JP2004128739A

JP2004128739A - Variable gain circuit and wireless communication apparatus employing the same

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Publication number: JP2004128739A
Application number: JP2002287866A
Authority: JP
Inventors: Mitsuyuki Ashida; 芦田　光行; Osamu Watanabe; 渡辺　理; Shoji Otaka; 大高　章二
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-09-30
Filing date: 2002-09-30
Publication date: 2004-04-22
Anticipated expiration: 2022-09-30
Also published as: JP3766361B2

Abstract

【課題】一段の可変利得増幅器を用いた構成で、外部利得制御信号に対してデシベル表示の利得が線形に変化する特性を有する可変利得回路を提供する。
【解決手段】内部利得制御信号によって制御される利得に従って入力信号を増幅する可変利得増幅器１２と、外部制御信号Ｖｃに従って可変利得増幅器１２の利得を制御する利得制御回路１５〜２１とを有するＭＯＳトランジスタを用いて構成される可変利得回路であり、ログ・リニア特性の利得制御を実現するために利得制御回路１５〜２１において利得制御信号に対して利得傾き補正及び３ｄＢ利得低減補償のためのプリディストーションを施す。
【選択図】　　図１Provided is a variable gain circuit having a configuration using a single-stage variable gain amplifier and having a characteristic that a gain in decibel display changes linearly with respect to an external gain control signal.
A MOS transistor having a variable gain amplifier for amplifying an input signal according to a gain controlled by an internal gain control signal, and gain control circuits for controlling a gain of the variable gain amplifier according to an external control signal. And a predistortion for gain slope correction and 3 dB gain reduction compensation for the gain control signal in the gain control circuits 15 to 21 to realize the gain control of the log-linear characteristic. Is applied.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＣＭＯＳ技術を用いて構成される利得制御信号に対してデシベル表示した利得を線形に変化させる可変利得回路及びこれを用いた無線通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、携帯電話機や携帯情報端末のような無線端末の小型化及び低価格化に向けて開発が進められている。無線端末の小型化と低価格化の双方の要求を実現する一つの方法として、無線アナログ回路をモノリシックＩＣによって構成することが挙げられる。この場合、小型化と低価格化を考慮すれば、ＩＣを構成する素子にはバイポーラトランジスタでなく、高集積化により適したＣＭＯＳトランジスタを用いることが一般に好ましい。
【０００３】
近年開発が盛んになってきたＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅ　ａｃｃｅｓｓ：符号分割多元接続）方式の無線端末では、送信電力制御が必須である。このため、場合によっては送信ＩＦ（中間周波数）段可変利得回路は、７０ｄＢ以上の信号レベル制御を行うことが求められるようになってきた。
【０００４】
このような大きな利得制御を行うためには、利得制御信号に対してデシベル表示した利得を直線的に制御する特性、いわゆるログ・リニア（ＬＯＧ−ＬＩＮＥＡＲ）特性（ｌｉｎｅａｒ−ｉｎ−ｄＢともいう）の利得制御が可能であることが制御の容易さなどの観点から望ましい。
【０００５】
特開２００１−１９６８８０（特許文献１）には、高集積化に適したＭＯＳトランジスタを用いてログ・リニア特性の可変利得回路を利得制御回路と可変利得増幅器によって実現する手法が開示されている。利得制御回路では、外部から与えられる利得制御信号は可変利得増幅器のデシベル表示された利得を線形に変化させるための内部利得制御信号に変換される。
【０００６】
特許文献１に記載されているように、ＭＯＳトランジスタを用いた可変利得回路では、外部利得制御信号が所定電位のとき、利得制御信号−利得特性（利得制御信号に対するデシベル表示の利得の変化を表す特性）はこれを直線近似した特性から利得が３ｄＢ下がり、さらに利得制御信号のレベルが上昇してＭＯＳトランジスタの動作領域が弱反転領域に入ったとき、利得制御信号−利得特性の傾きが約２倍になるという特性がある。
【０００７】
そこで、特許文献１では利得制御回路に可変利得増幅器の所定の電位前後の利得制御信号−利得特性の傾きを２：１に補正する利得傾き補正回路と、利得制御信号と利得の関係を指数関数の関係にする制御信号変換回路と、利得制御信号−利得特性が高利得時にログ・リニア特性から３ｄＢ低下する分を補償するための利得制御信号を生成する制御信号補正回路を設け、さらに制御信号補正回路の出力によって制御される３ｄＢ利得低減補償用の可変利得増幅器を別に設けることによって、ログ・リニア特性を示す可変利得回路を実現している。
【０００８】
【特許文献１】
特開２００１−１９６８８０
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１の可変利得回路では、高利得時にログ・リニア特性から３ｄＢ低下する問題を解決すべく、本来の可変利得増幅器とは別に３ｄＢ利得低減補償用の可変利得増幅器を設けている。電池を電源とする携帯無線端末のような無線通信装置では、電池寿命を長くして装置の連続使用時間を十分に確保するため、低消費電力化が要求される。従って、可変利得回路においても低消費電流であることが要求され、そのためには可変利得増幅器が一段の構成で良好なログ・リニア特性を実現できることが望ましい。
【００１０】
本発明の目的は、一段の可変利得増幅器を用いた構成で、外部利得制御信号に対してデシベル表示の利得が線形に変化する特性を有する可変利得回路を提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
本発明は、内部利得制御信号によって制御される利得に従って入力信号を増幅する可変利得増幅器と、外部制御信号に従って可変利得増幅器の利得を制御する利得制御回路とを有するＭＯＳトランジスタを用いて構成される可変利得回路において、特に高利得領域での利得偏差を補償するため、利得制御回路において可変利得増幅器に供給する内部利得制御信号に対してプリディストーションを施すことにより、上記の課題を解決する。
【００１２】
一つの態様によると、利得制御回路は外部利得制御信号を入力とし、外部利得制御信号の所定電位の前後における可変利得増幅器の利得変化の傾きを補正するための第１制御信号及び第２制御信号を生成する利得傾き補正回路と、第１制御信号を指数関数特性を持つ第３制御信号に変換する第１の制御信号変換回路と、第３制御信号を電圧−電流変換して第４制御信号を生成する第１の電流−電圧変換回路と、外部制御信号に対する可変利得増幅器の利得特性の高利得領域での非線形を補償するために第４制御信号を補正して第５制御信号を生成する制御信号補正回路と、第２制御信号と第５制御信号とを加え合わせた第６制御信号を指数関数特性を持つ第７制御信号に変換する第２の制御信号変換回路と、第７制御信号を電流−電圧変換して内部利得制御信号を生成する第２の電流−電圧変換回路とにより構成される。
【００１３】
他の態様による利得制御回路は、内部利得制御信号によって制御される利得に従って入力信号を増幅する可変利得増幅器と、外部利得制御信号を入力とし、該外部利得制御信号の所定電位の前後における可変利得増幅器の利得変化の傾きを補正するための第１制御信号及び第２制御信号を生成する利得傾き補正回路と、第１制御信号を指数関数特性を持つ第３制御信号に変換する第１の制御信号変換回路と、第３制御信号を電流−電圧変換して第４制御信号を生成する第１の電流−電圧変換回路と、外部制御信号に対する可変利得増幅器の利得特性の高利得領域での非線形を補償するために第４制御信号を補正して第５制御信号を生成する制御信号補正回路と、第２制御信号を指数関数特性を持つ第６制御信号に変換する第２の制御信号変換回路と、第５制御信号と第６制御信号とを加え合わせた第７制御信号を電流−電圧変換して内部利得制御信号を生成する第２の電流−電圧変換回路とにより構成される。
【００１４】
このような構成により、本発明に係る可変利得回路は外部利得制御信号に対してデシベル表示した利得が線形に変化する特性を有する。しかも、可変利得増幅器が一段で済むため、回路規模を小さくでき、消費電流の低減が可能となる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下に説明する本発明の実施形態に基づく可変利得回路は、３ｄＢ利得低減補償用の可変利得増幅器を用いることなく、利得制御信号の補正のみによって、外部利得制御信号Ｖｃの電圧がＶｃ≧０の範囲において利得制御信号に対してデシベル表示した利得が直線的に変化する特性を示すようにする利得制御回路を有することが特徴である。
以下、図面を参照しながら本発明の実施形態について説明する。
【００１６】
（第１の実施形態）
図１に、本発明の第１の実施形態に係る可変利得回路の構成を示す。可変利得回路の入力信号Ｖｉｎは信号入力端子１１から入力され、可変利得増幅器１２により増幅される。可変利得増幅器１２の出力信号は、可変利得回路の出力信号Ｖｏｕｔとして信号出力端子１３から出力される。
【００１７】
可変利得増幅器１２は利得可変の増幅器であり、利得制御回路により生成される内部利得制御信号に従って利得が制御される。利得特制御回路は、制御入力端子１４に可変利得回路の外部から入力される利得制御信号（以下、外部利得制御信号という）Ｖｃを入力として以下に示すように内部利得制御信号を生成する。
【００１８】
利得制御回路は、制御入力端子１４に入力される外部制御信号Ｖｃを受ける利得傾き補正回路（２：１）１５、第１の制御信号変換回路（ｅｘｐ（１））１６、第１の電流−電圧変換回路（Ｉ−Ｖ（１））１７、制御信号補正回路（ＳＱＴ）１８、電流加算回路１９、第２の制御信号変換回路（ｅｘｐ（２））２０及び第２の電流−電圧変換回路（Ｉ−Ｖ（２））２１から構成される。
【００１９】
次に、利得制御回路の詳細な構成と動作について説明する。
図２は、図１の可変利得回路の各部の特性を示している。図３には、本実施形態を説明するために、可変利得回路を制御信号変換回路３１と電流−電圧変換回路３２及び可変利得増幅器３３により構成した例について示す。図３では、外部利得制御信号Ｖｃは制御信号変換回路３１に入力される。制御信号変換回路３１は、外部利得制御信号Ｖｃを指数関数特性を持つ電流Ｉ_Ｄ１に変換する。
【００２０】
電流−電圧変換回路３２は、Ｎ型のＭＯＳトランジスタＭ１，Ｍ２による差動対トランジスタを有し、トランジスタＭ１，Ｍ２の共通ソース端子に直流バイアス電流Ｉ_０が流れる。トランジスタＭ１はドレイン端子とゲート端子が接続され、ドレイン端子には電流Ｉ_Ｄ１が入力される。トランジスタＭ２のゲート端子は、可変利得増幅器３３のトランジスタＭ１０のゲート端子と共に電源Ｖ_ＢＢから一定の直流レベルが与えられ、ドレイン端子は例えば電源Ｖ_ＤＤに接続される。
【００２１】
トランジスタＭ２のドレイン端子に流れる電流Ｉ_Ｄ２は電流源Ｉ_０の電流Ｉ_０とＩ_Ｄ１の差電流が流れる（Ｉ_Ｄ２＝Ｉ_０−Ｉ_Ｄ１）。図３では、トランジスタＭ２のドレイン端子は電源電圧Ｖ_ＤＤに接続されているが、Ｉ_Ｄ２＝Ｉ_０−Ｉ_Ｄ１となるように電流が流れているものであれば、ドレイン端子の接続に変更があっても問題はない。
【００２２】
本回路において、電流Ｉ_Ｄ１は以下の電流が流れるものとする。
【００２３】
Ｉ_Ｄ１＝Ｉ_０・ｅｘｐ（−ｂ・Ｉ_ｘ）　　　（１）
ここで、ｂは正の定数，Ｉ_ｘは利得傾き補正回路１５から出力される内部利得制御信号である。内部利得制御信号Ｉ_ｘを（１）のＩ_Ｄ１に変換するには、バイポーラトランジスタを使用した指数関数特性を利用した方法を用いることができる。これに関しては特開２０００−１９６３８６で用いている手法で実現できるため、ここでは詳細を記さない。また、この手法以外の手法を用いても特に問題はない。
【００２４】
一方、可変利得増幅器３３の電流利得Ｇ_１は、次式で表される。
【数１】

で表される。ここで、Ｉｓｉｇは入力信号電流、ｇｍ_Ｍ１０，ｇｍ_Ｍ１１はそれぞれトランジスタＭ１０，Ｍ１１の相互コンダクタンスを表す。
【００２５】
以上の点を踏まえて、図１の可変利得回路の動作を述べる。
制御入力端子１４に入力される外部利得制御信号Ｖｃは、まず外部利得制御信号Ｖｃの所定の電位前後の利得制御信号−利得特性の傾きをほぼ２：１にする補正を行うための利得傾き補正回路１５に入力され、この利得傾き補正回路１５によって二つの制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２が電流信号として生成される。
【００２６】
利得傾き補正回路１５から出力される制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２のうち、一方の制御信号Ｉｘ１１は、第１の制御信号変換回路１６によって指数関数特性を持つ制御信号Ｉｘ２に変換される。
【００２７】
制御信号変換回路１６から出力される制御信号Ｉｘ２は、第１の電流−電圧変換回路１７によって電圧信号からなる制御信号Ｖｚ１に変換された後、制御信号補正回路１８によって利得制御信号−利得特性の高利得領域での非線形を補償するための補正がなされる。
【００２８】
制御信号補正回路１８から電流信号として出力される制御信号Ｉｚ１は、電流加算回路１９によって利得傾き補正回路１５から出力される他方の制御信号Ｉｘ１２と加算され、制御信号Ｉｘ３が生成される。電流加算回路１９は、単なる回路の結線により実現することもできる。
【００２９】
電流加算回路１８から出力される制御信号Ｉｘ３は、第２の制御信号変換回路２０によって指数関数特性を持つ制御信号Ｉｘ４に変換される。第２の制御信号変換回路２０から出力される制御信号Ｉｘ４は、第２の電流−電圧変換回路２１により電圧信号からなる制御信号Ｖｚ２に変換され、この制御信号Ｖｚ２が可変利得増幅器１２に内部利得制御信号として供給される。
【００３０】
図３に示したように制御信号変換回路３１を用いて利得制御信号に指数関数特性を持たせるだけの構成の場合、図２（ａ）に示すように利得制御信号−利得特性は高利得領域でログ・リニア特性から３ｄＢ低下する特性を持つ。すなわち、図３に示したようなＭＯＳトランジスタを用いた可変利得回路では、外部利得制御信号Ｖｃの電圧がＶｃ＝Ｖｃ２のとき、つまりＩ_Ｄ１＝Ｉ_Ｄ２またはＶ_ｚ１＝０Ｖのとき、利得制御信号−利得特性を直線近似したログ・リニア特性（破線）から利得が３ｄＢ下がる。
【００３１】
さらに、利得制御信号Ｖｃの電圧がＶｃ＞Ｖｃ１のとき、つまりＭＯＳトランジスタの動作領域が弱反転領域に入ったとき、利得制御信号−利得特性の傾き（一点鎖線の傾き）はＶｃ＜Ｖｃ１のときの傾きに比べて約２倍になる。これらの点については、先に示した非特許文献１で詳しく説明されている。
【００３２】
これに対し、図４に示すように所定の電位Ｖｃ１前後（０≦Ｖｃ≦Ｖｃ１，Ｖｃ１≦Ｖｃ）の利得比を２：１とする利得傾き補正回路１５を用いると、図２（ｂ）に示すような利得制御信号−利得特性となり、図２（ａ）で示したような利得制御信号−利得特性の傾きは補正される。ただし、利得傾き補正回路１５を加えるだけでは、Ｖｃ＝Ｖｃ２で利得が３ｄＢ落ち込んでいる部分は残る。
【００３３】
ここで、Ｖｃ＝Ｖｃ４（０≦Ｖｃ４≦Ｖｃ１）の場合に注目すると、可変利得増幅器１２の所望の利得は式（４）に示したＧ_１であるが、利得を補償しない場合の利得は利得はＧ_２である。図２（ｃ）に実線で示すログ・リニア特性を得るためには、図９（ｃ）においてＶｃ＝Ｖｃ４の地点でＶｃ＝Ｖｃ３（０≦Ｖｃ４≦Ｖｃ１）の利得制御信号が必要である。そこで、図２（ｅ）の実線のように利得制御信号を補正する。この利得制御信号の補正を実現するために、本実施形態では以下に示す利得制御手法を用いる。
【００３４】
まず、外部利得制御信号Ｖｃに応じて図５に示すような構成の利得傾き補正回路１５により、図２（ｄ）に示す特性を持つ２つの制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２を生成する。これら２つの制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２は、本実施形態では電流信号であるため、二つに分けて記載しているが、内容は実質的に同じである。
【００３５】
次に、制御信号Ｉｘ１１を第１の制御信号変換回路１６と第１の電流−電圧変換回路１７に順次通すことにより、指数関数特性を持つ制御信号Ｖｚ１に変換する。さらに、制御信号Ｖｚ１を図６に示すような特性を持つ図７に示すような２乗回路で構成した制御信号補正回路１８に通すことによって、制御信号Ｉｚ１を生成する。
【００３６】
次に、電流加算回路１９によって制御信号Ｉｚ１と制御信号Ｉｘ１２とを加え合わせることにより、図２（ｅ）に示す制御信号Ｉｘ３を生成する。この制御信号Ｉｘ３は、利得傾き変動及び３ｄＢの利得低減を補償する利得制御信号である。この制御信号Ｉｘ３がＩ_Ｄ１＝Ｉ_Ｄ２近傍における３ｄＢ利得低減問題の利得補正をするために、図２（ｄ）に比べて０≦Ｖｃ≦Ｖｃ１の利得制御信号は小さく設定される。
【００３７】
図５に示す利得傾き補正回路１５の構成は、特開平２００１−１９６８８０号公報に記載されているが、ここで改めて説明すると、次の通りである。この利得傾き補正回路は、ＭＯＳトランジスタＭ_５０〜Ｍ_５５、電流源Ｉ_０及び抵抗Ｒ_１からなる並列接続された２組の差動回路と、同じくＭＯＳトランジスタＭ_５６〜Ｍ_６２、電流源Ｉ_０及び抵抗Ｒ_１からなる並列接続された２組の差動回路の出力を共通に接続して構成される。トランジスタＭ_５２，Ｍ_５５，Ｍ_５８，Ｍ_６１はＮチャネルＭＯＳトランジスタが用いられ、それ以外のトランジスタは全てＰチャネルＭＯＳトランジスタが用いられる。
【００３８】
図５の上側の２組の差動回路（第１の回路）は外部利得制御信号Ｖｃが０Ｖのとき、出力端子には電流が出力されず、外部利得制御信号Ｖｃが高くなるに従い出力電流Ｉｘ１１が出力端子から流れるように動作する。図５の下側の２組の差動回路（第２の回路）は、第１の回路と同様に動作するが、Ｖ_ＢＢ１１とＭ_６２によりＭ_６２のソース電位の最大値は制限されてしまうため、Ｖｃが所定の電位以上になると、出力電流は固定される。これにより図４に示したような特性が得られる。さらに、この例では出力端子にカレントミラー回路ＣＭが接続され、２つの出力電流が制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２として得られる。
【００３９】
一方、制御信号補正回路１５を構成する図７に示した２乗回路について説明する。ＭＯＳトランジスタＭ３０のドレイン端子は、ＭＯＳトランジスタＭ３３のドレイン端子と接続されると共に、負の電流出力端子Ｉ−とされる。ＭＯＳトランジスタＭ３１のドレイン端子は、トランジスタＭＯＳＭ３２のドレイン端子に接続されると共に、正の電流出力端子Ｉ＋とされる。トランジスタＭ３０，Ｍ３１のゲート端子は共通に接続され、トランジスタＭ３２，トランジスタＭ３３のゲート端子は共通に接続される。
【００４０】
トランジスタＭ３０，Ｍ３１の共通接続されたゲート端子と、トランジスタＭ３２，トランジスタＭ３３の共通接続されたゲート端子との間に、第１の電流−電圧回路１７からの制御信号Ｖｚ１が入力される。トランジスタＭ３０，Ｍ３２のソース端子は共通に接続され、差動回路のバイアス電流を与える電流源Ｉｏを介して接地される。同様に、トランジスタＭ３１，Ｍ３３のソース端子も共通に接続され、電流源Ｉｏを介して接地される。
【００４１】
トランジスタＭ３０，Ｍ３１，Ｍ３２，Ｍ３３の寸法比は、１：Ｋ：Ｋ：１とする。出力電流すなわち制御信号補正回路１８から出力される制御信号Ｉｚ１は、Ｉ＋とＩ−の差により得られるものとする。このように構成された２乗回路からなる制御信号補正回路１８から出力される制御信号Ｉｚ１は、次式で表される。
【００４２】
【数２】

【００４３】
式（３）に示されるように、次式（６）の範囲内では２乗特性が得られることが分かる。
【００４４】
【数３】

【００４５】
（第２の実施形態）
図８に、本発明の第２の実施形態に係る可変利得回路の構成を示す。図１と相対応する部分に同一の符号を付して説明すると、本実施形態は第２の制御信号変換回路２０を利得傾き補正回路１５の直後、つまり電流加算回路１９の前に配置した点が第１の実施形態と異なる。
【００４６】
すなわち、本実施形態においては利得傾き補正回路１５により補正された制御信号Ｉｘ１２に対して、第２の制御信号変換回路２０により指数関数特性を持たせることにより制御信号Ｉｘ５が生成され、この制御信号Ｉｘ５が電流加算回路１９によって第１の電流−電圧回路１７から出力される制御信号Ｉｚ１と加算される。電流加算回路１９から出力される制御信号Ｉｘ６は、第２の電流−電圧回路２１によって電圧信号からなる内部利得制御信号Ｖｚ２に変換され、可変利得増幅器１２に供給される。
【００４７】
図９は、図８の可変利得回路の各部の特性を示す図である。図９（ａ）（ｂ）（ｃ）は、図２（ａ）（ｂ）（ｃ）と同様である。このように本実施形態は、利得傾き補正回路１５を用いて利得傾き変動を補正するための制御信号Ｉｘ１２を生成するまでは第１の実施形態と同じであるが、第２の制御信号変換回路２０より出力される制御信号Ｉｘ５は指数関数特性を持つため、縦軸をログスケールで表すと図９（ｄ）のようになる。
【００４８】
ここでＶｃ＝Ｖｃ４（０≦Ｖｃ４≦Ｖｃ１）の場合に注目すると、可変利得回路の利得はＧ_１であるが、利得を補償しない場合の利得はＧ_２である。図２（ｃ）に実線で示すログ・リニア特性を得るためには、図９（ｃ）においてＶｃ＝Ｖｃ４の地点でＶｃ＝Ｖｃ３（０≦Ｖｃ４≦Ｖｃ１）の利得制御信号が必要であるので、図８（ｅ）の実線のように利得制御信号を補正する。この利得制御信号の補正を実現するために、本実施形態では以下に示す利得制御手法を用いる。
【００４９】
まず、第１の実施形態と同様に外部利得制御信号Ｖｃに応じて利得傾き補正回路１５によって利得傾きの変動を補正するための２つの制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２を生成する。次に、制御信号Ｉｘ１２を第２の制御信号変換回路２０に通すことにより、図９（ｄ）に示すような指数関数特性を持つ制御信号Ｉｘ５を生成する。
【００５０】
一方、利得傾き補正回路１５より出力されるもう一方の制御信号Ｉｘ１１は第１の制御信号変換回路１６へ入力され、第１の電流−電圧変換回路１７により制御信号Ｖｚ１に変換される。この制御信号Ｖｚ１を図６に示したような特性を持つ２乗回路で構成した制御信号補正回路１８に通すことにより制御信号Ｉｚ１を生成し、電流加算回路１９で制御信号Ｉｘ５と加え合わせることにより、図９（ｅ）に示す制御信号Ｉｘ６を生成する。ここで、制御信号Ｉｚ１は制御信号Ｖｚ１に対してログスケールで表している。
【００５１】
制御信号Ｉｘ６は、利得傾き変動及び３ｄＢ利得低減を補償し、かつ指数関数特性を持つ利得制御信号である。この利得制御信号Ｉｘ６がＩ_Ｄ１＝Ｉ_Ｄ２近傍における３ｄＢ利得低減に対する利得補正をするために、縦軸をログスケールで表示した図９（ｄ）に比べ、０≦Ｖｃ≦Ｖｃ１の利得制御信号は大きく設定される。
【００５２】
（第３の実施形態）
図１０は、本発明の第３の実施形態に係る可変利得回路で用いられる利得補正回路１５の構成を示す図である。本実施形態が先の実施形態と異なる点は、制御信号Ｉｘ１１，Ｉｘ１２を生成するために二つの利得傾き補正回路１５Ａ，１５Ｂを用いている点である。これ以外の構成については、これまでの実施形態と同様であるので、説明を省略する。
【００５３】
（第４の実施形態）
次に、上述した本発明の実施形態に係る可変利得増幅器を適用できる応用システムの例として、携帯電話機その他の移動無線通信装置における無線送受信回路について説明する。図１１に、このような移動無線通信装置の無線送受信部の構成を示す。ここでは送受の切り替えを時分割で行うＴＤＤ（Ｔｉｍｅ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｄｕｐｌｅｘ）方式を例として説明するが、これに限られるものではない。
【００５４】
まず、送信部について説明すると、ベースバンド信号発生部（ＴＸ−ＢＢ）１０１では直交した第１及び第２の送信ベースバンド信号Ｉｃｈ（ＴＸ），Ｑｃｈ（ＴＸ）が適当なフィルタにより帯域制限されて出力される。これらの直交送信ベースバンド信号Ｉｃｈ（ＴＸ），Ｑｃｈ（ＴＸ）は、二つの乗算器１０２，１０３と加算器１０４からなる直交変調器１０５に入力され、２つの直交した周波数をｆ_ＬＯ２の第２ローカル信号を変調する。第２ローカル信号は、局部発振器１０６により発生され、かつ９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０７により２分割されて直交変調器１０５に入力される。
【００５５】
直交変調器１０５から出力される被変調信号はＩＦ（中間周波）信号であり、可変利得増幅器１０９に入力される。可変利得増幅器１０９は、図示しない制御系からの利得制御信号に従って入力されたＩＦ信号を適当な信号レベルに調節する。可変利得増幅器１０９から出力されるＩＦ信号は、一般に直交変調器１０５及び可変利得増幅器１０９で発生する不要な高調波成分を含むため、この不要成分を除去するためのローパスフィルタまたはバンドパスフィルタ１１０を介してアップコンバータ１１１に入力される。
【００５６】
アップコンバータ１１１は、ＩＦ信号と第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆ_ＬＯ１の第１ローカル信号との乗算を行うことにより周波数変換（アップコンバート）を行い、周波数ｆ_ＬＯ１＋ｆ_ＬＯ２のＲＦ信号と周波数ｆ_ＬＯ１−ｆ_Ｌ０２のＲＦ信号を生成する。これら二つのＲＦ信号のいずれか一方が所望波出力であり、他方は不要なイメージ信号である。ここでは、周波数ｆ_Ｌ０１＋ｆ_Ｌ０２のＲＦ信号を所望波とするが、周波数ｆ_ＬＯ１−ｆ_Ｌ０２のＲＦ信号を所望波出力としてもよい。イメージ信号は、イメージ除去フィルタ１１３により除去される。
【００５７】
アップコンバータ１１１からイメージ除去フィルタ１１３を介して抽出された所望波出力は、電力増幅器（ＰＡ）１１４により所要の電力レベルまで増幅された後、送受切り替え電流スイッチ（Ｔ／Ｒ）またはデュプレクサ１１５を介してアンテナ１１６に供給され、電波として放射される。
【００５８】
一方、受信部においては、アンテナ１１６から出力される受信ＲＦ信号が送受切り替え電流スイッチ１１５またはデュプレクサ及びバンドパスフィルタ１１７を介して、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１８に入力される。低雑音増幅器１１８により増幅された受信ＲＦ信号は、イメージ除去フィルタ１１９を介してダウンコンバータ１２０に入力される。
【００５９】
ダウンコンバータ１２０は、第１局部発振器１１２で発生される周波数ｆ_Ｌ０１の第１ローカル信号と受信ＲＦ信号の乗算を行い、受信ＲＦ信号をＩＦ信号に周波数変換（ダウンコンバート）する。ダウンコンバータ１２０から出力されるＩＦ信号は、バンドパスフィルタ１２１及び可変利得増幅器１２２を介して分波器（図示せず）と乗算器１２３，１２４からなる直交復調器１２５に入力される。
【００６０】
直交復調器１２５には、送信部の直交変調器１０５と同様に、第２局部発振器１０６から９０°移相器（９０°−ＰＳ）１０８を介して直交した周波数ｆ_Ｌ０２の第２ローカル信号が入力される。直交復調器１２５の出力Ｉｃｈ（ＲＸ）及びＱｃｈ（ＲＸ）は、受信部ベースバンド処理部（ＲＸ−ＢＢ）１２６に入力され、ここで受信信号が復調されることによって、元のデータ信号が再生される。
【００６１】
このような構成の移動無線通信装置における無線送受信回路において、可変利得増幅器１０９及び１２２のいずれか一方または両方に、本発明の実施形態による可変利得回路を適用することができる。本発明の実施形態に基づく可変利得増幅器はＭＯＳトランジスタを用いた構成で正確なログ・リニア特性を得るとともに、回路規模が小さく、低消費電流であるという特長を有するので、これを無線送受信回路に適用することにより、移動無線通信装置などの無線機の特性向上、小型化、低コスト化及び低消費電力化に寄与することができる。
【００６２】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば一段の可変利得増幅器を用いた構成で、外部利得制御信号に対してデシベル表示の利得が線形に変化する特性を有する可変利得回路を提供することができる。本発明の可変利得回路は可変利得増幅器が一段の構成でよいため、回路規模が削減されると共に、消費電流が小さいという利点があり、特に携帯無線端末のような無線通信装置内に設けられる可変利得回路として有用である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る可変利得回路の構成を示すブロック図
【図２】同実施形態に係る可変利得回路の動作を説明するための各部の特性を示す図
【図３】同実施形態における要部の具体的構成例を示す回路図
【図４】同実施形態における利得傾き補正回路の入出力特性を示す図
【図５】同実施形態における利得傾き補正回路の具体的構成例を示す回路図
【図６】同実施形態における利得制御信号補正回路の入出力特性を示す図
【図７】同実施形態における利得制御信号補正回路の具体的構成例を示す回路図
【図８】本発明の第２の実施形態に係る可変利得回路の構成を示すブロック図
【図９】同実施形態に係る可変利得回路の動作を説明するための各部の特性を示す図
【図１０】利得傾き補正回路の他の構成例を示すブロック図
【図１１】本発明に係る可変利得回路を適用可能な無線通信装置の構成例を示すブロック図
【符号の説明】
１１…信号入力端子
１２…可変利得増幅器
１３…信号出力端子
１４…利得制御信号入力端子
１５…利得傾き補正回路
１６…第１の利得制御信号変換回路
１７…第１の電流−電圧変換回路
１８…利得制御信号補正回路
１９…電流加算回路
２０…第２の利得制御信号変換回路
２１…第２の電流−電圧変換回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a variable gain circuit that linearly changes a gain expressed in decibels with respect to a gain control signal formed using a CMOS technology, and a wireless communication device using the same.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, development has been promoted for miniaturization and price reduction of wireless terminals such as mobile phones and portable information terminals. One method of realizing both the demand for miniaturization and cost reduction of a wireless terminal is to configure a wireless analog circuit with a monolithic IC. In this case, in consideration of miniaturization and cost reduction, it is generally preferable to use not a bipolar transistor but a CMOS transistor more suitable for high integration as an element constituting the IC.
[0003]
In a CDMA (Code Division multiple access) wireless terminal, which has been actively developed in recent years, transmission power control is essential. For this reason, in some cases, a transmission IF (intermediate frequency) stage variable gain circuit is required to perform signal level control of 70 dB or more.
[0004]
In order to perform such a large gain control, a characteristic of linearly controlling the gain expressed in decibels with respect to the gain control signal, that is, a so-called log-linear (LOG-LINEAR) characteristic (also referred to as linear-in-dB) is used. It is desirable that gain control be possible from the viewpoint of ease of control and the like.
[0005]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-196880 (Patent Document 1) discloses a method of realizing a variable gain circuit having log-linear characteristics by using a gain control circuit and a variable gain amplifier using MOS transistors suitable for high integration. In the gain control circuit, an externally applied gain control signal is converted to an internal gain control signal for linearly changing the decibel-displayed gain of the variable gain amplifier.
[0006]
As described in Patent Document 1, in a variable gain circuit using a MOS transistor, when an external gain control signal is at a predetermined potential, a gain control signal-gain characteristic (represents a change in gain in decibel display with respect to the gain control signal). When the gain control signal level rises and the operating region of the MOS transistor enters the weak inversion region, the slope of the gain control signal-gain characteristic decreases by about 2 dB. There is a characteristic that it is doubled.
[0007]
Therefore, in Patent Document 1, a gain slope correction circuit for correcting the slope of a gain control signal-gain characteristic before and after a predetermined potential of a variable gain amplifier to 2: 1 in a gain control circuit, and an exponential function of a relationship between the gain control signal and the gain. And a control signal correction circuit for generating a gain control signal for compensating for a decrease of 3 dB from the log-linear characteristic when the gain control signal-gain characteristic is high gain, and further comprising a control signal By separately providing a variable gain amplifier for 3 dB gain reduction compensation controlled by the output of the correction circuit, a variable gain circuit exhibiting log-linear characteristics is realized.
[0008]
[Patent Document 1]
JP 2001-196880 A
[0009]
[Problems to be solved by the invention]
In the variable gain circuit of Patent Document 1, a variable gain amplifier for 3 dB gain reduction compensation is provided separately from the original variable gain amplifier in order to solve the problem that the log-linear characteristic is reduced by 3 dB at a high gain. 2. Description of the Related Art In a wireless communication device such as a portable wireless terminal that uses a battery as a power source, low power consumption is required in order to extend the battery life and ensure a sufficient continuous use time of the device. Therefore, the variable gain circuit is also required to have low current consumption. For that purpose, it is desirable that the variable gain amplifier can realize good log-linear characteristics with a single-stage configuration.
[0010]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a variable gain circuit having a configuration in which a single-stage variable gain amplifier is used and having a characteristic in which the gain in decibel display changes linearly with respect to an external gain control signal.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is configured using a MOS transistor having a variable gain amplifier that amplifies an input signal according to a gain controlled by an internal gain control signal, and a gain control circuit that controls the gain of the variable gain amplifier according to an external control signal. In a variable gain circuit, in order to compensate for a gain deviation particularly in a high gain region, the above problem is solved by performing a predistortion on an internal gain control signal supplied to a variable gain amplifier in a gain control circuit.
[0012]
According to one embodiment, the gain control circuit receives an external gain control signal as input, and a first control signal and a second control signal for correcting a slope of a gain change of the variable gain amplifier before and after a predetermined potential of the external gain control signal. , A first control signal conversion circuit that converts the first control signal into a third control signal having an exponential function characteristic, and a fourth control signal that performs voltage-current conversion on the third control signal. And a first current-to-voltage conversion circuit for generating the fifth control signal by compensating the fourth control signal to compensate for the nonlinearity of the gain characteristic of the variable gain amplifier with respect to the external control signal in a high gain region. A control signal correction circuit, a second control signal conversion circuit for converting a sixth control signal obtained by adding the second control signal and the fifth control signal to a seventh control signal having an exponential function characteristic, and a seventh control signal To current-voltage conversion A second current for generating an internal gain control signal - composed of a voltage conversion circuit.
[0013]
A gain control circuit according to another aspect includes a variable gain amplifier that amplifies an input signal according to a gain controlled by an internal gain control signal, and a variable gain amplifier that receives an external gain control signal as input, and has a variable gain before and after a predetermined potential of the external gain control signal. A gain slope correction circuit for generating a first control signal and a second control signal for correcting a slope of a gain change of an amplifier, and a first control for converting the first control signal into a third control signal having an exponential function characteristic A signal conversion circuit, a first current-voltage conversion circuit for current-to-voltage conversion of the third control signal to generate a fourth control signal, and a nonlinear characteristic in a high gain region of a gain characteristic of the variable gain amplifier with respect to the external control signal Control signal correction circuit for correcting the fourth control signal to generate a fifth control signal to compensate for the second control signal, and converting the second control signal to a sixth control signal having an exponential function characteristic It constituted by a voltage converting circuit - second current to voltage conversion to generate an internal gain control signal - road and, fifth control signal and the sixth control signal and the added combined seventh control signal current.
[0014]
With such a configuration, the variable gain circuit according to the present invention has a characteristic that the gain expressed in decibels changes linearly with respect to the external gain control signal. Moreover, since only one variable gain amplifier is required, the circuit scale can be reduced, and the current consumption can be reduced.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The variable gain circuit according to the embodiment of the present invention described below has a configuration in which the voltage of the external gain control signal Vc is Vc ≧ 0 only by correcting the gain control signal without using a variable gain amplifier for 3 dB gain reduction compensation. It is characterized in that it has a gain control circuit that makes the gain expressed in decibels linearly change with respect to the gain control signal in the range.
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0016]
(1st Embodiment)
FIG. 1 shows a configuration of a variable gain circuit according to the first embodiment of the present invention. The input signal Vin of the variable gain circuit is input from the signal input terminal 11 and is amplified by the variable gain amplifier 12. The output signal of the variable gain amplifier 12 is output from the signal output terminal 13 as the output signal Vout of the variable gain circuit.
[0017]
The variable gain amplifier 12 is a variable gain amplifier, and the gain is controlled according to an internal gain control signal generated by a gain control circuit. The gain control circuit receives a gain control signal (hereinafter, referred to as an external gain control signal) Vc input from the outside of the variable gain circuit to the control input terminal 14 and generates an internal gain control signal as described below.
[0018]
The gain control circuit includes a gain slope correction circuit (2: 1) 15 for receiving an external control signal Vc input to the control input terminal 14, a first control signal conversion circuit (exp (1)) 16, and a first current- Voltage conversion circuit (IV (1)) 17, control signal correction circuit (SQT) 18, current addition circuit 19, second control signal conversion circuit (exp (2)) 20, and second current-voltage conversion circuit (IV (2)) 21.
[0019]
Next, a detailed configuration and operation of the gain control circuit will be described.
FIG. 2 shows characteristics of each section of the variable gain circuit of FIG. FIG. 3 shows an example in which a variable gain circuit is configured by a control signal conversion circuit 31, a current-voltage conversion circuit 32, and a variable gain amplifier 33 for explaining the present embodiment. In FIG. 3, the external gain control signal Vc is input to the control signal conversion circuit 31. The control signal conversion circuit 31 converts the external gain control signal Vc into a current I having an exponential function characteristic. _D1 Convert to
[0020]
The current-voltage conversion circuit 32 has a differential pair transistor including N-type MOS transistors M1 and M2, and has a DC bias current I ₀ Flows. The transistor M1 has a drain terminal and a gate terminal connected, and a current I _D1 Is entered. The gate terminal of the transistor M2 is connected to the power supply V together with the gate terminal of the transistor M10 of the variable gain amplifier 33. _BB From the power supply V, _DD Connected to.
[0021]
Current I flowing through the drain terminal of transistor M2 _D2 Is the current source I ₀ Current I ₀ And I _D1 Flows through the difference current (I _D2 = I ₀ −I _D1 ). In FIG. 3, the drain terminal of the transistor M2 is connected to the power supply voltage V _DD Connected to _D2 = I ₀ −I _D1 There is no problem even if the connection of the drain terminal is changed as long as the current flows so that
[0022]
In this circuit, the current I _D1 It is assumed that the following current flows.
[0023]
I _D1 = I ₀ ・ Exp (-b ・ I _x (1)
Where b is a positive constant, I _x Is an internal gain control signal output from the gain tilt correction circuit 15. Internal gain control signal I _x To I of (1) _D1 Can be converted to a method using an exponential function characteristic using a bipolar transistor. Since this can be realized by the method used in JP-A-2000-196386, the details will not be described here. There is no particular problem even if a technique other than this technique is used.
[0024]
On the other hand, the current gain G of the variable gain amplifier 33 ₁ Is represented by the following equation.
(Equation 1)

Is represented by Here, Isig is the input signal current, gm _M10 , Gm _M11 Represents the mutual conductance of the transistors M10 and M11, respectively.
[0025]
Based on the above points, the operation of the variable gain circuit of FIG. 1 will be described.
The external gain control signal Vc input to the control input terminal 14 is first a gain tilt correction for correcting the slope of the gain control signal-gain characteristic before and after a predetermined potential of the external gain control signal Vc to approximately 2: 1. The control signal Ix11 and Ix12 are generated as current signals.
[0026]
One of the control signals Ix11 and Ix12 output from the gain tilt correction circuit 15 is converted by the first control signal conversion circuit 16 into a control signal Ix2 having an exponential function characteristic.
[0027]
The control signal Ix2 output from the control signal conversion circuit 16 is converted into a control signal Vz1 composed of a voltage signal by the first current-voltage conversion circuit 17, and then the control signal correction circuit 18 controls the gain control signal-gain characteristics. Correction is made to compensate for non-linearities in the high gain region.
[0028]
The control signal Iz1 output as a current signal from the control signal correction circuit 18 is added by the current addition circuit 19 to the other control signal Ix12 output from the gain tilt correction circuit 15, and a control signal Ix3 is generated. The current adding circuit 19 can also be realized by simple circuit connection.
[0029]
The control signal Ix3 output from the current addition circuit 18 is converted by the second control signal conversion circuit 20 into a control signal Ix4 having an exponential function characteristic. The control signal Ix4 output from the second control signal conversion circuit 20 is converted into a control signal Vz2 composed of a voltage signal by the second current-voltage conversion circuit 21, and this control signal Vz2 is supplied to the variable gain amplifier 12 by the internal gain. It is supplied as a control signal.
[0030]
In the case of a configuration in which the gain control signal only has an exponential function characteristic using the control signal conversion circuit 31 as shown in FIG. 3, the gain control signal-gain characteristic is high in the high gain region as shown in FIG. Has a characteristic that is 3 dB lower than the log-linear characteristic. That is, in the variable gain circuit using MOS transistors as shown in FIG. 3, when the voltage of the external gain control signal Vc is Vc = Vc2, _D1 = I _D2 Or V _z1 When = 0 V, the gain is reduced by 3 dB from the log-linear characteristic (broken line) obtained by linearly approximating the gain control signal-gain characteristic.
[0031]
Further, when the voltage of the gain control signal Vc is Vc> Vc1, that is, when the operation region of the MOS transistor enters the weak inversion region, the slope of the gain control signal-gain characteristic (the slope of the one-dot chain line) is Vc <Vc1. About twice as large as the inclination of These points are described in detail in Non-Patent Document 1 described above.
[0032]
On the other hand, as shown in FIG. 4, when the gain slope correction circuit 15 having a gain ratio of about 2: 1 before and after the predetermined potential Vc1 (0 ≦ Vc ≦ Vc1, Vc1 ≦ Vc) is used, FIG. The gain control signal-gain characteristic is as shown, and the slope of the gain control signal-gain characteristic as shown in FIG. 2A is corrected. However, by simply adding the gain inclination correction circuit 15, the portion where the gain drops by 3 dB at Vc = Vc2 remains.
[0033]
Here, paying attention to the case where Vc = Vc4 (0 ≦ Vc4 ≦ Vc1), the desired gain of the variable gain amplifier 12 is represented by G shown in Expression (4). ₁ However, when the gain is not compensated, the gain is G ₂ It is. In order to obtain the log-linear characteristic indicated by the solid line in FIG. 2C, a gain control signal of Vc = Vc3 (0 ≦ Vc4 ≦ Vc1) is required at the point of Vc = Vc4 in FIG. 9C. Therefore, the gain control signal is corrected as shown by the solid line in FIG. In order to realize the correction of the gain control signal, the present embodiment uses the following gain control method.
[0034]
First, two control signals Ix11 and Ix12 having the characteristics shown in FIG. 2D are generated by the gain slope correction circuit 15 having the configuration shown in FIG. 5 according to the external gain control signal Vc. Since these two control signals Ix11 and Ix12 are current signals in the present embodiment, they are separately described in two parts, but the contents are substantially the same.
[0035]
Next, the control signal Ix11 is sequentially passed through the first control signal conversion circuit 16 and the first current-voltage conversion circuit 17 to be converted into a control signal Vz1 having exponential function characteristics. Further, the control signal Iz1 is generated by passing the control signal Vz1 through a control signal correction circuit 18 having a characteristic shown in FIG. 6 and having a square circuit as shown in FIG.
[0036]
Next, by adding the control signal Iz1 and the control signal Ix12 by the current adding circuit 19, a control signal Ix3 shown in FIG. 2E is generated. The control signal Ix3 is a gain control signal for compensating for gain tilt fluctuation and 3 dB gain reduction. This control signal Ix3 is I _D1 = I _D2 In order to perform the gain correction for the 3 dB gain reduction problem in the vicinity, the gain control signal of 0 ≦ Vc ≦ Vc1 is set smaller than that in FIG.
[0037]
The configuration of the gain tilt correction circuit 15 shown in FIG. 5 is described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2001-196880, but will be described again here as follows. This gain slope correction circuit is a MOS transistor M ₅₀ ~ M ₅₅ , Current source I ₀ And resistance R ₁ And two MOS transistors M connected in parallel. ₅₆ ~ M ₆₂ , Current source I ₀ And resistance R ₁ And the outputs of two sets of differential circuits connected in parallel are connected in common. Transistor M ₅₂ , M ₅₅ , M ₅₈ , M ₆₁ Are N-channel MOS transistors, and all other transistors are P-channel MOS transistors.
[0038]
When the external gain control signal Vc is 0 V, no current is output to the output terminal of the upper two sets of differential circuits (first circuit) in FIG. 5, and the output current Ix11 increases as the external gain control signal Vc increases. Operates so as to flow from the output terminal. The lower two pairs of differential circuits (second circuit) of FIG. 5 operate in the same manner as the first circuit, _BB11 And M ₆₂ By M ₆₂ Since the maximum value of the source potential is limited, the output current is fixed when Vc exceeds a predetermined potential. As a result, characteristics as shown in FIG. 4 are obtained. Further, in this example, a current mirror circuit CM is connected to the output terminal, and two output currents are obtained as control signals Ix11 and Ix12.
[0039]
On the other hand, the square circuit shown in FIG. 7 that constitutes the control signal correction circuit 15 will be described. The drain terminal of the MOS transistor M30 is connected to the drain terminal of the MOS transistor M33 and serves as a negative current output terminal I-. The drain terminal of the MOS transistor M31 is connected to the drain terminal of the transistor MOSM32 and serves as a positive current output terminal I +. The gate terminals of the transistors M30 and M31 are commonly connected, and the gate terminals of the transistors M32 and M33 are commonly connected.
[0040]
The control signal Vz1 from the first current-voltage circuit 17 is input between the commonly connected gate terminals of the transistors M30 and M31 and the commonly connected gate terminals of the transistors M32 and M33. The source terminals of the transistors M30 and M32 are commonly connected, and are grounded via a current source Io for providing a bias current for the differential circuit. Similarly, the source terminals of the transistors M31 and M33 are commonly connected, and are grounded via the current source Io.
[0041]
The dimensional ratio of the transistors M30, M31, M32, and M33 is 1: K: K: 1. The output current, that is, the control signal Iz1 output from the control signal correction circuit 18 is obtained from the difference between I + and I−. The control signal Iz1 output from the control signal correction circuit 18 including the squaring circuit configured as described above is expressed by the following equation.
[0042]
(Equation 2)

[0043]
As shown in Expression (3), it can be seen that a square characteristic is obtained within the range of Expression (6).
[0044]
[Equation 3]

[0045]
(Second embodiment)
FIG. 8 shows a configuration of the variable gain circuit according to the second embodiment of the present invention. 1 will be described. The second embodiment is different from the first embodiment in that the second control signal conversion circuit 20 is disposed immediately after the gain slope correction circuit 15, that is, before the current addition circuit 19. Is different from the first embodiment.
[0046]
That is, in the present embodiment, the control signal Ix5 corrected by the gain tilt correction circuit 15 is given an exponential function characteristic by the second control signal conversion circuit 20, thereby generating the control signal Ix5. Ix5 is added by the current addition circuit 19 to the control signal Iz1 output from the first current-voltage circuit 17. The control signal Ix6 output from the current adding circuit 19 is converted by the second current-voltage circuit 21 into an internal gain control signal Vz2 composed of a voltage signal, and supplied to the variable gain amplifier 12.
[0047]
FIG. 9 is a diagram illustrating characteristics of each unit of the variable gain circuit of FIG. FIGS. 9A, 9B, and 9C are the same as FIGS. 2A, 2B, and 2C. As described above, the present embodiment is the same as the first embodiment up to the generation of the control signal Ix12 for correcting the gain tilt fluctuation using the gain tilt correction circuit 15, but the second control signal conversion circuit Since the control signal Ix5 output from 20 has an exponential function characteristic, the vertical axis is represented by a log scale as shown in FIG. 9D.
[0048]
Here, paying attention to the case where Vc = Vc4 (0 ≦ Vc4 ≦ Vc1), the gain of the variable gain circuit is G ₁ , But the gain when the gain is not compensated is G ₂ It is. In order to obtain the log-linear characteristic indicated by the solid line in FIG. 2C, a gain control signal of Vc = Vc3 (0 ≦ Vc4 ≦ Vc1) is required at the point of Vc = Vc4 in FIG. 9C. The gain control signal is corrected as shown by the solid line in FIG. In order to realize the correction of the gain control signal, the present embodiment uses the following gain control method.
[0049]
First, as in the first embodiment, two control signals Ix11 and Ix12 for correcting a change in gain tilt are generated by the gain tilt correction circuit 15 according to the external gain control signal Vc. Next, by passing the control signal Ix12 through the second control signal conversion circuit 20, a control signal Ix5 having an exponential function characteristic as shown in FIG. 9D is generated.
[0050]
On the other hand, the other control signal Ix11 output from the gain tilt correction circuit 15 is input to the first control signal conversion circuit 16 and converted into a control signal Vz1 by the first current-voltage conversion circuit 17. The control signal Vz1 is passed through a control signal correction circuit 18 composed of a squaring circuit having characteristics as shown in FIG. 6 to generate a control signal Iz1, and is added to the control signal Ix5 by a current adding circuit 19. , And generates a control signal Ix6 shown in FIG. Here, the control signal Iz1 is represented on a log scale with respect to the control signal Vz1.
[0051]
The control signal Ix6 is a gain control signal that compensates for gain tilt fluctuation and 3 dB gain reduction and has exponential function characteristics. This gain control signal Ix6 is I _D1 = I _D2 In order to perform the gain correction for the 3 dB gain reduction in the vicinity, the gain control signal of 0 ≦ Vc ≦ Vc1 is set to be larger than that in FIG.
[0052]
(Third embodiment)
FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of the gain correction circuit 15 used in the variable gain circuit according to the third embodiment of the present invention. The present embodiment is different from the previous embodiment in that two gain

tilt correction circuits

15A and 15B are used to generate control signals Ix11 and Ix12. Other configurations are the same as those of the above-described embodiments, and a description thereof will not be repeated.
[0053]
(Fourth embodiment)
Next, as an example of an application system to which the above-described variable gain amplifier according to the embodiment of the present invention can be applied, a wireless transmission and reception circuit in a mobile phone and other mobile wireless communication devices will be described. FIG. 11 shows a configuration of a wireless transmission / reception unit of such a mobile wireless communication device. Here, a TDD (Time Division Duplex) system in which transmission and reception are switched in a time-division manner will be described as an example, but the invention is not limited to this.
[0054]
First, the transmission unit will be described. In the baseband signal generation unit (TX-BB) 101, the orthogonal first and second transmission baseband signals Ich (TX) and Qch (TX) are band-limited by an appropriate filter. Is output. These orthogonal transmission baseband signals Ich (TX) and Qch (TX) are input to a quadrature modulator 105 including two

multipliers

102 and 103 and an adder 104, and the two orthogonal frequencies are represented by f _LO2 Is modulated. The second local signal is generated by a local oscillator 106, divided into two by a 90 ° phase shifter (90-PS) 107, and input to the quadrature modulator 105.
[0055]
The modulated signal output from the quadrature modulator 105 is an IF (intermediate frequency) signal, and is input to the variable gain amplifier 109. Variable gain amplifier 109 adjusts the input IF signal to an appropriate signal level in accordance with a gain control signal from a control system (not shown). Since the IF signal output from the variable gain amplifier 109 generally includes unnecessary harmonic components generated by the quadrature modulator 105 and the variable gain amplifier 109, a low-pass filter or a band-pass filter 110 for removing the unnecessary components is used. The signal is input to the up-converter 111.
[0056]
The up-converter 111 receives the IF signal and the frequency f generated by the first local oscillator 112. _LO1 Is multiplied by the first local signal to perform frequency conversion (up-conversion), and the frequency f _LO1 + F _LO2 RF signal and frequency f _LO1 −f _L02 Is generated. One of these two RF signals is a desired wave output, and the other is an unnecessary image signal. Here, the frequency f _L01 + F _L02 Is a desired wave, but the frequency f _LO1 −f _L02 May be used as a desired wave output. The image signal is removed by the image removal filter 113.
[0057]
The desired wave output extracted from the up-converter 111 via the image removal filter 113 is amplified to a required power level by a power amplifier (PA) 114 and then transmitted / received by a current switch (T / R) or a duplexer 115. Is supplied to the antenna 116 and radiated as radio waves.
[0058]
On the other hand, in the receiving unit, the received RF signal output from the antenna 116 is input to the low noise amplifier (LNA) 118 via the transmission / reception switching current switch 115 or the duplexer and the bandpass filter 117. The received RF signal amplified by the low noise amplifier 118 is input to the down converter 120 via the image removing filter 119.
[0059]
The down converter 120 has a frequency f generated by the first local oscillator 112. _L01 Is multiplied by the received RF signal and the received RF signal is frequency-converted (down-converted) into an IF signal. The IF signal output from the down converter 120 is input to a quadrature demodulator 125 including a demultiplexer (not shown) and

multipliers

123 and 124 via a band pass filter 121 and a variable gain amplifier 122.
[0060]
The quadrature demodulator 125 has a frequency f orthogonal from the second local oscillator 106 via a 90 ° phase shifter (90 ° -PS) 108, similarly to the quadrature modulator 105 of the transmission unit. _L02 Is input. The outputs Ich (RX) and Qch (RX) of the quadrature demodulator 125 are input to a receiving unit baseband processing unit (RX-BB) 126, where the received signal is demodulated to reproduce the original data signal. Is done.
[0061]
The variable gain circuit according to the embodiment of the present invention can be applied to one or both of the

variable gain amplifiers

109 and 122 in the wireless transmission and reception circuit in the mobile wireless communication device having such a configuration. The variable gain amplifier according to the embodiment of the present invention has the characteristics of obtaining accurate log-linear characteristics by using a MOS transistor, and has the features of a small circuit size and low current consumption. By applying the present invention, it is possible to contribute to improvement of characteristics, reduction in size, reduction in cost, and reduction in power consumption of a wireless device such as a mobile wireless communication device.
[0062]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide a variable gain circuit having a characteristic in which a gain in a decibel display changes linearly with respect to an external gain control signal in a configuration using a single-stage variable gain amplifier. . The variable gain circuit of the present invention has the advantage that the circuit scale is reduced and the current consumption is small because the variable gain amplifier may have a single-stage configuration. Useful as a gain circuit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a variable gain circuit according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing characteristics of each unit for explaining the operation of the variable gain circuit according to the embodiment;
FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific configuration example of a main part in the embodiment.
FIG. 4 is a diagram showing input / output characteristics of the gain tilt correction circuit according to the first embodiment;
FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific configuration example of a gain tilt correction circuit according to the embodiment;
FIG. 6 is a diagram showing input / output characteristics of the gain control signal correction circuit according to the first embodiment;
FIG. 7 is a circuit diagram showing a specific configuration example of a gain control signal correction circuit according to the first embodiment;
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a variable gain circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a view showing characteristics of each unit for explaining the operation of the variable gain circuit according to the embodiment;
FIG. 10 is a block diagram showing another configuration example of the gain tilt correction circuit.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration example of a wireless communication device to which the variable gain circuit according to the present invention can be applied;
[Explanation of symbols]
11 ... Signal input terminal
12 ... Variable gain amplifier
13 ... Signal output terminal
14 Gain control signal input terminal
15 ... Gain slope correction circuit
16 first gain control signal conversion circuit
17 ... First current-voltage conversion circuit
18. Gain control signal correction circuit
19 ... Current addition circuit
20: second gain control signal conversion circuit
21 ... second current-voltage conversion circuit

Claims

In a variable gain circuit configured using MOS transistors,
A variable gain amplifier that amplifies an input signal according to a gain controlled by an internal gain control signal,
A gain slope correction circuit that receives an external gain control signal as input, and generates a first control signal and a second control signal for correcting a slope of a gain change of the variable gain amplifier before and after a predetermined potential of the external gain control signal; ,
A first control signal conversion circuit for converting the first control signal into a third control signal having an exponential function characteristic;
A first current-to-voltage conversion circuit that performs voltage-to-current conversion of the third control signal to generate a fourth control signal;
A control signal correction circuit that corrects the fourth control signal to generate a fifth control signal to compensate for non-linearity of the gain characteristic of the variable gain amplifier with respect to the external control signal in a high gain region;
A second control signal conversion circuit for converting a sixth control signal obtained by adding the second control signal and the fifth control signal to a seventh control signal having an exponential function characteristic;
A second current-to-voltage conversion circuit for generating the internal gain control signal by current-to-voltage conversion of the seventh control signal.

In a variable gain circuit configured using MOS transistors,
A variable gain amplifier that amplifies an input signal according to a gain controlled by an internal gain control signal,
A gain slope correction circuit that receives an external gain control signal as input, and generates a first control signal and a second control signal for correcting a slope of a gain change of the variable gain amplifier before and after a predetermined potential of the external gain control signal; ,
A first control signal conversion circuit for converting the first control signal into a third control signal having an exponential function characteristic;
A first current-voltage conversion circuit that performs a current-voltage conversion on the third control signal to generate a fourth control signal;
A control signal correction circuit that corrects the fourth control signal to generate a fifth control signal to compensate for non-linearity of the gain characteristic of the variable gain amplifier with respect to the external control signal in a high gain region;
A second control signal conversion circuit for converting the second control signal into a sixth control signal having an exponential function characteristic;
A variable current circuit comprising: a second current-to-voltage conversion circuit for generating the internal gain control signal by current-to-voltage conversion of a seventh control signal obtained by adding the fifth control signal and the sixth control signal. .

The gain gradient correction circuit corrects the gradient of the gain change before and after the potential of the external gain control signal at which the operation region of the MOS transistor becomes a weak inversion region to be approximately 2: 1. The variable gain circuit according to claim 1, wherein the variable gain circuit generates a control signal and a second control signal.

4. The variable gain circuit according to claim 1, wherein the gain tilt correction circuit generates the first control signal and the second control signal as a current signal. 5.

The variable gain circuit according to claim 1, wherein the control signal correction circuit has a square characteristic.

2. The variable gain circuit according to claim 1, further comprising a current adding circuit that generates the fifth control signal by current adding the second control signal and the fifth control signal.

3. The variable gain circuit according to claim 2, further comprising a current adding circuit that generates the seventh control signal by current adding the fifth control signal and the sixth control signal.

A wireless communication apparatus including the variable gain circuit according to claim 1 in at least a part of a transmission / reception circuit system.