JP2005064615A - OFDM demodulator - Google Patents

Abstract

An OFDM demodulator capable of saving power is provided.
Symbol synchronization for extracting a valid symbol by removing a guard interval from an OFDM baseband signal including a transmission symbol having a valid symbol and a guard interval obtained by copying the same content as a part of the valid symbol. A symbol synchronization detection unit 108 for generating a signal is provided. The symbol synchronization detection unit 108 delays the OFDM baseband signal, obtains the autocorrelation of signals before and after the delay, detects the effective symbol period length and the guard interval period length, and detects the detected effective symbol period length and the guard interval period. A symbol synchronization signal is generated based on the length.
[Selection] Figure 1

Description

【０００５】
と書ける。ここで、Ｎは全キャリア数である。これは、キャリア情報Ｚｋ＝Ｉｋ＋ｊＱｋを周波数が、
ｆｋ＝２πｋ／Ｎ …（２）
である平面波にのせて多重化したことに相当する。
【０００６】
式（１）におけるＺｋからＺｉに変換する信号処理は、周波数情報を時間情報に変換するフーリエ逆変換（ＩＦＦＴ： Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ）に相当する。実際にＯＦＤＭ変調装置の標準的な構成では、多重化にＩＦＦＴが用いられている。
【０００７】
ＯＦＤＭ変調処理に相当するＩＦＦＴ変換の変換窓の期間が、有効シンボル期間ｔｓとなる。有効シンボル期間ｔｓを基本単位としてデジタル変調された全キャリアを加え合わせたものをＯＦＤＭ伝送シンボルという。
【０００８】
実際の伝送シンボルは、通常、図２に示すように有効シンボル１に、ガードインターバル（ＧＩ）２と呼ばれる期間ｔｇを付加して構成される。ＧＩ期間ｔｇの波形は、有効シンボル期間ｔｓの後部の信号波形を繰り返したものになっている。
【０００９】
例えば、地上波デジタル放送の規格であるＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」によると、有効シンボル期間長はＭＯＤＥと呼ばれるパラメータによって表１の様に定義されている。
【００１０】
【表１】

【００１１】
さらに、ＧＩ期間（単位：μｓ）は、各有効シンボル期間長に対する比であるＧＩ期間長（ＧＩ比）と呼ばれるパラメータによって、表２の様に定義されている。
【００１２】
【表２】

【００１３】
また、伝送シンボルを幾つか集めたものを伝送フレームといい、情報伝送用シンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものである。例えば、地上波デジタル放送の規格であるＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」によると、１フレームは２０４シンボルと定義されている。
【００１４】
受信側では、ガードインターバルにある信号を無視して残りの部分から情報を取り出す。これは、ＯＦＤＭ受信信号にウィンドウをかけて、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、有効シンボル期間分の信号を復調することを意味する。つまり、ＯＦＤＭ変調波を復調するには、受信データをＦＦＴするために、受信側で有効シンボル期間を如何に正確に切り出すかということが重要な課題となっている。
【００１５】
次に、上記ＯＦＤＭの伝送シンボルを送信信号として発生するＯＦＤＭ変調装置の概略構成について簡単に説明する。図１４は従来のＯＦＤＭ変調装置の一構成例を示すブロック図である。このＯＦＤＭ変調装置には、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の方式でマッピングされた（一般には複素表現される）送信データが入力される。この送信データはシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１１にて各伝送サブキャリアに対応したパラレルデータに変換される。
【００１６】
このパラレルデータはＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１２にて逆離散フーリエ変換される。これにより、１つのＯＦＤＭ伝送シンボルに対応する有効シンボルを得ることができる。
【００１７】
このようにして生成された有効シンボルは、ガードインターバル付加部１３に入力される。ここでは、入力された有効シンボルの後部の一部分を有効シンボルの前部へ巡回的に付加し、ＯＦＤＭの伝送シンボルをベースバンド信号として出力する。一般に、ベースバンド信号は複素形式で表現され、その実数に対応する信号はＩ信号、虚数に対応する信号はＱ信号と呼ばれている。
【００１８】
このベースバンド信号は一般にデジタル信号であるので、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換部１４ａ、１４ｂによりアナログ信号に変換される。この変換タイミングは、基本タイミング発生部１６で発生される基本タイミング周波数（１／Ｔｓａｍｐ、またはその２倍など）によって制御される。
【００１９】
さらに、このアナログ信号は、直交変調による周波数変換部１５にて所要の中間周波数または高周波へ変換され、送信信号として出力される。そして、周波数変換後の送信信号は、適切に増幅された後、空中線などの伝送路へ供給されて送信される。
【００２０】
続いて、ＯＦＤＭ復調装置の基本構成について簡単に説明する。図１５は従来のＯＦＤＭ復調装置の一構成例を示すブロック図である。このＯＦＤＭ復調装置には、前述のＯＦＤＭ変調装置から伝送路へ送出され、受信側の空中線にて受信された信号が、フィルタリングなどの信号処理を受けた後、ＯＦＤＭ受信信号として入力される。
【００２１】
このＯＦＤＭ受信信号は、周波数変換部２１によって対応するベースベンド信号に変換され、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部２２ａ、２２ｂによりサンプリングされてデジタルのベースバンド信号（Ｉ信号およびＱ信号）となる。このデジタルのベースバンド信号は、ガードインターバル除去部２３に入力される。このガードインターバル除去部２３は、入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号から伝送シンボル毎にガードインターバル部分を除去し、有効シンボルのみを出力する。
【００２２】
この有効シンボルの信号はＦＦＴ（高速フーリエ変換）部２４によって高速離散フーリエ変換され、これによって各サブキャリアに対応したパラレルの受信データに変換される。最後に、このパラレル受信データはパラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部２５によって所要のシリアルの受信データ（複素シンボルデータ）に変換される。
【００２３】
ここで、ガードインターバル除去部２３並びにＦＦＴ部２４等は、シンボルタイミング同期検出部２６にてＯＦＤＭベースバンド信号から別途生成される伝送シンボルタイミング同期信号、有効シンボルタイミング同期信号、あるいはガードタイミング同期信号などに従って動作する。
【００２４】
従来の標準的なＯＦＤＭ復調装置では、ＯＦＤＭベースバンド信号の自己相関を計算して、シンボル同期が行われる。ＯＦＤＭ信号を精度よく、かつより安定に復調するためには、正確に安定したタイミング周波数（タイミング周期）にてＯＦＤＭベースバンド信号をサンプリングし、さらにこのサンプリングされた信号から所要の有効シンボルのみを正しいシンボルタイミング（フェーズ）にて抽出し、ＦＦＴ処理することが必要である。
【００２５】
しかしながら、実際にＯＦＤＭ信号を精度よく、かつより安定に復調するためには、正確に安定したタイミング周波数（タイミング周期）にてＯＦＤＭベースバンド信号をサンプリングし、さらにこのサンプリングされた信号から所要の有効シンボルのみを正しいシンボルタイミング（フェーズ）にて抽出し、ＦＦＴ処理することが必要である。
【００２６】
すなわち、雑音等により、そのいずれか一つでもずれると、各サブキャリア信号間や隣接するＯＦＤＭ伝送シンボル間にて干渉が生じ、復調信号が劣化してしまう。特に、上述のような相関出力ピークを利用する場合には、雑音等の影響を受けやすいと考えられるため、性能向上の必要が望まれる。
【００２７】
特許文献１では、スペクトル強調フィルタをシンボル同期に用いることで、雑音下でもより正確に安定したタイミング周波数同期並びにシンボルタイミング同期が可能となることを報告している。
【００２８】
特許文献１に記載のＯＦＤＭ復調装置においては、図１６に示すように、伝送されてきた受信信号を、周波数変換部５１にてベースバンド信号、つまりＯＦＤＭ信号に変換して出力する。ＯＦＤＭ信号は、１つの伝送シンボルの時間長が（ｔｓ＋ｔｇ）であり、かつ、該１つの伝送シンボルが有効シンボル（ｔｓ）と該有効シンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバル（ｔｇ）とから構成、言い換えると各有効シンボル間にガードインターバルがそれぞれ挿入されていることになる。
【００２９】
このＯＦＤＭ信号をアナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換部５２ａ、５２ｂでサンプリングし、ガードインターバル除去部５３でガードインターバルを除去して有効シンボルのみを取り出した後、高速離散フーリエ変換５４により各サブキャリアに対応した受信データを抽出している。
【００３０】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、さらに、前記アナログ−デジタル変換部５２でサンプリングされたＯＦＤＭ信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延前後の信号の相関をとって相関信号を求める相関演算部５６と、この相関演算部５６から出力される相関信号に基づいて前記アナログ−デジタル変換部５２でサンプリングされたＯＦＤＭ信号から前記有効シンボルを取り出すためのシンボルタイミング同期信号を発生するシンボルタイミング同期部５８と、前記相関信号と前記シンボルタイミング同期信号に基づいて前記の各Ａ／Ｄ変換部５２ａ、５２ｂのサンプリングタイミングを制御するタイミング周波数同期部５９とを具備している。
【００３１】
その上、前記シンボルタイミング同期部５８は、図１７に示すような、前記相関信号を入力して１／（ｔｓ＋ｔｇ）並びにその整数倍の周波数を通過させ、それ以外の周波数を抑圧する周波数特性を有するスペクトル強調フィルタ５８１を備え、このフィルタ出力のピーク位置からシンボルタイミングを検出することで、ピーク位置検出の雑音成分による影響を軽減し、ＭＯＤＥ判定とＧＩ判定と同時にシンボルタイミング同期を良好に行うようにしている。
【００３２】
【特許文献１】
特開平１０−２９４７１１号公報（公開日：１９９８年１１月４日）
【００３３】
【発明が解決しようとする課題】
上述した特許文献１で報告されているＯＦＤＭ復調装置は、シンボル同期を行う為の複素相関器以外にもＦＩＲフィルタ用に複素乗算器が複数必要となり回路規模が大きくなり、消費電力が増大するという課題を有し、消費電力が増大するので、携帯端末、携帯電話用としては問題が生じる。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
本発明のＯＦＤＭ復調装置は、以上の課題を解決するために、有効シンボルと該有効シンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバルとを備えた伝送シンボルを含むＯＦＤＭベースバンド信号からガードインターバルを除去して有効シンボルを抽出するＯＦＤＭ復調装置において、前記伝送シンボルから前記有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部を具備し、前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を遅延し、その遅延前後の信号の自己相関を求めて有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を検出し、前記検出した有効シンボル期間長とガードインターバル期間長に基づいてシンボル同期信号を発生するものであることを特徴としている。
【００３５】
本発明の他のＯＦＤＭ復調装置は、以上の課題を解決するために、時間長が設定されている伝送シンボルが有効シンボルと該有効シンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバルとから構成されるＯＦＤＭベースバンド信号を入力し、このＯＦＤＭベースバンド信号をアナログ−デジタル変換部でサンプリングし、ガードインターバル除去部でガードインターバルを除去して有効シンボルを取り出し、高速フーリエ変換により各サブキャリアに対応した受信データを抽出するＯＦＤＭ復調装置において、前記ＯＦＤＭベースバンド信号から前記有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部を具備し、前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延前後の信号の自己相関を求める自己相関演算部と、自己相関の信号からの信号形状検出部とを備え、前記自己相関演算部と前記信号形状検出部とで有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を検出し、前記検出した有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を元にシンボル同期信号を発生するものであることを特徴としている。
【００３６】
上記構成によれば、自己相関の、例えば移動平均のピーク強度とピーク形状から、まず有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を判定し、判定した該有効シンボル期間長と該ガードインターバル期間長を元に有効シンボルの先頭のタイミングを検出する。
【００３７】
よって、上記構成は、従来のように、相関器以外にもＦＩＲフィルタ用に複数の必要であった複素乗算器を省けるから、従来と比べて回路規模を小さくでき消費電力を低減できる。
【００３８】
また、上記構成は、自己相関の結果により、有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を判定するので、電磁波擾乱の影響を軽減できる。
【００３９】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、さらに、移動平均演算部を具備し、自己相関演算部は異なる相関長を持った複数の自己相関演算器を備え、自己相関演算部は前記ＯＦＤＭベースバンド信号を全ての自己相関演算器に入力し、移動平均演算部は自己相関演算器の出力信号の移動平均を計算し、信号形状検出部は、移動平均が０ではない自己相関演算器を検出することで有効シンボル期間長を検出するようになっていてもよい。
【００４０】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、最短のガードインターバル期間長と同じ長さの移動平均窓を用いて移動平均を計算する移動平均演算部が、自己相関演算部の出力信号を移動平均演算部に入力して移動平均を計算するように具備され、信号形状検出部は、移動平均のピーク強度が受信ＯＦＤＭベースバンド信号の振幅の自乗と一致する自己相関演算器を検出することで有効シンボル期間長を検出するものであってもよい。
【００４１】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、自己相関演算部は相関長を可変に設定できる１個の自己相関演算器を具備し、自己相関演算部は前記ＯＦＤＭベースバンド信号を上記自己相関演算器に入力し、自己相関演算器は相関長を変えながら移動平均を計算し、信号形状検出部が移動平均のピーク強度が受信ＯＦＤＭベースバンド信号の振幅の自乗と一致する相関長を検出することで有効シンボル期間長を検出するものであってもよい。
【００４２】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、信号形状検出部は検出用の閾値を設定する機能を具備し、信号形状検出部は移動平均演算部の出力信号である第一移動平均が第一閾値よりも大きいことを検出することで有効シンボル期間長を検出するものであってもよい。
【００４３】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、移動平均演算部は、移動平均窓を特定のガードインターバル期間長と一致させる様に設けられ、信号形状検出部は、移動平均演算部の出力信号である移動平均のピーク強度とピーク形状とからガードインターバル期間長を検出するものであってもよい。
【００４４】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、信号形状検出部は検出用の第二閾値を設定する機能を具備し、信号形状検出部は移動平均演算部の出力信号である移動平均が前記第二閾値よりも大きい期間を検出することでガードインターバル期間長を検出するものであってもよい。
【００４５】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、自己相関演算部は複数の自己相関演算器を、移動平均演算部は複数の移動平均器を具備し、信号形状検出部は移動平均器の出力信号がベースバンド信号の振幅の自乗と一致する移動平均器の数を検出することでガードインターバル期間長を検出するものであってもよい。
【００４６】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、移動平均演算部は移動平均窓が可変である移動平均器を１個具備し、移動平均器は移動平均窓の大きさを変えながら自己相関演算部の出力信号の移動平均を計算出力し、信号形状検出部は移動平均のピーク強度がベースバンド信号の振幅の自乗と一致する移動平均窓の数を検出することでガードインターバル期間長を検出するものであってもよい。
【００４７】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、信号形状検出部は検出用の第三閾値を設定する機能を具備し、信号形状検出部は移動平均のピーク強度が第三閾値以上である移動平均窓の数を検出することで、ガードインターバル期間長を検出するものであってもよい。
【００４８】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、さらに、ピーク位置を記憶する機能とタイマ機能を有するピーク位置検出部が設けられ、ピーク位置検出部は、移動平均の第１ピークのピーク位置を検出・記憶し、上記ピーク位置に検出した前記有効シンボル期間長と前記ガードインターバル期間長を足した期間後に移動平均がピークであることを確認する機能を具備して、シンボル同期信号を出すタイミングを検出するものであってもよい。
【００４９】
上記ＯＦＤＭ復調装置では、ピーク位置検出部は検出用の第四閾値を設定する機能を具備し、ピーク位置検出部は、移動平均の第１ピークのピーク位置を検出し、上記ピーク位置に検出した前記有効シンボル期間長と前記ガードインターバル期間長を足した期間後に移動平均が第四閾値より大きいことを確認することで、シンボル同期信号を出すタイミングを検出するものであってもよい。
【００５０】
上記ＯＦＤＭ復調装置においては、ピーク位置検出部は移動平均の２Ｎ点を記憶する機能と、前記２Ｎ点のうち前半Ｎ点の前半移動平均と後半Ｎ点の後半移動平均を計算する機能を具備し、ピーク位置検出部は後半移動平均が前半移動平均より大きい期間から前半移動平均が後半移動平均より大きい期間に変わるタイミングを検出することで、シンボル同期信号を出すタイミングを検出するものであってもよい。
【００５１】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態について、図１ないし図１３に基づいて説明すれば以下の通りである。
【００５２】
（基本原理：相関）
本発明では、「相関」という概念が重要であるので、最初に説明する。
【００５３】
ＯＦＤＭ受信データ列は、ＩＱ成分をもつ複素数データ列
Ｚｉ＝ｒｉ ｅｘｐ［ｊθｉ］＝Ｉｉ＋ｊＱｉ …（３）
と書ける。ここで、ｊは虚数単位、ｉはサンプリング点、ｒｉはＩＱ成分の振幅、θｉはＩＱ成分の位相である。ここでは、Ｔｓａｍｐ周期のサンプリング点でのデータ列を考える。なお、以下では議論を簡単にする為に、ｒｉは全てｒであると仮定する。つまり、強度は一定であるという仮定である。
【００５４】
時刻（Ｋ−ｉ）におけるデータＺ_Ｋ−ｉ（ｔ）と、時刻（−ｉ）におけるデータＺ_−ｉ ^＊（ｔ）との複素相関関数ｑ_−ｉ（ｔ）は、
ｑ_−ｉ（ｔ）＝Ｚ_Ｋ−ｉ（ｔ） Ｚ_−ｉ ^＊（ｔ） …（４）
と定義される。ここで、この時間差Ｋを相関長と呼ぶ。
【００５５】
さらに、該複素相関関数ｑ_−ｉ（ｔ）の実部である
Ｉ_Ｋ−ｉ（ｔ） Ｑ_−ｉ（ｔ）＋Ｑ_Ｋ−ｉ（ｔ） Ｉ_−ｉ（ｔ） …（５）
を自己相関、該複素相関関数ｑ_−ｉ（ｔ）の虚部
Ｑ_Ｋ−ｉ（ｔ） Ｉ_−ｉ（ｔ）−Ｉ_Ｋ−ｉ（ｔ） Ｑ_−ｉ（ｔ） …（６）
を相互相関と呼ぶ。
【００５６】
このデータ列Ｌ点の移動平均は、
【００５７】
【数２】

【００５８】
と書ける。
【００５９】
（Ａ）データ列に相関が無い場合（ランダムな場合）
複素データ列の実部と虚部はランダムな値をとり、２点のデータ間で相関が無い場合を考える。この場合には、式（７）の位相θｉ’はランダムな値をとる。
ランダムな複素数データ列が３０個の場合には、図３（ａ）の様に円からかなり点がぬけて点が存在しているので、該データ列の和は原点からずれる。
【００６０】
一方、１０００個のランダムな複素数データ列は図３（ｂ）の様にほぼ円形状となるので、該データ列の和は原点に近づく。したがって、前記図３（ａ）および図３（ｂ）より、このデータ列の移動平均は、点数が増えるほど原点に近づく。この様に、ランダムな複素データ列の複素相関の移動平均は、移動平均窓が十分大きいときには、下式（８）に示すように、
【００６１】
【数３】

【００６２】
とほぼゼロになる。
【００６３】
（Ｂ）データ列に相関がある場合
時刻（Ｋ−ｉ）におけるデータＺ_Ｋ−ｉ（ｔ）と時刻（−ｉ）におけるデータＺ_−ｉ ^＊（ｔ）との間に「相関がある」とは、下式（９）に示すように、
Ｚ_Ｋ−ｉ（ｔ） 〜 Ｚ_−ｉ ^＊（ｔ） …（９）
が成り立つことである。特に理想的には、下式（１０）に示すように、
Ｚ_Ｋ−ｉ（ｔ）＝Ｚ_−ｉ ^＊（ｔ） ⇔ θ_Ｋ−ｉ＝θ_−ｉ …（１０）
となる。Ｌ点のデータのうちＬ２点のデータが相関を持っているとすると、式（７）の移動平均は、下式（１１）に示すように、
【００６４】
【数４】

【００６５】
となる。つまり、複素相関の移動平均の強度は、該移動平均窓内の相関をもつ点の数と該移動平均窓の長さ比に比例する。特に、該移動平均窓内の全ての点が相関を持つ場合に、式（５）は最大となり、最大値はｒ^２となる。
【００６６】
したがって、複素相関を計算すれば、ＯＦＤＭベースバンド信号に含まれている周期性を検出することが可能となる。ＯＦＤＭ受信装置の標準的な構成では、シンボルの先頭位置を検出するのに、この自己相関が用いられている。
【００６７】
図４はガードインターバル領域を有するＯＦＤＭベースバンド信号の自己相関における移動平均の強度の時間変化を説明するものである。図４（ａ）は、受信したＯＦＤＭベースバンド信号Ｚ_−ｉ（ｔ）である。
【００６８】
４１は有効シンボル期間長を、４２はＧＩ期間長を示す。矢印４３は、図４（ａ）に示す該ＯＦＤＭベースバンド信号のＫ点離れた２点のデータＺ_Ｋ−ｉ（ｔ）（点４３ａ）とＺ_−ｉ ^＊（ｔ）（点４３ｂ）との自己相関を計算することを示し、各時間領域４４（４４ａ〜４４ｆ）は移動平均を計算するための窓（ウインドウ）であり、図４の左から右に移動する。ここで、Ｋは、Ｋ・Ｔｓａｍｐ＝ｔｓ＋ｔｇを満たす。
【００６９】
該移動平均窓４４が４４ａの位置にあるときには、Ｋ点離れた点は相関がないので、前記（基本原理：相関）（Ａ）の場合に相当し、移動平均は０となる。
【００７０】
更に該移動平均窓４４が移動して、位置４４ａから位置４４ｄに移動する間は、移動平均窓４４とガードインターバル期間長４２の重なる領域は相関をもつので、前記（基本原理：相関）（Ｂ）の場合に相当する。つまり、出力強度は、該移動平均窓４４とガードインターバル期間長４２が重複する期間に比例する。例えば、移動平均窓４４が位置４４ａと位置４４ｃの間の位置４４ｂにあるときには、自己相関の大きさは重複期間４５の長さに比例する。
【００７１】
更に該移動平均窓４４が位置４４ｅに来ると、該移動平均窓内の全ＯＦＤＭベースバンド信号の相関がなくなり、前記（基本原理：相関）（Ａ）に相当し自己相関の移動平均の強度は０となる。
【００７２】
以上の議論より、自己相関の移動平均の強度は図４（ｂ）の様な形状となる。この曲線はシンボルの先頭でピークをもつので、シンボル同期が可能となる。しかし、実際の使用環境では、電磁波環境や受信ＲＦ波を中間周波数帯にダウンコンバージョンするアナログデバイス特性を考慮すると、ノイズはマルチパスによるフェージング等によって、この曲線にノイズが載った形状となる。以下の議論では、この（Ａ）と（Ｂ）の議論が基本となる。
【００７３】
（基本的な構成）
本発明のＯＦＤＭ復調装置の基本構成の一例について簡単に説明する。図１は一構成例を示すブロック図である。このＯＦＤＭ復調装置には、放送局側のＯＦＤＭ変調装置から伝送路（一般に空気中）へ送出され、受信側の空中線にて受信された信号が、受信ＲＦ周波数帯から中間周波数帯に周波数ダウンコンバージョン処理を受けた後、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部によってサンプリングされてデジタルのＯＦＤＭ受信信号となる。その後、ＩＱ生成部１０９によって、直交検波が行われ、デジタルのベースバンド信号（Ｉ信号およびＱ信号）となる。
【００７４】
このデジタルのベースバンド信号は、ガードインターバル除去部１０１に入力される。このガードインターバル除去部１０１は、入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号から伝送シンボル毎にガードインターバル部分を除去し、有効シンボルのみを出力する。
【００７５】
この有効シンボルの信号は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部１０２によって高速離散フーリエ変換され、これによって波長多重化（ＯＦＤＭ化）されたベースバンド信号から各サブキャリアのＩＱデータを取り出すことができる。
【００７６】
次に、伝送路補償処理部において、例えばＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」で規定されているＳＰ（Ｓｃａｔｔｅｒｅｄ Ｐｉｌｏｔ）信号やＣＰ（Ｃｏｎｔｉｎｕａｌ Ｐｉｌｏｔ）信号を基準にすることで、前記各サブキャリアのＩＱデータの位相や振幅の調整を行う。これによって、伝送路でのマルチパス等のフェージングによって生じるＩＱ信号の擾乱をとり除いた信号を出力する。
【００７７】
ここで、ガードインターバル除去部１０１並びにＦＦＴ部１０２等は、シンボル同期検出部１０８にてＯＦＤＭベースバンド信号から別途生成されるシンボル同期信号にしたがって動作する。ＡＦＣ部は、ＯＦＤＭベースバンド信号の自己相関と相互相関を計算し、ＯＦＤＭベースバンド信号のドップラー効果やクロックの周波数と受信ＯＦＤＭ信号のクロックとの違い等に起因する周波数誤差を補正する。
【００７８】
受信ＯＦＤＭ信号の自己相関関数の時間軸上での周期を正確に求めるには、雑音やマルチパスによるフェージング等の実際の電磁波環境における擾乱の影響を避ける為には、前記従来技術の用なスペクトル協調フィルタ等が必要となる。
【００７９】
しかし、この方法は回路規模が大きくなり、携帯電話や携帯端末等に搭載する為の低消費電力用ＯＦＤＭ復調装置には向いていない。
【００８０】
そこで、本発明では、時間軸上のどのタイミングで自己相関がピークとなるかを検出しないでシンボル同期を行う方法を採用した。例えば、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」では、ＭＯＤＥ２とＭＯＤＥ３との有効シンボル期間長はそれぞれＭＯＤＥ１の２倍と４倍とで定義されている。
【００８１】
また、ガードインバーバル期間は、有効シンボル期間長の１／４、１／８、１／１６、１／３２とＧＩ比が定義されている。これらの各ＭＯＤＥとＧＩ比との関係を用いることで、自己相関の移動平均の形状やピーク強度から、まず、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）の判定を行い、次に、ＧＩ期間長（ＧＩ比）の判定を行い、最後に該判定ＭＯＤＥと該判定ＧＩ比に基づいてピーク位置検出を順次行えば、フィルタや乗算器を用いることなく、雑音に強いシンボル同期回路を実現することが可能となることを発明者らは見出した。
【００８２】
上記シンボル同期回路としての、本発明のシンボル同期検出部１０８は、自己相関演算部１０３、移動平均演算部１０４、信号形状検出部１０５、ピーク位置検出部１０６、およびタイミング発生部１０７を備えている。
【００８３】
本発明は、ＩＱ生成部１０９で発生するＯＦＤＭベースバンド信号（ＩＱ信号）を自己相関演算部１０３に入力し、自己相関演算部１０３の出力を移動平均演算部１０４に入力する。移動平均演算部１０４の出力信号は、自己相関の移動平均となる。
【００８４】
本発明においては、該出力信号の形状やピーク強度によって、まず有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定、次にＧＩ期間長（ＧＩ比）判定を行い、最後に該判定有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）と該判定ＧＩ期間長（ＧＩ比）に基づいてピーク位置検出を順次行うことを基本とする。
【００８５】
以下では、ＯＦＤＭベースバンド信号（ＩＱ信号）の自己相関の移動平均の出力信号を元に説明している。
【００８６】
図５（ａ）に示す様に、前記自己相関演算部１０３は１個以上の自己相関演算器１０３ａで構成される。図９は自己相関演算器１０３ａの回路の例である。自己相関演算器１０３ａは、入力信号に相関長だけ遅延を与えるＦＩＦＯ３０１と、入力信号とＦＩＦＯの出力信号の複素乗算を行う複素乗算器３０４とを有している。複素乗算器３０４は、２個の乗算器３０２と１個の加算器３０３とで構成される。ＦＩＦＯは、データをＦｉｒｓｔ Ｉｎ Ｆｉｒｓｔ Ｏｕｔ、つまり先入れ・先出しに格納し出力するように設定されたメモリである。
【００８７】
図５（ｂ）に示す様に、前記移動平均演算部１０４は１個以上の移動平均器１０４ａで構成される。移動平均器１０４ａの回路の例を図１２に示す。移動平均器１０４ａでは、加算器４０２に、レジスタ４０３の１クロック過去の値と、現時点での入力信号と、ＦＩＦＯ４０１で遅延させた過去の入力信号の符号を反転させたものが入力され、加算器４０２の出力がレジスタ４０３に入力される。
【００８８】
したがって、該レジスタ４０３の値は、現時点からＦＩＦＯの段数Ｗだけ過去の入力信号の和となる。除算器４０４で、該レジスタ４０３の値をＷで割れば、Ｗ点の移動平均をリアルタイムに出力できる。
【００８９】
以下では、前記基本構成を元に実施例の説明をするが、同じ機能を有するものであれば、前記基本構成に限定されるものではない。
【００９０】
（実施例１）
図５（ａ）に示すように本発明におけるシンボル同期検出部は、複数の自己相関演算器１０３ａで構成される。各自己相関演算器１０３ａの相関長Ｋは、規格で規定されている各有効シンボル期間長に一致するものとする。例えば、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」では、前述の表２の様に規定されている。前記ＩＱ生成装置からの、ベースバンド信号（ＩＱ信号）をこの各自己相関演算器１０３ａに入力する。
【００９１】
図６（ａ）は有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定したいベースバンド信号を示している。該ベースバンド信号の有効シンボル期間長をｔｓ１とおく。
【００９２】
有効シンボル期間長と相関長が異なる場合、ｔｓ１≠Ｋとなり、ｔｓ１と異なる、例えば長い相関長（図６（ｂ）の４８）が設定された自己相関演算器に対して、該ベースバンド信号を入力した場合は、前記式（１０）が成立する領域は該ベースバンド信号には存在しない。更に、逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）によってサブキャリアが多重化されたＯＦＤＭ信号は十分ランダムなので、前記（基本原理：相関）（Ｂ）に相当し、移動平均演算部１０４の出力信号は常に０となる。（図６（ｂ）の太線部分）
有効シンボル期間長と相関長とが互いに等しい場合、ｔｓ１＝Ｋとなり、一方、ｔｓ１と同じ長さの相関長（図６（ｃ）の４９）の自己相関演算器に該ベースバンド信号を入力した場合には、ＧＩ期間と有効シンボル期間上の対応する期間が条件式（１０）を満たす。したがって、前記（基本原理：相関）（Ａ）に相当し、移動平均演算部１０４の出力信号は、図６（ｃ）に示す太線の様に、０以外の部分を有する、０を示す線に対して凸の形状を備えたものとなる。
【００９３】
したがって、信号形状検出部１０５が、０ではない出力信号を検出すれば、該出力信号のもとなる自己相関を出力した相関器１０３ａの相関長が、ＯＦＤＭベースバンド信号の有効シンボル期間長に相当する。つまり、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）の判定ができたことになる。
【００９４】
本発明では、複数の相関器が必要となるが、スペクトル協調フィルタを用いる従来技術に比較すると、回路全体で必要な乗算器が格段に低減され、小型化できると共に、省電力化も可能となる。
【００９５】
ＯＦＤＭ信号には、有効シンボル期間長以外にＧＩ期間長というパラメータも存在する。つまり、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）が同じでもＧＩ期間長が異なる信号がある。
【００９６】
そこで、本実施例においては、ＧＩ期間長の長短の影響について説明する。ＧＩ期間長が異なっても、有効シンボル期間長と自己相関演算器の相関長が一致さえしていれば、前記（基本原理：相関）（Ａ）に相当するので、移動平均演算部１０４の出力信号は０ではない。つまり、ＧＩ期間長（ＧＩ比）の影響を受けることなく、本実施例によって有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）が判定できる。
【００９７】
（実施例２）
本実施例２では、移動平均窓（図７では７１、７２、７３）を規格で定められたＧＩ期間長の中で最小のものと一致するように自己相関演算器１０３ａが構成されている。該自己相関演算器１０３ａにＧＩ期間長（ＧＩ比）の異なるＯＦＤＭベースバンド信号を入力する場合を考える。
【００９８】
図７（ａ）では移動平均窓が位置７１ｃから７１ｅである時、図７（ｂ）では移動平均窓が位置７２ｂから７２ｃである時、図７（ｃ）では移動平均窓が位置７３ｂである時に、該移動平均窓内の点全てが相関を持つ。つまり、何れのＧＩ期間長（ＧＩ比）でも移動平均演算部１０４の出力信号のピーク強度はベースバンド信号の振幅の自乗の平均となる下式（１２）
【００９９】
【数５】

【０１００】
（Ｎは平均の点数）となる。
【０１０１】
したがって、出力信号のピーク強度がベースバンド信号の振幅の自乗の平均であれば、相関長に相当する有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）を判定したことになる。この様に、自己相関演算器の相関長（移動平均窓の長さに相当）を規格で定められたＧＩ期間長（ＧＩ比）の中で最小のものと一致させれば、ＧＩ期間長の長短の影響をうけることなく容易に有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定が可能となる。
【０１０２】
（実施例３）
実際に使用する環境では、空気中の電磁波の状態や受信ＲＦ波を中間周波数帯域まで周波数ダウンコンバージョンするアナログデバイスの特性等により、ＯＦＤＭベースバンド信号は雑音やマルチパスによるフェージング等の擾乱が挿入されるのが一般的である。
【０１０３】
しかし、白色雑音は、当然相関を持たないので、自己相関の移動平均（式（２））である移動平均演算部１０４の出力信号は、０を中心に雑音を反映して揺らぐことになる。
【０１０４】
したがって、本実施例３においては、信号形状検出部１０３に、例えばベースバンド信号の振幅の自乗の平均である、前述の式（１２）に示された値より小さい、例えば、上記値の１／２や３／４を閾値として設定し、自己相関演算器の出力信号が該閾値よりもよりも大きいか否かをＭＯＤＥ判定条件とする機能を付加することで、電磁波擾乱に対する耐性を上げ、誤判定を無くすことが可能となる。
【０１０５】
（実施例４）
前記実施例１では複数の自己相関演算器１０３ａで構成した。しかし、相関長が可変である自己相関演算器１０３ａを用いれば、一つの相関器で上記と同じ機能が実現可能となる。
【０１０６】
図８に処理のフローを示す。まず、本実施例４では、信号形状検出部１０５は、自己相関演算器１０３ａの相関長を、ある有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）と一致する様に設定し（図８のステップ１、以下、ステップをＳと略記する）、続いて、ＯＦＤＭベースバンド信号における自己相関の移動平均を計算する（Ｓ２）。
【０１０７】
もし、有意な移動平均演算部１０４の出力信号のピーク強度が受信ベースバンド信号の平均強度と同じか否かを判定し（Ｓ３）、同じであれば、このときの相関長が受信ベースバンド信号の有効シンボル長であり、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定は完了である（Ｓ５）。
【０１０８】
逆に、Ｓ３において、有意な移動平均演算部１０４の出力信号がない場合，つまり否の場合には、信号形状検出部１０５は、自己相関演算器１０３ａの相関長を異なる有効シンボル期間長に変更して、同じフローを行う。これを繰り返すことによって、一つの相関長が可変に設定できる自己相関演算器１０３ａで、受信ベースバンド信号のＭＯＤＥ（有効シンボル期間長）の判定が可能となる。
【０１０９】
具体的な回路の構成方法の例としては、図９のＦＩＦＯ３０１の遅延量が可変に設定できる様になれば、相関長を可変にできる。
【０１１０】
（実施例５）
ＧＩ期間長（ＧＩ比）の判定方法について説明する。本実施例は、ＧＩ比が２通り、もしくは３通りしか規定されていない場合にのみ適用可能である。例えばＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」では前述の表２に示す様に４通りのＧＩ比が定義されているが、実際の運用規定では、そのうちの３通りや２通のみ使用となる放送サービスが大半なので、本発明はその様なサービスに有効である。
【０１１１】
ＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定するために、移動平均器１０４ａを２個もしくは３個用意する。上記の各実施例１ないし４に記載のＭＯＤＥ判定回路で判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）を、該自己相関演算器の相関長として設定する。該自己相関演算器の移動平均窓は、２通りの時は２通りのどちらか一方のＧＩ期間長、３通りの場合には真中の大きさのＧＩ期間長と一致するように設定する。
【０１１２】
出力の自己相関信号が、ＯＦＤＭベースバンド信号におけるＧＩ期間長ｔｇと自己相関演算器の相関長Ｌの大小関係によってどの様に変わるかについて図１０を用いて説明する。
【０１１３】
ＧＩ期間長が移動平均窓より長い場合（ｔｇ＞Ｌ）、該移動平均窓が位置７４ａよりも左側にある時には、相関が無いので前記（基本原理：相関）（Ａ）より移動平均器１０４ａの出力信号は０となる。該移動平均窓が位置７４ａから位置７４ｂに移動すると、前記（基本原理：相関）（Ｂ）より移動平均器１０４ａの出力信号は該移動平均窓とＧＩ期間長の重なる領域に比例して増加する。
【０１１４】
更に該移動平均窓が位置７４ｃから位置７４ｄの間にある時には、該移動平均窓全体がＧＩ期間長と重なるので出力信号はピーク値ｒ^２を示す。該移動平均窓が位置７４ｄから位置７４ｅに移動すると、出力信号は重なる領域に比例して減少し、位置７４ｅよりも右側では相関がなくなるので０となる。したがって、移動平均演算部１０４の出力信号は、シンボル期間長（ｔｓ＋ｔｇ）周期で、ピーク値がｒ^２、形状が台形の信号となる。
【０１１５】
ＧＩ期間長と移動平均窓が等しい場合（ｔｇ＝Ｌ）、該移動平均窓が位置７５ａよりも左側にある時には、相関が無いので前記（基本原理：相関）（Ａ）より出力信号は０となる。該移動平均窓が位置７５ａから位置７５ｂに移動すると、前記（基本原理：相関）（Ｂ）より出力信号は該移動平均窓とＧＩ期間長の重なる領域に比例して増加する。該移動平均窓が位置７５ｂにある時のみ該移動平均窓全体がＧＩ期間長と重なるので出力信号はピーク値ｒ^２を示す。
【０１１６】
さらに、該移動平均窓が位置７５ｂから位置７５ｃに移動すると、出力信号は重なる領域に比例して減少し、位置７５ｃよりも右側では相関がなくなるので０となる。したがって、移動平均演算部１０４の出力信号は、シンボル期間長（ｔｓ＋ｔｇ）周期で、ピーク値がｒ^２、形状が三角形の信号となる。
【０１１７】
ＧＩ期間長が移動平均窓より短い場合（ｔｇ＜Ｌ）、該移動平均窓が位置７６ａよりも左側にある時には、相関が無いので前記（基本原理：相関）（Ａ）より出力信号は０となる。該移動平均窓が位置７６ａから位置７６ｂに移動すると、前記（基本原理：相関）（Ｂ）より出力信号は該移動平均窓とＧＩ期間長の重なる領域に比例して増加する。
【０１１８】
該移動平均窓が位置７６ｂから位置７６ｃの間にある時は、該移動平均窓の半分のみがＧＩ期間長と常に重複するので出力信号はピーク値ｒ^２／２を示す。更に該移動平均窓が位置７６ｃから位置７６ｄに移動すると、出力信号は重なる領域に比例して減少し、さらに位置７６ｄよりも右側では相関がなくなるので０となる。
【０１１９】
したがって、移動平均演算部１０４の出力信号は、シンボル期間長（ｔｓ＋ｔｇ）周期で、ピーク値がｒ^２／２、形状が台形の信号となる。
【０１２０】
信号形状検出部１０５は、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定された信号をシンボル同期検出部に入力した時の移動平均演算部１０４の出力信号から図１１に示す処理フローを行うことによって、ＧＩ期間長（ＧＩ比）判定が可能となる。
【０１２１】
もし、出力信号の事故相関の移動平均を計算し（図１１のＳ１１）、その移動平均のピーク値がベースバンド信号の振幅の自乗の平均である、前述の式（１２）に示したｒ^２の半分（第二閾値）であるか否かを判定し（図１１のＳ１２）、半分であれば受信ＯＦＤＭ信号のＧＩ期間長は該移動平均窓よりも短い事がわかる（図１１のＳ１３）。
【０１２２】
もし、出力信号のピーク値がベースバンド信号の振幅の自乗の平均を示すｒ^２と同じ場合には（図１１のＳ１２のＮＯに相当する）、出力信号の形状を調べる（図１１のＳ１４）。もし、出力信号が三角形の時には、受信ＯＦＤＭ信号のＧＩ期間長は該移動平均窓と同一であり（図１１のＳ１５）、そうでなければ該移動平均窓よりも長いことになる（図１１のＳ１６）。
【０１２３】
規格で定められたＧＩ期間長（ＧＩ比）が３通りと予め設定されている場合には、以上の方法によって、上記の各ＧＩ期間長（ＧＩ比）をそれぞれ判定することが可能となる。
【０１２４】
（実施例６）
前記実施例５において、ＧＩ期間長ｔｇと該移動平均窓Ｌが、ｔｇ＝Ｌもしくはｔｇ＞Ｌであるかを区別する条件は、移動平均演算部１０４の出力信号の形状が三角形であるか台形であるかである。しかし、雑音やマルチパスによるフェージングやドップラー効果などの周波数シフトなど実際の使用環境における擾乱によって、台形の上辺が斜めになったり、ノイズが乗ったりすることがある。
【０１２５】
そこで、信号形状検出部１０５は、形状ではなく、ある閾値、ｒ^２より小さい例えばｒ^２×３／４を設定し、該閾値よりも出力信号が大きくなる期間ｔ２を計測する。もし、このｔ２が、ｔ２＞Ｌであれば図１０（ａ）に相当し、ｔ２＝０であれば図１０（ｃ）に相当し、０＜ｔ２＜Ｌであれば図１０（ｂ）に相当する。この様にｔ２とＬとを比較することで、信号形状検出部１０５はＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定することが可能となる。
【０１２６】
移動平均演算部１０４の出力信号が該閾値以上である期間ｔ２を計測すれば良いので実使用環境の擾乱に対する耐性も格段に向上する。
【０１２７】
（実施例７）
本実施例７は、規格で定められたＧＩ期間長（ＧＩ比）の数に制限が無い場合である。ここで、Ｐ個のＧＩ期間長（ＧＩ比）が規格として存在し、各ＧＩ期間長は、下式（１３）に示すように、
ｔｇ１＞ｔｇ２＞ｔｇ３＞・・・＞ｔｇＰ …（１３）
であると仮定する。
【０１２８】
ＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定するために、図５（ｂ）に示す様に、移動平均演算部１０４をＬ個の移動平均器１０４ａで構成する。自己相関演算部１０３の相関長は、実施例１ないし４で判定した有効シンボル期間長とする。各移動平均器１０４ａの移動平均窓の大きさは、ｔｇ１、ｔｇ２、ｔｇ３、・・・、ｔｇＰのＰ通りとする。
【０１２９】
前記実施例６で議論した、ＧＩ期間長ｔｇと自己相関演算器の移動平均窓Ｌの大小関係と自己相関演算器の出力信号におけるピーク強度の関係をまとめると以下の表３のようになる。
【０１３０】
【表３】

【０１３１】
ここで、Ｐ個の移動平均器１０４ａのうちＭ個の出力信号のピーク強度がｒ^２であったとする。すると、表３より、受信ベースバンド信号のＧＩ期間長ｔｇがＬ以上の時に出力信号のピーク強度がｒ^２となるので、式（１３）の関係より、相関長がＬ＝ｔｇ１、ｔｇ２、ｔｇ３、・・・、ｔｇＭである自己相関演算器のピーク強度がｒ^２となり、残り相関器がピーク強度がｒ^２／２となる。ここで、再度表３をみると、該移動平均窓Ｌの最小のものが、受信ベースバンド信号のＧＩ期間長ｔｇと一致するので、ｔｇ＝ｔｇＭとＧＩ期間長（ＧＩ）比を判断することができる。
【０１３２】
以上より、信号形状検出部１０５がＰ個のうちＭ個の移動平均器の出力信号のピーク強度がｒ^２であることを検出すると、規定されているＰ個のＧＩ期間長（ＧＩ比）の内、Ｍ番目に大きな値が、受信ベースバンド信号のＧＩ期間長（ＧＩ比）であると判定できる。
【０１３３】
（実施例８）
前記実施例７において、移動平均器１０４ａの移動平均窓が可変に設定できれば、１個の移動平均器でＧＩ判定が可能となる。
【０１３４】
前記の各実施例１ないし４に記載の何れかの方法でＭＯＤＥ判定を行った後に、該自己相関演算器に信号を入力する。該自己相関演算器の相関長Ｌをｔｇ１、ｔｇ２、ｔｇ３、・・・、ｔｇＰのＰ通りに換えて、出力信号の強度がｒ^２となる数を調べれば、前記各実施例と同様にＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定することが可能となる。
【０１３５】
移動平均の窓を可変にする方法の一例としては、図１２に示す回路を、ＦＩＦＯ４０１の遅延段数Ｗと除算器４０４のＷを可変となる様に構成すればよい。
【０１３６】
（実施例９）
前記実施例８および９における条件判断において、信号形状検出部１０５は、例えばｒ^２×３／４を閾値（第三閾値）として設定し、移動平均演算部１０４の出力信号が該閾値を超えるか否かを調べて、ＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定する。
これによって、雑音やマルチパスによるフェージングやドップラー効果などの周波数シフトなど実際の使用環境における擾乱に対する耐性が向上する。
【０１３７】
（実施例１０）
前記実施例１ないし９で判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とＧＩ期間長（ＧＩ比）を元に、シンボル同期を行う。相関長が判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）、移動平均窓がＧＩ期間長（ＧＩ比）である自己相関演算器の出力信号をピーク位置検出部１０６に入力する。ピーク位置検出部１０６は、ピーク位置の検出と、タイマの機能を有する。ピーク位置検出部１０６は、１度目のピークを検出すると、その時刻ｔｐ１を記憶し、タイマによって時刻ｔｐ２＝ｔｐ１＋ｔｓ＋ｔｇ（第１のピーク位置にシンボル期間長を足したもの）にピークが存在するか否かを調べる。
【０１３８】
もし、ピークであれば、その位置がシンボルの先頭（ＧＩの先頭）となる。したがって、タイミング発生部１０７は、その後、ｔｓ＋ｔｇ周期のカウンタを回せば、シンボルの先頭であるシンボル同期信号をシンボル期間長周期で出力することができ、シンボル同期が可能となる。なお、シンボル同期信号を出すタイミングは、ｔｓ＋ｔｇ周期であれば、どのタイミングで出しても構わない。ＦＦＴや伝送路補償部の仕様によって、設定すべきパラメータである。
【０１３９】
また、ピークとなっていなければ、再度一度目のピーク検出から同様の処理を行う。
【０１４０】
前記実施例１ないし９で判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とＧＩ期間長（ＧＩ比）から、シンボル期間長が分かるので、これをもとにシンボル同期のタイミングを検出すれば、移動平均器１０４ａの出力信号のピークとピークの間の雑音による局所的なピークによる影響を受けることなくシンボル同期が正確にできる。
【０１４１】
（実施例１１）
前記実施例１０において、移動平均器１０４ａの出力信号の１度目のピーク検出時に時刻ｔｐ１と信号強度ｒｐ１を記憶し、時刻ｔｐ２＝ｔｐ１＋ｔｓ＋ｔｇにおける信号強度がｒｐ１×３／４（第四閾値）よりも大きいことを確認したら、ｔｓ＋ｔｇ周期のカウンタを回せば、シンボル同期信号をシンボル期間長周期で出力することができ、シンボル同期が可能となる。
【０１４２】
なお、前記因子の３／４は一例であり、フェージングや雑音などの電磁波環境における擾乱やＯＦＤＭ復調装置の前段に接続されるアナログデバイスの特性等を考慮して設定すべきものである。
【０１４３】
（実施例１２）
移動平均器１０４ａの出力信号は基本的にはシンボルの先頭でピークを持つが、フェージングや雑音などの電磁波環境における擾乱やＯＦＤＭ復調装置の前段に接続されるアナログデバイスの特性等を考慮すると、その周囲にノイズによって局所的なピークがいたるところにある。そこで、そのような雑音に対して耐性のあるピーク検出方法について説明する。
【０１４４】
前記実施例１０および実施例１１の１度目のピーク検出において、図１３に示す様に例えば、移動平均器１０４ａの出力信号の過去８点のデータを保存しておき、前半４点の移動平均ａｖ１と後半４点の移動平均ａｖ２を計算する回路を構成する。これにより、自己相関の移動平均の移動平均を算出できることになる。
【０１４５】
ａｖ２＞ａｖ１の時には時間とともに増加しており、ａｖ２＜ａｖ１の時には時間とともに減少していることになる。したがって、この変化点を調べることでピーク値を検出することが可能である。
【０１４６】
更に、ピーク検出時にピーク値ａｖｍを記憶し、ａｖｍよりも大きな移動平均ａｖ１が存在するときには、再度、ａｖ１、ａｖ２を比較してピーク検出を行って、リセットを行う。これを入力信号が０からある閾値以下となるまで続けて、ピークのタイミングを検出する。
【０１４７】
以上の方法によって、ピーク値近傍の電磁波環境の擾乱による局所的なピークの影響を受けることなく、正確にピーク位置のタイミングを検出することが可能となる。
【０１４８】
ここで説明した上記の各実施例の説明では、日本における地上波デジタル放送の規格であるＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」を例に本発明のＯＦＤＭ復調装置を説明したが、それに限定されるものではなく、ＯＦＤＭ変調されてガードインターバル期間が存在する放送方式であれば、いかなる放送方式に対しても本発明は適用可能である。
【０１４９】
【発明の効果】
本発明のＯＦＤＭ復調装置は、以上のように、有効シンボルとガードインターバルとを有するＯＦＤＭベースバンド信号から前記有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部を具備し、前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延前後の信号の自己相関を求める自己相関演算部と、自己相関の信号からの信号形状検出部とを備え、前記自己相関演算部と前記信号形状検出部とで有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を検出し、前記検出した有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を元にシンボル同期信号を発生する構成である。
【０１５０】
それゆえ、上記構成は、自己相関を用いることにより、電磁波環境の擾乱の影響を受けることなく、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）や、ガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定が可能となる。
【０１５１】
上記構成は、自己相関の演算処理の出力信号の強度だけで有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定を行い、時間軸上でシンボル同期のタイミングを検出することで、電磁波環境の擾乱の影響を受けることなく、シンボル同期が可能となる。
【０１５２】
この結果、上記構成では、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定とシンボル同期とが、スペクトル強調フィルタの様な複数の複素乗算器を必要とする大規模な従来の回路に比べて、小規模の回路で構成することが可能となる。
【０１５３】
したがって、上記構成は、低消費電力回路でシンボル同期が可能となることによって、低消費電力化が重要課題である携帯電話や携帯端末等のモバイル機器に搭載するＯＦＤＭ受信装置において、ＯＦＤＭベースバンド信号から、自己相関による同期によって、安定かつ低消費電力で復調することが可能となるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のＯＦＤＭ復調装置の要部ブロック図である。
【図２】上記ＯＦＤＭ復調装置におけるＯＦＤＭ変調方式の、有効シンボル期間、ガードインターバル期間、およびそれらを含む伝送シンボルの定義を示すブロック図である。
【図３】上記ＯＦＤＭ変調方式における、複素表現での各データ点列の分布を示し、（ａ）はデータ点列が３０点の場合、（ｂ）はデータ点列が１０００点の場合を示す。
【図４】上記伝送シンボルと自己相関の関係を示す、チャートであり、（ａ）は伝送シンボル、（ｂ）は自己相関を示す。
【図５】上記ＯＦＤＭ復調装置における自己相関演算部および移動平均演算部のブロック図であり、（ａ）は自己相関演算部の詳細を示し、（ｂ）は移動平均演算部の詳細を示す。
【図６】上記ＯＦＤＭ変調方式における、有効シンボル期間長判定の基本的な考え方を示すタイミングチャートであり、（ａ）は上記伝送シンボルを示し、（ｂ）は、相関長が有効シンボル期間長より長い場合を示し、（ｃ）は相関長が有効シンボル期間長とほぼ同じ場合を示す。
【図７】上記有効シンボル期間長の判定に対する、ＧＩ期間長の長短の影響を示すタイミングチャートであって、（ａ）はＧＩ期間長が移動平均窓の４倍程度の場合を示し、（ｂ）はＧＩ期間長が移動平均窓の２倍程度の場合を示し、（ｃ）はＧＩ期間長が移動平均窓と同程度の場合を示す。
【図８】上記上記ＯＦＤＭ復調装置における有効シンボル期間長の判定方法を示すフローチャートである。
【図９】上記自己相関演算部に用いる自己相関演算器の例を示すブロック図である。
【図１０】上記ＯＦＤＭ復調装置における、ＧＩ期間長を判定する方法を示し、（ａ）はＧＩ期間長が移動平均窓より長い場合を示し、（ｂ）はＧＩ期間長が移動平均窓と同程度の場合を示し、（ｃ）はＧＩ期間長が移動平均窓より短い場合を示す。
【図１１】上記ＧＩ期間長を判定する方法を示すフローチャートである。
【図１２】上記移動平均演算部に用いる移動平均器の例を示す、ブロック図である。
【図１３】上記ＯＦＤＭ復調装置における、有効シンボルの位置を示すためのピーク判定方法の一例を示すグラフである。
【図１４】従来のＯＦＤＭ変調器のブロック図である。
【図１５】従来のＯＦＤＭ復調機のブロック図である。
【図１６】従来の他のＯＦＤＭ復調装置のブロック図である。
【図１７】上記ＯＦＤＭ復調装置に用いるスペクトル強調フィルタの周波数特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１ 有効シンボル期間
２ ガードインターバル期間
３ シンボル期間
１１ Ｓ／Ｐ変換部
１２ ＩＦＦＴ部
１３ ガードインターバル付加部
１４ａ，１４ｂ Ｄ／Ａ変換部
１５ 周波数変換部
１６ 基本タイミング発生部
２１ 周波数変換部
２２ａ，２２ｂ Ａ／Ｄ変換器
２３ ガードインターバル除去部
２４ ＦＦＴ部
２５ Ｐ／Ｓ変換部
２６ シンボルタイミング同期検出部
４１ 有効シンボル期間
４２ ガードインターバル期間
４３ 相関を計算する２点（４３ａと４３ｂ）のペアを示す（相関長に相当する）
４４ 移動平均窓
４８、４９ 相関長
４４ａ〜４４ｆ、７１ａ〜７１ｆ、７２ａ〜７２ｄ、７３ａ〜７３ｃ、７４ａ〜７４ｅ、７５ａ〜７５ｃ、７６ａ〜７６ｄ
移動平均窓の位置
５１ 周波数変換部
５２ａ，５２ｂ Ａ／Ｄ変換部
５３ ガードインターバル除去部
５４…ＦＦＴ部
５５…Ｐ／Ｓ変換部
５６…相関信号計算部、
５７…相関信号処理部、
５７２…加算器、
５７１ａ，５７１ｂ…絶対値演算部
５８…シンボルタイミング同期部、
５８１…スペクトル強調フィルタ、
５８２…ピーク位置検出部、
５８３…ピーク位置安定化部、
５８３１…増幅器、
５８３２…加算器、
５８３３…遅延部、
５８３４…増幅器、
５８４…フライホイール部、
５８５…シンボルタイミング同期捕捉判定部
５９…タイミング周波数同期部、
５９１…タイミング周波数オフセット検出部、
５９２…タイミング周波数制御部
６０…Ｄ／Ａ変換部
６１…ＶＣＸＯ
１０１ ガードインターバル除去部
１０２ ＦＦＴ部
１０３ 自己相関演算部
１０３ａ 自己相関演算器
１０４ 移動平均演算部
１０４ｂ 移動平均器
１０５ 信号形状検出部
１０６ ピーク位置検出部
１０７ タイミング発生部
１０８ シンボル同期検出部
１０９ ＩＱ生成部
３０１ 相関長の期間の遅延が生じるＦＩＦＯ
３０２ 乗算器
３０３ 加算器
３０４ 複素乗算器
３０５ 図９の複素相関器の中の自己相関器の部分
４０１ 移動平均窓の期間の遅延が生じるＦＩＦＯ
４０２ 加算器
４０３ フリップフロップ
４０４ 除算器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplexing (hereinafter, abbreviated as OFDM) demodulator capable of efficiently transmitting video signals and audio signals in a digital transmission scheme.
[0002]
[Prior art]
In digital terrestrial broadcasting, a multicarrier OFDM modulation / demodulation method is known as a modulation method suitable for overcoming ghost interference (fading, multipath) by buildings. The OFDM modulation / demodulation method is a digital modulation / demodulation method in which a large number (about 256 to 1024) of sub-carriers are provided in one channel band and video signals and audio signals can be efficiently transmitted.
[0003]
When the information of the subcarrier of the carrier number k is expressed by an IQ signal represented by a complex number Zk = Ik + jQk, the OFDM modulated baseband signal is
[0004]
[Expression 1]

[0005]
Can be written. Here, N is the total number of carriers. This is because the carrier information Zk = Ik + jQk has a frequency of
fk = 2πk / N (2)
This is equivalent to multiplexing on a plane wave.
[0006]
The signal processing for converting from Zk to Zi in Expression (1) corresponds to inverse Fourier transform (IFFT: Inverse Fast Fourier Transform) that converts frequency information to time information. Actually, in the standard configuration of the OFDM modulation apparatus, IFFT is used for multiplexing.
[0007]
The period of the conversion window for IFFT conversion corresponding to the OFDM modulation processing is an effective symbol period ts. The sum of all digitally modulated carriers with the effective symbol period ts as a basic unit is called an OFDM transmission symbol.
[0008]
An actual transmission symbol is usually configured by adding a period tg called a guard interval (GI) 2 to the effective symbol 1 as shown in FIG. The waveform of the GI period tg is obtained by repeating the signal waveform at the rear of the effective symbol period ts.
[0009]
For example, according to ARIB STD-B31 “terrestrial digital television broadcast transmission system” which is a standard of terrestrial digital broadcasting, the effective symbol period length is defined as shown in Table 1 by a parameter called MODE.
[0010]
[Table 1]

[0011]
Further, the GI period (unit: μs) is defined as shown in Table 2 by a parameter called GI period length (GI ratio) which is a ratio to each effective symbol period length.
[0012]
[Table 2]

[0013]
A collection of several transmission symbols is referred to as a transmission frame. A frame synchronization symbol or a service identification symbol is added to a collection of about 100 information transmission symbols. For example, according to ARIB STD-B31 “Transmission system of terrestrial digital television broadcasting” which is a standard of terrestrial digital broadcasting, one frame is defined as 204 symbols.
[0014]
On the receiving side, the signal in the guard interval is ignored and information is extracted from the remaining part. This means that the OFDM received signal is subjected to a window, Fast Fourier Transform (FFT), and a signal for an effective symbol period is demodulated. That is, in order to demodulate the OFDM modulated wave, it is an important issue how to accurately cut out the effective symbol period on the receiving side in order to perform FFT on the received data.
[0015]
Next, a schematic configuration of an OFDM modulation apparatus that generates the OFDM transmission symbols as transmission signals will be briefly described. FIG. 14 is a block diagram showing a configuration example of a conventional OFDM modulation apparatus. Transmission data mapped (generally expressed in a complex manner) such as QPSK or 16QAM is input to this OFDM modulator. This transmission data is converted into parallel data corresponding to each transmission subcarrier by a serial / parallel (S / P) converter 11.
[0016]
The parallel data is subjected to inverse discrete Fourier transform in an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 12. Thereby, an effective symbol corresponding to one OFDM transmission symbol can be obtained.
[0017]
The effective symbol generated in this way is input to the guard interval adding unit 13. Here, a part of the rear part of the input effective symbol is cyclically added to the front part of the effective symbol, and an OFDM transmission symbol is output as a baseband signal. In general, a baseband signal is expressed in a complex form, a signal corresponding to the real number is called an I signal, and a signal corresponding to an imaginary number is called a Q signal.
[0018]
Since this baseband signal is generally a digital signal, it is converted into an analog signal by the digital / analog (D / A) converters 14a and 14b. This conversion timing is controlled by a basic timing frequency (1 / Tsamp or twice thereof) generated by the basic timing generator 16.
[0019]
Further, the analog signal is converted into a required intermediate frequency or high frequency by the frequency conversion unit 15 using orthogonal modulation and output as a transmission signal. Then, the frequency-converted transmission signal is appropriately amplified and then supplied to a transmission line such as an antenna to be transmitted.
[0020]
Next, the basic configuration of the OFDM demodulator will be briefly described. FIG. 15 is a block diagram showing a configuration example of a conventional OFDM demodulator. In this OFDM demodulator, a signal transmitted from the OFDM modulator described above to the transmission path and received by the receiving antenna is subjected to signal processing such as filtering and then input as an OFDM received signal.
[0021]
The OFDM reception signal is converted into a corresponding base bend signal by the frequency conversion unit 21, and sampled by the analog / digital (A / D) conversion units 22a and 22b to be converted into digital baseband signals (I signal and Q signal). Become. This digital baseband signal is input to the guard interval removal unit 23. The guard interval removing unit 23 removes the guard interval portion for each transmission symbol from the input baseband OFDM signal, and outputs only effective symbols.
[0022]
The signal of the effective symbol is subjected to fast discrete Fourier transform by an FFT (Fast Fourier Transform) unit 24, thereby being converted into parallel received data corresponding to each subcarrier. Finally, the parallel received data is converted into required serial received data (complex symbol data) by the parallel / serial (P / S) converter 25.
[0023]
Here, the guard interval removal unit 23, the FFT unit 24, and the like are a transmission symbol timing synchronization signal, an effective symbol timing synchronization signal, a guard timing synchronization signal, or the like that is separately generated from the OFDM baseband signal by the symbol timing synchronization detection unit 26. Works according to.
[0024]
In a conventional standard OFDM demodulator, symbol synchronization is performed by calculating the autocorrelation of an OFDM baseband signal. In order to demodulate the OFDM signal accurately and more stably, the OFDM baseband signal is sampled at an accurate and stable timing frequency (timing period), and only the required effective symbols are correct from the sampled signal. It is necessary to extract at the symbol timing (phase) and perform FFT processing.
[0025]
However, in order to actually demodulate the OFDM signal accurately and more stably, the OFDM baseband signal is sampled at an accurately stable timing frequency (timing period), and the required effectiveness is obtained from the sampled signal. It is necessary to extract only symbols at the correct symbol timing (phase) and perform FFT processing.
[0026]
That is, if any one of them shifts due to noise or the like, interference occurs between subcarrier signals or between adjacent OFDM transmission symbols, and the demodulated signal deteriorates. In particular, when the correlation output peak as described above is used, it is considered that the correlation output peak is likely to be affected by noise or the like.
[0027]
Patent Document 1 reports that the use of a spectrum enhancement filter for symbol synchronization enables more accurate and stable timing frequency synchronization and symbol timing synchronization even under noise.
[0028]
In the OFDM demodulator described in Patent Document 1, as shown in FIG. 16, the received reception signal is converted into a baseband signal, that is, an OFDM signal, by the frequency converter 51 and output. In the OFDM signal, the time length of one transmission symbol is (ts + tg), and the one transmission symbol is a valid symbol (ts) and a guard interval (tg) formed by copying the same content as a part of the effective symbol. In other words, a guard interval is inserted between each effective symbol.
[0029]
The OFDM signal is sampled by analog-digital (A / D) converters 52a and 52b, guard intervals are removed by guard interval remover 53, and only effective symbols are extracted. Then, each subcarrier is obtained by fast discrete Fourier transform 54. The received data corresponding to is extracted.
[0030]
In the OFDM demodulator, the OFDM signal sampled by the analog-digital conversion unit 52 is further delayed by an effective symbol time, and a correlation calculation unit 56 that obtains a correlation signal by correlating signals before and after the delay; A symbol timing synchronization unit 58 for generating a symbol timing synchronization signal for extracting the effective symbol from the OFDM signal sampled by the analog-digital conversion unit 52 based on the correlation signal output from the correlation calculation unit 56; And a timing frequency synchronization unit 59 for controlling the sampling timing of each of the A / D conversion units 52a and 52b based on the correlation signal and the symbol timing synchronization signal.
[0031]
In addition, the symbol timing synchronizer 58 receives the correlation signal as shown in FIG. 17 and passes through 1 / (ts + tg) and an integral multiple of the frequency, and suppresses other frequencies. The spectrum enhancement filter 581 is provided, and the symbol timing is detected from the peak position of the filter output, thereby reducing the influence of noise components of the peak position detection, so that the symbol timing synchronization can be satisfactorily performed simultaneously with the MODE determination and the GI determination. I have to.
[0032]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 10-294711 (Publication date: November 4, 1998)
[0033]
[Problems to be solved by the invention]
The OFDM demodulator reported in Patent Document 1 described above requires a plurality of complex multipliers for the FIR filter in addition to the complex correlator for symbol synchronization, which increases the circuit scale and power consumption. Since there is a problem and power consumption increases, a problem arises for portable terminals and cellular phones.
[0034]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, an OFDM demodulator according to the present invention provides a guard interval from an OFDM baseband signal including a transmission symbol having an effective symbol and a guard interval obtained by copying the same content as a part of the effective symbol. In the OFDM demodulating apparatus for extracting effective symbols from the transmission symbols, a symbol synchronization detecting unit that generates a symbol synchronization signal for extracting the effective symbols from the transmission symbols is provided, and the symbol synchronization detecting unit includes the OFDM baseband The signal is delayed, the autocorrelation of the signal before and after the delay is obtained, the effective symbol period length and the guard interval period length are detected, and the symbol synchronization signal is generated based on the detected effective symbol period length and guard interval period length It is characterized by being.
[0035]
In order to solve the above problems, another OFDM demodulator according to the present invention comprises a transmission symbol in which a time length is set, consisting of an effective symbol and a guard interval obtained by copying the same content as a part of the effective symbol. The OFDM baseband signal to be input is input, this OFDM baseband signal is sampled by the analog-digital converter, the guard interval is removed by the guard interval remover, and the effective symbol is extracted, and each subcarrier is supported by fast Fourier transform. In the OFDM demodulator for extracting received data, a symbol synchronization detection unit for generating a symbol synchronization signal for extracting the effective symbol from the OFDM baseband signal, the symbol synchronization detection unit comprising the OFDM baseband signal Is delayed by the effective symbol time An autocorrelation calculation unit for obtaining autocorrelation of the signal before and after the delay, and a signal shape detection unit from the autocorrelation signal. The autocorrelation calculation unit and the signal shape detection unit include an effective symbol period length and a guard. The interval period length is detected, and a symbol synchronization signal is generated based on the detected effective symbol period length and guard interval period length.
[0036]
According to the above configuration, the effective symbol period length and guard interval period length are first determined from the autocorrelation, for example, the peak intensity and peak shape of the moving average, and the determined effective symbol period length and guard interval period length are determined based on the determined effective symbol period length and guard interval period length. The timing of the beginning of the effective symbol is detected.
[0037]
Therefore, since the above configuration can omit a plurality of complex multipliers required for the FIR filter in addition to the correlator as in the prior art, the circuit scale can be reduced and the power consumption can be reduced as compared with the prior art.
[0038]
Also, the above configuration determines the effective symbol period length and the guard interval period length based on the result of autocorrelation, so that the influence of electromagnetic wave disturbance can be reduced.
[0039]
The OFDM demodulator further includes a moving average calculation unit, and the autocorrelation calculation unit includes a plurality of autocorrelation calculators having different correlation lengths. The autocorrelation calculation unit converts all the OFDM baseband signals into the self-correlation calculation unit. Input to the correlation calculator, the moving average calculator calculates the moving average of the output signal of the autocorrelation calculator, and the signal shape detector detects the autocorrelation calculator whose moving average is not 0 to detect the effective symbol period. The length may be detected.
[0040]
In the OFDM demodulator, a moving average calculation unit that calculates a moving average using a moving average window having the same length as the shortest guard interval period length inputs an output signal of the autocorrelation calculation unit to the moving average calculation unit. The signal shape detector detects an effective symbol period length by detecting an autocorrelation calculator whose peak intensity of the moving average matches the square of the amplitude of the received OFDM baseband signal. You may do.
[0041]
In the OFDM demodulator, the autocorrelation computing unit includes one autocorrelation computing unit capable of variably setting the correlation length, and the autocorrelation computing unit inputs the OFDM baseband signal to the autocorrelation computing unit. The correlation calculator calculates the moving average while changing the correlation length, and the signal shape detector detects the correlation length where the peak intensity of the moving average matches the square of the amplitude of the received OFDM baseband signal. It may be detected.
[0042]
In the OFDM demodulator, the signal shape detection unit has a function of setting a detection threshold, and the signal shape detection unit has a first moving average that is an output signal of the moving average calculation unit larger than the first threshold. The effective symbol period length may be detected by detecting.
[0043]
In the OFDM demodulator, the moving average calculating unit is provided so as to match the moving average window with a specific guard interval period length, and the signal shape detecting unit is a peak intensity of the moving average that is an output signal of the moving average calculating unit. Further, the guard interval period length may be detected from the peak shape.
[0044]
In the OFDM demodulator, the signal shape detection unit has a function of setting a second threshold value for detection, and the signal shape detection unit has a moving average that is an output signal of the moving average calculation unit larger than the second threshold value. The guard interval period length may be detected by detecting the period.
[0045]
In the OFDM demodulator, the autocorrelation calculation unit includes a plurality of autocorrelation calculators, the moving average calculation unit includes a plurality of moving averagers, and the signal shape detection unit outputs the amplitude of the baseband signal as the output signal of the moving averager. The guard interval period length may be detected by detecting the number of moving averagers that match the square of.
[0046]
In the above OFDM demodulator, the moving average calculator has one moving averager whose moving average window is variable, and the moving averager moves the output signal of the autocorrelation calculator while changing the size of the moving average window. The average may be calculated and output, and the signal shape detection unit may detect the guard interval period length by detecting the number of moving average windows in which the peak intensity of the moving average matches the square of the amplitude of the baseband signal. .
[0047]
In the OFDM demodulator, the signal shape detection unit has a function of setting a third threshold value for detection, and the signal shape detection unit detects the number of moving average windows whose moving average peak intensity is greater than or equal to the third threshold value. Thus, the guard interval period length may be detected.
[0048]
The OFDM demodulator further includes a peak position detector having a function of storing a peak position and a timer function, and the peak position detector detects and stores the peak position of the first peak of the moving average, A function for confirming that a moving average is a peak after a period obtained by adding the effective symbol period length detected at a peak position and the guard interval period length, and detecting a timing for issuing a symbol synchronization signal; Also good.
[0049]
In the OFDM demodulator, the peak position detection unit has a function of setting a fourth threshold value for detection, and the peak position detection unit detects the peak position of the first peak of the moving average and detects the peak position. The timing at which the symbol synchronization signal is output may be detected by confirming that the moving average is larger than the fourth threshold after the effective symbol period length and the guard interval period length are added.
[0050]
In the OFDM demodulator, the peak position detection unit has a function of storing the 2N points of the moving average, and a function of calculating the first half moving average of the first half N points and the second half moving average of the second half N points out of the 2N points. The peak position detection unit detects the timing at which the symbol synchronization signal is output by detecting the timing at which the first half moving average changes from the period in which the second half moving average is greater than the first half moving average to the period in which the first half moving average is greater than the second half moving average. Good.
[0051]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 13 as follows.
[0052]
(Basic principle: correlation)
In the present invention, the concept of “correlation” is important and will be described first.
[0053]
The OFDM received data string is a complex data string having an IQ component.
Zi = ri exp [jθi] = Ii + jQi (3)
Can be written. Here, j is an imaginary unit, i is a sampling point, ri is the amplitude of the IQ component, and θi is the phase of the IQ component. Here, a data string at a sampling point of the Tsamp cycle is considered. In the following, for simplification of the discussion, it is assumed that all ri are r. That is, the assumption is that the intensity is constant.
[0054]
Data Z at time (K-i)_K-i(T) and data Z at time (-i)_-I ^*Complex correlation function q with (t)_-I(T)
q_-I(T) = Z_K-i(T) Z_-I ^*(T) (4)
Is defined. Here, this time difference K is called a correlation length.
[0055]
Further, the complex correlation function q_-IIs the real part of (t)
I_K-i(T) Q_-I(T) + Q_K-i(T) I_-I(T) (5)
Autocorrelation, complex correlation function q_-IImaginary part of (t)
Q_K-i(T) I_-I(T) -I_K-i(T) Q_-I(T) (6)
Is called cross-correlation.
[0056]
The moving average of this data string L point is
[0057]
[Expression 2]

[0058]
Can be written.
[0059]
(A) When there is no correlation in the data string (when random)
Consider a case where the real part and the imaginary part of the complex data string take random values and there is no correlation between the two points of data. In this case, the phase θi ′ in Expression (7) takes a random value.
When there are 30 random complex data strings, since the points are considerably removed from the circle as shown in FIG. 3A, the sum of the data strings deviates from the origin.
[0060]
On the other hand, since 1000 random complex data strings are substantially circular as shown in FIG. 3B, the sum of the data strings approaches the origin. Therefore, from FIG. 3 (a) and FIG. 3 (b), the moving average of this data string approaches the origin as the score increases. Thus, when the moving average window of the complex correlation of the random complex data sequence is sufficiently large, as shown in the following equation (8),
[0061]
[Equation 3]

[0062]
And almost zero.
[0063]
(B) When the data string is correlated
Data Z at time (K-i)_K-iData Z at (t) and time (-i)_-I ^*“There is a correlation” with (t), as shown in the following equation (9):
Z_K-i(T) to Z_-I ^*(T) (9)
Is true. Particularly ideally, as shown in the following equation (10):
Z_K-i(T) = Z_-I ^*(T) ⇔ θ_K-i= Θ_-I            (10)
It becomes. If the data at point L2 among the data at point L has a correlation, the moving average of equation (7) is as shown in equation (11) below:
[0064]
[Expression 4]

[0065]
It becomes. That is, the moving average intensity of the complex correlation is proportional to the number of points having correlation in the moving average window and the length ratio of the moving average window. In particular, when all points in the moving average window are correlated, equation (5) is maximum and the maximum value is r²It becomes.
[0066]
Therefore, if the complex correlation is calculated, the periodicity included in the OFDM baseband signal can be detected. In the standard configuration of the OFDM receiver, this autocorrelation is used to detect the head position of the symbol.
[0067]
FIG. 4 is a diagram for explaining the temporal change in the strength of the moving average in the autocorrelation of an OFDM baseband signal having a guard interval region. FIG. 4A shows the received OFDM baseband signal Z._-I(T).
[0068]
41 indicates an effective symbol period length, and 42 indicates a GI period length. An arrow 43 indicates two points of data Z separated by K points in the OFDM baseband signal shown in FIG._K-i(T) (Point 43a) and Z_-I ^*(T) Indicates that autocorrelation with (point 43b) is to be calculated, and each time region 44 (44a to 44f) is a window (window) for calculating a moving average, and moves from left to right in FIG. To do. Here, K satisfies K · Tsamp = ts + tg.
[0069]
When the moving average window 44 is at the position 44a, points that are K points apart have no correlation, so this corresponds to the case of (basic principle: correlation) (A), and the moving average is zero.
[0070]
Further, while the moving average window 44 moves and moves from the position 44a to the position 44d, the overlapping area of the moving average window 44 and the guard interval period length 42 has a correlation, so the above (basic principle: correlation) (B ). That is, the output intensity is proportional to the period in which the moving average window 44 and the guard interval period length 42 overlap. For example, when the moving average window 44 is at a position 44b between the position 44a and the position 44c, the magnitude of the autocorrelation is proportional to the length of the overlap period 45.
[0071]
Further, when the moving average window 44 comes to the position 44e, the correlation of all OFDM baseband signals in the moving average window is lost, and the intensity of the autocorrelation moving average corresponding to the (basic principle: correlation) (A) is 0.
[0072]
From the above discussion, the moving average intensity of the autocorrelation has a shape as shown in FIG. Since this curve has a peak at the beginning of the symbol, symbol synchronization is possible. However, in an actual use environment, considering the electromagnetic wave environment and analog device characteristics for down-converting the received RF wave to the intermediate frequency band, the noise has a shape in which the noise is placed on this curve due to multipath fading and the like. In the following discussion, the discussion of (A) and (B) is fundamental.
[0073]
(Basic configuration)
An example of the basic configuration of the OFDM demodulator of the present invention will be briefly described. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration example. In this OFDM demodulator, a signal transmitted from the OFDM modulator on the broadcast station side to the transmission line (generally in the air) and received by the antenna on the receiver side is frequency down-converted from the received RF frequency band to the intermediate frequency band. After being processed, the signal is sampled by an analog / digital (A / D) conversion unit to become a digital OFDM reception signal. Thereafter, quadrature detection is performed by the IQ generation unit 109 to obtain digital baseband signals (I signal and Q signal).
[0074]
This digital baseband signal is input to the guard interval removal unit 101. The guard interval removal unit 101 removes the guard interval part for each transmission symbol from the input baseband OFDM signal, and outputs only effective symbols.
[0075]
This effective symbol signal is subjected to fast discrete Fourier transform by an FFT (Fast Fourier Transform) unit 102, and thereby IQ data of each subcarrier can be extracted from the baseband signal wavelength-multiplexed (OFDM).
[0076]
Next, the transmission path compensation processing unit uses, for example, an SP (Scattered Pilot) signal or a CP (Continuous Pilot) signal defined in ARIB STD-B31 “Transmission Method for Terrestrial Digital Television Broadcasting” as a reference. The phase and amplitude of the IQ data of each subcarrier are adjusted. As a result, a signal from which IQ signal disturbance caused by fading such as multipath in the transmission path is removed is output.
[0077]
Here, the guard interval removal unit 101, the FFT unit 102, and the like operate according to a symbol synchronization signal separately generated from the OFDM baseband signal by the symbol synchronization detection unit 108. The AFC unit calculates the auto-correlation and cross-correlation of the OFDM baseband signal, and corrects the frequency error caused by the Doppler effect of the OFDM baseband signal, the difference between the clock frequency and the clock of the received OFDM signal, and the like.
[0078]
To accurately determine the period on the time axis of the autocorrelation function of the received OFDM signal, in order to avoid the influence of disturbance in the actual electromagnetic wave environment such as fading due to noise or multipath, the spectrum used in the above prior art is used. A collaborative filter or the like is required.
[0079]
However, this method has a large circuit scale and is not suitable for an OFDM demodulator for low power consumption to be mounted on a mobile phone or a mobile terminal.
[0080]
Therefore, the present invention employs a method of performing symbol synchronization without detecting at which timing on the time axis the autocorrelation peaks. For example, in ARIB STD-B31 “Transmission system for terrestrial digital television broadcasting”, the effective symbol period lengths of MODE2 and MODE3 are defined as 2 times and 4 times of MODE1, respectively.
[0081]
In addition, the guard inverse period is defined as GI ratios of 1/4, 1/8, 1/16, and 1/32 of the effective symbol period length. By using the relationship between each MODE and the GI ratio, the effective symbol period length (MODE) is first determined from the moving average shape and peak intensity of the autocorrelation, and then the GI period length (GI ratio). ), And finally the peak position is sequentially detected based on the determination MODE and the determination GI ratio, it is possible to realize a symbol synchronization circuit that is resistant to noise without using a filter or a multiplier. The inventors have found that.
[0082]
The symbol synchronization detector 108 of the present invention as the symbol synchronization circuit includes an autocorrelation calculator 103, a moving average calculator 104, a signal shape detector 105, a peak position detector 106, and a timing generator 107. .
[0083]
In the present invention, the OFDM baseband signal (IQ signal) generated by the IQ generation unit 109 is input to the autocorrelation calculation unit 103, and the output of the autocorrelation calculation unit 103 is input to the moving average calculation unit 104. The output signal of the moving average calculation unit 104 is a moving average of autocorrelation.
[0084]
In the present invention, the effective symbol period length (MODE) is determined first, the GI period length (GI ratio) is determined, and finally the determined effective symbol period length (MODE) is determined according to the shape and peak intensity of the output signal. Basically, peak position detection is sequentially performed based on the determination GI period length (GI ratio).
[0085]
The following description is based on the output signal of the moving average of the autocorrelation of the OFDM baseband signal (IQ signal).
[0086]
As shown in FIG. 5A, the autocorrelation calculation unit 103 is composed of one or more autocorrelation calculators 103a. FIG. 9 shows an example of a circuit of the autocorrelation calculator 103a. The autocorrelation calculator 103a includes a FIFO 301 that delays an input signal by a correlation length, and a complex multiplier 304 that performs complex multiplication of the input signal and the output signal of the FIFO. The complex multiplier 304 is composed of two multipliers 302 and one adder 303. The FIFO is a memory that is set to store and output data in First In First Out, that is, first-in first-out.
[0087]
As shown in FIG. 5B, the moving average calculation unit 104 includes one or more moving averagers 104a. An example of the circuit of the moving averager 104a is shown in FIG. In the moving averager 104a, an adder 402 receives a value of the past of one clock in the register 403, an input signal at the present time, and a signal obtained by inverting the sign of the past input signal delayed by the FIFO 401. The output of 402 is input to the register 403.
[0088]
Therefore, the value of the register 403 is the sum of the past input signals from the present time by the number of FIFO stages W. If the divider 404 divides the value of the register 403 by W, the moving average of W points can be output in real time.
[0089]
Hereinafter, examples will be described based on the basic configuration, but the embodiment is not limited to the basic configuration as long as it has the same function.
[0090]
(Example 1)
As shown in FIG. 5A, the symbol synchronization detector in the present invention is composed of a plurality of autocorrelation calculators 103a. It is assumed that the correlation length K of each autocorrelation calculator 103a matches each effective symbol period length defined by the standard. For example, in ARIB STD-B31 “Transmission system of terrestrial digital television broadcasting”, it is defined as shown in Table 2 above. A baseband signal (IQ signal) from the IQ generator is input to each autocorrelation calculator 103a.
[0091]
FIG. 6A shows a baseband signal for which the effective symbol period length (MODE) determination is desired. The effective symbol period length of the baseband signal is set to ts1.
[0092]
When the effective symbol period length and the correlation length are different, ts1 ≠ K, and for example, an autocorrelation calculator having a long correlation length (48 in FIG. 6B) different from ts1 is set to the baseband signal. When input, there is no region in the baseband signal in which the equation (10) holds. Further, since the OFDM signal in which the subcarriers are multiplexed by the inverse Fourier transform unit (IFFT) is sufficiently random, it corresponds to the above (basic principle: correlation) (B), and the output signal of the moving average calculation unit 104 is always 0. Become. (Thick line portion in FIG. 6B)
When the effective symbol period length and the correlation length are equal to each other, ts1 = K. On the other hand, the baseband signal is input to the autocorrelation calculator having the same correlation length as ts1 (49 in FIG. 6C). In this case, the corresponding period on the GI period and the effective symbol period satisfies the conditional expression (10). Therefore, it corresponds to the above (basic principle: correlation) (A), and the output signal of the moving average calculation unit 104 is a line indicating 0 having a portion other than 0 as shown by a thick line in FIG. On the other hand, it has a convex shape.
[0093]
Therefore, if the signal shape detection unit 105 detects an output signal that is not 0, the correlation length of the correlator 103a that outputs the autocorrelation that is the source of the output signal corresponds to the effective symbol period length of the OFDM baseband signal. To do. That is, the effective symbol period length (MODE) can be determined.
[0094]
In the present invention, a plurality of correlators are required. However, as compared with the conventional technique using a spectrum coordination filter, the necessary multipliers in the entire circuit are remarkably reduced, and the size can be reduced and the power can be saved. .
[0095]
In the OFDM signal, there is a parameter called GI period length in addition to the effective symbol period length. That is, there are signals having the same effective symbol period length (MODE) but different GI period lengths.
[0096]
Therefore, in this embodiment, the influence of the length of the GI period length will be described. Even if the GI period lengths are different, as long as the effective symbol period length and the correlation length of the autocorrelation calculator match, this corresponds to the above (basic principle: correlation) (A). The signal is not zero. That is, the effective symbol period length (MODE) can be determined by the present embodiment without being affected by the GI period length (GI ratio).
[0097]
(Example 2)
In the second embodiment, the autocorrelation calculator 103a is configured so that the moving average window (71, 72, 73 in FIG. 7) matches the minimum GI period length defined in the standard. Consider a case where OFDM baseband signals having different GI period lengths (GI ratios) are input to the autocorrelation calculator 103a.
[0098]
7A, when the moving average window is from positions 71c to 71e, in FIG. 7B, when the moving average window is from positions 72b to 72c, in FIG. 7C, the moving average window is at position 73b. Sometimes all the points in the moving average window are correlated. That is, in any GI period length (GI ratio), the peak intensity of the output signal of the moving average calculation unit 104 is the average of the square of the amplitude of the baseband signal (12)
[0099]
[Equation 5]

[0100]
(N is the average score).
[0101]
Therefore, if the peak intensity of the output signal is an average of the square of the amplitude of the baseband signal, the effective symbol period length (MODE) corresponding to the correlation length is determined. In this way, if the correlation length (corresponding to the length of the moving average window) of the autocorrelation calculator matches the minimum GI period length (GI ratio) defined in the standard, the GI period length Effective symbol period length (MODE) determination can be easily performed without being affected by the length.
[0102]
Example 3
In an actual environment, the OFDM baseband signal is subject to noise and multipath fading disturbances due to the state of electromagnetic waves in the air and the characteristics of analog devices that down-convert the received RF wave to the intermediate frequency band. It is common.
[0103]
However, since white noise naturally has no correlation, the output signal of the moving average calculation unit 104, which is a moving average of autocorrelation (Equation (2)), fluctuates reflecting the noise around 0.
[0104]
Therefore, in the third embodiment, the signal shape detection unit 103 is caused to have, for example, the average of the square of the amplitude of the baseband signal, which is smaller than the value shown in the above-described equation (12), for example, 1 / of the above value. By setting 2 or 3/4 as a threshold value and adding a function for determining whether or not the output signal of the autocorrelation calculator is larger than the threshold value, the resistance to electromagnetic wave disturbance is increased. Judgment can be eliminated.
[0105]
(Example 4)
In the first embodiment, a plurality of autocorrelation calculators 103a are used. However, if the autocorrelation calculator 103a having a variable correlation length is used, the same function as described above can be realized with one correlator.
[0106]
FIG. 8 shows a processing flow. First, in the fourth embodiment, the signal shape detection unit 105 sets the correlation length of the autocorrelation calculator 103a to match a certain effective symbol period length (MODE) (Step 1 in FIG. 8; Is abbreviated as S), and then the moving average of the autocorrelation in the OFDM baseband signal is calculated (S2).
[0107]
If the peak intensity of the output signal of the significant moving average calculation unit 104 is the same as the average intensity of the received baseband signal (S3), if the same, the correlation length at this time is the received baseband signal. The effective symbol period length (MODE) determination is completed (S5).
[0108]
On the other hand, in S3, when there is no significant output signal from the moving average calculation unit 104, that is, in the case of no, the signal shape detection unit 105 changes the correlation length of the autocorrelation calculator 103a to a different effective symbol period length. And do the same flow. By repeating this, it is possible to determine the MODE (effective symbol period length) of the received baseband signal by the autocorrelation calculator 103a in which one correlation length can be variably set.
[0109]
As an example of a specific circuit configuration method, if the delay amount of the FIFO 301 in FIG. 9 can be set variably, the correlation length can be made variable.
[0110]
(Example 5)
A method for determining the GI period length (GI ratio) will be described. The present embodiment is applicable only when the GI ratio is defined as only two or three. For example, in ARIB STD-B31 “Transmission system for terrestrial digital television broadcasting”, four GI ratios are defined as shown in Table 2 above, but in actual operation regulations, three or two of them are defined. Since most of the broadcasting services are only used, the present invention is effective for such services.
[0111]
In order to determine the GI period length (GI ratio), two or three moving averagers 104a are prepared. The effective symbol period length (MODE) determined by the MODE determination circuit described in each of the first to fourth embodiments is set as the correlation length of the autocorrelation calculator. The moving average window of the autocorrelation calculator is set so as to match one of the two GI period lengths in the case of two patterns and the middle GI period length in the case of three patterns.
[0112]
How the output autocorrelation signal changes depending on the magnitude relationship between the GI period length tg in the OFDM baseband signal and the correlation length L of the autocorrelation calculator will be described with reference to FIG.
[0113]
When the GI period length is longer than the moving average window (tg> L), when the moving average window is on the left side of the position 74a, since there is no correlation, the above (basic principle: correlation) (A) indicates that the moving averager 104a The output signal is zero. When the moving average window moves from the position 74a to the position 74b, the output signal of the moving averager 104a increases in proportion to the region where the moving average window overlaps with the GI period length from the (basic principle: correlation) (B). .
[0114]
Further, when the moving average window is between position 74c and position 74d, the entire moving average window overlaps with the GI period length, so that the output signal has a peak value r.²Indicates. When the moving average window moves from the position 74d to the position 74e, the output signal decreases in proportion to the overlapping region, and becomes zero because there is no correlation on the right side of the position 74e. Therefore, the output signal of the moving average calculation unit 104 has a symbol period length (ts + tg) cycle and a peak value of r.²The signal is trapezoidal in shape.
[0115]
When the GI period length is equal to the moving average window (tg = L), when the moving average window is on the left side of the position 75a, there is no correlation, so the output signal is 0 from the above (basic principle: correlation) (A). Become. When the moving average window moves from the position 75a to the position 75b, the output signal increases in proportion to a region where the moving average window and the GI period length overlap from the (basic principle: correlation) (B). Since the entire moving average window overlaps with the GI period length only when the moving average window is at the position 75b, the output signal has a peak value r.²Indicates.
[0116]
Further, when the moving average window moves from the position 75b to the position 75c, the output signal decreases in proportion to the overlapping region, and becomes zero because there is no correlation on the right side of the position 75c. Therefore, the output signal of the moving average calculation unit 104 has a symbol period length (ts + tg) cycle and a peak value of r.²The signal is triangular.
[0117]
When the GI period length is shorter than the moving average window (tg <L), when the moving average window is on the left side of the position 76a, since there is no correlation, the output signal is 0 from the above (basic principle: correlation) (A). Become. When the moving average window moves from the position 76a to the position 76b, the output signal increases in proportion to a region where the moving average window and the GI period length overlap from the (basic principle: correlation) (B).
[0118]
When the moving average window is between position 76b and position 76c, only half of the moving average window always overlaps with the GI period length, so that the output signal has a peak value r.²/ 2 is shown. Further, when the moving average window moves from the position 76c to the position 76d, the output signal decreases in proportion to the overlapping region, and further becomes zero because there is no correlation on the right side of the position 76d.
[0119]
Therefore, the output signal of the moving average calculation unit 104 has a symbol period length (ts + tg) cycle and a peak value of r.²/ 2, the signal is trapezoidal in shape.
[0120]
The signal shape detection unit 105 performs the processing flow shown in FIG. 11 from the output signal of the moving average calculation unit 104 when the signal determined as the effective symbol period length (MODE) is input to the symbol synchronization detection unit, thereby performing the GI period. Long (GI ratio) determination is possible.
[0121]
If the moving average of the accident correlation of the output signal is calculated (S11 in FIG. 11), the peak value of the moving average is the average of the square of the amplitude of the baseband signal.²(S12 in FIG. 11), it can be seen that the GI period length of the received OFDM signal is shorter than the moving average window (S13 in FIG. 11). .
[0122]
If the peak value of the output signal is the average of the square of the amplitude of the baseband signal r²(Corresponding to NO in S12 in FIG. 11), the shape of the output signal is examined (S14 in FIG. 11). If the output signal is a triangle, the GI period length of the received OFDM signal is the same as the moving average window (S15 in FIG. 11), otherwise it is longer than the moving average window (FIG. 11). S16).
[0123]
When three GI period lengths (GI ratios) defined in the standard are preset, each of the GI period lengths (GI ratios) described above can be determined by the above method.
[0124]
(Example 6)
In the fifth embodiment, the condition for distinguishing whether the GI period length tg and the moving average window L are tg = L or tg> L is that the shape of the output signal of the moving average calculation unit 104 is a triangle or a trapezoid Is it? However, due to disturbances in the actual usage environment such as frequency shifts such as fading due to noise and multipath and the Doppler effect, the upper side of the trapezoid may be inclined or noise may be applied.
[0125]
Therefore, the signal shape detection unit 105 is not a shape but a certain threshold value r²Smaller than r²X3 / 4 is set, and the period t2 during which the output signal is larger than the threshold value is measured. If this t2 is t2> L, it corresponds to FIG. 10A, if t2 = 0, it corresponds to FIG. 10C, and if 0 <t2 <L, it corresponds to FIG. Equivalent to. By comparing t2 and L in this manner, the signal shape detection unit 105 can determine the GI period length (GI ratio).
[0126]
Since it is only necessary to measure the period t2 during which the output signal of the moving average calculation unit 104 is equal to or greater than the threshold value, the tolerance against disturbance in the actual usage environment is also greatly improved.
[0127]
(Example 7)
The seventh embodiment is a case where the number of GI period lengths (GI ratio) defined in the standard is not limited. Here, P GI period lengths (GI ratios) exist as standards, and each GI period length is expressed by the following equation (13):
tg1> tg2> tg3>...> tgP (13)
Assume that
[0128]
In order to determine the GI period length (GI ratio), as shown in FIG. 5B, the moving average calculation unit 104 is composed of L moving averagers 104a. The correlation length of the autocorrelation calculation unit 103 is the effective symbol period length determined in the first to fourth embodiments. The size of the moving average window of each moving averager 104a is assumed to be P in tg1, tg2, tg3,.
[0129]
Table 3 below summarizes the relationship between the magnitude relationship between the GI period length tg and the moving average window L of the autocorrelation calculator and the peak intensity in the output signal of the autocorrelation calculator discussed in the sixth embodiment.
[0130]
[Table 3]

[0131]
Here, the peak intensity of the M output signals of the P moving averagers 104a is r.²Suppose that Then, from Table 3, when the GI period length tg of the received baseband signal is L or more, the peak intensity of the output signal is r²Therefore, from the relationship of Expression (13), the peak intensity of the autocorrelation calculator whose correlation length is L = tg1, tg2, tg3,..., TgM is r.²And the remaining correlator has peak intensity r²/ 2. Here, looking again at Table 3, since the minimum moving average window L matches the GI period length tg of the received baseband signal, the ratio between tg = tgM and the GI period length (GI) is determined. Can do.
[0132]
From the above, the peak intensity of the output signal of the M moving averagers out of P signal shape detectors 105 is r.²When it is detected, it can be determined that the M-th largest value among the specified P GI period lengths (GI ratio) is the GI period length (GI ratio) of the received baseband signal.
[0133]
(Example 8)
In the seventh embodiment, if the moving average window of the moving averager 104a can be variably set, GI determination can be performed with one moving averager.
[0134]
After performing MODE determination by any of the methods described in the first to fourth embodiments, a signal is input to the autocorrelation calculator. By changing the correlation length L of the autocorrelation calculator to P of tg1, tg2, tg3,..., TgP, the intensity of the output signal is r²By examining the number, the GI period length (GI ratio) can be determined in the same manner as in the above embodiments.
[0135]
As an example of a method of making the moving average window variable, the circuit shown in FIG. 12 may be configured so that the delay stage number W of the FIFO 401 and the W of the divider 404 are variable.
[0136]
Example 9
In the condition determination in the eighth and ninth embodiments, the signal shape detection unit 105 is, for example, r²X 3/4 is set as a threshold value (third threshold value), and whether or not the output signal of the moving average calculation unit 104 exceeds the threshold value is determined to determine the GI period length (GI ratio).
This improves resistance to disturbances in the actual usage environment, such as fading due to noise and multipath, and frequency shift such as the Doppler effect.
[0137]
(Example 10)
Symbol synchronization is performed based on the effective symbol period length (MODE) and GI period length (GI ratio) determined in the first to ninth embodiments. The output signal of the autocorrelation calculator whose effective symbol period length (MODE) determined by the correlation length and the moving average window is the GI period length (GI ratio) is input to the peak position detector 106. The peak position detection unit 106 has a peak position detection and a timer function. When the peak position detection unit 106 detects the first peak, it stores the time tp1, and whether or not a peak exists at the time tp2 = tp1 + ts + tg (a value obtained by adding the symbol period length to the first peak position) by the timer. Find out.
[0138]
If it is a peak, the position is the top of the symbol (the top of the GI). Therefore, the timing generation unit 107 can subsequently output the symbol synchronization signal that is the head of the symbol in the symbol period long cycle by rotating the counter of the ts + tg cycle, thereby enabling symbol synchronization. Note that the symbol synchronization signal may be output at any timing as long as the cycle is ts + tg. This is a parameter to be set according to the specifications of the FFT and the transmission path compensation unit.
[0139]
If no peak is detected, the same processing is performed again from the first peak detection.
[0140]
Since the symbol period length is known from the effective symbol period length (MODE) and the GI period length (GI ratio) determined in the first to ninth embodiments, the moving averager can be obtained by detecting the symbol synchronization timing based on the symbol period length. Symbol synchronization can be accurately performed without being affected by local peaks due to noise between the peaks of the output signal 104a.
[0141]
(Example 11)
In the tenth embodiment, the time tp1 and the signal strength rp1 are stored at the first peak detection of the output signal of the moving averager 104a, and the signal strength at the time tp2 = tp1 + ts + tg is higher than rp1 × 3/4 (fourth threshold value). If it is confirmed that the value is large, a symbol synchronization signal can be output in a symbol period long cycle by turning a counter having a period of ts + tg, thereby enabling symbol synchronization.
[0142]
Note that 3/4 of the factor is an example, and should be set in consideration of disturbances in an electromagnetic wave environment such as fading and noise, characteristics of an analog device connected to the front stage of the OFDM demodulator, and the like.
[0143]
(Example 12)
The output signal of the moving averager 104a basically has a peak at the beginning of the symbol, but considering the disturbance in the electromagnetic wave environment such as fading and noise, the characteristics of the analog device connected to the previous stage of the OFDM demodulator, etc. There are local peaks everywhere due to noise. Therefore, a peak detection method that is resistant to such noise will be described.
[0144]
In the first peak detection in the tenth and eleventh embodiments, as shown in FIG. 13, for example, the data of the past 8 points of the output signal of the moving averager 104a is stored, and the moving average av1 of the first 4 points is stored. And a circuit for calculating the moving average av2 of the latter four points. Thereby, the moving average of the moving average of the autocorrelation can be calculated.
[0145]
When av2> av1, it increases with time, and when av2 <av1, it decreases with time. Therefore, it is possible to detect the peak value by examining this change point.
[0146]
Further, the peak value avm is stored at the time of peak detection, and when a moving average av1 larger than avm exists, the peak detection is performed again by comparing av1 and av2, and resetting is performed. This is continued until the input signal falls below a certain threshold value from 0, and the peak timing is detected.
[0147]
By the above method, it is possible to accurately detect the timing of the peak position without being affected by the local peak due to the disturbance of the electromagnetic wave environment near the peak value.
[0148]
In the description of each of the above-described embodiments, the OFDM demodulator according to the present invention has been described by taking ARIB STD-B31 “terrestrial digital television broadcast transmission system”, which is the standard for digital terrestrial broadcasting in Japan, as an example. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be applied to any broadcasting system as long as it is OFDM-modulated and has a guard interval period.
[0149]
【The invention's effect】
As described above, the OFDM demodulator of the present invention includes a symbol synchronization detection unit that generates a symbol synchronization signal for extracting the effective symbol from an OFDM baseband signal having an effective symbol and a guard interval, and the symbol synchronization The detection unit includes an autocorrelation calculation unit that delays the OFDM baseband signal by an effective symbol time and obtains autocorrelation of signals before and after the delay, and a signal shape detection unit from the autocorrelation signal, The correlation calculation unit and the signal shape detection unit detect an effective symbol period length and a guard interval period length, and generate a symbol synchronization signal based on the detected effective symbol period length and guard interval period length.
[0150]
Therefore, the above configuration can determine the effective symbol period length (MODE) and the guard interval period length (GI ratio) without being affected by disturbance of the electromagnetic wave environment by using autocorrelation.
[0151]
In the above configuration, the effective symbol period length (MODE) and the guard interval period length (GI ratio) are determined only by the intensity of the output signal of the autocorrelation calculation process, and the symbol synchronization timing is detected on the time axis. Symbol synchronization is possible without being affected by disturbances in the electromagnetic environment.
[0152]
As a result, in the above configuration, the determination of the effective symbol period length (MODE) and the guard interval period length (GI ratio) and the symbol synchronization require a large-scale conventional technique that requires a plurality of complex multipliers such as a spectrum enhancement filter. Compared to this circuit, it can be configured with a small-scale circuit.
[0153]
Therefore, the above configuration enables the OFDM baseband signal to be used in an OFDM receiver mounted on a mobile device such as a mobile phone or a mobile terminal, in which low power consumption is an important issue by enabling symbol synchronization with a low power consumption circuit. Therefore, it is possible to perform demodulation with stable and low power consumption by synchronization by autocorrelation.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a main block diagram of an OFDM demodulator according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing an effective symbol period, a guard interval period, and definitions of transmission symbols including them in the OFDM modulation scheme in the OFDM demodulator.
FIG. 3 shows the distribution of each data point sequence in complex expression in the OFDM modulation method, where (a) shows the case where the data point sequence is 30 points, and (b) shows the case where the data point sequence is 1000 points. .
FIG. 4 is a chart showing the relationship between the transmission symbol and autocorrelation, where (a) shows the transmission symbol and (b) shows the autocorrelation.
FIGS. 5A and 5B are block diagrams of an autocorrelation calculation unit and a moving average calculation unit in the OFDM demodulator, wherein FIG. 5A shows details of the autocorrelation calculation unit, and FIG. 5B shows details of the moving average calculation unit.
FIGS. 6A and 6B are timing charts showing a basic concept of effective symbol period length determination in the OFDM modulation scheme, where FIG. 6A shows the transmission symbol, and FIG. 6B shows a correlation length greater than an effective symbol period length; The long case is shown, and (c) shows the case where the correlation length is almost the same as the effective symbol period length.
FIG. 7 is a timing chart showing the effect of the length of the GI period on the determination of the effective symbol period length, where (a) shows a case where the GI period length is about four times the moving average window; ) Shows a case where the GI period length is about twice the moving average window, and (c) shows a case where the GI period length is about the same as the moving average window.
FIG. 8 is a flowchart showing a method for determining an effective symbol period length in the OFDM demodulator.
FIG. 9 is a block diagram showing an example of an autocorrelation calculator used in the autocorrelation calculator.
10A and 10B show a method for determining a GI period length in the OFDM demodulator, wherein FIG. 10A shows a case where the GI period length is longer than the moving average window, and FIG. 10B shows that the GI period length is the same as the moving average window. (C) shows the case where the GI period length is shorter than the moving average window.
FIG. 11 is a flowchart illustrating a method for determining the GI period length.
FIG. 12 is a block diagram showing an example of a moving averager used in the moving average calculation unit.
FIG. 13 is a graph showing an example of a peak determination method for indicating the position of an effective symbol in the OFDM demodulator.
FIG. 14 is a block diagram of a conventional OFDM modulator.
FIG. 15 is a block diagram of a conventional OFDM demodulator.
FIG. 16 is a block diagram of another conventional OFDM demodulator.
FIG. 17 is a graph showing frequency characteristics of a spectrum enhancement filter used in the OFDM demodulator.
[Explanation of symbols]
1 Valid symbol period
2 Guard interval period
3 Symbol period
11 S / P converter
12 IFFT section
13 Guard interval addition part
14a, 14b D / A converter
15 Frequency converter
16 Basic timing generator
21 Frequency converter
22a, 22b A / D converter
23 Guard interval remover
24 FFT section
25 P / S converter
26 Symbol timing synchronization detector
41 Effective symbol period
42 Guard interval period
43 Indicates a pair of two points (43a and 43b) for calculating the correlation (corresponding to the correlation length)
44 Moving average window
48, 49 Correlation length
44a-44f, 71a-71f, 72a-72d, 73a-73c, 74a-74e, 75a-75c, 76a-76d
Moving average window position
51 Frequency converter
52a, 52b A / D converter
53 Guard interval remover
54 ... FFT section
55 ... P / S converter
56 ... correlation signal calculation unit,
57 ... correlation signal processing unit,
572 ... Adder,
571a, 571b ... Absolute value calculation unit
58. Symbol timing synchronization unit,
581 ... spectrum enhancement filter,
582 ... Peak position detector,
583: Peak position stabilization unit,
5831 ... amplifier,
5832 ... adder,
5833: delay unit,
5834 ... amplifier,
584 ... Flywheel part,
585 ... Symbol timing synchronization acquisition determination unit
59 ... Timing frequency synchronization unit,
591: Timing frequency offset detector,
592: Timing frequency control unit
60 ... D / A converter
61 ... VCXO
101 Guard interval remover
102 FFT section
103 Autocorrelation calculation unit
103a autocorrelation calculator
104 Moving average calculator
104b Moving averager
105 Signal shape detector
106 Peak position detector
107 Timing generator
108 Symbol synchronization detector
109 IQ generator
301 FIFO with delay of correlation length period
302 multiplier
303 Adder
304 Complex multiplier
305 Part of the autocorrelator in the complex correlator of FIG.
401 FIFO with a moving average window period delay
402 Adder
403 flip-flop
404 Divider

Claims (14)

In an OFDM demodulator for extracting an effective symbol by removing a guard interval from an OFDM baseband signal including a transmission symbol having an effective symbol and a guard interval obtained by copying the same content as a part of the effective symbol,
A symbol synchronization detection unit that generates a symbol synchronization signal for extracting the effective symbol from the transmission symbol;
The symbol synchronization detection unit delays the OFDM baseband signal, detects an autocorrelation of signals before and after the delay, detects an effective symbol period length and a guard interval period length,
An OFDM demodulator characterized by generating a symbol synchronization signal based on the detected effective symbol period length and guard interval period length. An OFDM baseband signal composed of a transmission symbol for which a time length is set is composed of an effective symbol and a guard interval obtained by copying the same content as a part of the effective symbol is input, and the OFDM baseband signal is converted into an analog-digital signal. In the OFDM demodulator that samples in the conversion unit, removes the guard interval in the guard interval removal unit, extracts effective symbols, and extracts received data corresponding to each subcarrier by fast Fourier transform,
A symbol synchronization detector for generating a symbol synchronization signal for extracting the effective symbol from the OFDM baseband signal;
The symbol synchronization detection unit includes an autocorrelation calculation unit that delays the OFDM baseband signal by an effective symbol time and obtains autocorrelation of the signal before and after the delay, and a signal shape detection unit from the autocorrelation signal. The effective correlation period length and the guard interval period length are detected by the autocorrelation calculation unit and the signal shape detection unit,
An OFDM demodulator, which generates a symbol synchronization signal based on the detected effective symbol period length and guard interval period length. The OFDM demodulator according to claim 1 or 2,
Furthermore, it comprises a moving average calculator,
The autocorrelation calculation unit includes a plurality of autocorrelation calculators having different correlation lengths,
The autocorrelation calculation unit inputs the OFDM baseband signal to all the autocorrelation calculators,
The moving average calculator calculates the moving average of the output signal of the autocorrelation calculator,
An OFDM demodulator characterized in that the signal shape detector detects an effective symbol period length by detecting an autocorrelation calculator whose moving average is not zero. The OFDM demodulator according to claim 1 or 2,
The moving average calculation unit that calculates the moving average using the moving average window having the same length as the shortest guard interval period length inputs the output signal of the autocorrelation calculation unit to the moving average calculation unit to calculate the moving average. It is equipped with,
An OFDM demodulator characterized in that the signal shape detector detects an effective symbol period length by detecting an autocorrelation calculator whose moving average peak intensity matches the square of the amplitude of the received OFDM baseband signal. The OFDM demodulator according to claim 1 or 2,
The autocorrelation computing unit includes one autocorrelation computing unit capable of variably setting the correlation length, and the autocorrelation computing unit inputs the OFDM baseband signal to the autocorrelation computing unit,
The autocorrelation calculator calculates the moving average while changing the correlation length, and the signal shape detection unit detects the correlation length where the peak intensity of the moving average matches the square of the amplitude of the received OFDM baseband signal, thereby enabling the effective symbol period length. An OFDM demodulator characterized by detecting. The OFDM demodulator according to claim 3 or 4,
The signal shape detection unit has a function of setting a threshold value for detection,
An OFDM demodulator characterized in that a signal shape detection unit detects an effective symbol period length by detecting that a first moving average which is an output signal of a moving average calculation unit is larger than a first threshold. The OFDM demodulator according to claim 3 or 4,
The moving average calculator is provided to match the moving average window with a specific guard interval period length,
An OFDM demodulator characterized in that the signal shape detection unit detects the guard interval period length from the peak intensity and peak shape of the moving average that is an output signal of the moving average calculation unit. The OFDM demodulator according to claim 7,
The signal shape detection unit has a function of setting a second threshold value for detection,
An OFDM demodulator characterized in that the signal shape detector detects a guard interval period length by detecting a period in which a moving average, which is an output signal of the moving average calculator, is larger than the second threshold. The OFDM demodulator according to claim 3 or 4,
The autocorrelation calculator includes a plurality of autocorrelation calculators, and the moving average calculator includes a plurality of moving averagers,
An OFDM demodulator characterized in that the signal shape detector detects the guard interval period length by detecting the number of moving averagers whose output signal of the moving averager matches the square of the amplitude of the baseband signal. The OFDM demodulator according to claim 3 or 4,
The moving average calculator has one moving averager whose moving average window is variable,
The moving averager calculates and outputs the moving average of the output signal of the autocorrelation calculator while changing the size of the moving average window.
An OFDM demodulator characterized in that the signal shape detector detects the guard interval period length by detecting the number of moving average windows whose moving average peak intensity matches the square of the amplitude of the baseband signal. The OFDM demodulator according to claim 10, wherein
The signal shape detection unit has a function of setting a third threshold for detection,
An OFDM demodulator characterized in that the signal shape detector detects the guard interval period length by detecting the number of moving average windows whose moving average peak intensity is greater than or equal to a third threshold. In the OFDM demodulator according to claim 3 or 4,
Furthermore, a peak position detection unit having a function of storing a peak position and a timer function is provided,
The peak position detector detects and stores the peak position of the first peak of the moving average, and the moving average is a peak after a period obtained by adding the detected effective symbol period length and the guard interval period length to the peak position. An OFDM demodulator characterized in that it detects the timing for issuing a symbol synchronization signal. The OFDM demodulator according to claim 12,
The peak position detection unit has a function of setting a fourth threshold value for detection,
The peak position detector detects the peak position of the first peak of the moving average, and the moving average is greater than a fourth threshold after a period obtained by adding the detected effective symbol period length and the guard interval period length to the peak position. An OFDM demodulator that detects the timing at which a symbol synchronization signal is output by confirming. The OFDM demodulator according to claim 12 or 13,
The peak position detection unit has a function of storing 2N points of the moving average, and a function of calculating the first half moving average of the first half N point and the second half moving average of the second half N point among the 2N points,
The peak position detector detects the timing at which the symbol synchronization signal is output by detecting the timing when the first half moving average changes from the period in which the second half moving average is greater than the first half moving average to the period in which the first half moving average is greater than the second half moving average. An OFDM demodulator.

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