JP2004325420A - Alternating current electronic loading device - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To improve the loading current frequency response characteristic of an alternating current electronic loading device to an examined alternating current source device. <P>SOLUTION: By arranging an inductance for frequency characteristic compensation in series to the source of the transistors for loading current control, the frequency response characteristic of the loading current control feedback loop of alternating current electronic load is improved greatly, and also in the crossover point in which the current polarization changes from positive to negative or vice versa, it acts as alternating current electronic load with very little distortion as compared with the conventional technology, and moreover it can be employed for an examined alternating current source device with much higher frequency than the frequency used by a conventional alternating current electronic load. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００４】すなわち、負荷電流ｉＬは、負荷電圧には無関係に基準信号交流電圧Ｅ１に比例し、かつ基準信号交流電圧波形と相似の負荷電流を流す交流電子負荷となり、この負荷モードを定電流モードと呼んでいる。ここで交流として動作する電子負荷とするには正負両極性にて動作できるようにする必要があり、その一例としては図１に示す回路と同等の回路を２回路用意し、それぞれの回路に付与する基準信号交流電圧の極性を反転して図２に示すように直列接続する方法がある。
【０００５】図２の回路において、負荷電圧が一方の極性の場合に、他方の極性の負荷電流を駆動するトタンジスタはフライホイールダイオードにより導通状態となることによって、正負極性ごとに交互に動作する交流電子負荷として動作するが、高い周波数の被試験交流電源用の交流電子負荷として動作するためには、当該交流電子負荷の負帰還ループの周波数帯域をできるだけ広くする必要がある。一方で、この負帰還ループは接続ケーブルのインダクタンスと負荷トランジスタの内部寄生静電容量による共振現象によって制御系の安定度が大きく左右される。従来技術では、演算増幅器の帰還回路によって制御ループの周波数補償を行っているが、高速応答に対応させるべく帰還ループの周波数特性を広帯域にするに従って、系の安定度が阻害され過渡特性のオーバーシュートやリンギング、ひいては発振現象を招くことになるために、これをさけるために演算増幅器Ｘ１、Ｘ１１の帰還回路のコンデンサＣ１、Ｃ１１の容量を大きくして帰還周波数帯域を犠牲にしなければならず、高速かつ広帯域の交流電子負荷装置を実現することができなかった。（例えば、特許文献１および特許文献２参照。）
【０００６】
【特許文献１】
特開平０６−１８９５５４号広報 （第５−１１項、第１図）
【特許文献２】
特開平０７−９２２１５号広報 （第６−１５項、第１図）
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
高い周波数の被試験交流電源や、高いクレストファクターの負荷電流に対応した交流電子負荷を実現するには高いスルーレートの負荷電流変化が求められ、これを実現するためには図２における演算増幅器Ｘ１，Ｘ１１および負荷トランジスタＱ１、Ｑ１１から構成される負荷電流制御ループの周波数特性を可能な限り広帯域にすることによって交流電子負荷の制御応答特性を高速にする必要がある。
【０００８】また、もう一つの問題として、被試験交流電源との接続ケーブルの等インダクタンスＬが交流電子負荷の制御ループ特性に大きな影響を与える。高速応答を求めて負荷電流制御ループの周波数帯域を広くすると、被試験交流電源との接続ケーブルのインダクタンスＬの増大とともに負荷電流制御ループ特性の振幅余裕、位相余裕が減少して過渡特性にオーバーシュートが発生し、ひいては交流電子負荷が連続発振を起こすこともあり、従来技術では被試験交流電源の接続ケーブルのインダクタンスＬがある程度大きくなっても発振にいたらないように図２のＣ１，Ｃ１１、Ｃ２、Ｃ１２等によって負荷電流制御ループの周波数帯域を下げ、応答特性を大幅に犠牲にしなければならなかった。このことによって、高速応答の交流電子負荷を実現する上での大きな障害となっていたが、本発明によると、被試験交流電源との接続ケーブルの等価インダクタンスが比較的大きな場合でも、負荷電流制御ループの周波数帯域を犠牲にすることなく高速応答の交流電子負荷を実現することができる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
図４に示す、被試験交流電源の負荷として動作するトランジスタＱ１、Ｑ１１と、所定の負荷電流値に応じた電流を当該トランジスタに流すように制御する制御回路とを含む交流電子負荷装置において、当該負荷トランジスタのソースに直列にインダクタンスＬ３、Ｌ１３を挿入した構成とすることにより、従来の技術による交流電子負荷装置に比して大幅に高速応答が可能な交流電子負荷装置を実現することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下に本発明による実施の形態を図と表を参照しながら説明する。
【００１１】
【実施例】
従来技術による交流電子負荷装置の一例を図３に、請求項１に記載する本発明による一実施例を図４に示し、シミュレーション結果の波形図面とともに、本発明による作用および効果を詳細に説明する。なお、図３の従来技術による回路構成、図４の本発明による回路構成での比較に際しては回路構成の違いによる周波数補償回路以外はすべて同一の部品モデルとし、かつ被試験交流電源の接続ケーブルの等価インダクタンスや被試験交流電源の等価モデル等の条件を同一にして比較を行っている。
【００１２】
なお、本件出願の実施例においては説明の煩雑さを防ぐために、正負極性のトランジスタが１個の場合について説明するが、必要とする負荷電流や負荷電力の大きさに応じて、負荷電流制御ループを含む本件出願における実施例の回路を複数ブロック並列接続することによって所望の交流電子負荷を実現できることは言うまでもない。
【００１３】
図３および図４において、演算増幅器Ｘ１および負荷トランジスタＱ１により構成される帰還ループは被試験交流電源が正電圧の期間に能動的に動作し、演算増幅器Ｘ１１および負荷トランジスタＱ１１により構成される帰還ループは被試験交流電源が負電圧の期間に能動的に動作する。この正電圧期間、負電圧期間に動作する演算増幅器Ｘ１、Ｘ１１への基準電圧信号は基準交流電圧源Ｅ１より、入力抵抗Ｒ１、Ｒ２および入力抵抗Ｒ１１、Ｒ１２にて供給され、またシャント抵抗からの帰還抵抗Ｒ３、Ｒ４および帰還抵抗Ｒ１３、Ｒ１４はそれぞれ差動信号として動作するように構成している。
【００１４】
電流検出用シャント抵抗Ｒ５、Ｒ１５に直列に挿入されているインダクタンスＬ１、Ｌ１１はシャント抵抗の持つ微少な残留インダクタンスを表しているが、場合によっては帰還ループの位相補償用として外付けする場合もある。この実施例でのシミュレーションにおいては電流検出用シャント抵抗Ｒ５、Ｒ１５を０．２［Ω］に、残留インダクタンスＬ１、Ｌ１１を０．１［μＨ］としている。この残留インダクタンスに起因する帰還ループの伝達関数は時定数をτ１とすると
【数２】

式２で表される一次進み要素として働き、負荷電流検出回路として負荷電流を忠実に検出しない弊害を生ずる。しかし、基準電圧信号の入力抵抗Ｒ１、Ｒ２および入力抵抗Ｒ１１、Ｒ１２に同じ時定数τ１となるようなコンデンサＣ３，Ｃ４およびコンデンサＣ１２、Ｃ１３を挿入することによってこの問題を排除することができる。
【００１５】
また、被試験交流電源と結線する負荷接続ケーブルの長さに応じて生じる当該ケーブルの片線の等価インダクタンスをＬ２１、Ｌ２２とし、この一対の負荷接続ケーブルを並行線またはツイスト線とすることによって互いに磁束を交差させ、その相互インダクタンスをＭとすると、被試験交流電源と交流電子負荷との間には式３のＬに相当する等価インダクタンスＬと見なすことができる。
【数３】

また、当該ケーブルの等価インダクタンスＬ２１、Ｌ２２に並列に挿入した抵抗Ｒ２１，Ｒ２２は、被試験交流電源との負荷接続ケーブルによるインダクタンスのＱを高周波数において実体の値に近づける目的で挿入した損失抵抗であり、本実施例での効果説明における一巡ループ特性においては、負荷接続ケーブルの片線インダクタンスを１［μＨ］、１０［μＨ］、１００［μＨ］、１［ｍＨ］の場合について、負荷接続ケーブルの往復線間結合係数Ｋ＝０．９とし、被試験交流電源の負荷電圧１００［Ｖ］、負荷電流１［Ａ］として図３に示す従来技術による交流電子負荷装置と、図４に示す本発明による交流電子負荷装置の特性をシミュレーションした。なお、図３におけるコンデンサＣ１、Ｃ１１は帰還ループの主要周波数補償用コンデンサであり、これに対応した差動インピーダンス素子として同じ定数のコンデンサＣ２、Ｃ１２を挿入してあり、図４に示す本発明による一実施例の回路構成では、負荷トランジスタＱ１、Ｑ１１のソースに直列に挿入してあるインダクタンンスＬ３、Ｌ１３が帰還ループの主要周波数補償として動作し、図３の従来技術による回路での主要周波数補償用コンデンサＣ１、Ｃ１１は挿入しないか、またはごくわずかの容量の定数とするものとする。
【００１６】
まず、負荷電流制御ループにおける回路各部の周波数特性と、一巡する帰還ループ特性について図３に示す従来技術による交流電子負荷装置における特性を図５に、図４に示す本発明の請求項１の一実施例における特性を図６に示す。図５および図６ともに被試験交流電源２との接続ケーブルの片線インダクタンスが１［μＨ］、１０［μＨ］、１００［μＨ］、１［ｍＨ］の場合についての特性の変化を重ね書きしてあり、図５（Ｃ）および図６（Ｃ）は図３および図４の回路構成におけるループの振幅特性を、図５（Ｄ）および図６（Ｄ）は同様に図３および図４の回路構成における位相特性（位相特性カーブと縦軸：位相角度０度との位相差が位相余裕）である。
【００１７】
図３に示す従来技術での回路構成では、被試験交流電源２との接続ケーブルのインダクタンス変化に対するループの振幅余裕と位相余裕を確保するための周波数補償をコンデンサＣ１、Ｃ１１およびコンデンサＣ２、Ｃ１２にて行った結果、ループゲインが１となる周波数はおよそ２００［ＫＨｚ］となった。一方、図４にしめす本発明の回路構成では周波数補償を負荷トランジスタのソースに挿入したインダクタンスＬ３、Ｌ１３で行っており、当該インダクタンスをそれぞれ５［μＨ］とした場合の特性を図６（Ｃ）、（Ｄ）に示しており、ループゲインが１となる周波数はおよそ２〜５［ＭＨｚ］となり、従来技術による回路構成での周波数特性よりも１０倍以上の広帯域な特性が得られている。
【００１８】
また、帰還ループの周波数特性についても、図５（Ａ）、図６（Ａ）に示す従来技術による回路構成と、本発明での回路構成による負荷電流検出用シャント抵抗Ｒ５と当該シャント抵抗の残留インダクタンスであるＬ１の両端電圧を入力とする演算増幅器Ｘ１の出力電圧の周波数特性は、図５（Ａ）にしめす従来技術による回路構成ではループの周波数補償を演算増幅器の帰還コンデンサＣ１、Ｃ１１で行っているためにゲインが１となる周波数はおよそ４００［ＫＨｚ］と低くなっているのに対して、図６（Ａ）にしめす本発明による回路構成ではおよそ５０〜６０［ＭＨｚ］と極めて高くなっており、後述する時間領域における波形歪みにも大きな差となって表れることから、本発明による回路構成のもう一つの利点といえる。
【００１９】
図５（Ｂ）、図６（Ｂ）は同様に従来技術による回路構成と、本発明による回路構成で負荷電流検出用シャント抵抗Ｒ２と当該シャント抵抗の残留インダクスＬ１を含む電流検出出力電圧と負荷トランジスタＱ１のゲート電圧との利得の周波数特性であり、本発明ではループの周波数補償を負荷トランジスタＱ１、Ｑ１１のソースに挿入されたインダクタンスＬ３、Ｌ１３で行っているために、被試験交流電源２との接続ケーブルのインダクタンスの変化に対しても平坦な周波数特性となっていることにより交流電子負荷としての総合ループ特性においても当該接続ケーブルのインダクタンスによる影響が少なく安定な上、広帯域な制御系となっている。
【００２０】
次に、時間領域における特性について図３に示す従来技術による交流電子負荷の回路構成と、図４に示す本発明の一実施例による交流電子負荷の回路構成との比較を行う。各回路構成ともに、負荷電流設定用基準交流電圧源Ｅ１により基準電圧信号を正弦波電圧で与え、±１０［Ｖｐ］の電圧の時に負荷電流が±１．０［Ａｐ］となるように各部の定数を設定し、負荷電流設定用基準交流電圧源Ｅ１による基準交流電圧を±２［Ｖｐ］から２［Ｖ］ステップにて±１０［Ｖｐ］まで変化させたときの各部のシミュレーション波形を図７および図８に示している。なお、被試験交流電源の電圧は±１００［Ｖｐ］一定とした。
【００２１】
図７は、図３に示す従来技術による交流電子負荷の回路構成（コンデンサＣ１，Ｃ１１およびＣ２、Ｃ１２を１［ｎＦ］と設定）による特性波形の一例であり、図８は、図４に示す本発明による一実施例の回路構成（インダクタンスＬ３、Ｌ１３を５［ｕＨ］と設定）による特性波形の一例であり、図７および図８の（Ａ）は基準電圧信号の波形、（Ｂ）は負荷トランジスタＱ１およびＱ１１のゲート・ソース間電圧、（Ｃ）は負荷トランジスタＱ１のドレイン・ソース間電圧、（Ｄ）は負荷トランジスタＱ１１のドレイン・ソース間電圧、（Ｅ）は負荷電流波形を表している。基準信号周波数を１０［ＫＨｚ］として比較した場合、従来技術による交流電子負荷の回路構成においては図５（Ｃ）に示しているように約２６ｄＢという必要最小限ではあるが負帰還が掛かっているものの、図７（Ｅ）における負荷電流の極性が変わるクロスオーバーポイントにおいて、著しい波形歪みを伴っている。この原因としては、図７（Ｂ）におけるゲート・ソース間電圧が負荷トランジスタを駆動する演算増幅器Ｘ１、Ｘ１１の帰還コンデンサＣ１、Ｃ１１によって誤差信号が大きいにもかかわらずスルーレートを大幅に制限されているために負荷電流極性の切り替わる微少電流領域において一定時間の不感帯が生じ、結果として大きなクロスオーバー歪みが発生している。
【００２２】
一方、図４に示す本発明による一実施例の回路構成においては図６（Ｃ）に示しているように基準信号周波数１０［ＫＨｚ］において約６９［ｄＢ］の充分な負帰還が掛かっていおり、かつ誤差増幅段から負荷トランジスタのゲート電圧までの周波数帯域が極めて高く、図８（Ｂ）に示しているように負荷トランジスタのゲート・ソース間電圧は演算増幅器Ｘ１、Ｘ１１の無帰還時の高いスルーレートが保たれた状態で極めて忠実に誤差信号を反映した制御が行われており、結果として図８（Ｅ）に示しているようにほとんどクロスオーバー歪みが無い良好な負荷電流の応答波形となっている。また、基準信号周波数を１００［ＫＨｚ］とした場合の図４に示している本発明による一実施例の回路構成における応答波形を図９に示しているが、基準周波数を１０倍高くしたにもかかわらず、図３の従来技術による回路構成における基準周波数１０［ＫＨｚ］での応答特性を示した図７の結果よりも優れた応答特性であり、本発明による交流電子負荷の回路方式により極めて高速な交流電子負荷が実現できることがわかる。
【００２３】
次に、負荷トランジスタのピンチオフ電圧の変化に伴う負荷電流波形歪みに対する影響について、従来技術と本発明による回路構成での特性の違いについて詳述する。正極性側負荷トランジスタＱ１と負極性側負荷トランジスタＱ１１の制御が切り替わるクロスオーバーポイントにおいて、負荷電流歪みを最適化するために両トランジスタのゲート・ソース間のピンチオフ電圧に対応したバイアス電圧を与えなければならない。このピンチオフ電圧は使用するトランジスタ個々によって、あるいは温度の変化によって変動するものであり、この変化に対応して演算増幅器によるゲート駆動電圧も追従しなければならないが、従来技術の回路構成においては、前述したごとくスルーレートが極めて低くなってしまい、これに反比例した一定の時間の間、比例制御が行われない飽和状態が発生するためにクロスオーバー歪みの増大となって表れ、結果として負荷トランジスタの温度変化によって負荷電流波形が影響を受けやすくなっていた。これに対して、本発明による回路構成では負荷トランジスタゲート駆動電圧のスルーレートを高くできるため、帰還制御の飽和時間が極めて短時間となり、負荷トランジスタのピンチオフ電圧の変動による負荷電流歪みの影響も大幅に軽減できる特徴がある。
【００２４】
以上述べてきた本発明の実施例では、正極性側負荷制御回路と負極性側負荷制御回路の二つを直列に接続した構成について述べているが、もう一つの実施例について説明する。図１０は、負荷電流検出用シャント抵抗Ｒ５とその残留インダクタンスＬ１と周波数補償用インダクタンスＬ３とを正極性側、負極正側負荷制御回路で共用した回路構成であり、シャント抵抗による負荷電流の検出を演算増幅器の差動信号として検出しているので、動作説明は図４の実施例と同じであり、図１１に図１０に示す回路構成で基準信号周波数を１０［ＫＨｚ］とした応答波形を示している。他の条件は図８での説明と同一条件であり、図４での回路構成における応答特性とほとんど変わらない応答特性が示されている。
【００２５】
図１２にはもう一つの実施例における回路構成を、図１３には図１２での回路構成で基準信号周波数を１０［ＫＨｚ］とした応答特性波形を示す。図１２の回路構成は負荷トランジスタをＮチャンネル型トランジスタとＰチャンネル型トランジスタとし、それぞれに逆電圧阻止用のダイオードを各トランジスタのドレインに直列に接続している。負荷電流検出用シャント抵抗や演算増幅器は負荷電流の正負極性を兼ねている以外の動作は前述の説明と同様である。負荷トランジスタの逆電圧阻止ダイオードが入るために、ダイオードの内部抵抗に起因する順電圧損失が加わり、低い負荷電圧における電流波形のクロスオーバー歪みは若干犠牲になるものの、従来技術による交流電子負荷よりは優れた応答特性であり、部品コストの低減を図りながら本発明による交流電子負荷の応答特性を改善できる一実施例である。
【００２６】
【発明の効果】
以上述べてきたように、本発明による交流電子負荷の回路構成では、負荷トランジスタのソースに直列に周波数補償用インダクタンスを接続することにより、負荷制御ループの周波数応答特性を大幅に改善でき、従来技術による交流電子負荷における正負極性切り替わり時のクロスオーバー歪みもほとんど発生しない交流電子負荷装置が実現できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術による交流電子負荷装置の正極性半波部分の原理図である。
【図２】従来技術による交流電子負荷装置の原理図である。
【図３】図２の原理図に接続ケーブルの影響を付加した回路構成図である。
【図４】本発明の請求項１に記載する一実施例の回路構成である。
【図５】図３の回路構成における周波数応答特性図である。
【図６】図４の回路構成における周波数応答特性図である。
【図７】図３の回路構成における電流波形応答特性図である。
【図８】図４の回路構成における電流波形応答特性図である。
【図９】図４の回路構成における電流波形応答特性図である。
【図１０】本発明の請求項１に記載するもう一つの実施例の回路構成図である。
【図１１】図１０の回路構成における電流波形応答特性図である。
【図１２】本発明の請求項１に記載するもう一つの実施例の回路構成図である。
【図１３】図１２の回路構成における電流波形応答特性図である。
【符号の説明】
１ 電子負荷装置
２ 被試験交流電源等
Ｅ１〜Ｅ４ 電源
Ｘ１、Ｘ１１ 増幅器
Ｑ１〜Ｑ１１ トランジスタ
Ｒ０〜Ｒ２４ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ１２ コンデンサ
Ｌ１〜Ｌ２２ インダクタンス
Ｄ１、Ｄ２ ダイオード
ＺＤ１、ＺＤ２ ツエナーダイオード[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention is intended to test the characteristics of an AC power supply or an uninterruptible power supply used in a load such as an AC power supply under test that outputs high-frequency AC power, such as an inverter power supply or a high-frequency power supply. The present invention relates to an alternating-current electronic load device for performing
[0002]
[Prior art]
FIG. 1 is a principle diagram for explaining the operation principle of the positive half-wave of the AC power supply 2 under test in the AC electronic load device 1 according to the prior art. An equivalent circuit of the AC power supply 2 under test is shown as a series circuit of a sine wave voltage generator E2 and an internal resistor R0, and a constant load current is caused to flow by a reference signal AC voltage E1 in phase with the AC power supply under test. A load current control circuit is configured.
In FIG. 1, a reference signal AC voltage E1, a differential amplifier input resistance R1 (equivalent resistance value of R2), a differential amplifier feedback resistance R3 (equivalent resistance value of R4), a shunt resistance for load current detection Is R5, a negative feedback loop is formed in which the gate of the transistor Q1 is driven by an error voltage from the reference signal AC voltage amplified by the operational amplifier X1, and the load current iL [A] shown in Expression 1 flows.
(Equation 1)

That is, the load current iL is an AC electronic load that is proportional to the reference signal AC voltage E1 and supplies a load current similar to the waveform of the reference signal AC voltage regardless of the load voltage. I'm calling Here, in order to use an electronic load that operates as an alternating current, it is necessary to be able to operate in both positive and negative polarities. For example, two circuits equivalent to the circuit shown in FIG. 1 are prepared and assigned to each circuit. There is a method of inverting the polarity of the reference signal AC voltage to be connected in series as shown in FIG.
In the circuit shown in FIG. 2, when a load voltage has one polarity, a transistor driving a load current of the other polarity is turned on by a flywheel diode, so that alternating current alternately operates for each of the positive and negative polarities. Although it operates as an electronic load, in order to operate as an AC electronic load for a high-frequency AC power supply under test, it is necessary to widen the frequency band of the negative feedback loop of the AC electronic load as much as possible. On the other hand, the stability of the control system of the negative feedback loop is greatly affected by the resonance phenomenon caused by the inductance of the connection cable and the internal parasitic capacitance of the load transistor. In the prior art, the frequency compensation of the control loop is performed by the feedback circuit of the operational amplifier. However, as the frequency characteristic of the feedback loop is broadened to cope with a high-speed response, the stability of the system is impaired, and the transient characteristic overshoots. In order to avoid this, ringing and eventually an oscillation phenomenon are caused. To avoid this, the capacitance of the capacitors C1 and C11 of the feedback circuits of the operational amplifiers X1 and X11 must be increased to sacrifice the feedback frequency band. In addition, a wideband AC electronic load device could not be realized. (For example, see Patent Literature 1 and Patent Literature 2.)
[0006]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 06-189554 (Section 5-11, Fig. 1)
[Patent Document 2]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 07-92215 (Section 6-15, Fig. 1)
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In order to realize a high-frequency AC power supply under test or an AC electronic load corresponding to a load current with a high crest factor, a load current change at a high slew rate is required. To realize this, the operational amplifier X1 shown in FIG. , X11 and load transistors Q1 and Q11, it is necessary to make the frequency response of the load current control loop as wide as possible to make the control response characteristic of the AC electronic load fast.
As another problem, the equal inductance L of the cable connected to the AC power supply under test has a great effect on the control loop characteristics of the AC electronic load. If the frequency band of the load current control loop is widened for high-speed response, the inductance L and the phase margin of the load current control loop characteristics decrease with the increase of the inductance L of the connection cable to the AC power supply under test, and the transient characteristics overshoot. May occur, and the AC electronic load may continuously oscillate. In the prior art, even if the inductance L of the connection cable of the AC power supply under test becomes large to some extent, oscillation does not occur in C1, C11, C2 of FIG. , C12, etc., the frequency band of the load current control loop must be lowered, and the response characteristics must be greatly sacrificed. This has been a major obstacle in realizing a fast response AC electronic load, but according to the present invention, even when the equivalent inductance of the connection cable with the AC power supply under test is relatively large, the load current control A fast response AC electronic load can be realized without sacrificing the frequency band of the loop.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In the AC electronic load device shown in FIG. 4 including the transistors Q1 and Q11 that operate as loads of the AC power supply under test and a control circuit that controls a current corresponding to a predetermined load current value to flow through the transistor. By adopting a configuration in which the inductances L3 and L13 are inserted in series with the source of the load transistor, it is possible to realize an AC electronic load device that can respond much faster than an AC electronic load device according to the related art.
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings and tables.
[0011]
【Example】
FIG. 3 shows an example of an AC electronic load device according to the related art, and FIG. 4 shows an embodiment according to the present invention described in claim 1. The operation and effects of the present invention will be described in detail with a waveform drawing of a simulation result. . When comparing the circuit configuration according to the prior art in FIG. 3 and the circuit configuration according to the present invention in FIG. 4, all the components are the same except for the frequency compensation circuit due to the difference in the circuit configuration. The comparison is performed under the same conditions such as the equivalent inductance and the equivalent model of the AC power supply under test.
[0012]
In the embodiment of the present application, in order to prevent the description from being complicated, a case will be described in which one transistor has positive and negative polarity. However, depending on the required load current and the magnitude of the load power, the load current control loop is controlled. It is needless to say that a desired AC electronic load can be realized by connecting a plurality of blocks in parallel in the embodiment of the present application including the above.
[0013]
3 and 4, the feedback loop formed by the operational amplifier X1 and the load transistor Q1 actively operates during the period when the AC power supply under test has a positive voltage, and the feedback loop formed by the operational amplifier X11 and the load transistor Q11. Operates actively when the AC power supply under test has a negative voltage. The reference voltage signals to the operational amplifiers X1 and X11 operating during the positive voltage period and the negative voltage period are supplied from the reference AC voltage source E1 at the input resistors R1 and R2 and the input resistors R11 and R12, and from the shunt resistors. The feedback resistors R3 and R4 and the feedback resistors R13 and R14 are each configured to operate as a differential signal.
[0014]
The inductances L1 and L11 inserted in series with the current detecting shunt resistors R5 and R15 represent a small residual inductance of the shunt resistor, but may be externally provided for phase compensation of a feedback loop in some cases. . In the simulation in this embodiment, the current detecting shunt resistors R5 and R15 are set to 0.2 [Ω], and the residual inductances L1 and L11 are set to 0.1 [μH]. The transfer function of the feedback loop caused by this residual inductance is given by

It functions as a primary advance element represented by Expression 2, and causes a problem that a load current detection circuit does not faithfully detect a load current. However, this problem can be eliminated by inserting capacitors C3 and C4 and capacitors C12 and C13 having the same time constant τ1 in the input resistors R1 and R2 and the input resistors R11 and R12 of the reference voltage signal.
[0015]
In addition, the equivalent inductance of one line of the load connection cable connected to the AC power supply under test, which is generated according to the length of the cable, is L21, L22, and the pair of load connection cables is a parallel line or a twisted line. Assuming that the magnetic fluxes intersect and the mutual inductance is M, the equivalent inductance L corresponding to L in Equation 3 can be regarded as between the AC power supply under test and the AC electronic load.
[Equation 3]

The resistors R21 and R22 inserted in parallel with the equivalent inductances L21 and L22 of the cable are loss resistors inserted for the purpose of bringing the inductance Q of the load connection cable to the AC power supply under test close to the actual value at a high frequency. In the loop circuit characteristics in the description of the effects of the present embodiment, the load connection cable has a single-line inductance of 1 [μH], 10 [μH], 100 [μH], and 1 [mH]. The reciprocating line coupling coefficient K = 0.9, the load voltage of the AC power supply under test is 100 [V], and the load current is 1 [A]. The characteristics of the AC electronic load device according to the invention were simulated. Note that capacitors C1 and C11 in FIG. 3 are capacitors for compensating the main frequency of the feedback loop, and capacitors C2 and C12 having the same constant are inserted as differential impedance elements corresponding to the capacitors C1 and C11. In the circuit configuration of one embodiment, the inductances L3 and L13 inserted in series with the sources of the load transistors Q1 and Q11 operate as the main frequency compensation of the feedback loop, and the main frequency in the prior art circuit of FIG. It is assumed that the compensation capacitors C1 and C11 are not inserted or have a very small capacity constant.
[0016]
First, FIG. 5 shows the frequency characteristic of each part of the circuit in the load current control loop, and FIG. 5 shows the characteristic of the looping feedback loop in the AC electronic load device according to the prior art shown in FIG. 3, and FIG. FIG. 6 shows the characteristics in the example. In both FIGS. 5 and 6, the change in the characteristics when the one-wire inductance of the connection cable to the AC power supply 2 under test is 1 [μH], 10 [μH], 100 [μH], 1 [mH] is overwritten. 5 (C) and 6 (C) show the amplitude characteristics of the loop in the circuit configurations of FIGS. 3 and 4, and FIGS. 5 (D) and 6 (D) similarly show the loop characteristics of FIGS. 3 and 4. This is the phase characteristic (phase characteristic curve and vertical axis: the phase difference between the phase angle of 0 ° and the phase margin) in the circuit configuration.
[0017]
In the circuit configuration according to the prior art shown in FIG. 3, frequency compensation for securing a loop amplitude margin and a phase margin with respect to a change in inductance of a cable connected to the AC power supply 2 under test is performed on the capacitors C1 and C11 and the capacitors C2 and C12. As a result, the frequency at which the loop gain becomes 1 was approximately 200 [KHz]. On the other hand, in the circuit configuration of the present invention shown in FIG. 4, the frequency compensation is performed by the inductances L3 and L13 inserted in the source of the load transistor, and the characteristics when the respective inductances are 5 [μH] are shown in FIG. , (D), the frequency at which the loop gain becomes 1 is about 2 to 5 [MHz], and a broadband characteristic that is at least 10 times higher than the frequency characteristic of the circuit configuration according to the related art is obtained.
[0018]
Also, regarding the frequency characteristics of the feedback loop, the load current detecting shunt resistor R5 and the residual of the shunt resistor according to the circuit configuration according to the related art shown in FIGS. With respect to the frequency characteristic of the output voltage of the operational amplifier X1 which receives the voltage between both ends of the inductance L1 as an input, in the conventional circuit configuration shown in FIG. 5A, the frequency compensation of the loop is performed by the feedback capacitors C1 and C11 of the operational amplifier. Therefore, the frequency at which the gain becomes 1 is as low as about 400 [KHz], whereas the circuit configuration according to the present invention shown in FIG. 6A is as high as about 50 to 60 [MHz]. This is another significant advantage of the circuit configuration according to the present invention, since a large difference appears in the waveform distortion in the time domain described later.
[0019]
5 (B) and 6 (B) also show the current detection output voltage and load including the load current detection shunt resistor R2 and the residual inductance L1 of the shunt resistor in the circuit configuration according to the related art and the circuit configuration according to the present invention. This is the frequency characteristic of the gain with respect to the gate voltage of the transistor Q1. In the present invention, the loop frequency compensation is performed by the inductances L3 and L13 inserted into the sources of the load transistors Q1 and Q11. It has a flat frequency characteristic with respect to the change in inductance of the connection cable, so that the overall loop characteristics as an AC electronic load is less affected by the inductance of the connection cable and is stable and a wide-band control system. ing.
[0020]
Next, with respect to the characteristics in the time domain, a comparison is made between the circuit configuration of the AC electronic load according to the related art shown in FIG. 3 and the circuit configuration of the AC electronic load according to the embodiment of the present invention shown in FIG. In each circuit configuration, a reference voltage signal is given as a sine wave voltage by the load current setting reference AC voltage source E1, and the load current is ± 1.0 [Ap] when the voltage is ± 10 [Vp]. FIG. 7 shows a simulation waveform of each part when a constant is set and the reference AC voltage by the load current setting reference AC voltage source E1 is changed from ± 2 [Vp] to ± 10 [Vp] in 2 [V] steps. And FIG. The voltage of the AC power supply under test was kept constant at ± 100 [Vp].
[0021]
FIG. 7 shows an example of a characteristic waveform according to the circuit configuration of the conventional AC electronic load shown in FIG. 3 (the capacitors C1, C11 and C2, C12 are set to 1 [nF]), and FIG. 8 is shown in FIG. 7A and 7B are examples of characteristic waveforms according to a circuit configuration (inductances L3 and L13 are set to 5 [uH]) according to an embodiment of the present invention. The gate-source voltages of the load transistors Q1 and Q11, (C) is the drain-source voltage of the load transistor Q1, (D) is the drain-source voltage of the load transistor Q11, and (E) is the load current waveform. I have. When the reference signal frequency is compared to 10 [KHz], in the circuit configuration of the AC electronic load according to the related art, negative feedback is applied although the necessary minimum is about 26 dB as shown in FIG. 5C. However, at the crossover point where the polarity of the load current in FIG. 7E changes, significant waveform distortion is accompanied. The reason for this is that the gate-source voltage in FIG. 7B is largely limited by the feedback capacitors C1 and C11 of the operational amplifiers X1 and X11, which drive the load transistors, even though the error signal is large. As a result, a dead zone for a certain period of time occurs in a minute current region where the load current polarity switches, and as a result, large crossover distortion occurs.
[0022]
On the other hand, in the circuit configuration of the embodiment according to the present invention shown in FIG. 4, a sufficient negative feedback of about 69 [dB] is applied at a reference signal frequency of 10 [KHz] as shown in FIG. In addition, the frequency band from the error amplification stage to the gate voltage of the load transistor is extremely high. As shown in FIG. 8B, the gate-source voltage of the load transistor is high when the operational amplifiers X1 and X11 are not fed back. In the state where the slew rate is maintained, the control which reflects the error signal very faithfully is performed. As a result, as shown in FIG. Has become. FIG. 9 shows a response waveform in the circuit configuration of the embodiment of the present invention shown in FIG. 4 when the reference signal frequency is set to 100 [KHz]. Regardless, the response characteristics are superior to the results of FIG. 7 showing the response characteristics at a reference frequency of 10 [KHz] in the circuit configuration according to the prior art of FIG. It can be seen that a simple AC electronic load can be realized.
[0023]
Next, with respect to the influence on the load current waveform distortion due to the change in the pinch-off voltage of the load transistor, the difference in characteristics between the circuit configuration according to the related art and the present invention will be described in detail. At the crossover point where the control of the positive load transistor Q1 and the control of the negative load transistor Q11 are switched, a bias voltage corresponding to the pinch-off voltage between the gate and source of both transistors must be applied in order to optimize the load current distortion. No. This pinch-off voltage fluctuates depending on the individual transistor used or a change in temperature, and the gate drive voltage of the operational amplifier must follow the change in accordance with this change. As a result, the slew rate becomes extremely low, and for a certain period of time inversely proportional to the slew rate, a saturation state in which the proportional control is not performed appears, resulting in an increase in crossover distortion. As a result, the temperature of the load transistor increases. The change made the load current waveform more susceptible. On the other hand, in the circuit configuration according to the present invention, the slew rate of the load transistor gate drive voltage can be increased, so that the saturation time of the feedback control becomes extremely short, and the influence of the load current distortion due to the fluctuation of the load transistor pinch-off voltage is large. There is a feature that can be reduced.
[0024]
In the embodiment of the present invention described above, the configuration in which the positive-side load control circuit and the negative-side load control circuit are connected in series is described. However, another embodiment will be described. FIG. 10 shows a circuit configuration in which the load current detection shunt resistor R5, its residual inductance L1, and the frequency compensation inductance L3 are shared by the positive and negative load control circuits. Since the differential signal is detected as the differential signal of the operational amplifier, the description of the operation is the same as that of the embodiment of FIG. 4. FIG. 11 shows a response waveform with the reference signal frequency set to 10 [KHz] in the circuit configuration shown in FIG. ing. Other conditions are the same as those described with reference to FIG. 8, and show response characteristics that are almost the same as the response characteristics in the circuit configuration in FIG.
[0025]
FIG. 12 shows a circuit configuration in another embodiment, and FIG. 13 shows a response characteristic waveform of the circuit configuration in FIG. 12 with a reference signal frequency of 10 [KHz]. In the circuit configuration of FIG. 12, the load transistors are an N-channel transistor and a P-channel transistor, and a reverse voltage blocking diode is connected in series to the drain of each transistor. The operations other than that the load current detecting shunt resistor and the operational amplifier also have the positive and negative polarities of the load current are the same as those described above. Since the reverse voltage blocking diode of the load transistor is inserted, forward voltage loss due to the internal resistance of the diode is added, and crossover distortion of the current waveform at a low load voltage is slightly sacrificed. This is an embodiment that has excellent response characteristics and can improve the response characteristics of the AC electronic load according to the present invention while reducing component costs.
[0026]
【The invention's effect】
As described above, in the circuit configuration of the AC electronic load according to the present invention, the frequency response characteristic of the load control loop can be significantly improved by connecting the frequency compensating inductance in series with the source of the load transistor. Thus, it is possible to realize an AC electronic load device that hardly generates crossover distortion at the time of switching between positive and negative polarities in the AC electronic load.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a principle diagram of a positive half-wave portion of a conventional AC electronic load device.
FIG. 2 is a principle diagram of an AC electronic load device according to the related art.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram in which the influence of a connection cable is added to the principle diagram of FIG. 2;
FIG. 4 is a circuit configuration of an embodiment according to claim 1 of the present invention.
FIG. 5 is a frequency response characteristic diagram in the circuit configuration of FIG. 3;
FIG. 6 is a frequency response characteristic diagram in the circuit configuration of FIG. 4;
FIG. 7 is a current waveform response characteristic diagram in the circuit configuration of FIG. 3;
8 is a current waveform response characteristic diagram in the circuit configuration of FIG.
FIG. 9 is a current waveform response characteristic diagram in the circuit configuration of FIG. 4;
FIG. 10 is a circuit configuration diagram of another embodiment according to claim 1 of the present invention.
11 is a current waveform response characteristic diagram in the circuit configuration of FIG.
FIG. 12 is a circuit configuration diagram of another embodiment according to the first aspect of the present invention.
13 is a current waveform response characteristic diagram in the circuit configuration of FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Electronic load apparatus 2 AC power supply under test E1-E4 Power supply X1, X11 Amplifier Q1-Q11 Transistor R0-R24 Resistance C1-C12 Capacitor L1-L22 Inductance D1, D2 Diode ZD1, ZD2 Zener diode

Claims (1)

An inductance and a load current detection shunt resistor are connected in series to the source side of the load current control transistor that operates as the load of the AC power supply under test, and a loop is formed to flow the output current of the AC power supply under test, and a predetermined load current set value is set. And a control circuit for outputting a gate drive current suitable for the transistor to the transistor.

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