JP2004312527A

JP2004312527A - High frequency amplifier

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Publication number: JP2004312527A
Application number: JP2003105354A
Authority: JP
Inventors: Jiyunya Dousaka; 淳也堂坂
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 2003-04-09
Filing date: 2003-04-09
Publication date: 2004-11-04

Abstract

【課題】主増幅器の利得を安定させることのできる小規模且つ安価な高周波増幅装置を提供する。
【解決手段】分配器１１によって入力信号を二つの経路に分配し、一方の経路において入力信号を主増幅器１３で増幅し、他方の経路において遅延器１４によって主増幅器１３での増幅に要する時間だけ入力信号を遅延し、主増幅器１３の利得と同一の結合量の方向性結合器１５を用いて、両経路の信号を逆相で合成し、ベクトル制御部１８において、合成結果における基本波成分のレベルに基づき、当該レベルが最小となるよう主増幅器に入力される入力信号の減衰量及び位相調整量を特定し、当該減衰量及び位相調整量を反映した制御信号をベクトル調整部１２に出力して主増幅器１３の前段でベクトル調整を行う高周波増幅装置である。
【選択図】図１A small-sized and inexpensive high-frequency amplifier capable of stabilizing the gain of a main amplifier is provided.
An input signal is divided into two paths by a distributor, an input signal is amplified by a main amplifier in one path, and a time required for amplification in the main amplifier by a delay unit in the other path. The input signal is delayed, and the signals of both paths are combined in opposite phases by using the directional coupler 15 having the same coupling amount as the gain of the main amplifier 13. Based on the level, the attenuation and phase adjustment of the input signal input to the main amplifier are specified so that the level is minimized, and a control signal reflecting the attenuation and phase adjustment is output to the vector adjustment unit 12. This is a high-frequency amplifier that performs vector adjustment at a stage prior to the main amplifier 13.
[Selection diagram] Fig. 1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信において高周波信号の増幅を行う高周波増幅装置に係り、特に安定した利得で信号を増幅できる小規模且つ安価な高周波増幅装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話等の無線通信システムでは、一般にメガヘルツ又はギガヘルツ帯の高周波の無線信号を用いて無線通信を行う。無線通信システムの基地局及び中継局では、遠方へ無線信号を送信するために、無線信号を増幅して送信する必要がある。このため上記基地局及び中継局には、無線信号を増幅するための高周波増幅装置が備えられている。
【０００３】
多チャネルの無線信号が一度に入力される等、高レベルの入力信号を増幅するような場合、当該装置で用いる増幅器（アンプ）の非線形特性に伴って、僧服器が飽和し、増幅器の利得の安定を保つことが難しくなる。これにより、無線信号の品質が劣化し、携帯電話では通話エリアの確保が困難となる。
このため従来の高周波増幅装置は、増幅器の入出力レベルに基づいて増幅器の利得を監視及び制御することにより、増幅器の利得の安定化を図っている。
【０００４】
アンプの利得の安定化を図る高周波増幅装置として、平成６年７月１５日公開の特開平６―１９６９３９号「高周波パワーアンプの歪み補償回路」（出願人：ソニー株式会社、発明者：佐藤秀明他）が提案されている。
【０００５】
上記回路は、高周波パワーアンプの入力信号レベルを調整する可変利得回路と、高周波パワーアンプへの入力信号を検波して対数変換した結果と、高周波パワーアンプの出力信号を減衰して検波し、さらに対数変換した結果との差信号を算出することで高周波パワーアンプの利得を検出する利得検出回路と、利得検出回路の利得に基づいて可変利得回路の制御電圧を供給するループフィルタを設け、高周波パワーアンプの非線形歪みを負帰還で補償するようにしたもので、十分なループ利得を得ることができ、しかも温度特性や経時劣化の影響を受けずに歪みを補償することができる。
【０００６】
【特許文献１】
特開平６−１９６９３９号公報（第３〜４頁、第１図）
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の高周波増幅装置では、主増幅器の利得を安定させるために、回路規模及び製造コストが増大するという問題点があった。
ここで、従来の一般的な高周波増幅装置と、その利得監視及び制御方法について、図を用いて説明する。
まず、従来の一般的な高周波増幅装置について説明する。図６及び図７は、携帯電話システムの構成図であり、図６は中継局を用いた携帯電話システムの構成図を、図７は子局を用いた携帯電話システムの構成図を示している。
【０００８】
図６において、中継局６２は、基地局６１と携帯端末６３との間の無線通信の中継を行う。中継局６２には、アンテナ部６２１、６２６と、フィルタ部６２２、６２５と、増幅器６２３、６２４とが設けられており、これらの構成によって高周波増幅装置が形成される。このうちフィルタ部６２２、６２５は、中継局６２での受信信号を無線通信で使用する周波数帯域に帯域制限するものである。
【０００９】
中継局６２において、基地局６１からの下り方向の信号は、アンテナ部６２１で受信され、フィルタ部６２２で帯域制限が行われた後、増幅器６２３でレベルの増幅が行われる。増幅された受信信号は、フィルタ部６２５で帯域制限を行われ、アンテナ部６２６を介して携帯端末６３へ無線送信される。
また、携帯端末６３からの上り方向の信号は、アンテナ部６２６で受信され、フィルタ部６２４で帯域制限が行われた後、増幅器６２５でレベルの増幅が行われる。増幅された受信信号は、フィルタ部６２２で帯域制限を行って、アンテナ部６２１を介して基地局６３へ無線送信される。
【００１０】
また、図７において、子局６５は、基地局（親局）６４と同軸ケーブル等の有線で接続されており、基地局６４との間では有線による通信を、携帯端末６３との間では無線通信を行うことで、基地局６４と携帯端末６３との通信中継を行う。図７において、基地局６４は、基地局変復調装置（ＭＤＥ：ＭｏｄｕｌａｔｉｏｎａｎｄＤｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎＥｑｕｉｐｍｅｎｔ）であってもよい。
子局６５には、増幅器６５１、６５２と、フィルタ部６５３と、アンテナ部６５４とが設けられており、これらの構成によって高周波増幅装置が形成される。フィルタ部６５３は、図６のフィルタ部６２２、６２５と同様、子局６２での受信信号を無線通信で使用する周波数帯域に帯域制限するものである。
【００１１】
子局６５において、基地局６４からの下り方向の信号は、有線によって増幅部６５１に入力されて増幅が行われた後、フィルタ部６５３で帯域制限が行われ、アンテナ部６５４を介して携帯端末６３へ無線送信される。
また、携帯端末６３からの上り方向の信号は、アンテナ部６５４で受信され、フィルタ部６５３で帯域制限が行われた後、増幅器６５２でレベルの増幅が行われる。増幅された受信信号は、基地局６４へ有線送信される。
図７に示す子局は、特にビル、山間部等の無線信号の不感地帯に設置されるものであり、これにより不感地帯にも無線通信サービスを提供することができる。
【００１２】
次に、従来の一般的な高周波増幅装置における利得監視及び制御方法について、図８〜図１３を用いて説明する。
高周波増幅装置で用いる増幅器の利得監視の方法としては、増幅器の入出力レベルを監視する方法が一般的である。この場合の利得監視方法の原理について、図８を用いて説明する。図８は、高周波増幅装置において入力信号を増幅して出力する目的で用いられる主増幅器８１の構成を示した図である。
例えば主増幅器８１の入力端子からＡｄＢｍの入力信号が入力され、入力信号の増幅を行われた結果、（Ａ＋α）ｄＢｍの出力信号を出力端子から出力されたとする。このとき、増幅によって増加したレベルαｄＢｍが、主増幅器８１の利得であり、主増幅器８１の入力信号と出力信号のレベル差を検出することで、主増幅器８１の利得を監視できる。
【００１３】
図９は、主増幅器８１の利得を監視する高周波増幅装置の構成ブロック図である。図９の高周波増幅装置は、主増幅器８１の前段に結合器８２を設けており、さらに結合器８２には、増幅器８２、検波器８４及びＡ／Ｄ変換器８５とが連続して接続されている。ここで増幅器８２は、検波器８４において入力信号を検波できるレベルにまで増幅する目的で設けられているものであり、利得値が固定されている。また、検波器８４に、ダイナミックレンジの広いログアンプを用いる場合には、増幅器８２は不要である。
また、図９の高周波増幅装置は、主増幅器８１の後段に結合器８６を設けており、さらに結合器８６には、検波器８７及びＡ／Ｄ変換器８８とが連続して接続されている。
【００１４】
図９の高周波増幅装置では、入力端子から入力信号が結合器８２に入力されると、主増幅器８１及び増幅器８２に分岐して出力される。このうち増幅器８２に出力された入力信号は、増幅器８２でレベルの増幅が行われ、検波器８４で検波されて、Ａ／Ｄ変換器８５でデジタル変換され、デジタルデータの入力信号のレベル値（入力レベル）が求められる。
【００１５】
また、主増幅器８１で増幅され、出力された出力信号は、結合器８６に入力されると、出力端子及び検波器８７に分岐して出力される。このうち検波器８７に出力された出力信号は、検波器８７で検波が行われ、さらにＡ／Ｄ変換器８８でデジタル変換されて、デジタルデータの出力信号のレベル値（出力レベル）が求められる。
【００１６】
図９の高周波増幅装置は、入力レベルと出力レベルを参照し、これらのレベル差を検出することで主増幅器８１の利得を監視できる。入力レベルに対する主増幅器８１の利得の理想値が予め分かっている場合には、入力レベル及び出力レベルを参照することによって、主増幅器の利得が正常か否かを判定でき、出力レベルが変化した場合には、利得可変器（図示せず）を用いて主増幅器への入力レベルを調整するなどの制御を行って、主増幅器の線型性を保つことができる。
【００１７】
また、図１０は、ダイナミックレンジが広域となる場合に対応して主増幅器８１の利得を監視できる高周波増幅装置の構成ブロック図である。図１０の高周波増幅装置は、結合器８６と検波器８７との間に減衰器（図ではＡＴＴ）８９を設けた点が図９の高周波増幅装置の構成と異なる。
図１０の高周波増幅装置では、主増幅器の出力信号は、結合器８６から分岐して出力端子及び減衰器８９に出力される。出力信号は減衰器８９においてレベルが減衰されたのち、検波器８７で検波されて、Ａ／Ｄ変換器８８でデジタル変換されて出力レベルが求められる。
図１０の高周波増幅装置は、出力信号を減衰させて出力レベルを求めることによって、歪みや雑音が発生することなく入力信号を増幅することのできるレベル範囲であるダイナミックレンジが広域となるよう要求される環境においても、利得を監視して、主増幅器の線型性を保つことができる、
【００１８】
ところで、実際の無線通信システムでは、送信信号のレベルが不安定であったり、フェージング等の影響を受けることで、高周波増幅装置への入力信号のレベルが瞬時に変動することがある。特に、ＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）や多値ＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）による変調方式による無線通信では、伝送情報量が多大となるため、入力信号が瞬時に且つ大幅に変動する傾向がある。
【００１９】
上述した従来の一般的な高周波増幅装置は、大幅な変動をカバーするダイナミックレンジに対応できておらず、仮に対応できたとしても、主増幅器の入力側及び出力側で複数種のデバイスを必要とするため、各デバイスの入出力特性のばらつきや、温度又は経年劣化による特性の変化によって、利得を安定して監視できない他、デバイスを設けたことによって回路規模及び消費電力が増大するという問題点がある。
【００２０】
また、従来の一般的な高周波増幅装置は、入力信号の瞬時のレベル変動に対応して正確な利得値を監視することができない。この現象について、図１０及び図１１を用いて説明する。図１１は、入力レベルが瞬時に変動する場合の入力レベルの時間的変化を表したグラフ図であり、縦軸はレベルを、横軸は時間を示している。
【００２１】
ここで図１０の高周波増幅装置に対し、時間ｔ１に急峻なレベルの入力信号が入力されたとする。通常増幅器では、信号の増幅に所定の時間を要し、信号の入力後所定時間だけ遅延して出力信号が出力される。図１０の主増幅器８１における遅延時間をτとすると、時間ｔ１の入力信号に対応する出力信号は、遅延時間τだけ経過した後の時間ｔ２において出力される。
【００２２】
ところが図１１に示されるように、遅延時間τの間にも入力信号のレベルは大きく変動しており、時間ｔ２における入力信号のレベルは、時間ｔ１のレベルよりも大幅に小さいものとなっている。したがって時間ｔ２における主増幅器８１の利得の監視を行おうとしても、求められる入力レベルと出力レベルとは互いに対応したものとはならず、高周波増幅装置は、時間ｔ２における正確な利得値を監視することができない。
【００２３】
主増幅器８１における正確な利得値を監視できないことに起因して、高周波増幅装置に誤動作が起きる場合がある。通常、誤動作を防止するため、高周波増幅装置は、主増幅器８１の利得の平均値を求め、当該利得の平均値が予め設定された閾値を越えた場合に警告を発したり、または利得の誤差を補償するような制御を行っている。しかしながら上記制御を行う場合でも、異常の検出から数秒程の時間を要するため、この間にも誤動作の発生するおそれがあり、高周波増幅装置の安定性及び信頼性を保証できるものとはなっていない。
【００２４】
入力レベルの瞬時且つ大幅な変動に対応して主増幅器の利得を監視するため、利得監視用のパイロット信号を用いて利得監視を行う高周波増幅装置が従来から用いられている。図１２は、パイロット信号を用いて利得監視を行う高周波増幅装置の構成ブロック図である。
図１２の高周波増幅装置は、結合器８２に増幅器９０、パイロット信号生成部９１とが連続して接続されており、また結合器８６と検波器８７との間に、フィルタ９２を設けた点が図９及び図１０の高周波増幅装置の構成と異なる。また、パイロット信号生成部９１は、ＰＬＬ（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ）９１１と、ＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御発振器）９１２と、Ｔｃｘｏ（ＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏｍｐｅｎｓａｔｅｄＸｔａｌＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ：温度補償水晶発振回路）９１３とから構成されている。
【００２５】
図１２の高周波増幅装置のパイロット信号生成部９１において、ＶＣＯ９１２はパイロット信号を発振するものであり、Ｔｃｘｏ９１３はパイロット信号の位相を決定する制御信号を発振するものである。そしてＰＬＬ９１１は、ＶＣＯ９１２との回路のループを制御し、Ｔｃｘｏ９１３からの制御信号の位相に同期させて、ＶＣＯ９１２のパイロット信号を発振させ、増幅器９０に出力する。ＶＣＯ９１２で発振されるパイロット信号は、無線通信の通信周波数帯域内の信号である。
【００２６】
パイロット信号生成部９１１で生成されたパイロット信号は、増幅器９０で増幅された後、結合器８２に出力される。結合器８２に出力されたパイロット信号は、同じく結合器８２に入力される入力信号と合成されて、主増幅器８１に入力される。増幅器９０は固定の利得値を有する増幅器であり、増幅器９０で増幅されるパイロット信号のレベルは、主増幅器８１のダイナミックレンジ内の規定のレベル値である。
【００２７】
主増幅器８１で増幅され、出力された出力信号は、結合器８６に入力されると、出力端子及びフィルタ９２に分岐して出力される。フィルタ９２に出力された出力信号は、フィルタ９２において通信周波数帯への帯域制限が行われ、検波器８７で検波された後、Ａ／Ｄ変換器８８でデジタル変換されて、出力レベルが求められる。
【００２８】
図１２の高周波増幅装置では、出力レベルのうち、パイロット信号に対応する出力レベルを参照することにより、主増幅器８１の利得を監視する。主増幅器８１への入力時のパイロット信号は、規定のレベルの信号であるため、入力時のパイロット信号のレベルが分かっていれば、入力信号のレベルによらず、主増幅器８１の利得を監視することができる。
上記パイロット信号を用いた利得監視方法は、入力信号のレベルが瞬時に且つ大幅に変動する場合や、ＴＤＭＡ（ＴｉｍｅＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅＡｃｃｅｓｓ）通信方式のように、入力信号がランダム且つバースト状に発生するため、入力信号との同期を図ることが困難な場合に有効である。
【００２９】
しかしながら、上記パイロット信号を用いて利得監視を行う高周波増幅装置は、ＶＣＯ９１１やＰＬＬ９１２等のように、パイロット信号を生成するための高価な部品が必要となるため、製造コストが増大するという問題点がある。また、パイロット信号生成のための構成を設けることにより、回路規模及び消費電力が増大するという問題点がある。
上述したように、従来の一般的な高周波増幅装置は、主増幅器の利得を安定させるために、利得監視を行う構成を新たに設ける必要があるため、当該構成を設けることによって回路規模や消費電力が増大し、製造コストも増大するという問題点があった。
【００３０】
一方、近年の移動通信用基地局のマルチキャリア共通増幅装置として、歪補償を行う高周波増幅装置が用いられている。上記歪補償を行う高周波増幅装置としては、フィードフォワード方式（以下、ＦＦ方式）の増幅装置やプリディストーション方式（以下、ＰＤ方式）の増幅装置が多用されている。
ＦＦ方式の増幅装置は、主増幅器で増幅された出力信号と入力信号とを逆相で合成し、主増幅器の非線型性に起因して発生する歪を検出するための歪検出ループと、検出された歪と出力信号とを逆相で合成して歪を補償するための歪補償ループとを備えた増幅装置である。また、ＰＤ方式の増幅装置は、出力信号から抽出した歪成分のレベルに基づき、出力信号に歪が発生しないよう入力信号の減衰又は位相調整を行うことで、歪補償を行う増幅装置である。
【００３１】
特にこれまで（第３世代（ＩＭＴ−２００））の携帯電話の通信システムにおいては、主増幅器の利得が安定しやすい理由で、ＦＦ方式の増幅装置が活用されてきた。また、ＦＦ方式の増幅装置は、パイロット信号を用いた歪補償の制御が可能である。つまり、ＦＦ方式の増幅装置は、主増幅器の前段で入力信号に対してパイロット信号を合成して増幅し、歪補償後の信号に含まれる当該パイロット信号成分のレベル値に基づいて、入力信号の減衰又は位相調整を行うことで、歪補償の制御を行う。
【００３２】
しかしながら、ＦＦ方式の増幅装置は構成上、歪補償ループで信号レベルの損失が発生するため、高効率での増幅が要求される通信環境には適さない。したがって最近では、レベルの損失の少ないＰＤ方式の増幅装置が見直されてきている。
【００３３】
図１３は、従来の一般的なＰＤ方式の高周波増幅装置の構成ブロック図である。図１３の高周波増幅装置は、主増幅器８１と、方向性結合器９３と、ミキサ９４と、フィルタ９５と、増幅器９６と、検波器９７とから構成されている。また、図１３に併せて示されているグラフは、高周波増幅装置を構成する各デバイスにおける信号のスペクトラム波形を表している。
【００３４】
図１３の高周波増幅装置では、主増幅器８１において増幅された出力信号は、方向性結合器９２の入力端子ａに入力され、そのまま出力ポートｃから外部へ出力される一方、出力ポートｂからミキサ９４に出力される。また、方向性結合器９２における出力ポートｄには、終端抵抗（図示せず）が接続されている。
ミキサ９４は、通信周波数のローカル信号と出力信号との合成を行って、合成結果をフィルタ９５に出力する。ミキサ９４においてローカル信号が合成された出力信号は、スペクトラム波形に示されるように、通信周波数である基本波成分（グラフ中央の最長の線）のレベルが増幅される。また、当該出力信号には、主増幅器８１の増幅により、基本波成分の周囲の帯域に歪成分が発生している。
【００３５】
フィルタ９５は、合成結果に対し、基本波成分の周波数以外の信号成分のみを透過させる帯域制限を行い、増幅器９６に出力する。フィルタ９５で帯域制限の行われた出力信号は、スペクトラム波形に示されるように、歪成分が残った状態となる。
歪成分のみ透過された出力信号は、増幅器９６によって増幅された後、検波器９７によって検波が行われ、レベルが求められる。図１３の高周波増幅装置は、検波器９７で求められた歪成分のレベルに基づいて、歪成分のレベルを低減するよう、入力信号の減衰又は位相調整を行う。
【００３６】
これら歪補償を行う増幅装置においても、主増幅器の利得を安定させた状態に保つことで、歪の発生を防止でき、増幅装置の安定性及び信頼性を向上できる。
しかしながら、ＰＤ方式の増幅装置は、主増幅器の利得が安定しやすいＦＦ方式の増幅装置と異なり、主増幅器の利得を安定に保つためには、主増幅器の利得監視が必要となる。
さらに、ＰＤ方式の増幅装置は、増幅対象となる信号のレベルに基づいて歪検出及び歪補償を行う構成のため、パイロット信号を用いることはできない。したがってＰＤ方式の増幅装置は、図１３に示すように、出力信号から歪を抽出し、歪のレベルを監視する必要がある。
【００３７】
しかし、図１３において歪を抽出するためには、ミキサ９４にはインターセプトポイントの高さ、すなわち妨害波の影響の受けにくさが要求され、高レベルのローカル信号との合成によって、基本波成分のレベルを増幅させるようにしなければならない。
またフィルタ９５には透過対象外の周波数帯を確実に減衰できる能力が要求されるため、これらの部品が高額となり、結果として高周波増幅装置の製造コストが増大するという問題点があった。
【００３８】
本発明は上記実情に鑑みて為されたもので、安定した利得で信号を増幅できる小規模且つ安価な高周波増幅装置を提供することを目的とする。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上記従来例の問題点を解決するための本発明は、高周波増幅装置において、入力信号を２つのルートに分配する分配器と、分配された一方のルートに設けられ、制御信号により入力信号の減衰及び位相調整のベクトル調整を行うベクトル調整部と、一方のルートにおいてベクトル調整部の後段に設けられ、入力信号の増幅を行う主増幅器と、分配された他方のルートに設けられ、主増幅器において増幅に要する時間だけ入力信号を遅延して出力する遅延器と、主増幅器の利得と同一量の結合量を有し、主増幅器によって増幅された信号と、遅延器によって遅延された信号とを逆相で合成し、合成結果を一方の出力ポートから出力し、他方の出力ポートから主増幅器によって増幅された信号を出力する方向性結合器と、方向性結合器から出力された合成結果の基本波成分のレベル値に基づき、当該基本波成分のレベル値が最小となるような入力信号の減衰量及び位相調整量を特定し、減衰量及び位相調整量を反映した制御信号をベクトル調整部に出力するベクトル制御部とを備えたものであり、小規模且つ安価で主増幅器の利得を安定させることができる。
【００４０】
また、上記高周波増幅装置において、ベクトル制御部は、方向性結合器から出力された合成結果の歪成分のレベル値に基づき、当該歪成分を補償するような入力信号の減衰量及び位相調整量を特定し、減衰量及び位相調整量を反映した制御信号をベクトル調整部に出力するものであり、小規模且つ安価で主増幅器の利得を安定させ、且つ主増幅器で発生する歪を補償することができる。
【００４１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について図面を参照しながら説明する。
本発明の実施の形態に係る高周波増幅装置は、入力信号を二つの経路に分配し、一方の経路において入力信号を主増幅器で増幅し、他方の経路において主増幅器での増幅に要する時間だけ入力信号を遅延し、主増幅器の利得と同一の結合量の方向性結合器を用いて、両経路の信号を逆相で合成し、合成結果における基本波成分のレベルに基づき、当該レベルが最小となるよう主増幅器に入力される入力信号の減衰及び位相調整のベクトル調整を行うものであり、これにより小規模且つ安価で主増幅器の利得を安定させることができる。
【００４２】
また、本発明の実施の形態に係る他の高周波増幅装置は、上記高周波増幅装置において、合成結果における歪成分のレベルに基づき、当該歪成分を補償するよう主増幅器に入力される入力信号のベクトル調整を行うものであり、これにより小規模且つ安価で主増幅器の利得を安定させ、且つ主増幅器で発生する歪を補償することができる。
尚、請求項におけるベクトル調整部は、図のベクトル調整部及びＰＤ部に相当する。
【００４３】
本発明の第１の実施の形態の高周波増幅装置（以下、第１の増幅装置）の構成について、図１を用いて説明する。図１は、第１の増幅装置の構成ブロック図である。また、図１に併せて示されているグラフは、第１の増幅装置を構成する各部における信号のスペクトラム波形を表している。
第１の増幅装置は、基地局又は中継局等において無線通信対象の高周波の入力信号を主増幅器１３で増幅し、出力するものである。
【００４４】
第１の増幅装置は、図１に示すように、分配器１１と、ベクトル調整部１２と、主増幅器１３と、遅延器１４と、方向性結合器１５と、検波器１６と、Ａ／Ｄ変換器１７と、ベクトル制御部１８を備えている。また、第１の増幅装置において、分配器１１と方向性結合器１５との間で、ループを形成している。
【００４５】
次に、第１の増幅装置の各部について説明する。
分配器１１は、第１の増幅装置の入力端子から入力されたアナログで高周波の入力信号を、ベクトル調整器１２と遅延器１４の二つの経路に分配して出力する。
ベクトル調整器１２は、ベクトル制御部１８から出力される制御信号に基づいて、入力信号の減衰及び位相調整のベクトル調整を行う。ベクトル調整器１２は、減衰器及び移相器を内蔵するような構成としてもよい。
【００４６】
主増幅器１３は、ベクトル調整部１２で調整された入力信号の増幅を行い、方向性結合器１５の第１の入力ポートに出力する。
遅延器１４は、分配器１１から出力された入力信号を規定時間遅延した後、方向性結合器１５の第２の入力ポートに出力する。遅延器１４は、他方の経路において入力信号が主増幅器１３における増幅によって遅延するため、両経路で方向性結合器１５への入力信号の出力を同期させるために設けられている。
【００４７】
方向性結合器１５は、第１の入力ポートに入力された増幅後の入力信号を、第１の出力ポートから出力信号として出力する。出力信号は第１の増幅装置の端子から外部へ出力される。
また、方向性結合器１５は、第１の入力ポートに入力された増幅後の入力信号と、第２の入力ポートに入力された入力信号とを逆相で合成し、合成結果を第２の出力ポートを介して、検波器１６へ出力する。
【００４８】
尚、方向性結合器１５の結合量は、主増幅器１３に必要な利得と同一量である。つまり主増幅器１３の利得が３０ｄＢである場合、方向性結合器１５の結合量は３０ｄＢとなる。したがって、結合器１５から出力される出力信号のレベルは、増幅後の入力信号のレベルと同一となる。
【００４９】
検波器１６は、方向性結合器１５の第２の出力ポートから出力された合成後の入力信号を検波し、検波結果をＡ／Ｄ変換器１７に出力する。
Ａ／Ｄ変換器１７は、検波器１６における検波結果をデジタル変換し、デジタルデータの検波結果をベクトル制御部１８に出力する。
【００５０】
ベクトル制御部１８は、デジタルデータの検波結果に含まれる入力信号のうち、通信周波数の基本波成分のレベルに基づいて、入力信号の減衰量及び位相調整量を特定し、当該減衰量及び位相調整量を反映した制御信号をベクトル調整器１２に出力する。
ベクトル制御部１８は、基本波成分のレベル値と、入力信号の減衰量及び位相調整量を対応付けて記憶したテーブルを内蔵しており、当該テーブルから対応する減衰量及び位相調整量を読み出すことで、減衰量及び位相調整量の特定を行う。
テーブルに記憶されている減衰量及び位相調整量は、方向性結合器１５での合成後の基本波成分のレベル値が最小となるような値となっている。
【００５１】
第１の増幅装置において、ベクトル調整部１２が減衰器及び移相器を内蔵する構成であるような場合には、ベクトル制御部１８は、減衰量を反映する制御信号を減衰器に、位相調整量を反映する制御信号を移相器にそれぞれ出力するようにしてもよい。
【００５２】
次に、第１の増幅装置の動作について図１を用いて説明する。
基地局又は中継局のアンテナで受信され、増幅装置の入力端子から入力された入力信号は、第１の増幅装置において、まず分配器１１に出力される。分配器１１は、入力信号をベクトル調整部１２の経路と、遅延器１４の経路の二つの経路に分配して出力する。
分配器１１に入力される入力信号のスペクトラム波形は、グラフ（ａ）に示すように、通信周波数である基本波成分のスペクトルが現れる波形となる。
【００５３】
分配器１１からベクトル調整部１２への経路へ分配された入力信号は、ベクトル調整部１２によって、後述するベクトル調整が行われ、さらに主増幅器１３によってレベルが増幅される。主増幅器１３で増幅されると、入力信号には主増幅器１３の非線形特性による歪が発生し、スペクトラム波形のグラフ（ｂ）には、基本波成分の近傍の周波数に歪成分のスペクトルが現れる。
主増幅器１３で増幅された入力信号は、方向性結合器１５の第１の入力ポートに入力される。
【００５４】
また、分配器１１から遅延器１４のルートへ分配された入力信号は、遅延器１４によって、主増幅器１３の増幅に要する時間だけ遅延された後、方向性結合器１６の第２の入力端子に入力される。入力信号が遅延器１４で遅延されることで、方向性結合器１６の第１及び第２の入力ポートには、入力信号が同期して入力される。
遅延器１４から出力される入力信号のスペクトラム波形は、グラフ（ｃ）に示される通りになるが、グラフ（ａ）と同様、基本波成分のスペクトルのみの波形となる。
【００５５】
主増幅器１３からの増幅された入力信号と、遅延器１４からの入力信号は、方向性結合器１５において逆相で合成される。方向性結合器１５における合成によって、増幅された入力信号中の基本波成分が相殺され、歪成分が第２の出力ポートを介して検波器１６へ出力される。第２の出力ポートから出力される合成後の入力信号のスペクトラム波形は、グラフ（ｅ）に示される通りになる。
【００５６】
また方向性結合器１５では、増幅された入力信号は、出力信号として第１の出力ポートを介して第１の増幅装置の端子から外部へ出力される。また、出力信号のスペクトラム波形は、グラフ（ｄ）に示される通りになる。
方向性結合器１５の結合量は、主増幅器１３で必要となる利得と同一量であるため、方向性結合器１５から出力される出力信号のレベルは、増幅後の入力信号のレベルと同一となる。
【００５７】
方向性結合器１５から出力された合成後の入力信号は、検波器１６によって検波され、Ａ／Ｄ変換器１７でデジタル変換されて、ベクトル制御部１８に出力される。
ベクトル制御部１８は、検波器１６及びＡ／Ｄ変換器１７によって求められた、デジタルデータの検波結果に含まれる基本波成分のレベル値に基づいて、内蔵されたテーブルを参照して、当該レベル値に対応する入力信号の減衰量及び位相調整量を読み出し、当該減衰量及び位相調整量を反映した制御信号をベクトル調整器１２に出力する。
【００５８】
ベクトル調整器１２は、ベクトル制御部１８から出力された制御信号に基づいて、入力信号の減衰及び位相調整のベクトル調整を行う。すなわち、ベクトル調整器１２は、方向性結合器１５での合成結果における基本波成分のレベル値が最小となるよう、制御信号に反映された減衰量及び位相調整量だけ入力信号のベクトルを調整する。
【００５９】
第１の増幅装置で用いられるループは、フィードフォワード方式の歪検出ループに対応しており、当該ループによって合成結果における基本波成分を抽出し、基本波成分のレベル値を検出して、主増幅器１３の利得監視を行うことができる。また、レベル値の検出結果に基づいて、入力信号のベクトル調整を行って、主増幅器の利得を安定させることができる。
【００６０】
第１の増幅装置は、フィードフォワード方式の歪検出ループの構成を用いて主増幅器１３の利得監視及び利得の安定を図るものであり、利得監視のための構成が不要であるため、従来の高周波増幅装置よりも回路規模を縮小でき、さらに安価な部品によって実現できるため、製造コストも安価に抑えることができる。
また、第１の増幅装置は、フィードフォワード方式の歪補償ループは用いておらず、出力信号のレベルの損失を抑えることができるので、高効率での増幅が要求される通信環境に適している。
【００６１】
次に、本発明の第２の実施の形態に係る高周波増幅装置（以下、第２の増幅装置）について、第１の増幅装置との相違点を中心に説明する。図２は、第２の増幅装置の構成ブロック図である。
第２の増幅装置は、第１の増幅装置における分配器１１の代わりに、結合器１９を用いて入力信号の分配を行う。結合器１９は、規定の結合量で入力信号の分配を行うものであり、結合器１９に入力された入力信号のうち、ベクトル調整部１２へ結合量分レベルを増加させて出力するものである。
例えば、結合器１９の結合量が１０ｄＢである場合には、結合器１９は、入力信号のレベルを１０ｄＢ増加させて、ベクトル調整部１２へ出力する。
【００６２】
また、第２の増幅装置において、方向性結合器１５は、第１の増幅装置と異なり、結合器１９の結合量と、主増幅器１３に必要な利得の和と同一の結合量によって、出力信号を出力するものである。
つまり、結合器１９の結合量が１０ｄＢ、主増幅器の利得が３０ｄＢであるとき、方向性結合器１５の結合量は４０ｄＢとなる。したがって、結合器１５から出力される出力信号のレベルは、主増幅器１３における増幅後の入力信号のレベルと同一となる。
【００６３】
ここで、第２の増幅装置における雑音特性について説明する。
受信機の能力を表すパラメータの一つに、雑音指数（ＮｏｉｓｅＦｉｇｕｒｅ）がある。雑音指数とは、回路の入力信号のＳＮ比（ＳｉｇｎａｌｔｏＮｏｉｓｅＲａｔｉｏ）と出力信号のＳＮ比の比であり、当該回路の雑音特性を表すものである。雑音指数の値が小さいほど、その回路の出力特性は優れていることになる。
ある増幅器の利得をＧ、当該増幅器への入力雑音をＮｉｎ、当該増幅器の雑音指数をＮＦとすると、当該増幅器の増幅で発生する雑音（出力雑音）Ｎｏは、Ｎｏ＝Ｎｉｎ×Ｇ＋ＮＦと表すことができる。
【００６４】
また、回路が複数の能動素子で構成される場合の回路全体の雑音指数は、入力信号に最も近い能動素子の雑音指数によってほぼ決まることが知られている。つまり、複数の能動素子で構成される回路について、入力信号に最も近い能動素子として、最も雑音指数が小さい能動素子を接続した場合には、その回路全体の雑音指数を最小にすることができる。
第２の増幅装置では、入力信号に最も近い能動素子として、結合器１９を接続している。したがって、結合器１９の結合量が主増幅器１３の利得よりも小さい場合には、第１の増幅装置よりも装置全体の雑音指数を低減でき、装置全体の出力特性を向上できる。
【００６５】
また、方向性結合器の挿入損失は、結合量が大きいほど小さくなることが知られている。つまり、主増幅器１３の利得が同一（３０ｄＢ）であれば、第１の増幅装置における方向性結合器１５（結合量３０ｄＢ）よりも、第２の増幅装置における方向性結合器１５（結合量４０ｄＢ）における挿入損失が小さい、すなわち増幅後の入力信号と出力信号との比が小さいことになる。
よって第２の増幅装置は、第１の増幅装置よりも方向性結合器１５による損失を低減できるため、入力信号を高効率で増幅し、出力することができる。
【００６６】
次に、本発明の第３の実施の形態に係る高周波増幅装置（以下、第３の装置）について、第１の増幅装置との相違点を中心に説明する。図３は、第３の増幅装置の構成ブロック図である。
第３の増幅装置は、分配器１１の前段に前置増幅器（プリアンプ）２０を設けた点が、第１の増幅装置の構成と異なっている。前置増幅器２０は、主増幅器１３よりも利得の小さい増幅器であり、主増幅器１３の利得を調整するために設けられている。
【００６７】
つまり、第３の増幅装置では、主増幅器１３の利得値の調整量に応じた利得値の前置増幅器２０を分配器１１の前段に設けることで、ベクトル調整部１２におけるベクトル調整量を低減でき、主増幅器１３の利得の安定をさらに容易に行うことができる。また、前置増幅器２０は、主増幅器１３よりも利得が小さいため、第１の増幅装置よりも、増幅装置全体の雑音指数を低減でき、装置全体の出力特性を向上できる。
【００６８】
また、前置増幅器２０をＡＧＣ（ＡｕｔｏＧａｉｎＣｏｎｔｒｏｌ）機能等の利得を可変できる可変増幅器とすることにより、主増幅器１３の利得調整量に応じて前置増幅器２０を取り替える必要がなくなり、さらに主増幅器１３の利得を監視しつつ前置増幅器２０の利得を調整できるため、主増幅器の利得の監視及び安定化を容易に行うことができる。
【００６９】
第３の増幅装置は、第１の増幅装置の構成に前置増幅器２０を設けたものであるが、第２の増幅装置についても応用できる。この場合、装置全体の雑音指数を低減するため、前置増幅器２０の利得は、結合器１９の結合量よりも小さい値であることが好適である。
【００７０】
次に、本発明の第４の実施の形態に係る高周波増幅装置（以下、第４の増幅装置）について、第１の増幅装置との相違点を中心に説明する。図４は、第４の増幅装置の構成ブロック図である。
第４の増幅装置は、方向性結合器１５の第２の出力ポートに、ミキサ２１、増幅器２２及び検波器２３を連続して接続した点が、第１の増幅装置の構成と異なっている。また、検波器２３における検波結果は、ベクトル制御部１８´に出力される。
【００７１】
第４の増幅装置において、方向性結合器１５の第２の出力ポートから出力された合成後の入力信号は、検波器１６の他、ミキサ２１へ分岐して出力される。ミキサ２１には、合成結果の他に、通信周波数帯域外のローカル信号が入力され、合成後の入力信号と当該ローカル信号の合成を行って、合成結果を増幅器２２に出力する。合成結果のスペクトラム波形は、グラフ（ｆ）の通りになり、ミキサ２１における合成処理によって、歪成分を抽出することができる。
ミキサ２１の合成結果は、増幅器２２によって、検波器２３での検波ができるレベルにまで増幅された後、検波器２３によって検波される。検波器２３による検波結果、すなわち歪成分の信号波形は、ベクトル制御部１８´に出力される。
【００７２】
また、ベクトル制御部１８´は、第１の増幅装置におけるベクトル制御部１８と異なり、Ａ／Ｄ変換器１７からのデジタルデータである基本波成分のレベル値と、検波器２３からのアナログデータである歪成分の信号波形の電圧値に基づいて、入力信号の減衰量及び位相調整量を特定し、当該減衰量及び位相調整量を反映した制御信号をベクトル調整器１２に出力する。
第４の増幅装置において、ベクトル制御部１８´は、主増幅器１３の利得を安定させるための減衰量及び位相調整量が記憶されたテーブルの他、歪成分の電圧値と、入力信号の減衰量及び位相調整量を対応付けて記憶したテーブルを内蔵しており、両テーブルから読み出した減衰量及び位相調整量を総合して、入力信号の減衰量及び位相調整量を特定する。
【００７３】
第４の増幅装置は、ミキサ２１、増幅器２２及び検波器２３を用いて、方向性結合器１５における合成後の歪成分を抽出し、ベクトル制御部１８´で当該歪成分の電圧値を検出する。
そしてベクトル制御部１８´は、基本波成分のレベル値及び歪成分の電圧値に基づいて、主増幅器１３の利得を安定し、且つ歪を補償することのできる減衰量及び移相調整量を特定し、ベクトル調整部１２に減衰量及び移相調整量が反映された制御信号を出力する。
したがって第４の増幅装置は、主増幅器１３の利得を安定させることができ、且つ主増幅器１３での増幅の際に発生する歪を補償できる。
【００７４】
また、第４の増幅装置で用いるミキサ２１は、通信周波数以外の信号成分を抽出することを目的とするものであるため、図１３に示すＰＤ方式で用いるミキサ９４よりも、低いインターセプトポイントで済み、低レベルのローカル信号との合成によって、歪成分の抽出を行うことができる。
また、第４の増幅装置は、歪成分の有無を検出するためには、ミキサ２１を用いて通信周波数以外の広い周波数帯域の信号成分を抽出すれば十分であり、透過対象外の周波数帯を確実に減衰できるようなフィルタは必要ない。
したがって第４の増幅装置は、安価な部品で実現できるため、製造コストを安価に抑えることができる。
【００７５】
次に、本発明の第５の実施の形態に係る高周波増幅装置（以下、第５の増幅装置）について、第４の増幅装置との相違点を中心に説明する。図５は、第５の増幅装置の構成ブロック図である。
第５の増幅装置は、ベクトル調整部１２の前段にＰＤ部２４を設けた点が、第４の増幅装置の構成と異なる。ＰＤ部２４は、ベクトル調整部１２と同様、ベクトル制御部１８´からの制御信号に基づいて、ベクトル調整による入力信号の減衰及び位相調整を行うものであるが、主増幅器１３で発生する歪を補償するために設けられており、ベクトル調整部１２とは減衰及び位相調整量の範囲が異なっている。
【００７６】
また、第５の増幅装置において、ベクトル制御部１８´は、検波器２３から出力される歪成分の信号波形の電圧値に基づいて、当該歪成分を補償するような入力信号の減衰量及び位相調整量を特定し、特定された減衰量及び位相調整量を反映した制御信号をＰＤ部２４に出力する。
【００７７】
第５の増幅装置によれば、ベクトル制御部１８´は、歪成分の有無の監視結果に基づいて、ＰＤ部２４における入力信号の減衰量及び位相調整量を制御しているため、利得の監視及び安定化とは独立して、主増幅器１３で発生する歪補償を効率よく行うことができる。
【００７８】
上述した第４及び第５の増幅装置は、第１の増幅装置に歪成分の有無を監視する構成を加えたものであるが、第２又は第３の増幅装置にも応用できる。
【００７９】
上述したように、本発明の実施の形態の高周波増幅装置によれば、入力信号を二つの経路に分配し、一方の経路において入力信号を主増幅器で増幅し、他方の経路において主増幅器での増幅に要する時間だけ入力信号を遅延し、主増幅器の利得と同一の結合量の方向性結合器を用いて、両経路の信号を逆相で合成し、合成結果における基本波成分のレベルに基づき、当該レベルが最小となるよう主増幅器に入力される入力信号の減衰及び位相調整のベクトル調整を行うことにより、小規模且つ安価で主増幅器の利得を安定させることができる効果がある。
【００８０】
また、上記高周波増幅装置において、合成結果における歪成分のレベルに基づき、当該歪成分を補償するよう主増幅器に入力される入力信号のベクトル調整を行うことにより、小規模且つ安価で主増幅器の利得を安定させ、且つ主増幅器で発生する歪を補償することができる効果がある。
【００８１】
【発明の効果】
本発明によれば、高周波増幅装置において、入力信号を２つのルートに分配する分配器と、分配された一方のルートに設けられ、制御信号により入力信号の減衰及び位相調整のベクトル調整を行うベクトル調整部と、一方のルートにおいてベクトル調整部の後段に設けられ、入力信号の増幅を行う主増幅器と、分配された他方のルートに設けられ、主増幅器において増幅に要する時間だけ入力信号を遅延して出力する遅延器と、主増幅器の利得と同一量の結合量を有し、主増幅器によって増幅された信号と、遅延器によって遅延された信号とを逆相で合成し、合成結果を一方の出力ポートから出力し、他方の出力ポートから主増幅器によって増幅された信号を出力する方向性結合器と、方向性結合器から出力された合成結果の基本波成分のレベル値に基づき、当該基本波成分のレベル値が最小となるような入力信号の減衰量及び位相調整量を特定し、減衰量及び位相調整量を反映した制御信号をベクトル調整部に出力するベクトル制御部とを備えた高周波増幅装置としているので、小規模且つ安価で主増幅器の利得を安定させることができる効果がある。
【００８２】
また、本発明によれば、上記高周波増幅装置において、ベクトル制御部は、方向性結合器から出力された合成結果の歪成分のレベル値に基づき、当該歪成分を補償するような入力信号の減衰量及び位相調整量を特定し、減衰量及び位相調整量を反映した制御信号をベクトル調整部に出力する高周波増幅装置としているので、小規模且つ安価で主増幅器の利得を安定させ、且つ主増幅器で発生する歪を補償することができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る高周波増幅装置の構成ブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施の形態に係る高周波増幅装置の構成ブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施の形態に係る高周波増幅装置の構成ブロック図である。
【図４】本発明の第４の実施の形態に係る高周波増幅装置の構成ブロック図である。
【図５】本発明の第５の実施の形態に係る高周波増幅装置の構成ブロック図である。
【図６】中継局を用いた携帯電話システムの構成図である。
【図７】子局を用いた携帯電話システムの構成図である。
【図８】高周波増幅装置において用いられる主増幅器８１の構成を示した図である。
【図９】主増幅器８１の利得を監視する高周波増幅装置の構成ブロック図である。
【図１０】ダイナミックレンジが広域となる場合に対応して主増幅器８１の利得を監視できる高周波増幅装置の構成ブロック図である。
【図１１】入力レベルが瞬時に変動する場合の入力レベルの時間的変化を表したグラフ図である。
【図１２】パイロット信号を用いて利得監視を行う高周波増幅装置の構成ブロック図である。
【図１３】従来の一般的なＰＤ方式の高周波増幅装置の構成ブロック図である。
【符号の説明】
１１…分配器、１２…ベクトル調整部、１３，８１…主増幅器、１４…遅延部、１５，９３…方向性結合器、１６，２３，８４，８７，９７…検波器、１８，１８´…ベクトル制御部、１９，８２，８６…結合器、２０…前置増幅器、２１，９４…ミキサ、２２，８３，９０，９６…増幅器、２４…ＰＤ部、６１，６４…基地局、６２…中継局、６３…携帯端末、６５…子局、８９…減衰器、９１…パイロット信号生成部、９２，９５…フィルタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a high-frequency amplifier that amplifies a high-frequency signal in wireless communication, and particularly to a small-scale and inexpensive high-frequency amplifier that can amplify a signal with a stable gain.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In a wireless communication system such as a mobile phone, wireless communication is generally performed using a high-frequency wireless signal in the megahertz or gigahertz band. A base station and a relay station of a wireless communication system need to amplify and transmit a wireless signal in order to transmit the wireless signal to a distant place. Therefore, the base station and the relay station are provided with a high-frequency amplifier for amplifying a radio signal.
[0003]
When amplifying a high-level input signal, such as when a multi-channel radio signal is input at one time, the monastery saturates due to the nonlinear characteristics of the amplifier (amplifier) used in the device, and the gain of the amplifier is increased. It is difficult to maintain stability. As a result, the quality of the radio signal is degraded, and it becomes difficult to secure a communication area with a mobile phone.
For this reason, the conventional high-frequency amplifier stabilizes the gain of the amplifier by monitoring and controlling the gain of the amplifier based on the input / output level of the amplifier.
[0004]
As a high-frequency amplifying device for stabilizing the gain of an amplifier, Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 6-196939 published on July 15, 1994, "Distortion compensation circuit of high-frequency power amplifier" (applicant: Sony Corporation, inventor: Hideaki Sato) Others) have been proposed.
[0005]
The circuit includes a variable gain circuit that adjusts an input signal level of the high-frequency power amplifier, a result of detecting and logarithmically converting the input signal to the high-frequency power amplifier, and attenuating and detecting the output signal of the high-frequency power amplifier. A gain detection circuit that detects the gain of the high-frequency power amplifier by calculating a difference signal from the result of logarithmic conversion, and a loop filter that supplies a control voltage of the variable gain circuit based on the gain of the gain detection circuit are provided. Since the non-linear distortion of the amplifier is compensated by negative feedback, a sufficient loop gain can be obtained, and the distortion can be compensated without being affected by the temperature characteristics and deterioration with time.
[0006]
[Patent Document 1]
JP-A-6-196939 (pages 3 and 4, FIG. 1)
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional high-frequency amplifier, there is a problem that the circuit scale and the manufacturing cost increase in order to stabilize the gain of the main amplifier.
Here, a conventional general high-frequency amplifier and a method of monitoring and controlling its gain will be described with reference to the drawings.
First, a conventional general high-frequency amplifier will be described. 6 and 7 are configuration diagrams of a mobile phone system. FIG. 6 is a configuration diagram of a mobile phone system using a relay station, and FIG. 7 is a configuration diagram of a mobile phone system using a slave station. .
[0008]
In FIG. 6, a relay station 62 relays wireless communication between the base station 61 and the portable terminal 63. The relay station 62 is provided with antenna units 621 and 626, filter units 622 and 625, and amplifiers 623 and 624, and a high-frequency amplifier is formed by these configurations. Among these, the filter units 622 and 625 limit the band of the signal received by the relay station 62 to the frequency band used for wireless communication.
[0009]
In the relay station 62, the downlink signal from the base station 61 is received by the antenna unit 621, the band is limited by the filter unit 622, and the level is amplified by the amplifier 623. The amplified received signal is band-limited by the filter unit 625 and wirelessly transmitted to the mobile terminal 63 via the antenna unit 626.
The upstream signal from the portable terminal 63 is received by the antenna unit 626, band-limited by the filter unit 624, and then amplified by the amplifier 625. The amplified received signal is band-limited by the filter unit 622 and wirelessly transmitted to the base station 63 via the antenna unit 621.
[0010]
In FIG. 7, the slave station 65 is connected to the base station (master station) 64 by a wire such as a coaxial cable, and performs wired communication with the base station 64 and wireless communication with the portable terminal 63. By performing the communication, the communication between the base station 64 and the portable terminal 63 is relayed. In FIG. 7, the base station 64 may be a base station modulation and demodulation apparatus (MDE: Modulation and Demodulation Equipment).
The slave station 65 is provided with amplifiers 651 and 652, a filter unit 653, and an antenna unit 654, and a high-frequency amplifier is formed by these configurations. The filter unit 653, like the filter units 622 and 625 in FIG. 6, limits the band of a signal received by the slave station 62 to a frequency band used for wireless communication.
[0011]
In the slave station 65, the downstream signal from the base station 64 is input to the amplifying unit 651 by wire and amplified, and then the band is limited by the filter unit 653, and the mobile terminal is connected via the antenna unit 654. 63 is wirelessly transmitted.
In addition, an uplink signal from the portable terminal 63 is received by the antenna unit 654, band-limited by the filter unit 653, and then amplified by the amplifier 652. The amplified reception signal is transmitted to the base station 64 by wire.
The slave station shown in FIG. 7 is installed especially in a blind zone of a radio signal, such as a building or a mountain area, so that a wireless communication service can be provided also in a blind zone.
[0012]
Next, a method of monitoring and controlling a gain in a conventional general high-frequency amplifier will be described with reference to FIGS.
As a method of monitoring the gain of an amplifier used in a high-frequency amplifier, a method of monitoring the input / output level of the amplifier is generally used. The principle of the gain monitoring method in this case will be described with reference to FIG. FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a main amplifier 81 used for amplifying and outputting an input signal in a high-frequency amplifier.
For example, it is assumed that an input signal of AdBm is input from an input terminal of the main amplifier 81, and an output signal of (A + α) dBm is output from an output terminal as a result of amplifying the input signal. At this time, the level αdBm increased by the amplification is the gain of the main amplifier 81, and the gain of the main amplifier 81 can be monitored by detecting the level difference between the input signal and the output signal of the main amplifier 81.
[0013]
FIG. 9 is a configuration block diagram of a high-frequency amplifier that monitors the gain of the main amplifier 81. In the high-frequency amplifier of FIG. 9, a coupler 82 is provided in a stage preceding the main amplifier 81, and an amplifier 82, a detector 84, and an A / D converter 85 are continuously connected to the coupler 82. I have. Here, the amplifier 82 is provided for the purpose of amplifying the input signal to a level that can be detected by the detector 84, and has a fixed gain value. When a log amplifier having a wide dynamic range is used for the detector 84, the amplifier 82 is unnecessary.
In the high-frequency amplifier of FIG. 9, a coupler 86 is provided at a stage subsequent to the main amplifier 81, and a detector 87 and an A / D converter 88 are connected to the coupler 86 continuously. .
[0014]
In the high-frequency amplifier of FIG. 9, when an input signal is input from the input terminal to the coupler 82, the input signal is branched to the main amplifier 81 and the amplifier 82 and output. The level of the input signal output to the amplifier 82 is amplified by the amplifier 82, detected by the detector 84, digitally converted by the A / D converter 85, and the level value of the input signal of digital data ( Input level) is required.
[0015]
When the output signal amplified and output by the main amplifier 81 is input to the coupler 86, the output signal is branched to the output terminal and the detector 87 and output. Of these, the output signal output to the detector 87 is detected by the detector 87, and is further digitally converted by the A / D converter 88 to obtain the level value (output level) of the output signal of digital data. .
[0016]
9 can monitor the gain of the main amplifier 81 by referring to the input level and the output level and detecting the difference between these levels. If the ideal value of the gain of the main amplifier 81 with respect to the input level is known in advance, it is possible to determine whether the gain of the main amplifier is normal or not by referring to the input level and the output level. In such a case, the linearity of the main amplifier can be maintained by performing control such as adjusting the input level to the main amplifier using a variable gain device (not shown).
[0017]
FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of a high-frequency amplifier capable of monitoring the gain of the main amplifier 81 in response to a case where the dynamic range is wide. The high-frequency amplifier of FIG. 10 differs from the configuration of the high-frequency amplifier of FIG. 9 in that an attenuator (ATT in the figure) 89 is provided between the coupler 86 and the detector 87.
In the high-frequency amplifier of FIG. 10, the output signal of the main amplifier is branched from the coupler 86 and output to the output terminal and the attenuator 89. After the level of the output signal is attenuated by the attenuator 89, the output signal is detected by the detector 87, and is digitally converted by the A / D converter 88 to obtain the output level.
The high-frequency amplifier of FIG. 10 is required to attenuate the output signal and obtain the output level so that the dynamic range, which is the level range in which the input signal can be amplified without generating distortion or noise, becomes wide. Can monitor the gain and maintain the linearity of the main amplifier
[0018]
By the way, in an actual wireless communication system, the level of the input signal to the high-frequency amplifier may fluctuate instantaneously due to the unstable level of the transmission signal or the influence of fading or the like. In particular, in wireless communication using a modulation method based on CDMA (Code Division Multiple Access) or multi-valued QAM (Quadrature Amplitude Modulation), an input signal tends to fluctuate instantaneously and greatly because a large amount of transmission information is required.
[0019]
The above-mentioned conventional general high-frequency amplifier cannot cope with a dynamic range covering a large fluctuation, and even if it can cope with it, it requires a plurality of types of devices on the input side and the output side of the main amplifier. Therefore, there is a problem that the gain cannot be monitored stably due to variations in input / output characteristics of each device or changes in characteristics due to temperature or aging deterioration, and the circuit size and power consumption increase due to the provision of the devices. is there.
[0020]
In addition, a conventional general high-frequency amplifier cannot monitor an accurate gain value in response to an instantaneous level change of an input signal. This phenomenon will be described with reference to FIGS. FIG. 11 is a graph showing the change over time of the input level when the input level fluctuates instantaneously. The vertical axis indicates the level, and the horizontal axis indicates time.
[0021]
Here, it is assumed that a steep level input signal is input to the high-frequency amplifier of FIG. 10 at time t1. In a normal amplifier, a predetermined time is required for amplifying a signal, and an output signal is output after being delayed by a predetermined time after the input of the signal. Assuming that the delay time in the main amplifier 81 in FIG. 10 is τ, an output signal corresponding to the input signal at the time t1 is output at a time t2 after a lapse of the delay time τ.
[0022]
However, as shown in FIG. 11, the level of the input signal fluctuates greatly even during the delay time τ, and the level of the input signal at time t2 is much lower than the level at time t1. . Therefore, even if an attempt is made to monitor the gain of the main amplifier 81 at time t2, the required input level and output level do not correspond to each other, and the high-frequency amplifier monitors an accurate gain value at time t2. I can't.
[0023]
A malfunction may occur in the high-frequency amplifier due to the inability to monitor an accurate gain value in the main amplifier 81. Usually, in order to prevent malfunction, the high-frequency amplifier obtains the average value of the gain of the main amplifier 81 and issues a warning when the average value of the gain exceeds a preset threshold value, or detects an error in the gain. Control to compensate. However, even in the case of performing the above control, since it takes several seconds from the detection of the abnormality, a malfunction may occur during this time, and the stability and reliability of the high-frequency amplifier cannot be guaranteed.
[0024]
2. Description of the Related Art In order to monitor the gain of a main amplifier in response to an instantaneous and large fluctuation of an input level, a high-frequency amplifier for monitoring gain using a pilot signal for monitoring gain has been used. FIG. 12 is a configuration block diagram of a high-frequency amplifier that performs gain monitoring using a pilot signal.
The high-frequency amplifying device of FIG. 12 has a point that an amplifier 90 and a pilot signal generation unit 91 are continuously connected to a coupler 82, and a filter 92 is provided between the coupler 86 and the detector 87. It differs from the configuration of the high-frequency amplifier of FIGS. 9 and 10. Further, the pilot signal generation unit 91 includes a PLL (Phase Locked Loop) 911, a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 912, and a Tcxo (Temperature Compensated Xtal Oscillator: a temperature-compensated crystal oscillator composed of 13 and a temperature-compensated quartz oscillator). I have.
[0025]
In the pilot signal generator 91 of the high frequency amplifier of FIG. 12, the VCO 912 oscillates a pilot signal, and the Tcxo 913 oscillates a control signal for determining the phase of the pilot signal. Then, the PLL 911 controls the loop of the circuit with the VCO 912, synchronizes the phase of the control signal from the Tcxo 913, oscillates the pilot signal of the VCO 912, and outputs it to the amplifier 90. The pilot signal oscillated by the VCO 912 is a signal within a communication frequency band of wireless communication.
[0026]
The pilot signal generated by pilot signal generation section 911 is amplified by amplifier 90 and then output to combiner 82. The pilot signal output to combiner 82 is combined with the input signal also input to combiner 82 and input to main amplifier 81. Amplifier 90 is an amplifier having a fixed gain value, and the level of the pilot signal amplified by amplifier 90 is a prescribed level value within the dynamic range of main amplifier 81.
[0027]
When the output signal amplified and output by the main amplifier 81 is input to the coupler 86, the output signal is branched to the output terminal and the filter 92 and output. The output signal output to the filter 92 is band-limited to the communication frequency band in the filter 92, detected by the detector 87, and then digitally converted by the A / D converter 88 to obtain the output level. .
[0028]
12, the gain of the main amplifier 81 is monitored by referring to the output level corresponding to the pilot signal among the output levels. Since the pilot signal at the time of input to the main amplifier 81 is a signal of a prescribed level, if the level of the pilot signal at the time of input is known, the gain of the main amplifier 81 is monitored regardless of the level of the input signal. be able to.
In the gain monitoring method using the pilot signal, the input signal is generated in a random and burst form as in the case where the level of the input signal fluctuates instantaneously and greatly, or as in a TDMA (Time Division Multiple Access) communication system. This is effective when it is difficult to achieve synchronization with an input signal.
[0029]
However, the high frequency amplifying device that performs gain monitoring using the pilot signal requires expensive components for generating the pilot signal, such as the VCO 911 and the PLL 912, and thus has a problem that the manufacturing cost increases. is there. In addition, there is a problem that the provision of a configuration for generating a pilot signal increases the circuit scale and power consumption.
As described above, in the conventional general high-frequency amplifier, it is necessary to newly provide a configuration for monitoring the gain in order to stabilize the gain of the main amplifier. And the manufacturing cost also increases.
[0030]
On the other hand, as a multicarrier common amplifying device of a mobile communication base station in recent years, a high frequency amplifying device for performing distortion compensation has been used. As a high-frequency amplifier for performing the above-described distortion compensation, an amplifier of a feed-forward system (hereinafter, FF system) and an amplifier of a pre-distortion system (hereinafter, PD system) are frequently used.
The FF-type amplifying device combines an output signal and an input signal amplified by the main amplifier in opposite phases, and detects a distortion detection loop for detecting distortion generated due to the non-linearity of the main amplifier. And a distortion compensating loop for compensating the distortion by combining the generated distortion and the output signal in opposite phases. The PD type amplifying device is an amplifying device that performs distortion compensation by attenuating or phase-adjusting an input signal based on the level of a distortion component extracted from the output signal so as not to generate distortion in the output signal.
[0031]
In particular, in the conventional (third generation (IMT-200)) mobile phone communication system, an FF type amplifying device has been used because the gain of the main amplifier is easily stabilized. Further, the FF-type amplifying device can control distortion compensation using a pilot signal. That is, the FF-type amplifying device combines and amplifies a pilot signal with respect to an input signal at a stage preceding the main amplifier, and amplifies the input signal based on the level value of the pilot signal component included in the signal after distortion compensation. By performing attenuation or phase adjustment, control of distortion compensation is performed.
[0032]
However, the FF-type amplifying apparatus is not suitable for a communication environment that requires high-efficiency amplification because a signal level loss occurs in a distortion compensation loop due to its configuration. Therefore, recently, PD type amplifying devices with little level loss have been reviewed.
[0033]
FIG. 13 is a configuration block diagram of a conventional general PD type high frequency amplifying device. The high-frequency amplifier shown in FIG. 13 includes a main amplifier 81, a directional coupler 93, a mixer 94, a filter 95, an amplifier 96, and a detector 97. The graph also shown in FIG. 13 shows a spectrum waveform of a signal in each device constituting the high-frequency amplifier.
[0034]
In the high-frequency amplifier of FIG. 13, the output signal amplified by the main amplifier 81 is input to the input terminal a of the directional coupler 92 and is output as it is from the output port c to the outside, while the output signal is output from the output port b to the mixer 94. Is output to A terminating resistor (not shown) is connected to the output port d of the directional coupler 92.
The mixer 94 combines the local signal of the communication frequency and the output signal, and outputs the result of the combination to the filter 95. The level of the fundamental component (the longest line at the center of the graph), which is the communication frequency, is amplified in the output signal obtained by synthesizing the local signal in the mixer 94, as shown in the spectrum waveform. Further, in the output signal, a distortion component occurs in a band around the fundamental wave component due to amplification of the main amplifier 81.
[0035]
The filter 95 limits the band of the synthesis result to allow only signal components other than the frequency of the fundamental wave component to pass, and outputs the result to the amplifier 96. The output signal subjected to the band limitation by the filter 95 has a distortion component remaining as shown in a spectrum waveform.
The output signal transmitted through only the distortion component is amplified by the amplifier 96 and then detected by the detector 97 to obtain a level. The high-frequency amplifier of FIG. 13 performs attenuation or phase adjustment of the input signal based on the level of the distortion component obtained by the detector 97 so as to reduce the level of the distortion component.
[0036]
Also in these amplifiers that perform distortion compensation, by maintaining the gain of the main amplifier in a stable state, distortion can be prevented, and the stability and reliability of the amplifier can be improved.
However, the PD type amplifying device is different from the FF type amplifying device in which the gain of the main amplifier is likely to be stable. In order to keep the gain of the main amplifier stable, it is necessary to monitor the gain of the main amplifier.
Furthermore, the PD type amplifying apparatus cannot detect a distortion and compensates for distortion based on the level of a signal to be amplified, and therefore cannot use a pilot signal. Therefore, as shown in FIG. 13, the PD type amplifying device needs to extract distortion from the output signal and monitor the level of the distortion.
[0037]
However, in order to extract distortion in FIG. 13, the mixer 94 is required to have a high intercept point, that is, to be hardly affected by an interfering wave. The level must be amplified.
In addition, since the filter 95 is required to be capable of reliably attenuating a frequency band that is not to be transmitted, these components are expensive, and as a result, the manufacturing cost of the high-frequency amplifier increases.
[0038]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and has as its object to provide a small-scale and inexpensive high-frequency amplifier capable of amplifying a signal with a stable gain.
[0039]
[Means for Solving the Problems]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention for solving the above-mentioned problems of the prior art is a high frequency amplifying apparatus, comprising: a distributor for distributing an input signal to two routes; A vector adjustment unit that performs vector adjustment for phase adjustment, a main amplifier that is provided at a stage subsequent to the vector adjustment unit on one route, and amplifies an input signal, and is provided on the other distributed route, and is amplified by the main amplifier. And a delay device that delays and outputs an input signal by the time required for the signal, and has a coupling amount equal to the gain of the main amplifier, and reverses the phase of the signal amplified by the main amplifier and the signal delayed by the delay device. And a directional coupler that outputs the synthesized result from one output port and outputs a signal amplified by the main amplifier from the other output port. Based on the level value of the fundamental wave component obtained as a result of the synthesis, the control signal reflecting the attenuation amount and the phase adjustment amount by specifying the attenuation amount and the phase adjustment amount of the input signal such that the level value of the fundamental wave component is minimized. And a vector control unit that outputs the signal to the vector adjustment unit, and the gain of the main amplifier can be stabilized at a small scale and at low cost.
[0040]
Further, in the high frequency amplifying device, the vector control unit determines an attenuation amount and a phase adjustment amount of the input signal for compensating the distortion component based on a level value of the distortion component of the synthesis result output from the directional coupler. Specified and outputs a control signal reflecting the amount of attenuation and the amount of phase adjustment to the vector adjustment unit, and can stabilize the gain of the main amplifier at a small scale and at low cost, and compensate for distortion generated in the main amplifier. it can.
[0041]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
The high-frequency amplification device according to the embodiment of the present invention distributes an input signal to two paths, amplifies the input signal in one path by a main amplifier, and inputs the input signal by the time required for amplification by the main amplifier in the other path. The signal is delayed, the signals of both paths are combined in opposite phases using a directional coupler having the same amount of coupling as the gain of the main amplifier, and the level is minimized based on the level of the fundamental wave component in the synthesis result. This is to perform vector adjustment for attenuation and phase adjustment of an input signal input to the main amplifier, so that the gain of the main amplifier can be stabilized at a small scale and at low cost.
[0042]
Another high-frequency amplifier according to an embodiment of the present invention is the high-frequency amplifier, wherein the vector of the input signal input to the main amplifier is compensated for based on the level of the distortion component in the synthesis result. The adjustment is performed, thereby making it possible to stabilize the gain of the main amplifier at a small scale and at low cost, and to compensate for distortion generated in the main amplifier.
The vector adjustment unit in the claims corresponds to the vector adjustment unit and the PD unit in the figure.
[0043]
A configuration of a high-frequency amplifier (hereinafter, a first amplifier) according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a configuration block diagram of the first amplification device. Further, the graph shown in FIG. 1 also shows the spectrum waveform of the signal in each section constituting the first amplifying device.
The first amplifying device amplifies a high-frequency input signal to be wirelessly communicated by a main amplifier 13 at a base station or a relay station and outputs the amplified signal.
[0044]
As shown in FIG. 1, the first amplifying device includes a distributor 11, a vector adjuster 12, a main amplifier 13, a delay unit 14, a directional coupler 15, a detector 16, an A / D A converter 17 and a vector control unit 18 are provided. In the first amplifying device, a loop is formed between the distributor 11 and the directional coupler 15.
[0045]
Next, each part of the first amplifying device will be described.
The distributor 11 distributes the analog high-frequency input signal input from the input terminal of the first amplifying device to two paths of the vector adjuster 12 and the delay unit 14 and outputs the divided signals.
The vector adjuster 12 performs vector adjustment of input signal attenuation and phase adjustment based on a control signal output from the vector control unit 18. The vector adjuster 12 may be configured to include an attenuator and a phase shifter.
[0046]
The main amplifier 13 amplifies the input signal adjusted by the vector adjustment unit 12 and outputs the amplified signal to a first input port of the directional coupler 15.
The delay unit 14 outputs the input signal output from the distributor 11 to a second input port of the directional coupler 15 after delaying the input signal by a specified time. The delay unit 14 is provided to synchronize the output of the input signal to the directional coupler 15 on both paths because the input signal is delayed by amplification in the main amplifier 13 on the other path.
[0047]
The directional coupler 15 outputs the amplified input signal input to the first input port from the first output port as an output signal. The output signal is output from a terminal of the first amplifying device to the outside.
In addition, the directional coupler 15 combines the amplified input signal input to the first input port and the input signal input to the second input port in opposite phases, and outputs the combined result to the second input port. Output to the detector 16 via the output port.
[0048]
Note that the amount of coupling of the directional coupler 15 is the same as the gain required for the main amplifier 13. That is, when the gain of the main amplifier 13 is 30 dB, the coupling amount of the directional coupler 15 is 30 dB. Therefore, the level of the output signal output from the coupler 15 is the same as the level of the input signal after amplification.
[0049]
The detector 16 detects the combined input signal output from the second output port of the directional coupler 15 and outputs the detection result to the A / D converter 17.
The A / D converter 17 converts the detection result of the detector 16 into a digital signal, and outputs the digital data detection result to the vector control unit 18.
[0050]
The vector control unit 18 specifies the attenuation amount and the phase adjustment amount of the input signal based on the level of the fundamental component of the communication frequency among the input signals included in the detection result of the digital data, and determines the attenuation amount and the phase adjustment amount. A control signal reflecting the amount is output to the vector adjuster 12.
The vector control unit 18 has a built-in table that stores the level value of the fundamental wave component, the attenuation amount and the phase adjustment amount of the input signal in association with each other, and reads out the corresponding attenuation amount and phase adjustment amount from the table. Then, the amount of attenuation and the amount of phase adjustment are specified.
The amount of attenuation and the amount of phase adjustment stored in the table are values such that the level value of the fundamental wave component after being synthesized by the directional coupler 15 is minimized.
[0051]
In the first amplifying device, when the vector adjustment unit 12 has a configuration in which an attenuator and a phase shifter are built in, the vector control unit 18 sends a control signal reflecting the amount of attenuation to the attenuator to adjust the phase. Control signals reflecting the amounts may be output to the phase shifters.
[0052]
Next, the operation of the first amplifying device will be described with reference to FIG.
An input signal received by the antenna of the base station or the relay station and input from the input terminal of the amplifier is output to the distributor 11 in the first amplifier. The distributor 11 distributes the input signal to two paths, that is, a path of the vector adjustment unit 12 and a path of the delay unit 14, and outputs the divided signals.
As shown in the graph (a), the spectrum waveform of the input signal input to the distributor 11 is a waveform in which the spectrum of the fundamental wave component that is the communication frequency appears.
[0053]
The input signal distributed to the path from the distributor 11 to the vector adjustment unit 12 is subjected to vector adjustment described later by the vector adjustment unit 12, and the level is further amplified by the main amplifier 13. When amplified by the main amplifier 13, the input signal is distorted due to the non-linear characteristics of the main amplifier 13, and a spectrum of the distortion component appears at a frequency near the fundamental component in the spectrum waveform graph (b).
The input signal amplified by the main amplifier 13 is input to a first input port of the directional coupler 15.
[0054]
Further, the input signal distributed from the distributor 11 to the route of the delay unit 14 is delayed by the delay unit 14 by the time required for the amplification of the main amplifier 13, and then is input to the second input terminal of the directional coupler 16. Is entered. Since the input signal is delayed by the delay unit 14, the input signal is synchronously input to the first and second input ports of the directional coupler 16.
The spectrum waveform of the input signal output from the delay unit 14 is as shown in the graph (c). However, as in the graph (a), the spectrum waveform has only the spectrum of the fundamental wave component.
[0055]
The amplified input signal from the main amplifier 13 and the input signal from the delay unit 14 are combined in the directional coupler 15 in opposite phases. The fundamental wave component in the amplified input signal is canceled by the combination in the directional coupler 15, and the distortion component is output to the detector 16 via the second output port. The spectrum waveform of the combined input signal output from the second output port is as shown in graph (e).
[0056]
In the directional coupler 15, the amplified input signal is output as an output signal from the terminal of the first amplifying device to the outside via the first output port. The spectrum waveform of the output signal is as shown in the graph (d).
Since the coupling amount of the directional coupler 15 is the same as the gain required in the main amplifier 13, the level of the output signal output from the directional coupler 15 is the same as the level of the input signal after amplification. Become.
[0057]
The combined input signal output from the directional coupler 15 is detected by the detector 16, digitally converted by the A / D converter 17, and output to the vector controller 18.
The vector control unit 18 refers to a built-in table based on the level value of the fundamental wave component included in the detection result of the digital data obtained by the detector 16 and the A / D converter 17, and The amount of attenuation and phase adjustment of the input signal corresponding to the value are read, and a control signal reflecting the amount of attenuation and phase adjustment is output to the vector adjuster 12.
[0058]
The vector adjuster 12 performs vector adjustment of input signal attenuation and phase adjustment based on the control signal output from the vector control unit 18. That is, the vector adjuster 12 adjusts the vector of the input signal by the amount of attenuation and the amount of phase adjustment reflected in the control signal so that the level value of the fundamental wave component in the result of synthesis by the directional coupler 15 is minimized. .
[0059]
The loop used in the first amplifying device corresponds to a distortion detection loop of a feed-forward system. The loop extracts a fundamental wave component in a synthesis result, detects a level value of the fundamental wave component, and Thirteen gain monitors can be performed. In addition, the gain of the main amplifier can be stabilized by performing the vector adjustment of the input signal based on the detection result of the level value.
[0060]
The first amplifying device is configured to monitor the gain of the main amplifier 13 and stabilize the gain by using a configuration of a feedforward type distortion detection loop, and does not require a configuration for monitoring the gain. Since the circuit scale can be reduced as compared with the amplifying device and can be realized by inexpensive components, the manufacturing cost can be reduced.
Further, the first amplifying device does not use the feed-forward type distortion compensation loop and can suppress the loss of the level of the output signal, so that the first amplifying device is suitable for a communication environment requiring highly efficient amplification. .
[0061]
Next, a high-frequency amplifier (hereinafter, a second amplifier) according to a second embodiment of the present invention will be described, focusing on differences from the first amplifier. FIG. 2 is a configuration block diagram of the second amplification device.
The second amplifying device distributes an input signal using a coupler 19 instead of the distributor 11 in the first amplifying device. The combiner 19 distributes an input signal with a prescribed coupling amount, and increases the level of the coupling amount among the input signals input to the combiner 19 to the vector adjustment unit 12 and outputs the signal. .
For example, when the coupling amount of the coupler 19 is 10 dB, the coupler 19 increases the level of the input signal by 10 dB and outputs the input signal to the vector adjustment unit 12.
[0062]
In the second amplifying device, the directional coupler 15 is different from the first amplifying device in that the output signal is changed by the coupling amount of the coupler 19 and the same coupling amount as the sum of the gain required for the main amplifier 13. Is output.
That is, when the coupling amount of the coupler 19 is 10 dB and the gain of the main amplifier is 30 dB, the coupling amount of the directional coupler 15 is 40 dB. Therefore, the level of the output signal output from coupler 15 is the same as the level of the input signal after amplification in main amplifier 13.
[0063]
Here, the noise characteristics in the second amplifier will be described.
One of the parameters indicating the capability of the receiver is a noise figure. The noise figure is a ratio of an SN ratio (Signal to Noise Ratio) of an input signal of a circuit to an SN ratio of an output signal, and represents a noise characteristic of the circuit. The smaller the value of the noise figure, the better the output characteristics of the circuit.
Assuming that the gain of a certain amplifier is G, the input noise to the amplifier is Nin, and the noise figure of the amplifier is NF, the noise (output noise) No generated by the amplification of the amplifier can be expressed as No = Nin × G + NF. it can.
[0064]
It is known that the noise figure of the entire circuit when the circuit is composed of a plurality of active elements is almost determined by the noise figure of the active element closest to the input signal. That is, in a circuit including a plurality of active elements, when an active element having the smallest noise figure is connected as the active element closest to the input signal, the noise figure of the entire circuit can be minimized.
In the second amplifying device, a coupler 19 is connected as an active element closest to an input signal. Therefore, when the coupling amount of the coupler 19 is smaller than the gain of the main amplifier 13, the noise figure of the entire device can be reduced as compared with the first amplifying device, and the output characteristics of the entire device can be improved.
[0065]
It is known that the insertion loss of the directional coupler decreases as the coupling amount increases. That is, if the gain of the main amplifier 13 is the same (30 dB), the directional coupler 15 (coupling amount of 40 dB) in the second amplifying device is compared with the directional coupler 15 (coupling amount of 30 dB) in the first amplifying device. ) Is small, that is, the ratio between the amplified input signal and the output signal is small.
Therefore, the second amplifying device can reduce the loss caused by the directional coupler 15 more than the first amplifying device, and can amplify and output the input signal with high efficiency.
[0066]
Next, a high-frequency amplifier according to a third embodiment of the present invention (hereinafter, referred to as a third device) will be described focusing on differences from the first amplifier. FIG. 3 is a configuration block diagram of the third amplification device.
The third amplifying device is different from the first amplifying device in that a preamplifier (preamplifier) 20 is provided in a stage preceding the distributor 11. The preamplifier 20 is an amplifier having a smaller gain than the main amplifier 13 and is provided for adjusting the gain of the main amplifier 13.
[0067]
That is, in the third amplifying device, the vector adjustment amount in the vector adjustment unit 12 can be reduced by providing the preamplifier 20 having a gain value corresponding to the adjustment amount of the gain value of the main amplifier 13 in the preceding stage of the distributor 11. In addition, the gain of the main amplifier 13 can be more easily stabilized. Further, since the gain of the preamplifier 20 is smaller than that of the main amplifier 13, the noise figure of the entire amplifier can be reduced as compared with the first amplifier, and the output characteristics of the entire apparatus can be improved.
[0068]
Further, since the preamplifier 20 is a variable amplifier capable of changing the gain such as an AGC (Auto Gain Control) function, it is not necessary to replace the preamplifier 20 in accordance with the gain adjustment amount of the main amplifier 13, and furthermore, the main amplifier is not required. Since the gain of the preamplifier 20 can be adjusted while monitoring the gain of the thirteenth gain, the gain of the main amplifier can be easily monitored and stabilized.
[0069]
The third amplifying device has a configuration in which the preamplifier 20 is provided in the configuration of the first amplifying device, but can be applied to the second amplifying device. In this case, the gain of the preamplifier 20 is preferably smaller than the coupling amount of the coupler 19 in order to reduce the noise figure of the entire device.
[0070]
Next, a high-frequency amplifier (hereinafter, referred to as a fourth amplifier) according to a fourth embodiment of the present invention will be described focusing on differences from the first amplifier. FIG. 4 is a configuration block diagram of the fourth amplifying device.
The fourth amplifying device is different from the first amplifying device in that a mixer 21, an amplifier 22, and a detector 23 are continuously connected to a second output port of the directional coupler 15. The detection result of the detector 23 is output to the vector control unit 18 '.
[0071]
In the fourth amplifying device, the combined input signal output from the second output port of the directional coupler 15 is branched and output to the mixer 21 in addition to the detector 16. A local signal outside the communication frequency band is input to the mixer 21 in addition to the synthesis result. The local signal is synthesized with the input signal after synthesis, and the synthesis result is output to the amplifier 22. The spectrum waveform of the synthesis result is as shown in the graph (f), and the distortion component can be extracted by the synthesis process in the mixer 21.
The combined result of the mixer 21 is amplified by the amplifier 22 to a level that can be detected by the detector 23, and then detected by the detector 23. The detection result by the detector 23, that is, the signal waveform of the distortion component is output to the vector control unit 18 '.
[0072]
Also, unlike the vector control unit 18 in the first amplifying device, the vector control unit 18 ′ uses the level value of the fundamental wave component, which is digital data from the A / D converter 17, and the analog data from the detector 23. An attenuation amount and a phase adjustment amount of the input signal are specified based on a voltage value of a signal waveform of a certain distortion component, and a control signal reflecting the attenuation amount and the phase adjustment amount is output to the vector adjuster 12.
In the fourth amplifying device, the vector control unit 18 'includes a table storing the attenuation amount and the phase adjustment amount for stabilizing the gain of the main amplifier 13, the voltage value of the distortion component, and the attenuation amount of the input signal. And a table in which the amount of phase adjustment is stored in association with each other, and the attenuation and phase adjustment of the input signal are specified by integrating the attenuation and phase adjustment read from both tables.
[0073]
The fourth amplifying device extracts the distortion component after the combination in the directional coupler 15 using the mixer 21, the amplifier 22, and the detector 23, and detects the voltage value of the distortion component in the vector control unit 18 '. .
Then, based on the level value of the fundamental wave component and the voltage value of the distortion component, the vector control unit 18 ′ specifies the attenuation amount and the phase shift adjustment amount that can stabilize the gain of the main amplifier 13 and compensate for the distortion. Then, a control signal in which the attenuation amount and the phase shift adjustment amount are reflected is output to the vector adjustment unit 12.
Therefore, the fourth amplifying device can stabilize the gain of the main amplifier 13 and can compensate for distortion generated when the main amplifier 13 amplifies.
[0074]
Further, the mixer 21 used in the fourth amplifying device is intended to extract a signal component other than the communication frequency, and therefore requires a lower intercept point than the mixer 94 used in the PD system shown in FIG. , A distortion component can be extracted by combining with a low-level local signal.
In addition, in order to detect the presence or absence of a distortion component, it is sufficient for the fourth amplifying device to extract a signal component in a wide frequency band other than the communication frequency using the mixer 21, and to extract a frequency band not to be transmitted. There is no need for a filter that can reliably attenuate.
Therefore, since the fourth amplifying device can be realized with inexpensive components, the manufacturing cost can be reduced.
[0075]
Next, a high-frequency amplifier according to a fifth embodiment of the present invention (hereinafter, referred to as a fifth amplifier) will be described, focusing on differences from the fourth amplifier. FIG. 5 is a configuration block diagram of a fifth amplification device.
The fifth amplifying device differs from the fourth amplifying device in that a PD unit 24 is provided in a stage preceding the vector adjusting unit 12. The PD unit 24 performs attenuation and phase adjustment of an input signal by vector adjustment based on a control signal from the vector control unit 18 ′ similarly to the vector adjustment unit 12. This is provided for compensation, and differs from the vector adjustment unit 12 in the range of the amount of attenuation and phase adjustment.
[0076]
In the fifth amplifying device, the vector control unit 18 ′, based on the voltage value of the signal waveform of the distortion component output from the detector 23, controls the attenuation and phase of the input signal to compensate for the distortion component. The adjustment amount is specified, and a control signal reflecting the specified attenuation amount and phase adjustment amount is output to the PD unit 24.
[0077]
According to the fifth amplifying device, the vector control unit 18 'controls the amount of attenuation and phase adjustment of the input signal in the PD unit 24 based on the result of monitoring the presence or absence of the distortion component. Independently of the stabilization, the distortion generated in the main amplifier 13 can be efficiently compensated.
[0078]
The fourth and fifth amplifiers described above are obtained by adding a configuration for monitoring the presence or absence of a distortion component to the first amplifier, but can also be applied to the second or third amplifier.
[0079]
As described above, according to the high-frequency amplifier of the embodiment of the present invention, the input signal is distributed to two paths, the input signal is amplified by the main amplifier in one path, and the input signal is amplified by the main amplifier in the other path. The input signal is delayed by the time required for amplification, the signals of both paths are combined in opposite phases using a directional coupler with the same coupling amount as the gain of the main amplifier, and based on the level of the fundamental wave component in the combined result. By performing the vector adjustment of the attenuation and the phase adjustment of the input signal input to the main amplifier so that the level is minimized, there is an effect that the gain of the main amplifier can be stabilized at a small scale and at low cost.
[0080]
Further, in the high-frequency amplifier, based on the level of the distortion component in the synthesis result, the vector adjustment of the input signal input to the main amplifier is performed so as to compensate for the distortion component. Has the effect of compensating for distortion generated in the main amplifier.
[0081]
【The invention's effect】
According to the present invention, in a high-frequency amplifier, a divider for distributing an input signal to two routes, and a vector provided on one of the divided routes for performing vector adjustment of attenuation and phase adjustment of the input signal by a control signal An adjusting unit, a main amplifier that is provided after the vector adjusting unit in one route and amplifies the input signal, and is provided in the other distributed route and delays the input signal by the time required for amplification in the main amplifier. A delay unit that outputs a signal having the same amount of coupling as the gain of the main amplifier, combines the signal amplified by the main amplifier and the signal delayed by the delay unit in opposite phases, and combines the combined result with one of the two. A directional coupler that outputs from the output port and outputs a signal amplified by the main amplifier from the other output port, and a level of a fundamental component of a combined result output from the directional coupler. A vector that specifies an attenuation amount and a phase adjustment amount of the input signal such that the level value of the fundamental wave component is minimized based on the base value, and outputs a control signal reflecting the attenuation amount and the phase adjustment amount to the vector adjustment unit. Since the high-frequency amplifier includes the control unit, there is an effect that the gain of the main amplifier can be stabilized at a small scale and at low cost.
[0082]
Further, according to the present invention, in the high frequency amplifying device, the vector control unit is configured to attenuate the input signal such that the distortion component is compensated based on a level value of the distortion component as a synthesis result output from the directional coupler. The amount and phase adjustment amount are specified, and the control signal reflecting the attenuation amount and the phase adjustment amount is output to the vector adjustment unit. Therefore, the gain of the main amplifier is stabilized at a small scale and at low cost, and the main amplifier is controlled. This has the effect of compensating for the distortion that occurs in.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration block diagram of a high-frequency amplifier according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration block diagram of a high-frequency amplifier according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a high-frequency amplifier according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of a high-frequency amplifier according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of a high-frequency amplifier according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a configuration diagram of a mobile phone system using a relay station.
FIG. 7 is a configuration diagram of a mobile phone system using a slave station.
FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a main amplifier 81 used in a high-frequency amplifier.
FIG. 9 is a configuration block diagram of a high-frequency amplifier that monitors the gain of a main amplifier 81.
FIG. 10 is a configuration block diagram of a high-frequency amplifier that can monitor the gain of the main amplifier 81 in response to a case where the dynamic range is wide.
FIG. 11 is a graph showing a temporal change of the input level when the input level fluctuates instantaneously.
FIG. 12 is a configuration block diagram of a high-frequency amplifier that performs gain monitoring using a pilot signal.
FIG. 13 is a configuration block diagram of a conventional general PD type high frequency amplifying device.
[Explanation of symbols]
11: distributor, 12: vector adjustment section, 13, 81: main amplifier, 14: delay section, 15, 93: directional coupler, 16, 23, 84, 87, 97: detector, 18, 18 '... Vector control unit, 19, 82, 86 ... coupler, 20 ... preamplifier, 21, 94 ... mixer, 22, 83, 90, 96 ... amplifier, 24 ... PD unit, 61, 64 ... base station, 62 ... relay Station, 63: portable terminal, 65: slave station, 89: attenuator, 91: pilot signal generator, 92, 95: filter

Claims

A divider for dividing the input signal into two routes;
A vector adjustment unit provided on one of the divided routes and configured to perform vector adjustment of attenuation and phase adjustment of an input signal by a control signal,
A main amplifier that is provided at a stage subsequent to the vector adjustment unit in the one route and amplifies an input signal;
A delay unit that is provided on the other divided route and delays and outputs an input signal by a time required for amplification in the main amplifier;
It has the same amount of coupling as the gain of the main amplifier, combines the signal amplified by the main amplifier and the signal delayed by the delay unit in opposite phases, and outputs the combined result from one output port. A directional coupler that outputs a signal amplified by the main amplifier from the other output port;
Specifying the amount of attenuation and phase adjustment of the input signal such that the level value of the fundamental wave component is minimized based on the level value of the fundamental wave component of the synthesis result output from the directional coupler, A vector control unit that outputs a control signal reflecting the amount and the phase adjustment amount to the vector adjustment unit.

A combiner for splitting the input signal into two routes;
A vector adjustment unit provided on one of the divided routes and configured to perform vector adjustment of attenuation and phase adjustment of an input signal by a control signal,
A main amplifier that is provided at a stage subsequent to the vector adjustment unit in the one route and amplifies an input signal;
A delay unit that is provided on the other divided route and delays and outputs an input signal by a time required for amplification in the main amplifier;
The signal having the same amount of coupling as the sum of the coupling amount of the coupler and the gain of the main amplifier, and combining the signal amplified by the main amplifier and the signal delayed by the delay unit in opposite phases. A directional coupler that outputs a synthesis result from one output port and outputs a signal amplified by the main amplifier from the other output port;
Specifying the amount of attenuation and phase adjustment of the input signal such that the level value of the fundamental wave component is minimized based on the level value of the fundamental wave component of the synthesis result output from the directional coupler, A high-frequency amplifier comprising: a vector control unit that outputs a control signal reflecting the amount and the phase adjustment amount to the vector adjustment unit.

The vector control unit specifies an attenuation amount and a phase adjustment amount of the input signal for compensating the distortion component based on a level value of the distortion component of the synthesis result output from the directional coupler, and determines the attenuation amount and the phase. 3. The high-frequency amplifier according to claim 1, wherein a control signal reflecting the adjustment amount is output to the vector adjustment unit.