JP2013045652A - Discharge lamp lighting device and luminaire using the same - Google Patents
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Abstract
【課題】放電灯の調光を安定させると共に、閃光を低減させることができる放電灯点灯装置および、これを用いた照明装置を提供する。
【解決手段】インバータ回路４と、電流Ｉ１，Ｉ２の和で決定される電流Ｉ０に応じて発振周波数を決定する発振器６２と、制御信号Ｓｖｃに応じた電流Ｉ１を生成する第１の電流制御部６３と制御電圧Ｖｆｂを生成し、制御電圧Ｖｆｂに応じた電流Ｉ２を生成する第２の電流制御部６４，フィードバック回路６５と、制御信号Ｓｖｃを生成することで電流Ｉ１を制御し、電流指令値Ｖａを生成することで制御電圧Ｖｆｂを制御するマイコン６１とを備え、マイコン６１は、予熱期間Ｔ２において制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈと一致するように電流指令値Ｖａを生成し、点灯後において制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈ未満となるように電流指令値Ｖａを生成する。
【選択図】図１Disclosed is a discharge lamp lighting device capable of stabilizing light control of a discharge lamp and reducing flash light, and an illumination device using the same.
An inverter circuit, an oscillator that determines an oscillation frequency according to a current I0 determined by a sum of currents I1 and I2, and a first current control unit that generates a current I1 according to a control signal Svc. 63, a control voltage Vfb, a second current control unit 64 that generates a current I2 corresponding to the control voltage Vfb, a feedback circuit 65, and a control signal Svc to control the current I1, and a current command value A microcomputer 61 that controls the control voltage Vfb by generating Va. The microcomputer 61 generates a current command value Va so that the control voltage Vfb coincides with the threshold value Vth during the preheating period T2, and the control voltage after lighting is controlled. The current command value Va is generated so that Vfb is less than the threshold value Vth.
[Selection] Figure 1
Description
本発明は、放電灯点灯装置および、これを用いた照明装置に関するものである。 The present invention relates to a discharge lamp lighting device and a lighting device using the same.
従来から放電灯（蛍光灯）を広範囲に調光する技術は開発されている。 Conventionally, a technology for dimming a discharge lamp (fluorescent lamp) in a wide range has been developed.
図８に従来の放電灯点灯装置１Ａの回路構成図を示す。放電灯点灯装置１Ａは、整流器２と、力率改善回路３と、インバータ回路４と、予熱回路５と、制御回路６とで構成されており、商用電源Ｖｉｎを入力電源として放電灯ＦＬ（蛍光灯）に電力を供給することで放電灯ＦＬを点灯させる。
FIG. 8 shows a circuit configuration diagram of a conventional discharge lamp lighting device 1A. The discharge lamp lighting device 1A includes a
以下に、放電灯点灯装置１Ａの回路構成について説明する。 Below, the circuit structure of 1 A of discharge lamp lighting devices is demonstrated.
整流器２は、ダイオードブリッジで構成されており、商用電源Ｖｉｎの出力端間に接続されている。そして、整流器２は、商用電源Ｖｉｎの交流電圧を整流して力率改善回路３に出力する。
The
力率改善回路３（ＰＦＣ回路）は、コンデンサＣ１，Ｃ２と、インダクタＬ１と、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１と、発振器３１（ＯＳＣ３１）とで構成されている。コンデンサＣ１は、整流器２の出力端間に接続され、コンデンサＣ１と並列にインダクタＬ１とスイッチング素子Ｑ１とからなる直列回路が接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１と並列にダイオードＤ１とコンデンサＣ２とからなる直列回路が接続されている。そして、発振器３１がスイッチング素子Ｑ１のスイッチング制御を行うことでコンデンサＣ２の両端間に直流電圧Ｖｄｃを生成してインバータ回路４に出力すると共に、入力歪を改善する。
The power factor correction circuit 3 (PFC circuit) includes capacitors C1 and C2, an inductor L1, a switching element Q1 composed of a MOSFET, a diode D1, and an oscillator 31 (OSC31). The capacitor C1 is connected between the output terminals of the
インバータ回路４は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３と、コンデンサＣｄ１，Ｃｄ２，Ｃｒ１と、インダクタＬｒ１とでハーフブリッジインバータ回路を構成している。力率改善回路３の出力端間にスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３からなる直列回路が接続され、スイッチング素子Ｑ３と並列にコンデンサＣｄ１とインダクタＬｒ１とコンデンサＣｒ１とからなる直列回路が接続されている。また、コンデンサＣｒ１と並列に放電灯ＦＬと抵抗Ｒｓ１からなる直列回路が接続されている。そして、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３は、制御回路６の発振器６２（ＯＳＣ６２）（発振回路）によってスイッチング制御されており、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３が交互にオン・オフを繰り返すことによって、直流電圧Ｖｄｃを高周波電圧に変換する。また、コンデンサＣｒ１とインダクタＬｒ１とで共振回路を構成しており、共振作用によって高周波電圧からなるランプ電圧Ｖｌａを放電灯ＦＬに印加して放電灯ＦＬを始動・点灯したり、放電灯ＦＬに流れるランプ電流Ｉｌａを制限する。
The
予熱回路５は、トランスＴｒ１，Ｔｒ２で構成されており、スイッチング素子Ｑ３と並列に、コンデンサＣｄ２とトランスＴｒ１，Ｔｒ２の一次巻線とからなる直列回路が接続されている。トランスＴｒ１の二次巻線は放電灯ＦＬの一方のフィラメントに接続され、トランスＴｒ２の二次巻線は放電灯ＦＬの他方のフィラメントに接続されている。上記構成によって、予熱回路５は、インバータ回路４が出力する高周波電圧を降圧し、放電灯ＦＬのフィラメントに電力を供給することでフィラメントを加熱する。
The preheating
制御回路６は、放電灯ＦＬに直列接続された抵抗Ｒｓ１の両端電圧を検出することで、放電灯ＦＬに流れるランプ電流Ｉｌａを検出し、放電灯ＦＬの点灯時において、ランプ電流Ｉｌａが目標電流と一致するようにフィードバック制御を行う。
The
制御回路６は、マイクロコントローラ６１（ＭＰＵ６１）を備えており、発振器６２に制御信号Ｓｅｎを出力することで、発振器６２の発振動作の開始・停止を制御する。以降、マイクロコントローラ６１をマイコン６１と略称する。発振器６２は、マイコン６１から出力される制御信号ＳｅｎがＬの場合、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のスイッチング制御を行い、制御信号ＳｅｎがＨの場合、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のスイッチング制御を停止する。発振器６２の発振周波数は、発振器６２に設けられた発振制御端子から出力される電流値によって決定される。発振器６２は図示しない定電圧源を備えており、発振制御端子には、定電圧源の出力電圧（電圧Ｖｆｓ）が印加されている。そして、この発振制御端子から出力される電流Ｉ０（発振制御量）が大きくなると発振周波数が高くなり、電流Ｉ０が小さくなると発振周波数が低くなる。なお、本実施形態では、電流Ｉ０が０の場合、発振周波数が、コンデンサＣｒ１，インダクタＬｒ１からなる共振回路の共振周波数となるように設定されている。なお、発振器６２は電流Ｉ０に応じてスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３のオン時間または、オン時間と発振周波数との両方を決定するように構成してもよい。
The
発振器６２の発振制御端子から出力される電流Ｉ０は、第１の電流制御部６３（第１の制御量生成部）と第２の電流制御部６４とで制御される。第１の電流制御部６３は、発振器６２の発振制御端子から自己に向かって流れる電流Ｉ１（第１の制御量）を生成し、第２の発振制御部６４は、発振器６２の発振制御端子から自己に向かって流れる電流Ｉ２（第２の制御量）を生成する。すなわち、発振器６２の発振周波数を決定する電流Ｉ０は、第１，第２の電流制御部６３，６４で生成される電流Ｉ１と電流Ｉ２との和で決定される。
The current I0 output from the oscillation control terminal of the
第１の電流制御部６３は、ダイオードＤ２と抵抗Ｒｃ２と可変電圧源６３１とで構成されており、ダイオードＤ２のアノードは発振器６２の発振制御端子に接続され、カソードは抵抗Ｒｃ２を介して可変電圧源６３１に接続されている。可変電圧源６３１は、マイコン６１が出力する制御信号Ｓｖｃ（第１の操作量）が入力されており、この制御信号Ｓｖｃに応じた電圧Ｖｃ１を生成する。そして、可変電圧源６３１が生成する電圧Ｖｃ１が高い場合、電流Ｉ１は発生しないが、電圧Ｖｃ１が低い場合、発振器６２の発振制御端子からダイオードＤ２，抵抗Ｒｃ２を介して可変電圧源６３１に向かって電流Ｉ１が流れる。具体的には、発振器６２の発振制御端子に印加されている電圧をＶｆｓ，ダイオードＤ２の順方向電圧をＶｆ２とした場合、電圧Ｖｃ１がＶｆｓ−Ｖｆ２を下回ると、電流Ｉ１が発生する。
The first
第２の発振制御部６４は、ダイオードＤ３と抵抗Ｒｃ１とで構成されており、ダイオードＤ３のアノードは発振器６２の発振制御端子に接続され、カソードは抵抗Ｒｃ１を介してフィードバック回路６５のオペアンプ６５１の出力端子に接続されている。そして、オペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂ（第２の操作量）に応じた電流Ｉ２が生成される。
The second
フィードバック回路６５は、オペアンプ６５１と、整流部６５２（ＲＥＣ６５２）と、平滑部６５３，６５４（ＬＰＦ６５３，６５４）と、抵抗Ｒｉ１，Ｒｆｂと、コンデンサＣｆｂとで構成されている。
The
オペアンプ６５１の非反転入力端子は、平滑部６５４を介してマイコン６１に接続されている。平滑部６５４は、マイコン６１から出力される電流指令値Ｖａを平滑してオペアンプ６５１の非反転入力端子に出力する。
The non-inverting input terminal of the
また、オペアンプ６５１の反転入力端子は、抵抗Ｒｉ１，平滑部６５３，整流部６５２を介して、放電灯ＦＬと抵抗Ｒｓ１との接続点に接続されている。抵抗Ｒｓ１は、放電灯ＦＬとグランドとの間に介挿されており、ランプ電流Ｉｌａの検出部として機能する。整流部６５２は、抵抗Ｒｓ１の一端に接続されており、ランプ電流Ｉｌａに応じた電流信号を整流し、平滑部６５３に出力する。そして、平滑部６５３は、整流部６５２で整流された電流信号を平滑することで平均電流信号（以降、電流検出値Ｖｓと称す）を生成し、抵抗Ｒｉ１を介してオペアンプ６５１の反転入力端子に出力する。
The inverting input terminal of the
また、オペアンプ６５１の反転入力端子と出力端子との間に抵抗ＲｆｂとコンデンサＣｆｂとからなる直列回路が接続されており、フィードバック回路６５の位相補償回路を構成している。この位相補償回路を構成する抵抗ＲｆｂとコンデンサＣｆｂの乗数で決定される時定数は、フィードバックループ内の遅れ要素による発振の発生を防止するように設定される。
In addition, a series circuit including a resistor Rfb and a capacitor Cfb is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the
そして、オペアンプ６５１は、電流検出値Ｖｓと電流指令値Ｖａとが一致するように制御電圧Ｖｆｂを出力し、第２の発振制御部６４に流れる電流Ｉ２を制御することで発振器６２の発振周波数を制御する。なお、発振器６２の発振制御端子に印加されている電圧をＶｆｓ，ダイオードＤ３の順方向電圧をＶｆ３とした場合、電流Ｉ２は、（Ｖｆｓ−Ｖｆ３−Ｖｆｂ）／Ｒｃ１となる。なお、ダイオードＤ３が接続されているため、オペアンプ６５１が出力する制御電圧ＶｆｂがＶｆｓ−Ｖｆ３以上である場合、電流Ｉ２は発生しない。以降、Ｖｆｓ−Ｖｆ３を閾値Ｖｔｈと称す。
The
また、マイコン６１には、調光信号生成部６６（Ｄｉｍ６６）が接続されており、所望の調光レベルを示す調光信号が出力される。そして、マイコン６１は受信した調光信号から目標電流値を示す電流指令値Ｖａを生成し、オペアンプ６５１に出力する。なお、調光信号は、例えばシリアルのデジタル信号で構成されている。
The
上記構成によって、フィードバック回路６５は電流Ｉ２を制御することで、放電灯ＦＬの点灯時におけるランプ電流Ｉｌａを目標電流値に一致させるフィードバック制御を行っている。なお、フィードバック回路６５は、アナログ回路で構成するのが一般的であるが、マイクロコントローラの演算によって構成することもなされている。
With the above configuration, the
次に、放電灯点灯装置１Ａの動作について図９（ａ）〜（ｅ）を用いて説明する。図９（ａ）はランプ電流Ｉｌａの波形図、図９（ｂ）はランプ電圧Ｖｌａの波形図である。図９（ｃ）は検出電流値Ｖｓの波形図、図９（ｄ）は電流Ｉ１の波形図、図９（ｅ）は制御電圧Ｖｆｂの波形図である。 Next, the operation of the discharge lamp lighting device 1A will be described with reference to FIGS. 9A is a waveform diagram of the lamp current Ila, and FIG. 9B is a waveform diagram of the lamp voltage Vla. 9C is a waveform diagram of the detected current value Vs, FIG. 9D is a waveform diagram of the current I1, and FIG. 9E is a waveform diagram of the control voltage Vfb.
時間ｔ１００〜ｔ１０１は、消灯期間Ｔ１０１であり、調光信号生成部６６からマイコン６１に消灯を示す調光信号が入力されており、マイコン６１は発振器６２に出力する制御信号ＳｅｎをＨにすることで発振器６２の動作を停止している。また、マイコン６１は、この消灯期間Ｔ１０１中において、前回の状態を読み出すなどの初期プログラムを実行し、回路の異常などを確認する動作を行う。さらに、マイコン６１は、第１の電流制御部６３の可変電圧源６３１に出力する制御信号Ｓｖｃを制御して電流Ｉ１を所定値まで増加させる。
Times t100 to t101 are the extinguishing period T101, and the dimming signal indicating the extinction is input from the dimming
次に、時間ｔ１０１〜ｔ１０２は、予熱期間Ｔ１０２であり、調光信号生成部６６からマイコン６１に点灯を示す調光信号が出力され、マイコン６１は発振器６２に出力する制御信号ＳｅｎをＨからＬに変動し、発振器６２の発振動作を開始させる。このとき、マイコン６１は、放電灯ＦＬの始動後における目標電流値を示す電流指令値Ｖａをオペアンプ６５１に出力しており、この時点ではランプ電流Ｉｌａが流れていないため、制御電圧Ｖｆｂは飽和電圧Ｖｍａｘ（＞Ｖｆｓ−Ｖｆ３）となっている。それによって、電流Ｉ２が０となり、電流Ｉ１のみで発振器６２の発振周波数を制御する。
Next, time t101 to t102 is a preheating period T102, and a dimming signal indicating lighting is output from the dimming
予熱期間Ｔ１０２において、電流Ｉ１は所定値に設定されているため発振器６２の発振周波数が共振周波数よりも十分高くなり、放電灯ＦＬのフィラメントの先行予熱が行われる。
In the preheating period T102, since the current I1 is set to a predetermined value, the oscillation frequency of the
次に、時間ｔ１０２〜ｔ１０３は始動期間Ｔ１０３であり、電流Ｉ１を徐々に低減することで、発振器６２の発振周波数を低減させ、コンデンサＣｒ１とインダクタＬｒ１とからなる共振回路の共振周波数に近づけることで、ランプ電圧Ｖｌａが上昇する。なお、電流Ｉ０が０となった場合に、発振器６２の発振周波数が共振周波数となるように設定されており、電流Ｉ１を０にすることでランプ電圧Ｖｌａが最大となる。
Next, the time t102 to t103 is the starting period T103, and by gradually reducing the current I1, the oscillation frequency of the
そして、時間ｔ１０３において、放電灯ＦＬが始動するとランプ電流Ｉｌａが発生し、電流検出値Ｖｓが急激に増加する。それによって、制御電圧Ｖｆｂが飽和電圧Ｖｍａｘから低減する。ここで、制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈ（＝Ｖｆｓ−Ｖｆ３）未満となるまで期間は、上述したように電流Ｉ２が発生しない。すなわち、時間ｔ１０３〜ｔ１０４は、ランプ電流Ｉｌａのフィードバック制御を行うことができない応答期間Ｔ１０４となる。 At time t103, when the discharge lamp FL is started, a lamp current Ila is generated, and the current detection value Vs increases rapidly. Thereby, the control voltage Vfb is reduced from the saturation voltage Vmax. Here, as described above, the current I2 is not generated until the control voltage Vfb becomes less than the threshold value Vth (= Vfs−Vf3). That is, the time t103 to t104 is a response period T104 in which the feedback control of the lamp current Ila cannot be performed.
この応答期間Ｔ１０４中は、電流Ｉ０が略０であるので、ランプ電流Ｉｌａが増加し続ける。そして、電流検出値Ｖｓの上昇によって制御電圧Ｖｆｂが低減し、時間ｔ１０４において制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈを下回って電流Ｉ２が発生することによって発振器６２の発振周波数が上昇し始めてランプ電流Ｉｌａのフィードバック制御が開始される。そして、時間ｔ１０５において、応答期間Ｔ１０４中に増加したランプ電流Ｉｌａが収束する。
During the response period T104, since the current I0 is substantially 0, the lamp current Ila continues to increase. Then, the control voltage Vfb decreases as the current detection value Vs rises, and at time t104, the control voltage Vfb falls below the threshold value Vth and the current I2 is generated. As a result, the oscillation frequency of the
このように、応答期間Ｔ１０４は、ランプ電流Ｉｌａのフィードバック制御を行うことができないので、ランプ電流Ｉｌａが増加し、時間ｔ１０３〜ｔ１０５までの期間に、放電灯ＦＬが一瞬明るくなる閃光が発生してしまう。特に、蛍光灯ＦＬの調光においては、白熱電球に近い光出力特性が求められており、始動直後の放電灯ＦＬの調光レベルを下限に設定していた場合、閃光がより大きく感じられる。 Thus, since the feedback control of the lamp current Ila cannot be performed in the response period T104, the lamp current Ila increases, and a flashing light is generated that makes the discharge lamp FL bright for a period of time from time t103 to t105. End up. In particular, in the dimming of the fluorescent lamp FL, the light output characteristic close to that of an incandescent lamp is required, and when the dimming level of the discharge lamp FL immediately after starting is set to the lower limit, the flashlight is felt more greatly.
オペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂの飽和電圧Ｖｍａｘは、オペアンプ６５１の電源電圧付近であるが、電源電圧が高いほど制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈ未満となるまでの期間（応答期間Ｔ１０４）が長くなり、閃光が大きくなる。また、オペアンプ６５１の電源電圧を低減させることで上記問題を解消することができるが、オペアンプ６５１専用の電源回路を構成する必要があり、コストが増加するという問題が発生する。例え専用電源を用いたとしても、温度と構成などを考慮すると電圧の設定が難しく、その電源電圧は一般的な５Ｖや３．３Ｖのようなレギュレータ電圧を選択することができない。
The saturation voltage Vmax of the control voltage Vfb output from the
また、放電灯ＦＬを広範囲に調光するためには、放電灯ＦＬのちらつきを抑制する必要があり、点灯が不安定になる電流領域においても安定に電流制御を行う必要がある。そのため、ランプ出力（ランプ電流Ｉｌａ）のフィードバック制御の応答設計が重要となっている。すなわち、放電灯点灯装置１Ａには、調光安定と閃光低減との２つの特性を両立した設計が求められる。 In order to dimm the discharge lamp FL over a wide range, it is necessary to suppress flickering of the discharge lamp FL, and it is necessary to stably control the current even in a current region where lighting is unstable. Therefore, response design of feedback control of lamp output (lamp current Ila) is important. That is, the discharge lamp lighting device 1A is required to have a design that achieves both of the dimming stability and the flash reduction.
また、放電灯の始動時に生じる閃光を低減する技術としてパルス調光がある（例えば、特許文献１参照）。パルス調光は、放電灯を始動させる電圧を周期的に短時間印加しながら、ランプ電流を増加させることで始動時の閃光を目立たなくすることができる。 In addition, there is pulse dimming as a technique for reducing flash generated at the time of starting a discharge lamp (see, for example, Patent Document 1). In the pulse dimming, the flash current at the start can be made inconspicuous by increasing the lamp current while periodically applying a voltage for starting the discharge lamp for a short time.
しかし、パルス調光には以下の問題がある。１点目は、周波数を高速に変調するため、制御回路が複雑となる。２点目は、周波数の急変にインバータの共振回路が追従するように設計するため、共振回路が困難となり、共振回路が周波数変化に追従できなければスイッチにストレスが発生する。３点目は、繰り返し高電圧を発生させるため、ノイズが多くなる。 However, pulse dimming has the following problems. First, since the frequency is modulated at high speed, the control circuit becomes complicated. Secondly, since the resonance circuit of the inverter is designed to follow a sudden change in frequency, the resonance circuit becomes difficult. If the resonance circuit cannot follow the frequency change, stress occurs in the switch. The third point generates a high voltage repeatedly, so that noise increases.
上記で説明した放電灯点灯装置１Ａにおいて、調光安定と閃光低減との２つの特性を両立した設計を行うのは以下の点から困難であった。１点目は、フィードバック制御において極めて高いＤＣゲインを必要とするため、それに伴いフィードバック制御の位相遅れが大きくなる。２点目は、位相補償回路の設計の制約が多くなり、チラツキ防止と応答速度にトレードオフが生じる。なお、省エネルギーの放電灯は、ランプインピーダンス変化が大きくちらつきやすいため、チラツキ防止寄りの設計になる。 In the discharge lamp lighting device 1A described above, it has been difficult to perform a design that satisfies the two characteristics of dimming stability and flash reduction, from the following points. First, since extremely high DC gain is required in feedback control, the phase delay of feedback control increases accordingly. Secondly, there are many restrictions on the design of the phase compensation circuit, and there is a trade-off between flicker prevention and response speed. Note that the energy-saving discharge lamp is designed to prevent flicker because the lamp impedance changes greatly and easily flickers.
例えば、調光下限でのちらつきを防止するために、フィードバック回路６５の位相補償回路のカットオフ周波数を数１００Ｈｚに設定するように抵抗ＲｆｂおよびコンデンサＣｆｂの乗数を決定する。抵抗Ｒｆｂ＝６．８ｋΩ，コンデンサＣｆｂ＝０．１μＦに設定した場合、カットオフ周波数ｆｚ＝１（２×π×Ｒｆｂ×Ｃｆｂ）＝２３４Ｈｚとなり、時定数は、０．６８ｍｓとなる。この時定数により、始動から安定点灯までの応答期間Ｔ１０４が決定し、閃光が発生する期間（時間ｔ１０３〜ｔ１０５）は時定数の２〜３倍（約２ｍｓ）となる。この期間（時間ｔ１０３〜ｔ１０５）が数１００μｓであれば閃光を感じないが、数ｍｓとなると明らかな閃光が認識される。
For example, in order to prevent flickering at the dimming lower limit, the multipliers of the resistor Rfb and the capacitor Cfb are determined so that the cutoff frequency of the phase compensation circuit of the
上記問題を解決するために、マイクロコントローラ（以下、マイコンと略称する）を用いてフィードバック制御を行うことも考えられ、マイコンでフィードバック制御を行うことによって複雑なパラメータでの制御も実現できる。しかし、マイコンを用いた制御では、滑らかな調光を実現するには高いクロック周波数で動作する必要がある。さらに、Ａ／Ｄコンバータの分解能も高くする必要があり、高価なマイコンを必要とする。 In order to solve the above problem, it is conceivable to perform feedback control using a microcontroller (hereinafter abbreviated as “microcomputer”), and control with complicated parameters can be realized by performing feedback control with the microcomputer. However, in the control using a microcomputer, it is necessary to operate at a high clock frequency in order to realize smooth dimming. Furthermore, it is necessary to increase the resolution of the A / D converter, and an expensive microcomputer is required.
本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、放電灯の調光を安定させると共に、閃光を低減させることができる放電灯点灯装置および、これを用いた照明装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above-mentioned reasons, and an object thereof is to provide a discharge lamp lighting device capable of stabilizing the dimming of the discharge lamp and reducing flash light, and an illumination device using the same. There is to do.
本発明の放電灯点灯装置は、スイッチング素子を具備し、当該スイッチング素子がスイッチング制御されることで直流電圧を高周波電圧に変換し、当該高周波電圧を放電灯に供給するインバータ回路と、第１の制御量と第２の制御量との和で決定される発振制御量に応じて前記スイッチング素子のオン時間および発振周波数のうち少なくとも一方を決定し、前記スイッチング素子のスイッチング制御を行う発振回路と、第１の操作量に応じた前記第１の制御量を生成する第１の制御量生成部と、上限値を有し、第３の操作量に応じた第２の操作量を生成しており、当該第２の操作量の大きさが閾値に対して一方側にある場合、前記第２の制御量を０とし、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して他方側にある場合、前記インバータ回路の出力電流と目標電流値との差分に応じた前記第２の制御量を生成する第２の制御量生成部と、前記第１の操作量を生成することで前記第１の制御量を制御し、前記第３の操作量を生成することで前記第２の操作量を制御する発振制御部とを備え、前記発振制御部は、前記放電灯の点灯前の第１の期間において、前記第１の制御量が０より大きくなるように前記第１の操作量を生成すると共に、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して一方側かつ前記上限値未満となるように前記第３の操作量を生成し、前記放電灯の点灯後の第２の期間において、前記第１の制御量が０となるように前記第１の操作量を生成すると共に、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して他方側となるように前記第３の操作量を生成することを特徴とする。 The discharge lamp lighting device according to the present invention includes a switching element, an inverter circuit that converts the DC voltage into a high-frequency voltage by switching control of the switching element, and supplies the high-frequency voltage to the discharge lamp; An oscillation circuit that determines at least one of an on-time and an oscillation frequency of the switching element according to an oscillation control amount determined by a sum of the control amount and the second control amount, and performs switching control of the switching element; A first control amount generation unit that generates the first control amount according to the first operation amount; and an upper limit value that generates a second operation amount according to the third operation amount. When the magnitude of the second operation amount is on one side with respect to the threshold value, the second control amount is set to 0, and the magnitude of the second operation amount is on the other side with respect to the threshold value. The inverter circuit A second control amount generation unit that generates the second control amount according to a difference between an output current and a target current value; and the first control amount is controlled by generating the first operation amount. An oscillation control unit that controls the second operation amount by generating the third operation amount, and the oscillation control unit includes the first control unit during the first period before the discharge lamp is turned on. The first operation amount is generated so that the control amount of the second operation amount is greater than 0, and the third operation amount is set to one side with respect to the threshold value and less than the upper limit value. The first manipulated variable is generated so that the first control variable becomes zero in the second period after the discharge lamp is turned on, and the second manipulated variable is The third operation amount is generated so that the size is on the other side with respect to the threshold value.
この放電灯点灯装置において、前記発振制御量は、定電圧源からの出力電流であり、前記第２の制御量生成部は、前記第２の操作量を生成することで前記定電圧源からダイオードを介して流れる電流を生成しており、前記閾値は、前記定電圧源の出力電圧から前記ダイオードの順方向電圧を減算した値であり、前記第１の期間において、前記発振制御部は、前記第２の操作量の大きさが、前記閾値と前記定電圧源の出力電圧に前記順方向電圧を加算した値との間になるように前記第３の操作量を生成することが好ましい。 In this discharge lamp lighting device, the oscillation control amount is an output current from a constant voltage source, and the second control amount generation unit generates the second manipulated variable to generate a diode from the constant voltage source. The threshold value is a value obtained by subtracting the forward voltage of the diode from the output voltage of the constant voltage source, and in the first period, the oscillation control unit It is preferable that the third manipulated variable is generated so that the magnitude of the second manipulated variable is between the threshold value and a value obtained by adding the forward voltage to the output voltage of the constant voltage source.
この放電灯点灯装置において、前記第１の期間は、前記放電灯の予熱期間を含むことが好ましい。 In the discharge lamp lighting device, it is preferable that the first period includes a preheating period of the discharge lamp.
この放電灯点灯装置において、前記インバータ回路の出力電流の検出結果の誤差による前記第２の操作量の誤差が低減するように前記第２の操作量を補正する補正部を備え、前記第１の期間において、前記発振制御部は、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して一方側かつ前記上限値未満の所定値となるように前記第３の操作量を生成しており、前記第２の期間において、前記補正部は、前記第１の期間における前記第３の操作量の大きさに基づいて前記第２の操作量を補正することが好ましい。 The discharge lamp lighting device includes a correction unit that corrects the second operation amount so that an error in the second operation amount due to an error in the detection result of the output current of the inverter circuit is reduced. In the period, the oscillation control unit generates the third manipulated variable so that the magnitude of the second manipulated variable is a predetermined value on one side with respect to the threshold and less than the upper limit value, In the second period, it is preferable that the correction unit corrects the second operation amount based on a magnitude of the third operation amount in the first period.
この放電灯点灯装置において、前記目標電流値を補正する目標補正部を備え、前記目標補正部は、前記第２の期間における前記第２の操作量を検出し、当該第２の操作量の変化量に基づいて、前記目標電流値を補正することが好ましい。 The discharge lamp lighting device includes a target correction unit that corrects the target current value. The target correction unit detects the second operation amount in the second period, and changes the second operation amount. It is preferable to correct the target current value based on the amount.
この放電灯点灯装置において、前記放電灯の消灯・点灯を検知する点灯検知回路を備え、前記発振制御部は、前記点灯検知回路が前記放電灯の消灯から点灯への移行を検知すると、前記第３の操作量を０にすることで、前記第２の操作量の大きさを前記閾値に対する他方側に調整することが好ましい。 The discharge lamp lighting device includes a lighting detection circuit that detects whether the discharge lamp is extinguished or lit, and the oscillation control unit detects the transition of the discharge lamp from being extinguished to being lit. It is preferable to adjust the magnitude of the second manipulated variable to the other side with respect to the threshold value by setting the manipulated variable of 3 to 0.
この放電灯点灯装置において、複数の前記放電灯に電力を供給する分流回路を備え、前記点灯検知回路は、前記放電灯の各々に流れる電流の差分に基づいて前記放電灯の点灯を検知することが好ましい。 The discharge lamp lighting device includes a shunt circuit that supplies power to the plurality of discharge lamps, and the lighting detection circuit detects lighting of the discharge lamp based on a difference in current flowing through each of the discharge lamps. Is preferred.
本発明の照明装置は、スイッチング素子を具備し、当該スイッチング素子がスイッチング制御されることで直流電圧を高周波電圧に変換し、当該高周波電圧を放電灯に供給するインバータ回路と、第１の制御量と第２の制御量との和で決定される発振制御量に応じて前記スイッチング素子のオン時間および発振周波数のうち少なくとも一方を決定し、前記スイッチング素子のスイッチング制御を行う発振回路と、第１の操作量に応じた前記第１の制御量を生成する第１の制御量生成部と、上限値を有し、第３の操作量に応じた第２の操作量を生成しており、当該第２の操作量の大きさが閾値に対して一方側にある場合、前記第２の制御量を０とし、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して他方側にある場合、前記インバータ回路の出力電流と目標電流値との差分に応じた前記第２の制御量を生成する第２の制御量生成部と、前記第１の操作量を生成することで前記第１の制御量を制御し、前記第３の操作量を生成することで前記第２の操作量を制御する発振制御部とを備え、前記発振制御部は、前記放電灯の点灯前の第１の期間において、前記第１の制御量が０より大きくなるように前記第１の操作量を生成すると共に、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して一方側かつ前記上限値未満となるように前記第３の操作量を生成し、前記放電灯の点灯後の第２の期間において、前記第１の制御量が０となるように前記第１の操作量を生成すると共に、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して他方側となるように前記第３の操作量を生成する放電灯点灯装置と、前記放電灯点灯装置によって点灯される放電灯と、前記放電灯点灯装置を収納し、前記放電灯が取り付けられる器具本体とを備えることを特徴とする An illuminating device of the present invention includes a switching element, an inverter circuit that converts a DC voltage into a high-frequency voltage by switching the switching element and supplies the high-frequency voltage to a discharge lamp, and a first control amount. An oscillation circuit that determines at least one of an on-time and an oscillation frequency of the switching element according to an oscillation control amount determined by a sum of the first control amount and the second control amount, and performs switching control of the switching element; A first control amount generation unit that generates the first control amount according to the operation amount, and an upper limit value, and generates a second operation amount according to the third operation amount, When the magnitude of the second manipulated variable is on one side with respect to the threshold value, the second control quantity is set to 0, and when the magnitude of the second manipulated variable is on the other side with respect to the threshold value, Output of the inverter circuit A second control amount generating unit that generates the second control amount according to a difference between the current and the target current value, and controlling the first control amount by generating the first manipulated variable, An oscillation control unit that controls the second operation amount by generating the third operation amount, and the oscillation control unit includes the first control unit in a first period before the discharge lamp is turned on. The first operation amount is generated so that the control amount is greater than 0, and the third operation amount is set so that the magnitude of the second operation amount is one side with respect to the threshold and less than the upper limit value. An operation amount is generated, and in the second period after the discharge lamp is turned on, the first operation amount is generated so that the first control amount becomes 0, and the second operation amount is large. A discharge lamp lighting device that generates the third manipulated variable so that the second operating amount is on the other side with respect to the threshold value, A discharge lamp which is lit by a lamp lighting device, and housing the discharge lamp lighting apparatus, characterized by comprising a device body in which the discharge lamp is attached
以上説明したように、本発明では、放電灯の調光を安定させると共に、閃光を低減させることができるという効果がある。 As described above, the present invention has the effects of stabilizing the dimming of the discharge lamp and reducing flashlight.
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
（実施形態１）
本実施形態の放電灯点灯装置１の回路構成図を図１に示す。なお、従来の放電灯点灯装置１Ａと同一構成には同一符号を付して説明は省略する。本実施形態の放電灯点灯装置１は、従来の放電灯点灯装置１Ａの構成に加えて、オペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂを検出し、検出結果をマイコン６１に出力する制御電圧検出部６７を備えている。なお、マイコン６１が本願発明の発振制御部に相当し、第２の電流制御部６４とフィードバック回路６５とが本願発明の第２の制御量生成部に相当する。
(Embodiment 1)
The circuit block diagram of the discharge
制御電圧検出部６７（ＬＰＦ６７）は、オペアンプ６５１の出力端子に接続されており、オペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂを検出する。そして、制御電圧検出部６７は、マイコン６１のＡ／Ｄ変換部（図示なし）に入力するために制御電圧Ｖｆｂを平滑してマイコン６１に出力する。なお、制御電圧Ｖｆｂがマイコン６１の電源電圧より高い場合、分圧回路を用いて制御電圧Ｖｆｂに相当する電圧を生成してマイコン６１に出力する。
The control voltage detector 67 (LPF 67) is connected to the output terminal of the
そして、マイコン６１は、放電灯ＦＬの始動前において、制御電圧Ｖｆｂを変動させる制御を行う。図２（ａ）〜（ｇ）を用いて、本実施形態の放電灯点灯装置１の点灯動作について説明する。
The
時間ｔ０〜ｔ１は、消灯期間Ｔ１であり、調光信号生成部６６からマイコン６１に消灯を示す調光信号が入力されており、マイコン６１は発振器６２に出力する制御信号ＳｅｎをＨにすることで発振器６２の動作を停止している。また、マイコン６１は、この消灯期間Ｔ１中において、前回の状態を読み出すなどの初期プログラムを実行し、回路の異常などを確認する動作を行う。さらに、マイコン６１は、可変電圧源６３１が出力する電圧Ｖｃ１を制御して、電流Ｉ１を所定値まで増加させる。また、マイコン６１は、オペアンプ６５１の非反転入力端子に出力する電流指令値Ｖａを所定のＶａ０に設定する。この時点では、ランプ電流Ｉｌａが流れていないため、制御電圧Ｖｆｂは飽和電圧Ｖｍａｘ（＞Ｖｔｈ）となり、電流Ｉ２は０となる。
Times t0 to t1 are the extinguishing period T1, and the dimming signal indicating extinction is input from the dimming
次に、時間ｔ１〜ｔ３は、予熱期間Ｔ２であり、調光信号生成部６６からマイコン６１に点灯を示す調光信号が出力され、マイコン６１は発振器６２に出力する制御信号ＳｅｎをＨからＬに変動し、発振器６２の発振動作を開始させる。このとき、電流Ｉ１は所定値に設定されているため発振器６２の発振周波数が共振周波数よりも十分高くなり、放電灯ＦＬのフィラメントの先行予熱が行われる。
Next, time t1 to t3 is a preheating period T2, and a dimming signal indicating lighting is output from the dimming
また、予熱期間Ｔ２において、マイコン６１は、制御電圧Ｖｆｂを監視しながら、電流指令値ＶａをＶａ０から低減させる。なお、本実施形態では、予熱期間Ｔ２が本願発明の第１の期間に相当する。また、予熱期間Ｔ２における電流指令値Ｖａが本願発明の第３の操作量に相当し、予熱期間Ｔ２における電流指令値Ｖａは、目標電流値を示すものではなく、制御電圧Ｖｆｂをオフセットするためのオフセット値として用いる。
In the preheating period T2, the
そして、制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈまで低下した時点（時間ｔ２）で電流指令値Ｖａの低減を停止し、時間ｔ３まで電流指令値ＶａをＶａ１（以降、第１の電流指令値Ｖａ１と称す）で維持する。すなわち、オペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂを、電流Ｉ２が発生しない閾値Ｖｔｈ（＝Ｖｆｓ−Ｖｆ３）まで低下するようにフィードバック制御する。例えば、Ｖｆｓ＝２．５Ｖ、Ｖｆ３＝０．５Ｖである場合、マイコン６１は、制御電圧Ｖｆｂが２Ｖ（閾値Ｖｔｈ＝Ｖｆｓ−Ｖｆ３）となるように第１の電流指令値Ｖａ１を生成する。
Then, when the control voltage Vfb drops to the threshold value Vth (time t2), the reduction of the current command value Va is stopped, and the current command value Va is Va1 (hereinafter referred to as the first current command value Va1) until the time t3. maintain. That is, feedback control is performed so that the control voltage Vfb output from the
なお、放電灯ＦＬが点灯していないときにおける制御電圧Ｖｆｂは、設計的には電流検出値Ｖｓが発生しないため、電流指令値Ｖａが０Ｖ以上であれば飽和電圧Ｖｍａｘ（オペアンプ６５１の電源電圧）となる。しかし、ランプ配線間やプリント基板間の漏れ電流などによって、電流検出値Ｖｓには、ランプ電流Ｉｌａ以外のものによる電圧が発生する場合がある。その結果、放電灯ＦＬの不点灯時においても電流検出値Ｖｓには微小な電圧が発生する。特定の照明器具やプリント基板配置条件では、第１の電流指令値Ｖａ１の値を固定値としてもよいが、上述したように電流検出値Ｖｓは照明器具の配線状況やプリント基板の配置条件によって変化する。したがって、本実施形態では、第１の電流指令値Ｖａ１を固定値とはせず、制御電圧Ｖｆｂを監視し、状況に合わせて第１の電流指令値Ｖａ１を変動させることで、制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈに一致するようにフィードバック制御している。 Note that the control voltage Vfb when the discharge lamp FL is not lit does not generate a current detection value Vs in terms of design, and therefore, if the current command value Va is 0 V or more, the saturation voltage Vmax (power supply voltage of the operational amplifier 651). It becomes. However, a voltage other than the lamp current Ila may be generated in the current detection value Vs due to a leakage current between the lamp wirings or between the printed boards. As a result, a minute voltage is generated in the current detection value Vs even when the discharge lamp FL is not lit. In a specific lighting fixture or printed circuit board arrangement condition, the value of the first current command value Va1 may be a fixed value. However, as described above, the current detection value Vs varies depending on the wiring condition of the lighting fixture and the arrangement condition of the printed board. To do. Therefore, in the present embodiment, the first current command value Va1 is not set to a fixed value, the control voltage Vfb is monitored, and the control voltage Vfb is changed by changing the first current command value Va1 according to the situation. Feedback control is performed so as to match the threshold value Vth.
次に時間ｔ３〜ｔ４は始動期間Ｔ３であり、マイコン６１は可変電圧源６３１が出力する電圧Ｖｃ１を制御し、電流Ｉ１を徐々に低減させる。それによって、発振器６２の発振周波数が低減し、コンデンサＣｒ１とインダクタＬｒ１とからなる共振回路の共振周波数に近づけることで、ランプ電圧Ｖｌａが上昇する。
Next, the time t3 to t4 is the starting period T3, and the
このとき、ランプ電圧Ｖｌａの上昇によって電流検出値Ｖｓも僅かに増加する。これは、ランプ電流Ｉｌａの検出回路に発生する誤差信号（誤差電圧）がランプ電圧Ｖｌａに比例するためである。したがって、始動期間Ｔ３において電流指令値Ｖａを第１の電流指令値Ｖａ１で維持していると、電流検出値Ｖｓの増加によって制御電圧Ｖｆｂが低下し、閾値Ｖｆｂ未満となるおそれがある。これを防止するために、本実施形態では、始動期間Ｔ３において、マイコン６１は、電流Ｉ１の低下に応じて電流指令値Ｖａを第１の電流指令値Ｖａ１からＶａ２（＞Ｖａ１）まで変動させる。以降、Ｖａ２を第２の電流指令値Ｖａ２と称す。この第２の電流指令値Ｖａ２は、点灯後の目標電流値を示しており、本実施形態では放電灯ＦＬの調光下限を示す目標電流値に設定されている。なお、第２の電流指令値Ｖａ２は、予め設定された値を用いてもよいが、第１の電流指令値Ｖａ１の値から所定値を加算することで算出してもよい。それによって、電流回路のノイズや寄生容量などによるランプ電流Ｉｌａの誤差を小さくすることができる。
At this time, the current detection value Vs slightly increases as the lamp voltage Vla increases. This is because an error signal (error voltage) generated in the lamp current Ila detection circuit is proportional to the lamp voltage Vla. Therefore, if the current command value Va is maintained at the first current command value Va1 during the start period T3, the control voltage Vfb may decrease due to an increase in the current detection value Vs, and may be less than the threshold value Vfb. In order to prevent this, in the present embodiment, in the starting period T3, the
また、本実施形態では時間ｔ３〜ｔ４にかけて電流指令値Ｖａを徐々に変動させることで、制御電圧Ｖｆｂの電圧上昇を抑制している。一般的に始動期間Ｔ３は、予熱期間Ｔ２に比べて時間が短い。例えば、予熱期間Ｔ２は６００ｍｓ程度であるのに対し、始動期間Ｔ３は２０ｍｓ程度に設定される。通常の放電灯ＦＬであれば、始動モード開始（時間ｔ３）から１０ｍｓ以内に放電灯ＦＬが始動する。そのため、電流指令値Ｖａを第１の電流指令値Ｖａ１から第２の電流指令値Ｖａ２に上昇させても、制御電圧Ｖｆｂが大きく変動（上昇）する前に始動する。これは、放電灯ＦＬのちらつきを防止するためにフィードバック回路６５の応答速度は比較的遅く設定されている。そのため、電流指令値Ｖａの変動による制御電圧Ｖｆｂの上昇が多少あるが、始動直前においても制御電圧Ｖｆｂは閾値Ｖｔｈに近い電圧となる。
Further, in this embodiment, the voltage increase of the control voltage Vfb is suppressed by gradually changing the current command value Va from time t3 to t4. Generally, the starting period T3 is shorter than the preheating period T2. For example, the preheating period T2 is set to about 600 ms, while the starting period T3 is set to about 20 ms. In the case of a normal discharge lamp FL, the discharge lamp FL starts within 10 ms from the start mode start (time t3). Therefore, even if the current command value Va is increased from the first current command value Va1 to the second current command value Va2, the control is started before the control voltage Vfb largely fluctuates (rises). This is because the response speed of the
そして、時間ｔ４において、放電灯ＦＬが始動するとランプ電流Ｉｌａが発生し、電流検出値Ｖｓが急激に増加する。それによって、制御電圧Ｖｆｂが低減する。ここで、制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈ（＝Ｖｆｓ−Ｖｆ３）未満となるまで期間は、上述したように電流Ｉ２が発生しない。すなわち、時間ｔ４〜ｔ５は、ランプ電流Ｉｌａのフィードバック制御を行うことができない応答期間Ｔ４となる。なお、時間ｔ４以降が、本願発明の第２の期間に相当する。 At time t4, when the discharge lamp FL is started, a lamp current Ila is generated, and the current detection value Vs increases rapidly. Thereby, the control voltage Vfb is reduced. Here, as described above, the current I2 is not generated until the control voltage Vfb becomes less than the threshold value Vth (= Vfs−Vf3). That is, the time t4 to t5 is the response period T4 during which the feedback control of the lamp current Ila cannot be performed. Note that the period after time t4 corresponds to the second period of the present invention.
この応答期間Ｔ４中は、電流Ｉ０が略０であるので、ランプ電流Ｉｌａが増加し続ける。そして、電流検出値Ｖｓの上昇によって制御電圧Ｖｆｂが低減し、時間ｔ５において制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈを下回って電流Ｉ２が発生することによって発振器６２の発振周波数が上昇し始めてランプ電流Ｉｌａのフィードバック制御が開始される。その結果、ランプ電流Ｉｌａが減少し始め、ランプ電流Ｉｌａは第２の電流指令値Ｖａ２が示す目標電流値に収束する。
During the response period T4, since the current I0 is substantially 0, the lamp current Ila continues to increase. Then, the control voltage Vfb decreases as the current detection value Vs rises, and at time t5, the control voltage Vfb falls below the threshold value Vth and the current I2 is generated. As a result, the oscillation frequency of the
すなわち、本実施形態において電流指令値Ｖａは、点灯前は制御電圧Ｖｆｂをオフセットして閾値Ｖｔｈに一致させるためのオフセット値（第３の操作量）として用いる。そして、点灯後は、制御電圧Ｖｆｂのオフセット値を０にして、ランプ電流Ｉｌａの目標電流値として用いる。 That is, in the present embodiment, the current command value Va is used as an offset value (third operation amount) for offsetting the control voltage Vfb to match the threshold value Vth before lighting. After lighting, the offset value of the control voltage Vfb is set to 0 and used as the target current value of the lamp current Ila.
本実施形態では、放電灯ＦＬが始動する前（予熱期間Ｔ２）に、予め制御電圧Ｖｆｂを飽和電圧Ｖｍａｘから低減させ、閾値Ｖｔｈとなるようにフィードバック制御を行っている。そのため、放電灯ＦＬが始動してから制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈ未満となるまでの期間（応答期間Ｔ４）は、従来のように制御電圧Ｖｆｂが飽和電圧Ｖｍａｘから閾値Ｖｔｈまで低減するまでの期間（応答期間Ｔ１０４）よりも短くなる。そのため、応答期間４におけるランプ電流Ｉｌａの増加を抑制し、始動直後の閃光を低減することができる。
In the present embodiment, before the discharge lamp FL is started (preheating period T2), the control voltage Vfb is reduced from the saturation voltage Vmax in advance and feedback control is performed so as to become the threshold value Vth. Therefore, a period (response period T4) from when the discharge lamp FL starts until the control voltage Vfb becomes less than the threshold value Vth (response period T4) is a period until the control voltage Vfb decreases from the saturation voltage Vmax to the threshold value Vth as in the prior art ( It becomes shorter than the response period T104). Therefore, the increase in the lamp current Ila during the
また、従来の放電灯点灯装置１Ａでも、フィードバック制御の応答速度を向上させることで、閃光を低減することができたが、応答速度の向上によって放電灯ＦＬにちらつきが発生するおそれがあった。しかし、本実施形態では、閃光を低減するためにフィードバック回路６５の応答速度を向上させる必要がないので、放電灯ＦＬのちらつきを抑制することができる。すなわち、本実施形態の放電灯点灯装置１は、閃光低減と調光安定とを両立することができる。
Further, even with the conventional discharge lamp lighting device 1A, the flashlight can be reduced by improving the response speed of the feedback control, but there is a possibility that the flickering of the discharge lamp FL may occur due to the improvement of the response speed. However, in this embodiment, since it is not necessary to improve the response speed of the
また、オペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂの飽和電圧Ｖｍａｘは、オペアンプ６５１の電源電圧付近となるが、本実施形態では制御電圧Ｖｆｂを飽和電圧Ｖｍａｘから低減し閾値Ｖｔｈで放電灯ＦＬを始動させる。そのため、オペアンプ６５１の電源電圧に依存することなく閃光を低減することができ、オペアンプ６５１の電源電圧を自由に設定することができるので、回路設計の自由度が高くなる。
Further, the saturation voltage Vmax of the control voltage Vfb output from the
なお、本実施形態では、予熱期間Ｔ２において、電流指令値Ｖａを制御することで制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈに一致するように制御しているが、上記に限定するものではない。制御電圧Ｖｆｂが飽和電圧Ｖｍａｘ未満かつ閾値Ｖｔｈ以上であれば従来よりも閃光を低減することができ、制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈ（Ｖｆｓ−Ｖｆ３）とＶｆｓ＋Ｖｆ３との間の値であれば、より閃光を低減することができる。 In the present embodiment, the control voltage Vfb is controlled to coincide with the threshold value Vth by controlling the current command value Va in the preheating period T2. However, the present invention is not limited to the above. If the control voltage Vfb is less than the saturation voltage Vmax and greater than or equal to the threshold value Vth, the flash can be reduced as compared with the conventional case. If the control voltage Vfb is a value between the threshold value Vth (Vfs−Vf3) and Vfs + Vf3, more flashing is achieved. Can be reduced.
（実施形態２）
本実施形態の放電灯点灯装置１の回路構成図を図３に示す。なお、実施形態１の放電灯点灯装置１と同一構成には、同一符号を付して説明は省略する。
(Embodiment 2)
The circuit block diagram of the discharge
本実施形態の放電灯点灯装置１は、放電灯検出部７（点灯検知回路）を備えており、放電灯ＦＬの装着有無および、点灯・消灯を検出する。放電灯検出部７は、抵抗Ｒｋ１，Ｒｋ２，Ｒｋ３とコンデンサＣｋ１とで構成されている。抵抗Ｒｋ１は、一端が力率改善回路３の出力端に接続され、他端が放電灯ＦＬの一方のフィラメントを介して抵抗Ｒｋ２の一端に接続され、抵抗Ｒｋ２の他端は抵抗Ｒｋ３を介してグランドに接続されている。すなわち、力率改善回路３の出力端間に抵抗Ｒｋ１→放電灯ＦＬのフィラメント→抵抗Ｒｋ２→抵抗Ｒｋ３の順に接続された直流電流経路を構成している。また、抵抗Ｒｋ３と並列にコンデンサＣｋ１が接続されている。そして、抵抗Ｒｋ３の両端電圧をコンデンサＣｋ１で平滑した放電灯検出電圧Ｖｆｌがマイコン６１に出力される。
The discharge
放電灯ＦＬが接続されていない場合、直流電流経路が遮断されるので、放電灯検出電Ｖｆｌの電圧レベルはＬ（０）となる。また、放電灯ＦＬが接続され、かつ消灯状態である場合、力率改善回路３から直流電流経路に電流が流れ、放電灯検出電圧Ｖｆｌの電圧レベルがＨ（所定値）となる。また、抵抗Ｒｋ２，Ｒｋ３は放電灯ＦＬと並列に接続されているため、放電灯ＦＬが消灯状態から点灯状態に切り替わると、放電灯検出電圧Ｖｆｌが低減しＬ（０）となる。マイコン６１は、放電灯検出電圧Ｖｆｌの電圧レベルを検知することで、放電灯ＦＬの装着有無および、点灯・消灯を検出する。
When the discharge lamp FL is not connected, the DC current path is interrupted, so that the voltage level of the discharge lamp detection power Vfl is L (0). Further, when the discharge lamp FL is connected and in the extinguished state, a current flows from the power
また、本実施形態の制御回路６は、平滑部６８（ＬＰＦ６８）を備えている。実施形態１の放電灯点灯装置１は、予熱期間Ｔ２において、オペアンプ６５１の非反転入力端子に印加する電流指令値Ｖａを制御することで、オペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂを閾値Ｖｔｈに一致させていた。しかし、本実施形態では、オペアンプ６５１の反転入力端子に補正値Ｖｈを出力することで、オペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂを閾値Ｖｔｈに一致させる制御を行う。平滑部６８は、マイコン６１から出力される補正値Ｖｈを平滑してオペアンプ６５１の反転入力端子に出力する。したがって、オペアンプ６５１の反転入力端子には、電流検出値Ｖｓと補正値Ｖｈとを加算した電圧が印加される。なお、補正値Ｖｈは、出力レベルを急速に変動させる必要があるため、時定数は５００μｓ以下であるのが望ましい。
In addition, the
次に、図４（ａ）〜（ｇ）を用いて、本実施形態の放電灯点灯装置１の点灯動作について説明する。
Next, the lighting operation of the discharge
時間ｔ０から時間ｔ１１は、消灯期間Ｔ１１であり、調光信号生成部６６からマイコン６１に消灯を示す調光信号が入力されており、マイコン６１は発振器６２に出力する制御信号ＳｅｎをＨにすることで発振器６２の動作を停止している。また、マイコン６１は、この消灯期間Ｔ１１中において、前回の状態を読み出すなどの初期プログラムを実行し、回路の異常などを確認する動作を行う。さらに、マイコン６１は、第１の電流制御部６３の可変電圧源６３１に出力する制御信号Ｓｖｃを制御して電流Ｉ１を所定値まで増加させる。また、マイコン６１は、オペアンプ６５１の反転入力端子に印加する補正値Ｖｈを略０に設定し、オペアンプ６５１の非反転入力端子に印加する電流指令値Ｖａを点灯後の目標電流値（調光下限）を示す第２の電流指令値Ｖａ２に設定している。そのため、消灯期間Ｔ１１における制御電圧Ｖｆｂは飽和電圧Ｖｍａｘとなっている。また、放電灯ＦＬが装着され、かつ消灯しているため、放電灯検出電圧Ｖｆｌの電圧レベルはＨとなっている。
From time t0 to time t11 is the extinguishing period T11, the dimming signal indicating the extinction is input from the dimming
次に、時間ｔ１１〜ｔ１３は、予熱期間Ｔ１２であり、調光信号生成部６６からマイコン６１に点灯を示す調光信号が出力され、マイコン６１は発振器６２に出力する制御信号ＳｅｎをＨからＬに変動し、発振器６２の発振動作を開始させる。そして、マイコン６１は、制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈに近付くように、補正値Ｖｈを徐々に増加さる。そして、制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈに到達した時点（時間ｔ１２）で、補正値Ｖｈの増加を停止し、時間ｔ１３までは制御電圧Ｖｆｂを閾値Ｖｔｈで維持する。
Next, time t11 to t13 is a preheating period T12, and a dimming signal indicating lighting is output from the dimming
予熱期間Ｔ１２において、オペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂは閾値Ｖｔｈ以上を維持しているため、電流Ｉ２は０となり、第１の電流制御部６３に流れる電流Ｉ１のみで発振器６２の発振周波数を制御する。したがって、予熱期間Ｔ１２において、電流Ｉ１は所定値に設定されているため発振器６２の発振周波数が共振周波数よりも十分高くなり、放電灯ＦＬのフィラメントの先行予熱が行われる。
In the preheating period T12, the control voltage Vfb output from the
次に、時間ｔ１３〜ｔ１４は始動期間Ｔ１３であり、電流Ｉ１を徐々に低減することで、発振器６２の発振周波数を低減させ、コンデンサＣｒ１とインダクタＬｒ１とからなる共振回路の共振周波数に近づけることで、ランプ電圧Ｖｌａが上昇する。ここで、マイコン６１は、ランプ電圧Ｖｌａの上昇により電流検出値Ｖｓが上昇するので、制御電圧Ｖｆｂを閾値Ｖｔｈに一致させるために、電流検出値Ｖｓの上昇に合わせて補正値Ｖｈを低減するフィードバック制御を行う。
Next, the time t13 to t14 is the starting period T13, and by gradually reducing the current I1, the oscillation frequency of the
なお、予熱期間Ｔ１２，始動期間Ｔ１３における電流指令値Ｖａおよび補正値Ｖｈが本願発明の第３の操作量に相当し、制御電圧Ｖｆｂを閾値Ｖｔｈに一致させるためのオフセット値を示す。そして、本実施形態では、電流指令値Ｖａを一定値（第２の電流指令値Ｖａ２）とし、補正値Ｖｈのみを変動させることで、制御電圧Ｖｆｂを閾値Ｖｔｈに一致させている。 Note that the current command value Va and the correction value Vh in the preheating period T12 and the starting period T13 correspond to the third manipulated variable of the present invention, and indicate offset values for making the control voltage Vfb coincide with the threshold value Vth. In the present embodiment, the current command value Va is set to a constant value (second current command value Va2), and only the correction value Vh is varied to make the control voltage Vfb coincide with the threshold value Vth.
そして、時間ｔ１４において、放電灯ＦＬが始動すると、放電灯検出電圧Ｖｆｌの電圧レベルがＨからＬに切り替わる。そして、マイコン６１は、放電灯検出電圧Ｖｆｌの電圧レベルがＬに切り替わったのを検出すると補正値Ｖｈを直ちに０にする。また、放電灯ＦＬの始動によって、ランプ電流Ｉｌａが発生し、電流検出値Ｖｓが上昇する。しかし、オペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂは、放電灯ＦＬの始動直前まで閾値Ｖｔｈに維持しているため、放電灯ＦＬが始動して間もなく制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈ未満となる。そして、時間ｔ１５にランプ電流Ｉｌａが収束し、目標電流値と一致するようにフィードバック制御が行われる。なお、時間ｔ１４以降が本願発明の第２の期間に相当する。
At time t14, when the discharge lamp FL is started, the voltage level of the discharge lamp detection voltage Vfl is switched from H to L. When the
すなわち、本実施形態では、予熱期間Ｔ１２，始動期間Ｔ１３において、電流指令値Ｖａおよび補正値Ｖｈを制御しし、制御電圧Ｖｆｂをオフセットすることで閾値Ｖｔｈと一致するようにフィードバック制御を行う。そして、点灯後は補正値Ｖｈを０とすることで制御電圧Ｖｆｂのオフセットを解除し、ランプ電流Ｉｌａが目標電流値と一致するようにフィードバック制御を行う。 That is, in the present embodiment, during the preheating period T12 and the starting period T13, the current command value Va and the correction value Vh are controlled, and the control voltage Vfb is offset to perform feedback control so as to coincide with the threshold value Vth. After lighting, the offset of the control voltage Vfb is canceled by setting the correction value Vh to 0, and feedback control is performed so that the lamp current Ila matches the target current value.
このように、本実施形態では、放電灯ＦＬの始動直前まで閾値Ｖｔｈに維持しているため、放電灯ＦＬが始動してから制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈ以上である期間（応答期間）を極力短くすることができるので、始動直後の閃光をより低減することができる。 Thus, in this embodiment, since the threshold Vth is maintained until immediately before the start of the discharge lamp FL, the period (response period) in which the control voltage Vfb is equal to or higher than the threshold Vth after the start of the discharge lamp FL is shortened as much as possible. Therefore, the flash immediately after starting can be further reduced.
また、本実施形態では、放電灯検出部７を備え、放電灯ＦＬが始動した直後に補正値Ｖｈを０にすることで、制御電圧Ｖｆｂのオフセットを解除しているので、始動直前まで精度よく制御電圧Ｖｆｂを閾値Ｖｔｈに保つことができる。
In the present embodiment, the discharge
なお、放電灯検出回路７は、上記構成に限定するものではない。例えば、放電灯ＦＬが２灯である場合、各放電灯ＦＬに供給する電力（ランプ電流Ｉｌａ）が一致するようにバランサ回路（分流回路）を用いる。この場合、放電灯検出回路７は、放電灯ＦＬの各々に流れるランプ電流Ｉｌａの差分、すなわちバランサ回路の差電圧に基づいて放電灯ＦＬの点灯・消灯を検出する。例えば、バランサ回路の差電圧が所定範囲内となったときに放電灯ＦＬが点灯状態であると判断する。
The discharge
（実施形態３）
本実施形態の放電灯点灯装置１は、実施形態１の放電灯点灯装置１と同一構成であるので、構成についての説明は省略する。
(Embodiment 3)
Since the discharge
実施形態１で説明したように、予熱期間Ｔ２において、マイコン６１制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈと一致するように電流指令値Ｖａを第１の電流指令値Ｖａ１に変動させる。そして、始動期間Ｔ３において、電流指令値Ｖａを第１の電流指令値Ｖａ１から点灯時の目標電流値を示す第２の電流指令値Ｖａ２に変動させる。本実施形態では、マイコン６１は第１の電流指令値Ｖａ１に基づいて、第２の電流指令値Ｖａ２の補正を行う。なお、マイコン６１が本願発明の補正部に相当する。
As described in the first embodiment, in the preheating period T2, the current command value Va is changed to the first current command value Va1 so that the
マイコン６１は、図５に示す第１の電流指令値Ｖａ１に対する第２の電流指令値Ｖａ２を決定するためのデータを格納している。図５に示すように、第１の電流指令値Ｖａ１と第２の電流指令値Ｖａ２は略比例関係であり、第１の電流指令値Ｖａ１がＶａ１ａ以下の領域では、第２の電流指令値Ｖａ２をＶａ２ａに設定する。第１の電流指令値Ｖａ１がＶａ１ａを上回ると第１の電流指令値Ｖａ１に比例して第２の電流指令値Ｖａ２も増加する。そして、第１の電流指令値Ｖａ１がＶａ１ｂ（＞Ｖａ１ａ）では第２の電流指令値Ｖａ２をＶａ２ｂ（＞Ｖａ２ａ）に設定する。また、第１の電流指令値Ｖａ１がＶａ１ｃ（＞Ｖａ１ｂ）では第２の電流指令値Ｖａ２をＶａ２ｃ（＞Ｖａ２ｂ）に設定する。また、第１の電流指令値Ｖａ１がＶａ１ｄ（＞Ｖａ１ｃ）では第２の電流指令値Ｖａ２をＶａ２ｄ（＞Ｖａ２ｃ）に設定する。
The
このように、本実施形態では、予熱期間Ｔ２において制御電圧Ｖｆｂが閾値Ｖｔｈと一致させたときの第１の電流指令値Ｖａ１に基づいて、第２の電流指令値Ｖａ２を決定する。 Thus, in the present embodiment, the second current command value Va2 is determined based on the first current command value Va1 when the control voltage Vfb matches the threshold value Vth in the preheating period T2.
制御電圧Ｖｆｂは、電流指令値Ｖａと電流検出値Ｖｓとの差分で決定される値であり、制御電圧Ｖｆｂを閾値Ｖｔｈに一致させた時の第１の電流指令値Ｖａ１から、配線状況や漏れ電流などによる電流検出値Ｖｓの誤差を検出することができる。そして、第１の電流指令値Ｖａ１に基づいて第２の電流指令値Ｖａ２を決定することで、器具の配線状況などを考慮した目標電流値を示す第２の電流指令値Ｖａ２を設定することができる。すなわち、放電灯ＦＬの点灯時において、電流検出値Ｖｓの誤差による制御電圧Ｖｆｂの誤差を低減することができる。そのため、目標電流値に対するランプ電流Ｉｌａの精度を向上させることができ、特に放電灯ＦＬの調光下限を安定して実現することができる。 The control voltage Vfb is a value determined by the difference between the current command value Va and the current detection value Vs. From the first current command value Va1 when the control voltage Vfb is matched with the threshold value Vth, the wiring status and leakage An error in the current detection value Vs due to a current or the like can be detected. Then, by determining the second current command value Va2 based on the first current command value Va1, it is possible to set the second current command value Va2 indicating the target current value in consideration of the wiring status of the appliance. it can. That is, when the discharge lamp FL is turned on, the error of the control voltage Vfb due to the error of the current detection value Vs can be reduced. Therefore, the accuracy of the lamp current Ila with respect to the target current value can be improved, and in particular, the light control lower limit of the discharge lamp FL can be stably realized.
また、放電灯点灯装置１が正常である場合、第１の電流指令値Ｖａ１はＶａ１ｂ〜Ｖａ１ｃの間の値となる。しかし、放電灯ＦＬに電力を供給するためのランプ線の絶縁が寿命などによって劣化した場合、ランプ線からの漏れ電流が増加することがある。この場合、電流検出値Ｖｓに増加方向の誤差が発生する。そのため、制御電圧Ｖｆｂを閾値Ｖｔｈに一致させるフィードバック制御を行うため、電流検出値Ｖｓの増加に伴って第１の電流指令値Ｖａ１が高くなる。そして、マイコン６１は、第１の電流指令値Ｖａ１がＶａ１ｄ以上である場合、器具の異常状態であると判断し、発振器６２の動作を停止する。このように、本実施形態では、器具の寿命などを検知することができ、放電灯点灯装置１の安全性を向上させることができる。
Further, when the discharge
（実施形態４）
本実施形態の放電灯点灯装置１は、実施形態１または２の放電灯点灯装置１と同一構成であるので、構成についての説明は省略する。
(Embodiment 4)
Since the discharge
放電灯ＦＬは、一般的に低温状態では放電が不安定となり、特に放電灯ＦＬの調光レベルが低い場合にちらついたり立ち消えするおそれがある。ランプ電流Ｉｌａを一定に制御するために、図６に示すように、ランプ放電電圧の変動に応じてオペアンプ６５１が出力する制御電圧Ｖｆｂが大きく変動するおそれがある。
In general, the discharge lamp FL is unstable in a low temperature state, and may flicker or disappear particularly when the dimming level of the discharge lamp FL is low. In order to control the lamp current Ila to be constant, as shown in FIG. 6, the control voltage Vfb output from the
そこで、本実施形態では、マイコン６１が放電灯ＦＬの点灯中における制御電圧Ｖｆｂの変動を監視し、その変動量が所定の値以上となった場合に、調光レベル（第２の電流指令値Ｖａ２）を増加させる。なお、マイコン６１が本願発明の目標補正部に相当する。
Therefore, in the present embodiment, the
マイコン６１は、放電灯ＦＬの点灯時（第２の期間）において制御電圧Ｖｆｂを周期的に検出しており、時間ｔａにおける制御電圧ＶｆｂがＶｐｋ１、直後の時間ｔｂにおける制御電圧ＶｆｂがＶｐｋ２とする。そして、マイコン６１は、Ｖｐｋ１とＶｐｋ２との差分が所定値以上である場合、放電灯ＦＬがちらついている状態であると判断し、第２の電流指令値Ｖａ２を増加、すなわち目標電流値を増加することで放電灯ＦＬの調光レベルを増加させる制御を行う。それによって、放電灯ＦＬの放電を安定させ、ちらつきを低減することができる。
The
なお、制御電圧Ｖｆｂを検出するサンプリング周波数（時間ｔａ，ｔｂの間隔）は、放電灯ＦＬのちらつきを感じやすい１Ｈｚ〜３０Ｈｚの周期内で発生するのを複数回検知すればよい。なお、サンプリング周波数は数ｋＨｚ程度でも放電灯ＦＬのちらつきを検出することができる。 In addition, what is necessary is just to detect several times that the sampling frequency (interval of time ta, tb) which detects the control voltage Vfb generate | occur | produces within the period of 1 Hz-30 Hz which is easy to feel the flicker of the discharge lamp FL. Even if the sampling frequency is about several kHz, flickering of the discharge lamp FL can be detected.
このように、本実施形態の放電灯点灯装置１は、始動時の閃光を低減させると共に、調光時の不快なちらつきを防止することができる。
As described above, the discharge
（実施形態５）
図７は、実施形態１〜４のうちいずれかの放電灯点灯装置１を備えた照明装置１０の外観斜視図である。照明装置１０は、放電灯点灯装置１と、放電灯ＦＬと、放電灯点灯装置１を収納し、放電灯ＦＬが取り付けられる器具本体１１とで構成されている。器具本体１１は下面に２つのソケット１２を備えており、ソケット１２は、器具本体１１の下面に放電灯ＦＬを固定すると共に、放電灯ＦＬと放電灯点灯装置１とを電気的に接続する。
(Embodiment 5)
FIG. 7 is an external perspective view of the
本実施形態の照明装置１０においても、実施形態１〜４のうちいずれかの放電灯点灯装置１を備えているため、上述してように始動時の閃光を低減すると共に、調光時のちらつきを抑制することができる。
Since the
１ 放電灯点灯装置
２ 整流器
３ 力率改善回路
４ インバータ回路
５ 予熱回路
６ 制御回路
６１ マイコン（発振制御部）
６２ 発振器（発振回路）
６３ 第１の電流制御部（第１の制御量生成部）
６４ 第２の電流制御部
６５ フィードバック回路
６６ 調光信号生成部
ＦＬ 放電灯
DESCRIPTION OF
62 Oscillator (oscillation circuit)
63 1st electric current control part (1st controlled variable production | generation part)
64 Second
Claims (8)
第１の制御量と第２の制御量との和で決定される発振制御量に応じて前記スイッチング素子のオン時間および発振周波数のうち少なくとも一方を決定し、前記スイッチング素子のスイッチング制御を行う発振回路と、
第１の操作量に応じた前記第１の制御量を生成する第１の制御量生成部と、
上限値を有し、第３の操作量に応じた第２の操作量を生成しており、当該第２の操作量の大きさが閾値に対して一方側にある場合、前記第２の制御量を０とし、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して他方側にある場合、前記インバータ回路の出力電流と目標電流値との差分に応じた前記第２の制御量を生成する第２の制御量生成部と、
前記第１の操作量を生成することで前記第１の制御量を制御し、前記第３の操作量を生成することで前記第２の操作量を制御する発振制御部とを備え、
前記発振制御部は、前記放電灯の点灯前の第１の期間において、前記第１の制御量が０より大きくなるように前記第１の操作量を生成すると共に、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して一方側かつ前記上限値未満となるように前記第３の操作量を生成し、
前記放電灯の点灯後の第２の期間において、前記第１の制御量が０となるように前記第１の操作量を生成すると共に、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して他方側となるように前記第３の操作量を生成することを特徴とする放電灯点灯装置。 An inverter circuit that includes a switching element, converts the DC voltage into a high-frequency voltage by switching the switching element, and supplies the high-frequency voltage to the discharge lamp;
Oscillation for controlling switching of the switching element by determining at least one of the on-time and the oscillation frequency of the switching element according to the oscillation control quantity determined by the sum of the first control quantity and the second control quantity Circuit,
A first control amount generation unit that generates the first control amount according to a first operation amount;
When the second operation amount is generated according to the third operation amount having an upper limit value, and the magnitude of the second operation amount is on one side with respect to the threshold value, the second control is performed. When the amount is 0 and the magnitude of the second manipulated variable is on the other side with respect to the threshold value, the second control amount is generated according to the difference between the output current of the inverter circuit and the target current value A second controlled variable generation unit,
An oscillation control unit that controls the first control amount by generating the first operation amount and controls the second operation amount by generating the third operation amount;
The oscillation control unit generates the first operation amount so that the first control amount is greater than 0 in the first period before the discharge lamp is turned on, and the second operation amount Generating the third manipulated variable so that the magnitude is one side with respect to the threshold and less than the upper limit;
In the second period after the discharge lamp is lit, the first operation amount is generated so that the first control amount becomes 0, and the magnitude of the second operation amount is smaller than the threshold value. And generating the third manipulated variable so as to be on the other side.
前記第２の制御量生成部は、前記第２の操作量を生成することで前記定電圧源からダイオードを介して流れる電流を生成しており、
前記閾値は、前記定電圧源の出力電圧から前記ダイオードの順方向電圧を減算した値であり、
前記第１の期間において、前記発振制御部は、前記第２の操作量の大きさが、前記閾値と前記定電圧源の出力電圧に前記順方向電圧を加算した値との間になるように前記第３の操作量を生成することを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。 The oscillation control amount is an output current from a constant voltage source,
The second control amount generation unit generates a current flowing through the diode from the constant voltage source by generating the second manipulated variable,
The threshold is a value obtained by subtracting the forward voltage of the diode from the output voltage of the constant voltage source,
In the first period, the oscillation control unit causes the magnitude of the second manipulated variable to be between the threshold value and a value obtained by adding the forward voltage to the output voltage of the constant voltage source. The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the third operation amount is generated.
前記第１の期間において、前記発振制御部は、前記第２の操作量の大きさが前記閾値に対して一方側かつ前記上限値未満の所定値となるように前記第３の操作量を生成しており、
前記第２の期間において、前記補正部は、前記第１の期間における前記第３の操作量の大きさに基づいて前記第２の操作量を補正することを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。 A correction unit that corrects the second operation amount so as to reduce an error in the second operation amount due to an error in the detection result of the output current of the inverter circuit;
In the first period, the oscillation control unit generates the third operation amount so that the magnitude of the second operation amount becomes a predetermined value on one side with respect to the threshold and less than the upper limit value. And
The correction unit corrects the second operation amount based on the magnitude of the third operation amount in the first period in the second period. The discharge lamp lighting device of any one of them.
前記目標補正部は、前記第２の期間における前記第２の操作量を検出し、当該第２の操作量の変化量に基づいて、前記目標電流値を補正することを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。 A target correction unit for correcting the target current value;
The target correction unit detects the second operation amount in the second period, and corrects the target current value based on a change amount of the second operation amount. The discharge lamp lighting device of any one of thru | or 4.
前記発振制御部は、前記点灯検知回路が前記放電灯の消灯から点灯への移行を検知すると、前記第３の操作量を０にすることで、前記第２の操作量の大きさを前記閾値に対する他方側に調整することを特徴とする請求項１乃至４のうちいずれか１項に記載の放電灯点灯装置。 A lighting detection circuit for detecting the turn-off / lighting of the discharge lamp,
The oscillation control unit sets the second operation amount to the threshold value by setting the third operation amount to 0 when the lighting detection circuit detects a transition from turning off of the discharge lamp to lighting. The discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 4, wherein the discharge lamp lighting device is adjusted to the other side of the lamp.
前記点灯検知回路は、前記放電灯の各々に流れる電流の差分に基づいて前記放電灯の点灯を検知することを特徴とする請求項６記載の放電灯点灯装置。 A shunt circuit for supplying power to the plurality of discharge lamps;
The discharge lamp lighting device according to claim 6, wherein the lighting detection circuit detects lighting of the discharge lamp based on a difference between currents flowing through the discharge lamps.
前記放電灯点灯装置によって点灯される放電灯と、
前記放電灯点灯装置を収納し、前記放電灯が取り付けられる器具本体とを備えることを特徴とする照明装置。 A discharge lamp lighting device according to any one of claims 1 to 7,
A discharge lamp lit by the discharge lamp lighting device;
An illuminating device comprising: the discharge lamp lighting device; and an appliance main body to which the discharge lamp is attached.
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