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JP2005524278A - 直交周波数分割多重化通信システムにおける部分伝送シーケンスの付加情報を送受信する装置及び方法 - Google Patents

直交周波数分割多重化通信システムにおける部分伝送シーケンスの付加情報を送受信する装置及び方法 Download PDF

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JP2005524278A JP2004500435A JP2004500435A JP2005524278A JP 2005524278 A JP2005524278 A JP 2005524278A JP 2004500435 A JP2004500435 A JP 2004500435A JP 2004500435 A JP2004500435 A JP 2004500435A JP 2005524278 A JP2005524278 A JP 2005524278A
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Abstract

本発明は、直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ)通信システムに関し、特に、部分伝送シーケンス(Partial Transmit Sequence；ＰＴＳ)方式を利用する場合に、付加情報を送受信する装置及び方法を提供する。
相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化する直交周波数分割多重化通信システムであって、直列のデータ列を並列データに変換し、並列データを複数のデータを有する複数のブロックに分割し、分割された各ブロックの内に位相値と基準データが挿入される位置を示す情報を有する基準データを挿入し、複数のブロックの各ブロックを複数のデータのそれぞれに対して副搬送波周波数が割り当てられた時間軸上の信号に逆高速フーリエ変換を行った後に、副搬送波周波数で逆高速フーリエ変換が行われたデータの位相が同一であるので、非線形歪曲が発生するピーク電力対平均電力比を減少させるように、逆高速フーリエ変換が行われた時間軸上の信号の位相因子を決定し、決定した位相因子に相応するように、逆高速フーリエ変換が行われた信号を回転させて伝送する。

Description

本発明は、直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；ＯＦＤＭ)通信システムに関し、特に、部分伝送シーケンス(Partial Transmit Sequence；以下、“ＰＴＳ”と略称する。)方式を利用する場合に、付加情報を送受信する装置及び方法に関する。
直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、“ＯＦＤＭ”と略称する。)方式は、サブチャンネル(sub-channel)のスペクトルが相互の直交性を保持しつつ重なり合ってスペクトル効率がよい。このＯＦＤＭ方式は、入力される情報シンボルが逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform；以下、“ＩＦＦＴ”と略称する。)によって変調され、このＩＦＦＴ変調された信号が高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform；以下、“ＦＦＴ”と略称する。)によって復調される。
このＯＦＤＭ方式を使用する無線通信システムでの送信器と受信器の動作を簡略に説明すると、次の通りである。
ＯＦＤＭ方式の送信器において、入力データは、スクランブラー(scrambler)、符号化器(coder)、及びインターリーバ(interleaver)を通して副搬送波(sub-carrier)に変調される。このとき、この送信器は、多様な可変伝送率(data rate)を提供するが、この伝送率に従ってそれぞれ異なる符号率(coding rate), インターリービングサイズ及び変調方式が適用される。通常に、この符号化器は、１／２、３／４などの符号率を使用し、バーストエラー(burst error)を防止するためのインターリービングサイズは、ＯＦＤＭシンボルの当たり符号化されたビット数(Number of Coded Bit Per Symbol；ＮＣＢＰＳ)に従って決定される。この変調方式は、要求されたデータの伝送率に従って、ＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)、８ＰＳＫ(8-ary Phase Shift Keying)、１６ＱＡＭ(16-ary Quadrature Amplitude Modulation)、及び６４ＱＡＭ(64-ary QAM)などを使用する。このような構成によって、所定数の副搬送波で変調された信号は、所定数のパイロット副搬送波と加えられた後に、ＩＦＦＴが遂行されて１つのＯＦＤＭ信号を形成する。このＯＦＤＭ信号は、多重経路チャンネル環境でのシンボル間の干渉(interference)を除去するための保護区間(guard interval)が挿入された後に、シンボル波形生成器を通して最終的に無線周波数(Radio Frequency；ＲＦ)処理器(processor)によって無線チャンネルを通じて伝送される。
上記のような送信器に該当する受信器では、この送信器の逆過程が発生し、同期化の過程が加えられる。まず、所定のトレーニングシンボル(training symbol)を利用して周波数オフセット(frequency offset)及びシンボルオフセット(symbol offset)を推定する過程が先行されなければならない。その後に、保護区間を除去したデータシンボルがＦＦＴを通じて所定数のパイロット副搬送波が加えられた所定数の副搬送波に復元される。一方、無線チャンネル環境での経路遅延現象を克服するために、等化器(equalizer)は、チャンネル状態を推定して受信信号からチャンネルによる信号歪曲を除去する。この等化器を通してチャンネル応答が補償されたデータは、ビット列に変換されてデインターリーバ(de-interleaver)を通過した後に、 エラー訂正のための復号化器(decoder)とデスクランブラー(de-scrambler)を経て最終データに復元される。
このようなＯＦＤＭ方式では、入力データを単一搬送波で高速伝送を行う代わりに、多数の搬送波を利用して並列に低速伝送を行うようになる。すなわち、このＯＦＤＭ方式は、変／復調部の効率的なディジタル具現が可能であり、周波数の選択的なフェーディング、または狭帯域の干渉に対する影響を小さく受ける特徴を有する。このような特徴によって、現在、ヨーロッパディジタル放送の伝送とＩＥＥＥ ８０２．１１ａ、 ＩＥＥＥ ８０２．１６ａ、及びＩＥＥＥ ８０２．１６ｂなどの大容量の移動通信システムの規格で採択されている高速のデータ伝送に効率的な技術であるといえる。
このＯＦＤＭ方式を使用する移動通信システムは、複数の副搬送波を利用してデータを伝送するので、ＯＦＤＭ信号の振幅の大きさは、この複数の副搬送波の振幅の大きさの和で表現されることができる。しかしながら、この複数の副搬送波のそれぞれの位相が直交性を保持することができなく、位相が変化する場合に、この副搬送波の間の位相が一致する場合が発生することができる。このように、副搬送波の間の位相が一致する場合に、ＯＦＤＭ信号は、かなり高いピーク電力対平均電力比(peak-to-average power ratio；以下、“ＰＡＰＲ”と称する。)を有するようになる。高いＰＡＰＲを有するＯＦＤＭ信号は、高出力線形増幅器の効率を低め、高出力線形増幅器の動作点を非線形領域に進入するようにして、副搬送波の間の相互の変調歪曲とスペクトル分散を引き起こす。このように、ＯＦＤＭ方式を使用する通信システムにおいて、ＰＡＰＲは、通信の性能に影響を及ぼすかなり重要な要素であり、従って、このＰＡＰＲを減少させるための多様な研究が進行されている。
ＯＦＤＭ通信システムにおいて、ＰＡＰＲを低めるための方式には、クリッピング(Clipping)方式と、ブロック符号化(Block Coding)方式と、位相(Phase)回転方式がある。そうすると、下記では、このクリッピング方式、ブロック符号化方式、及び位相回転方式を説明する。
(１) クリッピング方式
このクリッピング方式は、信号の大きさが所定の設定値を超過すると、強制的にその大きさを前記設定値でクリッピングしてＰＡＰＲを減少させる方式である。しかしながら、非線形演算によって帯域の内(in-band)の歪曲が発生してビットエラー率(Bit Error Rate；以下、“ＢＥＲ”と略称する。)が増加し、帯域の外(out-band)のクリッピング雑音(clipping noise)によって隣接チャンネルの干渉が発生する。
(２) ブロック符号化方式
このブロック符号化方式は、全体の搬送波信号のＰＡＰＲが減少するように余分の搬送波を符号化して伝送する方式である。前記ブロック符号化方式は、符号化によってエラーを訂正することができるのみならず、信号の歪曲なくＰＡＰＲを減少させることができる。しかしながら、副搬送波の個数が多い場合に、スペクトル効率がかなり低下し、ルックアップテーブル(look-up table)または生成マトリックス(generation matrix)の大きさが大きくなるので、非常に複雑であり、計算量が多くなるという短所を有する。
(３) 位相回転方式
この位相回転方式は、選択的なマッピング(Selective Mapping；以下、“ＳＬＭ”と略称する。)方式とＰＴＳ方式とに分類される。このＳＬＭ方式は、同一のＭ個のデータブロックのそれぞれに統計的に独立した長さＮの相互に異なる位相シーケンスをそれぞれ乗じ、そのうち一番低いＰＡＰＲを有する結果、すなわち、一番低いＰＡＰＲを有する位相シーケンスを選択して伝送する。このＳＬＭ方式は、Ｍ個のＩＦＦＴの遂行過程を必要とする一方、ＰＡＰＲをかなり低めることができ、副搬送波の個数に関係なく適用が可能であるという長所がある。
これに比べて、このＰＴＳ方式は、入力データをＭ個の下部ブロック(sub-block)に分けてそれぞれＬ-ポイントのＩＦＦＴを遂行した後に、それぞれの下部ブロックにＰＡＰＲが最小になるようにする位相因子(phase factor)をそれぞれ乗じた後に合算して伝送する。ＰＴＳ方式は、このＳＬＭ方式よりさらに効率的にＰＡＰＲを低減しつつも、非線形歪曲なくＰＡＰＲを減少させる一番効率的であり柔軟な方式である。そうすると、ここで、図１を参照して、このＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムでの送信器の構造を説明する。
図１は、ＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムでの送信器の内部の構造を示す。このＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムでの送信器１００は、マッパー(mapper)１１０と、直／並列変換部(serial to parallel converter)１２０と、下部ブロック分割部(sub block segmentation unit)１３０と、複数の逆高速フーリエ変換部(以下、“ＩＦＦＴ部”と称する。)１４０、１４２、１４４、１４６と、位相因子決定部１５０と、複数の乗算器１６０、１６２、１６４、１６６と、結合部１７０と、から構成される。
図１を参照すると、まず、伝送しようとする情報ビット(information bits)は、所定の符号率によって符号化され、この符号化によって出力される符号化ビットがインターリービングされた後に、マッパー１１０に入力データＸとして提供される。ここで、この符号化方式には、多様な方式が提案されているが、エラー訂正符号であるターボ符号(turbo code)を利用して符号化する方式が代表的に使用される。このとき、この所定の符号率には、１／２及び３／４などがある。
マッパー１１０は、この入力データＸを所定の変調方式に従って対応する変調シンボルにマッピングさせて出力し、直／並列変換部１２０は、マッパー１１０から順次に出力される変調シンボルをＩＦＦＴ部１４０乃至１４６の入力タップ数(Ｌ-ポイント)に相応するようにＬ個の並列回線へ出力する。下部ブロック分割部１３０は、直／並列変換部１２０から並列に出力される変調シンボルを同一の長さＮを有するＭ個の下部ブロックＸ(１)乃至Ｘ(Ｍ)に分割する(Ｌ＝Ｎ×Ｍ)。このような説明では、直／並列変換部１２０と下部ブロック分割部１３０がそれぞれ相互に異なる構成で存在するが、直／並列変換部１２０は除去され、下部ブロック分割部１３０は、直／並列変換部１２０の機能を含んでマッパー１１０から順次に出力されるＬ個のシンボルを受信して長さＮを有するＭ個の下部ブロックに分割することもできることはもちろんである。
図２乃至図４を参照して、下部ブロック分割部１３０の下部ブロック変換動作を説明する。図２は、隣接下部ブロック分割方式に従って分割された下部ブロックを示し、図３は、インターリーブ(interleaved)下部ブロック分割方式に従って分割された下部ブロックを示し、図４は、擬似ランダム(psuedo random)下部ブロック分割方式に従って分割された下部ブロックを示す。下部ブロック分割方式のすべてで、下部ブロックは、他の下部ブロックと重ならないように分割されなければならない。この下部ブロック分割方式を説明すると、次の通りである。
(１) 隣接下部ブロック分割方式
この隣接下部ブロック分割方式は、長さＬの変調シンボルを順次に隣接した変調シンボルの単位で下部ブロックに分割する方式である。図２に示しているように、この隣接下部ブロック分割方式は、この長さＬを１２であると仮定する場合に、この長さ１２の変調シンボルを順次に隣接した３個の変調シンボルの単位にして４個の下部ブロックに分割する。
(２) インターリーブ下部ブロック分割方式
このインターリーブ下部ブロック分割方式は、長さＬの変調シンボルをインターリービングして下部ブロックに分割する方式として、図３に示しているように、長さＬを１２であると仮定する場合に、４の周期で３個の変調シンボルを結合して総４個の下部ブロックに分割する。
(３) 擬似ランダム下部ブロック分割方式
この擬似ランダム下部ブロック分割方式は、長さＬの変調シンボルを擬似ランダムに選択して下部ブロックに分割する方式として、図４に示しているように、長さＬを１２であると仮定する場合に、何の規則または形式もなく、ランダムに３個の変調シンボルを結合して総４個の下部ブロックに分割する。
図２乃至図４に示すように、下部ブロック分割部１３０によって分割された下部ブロックのそれぞれは、所定の位置でのＬ個のシンボルの以外に残りのシンボルがすべて０に置き換えられたものである。
ＩＦＦＴ部１４０乃至１４６は、この分割された下部ブロックをそれぞれＩＦＦＴを遂行して下部ブロックｘ(１)乃至ｘ(Ｍ)を出力する。ここで、位相因子決定部１５０は、このＩＦＦＴが遂行された下部ブロックｘ(１)乃至ｘ(Ｍ)を入力にして、この下部ブロックｘ(１)乃至ｘ(Ｍ)が合算されたときに、ＰＡＰＲを最小にすることができるように下部ブロックのそれぞれの位相がずれるようにする位相因子「式(1)」乃至「式(2)」を決定する。この位相因子のそれぞれは、該当下部ブロックに対応する。すなわち、この位相因子「式(1)」は、この下部ブロックｘ(１)に対応し、このように、最終の位相因子まで、すなわち、この位相因子「式(2)」は、この下部ブロックx(Ｍ)に対応する。乗算器１６０乃至１６６は、このＩＦＦＴが遂行された下部ブロックｘ(１)乃至ｘ(Ｍ)に該当位相因子「式(1)」乃至「式(2)」をそれぞれ乗じて出力し、その出力は、結合部１７０によって合算されてＯＦＤＭ信号「式(3)」になる。
Figure 2005524278
上述したＰＴＳ方式は、サブチャンネルのスペクトルを歪曲させなく、ＰＡＰＲを効率的に低減することができ、ディジタル変調方式に無関係に適用することができる。しかしながら、受信器で情報データを復元するために、この位相回転のための位相因子に対する付加情報(Side Information；ＳＩ)がデータとともに伝送されなければならない。従って、ＯＦＤＭ通信システムでＰＴＳ方式を実現するために、この付加情報を効率的に伝送するための方法が必要になった。
上記背景に鑑みて、本発明の目的は、ＯＦＤＭ通信システムでＰＡＰＲを最小にするための装置及び方法を提供することにある。
本発明の他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムで、ＰＴＳ方式を使用してＰＡＰＲを最小にするための装置及び方法を提供することにある。
本発明のまた他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムで、ＰＴＳ方式を使用してＰＡＰＲを最小にするときに、位相回転に使用される位相因子に対する付加情報を伝送する装置及び方法を提供することにある。
本発明のさらに他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムで、ＰＴＳ方式を使用してＰＡＰＲを最小にするときに、位相回転に使用される位相因子に対する付加情報を受信する装置及び方法を提供することにある。
本発明のなお他の目的は、ＯＦＤＭ通信システムでＰＴＳ方式を使用して、ＰＡＰＲを最小化させるときに、位相回転に使用される位相因子に対する付加情報を受信して情報データを復元する装置及び方法を提供することにある。
このような目的を達成するために、本発明によれば、相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化するＯＦＤＭ通信システムの送信装置であって、直列データ列が並列変換された並列データを複数のデータを有する複数の下部ブロックに分割する下部ブロック分割部と、この分割された複数の下部ブロックのそれぞれの内に位相値と基準シンボルが挿入される位置を示す情報を有するこの基準シンボルを挿入する基準シンボル挿入部と、この複数の下部ブロックのそれぞれをこの複数のデータのそれぞれに対して副搬送波周波数が割り当てられた時間軸上の信号にＩＦＦＴを行う複数のＩＦＦＴ変換部と、このＩＦＦＴが行われた信号のそれぞれと所定の位相因子を乗じる複数の乗算器と、この複数の乗算器のそれぞれの出力を結合する結合部と、を備えることを特徴とする。
また、本発明によれば、相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化するＯＦＤＭ通信システムの受信装置であって、受信信号を並列変換して生成された並列データのＦＦＴを遂行するＦＦＴ部と、このＦＦＴ部の出力を複数の下部ブロックに分割する下部ブロック分割部と、この分割された下部ブロックから送信器によって挿入された基準シンボルを検出する複数の基準シンボル検出部と、この検出された基準シンボルの位相値のそれぞれに相応するようにこの下部ブロックを位相回転させる複数の逆位相回転部と、この複数の逆位相回転部の出力からこの検出された基準シンボルを除去する複数の基準シンボル除去部と、この複数の基準シンボル除去部の出力を結合する結合部と、を備えることを特徴とする。
さらに、本発明によれば、相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化するＯＦＤＭ通信システムの送信方法であって、直列のデータ列を並列データに変換するステップと、この並列データを複数のデータを有する複数のブロックに分割するステップと、この分割された各ブロックの内に位相値と基準データが挿入される位置を示す情報を有するこの基準データを挿入するステップと、この複数のブロックの各ブロックをこの複数のデータのそれぞれに対して、副搬送波周波数が割り当てられた時間軸上の信号にＩＦＦＴを行うステップと、この副搬送波周波数でＩＦＦＴが行われたデータの位相が同一であるので、非線形歪曲が発生するＰＡＰＲを減少させるように、このＩＦＦＴが行われた時間軸上の信号の位相因子を決定するステップと、この決定された位相因子に相応するように、このＩＦＦＴが行われた信号を位相回転させるステップと、を備え、この複数のブロックに分割するステップとこのＩＦＦＴを遂行するステップとの間で、この各ブロックの内に位相値と基準データが挿入される位置を示す情報を有する基準データを挿入することを特徴とする。
なお、本発明によれば、相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化するＯＦＤＭ通信システムの受信方法であって、受信信号を並列データに並列変換するステップと、この並列データのＦＦＴを遂行するステップと、この高速フーリエ変換された信号を複数の下部ブロックに分割するステップと、所定の位相値に相応するようにこの下部ブロックを逆位相回転するステップと、この複数のブロックに分割するステップとこのＩＦＦＴを行うステップとの間で、この各ブロックの内に送信器によって挿入された位相値と基準データが挿入された位置を示す情報を有するこの基準データを検出するステップと、この位相値に相応するように逆位相回転した下部ブロックのそれぞれからこの基準データを削除するステップと、を備えることを特徴とする。
本発明は、ＯＦＤＭ通信システムにおいて、多重副搬送波の使用による一番大きい短所である高いＰＡＰＲを効率的に減少させるためのＰＴＳ方式に適用され、ＰＴＳ方式の使用に関連した付加情報を伝送することによって、受信機が情報データを正確に復元する。本発明で提案している付加情報の送受信装置及び方法は、変調方式の種類に無関係に適用可能であり、簡素な構造で実現することができる。さらに、ＰＡＰＲの低減の性能を保持することもできる。なおかつ、基準シンボルを利用する新たな付加情報の伝送方法は、実時間に伝送可能であるので、超高速のＯＦＤＭ通信システムに適用されることができる。
以下、本発明の好適な実施形態について添付図を参照しつつ詳細に説明する。下記説明において、本発明の要旨のみを明瞭するために公知の機能又は構成に対する詳細な説明は省略する。なお、図面中、同一な構成要素及び部分には、可能な限り同一な符号及び番号を共通使用するものとする。
本発明は、直交周波数分割多重化(Orthogonal Frequency Division Multiplexing；以下、“ＯＦＤＭ”と略称する。)方式を使用する通信システムで、元の信号を保持しつつピーク電力対平均電力比(Peak-to-Average Power Ratio；以下、“ＰＡＰＲ”と略称する。)を減少させるための装置及び方法について具体的に説明する。すなわち、本発明は、部分伝送シーケンス(Partial Transmit Sequence；以下、“ＰＴＳ”と略称する。)方式が適用されたＯＦＤＭ通信システムでの受信器で、正確なデータを復元するために、回転因子(rotation factors)、すなわち、位相因子(phase factor)に対する付加情報(Side Information；ＳＩ)を伝送して受信する装置及び方法に関する。さらに詳細に説明すると、この回転因子に対する付加情報は、データとともに伝送される基準シンボル(reference symbol)の位相に乗せられて伝送される。
本発明の詳細な説明において、ＯＦＤＭ変調、逆高速フーリエ変換(Inverse Fast Fourier Transform；以下、“ＩＦＦＴ”と略称する。)、高速フーリエ変換(Fast Fourier Transform；以下、“ＦＦＴ”と略称する。), スペクトル効率、ビットエラー率(Bit Error Rate；ＢＥＲ)などの特定の詳細が本発明の全般的な理解を助けるために使用される。しかしながら、これらの特定の詳細なく、また、これらの変形によっても本発明が容易に実施されることができることは、当該技術分野での通常の知識を有する者には自明であろう。
図５は、本発明の実施形態によるＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムの送信器の内部の構造を示す。このＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムの送信器２００は、マッパー(mapper)２１０と、直／並列変換部(serial to parallel converter)２２０と、下部ブロック分割部２３０と、複数の逆高速フーリエ変換部(以下、“ＩＦＦＴ部”と略称する。)２４０、２４２、２４４、２４６と、位相因子決定部２５０と、複数の乗算器２６０、２６２、２６４、２６６と、結合部２７０と、基準シンボル挿入部２８０と、から構成される。
送信器２００から伝送しようとする情報は、所定の符号率によって符号化し、この符号化によって出力される符号化ビットがインターリービングされた後に、マッパー２１０に入力データＤとして提供される。この符号化方式には、多様な方式が提案されているが、エラー訂正符号であるターボ符号を利用して符号化する方式が代表的に使用される。このとき、この所定の符号率としては、１／２及び３／４などがある。
マッパー２１０は、この入力データＤを所定の変調方式に従って対応する変調シンボルにマッピングさせて出力し、直／並列変換部２２０は、マッパー１１０から順次に出力されるシンボルを並列変換して出力する。ここで、直／並列変換部２２０からの出力シンボルの数は、ＩＦＦＴ部２４０乃至２４６の入力タップ(tap)数Ｌより少ない。これは、直／並列変換部２２０の出力シンボルには基準シンボルが加えなければならないからである。基準シンボルは、下部ブロックごとに１個ずつ挿入されるので、直／並列変換部２２０の出力に接続される並列回線の個数は、この入力タップ数‘Ｌ’より下部ブロックの個数‘Ｍ’だけ少なくなければならない(すなわち、この並列回線の個数は、‘Ｌ−Ｍ’にならなければならない。)。
そうすると、下部ブロック分割部２３０は、直／並列変換部２２０から並列に出力されるシンボルを同一の長さＮを有するＭ個の下部ブロックＤ(１)乃至Ｄ(Ｍ)に分割する。従来技術で説明したように、下部ブロック分割部２３０によって分割された下部ブロックのそれぞれは、所定の位置でのＮ個のシンボルの以外に残りのシンボルがすべて０に置き換えられる。上記では、直／並列変換部２２０と下部ブロック分割部２３０が相互に異なる構成で備えられて動作する場合を説明しているが、直／並列変換部２２０を除去し、下部ブロック分割部２３０が直／並列変換部２２０の機能を含んで、マッパー２１０から順次に出力されるＬ個のシンボルを受信して長さＮを有するＭ個の下部ブロックに分割することもできる。
基準シンボル挿入部２８０は、この下部ブロックＤ(１)乃至Ｄ(Ｍ)のそれぞれに所定の位置に大きさ１と位相０°を有する基準シンボルを挿入した新たな下部ブロックＸ(１)乃至Ｘ(Ｍ)を出力する。この新たな下部ブロックＸ(１)乃至Ｘ(Ｍ)のそれぞれは、この下部ブロックＤ(１)乃至Ｄ(Ｍ)のそれぞれに比べて１個さらに多いシンボルを有するようになる。ここで、この下部ブロックＤ(１)乃至Ｄ(Ｍ)に挿入されるこの基準シンボルの位相は、すべて０°に設定される。この基準シンボルの位相をすべて０°に設定する理由は、受信器から受信した基準シンボルの位相から下部ブロックの位相因子を検出することができるようにするためである。
他の好適な実施形態で、この基準シンボルの位相は、０°と１８０°に交互に設定されるか、または０°、９０°、１８０°、２７０°に順次に設定されることができる。また他の好適な実施形態で、この基準シンボルの位相は、相補シーケンス(complementary sequence)位相またはウォルシュシーケンス(Walsh Sequence)位相に設定されることができる。
図６乃至図８は、下部ブロック分割部２３０の下部ブロック変換方式の種類に従って基準シンボルが追加される例を示す。ここで、図６乃至図８に示している白丸は、データシンボル(data symbol)を示し、黒丸は、基準シンボルを示す。
図６乃至図８は、入力タップ数が１６であるＩＦＦＴ部と長さ３を有する４個の下部ブロックが提供されることを仮定する(Ｌ＝１６、Ｎ＝３、Ｍ＝４)。図６は、隣接下部ブロック分割方式に従って分割された下部ブロックを示し、図７は、インターリーブ(interleaved)下部ブロック分割方式に従って分割された下部ブロックを示し、図８は、擬似ランダム(pseudo random)下部ブロック分割方式に従って分割された下部ブロックを示す。この下部ブロック分割方式のすべてで、下部ブロックは、他の下部ブロックと重ならないように分割されており、基準シンボルは、下部ブロック分割方式に無関係に同一の位置に挿入される。これは、受信器でこの基準シンボルが挿入される位置を予め知っており、この基準シンボルの位相が回転した程度に従って下部ブロック別に位相因子を決定するからである。
この下部ブロック分割方式を説明すると、次の通りである。
(１) 隣接下部ブロック分割方式
この隣接下部ブロック分割方式は、長さＬの変調シンボルを順次に隣接した変調シンボルの単位で下部ブロックに分割する方式である。図６に示しているように、この隣接下部ブロック分割方式は、この長さＬを１６であると仮定する場合に、この長さ１６のシンボルを順次に隣接した４個のシンボル、すなわち、３個の変調シンボルと１個の基準シンボルの単位にして４個の下部ブロックに分割する。
(２) インターリーブ下部ブロック分割方式
このインターリーブ下部ブロック分割方式は、長さＬのシンボルをインターリービングして下部ブロックに分割する方式である。図７に示しているように、長さＬを１６であると仮定する場合に、５の周期で３個の変調シンボルと１個の基準シンボルを結合して総４個の下部ブロックに分割する。
(３) 擬似ランダム下部ブロック分割方式
この擬似ランダム下部ブロック分割方式は、長さＬのシンボルを擬似ランダムに選択して下部ブロックに分割する方式である。図８に示しているように、長さＬを１６であると仮定する場合に、何の規則または形式もなく、ランダムに３個の変調シンボルとこの所定の位置での基準シンボルとを結合して、総４個の下部ブロックに分割する。
そうすると、ＩＦＦＴ部２４０乃至２４６は、この基準シンボルが挿入された下部ブロックをＩＦＦＴが遂行された下部ブロックｘ(１)乃至ｘ(Ｍ)を出力する。位相因子決定部２５０は、このＩＦＦＴが行われた下部ブロックｘ(１)乃至ｘ(Ｍ)を入力にして加えたときに、ＰＡＰＲを最小にするために、下部ブロックのそれぞれの位相がずれるようにする下部ブロックのそれぞれの位相因子「式(4)」乃至「式(5)」を決定する。ここで、この位相因子は、{±１}または{±１，±ｊ}を利用する。
Figure 2005524278
乗算器２６０乃至２６６は、このＩＦＦＴが遂行された下部ブロックｘ(１)乃至ｘ(Ｍ)にこの位相因子「式(4)」乃至「式(5)」をそれぞれ乗じて出力し、その出力は、結合部２７０によって加えられてＯＦＤＭ信号「式(6)」になる。
Figure 2005524278
以下、本発明のＰＴＳ方式に従う動作を下記式を参照してさらに詳細に説明する。
まず、下記式(7)は、Ｍ個の下部ブロックＤ(１)乃至Ｄ(Ｍ)に分割される入力データＤ及びこの下部ブロックにそれぞれ挿入される基準シンボルＲ(Ｒ(１)乃至Ｒ(Ｍ))を示す。
Figure 2005524278
この式(7)において、Ｄは、データを示し、Ｒは、基準シンボルを示す。このデータＤは、図６乃至図８に示す隣接下部ブロック分割方式、インターリーブ下部ブロック分割方式、及び擬似雑音下部ブロック分割方式のうち選択された１つの下部ブロック分割方式に従って、同一の大きさを有する複数の下部ブロックＤ(１)乃至Ｄ(Ｍ)に分割される。
このデータＤとこの基準シンボルＲとから構成される下部ブロックは、下記式(8)のように表現されることができ、下記式２において、Ｘは、下部ブロックを示す。
Figure 2005524278
位相因子決定部２５０は、ＰＡＰＲを最小にするために、この分割されたＭ個の下部ブロックに乗じられる適切な位相因子を決定する。ここで、この下部ブロックに乗じられる位相因子をｂであると仮定すれば、ＩＦＦＴ部２４０の入力「式(9)」は、下記式(10)のように表現される。
Figure 2005524278
この式(10)において、{ｂ(ｍ)、ｍ＝１,２,・・・,Ｍ}は、下部ブロックに乗じられる位相因子を示し、この位相因子は、このＩＦＦＴが遂行された下部ブロックに対する単純な回転動作のみを制御すると仮定する。式(10)で表現された入力「式(9)」は、ＩＦＦＴ部２４０によって時間領域に変換されて下記式(12)のように表現される。
Figure 2005524278
ここで、このベクトルｘ(ｍ) は、部分伝送シーケンス(partial transmit sequence)を意味する。
この式(9)のＰＡＰＲが最小になるようにする位相因子ｂは、下記式(13)のように選択される。
Figure 2005524278
この式(13)において、Ｌは、ＩＦＦＴ部の入力タップ数または副搬送波の個数を示す。このＬは、この副搬送波のそれぞれを識別するインデックスである。この式(13)は、下部ブロックと位相因子との積のうち、最大値を一番小さくする位相因子の組合せを選択する。この位相因子の組合せを“回転因子”であると称する。この回転因子によって最適化した伝送信号は、下記式(14)のようである。
Figure 2005524278
図９は、本発明の実施形態によるＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムでの受信器の内部の構造を示す。このＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムでの受信器３００は、直／並列変換部３１０、高速フーリエ変換部(以下、“ＦＦＴ部”と略称する。)３２０、下部ブロック分割部３３０、複数の基準シンボル検出部３４０、３４２、３４４、複数の逆位相回転部３５０、３５２、３５４、複数の基準シンボル除去部３６０、３６２、３６４、結合部３７０、並／直列変換部(parallel to serial converter)３８０、及びデマッパー(de-mapper)３９０から構成される。
複数の副搬送波に乗せられて受信された無線周波数(Radio Frequency；ＲＦ)信号は、基底帯域のディジタル信号に変換された後に、同期及び雑音除去のための所定の信号処理の手順を通じて直／並列変換部３１０に受信信号ｙとして提供される。
直／並列変換部３１０は、この受信信号ｙをシンボル単位で並列変換して、ＦＦＴ部３２０の入力タップ数(Ｌ-ポイント)に従ってＬ個の並列回線へ出力する。ＴＴＦ部３２０は、直／並列変換部３１０から並列に出力される信号をＬ-ポイントのＦＦＴを行ったシンボルを出力する。そうすると、下部ブロック分割部３３０は、ＦＦＴ部３２０から出力されるＬ個のシンボルを同一の長さを有するＭ個の下部ブロックに分割して、この分割された下部ブロックを基準シンボル検出部３４０乃至３４４へ伝達する。
基準シンボル検出部３４０乃至３４４のそれぞれは、下部ブロック分割部３３０から入力された下部ブロックから基準シンボルを検出する。この基準シンボルは、送信器によって大きさ１と位相０°を有するように挿入されたものであるので、この検出された基準シンボルの位相は、該当する下部ブロックを構成するシンボルの位相変化、すなわち、位相因子になる。そして、上述したように、送信器２００及び受信器３００のすべてがこの基準シンボルが挿入される位置を知っているので、基準シンボル検出部３４０乃至３４４のそれぞれは、この下部ブロックのそれぞれから基準シンボルを検出することができる。
逆位相回転部３５０乃至３５４は、下部ブロック分割部３３０から入力された下部ブロックを基準シンボル検出部３４０乃至３４４によって検出された基準シンボルの位相変化量だけ位相を逆回転させる。基準シンボル除去部３６０乃至３６４は、逆位相回転部３５０乃至３５４の出力から下部ブロック別に基準シンボルを除去し、結合部３７０は、基準シンボル除去部３６０乃至３６４の出力をシンボル単位で結合する。結合部３７０の出力は、並／直列変換部３８０によって直列に変換された後に、デマッパー３９０によって該当する変調方式に従ってデータに復元される。
送信器２００の構成を参照して、ＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムの受信器３００から付加情報を抽出し、データを復元する過程を詳細に説明すると、次の通りである。
無線チャンネルから受信された信号ｙは、下記式(15)のように表現される。
Figure 2005524278
ここで、この式(16)は送信された信号であり、このｎは雑音である。この受信された信号ｙのＦＦＴを遂行すると、下記式(17)の通りである。
Figure 2005524278
ここで、このｘ(ｍ)は、送信された信号
Figure 2005524278

を構成するｍ番目の下部ブロックであり、この式(18)は、このｍ番目の下部ブロックに適用されたｍ番目の位相因子であり、このＮは、ＦＦＴが行われた雑音である。上記のように、ＦＦＴが行われたｘ(ｍ)をＸ(ｍ)で示すと、これは、基準シンボルＲ(ｍ)と実際データＤ(ｍ)とに区分されることができる。従って、この受信された信号は、データ「式(19)」と基準シンボル「式(20)」と雑音Ｎとに区分される。送信器によって挿入された基準シンボルは、式(21)のような特徴を有するので、この基準シンボル「式(20)」は、下記式(22)のように示すことができる。
Figure 2005524278
Figure 2005524278
従って、この受信された信号に含まれた基準シンボル「式(23)」の位相は、位相因子(phase factor)、すなわち、付加情報を示す。
下記式(24)は、データを復元するために、この受信された信号にこの受信された基準シンボルの位相のインバース(inverse)値「式(25)」を乗じる。ここで、＊は、位相の逆回転を示す。
Figure 2005524278
この式(24)の結果から二番目の項での基準シンボルを除外すると、受信信号は、下記式(25)のようである。
Figure 2005524278
ここで、雑音を無視すると、データは、正確に復元される。
以下、ＯＦＤＭシステムで、ＰＡＰＲを減少させるために、ＰＴＳ方式を使用する場合に、このＰＴＳに対する付加情報の正確な送受信がシステムに及ぼす影響について説明する。
まず、付加情報エラーが発生する場合に、全体システムのＢＥＲは、下記式(26)の通りである。
Figure 2005524278
このＰｂは、白色ガウシアン雑音(Additive White Gaussian Noise；ＡＷＧＮ)チャンネルでＱＰＳＫ(Quadrature Phase Shift Keying)変調のときのＢＥＲを示し、下記式(27)のように表現される。
Figure 2005524278
また、この式(28)は、付加情報がエラーを有する条件での条件付きのＢＥＲであり、下記式(29)のように表現される。
Figure 2005524278
ここで、このＱ( )は、知られたＱ関数であり、この式(30)は、受信された信号の分散として、この受信された信号のビットエネルギーＥｂによって式(31)で表現され、この式(32)は、付加情報エラーが発生した場合に、雑音の分散として式(33)で表現される。
図１０は、ＰＴＳ方式を使用しない通常のＯＦＤＭ通信システム、通常のＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システム、及び本発明による付加情報を伝送するＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムで、ＰＡＰＲのＣＣＤＦ(Complementary Cumulative Distribution Function)を比較したグラフである。ここで、このＣＣＤＦは、ＰＡＰＲが所定のしきい値ＰＡＰＲ０より大きい確率を意味する。同図に示すように、本発明によるＯＦＤＭ通信システムは、既存のＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムと同一のＰＡＰＲ低減性能を示す。
図１１は、隣接下部ブロック分割方式、インターリーブ下部ブロック分割方式、及び擬似雑音下部ブロック分割方式を使用するＯＦＤＭ通信システムでＰＡＰＲのＣＣＤＦを比較したグラフである。同図に示すように、ＰＡＰＲ低減性能であるという点で、擬似雑音下部ブロック分割方式が一番優れ、隣接下部ブロック分割方式が一番劣化する。本発明でのインターリーブ下部ブロック分割方式は、データのみをインターリーブ下部ブロック分割方式にて分割し、ここに基準シンボルを挿入する形態である。すなわち、データのみをインターリーブ下部ブロック分割方式にて分割することである。このインターリーブ下部ブロック分割方式によるＰＡＰＲ低減性能が隣接下部ブロック方式のそれよりさらに優れる。
図１２は、この式１２の数値解釈(numerical analysis)結果とシミュレーション(simulation)結果を示したグラフである。図１２において、ＰＳ＝１０−２及び１０−３の場合には、エラーフロア(error floor)が発生する。一方、ＰＳ＝Ｐｂの場合に、付加情報エラーによる性能は、大きく劣化しない。また、ＰＳ＝０の場合のＢＥＲは、ＡＷＧＮでＱＰＳＫ変調のエラー率と同一である。
以上、本発明を具体的な実施形態を参照して詳細に説明してきたが、本発明の範囲は上述の実施形態によって限られるべきではなく、本発明の範囲内で様々な変形が可能であるということは、当該技術分野における通常の知識を持つ者には明らかである。
通常のＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムでの送信器の内部の構造を示す図である。 Ｌ＝１２、Ｍ＝４である場合に、隣接下部ブロック分割方式に従って分割されたデータを示す図である。 Ｌ＝１２、Ｍ＝４である場合に、インターリーブ下部ブロック分割方式に従って分割されたデータを示す図である。 Ｌ＝１２、Ｍ＝４である場合に、擬似ランダム下部ブロック分割方式に従って分割されたデータを示す図である。 本発明によるＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムでの送信器の内部の構造を示す図である。 Ｌ＝１６、Ｍ＝４である場合に、隣接した下部ブロック分割方式に従って分割されたデータと基準シンボルを示す図である。 Ｌ＝１６、Ｍ＝４である場合に、インターリーブ下部ブロック分割方式に従って分割されたデータと基準シンボルを示す図である。 Ｌ＝１６、Ｍ＝４である場合に、擬似ランダム下部ブロック分割方式に従って分割されたデータと基準シンボルを示す図である。 本発明の実施形態によるＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムでの受信器の内部の構造を示す図である。 本発明によるＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムと既存のＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムとのＰＡＰＲの低減の性能を比較するグラフである。 本発明によるＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムで下部ブロック分割方式に従うＰＡＰＲの低減の性能を比較するグラフである。 付加情報エラーに従うＰＴＳ方式を使用するＯＦＤＭ通信システムでのビットエラー率の性能を比較するグラフである。
符号の説明
２００ 送信器
２１０ マッパー
２２０ 直／並列変換部
２３０ 下部ブロック分割部
２４０、２４２、２４４、２４６ 逆高速フーリエ変換部
２５０ 位相因子決定部
２６０、２６２、２６４、２６６ 乗算器
２７０ 結合部
２８０ 基準シンボル挿入部

Claims (23)

  1. 相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化する直交周波数分割多重化通信システムの送信装置であって、
    直列データ列が並列変換された並列データを複数のデータを有する複数の下部ブロックに分割する下部ブロック分割部と、
    前記分割された複数の下部ブロックのそれぞれの内に位相値と基準シンボルが挿入される位置を示す情報を有する前記基準シンボルを挿入する基準シンボル挿入部と、
    前記複数の下部ブロックのそれぞれを前記複数のデータのそれぞれに対して副搬送波周波数が割り当てられた時間軸上の信号に逆高速フーリエ変換を行う複数の逆高速フーリエ変換部と、
    前記逆高速フーリエ変換が行われた信号のそれぞれと所定の位相因子を乗じる複数の乗算器と、
    前記複数の乗算器のそれぞれの出力を結合する結合部と、を備えることを特徴とする送信装置。
  2. 前記基準シンボルの位相値は、０°に設定される請求項１記載の送信装置。
  3. 前記基準シンボルの位相値は、前記下部ブロック別に０°及び１８０°に交互に設定される請求項１記載の送信装置。
  4. 前記基準シンボルの位相値は、前記下部ブロック別に０°、９０°、１８０°、及び２７０°に順次に設定される請求項１記載の送信装置。
  5. 前記基準シンボルは、前記下部ブロック別に相補シーケンス位相を有する請求項１記載の送信装置。
  6. 前記基準シンボルは、前記下部ブロック別にウォルシュシーケンス位相を有する請求項１記載の送信装置。
  7. 前記送信装置は、前記副搬送波周波数で逆高速フーリエ変換が行われたデータの位相が同一であるので、非線形歪曲が発生するピーク電力対平均電力比を減少させるように、前記逆高速フーリエ変換が行われた時間軸上の信号の位相因子を決定する位相因子決定部をさらに備える請求項１記載の送信装置。
  8. 相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化する直交周波数分割多重化通信システムの受信装置であって、
    受信信号を並列変換して生成された並列データの高速フーリエ変換を遂行する高速フーリエ変換部と、
    前記高速フーリエ変換部の出力を複数の下部ブロックに分割する下部ブロック分割部と、
    前記分割された下部ブロックから送信器によって挿入された基準シンボルを検出する複数の基準シンボル検出部と、
    前記検出された基準シンボルの位相値のそれぞれに相応するように前記下部ブロックを位相回転させる複数の逆位相回転部と、
    前記複数の逆位相回転部の出力から前記検出された基準シンボルを除去する複数の基準シンボル除去部と、
    前記複数の基準シンボル除去部の出力を結合する結合部と、を備えることを特徴とする受信装置。
  9. 前記複数の逆位相回転部は、
    前記検出された基準シンボルの位相値のそれぞれに相応するように、該当逆位相だけ前記下部ブロックを位相回転させる請求項８記載の受信装置。
  10. 相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化する直交周波数分割多重化通信システムの送信方法であって、
    直列のデータ列を並列データに変換するステップと、
    前記並列データを複数のデータを有する複数のブロックに分割するステップと、
    前記分割された各ブロックの内に位相値と基準データが挿入される位置を示す情報を有する前記基準データを挿入するステップと、
    前記複数のブロックの各ブロックを前記複数のデータのそれぞれに対して、副搬送波周波数が割り当てられた時間軸上の信号に逆高速フーリエ変換を行うステップと、
    前記副搬送波周波数で逆高速フーリエ変換が行われたデータの位相が同一であるので、非線形歪曲が発生するピーク電力対平均電力比を減少させるように、前記逆高速フーリエ変換が行われた時間軸上の信号の位相因子を決定するステップと、
    前記決定された位相因子に相応するように、前記逆高速フーリエ変換が行われた信号を位相回転させるステップと、を備えることを特徴とする送信方法。
  11. 前記位相値が０°に設定される請求項１０記載の送信方法。
  12. 前記位相値が前記ブロック別に位相０°または１８０°交互に設定される請求項１０記載の送信方法。
  13. 前記位相値が前記ブロック別に位相０°、９０°、１８０°、及び２７０°に順次に設定される請求項１０記載の送信方法。
  14. 前記位相値は、前記ブロック別に相補シーケンス位相を有する請求項１０記載の送信方法。
  15. 相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化する直交周波数分割多重化通信システムの受信方法であって、
    受信信号を並列変換して生成された並列データの高速フーリエ変換を遂行するステップと、
    前記高速フーリエ変換が遂行されたデータを複数の下部ブロックに分割するステップと、
    前記分割された下部ブロックから送信器によって挿入された基準シンボルを検出するステップと、
    前記検出された基準シンボルの位相値のそれぞれに相応するように前記分割された下部ブロックを位相回転させるステップと、
    前記位相回転した下部ブロックから前記基準シンボルを除去するステップと、
    前記基準シンボルが除去された下部ブロックを結合するステップと、を備えることを特徴とする方法。
  16. 前記下部ブロックを位相回転させるステップは、
    前記検出された基準シンボルの位相値のそれぞれに相応するように、該当逆位相だけ前記下部ブロックを位相回転させる請求項１５記載の方法。
  17. 相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化する直交周波数分割多重化通信システムで、直列のデータ列を並列データに変換し、前記並列データを複数のデータを有する複数のブロックに分割し、前記複数のブロックの各ブロックを前記複数のデータのそれぞれに対して、副搬送波周波数が割り当てられた時間軸上の信号に逆高速フーリエ変換を遂行し、前記副搬送波周波数に変換されたデータの位相が同一であるので、非線形歪曲が発生するピーク電力対平均電力比を減少させるように、前記逆高速フーリエ変換が行われた時間軸上の信号の位相因子を決定するステップを備える前記直交周波数分割多重化通信システムの送信方法であって、
    前記複数のブロックに分割するステップと前記逆高速フーリエ変換を遂行するステップとの間で、前記各ブロックの内に位相値と基準データが挿入される位置を示す情報を有する基準データを挿入する送信方法。
  18. 前記位相値が０°に設定される請求項１７記載の送信方法。
  19. 前記位相値が前記ブロック別に０°と１８０°に交互に設定される請求項１７記載の送信方法。
  20. 前記位相値が前記ブロック別に０°、９０°、１８０°、及び２７０°に順次に設定される請求項１７記載の送信方法。
  21. 前記位相値が前記ブロック別に相補シーケンス位相を有するように設定される請求項１７記載の送信方法。
  22. 相互に直交する複数の副搬送波周波数でデータを多重化する直交周波数分割多重化通信システムで、受信信号を並列データに並列変換して、前記並列データの高速フーリエ変換を遂行し、前記高速フーリエ変換が遂行されたデータを複数の下部ブロックに分割し、所定の位相値に相応するように前記下部ブロックを逆位相回転するステップを備える前記直交周波数分割多重化システムの受信方法であって、
    前記複数のブロックに分割するステップと前記逆高速フーリエ変換を行うステップとの間で、前記各ブロックの内に送信器によって挿入された位相値と基準データが挿入された位置を示す情報を有する前記基準データを検出するステップと、
    前記位相値に相応するように逆位相回転した下部ブロックのそれぞれから前記基準データを削除するステップと、を備えることを特徴とする受信方法。
  23. 前記下部ブロックを逆位相回転させるステップは、前記検出された基準データの位相値のそれぞれに相応するように、該当逆位相だけ前記下部ブロックを位相回転させる請求項２２記載の受信方法。

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