drive-side control unit for turning on and off the second switching element at a predetermined frequency, and the first and second switching elements. Are connected to the first windings based on the voltage induced in each of the first windings via the second windings when the second switching element is turned on. Turn on the first switching element Comprising a dynamic-side control unit,
Charging a storage element capable of charging each storage element with a voltage obtained by multiplying the voltage of the DC voltage source by the turns ratio of the transformer (the number of turns of each of the first windings / the number of turns of the second winding). circuit.
直流電圧源、上記各蓄電素子と並列に接続された複数の第１の巻線、上記直流電圧源と並列に接続された第２の巻線および上記各第１の巻線と対になって設けられた複数の第３の巻線を備えた変圧器、上記各蓄電素子と上記各第１の巻線との間に挿入された第１のスイッチング素子、上記各第１のスイッチング素子と逆並列接続された第１のダイオード、上記直流電圧源と上記第２の巻線との間に挿入された第２のスイッチング素子、上記第２のスイッチング素子と逆並列接続された第２のダイオード、上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフさせる駆動側制御手段、および上記各第３の巻線毎に設けられ上記第２のスイッチング素子のオン動作時上記第２の巻線を介して上記各第３の巻線に誘起される電圧に基づき当該第３の巻線と対となる上記第１の巻線に接続された上記第１のスイッチング素子をオンさせる従動側制御手段を備え、
上記直流電圧源の電圧に上記変圧器の巻数比（上記各第１の巻線の巻数／上記第２の巻線の巻数）を乗じた電圧で上記各蓄電素子を充電可能な蓄電素子の充電回路。A charging circuit that charges each of the power storage devices of the power storage device including a plurality of power storage devices that are not connected in parallel with each other,
A DC voltage source, a plurality of first windings connected in parallel with each of the storage elements, a second winding connected in parallel with the DC voltage source, and a pair with each of the first windings A transformer having a plurality of third windings provided, a first switching element inserted between each of the power storage elements and each of the first windings, and a reverse of each of the first switching elements. A first diode connected in parallel, a second switching element inserted between the DC voltage source and the second winding, a second diode anti-parallel connected to the second switching element, Drive-side control means for turning the second switching element on and off at a predetermined frequency; and the second switching element, which is provided for each of the third windings and is turned on through the second winding when the second switching element is turned on. Based on the voltage induced in each third winding, the third Comprising a winding and paired driven control means for turning on said first defined above which is connected to the winding the first switching element,
Charging a storage element capable of charging each storage element with a voltage obtained by multiplying the voltage of the DC voltage source by the turns ratio of the transformer (the number of turns of each of the first windings / the number of turns of the second winding). circuit.
上記変圧器を、上記各ブロック毎に設けられ当該ブロックの蓄電素子に接続される第１の巻線と第１のコモン巻線とを備えた複数の第１の変圧器および上記直流電圧源と接続される第２の巻線と上記各第１のコモン巻線に並列に接続される第２のコモン巻線を備えた第２の変圧器で構成し、
上記各第１の巻線と第２の巻線との巻数比は、上記各第１および第２の変圧器の上記コモン巻線同士を接続した状態での電圧比（上記各第１の巻線に誘起する電圧／上記第２の巻線に誘起する電圧）で算出することを特徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の蓄電素子の充電回路。When dividing the plurality of storage elements into a plurality of blocks,
A plurality of first transformers each including a first winding and a first common winding provided for each block and connected to a storage element of the block, and the DC voltage source; A second transformer having a second winding connected thereto and a second common winding connected in parallel to each of the first common windings,
The turns ratio of each of the first and second windings is determined by the voltage ratio of the first and second transformers in a state where the common windings are connected to each other (the first and second windings). The charging circuit according to any one of claims 1 to 7, wherein the calculation is performed by (voltage induced in a line / voltage induced in the second winding).
上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフすることにより、上記各蓄電素子および直流電圧源の電圧をその定格電圧比に等しくさせる蓄電素子の電圧均一化方法。The transformer according to any one of claims 1 to 8, wherein the turns ratio of each of the first and second windings is the rated voltage ratio of each of the storage elements and the DC voltage source connected to each of the windings. Set,
A method for equalizing the voltage of a power storage element, wherein the voltage of each of the power storage elements and the DC voltage source is made equal to the rated voltage ratio by turning on and off the second switching element at a predetermined frequency.
上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフすることにより、上記各蓄電素子をその定格電圧比に等しい電圧に充電する蓄電素子の充電方法。The transformer according to any one of claims 1 to 8, wherein a turns ratio of each of the first windings is set to be a rated voltage ratio of each storage element connected to each of the windings.
A method for charging a power storage element, wherein each of the power storage elements is charged to a voltage equal to its rated voltage ratio by turning on and off the second switching element at a predetermined frequency.
上記直列接続された全蓄電素子に外部から電流を注入して充電する外部充電装置を備え、
上記外部充電装置を充電操作開始から動作させ充電操作完了前に停止させるようにしたことを特徴とする請求項１０または１１記載の蓄電素子の充電方法。When the respective storage elements are connected in series with each other,
An external charging device is provided for injecting a current from outside to all of the storage elements connected in series to charge the battery,
12. The method according to claim 10, wherein the external charging device is operated from the start of the charging operation and is stopped before the completion of the charging operation.
上記第２のスイッチング素子を所定の周波数でオンオフすると同時に、上記直流電圧源の電圧を、上記最低値予想値より低い値から上記最高値予想値より高い値まで速やかに上昇させながら上記オン時毎の上記第２の巻線に流れる電流値を検出し、
上記電流検出値が零から立ち上がった時点における上記直流電圧源の電圧を上記電圧最低値と判定し、上記電流検出値の上記オン時毎の増大比が上記直流電圧源の上記オン時毎の電圧増大比に等しくなった最初の時点における上記直流電圧源の電圧を上記電圧最高値と判定する蓄電素子の電圧検出方法。A method for detecting a minimum value and a maximum value of a voltage of each of the power storage elements when a plurality of power storage elements according to any one of claims 1 to 8 store electric charges in advance.
The second switching element is turned on and off at a predetermined frequency, and at the same time, the voltage of the DC voltage source is rapidly increased from a value lower than the minimum expected value to a value higher than the maximum expected value. Detecting the value of the current flowing through the second winding of
The voltage of the DC voltage source at the time when the current detection value rises from zero is determined as the minimum voltage value, and the increase ratio of the current detection value for each ON time is the voltage of the DC voltage source for each ON time. A voltage detecting method for a storage element, wherein the voltage of the DC voltage source at the first time when the voltage becomes equal to the increase ratio is determined to be the maximum voltage value.
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