JP2004023405A - Delay profile measuring device and delay profile measuring method - Google Patents

Abstract

To improve time resolution in delay profile measurement.
For a Fourier-transformed received signal S (k), the number of discrete points is increased by an N → EN point number increasing unit, and S ₀ (k), and an inverse discrete Fourier is added by an EN point IDFT unit. After conversion, a complex sequence s ₀ (n) is obtained. The maximum amplitude value / delay time detecting section 26 calculates the complex number sequence s _i (n) (n: discrete points, 0 ≦ n ≦ E · N−1) for each correction step i (0 ≦ i ≦ J−1). the maximum value of the amplitude value | P i _|, and detects the discrete points n _i at that time. In the subtraction unit 20, for each correction step i, a predetermined correction equation s _{i + 1} (n) = s _i (n) −P _i · b (n−n _i ) including the detection result and the correction function b (n). Is used to obtain a complex sequence s _i (n). The _{s i +} 1 (n) is the complex sequence _{s i +} 1 of the next correction step i + 1 (n). A complex number sequence s _i (n) obtained by repeating the correction step i a predetermined number of times (one or more times) is acquired as a delay profile.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

（ここに、Ｅ：１より大きい有理数）により離散ポイント数をＥ・Ｎに増加した離散伝達関数Ｓ_０（ｋ）を取得する離散ポイント数増加部と、上記離散伝達関数Ｓ_０（ｋ）にＥ・Ｎポイントで逆離散フーリエ変換を施し、Ｅ・Ｎポイントの複素数列ｓ_０（ｎ）を取得する逆離散フーリエ変換部と、各補正ステップｉ（０≦ｉ≦Ｊ−１，ｉ，Ｊともに整数）について、複素数列ｓ_ｉ（ｎ）（ｎ：離散ポイント（整数），０≦ｎ≦Ｅ・Ｎ−１）の振幅値の最大値｜Ｐ_ｉ｜、および該最大値｜Ｐ_ｉ｜をとる離散ポイントｎとしての最大値ポイントｎ_ｉを検出する検出部と（ただし、ｎ≠ｎ_{ｉｐｒｅｖ}，ｎ_{ｉｐｒｅｖ}：現補正ステップｉより前の補正ステップｉｐｒｅｖ（０≦ｉｐｒｅｖ＜ｉ）での最大値ポイント）、各補正ステップｉについて、上記最大値｜Ｐ_ｉ｜および最大値ポイントｎ_ｉに基づいて次の式（２）
【数６】

（ここに、ｂ（ｎ）：補正関数）により複素数列ｓ_ｉ＋１（ｎ）を取得する補正処理部と、を備え、補正ステップｉ（整数、０≦ｉ≦Ｊ−１）をＪ回デクリメントして取得された複素数列ｓ_Ｊ（ｎ）を、ＯＦＤＭ信号の遅延プロファイル（複素インパルス応答）として取得する。
【０００９】
従来の遅延プロファイル（複素インパルス応答）推定方法、および測定装置では、前述のようにサンプリング周波数、または得られる伝達関数の帯域幅により得られる遅延プロファイルの時間分解能に制約があった。また、仮に自己回帰モデルや最大エントロピー法を用いて遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能を向上させたとしても、モデルの次数推定、および振幅値の不確定さから、厳密な意味での遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法とは言えなかった。遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法は、時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）を扱う離散フーリエ変換のポイント数Ｎ（Ｎ：２以上の整数、ただし２のべき乗とは限らない）で離散フーリエ変換し、得られたポイント数Ｎの伝達関数をポイント数Ｅ・Ｎ（Ｅ：有理数）の離散フーリエ変換の周波数領域の低域部に配置し、それ以外の周波数成分は零とし、再び逆離散フーリエ変換し、最大値検出、および補正関数を用いた補正処理を繰り返し行うことで時間分解能Ｔ／Ｅの遅延プロファイルを生成することで実現される。また得られた時間分解能Ｔ／Ｅの遅延プロファイル（複素インパルス応答）を用いることで、従来の回り込みキャンセラ、および伝送路等化器では削除不能、もしくは削除可能であっても削除しきれなかった遅延波、および回り込み波を削除することが可能となる。
【００１０】
また、本発明にかかる遅延プロファイル測定装置では、上記最大値｜Ｐ_ｉ｜に基づいてデクリメント数Ｊを決定するのが好適である。
【００１１】
また、本発明にかかる遅延プロファイル測定装置では、上記補正関数ｂ（ｎ）の振幅が最大となる離散ポイントより時間的に前および後のいくつかの離散ポイント領域を含む離散ポイントについてのみ補正関数ｂ（ｎ）を保持する補正関数記憶部を備えるのが好適である。
【００１２】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明第一の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１０のブロック図である。
【００１３】
まず、Ｎポイント離散フーリエ変換部（ＮポイントＤＦＴ部）１２において、公知の一般的な遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置（推定方法）によって得られたＮポイントの遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果ｓ（ｎ）（ただし、０≦ｎ≦Ｎ−１）が、次の式（３）によりＮポイントの離散伝達関数Ｓ（ｋ）に変換される。
【数７】

次いで、Ｎ→Ｅ・Ｎポイント数増加部（離散ポイント数増加部に相当する）１４において、Ｓ（ｋ）（ただし、０≦ｋ≦Ｎ−１）のＥ倍の値をＥ・Ｎポイントの低域部のＮポイントに配置し、Ｅ・Ｎポイントの残りの（Ｅ−１）・Ｎポイントには全て零を設定して、次の式（１）により離散伝達関数Ｓ_０（ｋ）（ただし、０≦ｋ≦Ｅ・Ｎ−１）が得られる。
【数８】

次いで、Ｅ・Ｎポイント逆離散フーリエ変換部（Ｅ・ＮポイントＩＤＦＴ部）１６において、Ｓ_０（ｋ）は次の式（４）により複素数列ｓ_０（ｎ）（ただし、０≦ｎ≦Ｅ・Ｎ−１）に変換される。
【数９】

次いで、ｓ_ｉ（ｎ）保持部１８において、ｉ＝０ではｓ_０（ｎ）を、ｉ＞０では減算部２０で得られたｓ_ｉ＋１（ｎ）を、ｓ_ｉ（ｎ）として保持する。そして減算部（補正処理部に相当する）２０は、次の式（２）により、ｓ_ｉ（ｎ）から複素乗算・可変遅延部２２において得たＰ_ｉ・ｂ（ｎ−ｎ_ｉ）を減算し、
【数１０】

を得る。ただし、ｎ−ｎ_ｉ＜０のとき、ｂ（ｎ−ｎ_ｉ）＝ｂ（Ｅ・Ｎ＋ｎ−ｎ_ｉ）である。ｓ_ｉ＋１（ｎ）はｓ_ｉ（ｎ）保持部１８に出力される。このとき、ｉ＋１をｉとする。なお、補正関数ｂ（ｎ）は、補正関数記憶部２４に記憶されており、これが複素乗算・可変遅延部２２に出力される。この補正関数ｂ（ｎ）は、Ｅ・Ｎポイント離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Ｎポイントの値をＥとし、残りの（Ｅ−１）・Ｎポイントの値を零としたスペクトルをＥ・Ｎポイント逆離散フーリエ変換することで得られた結果である。すなわち、補正関数ｂ（ｎ）は、下記の式（５）で表せる。
【数１１】

最大振幅値・遅延時間検出部２６は、集合Ａ（初期状態時Ａ＝φ（空集合））に属さない遅延時間（遅延ポイント数）の中からｓ_ｉ（ｎ）の振幅値｜ｓ_ｉ（ｎ）｜の最大値｜Ｐ_ｉ｜、およびその｜Ｐ_ｉ｜を持つＰ_ｉに対応する遅延時間（遅延ポイント数）ｎ_ｉを検出し、複素乗算・可変遅延部２２にそれらＰ_ｉおよびｎ_ｉを出力するとともに、集合Ａ保持部２８には遅延時間（遅延ポイント数）ｎ_ｉを出力する。集合Ａ保持部２８では最大振幅値・遅延時間検出部２６において一度検出された最大振幅値に対応する遅延時間（遅延ポイント数）ｎ_ｉを保持し、常に最大振幅値・遅延時間検出部２６に集合Ａを出力する。ｓ_ｌ（ｎ）出力部３０においては、ｓ_ｉ（ｎ）が入力され、ｉ＝Ｅ・Ｎとなった時点で、ｓ_ｉ（ｎ）すなわちｓ_Ｅ・_Ｎ（ｎ）を出力する。こうして得られたｓ_Ｅ・_Ｎ（ｎ）が、時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）ｓ_ｌ（ｎ）となる。
【００１４】
ここで、本実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置１０による遅延プロファイルの時間分解能向上の一例について図５〜図１０を参照して説明する。なお、各図において、横軸は遅延時間ｎ（正規化値：時間軸における離散ポイント）であり、縦軸は振幅レベル（デシベル［ｄＢ］）である。
【００１５】
前準備：前準備として、Ｅ・Ｎポイントの離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Ｎポイントの実数部をＥ、虚数部を零とし、残りの（Ｅ−１）・Ｎポイントの実数部、虚数部ともに零とした伝達関数を作成し、Ｅ・Ｎポイントの逆離散フーリエ変換を施し、得られた時間領域のＥ・Ｎポイントの時間領域の複素数列をｂ（ｎ）として予め補正関数記憶部２４に保持しておく。図５にＥ＝４、Ｎ＝６４の場合の｜ｂ（ｎ）｜を示す。
【００１６】
ステップ１：Ｅ・Ｎポイントの離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Ｎポイントに、元の時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）ｓ（ｎ）の逆離散フーリエ変換である（離散）伝達関数Ｓ（ｋ）のＥ倍の複素数値を与え、残りの（Ｅ−１）・Ｎポイントの実数部、虚数部ともに零とし、（Ｅ・Ｎ）ポイントの逆離散フーリエ変換を施し、得られた（Ｅ・Ｎ）ポイントの時間領域の複素数列をｓ_０（ｎ）とし、ｉ＝０とする。図６にＮ＝６４、遅延波が１波存在（振幅レベル＝（遅延波レベル／希望波レベル）＝−１０［ｄＢ］、遅延時間＝２０．２５Ｔ、位相＝０度）する場合の｜ｓ（ｎ）｜、図６に対応するＥ＝４、Ｎ＝６４の場合の｜ｓ_０（ｎ）｜を図７に示す。
【００１７】
ステップ２：集合Ａに属する時間ポイントの値を除いた
【数１２】

の振幅値
【数１３】

の最大値｜Ｐ_ｉ｜およびそのときの離散ポイント（最大値ポイント）ｎ_ｉを検出し、｜Ｐ_ｉ｜における複素数値
【数１４】

およびＰ_ｉに対応するポイント数ｎ_ｉを保持し、ｎ_ｉを集合Ａの要素に加える。
【００１８】
ステップ３：ｎ＝ｎ_ｉ以外で、ｓ_ｉ（ｎ）からＰ_ｉ・ｂ（ｎ−ｎ_ｉ）を減じ、得られた結果をｓ_ｉ＋１（ｎ）とし、ｉ＝ｉ＋１とする。ここで、ｉ＝Ｅ・Ｎならばステップ４へ、そうでなければステップ２へ進む。
【数１５】

図８にＥ＝４、Ｎ＝６４の場合の図６に対応する｜ｓ_１（ｎ）｜を、図９にＥ＝４、Ｎ＝６４の場合の図６に対応する｜ｓ_２（ｎ）｜を示す。
【００１９】
ステップ４：ｓ_ｉ（ｎ）を時間分解能Ｔ／Ｅの遅延プロファイル（複素インパルス応答）ｓ_ｌ（ｎ）とする。図１０にＥ＝４、Ｎ＝６４の場合の図６に対応する｜ｓ_ｌ（ｎ）｜を示す。
【００２０】
図２は、本発明の第二の実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図を示している。本実施形態の最大振幅値・遅延時間検出部４２は、最大振幅値｜Ｐ_ｉ｜を出力する点で、第一の実施形態の最大振幅値・遅延時間検出部２６と異なる。この第二の実施形態では、検出された最大振幅値Ｐ_ｉに基づいてデクリメント数ｊを決定している。具体的には、図２の例では、第一の実施形態のステップ２に、新たな終了条件：「最大振幅値｜Ｐ_ｉ｜＜Ｌ_ｔｈ（Ｌ_ｔｈ：閾値，例えばノイズレベル）ならばステップ４へ。」を追加している。これにより、上記第一の実施形態において行われていた無駄な演算（例えばノイズレベルＬ_ｔｈ以下のインパルスに対する演算）を回避でき、計算量が大幅に削減されるとともに、遅延プロファイル（複素インパルス応答）算出結果の精度が高くなる。
【００２１】
＜補正関数ｂ（ｎ）の簡略化＞　さらに、第一の実施形態、第二の実施形態において、補正関数ｂ（ｎ）の保持する値の数をＥ・Ｎポイントとせず、ｂ（ｎ）の最大値の前後の数ポイントの値（例えば遅延プロファイル上のノイズレベルＬ_ｔｈより上回る値）のみを保持し、差し引く（図１２はノイズレベルＬ_ｔｈ＝−３０［ｄＢ］とした場合のｂ（ｎ）の一例である。）ことで、ｂ（ｎ）を保持しておく記憶容量が削減され、ｓ_ｉ（ｎ）からＰ_ｉ・ｂ（ｎ−ｎ_ｉ）を減算する計算量が削減されることに加え、ノイズレベルにおける無駄な演算を回避できる。なお、同じく図１２に示すように、保持する補正関数ｂ（ｎ）を、時間軸（の離散ポイント）により、例えばｂ（ｎ）の最大値（０［ｄＢ］）の前にＩｆポイント分、最大値の後にＩｂポイント分として決定しても、同様の効果が得られる（Ｉｆ、Ｉｂともに正の整数）。
【００２２】
さらに、上記第一の実施形態において、最大値検出、および補正処理演算の繰り返し回数を伝搬路状況に応じてポイント数Ｅ・Ｎよりも少ない一定回数とする（図１においてＥ・ＮをＪ＜Ｅ・Ｎを満たすＪとする（ステップ３においてｉ＝Ｊならばステップ４へ））ことで処理の簡略化を図ることも可能である。ただし、伝搬路状況によらず演算の繰り返し回数が一定となるため、厳密な意味での正確な遅延プロファイル（複素インパルス応答）ではなくなるが、繰り返し回数を伝搬路状況に合わせて誤差が小さくなるように決定すれば遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果の精度を高くすることができる。
【００２３】
なお、元の遅延プロファイル（複素インパルス応答）ｓ（ｎ）に対応する伝達関数Ｓ（ｋ）が既知であれば、図１、２のＳ（ｋ）を求める手順（ＮポイントＤＦＴ部１２の処理）を省略し、図３、４に示すように、Ｓ（ｋ）から時間分解能が向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）ｓ_ｌ（ｎ）の離散フーリエ変換ｓ_ｌ（ｋ）を得ることも可能である。
【００２４】
また、本実施形態にかかる遅延プロファイル測定装置による処理の別の例として、遅延波の遅延時間（時間方向の離散ポイント数）を逓倍（整数倍）ではなく２０．２５Ｔとした場合に得られる遅延プロファイル（複素インパルス応答）の結果を図６（時間分解能Ｔの遅延プロファイル結果）に、実際の遅延プロファイル（複素インパルス応答）を図１１（時間分解能０．２５Ｔの遅延プロファイル結果）に、本発明により時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果から遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上法によって時間分解能が０．２５Ｔに向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）結果を図１０に示す。結果より、図６ではインパルス応答が広い遅延時間範囲に広がり、実際の遅延プロファイルである図１１と異なった形状となっているのに対し、図１０では図１１と同じ結果が得られている。このように、本発明により、時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）から時間分解能Ｔ／４＝０．２５Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）が求まることがわかる。なお、図６および図１１では、遅延波が１波のみ存在する場合を示したが、遅延波および／または回り込み波が複数波存在したとしても同様の結果が得られる。
【００２５】
上述の方法は既に得られた遅延プロファイルの時間分解能を向上させ、かつ振幅値を正確に求める方法であるが、得られている伝達関数のポイント数が離散フーリエ変換のポイント数に達していないことから遅延プロファイル（複素インパルス応答）が正確に求まらない場合にも適用が可能である。例えば、処理時間の問題から高速離散フーリエ変換を用いなければならないにもかかわらず、得られる（離散）伝達関数のポイント数Ｍが高速離散フーリエ変換を適用する一般的なポイント数である２のべき乗でないとき、伝達関数のポイント数Ｍよりも大きい最小の２のべき乗ポイント数Ｎの高速フーリエ変換を使用し、伝達関数を周波数領域の低域部に配置し、残り（Ｎ−Ｍ）ポイントの値は零としてＮポイント逆高速離散フーリエ変換することで遅延プロファイル（複素インパルス応答）を得るが、このままだと遅延プロファイル（複素インパルス応答）として、精度の悪いものとなってしまう。従って、このような状況下においても、本発明による遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を用いると精度の高い遅延プロファイル（複素インパルス応答）が得られる。ただし、前準備において得る補正関数ｂ（ｎ）は、Ｎポイントの離散フーリエ変換の周波数領域において、低域部Ｍポイントの実数部をＮ／Ｍ、虚数部を零とし、残りの（Ｎ−Ｍ）ポイントの実数部、虚数部ともに零とした伝達関数を作成し、Ｎポイントの逆離散フーリエ変換を施し、得られた時間領域のＮポイントの時間領域の複素数列をｂ（ｎ）として補正関数記憶部２４に保持しておく。
【００２６】
次に、上記実施形態にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図１３に示す中継装置５０のフィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ、および図１４に示す受信装置７０のフィードバック型伝送路適応等化器６０ｂのフィルタタップ係数値算出部５２（図１５）に導入した実施形態について説明する。
【００２７】
図１３に示す中継装置５０では、フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅部（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図１４に示す受信装置７０では、フィードバック型伝送路適応等化器６０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００２８】
フィードバック型回り込みキャンセラ６０ａ（図１３）およびフィードバック型伝送路適応等化器６０ｂ（図１４）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部６４、直交復調部６６、複素トランスバーサルフィルタ６２、直交変調部６８、Ｄ／Ａ変換部６９、加算器５７、およびフィルタタップ係数値算出部５２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ６２によってキャンセル信号を生成し、加算器５７において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ６２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来とは異なる。
【００２９】
図１５に示すように、逆数化された伝達関数推定部５４において、ＯＦＤＭ時間信号（再送信信号）から逆数化された伝送路伝達関数Ｔ（ｋ）（ただし、０≦ｋ≦Ｎ−１）が得られ、さらに時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部５６で、時間分解能がＴ／Ｅに向上したｔ_ｌ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｅ・Ｎ−１）が得られる（単純にＴ（ｋ）を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答ｔ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）の時間分解能はＴである。）。ここで、逆数化された伝送路伝達関数Ｔ（ｋ）は、元の伝送路伝達関数Ｓ（ｋ）と
【数１６】

なる関係にあり、Ａは補正係数である（この補正係数Ａは、例えばＳ（ｋ）の平均値としてもよいし、予め定めた所定値としてもよい）。以上の処理により得られたｔ_ｌ（ｎ）を利用して、更新タップ係数値算出部５８において、更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値（複素タップ係数値）ｈ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｌ、Ｌ≦Ｅ・Ｎ−１）を算出する。例えば、更新前のフィルタタップ係数をｈ_ｏｌｄ（ｎ）、更新係数をλ（０＜λ≦１）としたとき、
【数１７】

によって算出する。以上のような方法により、本発明にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を図１５に示すフィルタタップ係数値算出部５２に用いると、より精度の高い複素インパルス応答を、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）６２のフィルタタップ係数値として与えることになるため、キャンセル可能な回り込み波、および遅延波等の希望波対非希望波電力比レベルが改善される（小さくなる）。ただし、時間分解能をＴ／Ｅに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）をフィルタタップ係数として用いるために、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）６２の遅延器一つの遅延時間もＴ／Ｅに変更する必要がある。
【００３０】
次に、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図１６に示す中継装置８０のフィードバック型回り込みキャンセラ９０ａ、および図１７に示す受信装置１００のフィードバック型伝送路適応等化器９０ｂのフィルタタップ係数値算出部８２（図１８）に導入した実施形態について説明する。
【００３１】
図１６に示す中継装置８０では、フィードバック型回り込みキャンセラ９０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図１７に示す受信装置１００では、フィードバック型伝送路適応等化器９０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００３２】
フィードバック型回り込みキャンセラ９０ａ（図１６）およびフィードバック型伝送路適応等化器９０ｂ（図１７）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部８１、加算器８３、Ｄ／Ａ変換部８５、直交復調部９４、複素トランスバーサルフィルタ９２、直交変調部９６、およびフィルタタップ係数値算出部８２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ９２によってキャンセル信号を生成し、加算器８３においてＡ／Ｄ変換された受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ９２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来とは異なる。
【００３３】
図１８に示すように、逆数化された伝達関数推定部８４において、Ａ／Ｄ変換後のＯＦＤＭ時間信号（再送信信号または等化処理後の受信信号）から逆数化された伝送路伝達関数Ｔ（ｋ）（ただし、０≦ｋ≦Ｎ−１）が得られ、さらに時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部８６で、時間分解能がＴ／Ｅに向上したｔ_ｌ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｅ・Ｎ−１）が得られる（単純にＴ（ｋ）を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答ｔ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）の時間分解能はＴである。）。ここで、逆数化された伝送路伝達関数Ｔ（ｋ）は、元の伝送路伝達関数Ｓ（ｋ）と
【数１８】

なる関係にあり、Ａは補正係数である（この補正係数Ａは、例えばＳ（ｋ）の平均値としてもよいし、予め定めた所定値としてもよい）。以上の処理により得られたｔ_ｌ（ｎ）を利用して、更新タップ係数値算出部８８において更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値ｈ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｌ、Ｌ≦Ｅ・Ｎ−１）を算出する。ここでは、例えば、更新前のフィルタタップ係数をｈ_ｏｌｄ（ｎ）、更新係数をλ（０＜λ≦１）としたとき、
【数１９】

によって算出する。以上のような方法により、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を図１８に示すフィルタタップ係数値算出部８２に用いると、より精度の高い複素インパルス応答を、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）９２のフィルタタップ係数値として与えることになるため、キャンセル可能な回り込み波、および遅延波等の希望波対非希望波電力比レベルが改善される（小さくなる）。ただし、時間分解能をＴ／Ｅに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）をフィルタタップ係数として用いるために、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）９２の遅延器一つの遅延時間もＴ／Ｅに変更する必要がある。
【００３４】
次に、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図１９に示す中継装置１１０のフィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ、および図２０に示す受信装置１３０のフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂのフィルタタップ係数値算出部１１２（図２１）に導入した実施形態について説明する。
【００３５】
図１９に示す中継装置１１０では、フィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図２０に示す受信装置１３０では、フィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００３６】
フィードフォワード型回り込みキャンセラ１２０ａ（図１９）およびフィードフォワード型伝送路適応等化器１２０ｂ（図２０）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部１２９、直交復調部１２８、直交変調部１２６、Ｄ／Ａ変換部１２４、加算器１２１、複素トランスバーサルフィルタ１２２、およびフィルタタップ係数値算出部１１２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ１２２によってキャンセル信号を生成し、加算器１２１において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ１２２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来と異なる。
【００３７】
図２１に示すように、伝達関数推定部１１４において、ＯＦＤＭ時間信号（再送信信号または等化処理後の受信信号）から逆数化された伝送路伝達関数Ｓ（ｋ）（ただし、０≦ｋ≦Ｎ−１）が得られ、さらに時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１１６で、時間分解能がＴ／Ｅに向上したｓ_ｌ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｅ・Ｎ−１）が得られる（単純にＳ（ｋ）を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答ｓ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）の時間分解能はＴである。）。このｓ_ｌ（ｎ）を利用して、更新タップ係数値算出部１１８において、更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値ｈ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｌ、Ｌ≦Ｅ・Ｎ−１）を算出する。ここでは、例えば、更新前のフィルタタップ係数をｈ_ｏｌｄ（ｎ）、更新係数をλ（０＜λ≦１）としたとき、
【数２０】

によって算出する。以上のような方法により、本発明にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）の時間分解能向上方法を図２１に示すフィルタタップ係数値算出部１１２に用いると、より精度の高い複素インパルス応答を、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）１２２のフィルタタップ係数値として与えることになるため、キャンセル可能な回り込み波、および遅延波等の希望波対非希望波電力比レベルが改善される（小さくなる）。ただし、時間分解能をＴ／Ｅに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）をフィルタタップ係数として用いるために、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）１２２の遅延器一つの遅延時間もＴ／Ｅに変更する必要がある。
【００３８】
次に、本発明にかかる上記遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置１１または４１（図３，図４）を、図２２に示す中継装置１４０のフィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａ、および図２３に示す受信装置１６０のフィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂのフィルタタップ係数値算出部１４２（図２４）に導入した実施形態について説明する。
【００３９】
図２２に示す中継装置１４０では、フィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から回り込み波および遅延波成分が除去される。その信号が増幅器（送信装置を含む）５５で増幅され送信アンテナ５３から送出される。また、図２３に示す受信装置１６０では、フィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂにより、受信アンテナ５１で受信された受信信号から遅延波成分が除去され、再送信信号が取得される。その再送信信号がＯＦＤＭ復調部７２に入力される。
【００４０】
フィードフォワード型回り込みキャンセラ１５０ａ（図２２）およびフィードフォワード型伝送路適応等化器１５０ｂ（図２３）は、いずれも、Ａ／Ｄ変換部８１、Ｄ／Ａ変換部８５、直交復調部１５６、直交変調部１５４、加算器１５１、複素トランスバーサルフィルタ１５２、およびフィルタタップ係数値算出部１４２を含む。本実施形態では、複素トランスバーサルフィルタ１５２によってキャンセル信号を生成し、加算器１５１において受信信号からキャンセル信号を差し引くことで、受信信号に含まれる回り込み波および遅延波成分を除去する。キャンセル信号の特性は、複素トランスバーサルフィルタ１５２のフィルタタップ係数値に応じたものとなるが、本実施形態ではこのフィルタタップ係数値の決定に際して上述した時間分解能向上手法を用いている点で従来とは異なる。
【００４１】
図２４に示すように、伝達関数推定部１４４において、Ａ／Ｄ変換された後のＯＦＤＭ時間信号（再送信信号、等化処理後の受信信号）から伝送路伝達関数Ｓ（ｋ）（ただし、０≦ｋ≦Ｎ−１）が得られ、次いで時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部１４６で、時間分解能がＴ／Ｅに向上したｓ_ｌ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｅ・Ｎ−１）が得られる（単純にＳ（ｋ）を逆離散フーリエ変換して得られる複素インパルス応答ｓ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｎ−１）の時間分解能はＴである。）。このｓ_ｌ（ｎ）を利用して、更新タップ係数値算出部１４８において、更新係数等を用いた各種更新アルゴリズムを用いてフィルタタップ係数値ｈ（ｎ）（０≦ｎ≦Ｌ、Ｌ≦Ｅ・Ｎ−１）を算出する。ここでは、例えば、更新前のフィルタタップ係数をｈ_ｏｌｄ（ｎ）、更新係数をλ（０＜λ≦１）としたとき、次の式
【数２１】

によって算出する。以上のような方法により、本発明にかかる遅延プロファイル（複素インパルス応答）時間分解能向上方法を図２４に示すフィルタタップ係数値算出部１４２に用いると、より精度の高い複素インパルス応答を、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）１５２のフィルタタップ係数値として与えることになるため、キャンセル可能な回り込み波、および遅延波等の希望波対非希望波電力比レベルが改善されて小さくなる。ただし、時間分解能をＴ／Ｅに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）をフィルタタップ係数として用いるために、複素トランスバーサルフィルタ（ＦＩＲフィルタ）１５２の遅延器一つの遅延時間もＴ／Ｅに変更する必要がある。
【００４２】
図１〜図４、および図１３〜図２４までを対象とする信号をＯＦＤＭ信号として示したが、遅延プロファイル（複素インパルス応答）または対応する伝達関数を利用した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置、回り込みキャンセラ、および伝送路適応等化器であれば全て適用可能な構成であり、信号の形式はＯＦＤＭ信号には限定されない。
【００４３】
図１３から図２４まで、回り込みキャンセラ、伝送路適応等化器について対象とする信号をＯＦＤＭ信号として示したが、遅延プロファイル（複素インパルス応答）または対応する伝達関数を利用した回り込みキャンセラ、および伝送路適応等化器であれば全て適用可能な構成であり、信号の形式はＯＦＤＭ信号に限らない。
【００４４】
【発明の効果】
本発明によれば、時間分解能Ｔの遅延プロファイル（複素インパルス応答）から時間分解能Ｔ／Ｅに向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）が得られる。また、もともとの遅延プロファイル（複素インパルス応答）上におけるノイズレベル以下の振幅値を持つインパルスに対して補正処理を行わないことにより、処理量、および計算量を削減しつつ、同等の効果を得られる。また、補正処理に使用する補正関数値のポイント数を少なくすることで、記憶容量、および計算量を削減しつつ、同等の効果を得られる。
【００４５】
また、ノイズレベル以下の振幅値を持つインパルスに対して補正処理を行わず、かつ補正処理に使用する補正関数のポイント数を少なくすることを併用することで、記憶容量、および計算量を削減しつつ、同等の効果が得られる。さらに、本発明による時間分解能を向上させた遅延プロファイル（複素インパルス応答）を伝送路等化器に用いると、伝送路等化精度（不要波キャンセル精度）が高く、等化可能な希望波電力対非希望波電力比レベルの改善された（小さくなった）回り込みキャンセラ、および伝送路等化器を実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図２】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図３】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図４】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置のブロック線図である。
【図５】Ｅ＝４、Ｎ＝６４の場合の補正関数ｂ（ｎ）の振幅値｜ｂ（ｎ）｜を示す図である。
【図６】Ｎ＝６４、遅延波が１波存在（（希望波電力／非希望波電力）＝１０［ｄＢ］、遅延時間＝２０．２５Ｔ、位相＝０［ｄｅｇ］）する場合に時間分解能Ｔで得られるｓ（ｎ）の振幅値｜ｓ（ｎ）｜を示す図である。
【図７】図６のｓ（ｎ）に対応するＥ＝４、Ｎ＝６４の場合のｓ_０（ｎ）の振幅値｜ｓ_０（ｎ）｜を示す図である。
【図８】図６のｓ（ｎ）に対応するＥ＝４、Ｎ＝６４の場合のｓ_１（ｎ）の振幅値｜ｓ_１（ｎ）｜を示す図である。
【図９】図６のｓ（ｎ）に対応するＥ＝４、Ｎ＝６４の場合のｓ_２（ｎ）の振幅値｜ｓ_２（ｎ）｜を示す図である。
【図１０】図６のｓ（ｎ）に対応するＥ＝４、Ｎ＝６４の場合のｓ_ｌ（ｎ）の振幅値｜ｓ_ｌ（ｎ）｜を示す図である。
【図１１】Ｎ＝６４、遅延波が１波存在（（希望波電力／非希望波電力）＝１０［ｄＢ］、遅延時間＝２０．２５Ｔ、位相＝０［ｄｅｇ］）する場合に時間分解能Ｔ／４＝０．２５で得られる遅延プロファイルの振幅値を示す図である。
【図１２】Ｌ_ｔｈ＝−３０［ｄＢ］としたときの補正関数ｂ（ｎ）を示す図である。
【図１３】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図１４】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図１５】図１３のフィードバック型回り込みキャンセラ、および図１４のフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を示すブロック線図である。
【図１６】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図１７】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードバック型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図１８】図１６のフィードバック型回り込みキャンセラ、および図１７のフィードバック型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を示すブロック線図である。
【図１９】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図２０】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図２１】図１９のフィードフォワード型回り込みキャンセラ、および図２０のフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図２２】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型回り込みキャンセラを用いた中継装置を示すブロック線図である。
【図２３】本発明の実施形態にかかる時間分解能を向上した遅延プロファイル（複素インパルス応答）測定装置を用いたフィードフォワード型伝送路適応等化器を用いた受信装置を示すブロック線図である。
【図２４】図２２のフィードフォワード型回り込みキャンセラ、および図２３のフィードフォワード型伝送路適応等化器のフィルタタップ係数値算出部を示すブロック線図である。
【符号の説明】
１０，１１，４０，４１　遅延プロファイル測定装置
１２　ＮポイントＤＦＴ部
１４　Ｎ→Ｅ・Ｎポイント数増加部（離散ポイント数増加部）
１６　Ｅ・ＮポイントＩＤＦＴ部（逆離散フーリエ変換部）
１８　ｓ_ｉ（ｎ）保持部
２０　減算部（補正処理部）
２２　複素乗算・可変遅延部
２４　補正関数記憶部
２６，４２　最大振幅値・遅延時間検出部
２８　集合Ａ保持部
３０，４４　ｓ_ｌ（ｎ）出力部
５０，８０，１１０，１４０　中継装置
５２，８２，１１２，１４２　フィルタタップ係数値算出部
５４，８４　逆数化された伝達関数推定部
５６，８６，１１６，１４６　時間分解能向上複素インパルス応答（遅延プロファイル）推定部
５８，８８，１１８，１４８　更新タップ係数値算出部
６０ａ，９０ａ　フィードバック型回り込みキャンセラ
６０ｂ，９０ｂ　フィードバック型伝送路適応等化器
６２，９２，１２２，１５２　複素トランスバーサルフィルタ
７０，１００，１３０，１６０　受信装置
１１４，１４４　伝達関数推定部
１２０ａ，１５０ａ　フィードフォワード型回り込みキャンセラ
１２０ｂ，１５０ｂ　フィードフォワード型伝送路適応等化器。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal reception and relay, and a delay profile (complex impulse) of a transmission path in which a delay wave or a looping wave generated in a single frequency network (Single Frequency Network: SFN) relay station exists and is relayed. The present invention relates to a method for improving the time resolution of a response, a measuring apparatus, a wraparound canceller and a transmission path equalizer using the method for estimating a delay profile thereof, and more particularly to further improving the time resolution of an obtained delay profile (complex impulse response). The delay profile (complex impulse response) can be estimated and the delay profile (complex impulse response) can be estimated by obtaining a fine time resolution and obtaining an accurate amplitude value compared to the conventional method. Using the method of the time resolution improves response), the canceller wraparound with higher accuracy wraparound removal, and a transmission line equalizer for executing transmission path equalization.
[0002]
2. Description of the Related Art
In the conventional delay profile (complex impulse response) estimation method and measuring apparatus, the time resolution of the obtained delay profile (complex impulse response) is limited. As a conventional delay profile (complex impulse response) estimation method, a transfer function is obtained by a correlation method or some other method (for example, obtained using a pilot signal), and then this transfer function is subjected to inverse Fourier transform to obtain a delay profile. There are two methods for obtaining (complex impulse response). In the former (correlation method), the time resolution of the delay profile (complex impulse response) is limited by the sampling frequency at the time of sampling the time signal. In the latter method (a method of obtaining a transfer function by any method and then obtaining the delay profile by inverse Fourier transform of the transfer function), the time resolution of the delay profile (complex impulse response) is limited by the bandwidth of the transfer function. Is done.
[0003]
If the time resolution of the delay profile (complex impulse) is coarse, if there is a delayed wave or a wraparound wave with a delay time that is not a multiple (integer multiple) of the time resolution, the impulse response value will decrease and over a wide time range Impulse response spreads. In addition, when there are several delayed waves and wraparound waves in one sample interval of the time resolution, the delayed wave and the wraparound wave cannot be separated and identified.
[0004]
However, in order to investigate the state of the transmission path in more detail, there has been no alternative but to increase the sampling frequency or increase the bandwidth of the transfer function.
[0005]
By the way, as a method for arbitrarily improving the time resolution of the obtained delay profile (complex impulse response), a method using an autoregressive model (AR model), a maximum entropy method (Maximum Entropy Method: MEM), or the like is used. There is. However, these methods have the following problems.
[1] It is difficult to determine the order of the model.
[2] Even if the order of the model is determined accurately, the amplitude value cannot be determined accurately.
If the order estimation of the model is wrong, the delay profile (complex impulse response) result obtained will be wrong. In addition, even if the order estimation of the model is performed accurately, the amplitude value in the delay profile (complex impulse response) result obtained is not accurate, and thus cannot be said to be a method for improving the time resolution in a strict sense. For this reason, there is a need for a method capable of improving the time resolution of the delay profile (complex impulse response) and obtaining the amplitude value with higher accuracy.
[0006]
On the other hand, in a wraparound canceller using a result of a delay profile (complex impulse response) obtained by a delay profile (complex impulse response) estimation method, and in a transmission line equalizer, the delay time of the delay profile (complex impulse response) Depending on the resolution, the equalization ability (or the cancellation ability) including the equalization accuracy was sometimes insufficient. For this reason, especially when the delay time of the undesired wave to be deleted such as the delayed wave and the wraparound wave does not become a multiple (integer multiple) of the time resolution, the number of the delayed wave and the wraparound wave to be deleted is one. However, since equalization is performed by approximation using a large number of delayed waves, if the ratio of the desired signal power to the non-desired signal power becomes worse (smaller), the equalization accuracy decreases, and the desired signal power that can be equalized is reduced. There is a problem that the undesired wave power ratio level is deteriorated (increased), and the equalization capability is reduced. The delay profile (complex impulse response) result obtained by using the autoregressive model and the maximum entropy method and having improved time resolution is obtained from the order estimation of the model and the uncertainty of the amplitude value. It was not suitable for use in a transmission line equalizer.
[0007]
Accordingly, an object of the present invention is to further improve the time resolution of a delay profile (complex impulse response) when, for some reason, only a delay profile with a time resolution up to T is obtained in digital transmission by the OFDM method. A method for estimating a delay profile (complex impulse response) with a fine time resolution and a measuring device are provided. In addition, using the delay profile of finer time resolution obtained by using the present invention, the transmission line equalization accuracy (undesired wave canceling accuracy) is higher than the conventional wraparound canceller and transmission line equalizer, and so on. It is an object of the present invention to provide a stable loop-back canceller for a single-frequency network repeater and a transmission line equalizer with an improved (smaller) ratio of a desired signal power to an undesired signal power ratio.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
From the discrete transfer function S (k) (k: discrete point (integer), 0 ≦ k ≦ N−1) obtained by performing N-point (N: integer) discrete Fourier transform on the OFDM signal according to the present invention, Equation (1)
(Equation 5)

(Where E is a rational number greater than 1) and the discrete transfer function S in which the number of discrete points is increased to E · N ₀ (K) obtaining unit for increasing the number of discrete points, and the discrete transfer function S ₀ (K) is subjected to an inverse discrete Fourier transform at E · N points to obtain a complex sequence s at E · N points ₀ (N) and a complex sequence s for each correction step i (0 ≦ i ≦ J−1, where i and J are integers). _i (N) (n: maximum value of amplitude value of discrete point (integer), 0 ≦ n ≦ E · N−1) | P _i | And the maximum value | P _i | The maximum value point n as the discrete point n _i And a detecting unit (where n n _iprev , N _iprev : The maximum value | P for the correction step iprev (0 ≦ iprev <i) before the current correction step i, and for each correction step i _i | And the maximum value point n _i Based on the following equation (2)
(Equation 6)

(Where b (n) is a correction function) _{i + 1} (N), a complex processing unit s obtained by decrementing the correction step i (integer, 0 ≦ i ≦ J−1) J times. _J (N) is obtained as a delay profile (complex impulse response) of the OFDM signal.
[0009]
In the conventional delay profile (complex impulse response) estimation method and measurement apparatus, as described above, the time resolution of the delay profile obtained by the sampling frequency or the bandwidth of the obtained transfer function is limited. Even if the time resolution of the delay profile (complex impulse response) is improved by using an autoregressive model or the maximum entropy method, the delay in a strict sense depends on the order estimation of the model and the uncertainty of the amplitude value. It was not a method to improve the time resolution of the profile (complex impulse response). The method of improving the time resolution of the delay profile (complex impulse response) is based on the number of points N (N: an integer of 2 or more, but not always a power of 2) of the discrete Fourier transform that handles the delay profile (complex impulse response) with the time resolution T. ), The obtained transfer function having the number of points N is arranged in the low-frequency portion of the frequency domain of the discrete Fourier transform having the number of points E · N (E: rational number), and the other frequency components are assumed to be zero. This is realized by generating a delay profile with a time resolution T / E by performing inverse discrete Fourier transform again, and repeatedly performing a maximum value detection and a correction process using a correction function. In addition, by using the obtained delay profile (complex impulse response) of the time resolution T / E, the delay that cannot be eliminated by the conventional wraparound canceller and the transmission path equalizer or that cannot be eliminated even if it can be eliminated It is possible to delete waves and loop waves.
[0010]
Further, in the delay profile measuring apparatus according to the present invention, the maximum value | P _i It is preferable to determine the decrement number J based on |.
[0011]
Further, in the delay profile measuring apparatus according to the present invention, the correction function b (n) is corrected only for discrete points including several discrete point regions temporally before and after the discrete point at which the amplitude of the correction function b (n) is maximum. It is preferable to provide a correction function storage unit that holds (n).
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a block diagram of a delay profile (complex impulse response) measuring device 10 according to the first embodiment of the present invention.
[0013]
First, in an N-point discrete Fourier transform unit (N-point DFT unit) 12, an N-point delay profile (complex impulse response) result obtained by a known general delay profile (complex impulse response) measuring device (estimation method) s (n) (where 0 ≦ n ≦ N−1) is converted into an N-point discrete transfer function S (k) by the following equation (3).
(Equation 7)

Next, in an N → EN point number increasing portion (corresponding to a discrete point number increasing portion) 14, a value E times S (k) (where 0 ≦ k ≦ N−1) is changed to an E · N point value. It is arranged at N points in the low-frequency part, and the remaining (E-1) · N points of the E · N points are all set to zero, and the discrete transfer function S ₀ (K) (where 0 ≦ k ≦ EN−1) is obtained.
(Equation 8)

Next, in an E / N point inverse discrete Fourier transform unit (E / N point IDFT unit) 16, S ₀ (K) is a complex number sequence s according to the following equation (4). ₀ (N) (however, 0 ≦ n ≦ EN−1).
(Equation 9)

Then s _i (N) In the holding unit 18, when i = 0, s ₀ (N) is s obtained by the subtraction unit 20 when i> 0. _{i + 1} (N) is replaced by s _i (N). Then, the subtraction unit (corresponding to the correction processing unit) 20 calculates s by the following equation (2). _i P obtained from (n) in the complex multiplication / variable delay unit 22 _i ・ B (nn _i )
(Equation 10)

Get. Where nn _i When <0, b (n−n _i ) = B (E · N + nn) _i ). s _{i + 1} (N) is s _i (N) Output to the holding unit 18. At this time, i + 1 is set to i. The correction function b (n) is stored in the correction function storage unit 24, and is output to the complex multiplication / variable delay unit 22. This correction function b (n) is a spectrum in which the value of the low frequency N point is E and the value of the remaining (E-1) · N point is zero in the frequency domain of the E · N point discrete Fourier transform. This is a result obtained by performing E · N point inverse discrete Fourier transform. That is, the correction function b (n) can be expressed by the following equation (5).
[Equation 11]

The maximum amplitude value / delay time detecting unit 26 selects s from the delay times (the number of delay points) not belonging to the set A (A = φ (empty set) in the initial state). _i (N) amplitude value | s _i (N) | maximum value | P _i | And its | P _i P with | _i (Delay point number) n corresponding to _i Are detected by the complex multiplication / variable delay unit 22. _i And n _i And the set A holding unit 28 outputs a delay time (the number of delay points) n _i Is output. In the set A holding unit 28, the delay time (the number of delay points) n corresponding to the maximum amplitude value once detected by the maximum amplitude value / delay time detection unit 26 _i , And always outputs the set A to the maximum amplitude value / delay time detection unit 26. s _l (N) In the output unit 30, s _i When (n) is input and i = E · N, s _i (N) ie s _E ・ _N (N) is output. S thus obtained _E ・ _N (N) is a delay profile (complex impulse response) s with improved time resolution _l (N).
[0014]
Here, an example of improving the time resolution of a delay profile by the delay profile measuring device 10 according to the present embodiment will be described with reference to FIGS. In each figure, the horizontal axis represents the delay time n (normalized value: discrete points on the time axis), and the vertical axis represents the amplitude level (decibel [dB]).
[0015]
Preparation: As a preparation, in the frequency domain of the discrete Fourier transform of E · N points, the real part of the low frequency N points is E, the imaginary part is zero, and the real parts of the remaining (E−1) · N points are set. , An imaginary part is zero, a transfer function is created, and an inverse discrete Fourier transform of E · N points is performed, and a complex number sequence in the time domain of the obtained E · N points in the time domain is set as a correction function in advance as b (n). It is stored in the storage unit 24. FIG. 5 shows | b (n) | when E = 4 and N = 64.
[0016]
Step 1: An inverse discrete Fourier transform of a delay profile (complex impulse response) s (n) of the original time resolution T is provided at the lower N points in the frequency domain of the discrete Fourier transform of E · N points (discrete). A complex value that is E times the transfer function S (k) is given, the remaining (E−1) · N points of the real part and the imaginary part are both zero, and an inverse discrete Fourier transform of (E · N) points is performed. The complex sequence in the time domain of (E · N) points ₀ (N) and i = 0. In FIG. 6, | s when N = 64, one delayed wave exists (amplitude level = (delayed wave level / desired wave level) = − 10 [dB], delay time = 20.25T, phase = 0 °) (N) |, | s in the case of E = 4 and N = 64 corresponding to FIG. ₀ (N) | is shown in FIG.
[0017]
Step 2: Excluding time point values belonging to set A
(Equation 12)

Amplitude value
(Equation 13)

Maximum value of | P _i | And the discrete point (maximum value point) n at that time _i Is detected, and | P _i Complex value in |
[Equation 14]

And P _i Number n of points corresponding to _i Hold and n _i Is added to the elements of the set A.
[0018]
Step 3: n = n _i Other than s _i (N) to P _i ・ B (nn _i ) And subtract the resulting result from s _{i + 1} (N) and i = i + 1. Here, if i = EN, the process proceeds to step 4; otherwise, the process proceeds to step 2.
[Equation 15]

FIG. 8 corresponds to FIG. 6 where E = 4 and N = 64. ₁ (N) | is represented by | s corresponding to FIG. 6 when E = 4 and N = 64 in FIG. ₂ (N) |.
[0019]
Step 4: s _i (N) is the delay profile (complex impulse response) s with time resolution T / E _l (N). | S corresponding to FIG. 6 when E = 4 and N = 64 in FIG. _l (N) |.
[0020]
FIG. 2 is a block diagram showing a delay profile (complex impulse response) measuring apparatus according to a second embodiment of the present invention. The maximum amplitude value / delay time detection unit 42 of the present embodiment calculates the maximum amplitude value | P _i Is different from the maximum amplitude value / delay time detecting section 26 of the first embodiment. In the second embodiment, the detected maximum amplitude value P _i Is determined on the basis of. Specifically, in the example of FIG. 2, a new ending condition: “maximum amplitude value | P _i | <L _th (L _th : Threshold value, for example, noise level), go to step 4. "Has been added. Thereby, the useless operation (for example, noise level L) performed in the first embodiment is performed. _th The following calculation for the impulse can be avoided, the amount of calculation is greatly reduced, and the accuracy of the delay profile (complex impulse response) calculation result is increased.
[0021]
<Simplification of Correction Function b (n)> Further, in the first embodiment and the second embodiment, the number of values held by the correction function b (n) is not set to E · N points, and b (n) (For example, noise level L on a delay profile) _th (The value is higher than the noise level L). _th It is an example of b (n) when = -30 [dB]. ), The storage capacity for holding b (n) is reduced, and s _i (N) to P _i ・ B (nn _i In addition to reducing the amount of calculation for subtracting (), it is possible to avoid useless calculations at the noise level. In addition, as shown in FIG. 12, the correction function b (n) to be held is represented by a time axis (discrete points thereof), for example, for the If point before the maximum value (0 [dB]) of b (n). The same effect can be obtained even if it is determined as the Ib point after the maximum value (both If and Ib are positive integers).
[0022]
Further, in the first embodiment, the number of repetitions of the maximum value detection and the correction processing calculation is set to a certain number smaller than the number of points E · N according to the propagation path condition (E · N is J <J in FIG. 1). By setting J to satisfy E · N (if i = J in step 3, go to step 4), the processing can be simplified. However, since the number of repetitions of the calculation is constant irrespective of the propagation path condition, an accurate delay profile (complex impulse response) in a strict sense is not obtained, but the error is reduced according to the repetition number according to the propagation path condition. , The accuracy of the delay profile (complex impulse response) result can be increased.
[0023]
If the transfer function S (k) corresponding to the original delay profile (complex impulse response) s (n) is known, the procedure for obtaining S (k) in FIGS. ) Is omitted and the delay profile (complex impulse response) s whose time resolution is improved from S (k) as shown in FIGS. _l (N) discrete Fourier transform s _l It is also possible to obtain (k).
[0024]
Further, as another example of the processing by the delay profile measuring apparatus according to the present embodiment, the delay obtained when the delay time (the number of discrete points in the time direction) of the delay wave is set to 20.25T instead of multiplication (integer multiple). The result of the profile (complex impulse response) is shown in FIG. 6 (delay profile result of time resolution T), and the actual delay profile (complex impulse response) is shown in FIG. 11 (delay profile result of time resolution 0.25T). FIG. 10 shows the result of a delay profile (complex impulse response) in which the time resolution is improved to 0.25T by the method for improving the time resolution of the delay profile (complex impulse response) from the result of the delay profile (complex impulse response) with the time resolution T. As a result, in FIG. 6, the impulse response is spread over a wide delay time range and has a shape different from that of FIG. 11, which is an actual delay profile, whereas in FIG. 10, the same result as in FIG. 11 is obtained. Thus, according to the present invention, it can be seen that a delay profile (complex impulse response) with a time resolution T / 4 = 0.25T is obtained from a delay profile (complex impulse response) with a time resolution T. Although FIG. 6 and FIG. 11 show the case where only one delayed wave exists, the same result can be obtained even when a plurality of delayed waves and / or wraparound waves exist.
[0025]
The above-mentioned method is a method of improving the time resolution of the delay profile already obtained and accurately determining the amplitude value.However, the number of points of the obtained transfer function does not reach the number of points of the discrete Fourier transform. The present invention can also be applied to a case where the delay profile (complex impulse response) cannot be accurately obtained from For example, despite the fact that the fast discrete Fourier transform must be used due to processing time issues, the number of points M of the (discrete) transfer function obtained is a power of 2 which is a general number of points to which the fast discrete Fourier transform is applied. If not, use a fast Fourier transform with a minimum power-of-two point number N greater than the transfer function point number M, place the transfer function in the lower part of the frequency domain, and set the value of the remaining (N−M) points The delay profile (complex impulse response) is obtained by performing an N-point inverse high-speed discrete Fourier transform with zero as zero, but if it is left as it is, the delay profile (complex impulse response) becomes inaccurate. Therefore, even in such a situation, a highly accurate delay profile (complex impulse response) can be obtained by using the method for improving the time resolution of the delay profile (complex impulse response) according to the present invention. However, the correction function b (n) obtained in the preparation is such that in the frequency domain of the discrete Fourier transform of N points, the real part of the low-frequency M points is N / M, the imaginary part is zero, and the remaining (N−M ) Create a transfer function in which both the real part and the imaginary part of the point are zero, perform an N-point inverse discrete Fourier transform, and use the obtained N-point time domain complex number sequence in the time domain as a correction function as b (n). It is stored in the storage unit 24.
[0026]
Next, the delay profile (complex impulse response) measuring device 11 or 41 (FIGS. 3 and 4) according to the above embodiment is connected to the feedback loop canceller 60a of the relay device 50 shown in FIG. 13 and the receiving device shown in FIG. An embodiment introduced to the filter tap coefficient value calculation unit 52 (FIG. 15) of the feedback-type transmission line adaptive equalizer 60b will be described.
[0027]
In the relay apparatus 50 illustrated in FIG. 13, the feedback loop canceller 60 a removes the loop wave and the delay wave component from the reception signal received by the reception antenna 51. The signal is amplified by the amplification unit (including the transmission device) 55 and transmitted from the transmission antenna 53. In the receiving apparatus 70 shown in FIG. 14, the feedback-type transmission path adaptive equalizer 60b removes the delayed wave component from the reception signal received by the reception antenna 51, and obtains a retransmission signal. The retransmission signal is input to OFDM demodulation section 72.
[0028]
The feedback type wraparound canceller 60a (FIG. 13) and the feedback type transmission line adaptive equalizer 60b (FIG. 14) each include an A / D converter 64, a quadrature demodulator 66, a complex transversal filter 62, and a quadrature modulator 68. , D / A converter 69, adder 57, and filter tap coefficient value calculator 52. In the present embodiment, the cancel signal is generated by the complex transversal filter 62, and the cancel signal is subtracted from the received signal in the adder 57, thereby removing the wraparound wave and the delayed wave component included in the received signal. The characteristic of the cancel signal depends on the filter tap coefficient value of the complex transversal filter 62. However, the present embodiment differs from the conventional one in that the above-described time resolution improving method is used in determining the filter tap coefficient value. Is different.
[0029]
As shown in FIG. 15, the inverse transfer function estimator 54 reciprocates the transmission path transfer function T (k) from the OFDM time signal (retransmission signal) (where 0 ≦ k ≦ N−1). And the time resolution is improved by the complex impulse response (delay profile) estimator 56 to improve the time resolution to T / E. _l (N) (0 ≦ n ≦ E · N−1) is obtained (simple impulse response t (n) (0 ≦ n ≦ N−1) obtained by simply performing inverse discrete Fourier transform on T (k)) The time resolution is T.). Here, the inverse transmission path transfer function T (k) is equal to the original transmission path transfer function S (k).
(Equation 16)

Where A is a correction coefficient (this correction coefficient A may be, for example, an average value of S (k) or a predetermined value). T obtained by the above processing _l Using (n), the update tap coefficient value calculation unit 58 uses various update algorithms using update coefficients and the like to make filter tap coefficient values (complex tap coefficient values) h (n) (0 ≦ n ≦ L, L ≦ E · N−1) is calculated. For example, the filter tap coefficient before update is h _old (N), when the update coefficient is λ (0 <λ ≦ 1),
[Equation 17]

Is calculated by When the method for improving the time resolution of the delay profile (complex impulse response) according to the present invention is used in the filter tap coefficient value calculation unit 52 shown in FIG. Since it is provided as a filter tap coefficient value of the versal filter (FIR filter) 62, the power ratio level of a desired wave to an undesired wave such as a cancelable wraparound wave and a delayed wave is improved (decreased). However, in order to use a delay profile (complex impulse response) having improved time resolution to T / E as a filter tap coefficient, the delay time of one delay unit of the complex transversal filter (FIR filter) 62 is also changed to T / E. There is a need to.
[0030]
Next, the delay profile (complex impulse response) measuring device 11 or 41 (FIGS. 3 and 4) according to the present invention is connected to the feedback type canceller 90a of the relay device 80 shown in FIG. 16 and the receiving device shown in FIG. An embodiment introduced to the filter tap coefficient value calculation unit 82 (FIG. 18) of the 100 feedback-type transmission line adaptive equalizer 90b will be described.
[0031]
In the relay apparatus 80 illustrated in FIG. 16, the loop-back wave and the delay wave component are removed from the reception signal received by the reception antenna 51 by the feedback loop-back canceller 90a. The signal is amplified by an amplifier (including a transmission device) 55 and transmitted from a transmission antenna 53. Further, in the receiving apparatus 100 shown in FIG. 17, the delayed transmission wave component is removed from the reception signal received by the reception antenna 51 by the feedback-type transmission path adaptive equalizer 90b, and the retransmission signal is obtained. The retransmission signal is input to OFDM demodulation section 72.
[0032]
Each of the feedback type wraparound canceller 90a (FIG. 16) and the feedback type transmission line adaptive equalizer 90b (FIG. 17) has an A / D converter 81, an adder 83, a D / A converter 85, and a quadrature demodulator 94. , A complex transversal filter 92, a quadrature modulator 96, and a filter tap coefficient value calculator 82. In the present embodiment, a cancel signal is generated by the complex transversal filter 92, and the cancel signal is subtracted from the received signal subjected to A / D conversion in the adder 83, thereby removing a wraparound wave and a delayed wave component included in the received signal. I do. The characteristic of the cancel signal depends on the filter tap coefficient value of the complex transversal filter 92. However, the present embodiment differs from the conventional one in that the above-described time resolution improving method is used in determining the filter tap coefficient value. Is different.
[0033]
As shown in FIG. 18, the inverse transfer function estimator 84 converts the OFDM time signal after A / D conversion (retransmission signal or reception signal after equalization processing) from the inverse transmission path transfer function T. (K) (where 0 ≦ k ≦ N−1) is obtained, and the time resolution is further improved by the complex impulse response (delay profile) estimating unit 86 to improve the time resolution to T / E. _l (N) (0 ≦ n ≦ E · N−1) is obtained (simple impulse response t (n) (0 ≦ n ≦ N−1) obtained by simply performing inverse discrete Fourier transform on T (k)) The time resolution is T.). Here, the inverse transmission path transfer function T (k) is equal to the original transmission path transfer function S (k).
(Equation 18)

Where A is a correction coefficient (this correction coefficient A may be, for example, an average value of S (k) or a predetermined value). T obtained by the above processing _l Using (n), the update tap coefficient value calculation unit 88 uses various update algorithms using update coefficients and the like to filter tap coefficient values h (n) (0 ≦ n ≦ L, L ≦ EN · N−1). ) Is calculated. Here, for example, the filter tap coefficient before update is h _old (N), when the update coefficient is λ (0 <λ ≦ 1),
[Equation 19]

Is calculated by By using the above-described method for improving the time resolution of the delay profile (complex impulse response) according to the present invention in the filter tap coefficient value calculation unit 82 shown in FIG. Since it is given as a filter tap coefficient value of the transversal filter (FIR filter) 92, the power ratio level of a desired wave to an undesired wave such as a cancelable wraparound wave and a delayed wave is improved (decreased). However, in order to use a delay profile (complex impulse response) having improved time resolution to T / E as a filter tap coefficient, the delay time of one delay unit of the complex transversal filter (FIR filter) 92 is also changed to T / E. There is a need to.
[0034]
Next, the delay profile (complex impulse response) measuring device 11 or 41 (FIGS. 3 and 4) according to the present invention is connected to the feed-forward wraparound canceller 120a of the relay device 110 shown in FIG. 19 and the reception device shown in FIG. An embodiment introduced to the filter tap coefficient value calculation unit 112 (FIG. 21) of the feedforward type transmission line adaptive equalizer 120b of the device 130 will be described.
[0035]
In the relay apparatus 110 shown in FIG. 19, the feedforward type loopback canceller 120a removes the loopback wave and the delay wave component from the reception signal received by the reception antenna 51. The signal is amplified by an amplifier (including a transmission device) 55 and transmitted from a transmission antenna 53. Further, in receiving apparatus 130 shown in FIG. 20, delayed wave components are removed from the received signal received by receiving antenna 51 by feed-forward type transmission path adaptive equalizer 120b, and a retransmitted signal is obtained. The retransmission signal is input to OFDM demodulation section 72.
[0036]
Each of the feed-forward wraparound canceller 120a (FIG. 19) and the feedforward-type transmission line adaptive equalizer 120b (FIG. 20) has an A / D converter 129, a quadrature demodulator 128, a quadrature modulator 126, and a D / A. It includes a conversion section 124, an adder 121, a complex transversal filter 122, and a filter tap coefficient value calculation section 112. In the present embodiment, a cancel signal is generated by the complex transversal filter 122, and the adder 121 subtracts the cancel signal from the received signal, thereby removing a loop wave and a delayed wave component included in the received signal. The characteristic of the cancel signal depends on the filter tap coefficient value of the complex transversal filter 122. However, the present embodiment differs from the conventional one in that the above-described time resolution improving method is used in determining the filter tap coefficient value. different.
[0037]
As shown in FIG. 21, in transfer function estimating section 114, transmission path transfer function S (k) (where 0 ≦ k ≦) is reciprocalized from an OFDM time signal (retransmission signal or received signal after equalization processing). N-1) is obtained, and the time resolution is further improved by the complex impulse response (delay profile) estimating unit 116 in the time resolution T / E. _l (N) (0 ≦ n ≦ EN−1) is obtained (simple impulse response s (n) (0 ≦ n ≦ N−1) obtained by simply performing inverse discrete Fourier transform on S (k)) The time resolution is T.). This s _l Using (n), the update tap coefficient value calculation unit 118 uses various update algorithms using update coefficients and the like to filter tap coefficient values h (n) (0 ≦ n ≦ L, L ≦ EN · N−). 1) is calculated. Here, for example, the filter tap coefficient before update is h _old (N), when the update coefficient is λ (0 <λ ≦ 1),
(Equation 20)

Is calculated by By using the method for improving the time resolution of the delay profile (complex impulse response) according to the present invention in the filter tap coefficient value calculation unit 112 shown in FIG. Since it is provided as a filter tap coefficient value of the versal filter (FIR filter) 122, the power ratio level of a desired wave to an undesired wave such as a cancelable wraparound wave and a delayed wave is improved (decreased). However, in order to use a delay profile (complex impulse response) having improved time resolution to T / E as a filter tap coefficient, the delay time of one delay unit of the complex transversal filter (FIR filter) 122 is also changed to T / E. There is a need to.
[0038]
Next, the delay profile (complex impulse response) measuring device 11 or 41 (FIGS. 3 and 4) according to the present invention is supplied to the feed-forward wraparound canceller 150a of the relay device 140 shown in FIG. 22 and the reception device shown in FIG. An embodiment introduced to the filter tap coefficient value calculation unit 142 (FIG. 24) of the feedforward type transmission line adaptive equalizer 150b of the device 160 will be described.
[0039]
In the relay apparatus 140 shown in FIG. 22, the feedforward type loopback canceller 150a removes the loopback wave and the delay wave component from the reception signal received by the reception antenna 51. The signal is amplified by an amplifier (including a transmission device) 55 and transmitted from a transmission antenna 53. In the receiving apparatus 160 shown in FIG. 23, the delay component is removed from the reception signal received by the reception antenna 51 by the feedforward type transmission path adaptive equalizer 150b, and the retransmission signal is obtained. The retransmission signal is input to OFDM demodulation section 72.
[0040]
The feed-forward wraparound canceller 150a (FIG. 22) and the feedforward-type transmission line adaptive equalizer 150b (FIG. 23) each include an A / D converter 81, a D / A converter 85, a quadrature demodulator 156, and a quadrature demodulator. It includes a modulator 154, an adder 151, a complex transversal filter 152, and a filter tap coefficient value calculator 142. In the present embodiment, the cancel signal is generated by the complex transversal filter 152, and the cancel signal is subtracted from the received signal in the adder 151, thereby removing the wraparound wave and the delayed wave component included in the received signal. The characteristic of the cancel signal depends on the filter tap coefficient value of the complex transversal filter 152, but the present embodiment differs from the conventional one in that the time resolution improving method described above is used when determining the filter tap coefficient value. Is different.
[0041]
As shown in FIG. 24, the transfer function estimating unit 144 converts the A / D-converted OFDM time signal (retransmission signal, received signal after the equalization processing) from the transmission path transfer function S (k) (where 0 ≦ k ≦ N−1), and then the time resolution improving complex impulse response (delay profile) estimator 146 increases the time resolution to T / E. _l (N) (0 ≦ n ≦ EN−1) is obtained (simple impulse response s (n) (0 ≦ n ≦ N−1) obtained by simply performing inverse discrete Fourier transform on S (k)) The time resolution is T.). This s _l Using (n), the update tap coefficient value calculation unit 148 uses various update algorithms using update coefficients and the like to filter tap coefficient values h (n) (0 ≦ n ≦ L, L ≦ EN · N−). 1) is calculated. Here, for example, the filter tap coefficient before update is h _old (N), when the update coefficient is λ (0 <λ ≦ 1), the following equation
(Equation 21)

Is calculated by By using the method for improving the time resolution of the delay profile (complex impulse response) according to the present invention in the filter tap coefficient value calculation unit 142 shown in FIG. 24, a more accurate complex impulse response can be obtained by the complex transversal method. Since it is provided as a filter tap coefficient value of the filter (FIR filter) 152, the power ratio level of a desired wave to an undesired wave such as a cancelable wraparound wave and a delayed wave is improved and reduced. However, in order to use a delay profile (complex impulse response) having improved time resolution to T / E as a filter tap coefficient, the delay time of one delay unit of the complex transversal filter (FIR filter) 152 is also changed to T / E. There is a need to.
[0042]
Although the signals for FIGS. 1 to 4 and FIGS. 13 to 24 are shown as OFDM signals, a delay profile (complex impulse response) or a delay profile (complex impulse response) measuring apparatus using a corresponding transfer function is used. , A wraparound canceller, and a transmission line adaptive equalizer are all applicable configurations, and the signal format is not limited to the OFDM signal.
[0043]
13 to 24, the target signal for the wraparound canceller and the transmission path adaptive equalizer is shown as an OFDM signal, but the wraparound canceller using the delay profile (complex impulse response) or the corresponding transfer function, and the transmission path All adaptive equalizers have applicable configurations, and the signal format is not limited to OFDM signals.
[0044]
【The invention's effect】
According to the present invention, it is possible to obtain a delay profile (complex impulse response) improved from a delay profile (complex impulse response) having a time resolution T to a time resolution T / E. Further, by not performing correction processing on an impulse having an amplitude value equal to or less than the noise level on the original delay profile (complex impulse response), the same effect can be obtained while reducing the processing amount and the calculation amount. . Further, by reducing the number of points of the correction function value used for the correction processing, the same effect can be obtained while reducing the storage capacity and the amount of calculation.
[0045]
In addition, by not performing the correction process on the impulse having the amplitude value equal to or less than the noise level and reducing the number of points of the correction function used for the correction process, the storage capacity and the amount of calculation can be reduced. Meanwhile, the same effect can be obtained. Furthermore, when a delay profile (complex impulse response) with improved time resolution according to the present invention is used for a transmission path equalizer, the transmission path equalization accuracy (unwanted wave cancellation precision) is high, and the desired wave power ratio that can be equalized is reduced. A wraparound canceller with an improved (smaller) undesired wave power ratio level and a transmission path equalizer can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a delay profile (complex impulse response) measuring apparatus with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a delay profile (complex impulse response) measuring apparatus with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram of a delay profile (complex impulse response) measuring apparatus with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram of a delay profile (complex impulse response) measuring apparatus with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram showing an amplitude value | b (n) | of a correction function b (n) when E = 4 and N = 64.
FIG. 6 is a time resolution when N = 64, one delayed wave exists ((desired wave power / undesired wave power) = 10 [dB], delay time = 20.25T, phase = 0 [deg]). It is a figure which shows the amplitude value | s (n) | of s (n) obtained by T.
FIG. 7 shows an example of s for E = 4 and N = 64 corresponding to s (n) in FIG. ₀ (N) amplitude value | s ₀ It is a figure which shows (n) |.
FIG. 8 is a diagram showing an example of s for E = 4 and N = 64 corresponding to s (n) in FIG. 6; ₁ (N) amplitude value | s ₁ It is a figure which shows (n) |.
FIG. 9 shows an example of s for E = 4 and N = 64 corresponding to s (n) in FIG. ₂ (N) amplitude value | s ₂ It is a figure which shows (n) |.
FIG. 10 is a diagram illustrating an example in which E = 4 and N = 64 corresponding to s (n) in FIG. 6; _l (N) amplitude value | s _l It is a figure which shows (n) |.
FIG. 11 is a time resolution when N = 64 and one delayed wave exists ((desired wave power / undesired wave power) = 10 [dB], delay time = 20.25T, phase = 0 [deg]). It is a figure showing the amplitude value of the delay profile obtained at T / 4 = 0.25.
FIG. 12 _th FIG. 10 is a diagram illustrating a correction function b (n) when = −30 [dB].
FIG. 13 is a block diagram showing a relay device using a feedback type wraparound canceller using a delay profile (complex impulse response) measuring device with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing a receiving apparatus using a feedback-type transmission path adaptive equalizer using a delay profile (complex impulse response) measuring apparatus with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
15 is a block diagram showing a feedback type wraparound canceller of FIG. 13 and a filter tap coefficient value calculation unit of the feedback type transmission line adaptive equalizer of FIG. 14;
FIG. 16 is a block diagram showing a relay device using a feedback type wraparound canceller using a delay profile (complex impulse response) measuring device with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
FIG. 17 is a block diagram showing a receiving apparatus using a feedback-type transmission path adaptive equalizer using a delay profile (complex impulse response) measuring apparatus with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
18 is a block diagram showing a feedback type wraparound canceller of FIG. 16 and a filter tap coefficient value calculation unit of the feedback type transmission line adaptive equalizer of FIG. 17;
FIG. 19 is a block diagram showing a relay device using a feed-forward wraparound canceller using a delay profile (complex impulse response) measuring device with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a block diagram showing a receiving apparatus using a feed-forward type transmission path adaptive equalizer using a delay profile (complex impulse response) measuring apparatus with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
21 is a block diagram showing a receiving apparatus that uses the feed-forward wraparound canceller shown in FIG. 19 and the filter tap coefficient value calculator of the feedforward-type channel adaptive equalizer shown in FIG. 20;
FIG. 22 is a block diagram showing a relay device using a feed-forward wraparound canceller using a delay profile (complex impulse response) measuring device with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
FIG. 23 is a block diagram showing a receiving apparatus using a feed-forward type transmission line adaptive equalizer using a delay profile (complex impulse response) measuring apparatus with improved time resolution according to an embodiment of the present invention.
24 is a block diagram showing a feed-forward wraparound canceller shown in FIG. 22 and a filter tap coefficient value calculation unit of the feedforward-type channel adaptive equalizer shown in FIG. 23;
[Explanation of symbols]
10,11,40,41 Delay profile measuring device
12 N-point DFT part
14 N → EN point number increase part (discrete point number increase part)
16 E · N point IDFT unit (Inverse discrete Fourier transform unit)
18 s _i (N) Holder
20 Subtraction unit (correction processing unit)
22 Complex multiplication / variable delay unit
24 Correction function storage
26, 42 Maximum amplitude / delay time detector
28 Set A Holder
30,44 s _l (N) Output unit
50, 80, 110, 140 relay device
52, 82, 112, 142 Filter tap coefficient value calculation unit
54,84 Inverted transfer function estimator
56,86,116,146 Improved time resolution Complex impulse response (delay profile) estimator
58, 88, 118, 148 Updated tap coefficient value calculation unit
60a, 90a Feedback type wraparound canceller
60b, 90b Feedback type transmission line adaptive equalizer
62, 92, 122, 152 Complex transversal filter
70, 100, 130, 160 receiving device
114,144 transfer function estimator
120a, 150a Feed-forward wraparound canceller
120b, 150b Feed-forward type transmission line adaptive equalizer.

Claims (6)

From a discrete transfer function (complex impulse response) S (k) (k: discrete point (integer), 0 ≦ k ≦ N−1) obtained by performing inverse discrete Fourier transform on the OFDM signal at N points (N: integer) And the following equation (1)

(Where E is a rational number greater than 1) and a discrete point number increasing unit that acquires a discrete transfer function S ₀ (k) in which the number of discrete points is increased to E · N;
An inverse discrete Fourier transform unit for performing an inverse discrete Fourier transform on the discrete transfer function S ₀ (k) at E · N points to obtain a complex sequence s ₀ (n) of E · N points;
For each correction step i (0 ≦ i ≦ J−1, both i and J are integers), the amplitude value of the complex sequence s _i (n) (n: discrete points (integer), 0 ≦ n ≦ EN · N−1) the maximum value of _{| P} i |, and the maximum value | _{P i} | a take a detector for detecting a maximum value point _{n i} as discrete points n _{(however, n ≠ n iprev, n iprev} : than the current correction step i The previous correction step iprev (maximum value point at 0 ≦ iprev <i)),
Each correction step i, the maximum value | P i _| and the maximum value on the basis of the point n _i the following equation (2)

(Where b (n) is a correction function), and a correction processing unit that obtains a complex number sequence s _{i + 1} (n) is provided. The correction step i (integer, 0 ≦ i ≦ J−1) is decremented J times. Profile measurement apparatus that acquires the complex sequence s _J (n) acquired as a delay profile (complex impulse response) of an OFDM signal. The delay profile measuring apparatus according to claim 1, wherein the decrement number J is determined based on the maximum value | P _i |. A correction function storage unit that stores the correction function b (n) only for discrete points including a discrete point region temporally before and after the discrete point at which the amplitude of the correction function b (n) is maximum; The delay profile measuring device according to claim 1 or 2, wherein A wraparound canceller that removes a wraparound wave and a delay wave component included in a received signal (retransmission signal) using a delay profile acquired by the delay profile measurement device according to claim 1. A transmission path equalizer that removes a delay wave component included in a received signal using a delay profile acquired by the delay profile measurement device according to claim 1. From a discrete transfer function (complex impulse response) S (k) (k: discrete point (integer), 0 ≦ k ≦ N−1) obtained by performing inverse discrete Fourier transform on the OFDM signal at N points (N: integer) And the following equation (1)

(Where E: a rational number greater than 1) to obtain a discrete transfer function S ₀ (k) in which the number of discrete points is increased to E · N;
Applying an inverse discrete Fourier transform to the discrete transfer function S ₀ (k) at E · N points to obtain a complex sequence s ₀ (n) of E · N points;
For each correction step i (0 ≦ i ≦ J−1, both i and J are integers), the amplitude value of the complex sequence s _i (n) (n: discrete points (integer), 0 ≦ n ≦ EN · N−1) the maximum value of _{| P} i |, and the maximum value | _{P i} | detecting a maximum value point _{n i} as discrete points n to take steps _{(where, n ≠ n iprev, n iprev} : prior to the current correction step i Correction step iprev (maximum value point at 0 ≦ iprev <i)),
Each correction step i, the maximum value | P i _| and the maximum value on the basis of the point n _i the following equation (2)

(Where b (n): correction function) to obtain a complex number sequence s _{i + 1} (n);
And a delay profile for obtaining a complex sequence s _J (n) obtained by decrementing the correction step i (integer, 0 ≦ i ≦ J−1) J times as a delay profile (complex impulse response) of the OFDM signal. Measuring method.

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