JP2004297966A

JP2004297966A - AC motor control device

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Publication number: JP2004297966A
Application number: JP2003089571A
Authority: JP
Inventors: Kazuaki Tobari; 和明戸張; Tsunehiro Endo; 常博遠藤; Yasuo Notohara; 保夫能登原; Yoshitaka Iwaji; 善尚岩路
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2003-03-28
Filing date: 2003-03-28
Publication date: 2004-10-21
Anticipated expiration: 2023-03-28
Also published as: JP3832443B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a torque controlling method for an AC motor that causes no torque shortage by using a low-cost current detection, in which currents Idc, Iqc of d-axis and q-axis of a rotating co-ordinate system are presumed from a DC current IDC that flows in the input DC bus bar of a power converter. <P>SOLUTION: Currents Id, Iq of an electric motor of d-axis and q-axis of the rotating co-ordinate system are presumed from a current detected value IDC in the input DC bus bar of a power converter using a DC power source 21 as an input. An output voltage of the power converter 2 is controlled in such a way that the presumed currents Idc, Iqc correspond to each of current command values Id<SP>*</SP>, Iq<SP>*</SP>. Also, an error in motor is obtained by calculating the current data of the motor and error in rotational phase. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電動機制御装置及びそれを用いたモジュールに関する。
【０００２】
【従来の技術】
平成１１年度電気学会東京支部茨城支所研究発表会論文「インバータ制御全自動洗濯機の開発」では、電動機電流センサレス，低分解能位置検出器での「オープン・ループ型ベクトル制御」を採用した内容が記述されている。
【０００３】
一方、磁極位置検出器と電動機電流センサを備えた従来の技術として、特開２０００−３２４８８１号記載の制御装置がある。これは、電動機電流検出器として、電動機巻線電流を直接検出し、回転座標系にて、指令電流と検出電流が一致するように電圧指令を作成している。
【０００４】
【特許文献１】
特開２０００−３２４８８１号公報
【非特許文献１】
平成１１年度電気学会東京支部茨城支所研究発表会論文「インバータ制御全自動洗濯機の開発」
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、電動機定数の変動や、ホール素子などの取り付け誤差の影響を受けることなく、低速度域からトルク不足を生じない交流電動機の制御装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の一つの特徴は、回転座標系のｄ軸及びｑ軸の電動機電流Ｉｄ，Ｉｑを推定し、推定電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃが、各々の電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊に一致するように電力変換器２の出力電圧を制御することである。
【０００７】
本発明の他の特徴は、直流を入力として交流を出力とする電力変換器の入力直流電流検出値と、交流電動機の位置検出信号から得られた回転位相とを入力として、前記交流電動機における回転座標系のｄ軸及びｑ軸の交流電動機の推定電流値を出力する電流推定部と、前記推定電流値がｄ軸電流指令値に近づくように制御を行うｄ軸電流制御部と、前記推定電流値がｑ軸電流指令値に近づくように制御を行うｑ軸電流制御部とを持つことである。
【０００８】
なお、本発明のその他の特徴は本願特許請求の範囲に記載のとおりである。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて本発明の実施の形態を説明する。
【００１０】
＜第１の実施例＞
図１は、本発明の一実施例である永久磁石同機電動機の制御装置の構成例を示す。
【００１１】
図１は、３相交流の電圧指令値Ｖｕ^＊〜Ｖｗ^＊に比例した出力電圧を永久磁石同期電動機１に出力する直流電源２１を入力とした電力変換器２，永久磁石同期電動機１の電気角６０°毎の位置検出値θｉを検出できる磁極位置検出器３，位置検出値θｉから永久磁石同期電動機１の回転速度ω_１ ^＊を演算する速度演算部４，位置検出値θｉと回転速度ω_１ ^＊から電動機の回転位相θ^＊を演算する位相演算部５，電力変換器２の入力直流母線電流検出値ＩＤＣから回転座標系のｄ軸（磁束軸相当）及びｑ軸（トルク軸相当）の電流推定値Ｉｄｃ，Ｉｑｃを演算する電流推定部６，トルク指令値τ^＊からｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊を演算する変換係数７，電動機定数と電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊及び回転速度ω_１ ^＊に基づいて電圧基準値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を演算する電圧ベクトル演算部８，ｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊とｄ軸電流推定値Ｉｄｃの偏差に応じてΔＶｄを出力するｄ軸電流制御部９，ｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊とｑ軸電流推定値Ｉｑｃの偏差に応じてΔＶｑを出力するｑ軸電流制御部１０，電圧基準値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊と電流制御出力ΔＶｄ，ΔＶｑ及び回転位相θ^＊から３相交流の電圧指令値Ｖｕ^＊〜Ｖｗ^＊を出力する座標変換部１１で構成される。
【００１２】
なお、直流電源２１は、１次又は２次電池の場合や、直流電源２１１のように、商用電源又は発電機２３で出力された交流電源を整流器２２で整流してコンデンサ又は電池に充放電して作成される場合がある。以下の実施例でも同様に直流電源は同様に作成されるので以下の実施例での説明は省略する。
【００１３】
又、トルク指令値τ^＊及びｄ軸電流指令値Ｉｄ^＊は上位の装置で与えられる。例えば、トルク指令値τ^＊は、入力装置の操作に応じて与えられる。なお、以下の実施例でも同様である。
【００１４】
構成要素の１〜５，７，１１については、従来の技術で先に説明した速度制御型で発表されている低分解能位置検出器でのオープン・ループ型ベクトル制御と同等の構成である。
【００１５】
最初に、トルク制御装置にオープン・ループ型ベクトル制御を適用した場合における基本動作について述べる。
【００１６】
トルク指令値τ^＊からのｑ軸電流指令値Ｉｑ^＊並びにｄ軸電流指令Ｉｄ^＊に従い電動機電流Ｉｑ，Ｉｄを制御するために、電圧ベクトル演算部８において予め（数１）で示すように、ｄ軸及びｑ軸の電圧基準値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を演算し、変換器出力電圧を制御している。
【００１７】
【数１】

【００１８】
ここに、
Ｒ_１ ^＊：抵抗の設定値、Ｌｄ^＊，Ｌｑ^＊：ｄ軸及びｑ軸のインダクタンスの設定値
Ｋｅ^＊：誘起電圧定数の設定値、ω_１ ^＊：回転速度
また、磁極位置検出器３では、電気角６０度毎の磁極位置を把握することができる。この時の位置検出値θｉを本実施例では、
【００１９】
【数２】

【００２０】
ここに、ｉ＝０，１，２，３，４，５としている。
【００２１】
速度演算部４においては、この位置検出値θｉから、最短で６０度区間における平均速度の回転速度ω_１ ^＊を算出することができる。
【００２２】
【数３】

【００２３】
ここにΔθ：θｉ−θ（ｉ−１）、Δｔ：６０度区間の位置検出信号を検出するまでの時間
しかしながら、実際には磁極位置検出器の取り付け誤差などにより、１２０度区間以上での平均速度を利用しているのが実状である。
【００２４】
位相演算部５においては、位置検出値θｉと回転速度ω_１ ^＊を用いて、回転位相θ^＊を数（４）のように演算して、電動機１の基準位相を制御する。
【００２５】
【数４】

【００２６】
以上が、オープン・ループ型ベクトル制御方式での電圧制御と位相制御の基本構成である。
【００２７】
トルク制御運転時において高トルクが要求されると、トルクに見合った大きな電流を流す必要がある。連続した時間で高トルクが要求される場合には、電動機電流による発熱により、時間と共に電動機内部の巻線抵抗値Ｒが増加する。すると、電圧ベクトル演算部８で演算する抵抗設定値Ｒ^＊と実抵抗値Ｒが一致しなくなるため、電動機１に必要な電圧を供給することができなくなり、その結果、トルク発生に必要な電流が流れず、トルク不足に陥ることが懸念される。
【００２８】
そこで本実施例では、電力変換器の入力直流母線に流れる直流電流ＩＤＣから、回転座標系のｄ軸及びｑ軸の電流Ｉｄｃ，Ｉｑｃを推定して、これらの信号が各々の指令値に一致するように、ｄ軸及びｑ軸の電流制御部９，１０により電流偏差に応じた信号ΔＶｄ，ΔＶｑを求め、電圧ベクトル演算部８の出力と加算部で和をとることにより、変換器の出力電圧を修正するようにしている。この結果、電圧ベクトル演算部８で設定するＲ^＊と実抵抗値Ｒが一致していなくとも、電動機電流を電流指令値に一致させるように出力電圧が制御され、安価な構成でトルク不足なしの高精度なトルク制御を実現することができる。
【００２９】
本実施例では、８の電圧ベクトル演算部において、電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊を用いて電圧基準値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を演算しているが、直流電流ＩＤＣから推定したＩｄｃ，Ｉｑｃを用いても同様の効果が得られる。
【００３０】
＜第２の実施例＞
図２は、本発明の他の実施例を例示する。本実施例は、出力電圧ベクトル演算を行わずに、ｄ軸及びｑ軸の電流制御のみで変換器の出力電圧を制御する永久磁石同機電動機のトルク制御装置である。図２において、符号１〜７，９〜１１，２１は図１のものと同一物である。先の実施例で示した図１との相違点は、電圧ベクトル演算部８を省略した点にある。電圧ベクトル演算部８を省略しても、Ｉｄｃ，Ｉｑｃが各々の指令値に一致するように電流制御部９，１０により変換器の出力電圧が制御されるので、安価な構成でトルク不足なしの高精度なトルク制御を実現することができる。
【００３１】
＜第３の実施例＞
図３は、本発明の他の実施例を例示する。本実施例は、電流指令値Ｉｄ^＊＊及びＩｑ^＊＊を、ｄ軸及びｑ軸の電流指令演算部１２，１３の出力より得る方式の永久磁石同機電動機のトルク制御装置である。図３において、符号１〜７，１１，２１は図１のものと同一物である。８′は電動機定数と信号Ｉｄ^＊＊，Ｉｑ^＊＊及び回転速度ω_１ ^＊に基づいて電圧基準値Ｖｄ^＊＊＊，Ｖｑ^＊＊＊を演算する電圧ベクトル演算部、１２はＩｄ^＊とＩｄｃの偏差に応じてＩｄ^＊＊を出力するｄ軸電流指令演算部、１３はＩｑ^＊とＩｑｃの偏差に応じてＩｑ^＊＊を出力するｑ軸電流指令演算である。この信号Ｉｄ^＊＊，Ｉｑ^＊＊を用いて、数（５）に示す電圧基準値Ｖｄ^＊＊＊，Ｖｑ^＊＊＊を演算し、変換器出力電圧を制御する。
【００３２】
【数５】

【００３３】
このような方式でも、Ｉｄ^＊とＩｄｃ，Ｉｑ^＊とＩｑｃが各々一致することを考慮すれば、前記実施例と同様に動作し、同様の効果が得られることは明らかである。
【００３４】
＜第４の実施例＞
上記の第１〜第３の実施例までは、磁極位置検出器３で検出した位置検出値θｉを基準に、回転速度ω_１ ^＊を用いて回転位相θ^＊の補間演算を行う方法であったが、中高速域では、ホール素子の取り付け誤差に起因する位置検出信号のバラツキなどで速度平均化処理を施す必要があり、この演算遅れが原因となり「高応答化」への課題となっていた。そこで、トルク制御装置を位置センサレス制御にすることより、位置検出信号のバラツキの影響を排除し、高応答化を実現することができる。
【００３５】
図４はこの実施例の構成例を示す。図４において、構成要素の符号１，２，３，６，７〜１１，２１は図１のものと同一物である。その他の構成は、電圧指令値Ｖｄ^＊＊，Ｖｑ^＊＊と電流推定値Ｉｄｃ，Ｉｑｃに基づいて、回転位相指令θ^＊＊と実回転子位相θの差である第１の位相誤差Δθ^＊を推定する軸誤差演算部１４、磁極位置検出器３の出力である位置検出値θｉ（ｉ＝０，１，２，３，４，５）と回転位相指令θ^＊＊との差である第２の位相誤差Δθ^＊＊を求める減算器１５は第１の位相誤差Δθ^＊と第２の位相誤差Δθ^＊＊から第３の位相誤差Δθ^＊＊＊を求める組合せ部１６、第３の位相誤差Δθ^＊＊＊を用いて変換器の周波数指令ω_１ ^＊＊を演算する周波数演算部、１８は信号ω_１ ^＊＊を積分して回転位相指令θ^＊＊を得る位相指令演算部１８で構成される。
【００３６】
軸誤差演算部１４では、数（６）に従い、実回転子位相θと回転位相指令θ^＊＊の差分信号である第１の位相誤差Δθ^＊（＝θ^＊＊−θ）を演算する。
【００３７】
【数６】

【００３８】
この式は、特開２００１−２５１８８９号に示された位置センサレス運転法にある位置誤差演算方法である。
【００３９】
組合せ部１６では、前述の第１の位相誤差Δθ^＊と第２の位相誤差Δθ^＊＊を用いて、次に示す３つの方法の１つを用いて、第３の位相誤差Δθ^＊＊＊を演算する。
【００４０】
第１の方法は、第１の位相誤差Δθ^＊と第２の位相誤差Δθ^＊＊の加算値もしくは平均値。
【００４１】
第２の方法は、第１の位相誤差Δθ^＊と第２の位相誤差Δθ^＊＊の絶対値の大きいほうを選択する。第３の方法は、位置検出器の取り付けばらつきが大きい場合に用いる方法として、第２の方法とは逆に、絶対値の小さい位相誤差を選択する。
【００４２】
次に、図５を用いて周波数演算部１７について説明する。組合せ部１６の出力である第３の位相誤差Δθ^＊＊＊を「ゼロ」と比較する。その偏差信号に比例ゲインＫＰ_ＰＬＬを乗じる比例演算部１７Ａの出力信号と、偏差信号に積分ゲインＫＩ_ＰＬＬを乗じて積分処理を行う積分演算部１７Ｂの出力信号とを加算して、変換器の周波数指令ω_１ ^＊＊を演算する。
【００４３】
位相指令演算部１８では、周波数指令ω_１ ^＊＊を数（７）で示すように積分して、位相指令θ^＊＊を演算し、座標変換部１１を介して、θ^＊＊に従って電力変換器２の出力の位相を制御する。
【００４４】
【数７】

【００４５】
このように「位置検出信号」と「電圧と電流から推定した位相誤差」の２種の情報を利用することにより、位置検出信号のバラツキによる速度の平均化処理などを施す必要がなくなり、「高応答」なトルク制御系を実現することが可能となる。
【００４６】
本第４の実施例では、直流電流ＩＤＣから推定したＩｄｃ，Ｉｑｃを用いて「軸誤差演算部１４」，「ｄ軸及びｑ軸の電流制御部９，１０」の制御演算を行っているが、電動機電流検出手段において、電動機の交流電流検出値と回転位相指令から演算したｄ軸及びｑ軸の電流値を用いても同様の効果が得られる。
【００４７】
＜第５の実施例＞
第４の実施例では、第２の位相誤差Δθ^＊＊を磁極位置検出器３の出力で実際の位置情報である位置検出値θｉ（ｉ＝０，１，２，３，４，５）と回転位相指令θ^＊＊から求めた。第４の実施例では６つの位相でしか検出できなく、また磁極位置検出器３の取り付け誤差の影響を受けやすいため、この対策として、第５の実施例では、図１から図３に示した回転位相θ^＊を用いて、これと回転位相指令θ^＊＊から求める方式としている。
【００４８】
以下、図６を用いて第５の実施例の一例を説明する。これまで説明した実施例と同じ符号で示した構成要素は同一物である。
【００４９】
速度演算部４において、位置検出値θｉから数（３）にしたがって回転速度ω_１ ^＊を算出し、位相演算部５において位置検出値θｉと回転速度ω_１ ^＊を用いて、回転位相θ^＊を数（４）にしたがって演算する。減算器１５を用いて、位相指令θ^＊＊と上記の位相θ^＊との差を求めて第２の位相誤差とする。１６は、第４の実施例で示した組合せ部であるが、図６においては、先に示した第１の方法として加算部を示した。
【００５０】
次に第５の実施例のもたらす作用効果について説明する。図６の制御構成において、電圧ベクトル演算部８及び軸誤差演算部１４に設定する定数と、実際の電動機定数に誤差が存在する場合について考える。
【００５１】
最初に、組合せ部１６である加算部に第２の位相誤差Δθ^＊＊を加算しない場合を考える。軸誤差演算部１４において算出された第１の位相誤差Δθ^＊で周波数指令ω_１ ^＊＊が演算され、電圧ベクトル演算部８では、数（８）式で示されるように、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令Ｖｄ^＊＊，Ｖｑ^＊＊が演算される。
【００５２】
【数８】

【００５３】
ここで、電動機定数の設定誤差により、「制御の基準軸」の信号である位相指令θ^＊＊と「電動機の磁束軸」の信号である回転位相θ^＊の偏差である位相誤差Δθが発生すると、制御軸（ｄ_ｃ−ｑ_ｃ）から実軸（ｄ−ｑ）への座標変換行列は数（９）となる。
【００５４】
【数９】

【００５５】
Δθが発生する場合、制御側で作成したｄ軸及びｑ軸の電動機印加電圧Ｖｄ，Ｖｑは、数（８）と数（９）を用いて電動機定数設定値を用いて表すと、数（１０）となる。
【００５６】
【数１０】

【００５７】
一方、同じく、ｄ軸及びｑ軸の電動機印加電圧Ｖｄ，Ｖｑを電動機定数を用いて表すと、数（１１）で示すことができる。
【００５８】
【数１１】

【００５９】
ここで、数（１０）右辺＝数（１１）右辺の関係と、Ｉｄ^＊を「ゼロ」、Ｉｑ^＊を「所定値」に設定して電流制御を行うと、ｄ軸及びｑ軸の電流制御部９，１０の出力値ΔＶｄ，ΔＶｑは各々、数（１２），（１３）で示すことができる。
【００６０】
【数１２】

【００６１】
【数１３】

【００６２】
また、軸誤差演算部１４において、数（６）で算出される第１の位相誤差Δθ^＊に、数（８）を代入すると、数（１４）が得られる。
【００６３】
【数１４】

【００６４】
ここでも、電流制御部の作用により、Ｉｑ^＊＝Ｉｑｃ，Ｉｄ^＊＝Ｉｄｃ＝０となるので、Δθ^＊は数（１５）で示すことができる。
【００６５】
【数１５】

【００６６】
数（１２），（１３）で示される電流制御部の出力ΔＶｄ，ΔＶｑを数（１５）に代入すると、第１の位相誤差△θ^＊は数（１６）となる。
【００６７】
【数１６】

【００６８】
ここで、加算部に第２の位相誤差Δθ^＊＊を加算しない場合は、周波数演算部１７において、数（１６）で示す第１の位相誤差Δθ^＊と「ゼロ」を比較して、その偏差信号でＰＩ（比例＋積分）演算を行う結果、一定速度ではΔθ^＊は「ゼロ」となる。つまり、一定速度では、数（１６）の分子成分は数（１７）の関係になる。
【００６９】
【数１７】

【００７０】
この数（１７）から、一定速度で発生する位相誤差Δθを求めると、数（１８）が得られる。
【００７１】
【数１８】

【００７２】
数（１８）より、位相誤差△θの大きさは、ｑ軸インダクタンスＬｑの設定誤差（Ｌｑ^＊−Ｌｑ）に関係して発生していることがわかる。
【００７３】
次に、この位相誤差Δθが存在する場合の電動機トルク式を導出する。
【００７４】
ｄ−ｑ軸上での電動機トルク式を数（１９）に示す。
【００７５】
【数１９】

【００７６】
ここに、Ｐ_ｍ：電動機極対数
制御軸（ｄ_ｃ−ｑ_ｃ）から実軸（ｄ−ｑ）への座標変換行列を考えて、Ｉｄ^＊を「ゼロ」に設定して電流制御を行うと、数（２０）が得られる。
【００７７】
【数２０】

【００７８】
数（２０）より、位相誤差Δθが±π／２［ｒａｄ］に近づくと、ｑ軸電流推定値Ｉｑｃが指令値通りに発生していても「ｃｏｓΔ・Ｉｑｃ・Ｋｅ」成分が減少して、τ_ｍが「ゼロ」方向に減少していくことがわかる。
【００７９】
つまり、Ｌｑ^＊の設定誤差→位相誤差Δθ発生→電動機トルクτ_ｍ減少の関係がある。
【００８０】
そこで、図６に示した本実施例の通りに、組合せ部である加算部に、第２の位相誤差Δθ^＊＊を加算する場合では、第１の位相誤差Δθ^＊を修正する教唆信号として用いる。
【００８１】
ここでは、「制御の基準軸」の信号である回転位相θ^＊＊と「電動機の磁束軸」の信号である位相指令θ^＊の偏差である第２の位相誤差Δθ^＊＊（位相誤差Δθ相当）を、数（２１）で示すように減算部１５で求める。
【００８２】
【数２１】

【００８３】
さらに加算部において、第２の位相誤差Δθ^＊＊を第１の位相誤差△θ^＊に加算して数（２２）で示すように、第３の位相誤差Δθ^＊＊＊を演算する。
【００８４】
【数２２】

【００８５】
この第３の位相誤差Δθ^＊＊＊で、変換器の周波数指令ω_１ ^＊＊を演算し、更に、信号ω_１ ^＊＊から回転位相指令θ^＊＊を求めることにより、ベクトル制御の基準軸は正しく修正され（電動機の磁束軸に一致する）、数（１９）で示すような、ｑ軸電流値Ｉｑに比例した高精度なトルク制御を実現することができる。
【００８６】
＜第６の実施例＞
第５の実施例では、第２の位相誤差Δθ^＊＊を「ベクトル制御の基準軸を修正する教唆信号」として採用したが、本実施例では、第２の位相誤差Δθ^＊＊を用いて、電圧ベクトル演算部８″，軸誤差演算部１４′，ｑ軸電流制御部１０′の設定定数に用いるｑ軸インダクタンスの設定誤差△Ｌｑ＾を算出し、これを用いてｑ軸インダクタンスの自動設定を行う。
【００８７】
図７はこの実施例の構成を例示する。図７において、構成要素の符号１〜７，９，１１，１５〜１８，２１は図６のものと同一物である。そして、ｑ軸インダクタンス演算部１９は第３の位相誤差Δθ^＊＊からｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾（＝Ｌｑ^＊−Ｌｑ）を推定する。電圧ベクトル演算部８″は電動機定数と電流指令値Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊、周波数指令ω_１ ^＊＊及びｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾に基づいて電圧基準値Ｖｄ^＊，Ｖｑ^＊を演算する。また、ｑ軸電流制御部１０′はｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾に基づいて電流制御ゲインを修正する。さらに、軸誤差演算部１４′は電圧指令値Ｖｄ^＊＊，Ｖｑ^＊＊と電流推定値Ｉｄｃ，Ｉｑｃ及びｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾に基づいて、第１の位相誤差Δθ^＊を求める。
【００８８】
次に本発明のもたらす作用効果について説明する。
【００８９】
前述しているが、周波数演算部１７では、一定速度において、前記数（１７）が成立し、式を変形すると、数（２３）が得られる。
【００９０】
【数２３】

【００９１】
これより、ΔＬｑ（＝Ｌｑ^＊−Ｌｑ）を求めると、
【００９２】
【数２４】

【００９３】
つまり、ΔＬｑの推定値ΔＬｑ＾は、数（２５）に示す演算でＬｄの変わりにＬｄ^＊を用いて、求めることができる。尚、Ｌｄは電流飽和の影響が少なくＬｄ＝Ｌｄ^＊とおいても実害はない。
【００９４】
【数２５】

【００９５】
ここに＊は設定値あるいは指令値を表す。
【００９６】
ここで、図８を用いて、数（２５）の演算内容であるｑ軸インダクタンス演算部１９の一例を説明する。第２の位相誤差Δθ^＊＊は、ｔａｎ（Δθ^＊＊）を演算する関数器発生部１９Ａと、ｃｏｓ（Δθ^＊＊）を演算する関数発生部１９Ｂに入力され、１９Ａと１９Ｂの出力信号は除算器１９Ｃに入力される。１９Ｃでは除算演算が行われ、その出力値に電動機の誘導起電圧定数Ｋｅ^＊が乗じられる。その乗算値は、ｑ軸電流推定値Ｉｑｃと共に、除算器１９Ｄに入力される。ここでは、数（２６）にあるＩｑ^＊の変わりにＩｑｃを用いている。
【００９７】
また、関数発生部１９Ａの出力信号ｔａｎ（Δθ^＊＊）は乗算器１９Ｅに入力され、１９Ａの出力信号が２乗されて、ｄ軸インダクタンス設定値Ｌｄ^＊とｑ軸インダクタンス設定値Ｌｑ^＊の差分値（Ｌｄ^＊−Ｌｑ^＊）が乗じられる。この乗算値は、除算部１９Ｄの出力信号と供に減算部１９Ｆに入力され、その出力値がｑ軸インダクタンス設定誤差ΔＬｑ＾となる。
【００９８】
ここで、Ｌｄ≒Ｌｑ^＊（突極性が小）の電動機であれば、数（２５）を、数（２６）のように簡略化することもできる。
【００９９】
【数２６】

【０１００】
次に、以上のようにして演算して求めたｑ軸インダクタンス設定誤差ΔＬｑ＾の制御系への反映方法について示す。
【０１０１】
電圧ベクトル演算部８″では、信号△Ｌｑ＾を用いて数（２７）を演算する。
【０１０２】
【数２７】

【０１０３】
同様に、軸誤差演算部１４′においても、ｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾を用いて数（２８）を演算する。
【０１０４】
【数２８】

【０１０５】
このように、数（２７），（２８）に示すｑ軸インダクタンスの設定値を修正することで、Ｌｑ^＊の修正→位相誤差Δθ：「ゼロ」→指令値通りの電動機トルクτ_ｍ発生となり、高精度な位置センサレス制御を実現することができる。
【０１０６】
さらに、ΔＬｑ＾を用いて、ｑ軸電流制御部１０′の比例ゲインも変更することができる。ｑ軸電流制御部１０′の構成を図９に例示する。
【０１０７】
信号Ｉｑ^＊と信号Ｉｑｃの偏差信号ΔＩｑは、ｑ軸インダクタンス設定誤差ΔＬｑ＾と共に比例演算部１０′Ａに入力される。比例演算部１０′Ａでは、ｑ軸インダクタンス設定誤差ΔＬｑ＾を用いて比例ゲインＫＰ_ＡＣＲを数（２９）に従い演算し、ゲインＫＰ_ＡＣＲに偏差信号ΔＩｑを乗じて出力信号を得る。
【０１０８】
【数２９】

【０１０９】
ここに、ωｃ：電流制御系の開ループ応答周波数［ｒａｄ／ｓ］
次に信号△Ｉｑに積分ゲインＫＩ_ＡＣＲを乗じて積分処理を行った積分演算部１０′Ｂの出力信号と、前記比例演算部１０′Ａの出力信号を加算して、変換器の出力電圧を修正する信号△Ｖｑを演算する。
【０１１０】
ここでは、ｑ軸インダクタンス設定誤差ΔＬｑ＾により比例ゲインＫＰ_ＡＣＲを演算することにより、ｑ軸インダクタンスの設定誤差がある場合でも、設定通りの高応答なトルク応答を得ることができる。
【０１１１】
本実施例では、ｑ軸インダクタンス設定誤差△Ｌｑ＾に基づいて、ｑ軸電流制御部の制御ゲインを修正しているが、ｑ軸電流指令演算部の制御ゲインの修正に適用しても同様の効果が得られる。
【０１１２】
＜第７の実施例＞
先の実施例では、加算部にて、第３の位相誤差Δθ^＊＊＊を第２の位相誤差Δθ^＊＊と第１の位相誤差Δθ^＊とを加算した方式について説明した。これとは別の方法として、第２の位相誤差Δθ^＊＊を加算部にて加算しないで、第３の位相誤差Δθ^＊＊＊を第１の位相誤差Δθ^＊と等しくしても、第２の位相誤差Δθ^＊＊よりｑ軸インダクタンスの設定誤差△Ｌｑ＾を算出することはできるので、本実施例と同様の効果が得られることは明らかである。
【０１１３】
図１０に、その構成を例示する。図７に示した実施例と異なるのは、軸誤差演算部１４′の出力である第１の位相誤差Δθ^＊が直接、周波数演算部１７に入力されている点である。
【０１１４】
本実施例の作用効果は、先の実施例と同じなので、説明を省略する。
【０１１５】
＜第８の実施例＞
図１１を用いて本発明をモジュールに適用した例について説明する。本実施例は、第１実施例の実施形態を示すものである。ここで、速度演算部４，位相演算部５，電流推定部６，定数７，電圧ベクトル演算部８，ｄ軸電流制御部９，ｑ軸電流制御部１０，座標変換部１１は１チップマイコンを用いて構成している。また、前記１チップマイコンと電力変換器は、同一基盤上で構成される１モジュール内に納められている形態となっている。ここでいうモジュールとは「規格化された構成単位」という意味であり、分離可能なハードウェア／ソフトウェアの部品から構成されているものである。尚、製造上、同一基板上で構成されていることが好ましいが、同一基板に限定はされない。これより、同一筐体に内蔵された複数の回路基板上に構成されても良い。他の実施例においても同様の形態構成をとることができる。
【０１１６】
【発明の効果】
本発明によれば、電動機定数の変動や、ホール素子などの取り付け誤差の影響を受けることなく、低速度域からトルク不足を生じない交流電動機の制御装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。
【図２】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。
【図３】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。
【図４】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。
【図５】図４の装置における周波数演算部１５の説明図の一例。
【図６】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。
【図７】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。
【図８】図７の装置におけるｑ軸インダクタンス演算部１９の説明図の一例。
【図９】図７の装置におけるｑ軸電流制御部１０′の説明図の一例。
【図１０】本発明の他の実施例を示す永久磁石同期電動機のトルク制御回路構成図の一例。
【図１１】本発明の実施形態を示す構成図の一例。
【符号の説明】
１…永久磁石同期電動機、２…電力変換器、３…磁極位置検出器、４…速度演算部、５…位相演算部、６…電流推定部、８，８′，８″…電圧ベクトル演算部、９…ｄ軸電流制御部、１０…ｑ軸電流制御部、１１…座標変換部、１４…軸誤差演算部、１６…組合せ部、１７…周波数演算部、１８…位相指令演算部、１９…ｑ軸インダクタンス演算部、２１…直流電源、ＩＤＣ…入力直流母線電流検出値、Δθ^＊…第１の位相誤差、Δθ^＊＊…第２の位相誤差、Δθ^＊＊＊…第３の位相誤差、ΔＬｑ＾…ｑ軸インダクタンス設定誤差、θ^＊＊…位相指令、θ^＊ …位相。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an AC motor control device and a module using the same.
[0002]
[Prior art]
In the 1999 IEEJ Tokyo Branch Ibaraki Branch Research Presentation, "Development of a Fully Automatic Inverter Controlled Washing Machine", a description of the adoption of "open loop type vector control" with a motor current sensorless, low-resolution position detector. Have been.
[0003]
On the other hand, as a conventional technique provided with a magnetic pole position detector and a motor current sensor, there is a control device described in JP-A-2000-324881. In this method, as a motor current detector, a motor winding current is directly detected, and a voltage command is generated so that a command current and a detected current match in a rotating coordinate system.
[0004]
[Patent Document 1]
JP 2000-324881 A
[Non-patent document 1]
1999 IEEJ Tokyo Branch Ibaraki Branch Research Presentation Paper "Development of Fully Automatic Inverter Controlled Washing Machine"
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
An object of the present invention is to provide a control device for an AC motor that does not suffer from torque shortage from a low speed range without being affected by fluctuations of the motor constant or mounting errors of a Hall element or the like.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
One feature of the present invention is that the motor currents Id and Iq on the d-axis and the q-axis in the rotating coordinate system are estimated, and the estimated currents Idc and Iqc are used as the respective current command values Id.^*, Iq^*Is to control the output voltage of the power converter 2 so that
[0007]
Another feature of the present invention is that an input DC current value of a power converter that outputs DC and an AC output and a rotation phase obtained from a position detection signal of the AC motor are input, and rotation of the AC motor is performed. A current estimation unit that outputs estimated current values of the d-axis and q-axis AC motors of the coordinate system; a d-axis current control unit that performs control so that the estimated current value approaches a d-axis current command value; And a q-axis current control unit that performs control so that the value approaches the q-axis current command value.
[0008]
The other features of the present invention are as described in the claims of the present application.
[0009]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0010]
<First embodiment>
FIG. 1 shows a configuration example of a control device for a permanent magnet synchronous motor according to an embodiment of the present invention.
[0011]
FIG. 1 shows a three-phase AC voltage command value Vu.^*~ Vw^*A power converter 2 having a DC power supply 21 for outputting an output voltage proportional to the DC voltage to the permanent magnet synchronous motor 1 as an input, a magnetic pole position detector 3 capable of detecting a position detection value θi of the permanent magnet synchronous motor 1 for each electrical angle of 60 ° From the detected position value θi, the rotational speed ω of the permanent magnet synchronous motor 1₁ ^*, A position calculation value θi and a rotation speed ω₁ ^*Motor rotation phase θ^*  Calculates current estimated values Idc and Iqc of the d-axis (corresponding to the magnetic flux axis) and the q-axis (corresponding to the torque axis) of the rotating coordinate system from the input DC bus current detection value IDC of the power converter 2. Current estimation unit 6, torque command value τ^*  From the q-axis current command value Iq^*  , The motor constant and the current command value Id^*, Iq^*And rotation speed ω₁ ^*Based on the voltage reference value Vd^*, Vq^*, A d-axis current command value Id^*  -Axis current control unit 9, which outputs ΔVd according to the deviation between d-axis current estimated value Idc and q-axis current command value Iq^*  -Axis current control unit 10 that outputs ΔVq in accordance with the deviation between q-axis current estimated value Iqc and voltage reference value Vd^*, Vq^*And current control outputs ΔVd, ΔVq and rotational phase θ^*  From the three-phase AC voltage command value Vu^*~ Vw^*Is output from the coordinate conversion unit 11.
[0012]
The DC power supply 21 is a primary or secondary battery, or a commercial power supply or an AC power output from a generator 23, such as a DC power supply 211, is rectified by a rectifier 22 to charge and discharge a capacitor or a battery. May be created. Similarly, in the following embodiments, the DC power supply is similarly created, and the description in the following embodiments will be omitted.
[0013]
Also, the torque command value τ^*  And d-axis current command value Id^*  Is given by the host device. For example, the torque command value τ^*  Is given according to the operation of the input device. The same applies to the following embodiments.
[0014]
The components 1 to 5, 7, and 11 have the same configuration as the open-loop type vector control in the low-resolution position detector disclosed in the speed control type described above in the related art.
[0015]
First, a basic operation in a case where the open loop type vector control is applied to the torque control device will be described.
[0016]
Torque command value τ^*  -Axis current command value Iq from^*And d-axis current command Id^*In order to control the motor currents Iq and Id in accordance with the following formulas, the voltage reference value Vd for the d-axis and the q-axis is calculated in^*, Vq^*To control the converter output voltage.
[0017]
(Equation 1)

[0018]
here,
R₁ ^*: Set value of resistance, Ld^*, Lq^*: Set value of inductance of d axis and q axis
Ke^*: Set value of induced voltage constant, ω₁ ^*:Rotational speed
Further, the magnetic pole position detector 3 can detect the magnetic pole position at every 60 electrical degrees. In this embodiment, the position detection value θi at this time is
[0019]
(Equation 2)

[0020]
Here, i = 0, 1, 2, 3, 4, and 5.
[0021]
The speed calculator 4 calculates the rotation speed ω of the average speed in the shortest 60-degree section from the position detection value θi.₁ ^*Can be calculated.
[0022]
(Equation 3)

[0023]
Here, Δθ: θi-θ (i-1), Δt: time required to detect a position detection signal in a 60-degree section
However, actually, the average speed in the 120 degree section or more is actually used due to a mounting error of the magnetic pole position detector or the like.
[0024]
In the phase calculation unit 5, the position detection value θi and the rotation speed ω₁ ^*Using the rotational phase θ^*Is calculated as in equation (4) to control the reference phase of the electric motor 1.
[0025]
(Equation 4)

[0026]
The above is the basic configuration of the voltage control and the phase control in the open loop vector control method.
[0027]
If a high torque is required during the torque control operation, it is necessary to flow a large current corresponding to the torque. When a high torque is required for a continuous time, the winding resistance R inside the motor increases with time due to heat generated by the motor current. Then, the resistance set value R calculated by the voltage vector calculator 8 is calculated.^* And the actual resistance value R do not coincide with each other, so that a voltage required for the electric motor 1 cannot be supplied. As a result, there is a concern that a current required for generating torque does not flow, resulting in insufficient torque.
[0028]
Therefore, in the present embodiment, the currents Idc and Iqc on the d-axis and the q-axis of the rotating coordinate system are estimated from the DC current IDC flowing through the input DC bus of the power converter, and these signals match the respective command values. As described above, the signals ΔVd and ΔVq corresponding to the current deviations are obtained by the d-axis and q-axis

current controllers

9 and 10, and the output of the voltage vector calculator 8 and the addition unit are summed to obtain the output voltage of the converter. I am trying to fix it. As a result, R set by the voltage vector calculation unit 8^* And the actual resistance value R do not match, the output voltage is controlled so that the motor current matches the current command value, and high-precision torque control without torque shortage can be realized with an inexpensive configuration.
[0029]
In the present embodiment, the current command value Id is^*, Iq^*Using the voltage reference value Vd^*, Vq^*Is calculated, but the same effect can be obtained by using Idc and Iqc estimated from the DC current IDC.
[0030]
<Second embodiment>
FIG. 2 illustrates another embodiment of the present invention. The present embodiment is a torque control device for a permanent magnet electric motor that controls the output voltage of the converter only by d-axis and q-axis current control without performing output voltage vector calculation. In FIG. 2, reference numerals 1 to 7, 9 to 11, and 21 are the same as those in FIG. The difference from FIG. 1 shown in the previous embodiment is that the voltage vector calculation unit 8 is omitted. Even if the voltage vector calculation unit 8 is omitted, the output voltages of the converters are controlled by the

current control units

9 and 10 so that Idc and Iqc match the respective command values. Highly accurate torque control can be realized.
[0031]
<Third embodiment>
FIG. 3 illustrates another embodiment of the present invention. In the present embodiment, the current command value Id^**And Iq^**Is obtained from the outputs of the d-axis and q-axis current

command calculation units

12 and 13 in the permanent magnet synchronous motor torque control device. In FIG. 3, reference numerals 1 to 7, 11, and 21 are the same as those in FIG. 8 'is the motor constant and signal Id^**, Iq^**And rotation speed ω₁ ^*Based on the voltage reference value Vd^***, Vq^***, A voltage vector calculation unit that calculates Id^* And Id according to the deviation of Idc^**D-axis current command calculation unit that outputs^* And Iqc according to the deviation of^**This is a q-axis current command calculation that outputs This signal Id^**, Iq^**Is used to calculate the voltage reference value Vd shown in Expression (5).^***, Vq^***To control the converter output voltage.
[0032]
(Equation 5)

[0033]
Even in such a method, Id^*And Idc, Iq^*Considering that Iqc and Iqc are the same, it is apparent that the same operation and the same effect as in the above embodiment can be obtained.
[0034]
<Fourth embodiment>
In the first to third embodiments, the rotational speed ω is determined based on the position detection value θi detected by the magnetic pole position detector 3.₁ ^*Using the rotational phase θ^* However, in the medium to high speed range, it is necessary to perform speed averaging processing due to variations in the position detection signal due to the mounting error of the Hall element. Has been an issue for Therefore, by using the torque control device as the position sensorless control, it is possible to eliminate the influence of the variation of the position detection signal and realize a high response.
[0035]
FIG. 4 shows a configuration example of this embodiment. 4, the

reference numerals

1, 2, 3, 6, 7 to 11, 21 of the components are the same as those in FIG. Other configurations include the voltage command value Vd^**, Vq^**And the estimated current values Idc and Iqc, the rotational phase command θ^**Phase error Δθ, which is the difference between the actual rotor phase θ^*, A position detection value θi (i = 0, 1, 2, 3, 4, 5) output from the magnetic pole position detector 3 and a rotation phase command θ^**And the second phase error Δθ^**Subtractor 15 calculates the first phase error Δθ^*And the second phase error Δθ^**From the third phase error Δθ^***, The third phase error Δθ^***The frequency command ω of the converter using₁ ^**, And 18 is a signal ω₁ ^** And the rotational phase command θ^**From the phase command calculation unit 18 for obtaining
[0036]
The axis error calculation unit 14 calculates the actual rotor phase θ and the rotation phase command θ according to Equation (6).^**Is the first phase error Δθ^*(= Θ^**−θ).
[0037]
(Equation 6)

[0038]
This equation is a position error calculation method in the position sensorless operation method disclosed in JP-A-2001-251889.
[0039]
In the combination section 16, the above-described first phase error Δθ^*  And the second phase error Δθ^**And a third phase error Δθ using one of the following three methods:^***  Is calculated.
[0040]
The first method is a first phase error Δθ^*  And the second phase error Δθ^**Addition value or average value of.
[0041]
The second method is the first phase error Δθ^*  And the second phase error Δθ^**Choose the one with the larger absolute value of. In the third method, a phase error having a small absolute value is selected as a method to be used when there is a large variation in the mounting of the position detector, as opposed to the second method.
[0042]
Next, the frequency calculation unit 17 will be described with reference to FIG. Third phase error Δθ output from combination section 16^***Is compared to "zero". Proportional gain KP is added to the deviation signal._PLLAnd the deviation signal and the output signal of the proportional operation unit 17A multiplied by the integral gain KI._PLL, And an output signal of an integration operation unit 17B that performs an integration process by multiplying by a frequency command ω.₁ ^**Is calculated.
[0043]
In the phase command calculation unit 18, the frequency command ω₁ ^**  Is integrated as shown in Expression (7) to obtain the phase command θ^**And, via the coordinate transformation unit 11, θ^**Controls the phase of the output of the power converter 2 in accordance with
[0044]
(Equation 7)

[0045]
As described above, by using two types of information of the “position detection signal” and the “phase error estimated from the voltage and the current”, there is no need to perform speed averaging due to the variation of the position detection signal, and the like. It is possible to realize a responsive torque control system.
[0046]
In the fourth embodiment, the control calculations of the “axis error calculator 14” and the “d-axis and q-axis

current controllers

9 and 10” are performed using Idc and Iqc estimated from the DC current IDC. The same effect can be obtained by using the d-axis and q-axis current values calculated from the AC current detection value of the motor and the rotation phase command in the motor current detection means.
[0047]
<Fifth embodiment>
In the fourth embodiment, the second phase error Δθ^**Is the position detection value θi (i = 0, 1, 2, 3, 4, 5) which is the actual position information at the output of the magnetic pole position detector 3 and the rotational phase command θ^**Asked from. In the fourth embodiment, detection can be performed only at six phases, and the magnetic pole position detector 3 is easily affected by the mounting error. Therefore, as a countermeasure, the fifth embodiment is shown in FIGS. Rotation phase θ^*And the rotation phase command θ^**It is a method to obtain from.
[0048]
Hereinafter, an example of the fifth embodiment will be described with reference to FIG. The components denoted by the same reference numerals as those in the embodiments described so far are the same.
[0049]
In the speed calculation unit 4, the rotation speed ω is calculated from the position detection value θi according to Expression (3).₁ ^*And the phase calculation unit 5 calculates the position detection value θi and the rotation speed ω₁ ^*Using the rotational phase θ^* Is calculated according to equation (4). Using the subtracter 15, the phase command θ^**And the above phase θ^* Is obtained as a second phase error. Reference numeral 16 denotes a combination unit shown in the fourth embodiment. In FIG. 6, an addition unit is shown as the first method described above.
[0050]
Next, the function and effect of the fifth embodiment will be described. In the control configuration of FIG. 6, a case will be considered where there is an error between the constants set in the voltage vector calculation unit 8 and the axis error calculation unit 14 and the actual motor constants.
[0051]
First, a second phase error Δθ is added to the adder which is the combination unit 16.^**Is not added. First phase error Δθ calculated in axis error calculation unit 14^* At the frequency command ω₁ ^** Is calculated, and the voltage vector calculation unit 8 calculates the d-axis and q-axis voltage commands Vd as shown in Expression (8).^**, Vq^**Is calculated.
[0052]
(Equation 8)

[0053]
Here, due to the setting error of the motor constant, the phase command θ which is the signal of the “reference axis of control”^**And the rotational phase θ which is the signal of the “magnetic flux axis of the motor”^* When the phase error Δθ, which is the deviation of_c-Q_c) To the real axis (dq) are as shown in equation (9).
[0054]
(Equation 9)

[0055]
When Δθ occurs, the d-axis and q-axis motor applied voltages Vd and Vq created on the control side are expressed by the following equation (8) and equation (9) using the motor constant set value. ).
[0056]
(Equation 10)

[0057]
On the other hand, similarly, when the d-axis and q-axis motor applied voltages Vd and Vq are represented using the motor constants, they can be expressed by Expression (11).
[0058]
(Equation 11)

[0059]
Here, the relationship of the right side of the equation (10) = the right side of the equation (11) and Id^*To “zero”, Iq^*Is set to a “predetermined value” and the current control is performed, the output values ΔVd and ΔVq of the d-axis and q-axis

current control units

9 and 10 can be expressed by Expressions (12) and (13), respectively.
[0060]
(Equation 12)

[0061]
(Equation 13)

[0062]
The first phase error Δθ calculated by the equation (6) in the axis error calculation unit 14^*By substituting equation (8) into equation (8), equation (14) is obtained.
[0063]
[Equation 14]

[0064]
Here, too, due to the action of the current control unit, Iq^*= Iqc, Id^*= Idc = 0, so Δθ^*Can be represented by Equation (15).
[0065]
[Equation 15]

[0066]
By substituting the outputs ΔVd and ΔVq of the current control units shown in Expressions (12) and (13) into Expression (15), the first phase error △ θ^*Becomes the number (16).
[0067]
(Equation 16)

[0068]
Here, the second phase error Δθ is added to the adder.^**Is not added, the first phase error Δθ represented by the equation (16) is^* Is compared with “zero”, and a PI (proportional + integral) operation is performed using the deviation signal. As a result, at a constant speed, Δθ^* Becomes "zero". That is, at a constant speed, the molecular components of the equation (16) have the relationship of the equation (17).
[0069]
[Equation 17]

[0070]
When the phase error Δθ occurring at a constant speed is obtained from the equation (17), the equation (18) is obtained.
[0071]
(Equation 18)

[0072]
From the equation (18), the magnitude of the phase error △ θ is determined by the setting error (Lq^*-Lq).
[0073]
Next, an electric motor torque equation when the phase error Δθ exists is derived.
[0074]
Equation (19) shows the motor torque formula on the dq axes.
[0075]
[Equation 19]

[0076]
Where P_m: Number of motor pole pairs
Control axis (d_c-Q_c) To the real axis (dq), Id^* Is set to “zero” and current control is performed, Equation (20) is obtained.
[0077]
(Equation 20)

[0078]
From the equation (20), when the phase error Δθ approaches ± π / 2 [rad], the “cosΔ · Iqc · Ke” component decreases even if the q-axis current estimated value Iqc is generated according to the command value. τ_m  Decrease in the “zero” direction.
[0079]
That is, Lq^*Setting error → phase error Δθ generation → motor torque τ_mThere is a decreasing relationship.
[0080]
Therefore, as in the present embodiment shown in FIG. 6, the second phase error Δθ^**Is added, the first phase error Δθ^*  Is used as a solicitation signal for correcting.
[0081]
Here, the rotation phase θ which is the signal of the “reference axis of control”^**And the phase command θ which is the signal of the magnetic flux axis of the motor^*  The second phase error Δθ which is the deviation of^**(Corresponding to the phase error Δθ) is obtained by the subtraction unit 15 as shown in Expression (21).
[0082]
(Equation 21)

[0083]
Further, in the adding section, the second phase error Δθ^**To the first phase error △ θ^* And the third phase error Δθ as shown in equation (22).^***Is calculated.
[0084]
(Equation 22)

[0085]
This third phase error Δθ^***And the frequency command ω of the converter₁ ^**And the signal ω₁ ^** From rotation phase command θ^**, The reference axis of the vector control is correctly corrected (coincides with the magnetic flux axis of the electric motor), and high-precision torque control proportional to the q-axis current value Iq as shown in Expression (19) is realized. Can be.
[0086]
<Sixth embodiment>
In the fifth embodiment, the second phase error Δθ^**Is adopted as the “instruction signal for correcting the reference axis of the vector control”, but in the present embodiment, the second phase error Δθ^**Is used to calculate the setting error {Lq} of the q-axis inductance used for the setting constants of the voltage vector calculation unit 8 ″, the axis error calculation unit 14 ′, and the q-axis current control unit 10 ′, and using this, the q-axis inductance is calculated. Perform automatic setting of.
[0087]
FIG. 7 illustrates the configuration of this embodiment. 7, reference numerals 1 to 7, 9, 11, 15 to 18, and 21 of the components are the same as those in FIG. Then, the q-axis inductance calculator 19 calculates the third phase error Δθ^**From the q-axis inductance setting error {Lq} (= Lq^*-Lq). The voltage vector calculation unit 8 ″ includes a motor constant and a current command value Id.^*, Iq^*, Frequency command ω₁ ^** And the voltage reference value Vd based on the q-axis inductance setting error {Lq}.^*, Vq^*Is calculated. Further, the q-axis current control unit 10 'corrects the current control gain based on the q-axis inductance setting error {Lq}. Further, the axis error calculator 14 'calculates the voltage command value Vd^**, Vq^**Phase error Δθ based on the current estimated values Idc and Iqc and the q-axis inductance setting error {Lq}.^*Ask for.
[0088]
Next, the operation and effect of the present invention will be described.
[0089]
As described above, in the frequency calculation unit 17, the above equation (17) is satisfied at a constant speed, and the equation (23) is obtained by modifying the equation.
[0090]
(Equation 23)

[0091]
From this, ΔLq (= Lq^*-Lq),
[0092]
[Equation 24]

[0093]
That is, the estimated value ΔLq ＾ of ΔLq is calculated by Ld instead of Ld by the operation shown in Expression (25).^* Can be obtained by using Note that Ld is less affected by current saturation and Ld = Ld^*There is no real harm.
[0094]
(Equation 25)

[0095]
Here, * represents a set value or a command value.
[0096]
Here, an example of the q-axis inductance calculation unit 19, which is the calculation content of Expression (25), will be described with reference to FIG. Second phase error Δθ^**Is tan (Δθ^**), And a cos (Δθ)^**) Is input to a function generating unit 19B, and the output signals of 19A and 19B are input to a divider 19C. In 19C, a division operation is performed, and the output value of the division operation is the induced electromotive force constant Ke^* Is multiplied. The multiplied value is input to the divider 19D together with the q-axis current estimated value Iqc. Here, Iq in equation (26)^*Is replaced by Iqc.
[0097]
The output signal tan (Δθ) of the function generator 19A^**) Is input to the multiplier 19E, the output signal of 19A is squared, and the d-axis inductance set value Ld^*And q-axis inductance set value Lq^* Difference value (Ld^*-Lq^*). This multiplied value is input to the subtracting unit 19F together with the output signal of the dividing unit 19D, and the output value becomes the q-axis inductance setting error ΔLq ＾.
[0098]
Where Ld ≒ Lq^*If the motor has a small saliency, equation (25) can be simplified to equation (26).
[0099]
(Equation 26)

[0100]
Next, a method of reflecting the q-axis inductance setting error ΔLq ＾ calculated and calculated as described above to the control system will be described.
[0101]
The voltage vector calculation unit 8 ″ calculates Expression (27) using the signal {Lq}.
[0102]
[Equation 27]

[0103]
Similarly, the axis error calculation unit 14 'also calculates Equation (28) using the q-axis inductance setting error {Lq}.
[0104]
[Equation 28]

[0105]
As described above, by modifying the set value of the q-axis inductance shown in Expressions (27) and (28), Lq^* Correction → phase error Δθ: “zero” → motor torque τ according to command value_m As a result, high-precision position sensorless control can be realized.
[0106]
Further, the proportional gain of the q-axis current control unit 10 'can be changed using ΔLq ＾. FIG. 9 illustrates an example of the configuration of the q-axis current control unit 10 '.
[0107]
Signal Iq^* And a deviation signal ΔIq between the signal Iqc and the q-axis inductance setting error ΔLq ＾ is input to the proportional calculation unit 10′A. The proportional calculation unit 10'A uses the q-axis inductance setting error ΔLq ＾ to calculate the proportional gain KP_ACRIs calculated according to equation (29), and the gain KP_ACRIs multiplied by a deviation signal ΔIq to obtain an output signal.
[0108]
(Equation 29)

[0109]
Here, ωc: open loop response frequency of the current control system [rad / s]
Next, the integral gain KI is added to the signal △ Iq._ACR  Is added to the output signal of the integral operation unit 10'B, which has performed the integration process, and the output signal of the proportional operation unit 10'A to calculate a signal △ Vq for correcting the output voltage of the converter.
[0110]
Here, the proportional gain KP is determined by the q-axis inductance setting error ΔLq ＾._ACR  , A high-response torque response as set can be obtained even when there is a setting error in the q-axis inductance.
[0111]
In the present embodiment, the control gain of the q-axis current control unit is corrected based on the q-axis inductance setting error {Lq}, but the same applies to the correction of the control gain of the q-axis current command calculation unit. The effect is obtained.
[0112]
<Seventh embodiment>
In the above embodiment, the third phase error Δθ is calculated by the adder.^***  To the second phase error Δθ^**And the first phase error Δθ^*  Has been described. Alternatively, a second phase error Δθ^**Is not added by the adder, and the third phase error Δθ^***To the first phase error Δθ^*, The second phase error Δθ^**Since it is possible to calculate the setting error {Lq} of the q-axis inductance, it is clear that the same effect as in the present embodiment can be obtained.
[0113]
FIG. 10 illustrates the configuration. The difference from the embodiment shown in FIG. 7 is that the first phase error Δθ which is the output of the^*  Are directly input to the frequency calculation unit 17.
[0114]
Since the operation and effect of this embodiment are the same as those of the previous embodiment, the description is omitted.
[0115]
<Eighth embodiment>
An example in which the present invention is applied to a module will be described with reference to FIG. This example shows an embodiment of the first example. Here, the speed calculator 4, phase calculator 5, current estimator 6, constant 7, voltage vector calculator 8, d-axis current controller 9, q-axis current controller 10, and coordinate converter 11 are a one-chip microcomputer. It is constituted using. Further, the one-chip microcomputer and the power converter are housed in one module configured on the same base. The module as used herein means “standardized configuration unit”, and is composed of separable hardware / software components. In addition, although it is preferable to be comprised on the same board | substrate for manufacture, it is not limited to the same board | substrate. As a result, it may be configured on a plurality of circuit boards built in the same housing. A similar configuration can be adopted in other embodiments.
[0116]
【The invention's effect】
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the control apparatus of the AC motor which does not generate | occur | produce the torque shortage from a low-speed area | region without being affected by the fluctuation | variation of a motor constant or the mounting error of a Hall element etc. can be provided.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an example of a torque control circuit configuration diagram of a permanent magnet synchronous motor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an example of a torque control circuit configuration diagram of a permanent magnet synchronous motor showing another embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an example of a torque control circuit configuration diagram of a permanent magnet synchronous motor according to another embodiment of the present invention.
FIG. 4 is an example of a torque control circuit configuration diagram of a permanent magnet synchronous motor according to another embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an example of an explanatory diagram of a frequency calculation unit 15 in the device of FIG. 4;
FIG. 6 is an example of a torque control circuit configuration diagram of a permanent magnet synchronous motor showing another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is an example of a torque control circuit configuration diagram of a permanent magnet synchronous motor according to another embodiment of the present invention.
8 is an example of an explanatory diagram of a q-axis inductance calculating unit 19 in the device of FIG.
9 is an example of an explanatory diagram of a q-axis current control unit 10 'in the apparatus of FIG.
FIG. 10 is an example of a torque control circuit configuration diagram of a permanent magnet synchronous motor according to another embodiment of the present invention.
FIG. 11 is an example of a configuration diagram showing an embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Permanent magnet synchronous motor, 2 ... Power converter, 3 ... Magnetic pole position detector, 4 ... Speed calculation part, 5 ... Phase calculation part, 6 ... Current estimation part, 8, 8 ', 8 "... Voltage vector calculation part , 9: d-axis current control unit, 10: q-axis current control unit, 11: coordinate conversion unit, 14: axis error calculation unit, 16: combination unit, 17: frequency calculation unit, 18: phase command calculation unit, 19 ... q-axis inductance calculator, 21: DC power supply, IDC: input DC bus current detection value, Δθ^*... First phase error, Δθ^**... Second phase error, Δθ^***... Third phase error, ΔLq ＾, q-axis inductance setting error, θ^**… Phase command, θ^*  …phase.

Claims

Using the input DC current detection value of the power converter that outputs DC as input and AC as output, and the rotation phase obtained from the position detection signal of the AC motor as inputs, the d-axis and q-axis of the rotating coordinate system in the AC motor A current estimating unit that outputs an estimated current value of the AC motor,
A d-axis current control unit that performs control so that the estimated current value approaches a d-axis current command value;
A control device for an AC motor, comprising: a q-axis current control unit that performs control such that the estimated current value approaches a q-axis current command value.

In claim 1,
A speed calculation unit that outputs the rotation speed of the AC motor with the position detection signal as an input,
A first output voltage reference value for the d-axis and the q-axis is output based on the constant of the AC motor, the estimated current value and the rotation speed, or the constant of the AC motor, a current command value and the rotation speed. A voltage vector calculator,
An adder that adds an output signal of the d-axis current controller and the q-axis current controller to the first output voltage reference value and outputs a second output voltage reference value for each of the d-axis and the q-axis; Control device for AC motor.

As an input, an input DC current detection value of a power converter having a DC input and an AC output, and a rotation phase obtained from a position detection signal of the AC motor,
A current estimating unit that outputs an estimated current value of the d-axis and q-axis AC motors of the rotating coordinate system in the AC motor;
A d-axis current command calculator that controls the estimated current value to approach the first d-axis current command value and outputs a second d-axis current command value;
A q-axis current command calculator that controls the estimated current value to approach the first q-axis current command value and outputs a second q-axis current command value;
The second d-axis current command value, the second q-axis current command value, the constant of the AC motor and the rotation speed obtained from the position detection signal as inputs,
A control device for an AC motor, comprising: a voltage vector calculation unit that outputs d-axis and q-axis output voltage reference values.

A module comprising: the control device for an AC motor according to claim 1; and a power converter that converts DC to AC.

Motor current detecting means for detecting a motor current value flowing through the AC motor, and outputting motor currents of the d-axis and the q-axis of the rotating coordinate system from the motor current value and the rotation phase command;
an axis error calculation unit that receives a d-axis and q-axis output voltage reference value and the d-axis and q-axis motor currents and outputs a first phase error between the rotation phase command and the rotation phase of the AC motor; ,
A subtraction unit that receives a position detection signal and the rotation phase command and outputs a second phase error;
A combination unit that receives the first phase error and the second phase error, and outputs a third phase error;
A frequency calculation unit that outputs an output frequency of the power converter such that the third phase error approaches zero;
A control device for an AC motor, comprising: a phase command calculation unit configured to output the rotation phase command by using the output frequency as an input.

In claim 5,
A speed calculation unit that outputs a rotation speed of the electric motor from the position detection signal,
A phase calculation unit that outputs a rotation phase from the rotation speed and the position detection signal,
The control device for an AC motor, wherein the subtraction unit receives the rotation phase and the rotation phase command and outputs the second phase error.

In claim 5,
A control device for a motor, comprising: a q-axis inductance calculating unit that outputs a q-axis inductance value of the AC motor based on the second phase error.

In claim 7,
The q-axis inductance calculator generates a tangent signal and a cosine signal of the second phase error, divides the tangent signal by the cosine signal, and then multiplies the reciprocal of an induced electromotive voltage constant of the AC motor. A control device for the AC motor, wherein the q-axis inductance value is calculated by dividing the q-axis inductance value by a q-axis current command value or a current estimation value.

In claim 7,
A control device for an AC motor, wherein the axis error calculation unit performs calculation using the q-axis inductance value.

In claim 7,
A control device for an AC motor, wherein the output voltage reference value is calculated using the q-axis inductance value.

In claim 7,
a q-axis current control unit or a q-axis current command calculation unit,
Using the q-axis inductance value,
A control device for a permanent magnet synchronous motor, wherein a control constant of the q-axis current control unit or a control constant of the q-axis current command calculation unit is corrected.

In claim 5,
The control device for an AC motor, wherein the motor current detection unit estimates the d-axis and q-axis motor currents from input DC current detection values of the power converter.

A module comprising: the control device for an AC motor according to claim 5; and a power converter that converts DC to AC.

Motor current detecting means for detecting a motor current value flowing through the AC motor, and outputting motor currents of the d-axis and the q-axis of the rotating coordinate system from the motor current value and the rotation phase command;
A first phase error value between a rotation phase command and a rotation phase of the AC motor is output by inputting d-axis and q-axis output voltage reference values, the d-axis and q-axis motor currents, and a motor constant. An axis error calculator,
A frequency calculator that outputs an output frequency of the power converter so that the first phase error approaches zero;
A phase command calculation unit that outputs the rotation phase command with the output frequency as an input,
A subtraction unit that outputs a second phase error that is a difference value between the rotation phase command and a rotation phase obtained from a position detection signal of the AC motor;
A control device for an AC motor, comprising: a q-axis inductance calculating unit that calculates a constant of the AC motor from the second phase error.

In claim 14,
The control device for an AC motor, wherein the motor current detection unit estimates the d-axis and q-axis motor currents from input DC current detection values of a power converter.

A module comprising: the control device for an AC motor according to claim 14; and a power converter that converts DC to AC.

Using the input DC current detection value of the power converter that outputs DC as input and AC as output, and the rotation phase obtained from the position detection signal of the AC motor as inputs, the d-axis and q-axis of the rotating coordinate system in the AC motor Current estimation processing for outputting the estimated current value of the AC motor of
D-axis current control processing for controlling the estimated current value to approach the d-axis current command value;
A q-axis current control process for controlling the estimated current value to approach the q-axis current command value.

In claim 17,
Speed calculation processing for outputting the rotation speed of the AC motor with the position detection signal as input,
A first output voltage reference value of the d-axis and the q-axis is output based on the constant of the AC motor, the estimated current value and the rotation speed, or the constant of the AC motor, a current command value and the rotation speed. Voltage vector calculation processing,
Adding an output signal of the d-axis current control process and the q-axis current control process to the first output voltage reference value and outputting a second output voltage reference value for each of the d-axis and the q-axis. Control method of AC motor.