JP2014082749A - 複合電力増幅器を有する複合送信機 - Google Patents

Abstract

【課題】ドハティ送信機に比べて、電力効率特性と歪み特性が、広い帯域に亘って優れている上、ＲＦ回路の素子数がより少ない、複合送信機を提供する。
【解決手段】
ＲＦ変調信号ａ（主信号）から、キャリア信号を振幅変調した信号ｚ（支援信号）を生成し、ａとｚを加算した信号Ｓ_１と、ａからｚを減算した信号Ｓ_２とを、２つの電力増幅器５０と５１とで電力増幅し、それぞれの出力を、１／４波長線路６０と６１とを介して結合した点ｐ１を送信機出力点とする複合増幅器２００であって、Ｓ_１またはＳ_２の何れかの包絡線の大きさが一定となる条件下で、前記支援信号ｚを生成する。
【選択図】図２１

Description

本発明は、移動無線（例えば、マイクロ波帯の携帯電話用）の基地局または端末、衛星通信および放送システムに用いられる電力増幅器および送信機に関する。
さらに詳しくは、マルチキャリア信号等の尖頭電力が平均出力電力に比べて大きな高周波変調信号を線形増幅するための複合電力増幅器を有する複合送信機に関し、従来に比べてより簡単な回路構成でありながら直線性および電力効率特性を改善するものである。

本発明は、複合電力増幅器として知られているシレー（Ｃｈｉｒｅｉｘ）電力増幅器（非特許文献１）とドハティ（Ｄｏｈｅｒｔｙ）電力増幅器（非特許文献２）に関連し、前記２つの複合電力増幅器の欠点である、狭帯域特性の問題を解決するために発案されたものである。シレー電力増幅器は、１９３５年にＣｈｉｒｅｉｘによって、ドハティ電力増幅器は、１９３６年にＤｏｈｅｒｔｙによって発明され、両者とも、ＡＭ放送用の送信機として使われた。当時は、電力増幅素子として真空管が用いられたが、半導体の発明以降は、終段増幅器として半導体増幅器も用いられ、移動、衛星および放送システムに広く用いられている。尚、シレー電力増幅器は、ＬＩＮＣ電力増幅器とも呼ばれる（非特許文献３）。

シレー電力増幅器とドハティ電力増幅器（総称して複合電力増幅器と呼ぶ）は、入力信号の大きさに応じて、出力電圧と出力電流の比、即ち等価負荷インピーダンスを変化させることによって電力効率を高める。このため、非線形特性は極めて複雑になり、広い帯域に亘って高い電力効率と直線性を保つのは困難になる。

従来技術による複合電力増幅器の動作原理と、電力効率特性に付いて、初めにシレー電力増幅器、続いてドハティ電力増幅器について説明する。シレー電力増幅器を有する送信機（以下、略してシレー送信機）１００は、図１に示すように、（１）ベースバンド同相信号Ｉ（ｔ）とベースバンド直交信号Ｑ（ｔ）を入力信号とし、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）を、直交変調して得られる高周波変調信号（以下、主信号Ａと呼ぶ）と、主信号Ａと直交する支援信号Ｂとの和信号である合成信号Ｓ１と、主信号Ａと支援信号Ｂとの差信号である合成信号Ｓ２とを出力する信号成分分離装置１９０と、（２）Ｓ１およびＳ２を電力増幅する電力増幅器１５０および１５１と、（３）電力増幅器１５０の出力と電力増幅器１５１の出力とを電力合成して、シレー送信機１００の出力信号Ｓ０を出力するシレー合成網１４０、とから構成される。

シレー合成網１４０は、２つの入力端と１つの出力端の間をそれぞれ繋ぐ２つの１／４波長線路１６０および１６１と、２つの入力端と接地間をそれぞれ繋ぐ２つのリアクタンス素子１７０と１７１とで構成される。前記２つのリアクタンス素子のリアクタンス値は、絶対値は等しく、互いに符号が異なる。尚、「支援信号」は、既知の技術用語ではなく、主信号を「支援」して電力効率を高める、という意味で、発明者が名付けたものであるが、従来技術によるドハティ電力増幅器を有する送信機（以下、略してドハティ送信機）と、本発明による複合電力増幅器を有する送信機（以下、略して複合送信機）にも、この呼称を用いる。

主信号Ａは、ベースバンド同相信号Ｉ（ｔ）とベースバンド直交信号Ｑ（ｔ）を、直交変調して、キャリア角周波数ω_０の高周波変調信号に変換した信号で、次式で表せる。

上記主信号Ａとそのベクトル表示形ａは、包絡線信号ａ（ｔ）と位相変調信号φ（ｔ）を使って、次式のように表すことも可能である。

支援信号Ｂは、主信号Ａと直交し、両者の合成信号の包絡線が主信号Ａの包絡線の尖頭値Ｃに一致する信号で、次式で与えられる。

ここに、ｂ（ｔ）＝｛Ｃ^２−ａ（ｔ）^２｝^１／２、Ｃは、主信号の包絡線の尖頭値である。
電力増幅器１５０と１５１の入力信号は、支援信号Ｂ（または、そのベクトル表示形ｊｂ）と、前記主信号との和信号である合成信号Ｓ１と、差信号である合成信号Ｓ２で、次式で与えられる。

数４を、数５と数６に代入すると、Ｓ１（ｔ）とＳ２（ｔ）は、次式となる。

数７と数８は、合成信号Ｓ１とＳ２の包絡線の値は、一定（主信号の尖頭値Ｃ）で、主信号に対して位相がｃｏｓ^−１｛ａ（ｔ）／Ｃ｝進むか、または遅れた信号であることを表している。

複合送信機１００では、主信号Ａに支援信号Ｂを加えることによって、電力増幅器１５０と１５１の入力信号の包絡線値を、常に主信号の尖頭値に一致させるため、電力増幅器５０と５１は、常に最大電力効率で動作する。電力増幅器１５０と１５１の出力を電力合成すると出力には、電力増幅器１５０と１５１の入力側で加えられた支援信号Ｂは相殺され、主信号Ａが電力増幅された、次式で表される出力信号Ｓｏが得られる。

ここに、ｇは、電力増幅器１５０と１５１の電圧利得である。

電力増幅器１５０に着目すると、電力増幅器１５１が作用することによって、等価出力インピーダンス、即ち、出力電圧と出力電流の比は、実数とはならずに、等価的には、サセプタンス値Ｘｃのインダクタンス素子が並列に接続されたように見える。整合をとるためには、サセプタンス値−Ｘｃのインダクタンス素子１７０を並列に接続するが、問題は、Ｘｃの値は、ａ（ｔ）、即ち、主信号Ａの包絡線の大きさに従って変化するので、整合が取れるのは、主信号Ａの電圧が特定の値に限ることである。図２のｃ２１は、シレー送信機１００の電力効率特性を描いた図で、横軸が規格化した主信号Ａの電圧、縦軸が電力効率である。ｃ２１に示すように、電力効率が電力増幅器１５０の最大電力効率η_０に等しくなるのは、主信号の規格化入力電圧がａ_１とａ_２の２つの値の場合のみで、他の値（特に、ａがａ_１より小さい領域）では、電力効率は、η_０よりも小さくなる（非特許文献４）。尚、ｃ２１は、電力増幅器１５０と１５１をＢ級増幅器と仮定し、ａ_１＝１／３で電力効率が極大となるように、Ｘｃの値を選んだ場合で、ｃ２０は、Ｂ級増幅器の電力効率を示す。

シレー送信機１００の電力効率を改善する試みのひとつに、電力還元型（Ｐｏｗｅｒ Ｒｅｃｙｃｌｉｎｇ）シレー送信機（非特許文献５）がある。図３は、前記電力還元型シレー送信機１０１の構成を示した図で、シレー送信機１００と異なって、電力増幅器１５０と１５１の出力の主信号Ａと支援信号Ｂとを、１８０度ハイブリッドを使って、独立して取り出し、取り出された支援信号Ｂの電力は、高周波／直流変換回路１７２によって直流電力に変換され、電力増幅器１５０と１５１の供給電源端子Ｖｓに還元される。もし、高周波／直流変換回路１７２の電力変換効率が１００％であれば、シレー送信機１０１の電力効率は、図２のｃ２２に示したように、主信号Ａの入力電圧が変わっても常にη_０であるはずである。しかし残念なことに、シレー送信機１０１の電力効率を、シレー送信機１００の電力効率を上回らせる程度に、高周波／直流変換回路１７２の電力変換効率を高めることは実用上困難であり、電流還元型シレー送信機１０１は、学術的研究が行われたものの、発明者が知る限り実用化には至っていない。

次は、可変負荷インピーダンス型の複合送信機のひとつで、シレー送信機１００と並んでよく知られている、ドハティ送信機１０２について説明する。図４（ａ）は、ドハティ送信機１０２の構成を示す図で、（１）ベースバンド同相信号Ｉ（ｔ）と、ベースバンド直交信号Ｑ（ｔ）を入力信号とし、両者を直交変調して主信号Ａを出力する直交変調器９０と、（２）前記主信号Ａを入力信号として電力増幅する電力増幅器１５２と、（３）前記主信号Ａを１／４波長線路１６３によって遅延させた信号を入力信号として電力増幅する電力増幅器１５３と、（４）電力増幅器１５２の出力と、電力増幅器１５３の出力とを、インピーダンス反転器１６２（または、１／４波長線路１６２）を介して合成して送信出力信号Ｓｏとするドハティ合成網１４２、とで構成される。

ドハティ送信機１０２においては、電力増幅器１５２は、キャリア増幅器（以下、ＣＡとする）とも呼ばれ、Ｂ級またはＡＢ級増幅器が使われる。また、電力増幅器１５３は、ピーキング増幅器（以下、ＰＡとする）とも呼ばれ、Ｃ級増幅器が使われる。ＣＡとＰＡの入力信号には、電力増幅された主信号Ａを２分岐した出力の、それぞれが入力される。ドハティ送信機１０２は、１／４波長線路１６２が理想的なインピーダンス反転器で、ＣＡとＰＡとが理想的電流源であると仮定した場合、図４（ｂ）に示した理想的電流原モデルで表すことができる。図５（ａ）は、規格化した主信号電圧に対する、ＣＡの規格化出力電圧特性（ｃ５０）と、ＰＡの規格化出力電圧特性（ｃ５１）を示す図である。図５（ｂ）は、規格化した主信号電圧に対する、ＣＡの規格化出力電流特性（ｃ５２）と、ＰＡの規格化出力電流特性（ｃ５３）を示す図である。

ドハティ送信機１０２の動作は、動作域を、小電力域（主信号の包絡線値が尖頭値Ｃの１／２以下）、と大電力域（主信号の包絡線値が尖頭値Ｃの１／２以上）、に分けると次のように説明される。図５（ａ）のｃ５０と、図５（ｂ）のｃ５３とを参照すれば、小電力域では、ＣＡのみが動作し、ＰＡは、カットオフ状態で、オープン回路と見なすことができる。従って、ＣＡ（Ｂ級増幅器とする）は、負荷インピーダンスを５０Ωとすると、１００Ωの負荷に対して電力を供給する通常のＢ級増幅器として動作し、瞬時電力効率は、出力電圧に比例して増加して、主信号の規格化電圧が０．５で、７８．５％に達する。

主信号電圧が尖頭値Ｃの１／２を超えると、ＰＡが動作を開始し、ＰＡによって負荷には電流が追加されるので、見かけの負荷インピーダンスは減少する。ＣＡは、飽和点に留まり一定の電圧を保持するので、最大電力効率で動作する定電圧源と見ることができる。ＰＥＰ（尖頭包絡線電力）出力時には、ＣＡとＰＡのからは、５０Ω負荷が見え、各々は、システムの最大出力電力の２分の１の電力を出力し、ＰＥＰ効率は、ＣＡがＢ級増幅器の場合、理論的には７８．５％となる（非特許文献６）。

ドハティ送信機１０２を図５（ｂ）に示した理想的電流源モデルで表したときの、電力効率特性は、図６のｃ６０となる（ｃ６１は、Ｂ級増幅器の電力効率特性）ことが知られている（非特許文献６）が、実際上は、ドハティ送信機１０２では、中心周波数（ｆｃ）では、１／４波長線路１６２が理想的インピーダンス反転器として動作するものの、ｆｃから離れた周波数では、電力効率が低下し、出力が歪むため、広い帯域幅に亘って動作させることが困難なことが知られている（特許文献１）。

近年においては、電力増幅器１５２と１５３としては、Ｂ級またはＡＢ級増幅器が使われ、前記電力増幅器１５２の入力電圧対出力電圧特性が、ドハティ送信機１０２に使われるＣＡの入力電圧対出力電圧特性に、また、前記電力増幅器１５３の入力電圧対出力電流特性が、ドハティ送信機１０２に使われるＰＡの入力電圧対出力電力特性となるように主信号Ａを振幅変調して、電力増幅器１５２の入力信号Ｓ１と、電力増幅器１５３の入力信号Ｓ２を得るドハティ送信機１０３（図７（ａ）、非特許文献６）が提案されている。

ドハティ送信機１０３の特長は、２つの電力増幅器１５２と１５３の入力電力を、ドハティ送信機１０２の場合に比べて小さくできるので、付加電力効率を大きくできることと、２つの電力増幅器１５２と１５３として、同一設計の（Ｂ級またはＡＢ級）電力増幅器を用いることができるので、装置コストの低減が可能となること、特許文献１で開示されたように、広帯域化が可能なことである。

ドハティ送信機１０３において、主信号Ａに加えられる信号を、前述したシレー送信機１００においてと同様に、支援信号Ａ１と呼ぶことにし、主信号Ａを、シレー送信機１００と同様に、数１または数２で表すと、前記支援信号Ａ１は、次式で表せる。

電力増幅器１５２の入力信号である合成信号Ｓ１（ｔ）と、電力増幅器１５３の入力信号である合成信号Ｓ２（ｔ）は、それぞれ、主信号Ａと支援信号Ａ１との和信号および差信号で、次式で表せる。

ドハティ送信機１０３における、主信号Ａから合成信号Ｓ１とＳ２とを生成する回路を、図７（ｂ）に示すように、主信号Ａを、非線形回路（非線形エミュレータ１８１）に通して、合成信号Ｓ２を生成し、合成信号Ｓ２を交差結合フィルタ１８２に通した信号を主信号Ａから減算して、合成信号Ｓ１とする方法が提案されている（特許文献１）（図示しないが複合送信機１０４とする）。従来技術によるシレー送信機１０２における、主信号の電圧に対するＣＡの出力電圧特性と、ＰＡの出力電圧特性は、それぞれ図８（ａ）のｃ８０とｃ８１に示す様に、ＣＡの出力電圧は、大電力域で一定とならず、ＰＡは、小電力域で直線性が劣化する。それに対して、複合送信機１０４では、主信号電圧対ＣＡとＰＡの出力電圧特性を、それぞれ、図８（ｂ）のｃ８２とｃ８３に示すように、理想的入出力特性に近づけ、前記交差結合フィルタ１８２を最適化することによって、広帯域化する方法が開示されているが、その効果は限定的である。

Ｈｅｌｌｂｅｒｇ．Ｒ．，ｅｔ．ａｌ．，”Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ ａ Ｃｏｍｐｏｓｉｔｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ，”ＰＣＴ／ＳＥ２００１／００１４１９

Ｃｈｉｒｅｉｘ，Ｈ．，"Ｈｉｇｈ Ｐｏｗｅｒ Ｏｕｔｐｈａｓｉｎｇ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ，"Ｐｒｏｃ．ＩＲＥ，Ｖｏｌ．２３，Ｎｏ．１１，Ｎｏｖｅｍｂｅｒ １９３５，ｐｐ．１３７０−１３９２ Ｄｏｈｅｒｔｙ，Ｗ．Ｈ．，"Ａ Ｎｅｗ Ｈｉｇｈ Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ ｆｏｒ Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ Ｗａｖｅｓ，"Ｐｒｏｃ．ＩＲＥ，Ｖｏｌ．２４，Ｎｏ．９，Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ １９３６，ｐｐ．１１６３−１１８２ Ｃｏｘ．Ｄ．Ｃ．，"Ｌｉｎｅａｒ Ａｍｐｌｉｆｉｃｔｉｏｎ ｗｉｔｈ Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ，"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃｔｉｏｎ，Ｄｅｃｅｍｂｅｒ １９７４，ｐｐ．１９４２−１９４５ Ｒａａｂ，"Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ｃｕｔｐｈａｓｉｎｇ ＲＦ Ｐｏｗｅｒ−Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｓｙｓｔｅｍｓ，"ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−３３，Ｎｏ．１０，Ｏｃｔｏｂｅｒ １９８５ Ｚｈａｎｇ，Ｘ．，ｅｔ．ａｌ．，"Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｒｅｃｙｃｌｉｎｇ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ＲＦ ａｎｄ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｏｕｔｐｈａｓｉｎｇ ｐｏｗｅｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ，"Ｃｉｒｃｕｉｔｓ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍｓ ＩＩ：ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ ＡＤＳＰ，Ｖｏｌ．４９，２００２，ｐｐ０１２−３２０ Ｋｅｎｉｎｇｔｏｎ，Ｐ．Ｂ．，"Ｈｉｇｈ Ｌｉｎｅａｒｉｔｙ ＲＦ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｄｅｓｉｇｎ，"Ａｒｔｅｃｈ Ｈｏｕｓｅ，２０００，ｐｐ．４９３−５０２ Ｋｏｄｅｒａ，Ｔ，，ｅｔ．ａｌ．，"Ａ ｂａｓｉｃ ｓｔｕｄｙ ｏｎ ＥＥＲ ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ ｗｉｔｈ ｂｕｒｓｔ−ｗｉｄｔｈ ｅｎｖｅｌｏｐｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｒｉａｎｇｌｅ−ｗａｖｅ ＰＷＭ，"ＩＥＥＥ Ｍｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ２００７，ＫＪＭＷ，ｐｐ．１−４

上記のように、従来技術による複合電力増幅器は、主信号の大きさに応じて、２つの電力増幅器の出力インピーダンスが変化する、いわゆる可変インピーダンス増幅器であり、２つの電力増幅器の出力を合成する電力合成網が、不平衡型電力合成網であることから、広い周波数帯域に亘って、良好な電力効率特性と、ＰＳＤ特性を実現することには限界があった。

本発明の目的は、２つの電力増幅器の出力を電力合成する回路を平衡型とすることによって、２つの電力増幅器の出力インピーダンスが主信号のレベルに依らず一定となるようにし、広い周波数帯域に亘って良好な電力効率特性と、ＰＳＤ特性を実現する新しい複合電力増幅器を有する複合送信機を提供することである。

本発明の第１の局面は、複合送信機２００（図９）に関するもので、前記複合送信機２００は、次の３つの構成要素から成り立つ。
（１）ベースバンド同相信号Ｉ（ｔ）とベースバンド直交信号Ｑ（ｔ）とを入力信号とし、
前記同相信号Ｉ（ｔ）と前記直交信号Ｑ（ｔ）を直交変調した信号である主信号Ａ（ｔ）と、前記主信号Ａ（ｔ）に対して周波数偏移および包絡線変換を行った支援信号Ｚ（ｔ）とのベクトル和信号である第１の合成信号Ｓ１（ｔ）と、前記主信号と前記支援信号Ｚ（ｔ）とのベクトル差信号である第２の合成信号Ｓ２（ｔ）とを出力する信号成分分離装置８０
（２）第１の合成信号Ｓ１（ｔ）を入力して電力増幅する第１の電力増幅器５０と、
第２の合成信号Ｓ２（ｔ）を入力して電力増幅する第２の電力増幅器５１
（３）第１の電力増幅器５０の出力と送信機出力点ｐ０を結ぶ第１の１／４波長線路６０と、第２の電力増幅器５１の出力と前記送信機出力点ｐ０を結ぶ第２の１／４波長線路６１とで構成される平衡型電力合成網４０

本発明による複合送信機２００は、前記主信号Ａ（ｔ）の包絡線ａ（ｔ）が前記包絡線の尖頭値Ｃの２分の１と前記尖頭値Ｃの間では、前記第１の合成信号Ｓ１（ｔ）の包絡線の値または前記第２の合成信号Ｓ２（ｔ）の包絡線の値を、前記尖頭値Ｃに一致させる条件下で前記支援信号Ｚ（ｔ）を生成することで、前記送信機出力点ｐ０に、前記主信号を線形電力増幅した送信機出力信号Ｓｏを出力する。

本発明の第２の局面は、前記複合送信機２００にあって、
前記同相信号Ｉ（ｔ）または前記直交信号Ｑ（ｔ）が正のとき１，負のとき−１となる信号、または前記信号の符号を反転した信号を周波数偏移信号ｕ（ｔ）とし、
前記尖頭値Ｃの自乗を前記主信号Ａ（ｔ）の包絡線ａ（ｔ）の自乗で除した値から１を減じた値の平方根を包絡線変換信号Ｆ（ｔ）とすると、
前記包絡線変換信号Ｆ（ｔ）、前記直交信号Ｑ（ｔ）の符号を反転した−Ｑ（ｔ）、および前記周波数偏移信号ｕ（ｔ）との積を前記支援信号のベースバンド同相信号Ｉｚ（ｔ）とし、
前記包絡線変換信号Ｆ（ｔ）、前記同相信号Ｉ（ｔ）および前記周波数偏移信号ｕ（ｔ）との積を前記支援信号のベースバンド直交信号Ｑｚ（ｔ）とする複合送信機２００−１である。

本発明の第３の局面は、前記複合送信機２００にあって、
前記同相信号Ｉ（ｔ）または前記直交信号Ｑ（ｔ）が正のとき１，負のとき−１となる信号、または前記信号の符号を反転した信号を周波数偏移信号ｕ（ｔ）とし、
前記主信号Ａ（ｔ）の包絡線ａ（ｔ）を前記尖頭値Ｃに置換した信号を包絡線信号Ｅ（ｔ）とすると、
前記主信号Ａ（ｔ）の包絡線ａ（ｔ）が、前記尖頭値Ｃの２分の１以下では、前記主信号Ａ（ｔ）と前記ｕ（ｔ）との積を前記支援信号Ｚ（ｔ）とし、
前記主信号Ａ（ｔ）の包絡線ａ（ｔ）が、前記尖頭値Ｃの２分の１と前記尖頭値Ｃの間では、前記包絡線信号Ｅ（ｔ）から前記主信号Ａ（ｔ）を減じた信号と前記周波数偏移信号ｕ（ｔ）との積を前記支援信号Ｚ（ｔ）とする複合送信機２００−２である。

本発明の第４の局面は、前記複合送信機２００にあって、
前記同相信号Ｉ（ｔ）または前記直交信号Ｑ（ｔ）が正のとき１，負のとき−１となる信号、または前記信号の符号を反転した信号を周波数偏移信号ｕ（ｔ）とし、
前記主信号Ａ（ｔ）の包絡線ａ（ｔ）を前記尖頭値Ｃに置換した信号を包絡線信号Ｅ（ｔ）とすると、
前記包絡線信号Ｅ（ｔ）から前記主信号Ａ（ｔ）を減じた信号と、前記ｕ（ｔ）との積を前記支援信号とする複合送信機２００−３である。

本発明の第５の局面は、前記複合送信機２００−１から２００−３までの何れかの複合送信機にあって、
前記周波数偏移信号ｕ（ｔ）を、絶対値が１の矩形波信号と置換した複合送信機２００−４である。

本発明の第６の局面は、前記複合送信機２００にあって、
前記支援信号Ｚ（ｔ）のベースバンド同相信号をＩｚ（ｔ）とし、前記支援信号Ｚ（ｔ）のベースバンド直交信号をＱｚ（ｔ）とすると、
前記直交信号Ｑｚ（ｔ）を０とし、前記尖頭値Ｃの自乗から前記直交信号Ｑ（ｔ）の自乗を減じた値の平方根から、前記同相信号Ｉ（ｔ）の絶対値を減じた値を、前記同相信号Ｉｚ（ｔ）とするか、
または、前記同相信号Ｉｚ（ｔ）を０とし、前記尖頭値Ｃの自乗から前記同相信号Ｉ（ｔ）の自乗を減じた値の平方根から前記直交信号Ｑ（ｔ）の絶対値を減じた値を、前記直交信号Ｑｚ（ｔ）とする複合送信機２００−５である。

本発明の第７の局面は、前記複合送信機２００−１から２００−５までの何れかの複合送信機にあって、
前記信号成分分離装置８０の入力点から前記第１の電力増幅器５０を経て前記送信機出力点に至る経路を第１の経路とし、前記入力点から前記第２の電力増幅器５１を経て点前記送信機出力点に至る経路を第２の経路とし、
前記複合送信機出力信号Ｓｏの一部から、前記主信号を相殺した信号を直交復調した信号、または、前記出力信号Ｓｏの一部を直交復調した信号から、前記同相信号Ｉ（ｔ）または／および前記直交信号Ｑ（ｔ）を相殺した信号を平衡度制御信号とすると、
前記複合送信機の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力成分を所定のレベルまで抑圧するために、前記平衡度制御信号によって前記第１の経路の利得を制御する手段または／および前記第２の経路の利得を制御する手段を設けたことを特徴とする複合送信機２００−６である。

本発明による複合送信機２００では、主信号と支援信号を非同期とし、両者に周波数差を持たせることによって、２つの電力増幅器５０と５１の電力合成を、平衡型電力合成網４０によって行うことを可能にした。このため、従来の複合送信機１００または１０２にあっては、中心周波数ｆｃと特定の入力信号レベルにおいてのみ電力効率を最大にできたのに対して、本発明による複合送信機２００では、広い周波数に亘って、かつ、広い入力信号レベルにおいて、２つの電力増幅器５０または５１の最大電力効率に近い電力効率で動作することを可能にした。

本発明に関わる複合送信機２００の構成図を図９に示す。複合送信機２００は、次の３つの構成要素から成り立つ。
（１）ベースバンド同相信号Ｉ（ｔ）とベースバンド直交信号Ｑ（ｔ）を入力信号とし、Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）とを直交変調した信号である主信号Ａ（ｔ）と、前記主信号に対して周波数偏移および包絡線変換を行った支援信号Ｚ（ｔ）とのベクトル和信号である第１の合成信号Ｓ１（ｔ）と、前記主信号と前記支援信号とのベクトル差信号である第２の合成信号Ｓ２（ｔ）とを出力する信号成分分離装置８０
（２）前記合成信号Ｓ１（ｔ）を入力して電力増幅する電力増幅器５０、および前記合成信号Ｓ２（ｔ）を入力して電力増幅する電力増幅器５１
（３）電力増幅器５０の出力と、電力増幅器５１の出力とを入力し、それぞれを１／４波長線路６０と６１を経由した出力を合成して送信機の出力信号とする平衡型電力合成網４０

従来の複合送信機（シレー送信機１００とドハティ送信機１０２）においては、主信号と支援信号とが同期していた（シレー送信機１００では、９０度または−９０度の位相差で、ドハティ送信機では、０度または１８０度の位相差）のに対して、本発明による複合送信機２００では、前記支援信号に対して、時刻に応じて１または−１となる周波数偏移信号、を乗じて周波数偏移化支援信号Ｚとすることで、両者を非同期とし、周波数差を持たせたことに最大の特徴がある。

前記信号成分分離装置８０の構成法としては、図１０（ａ）に示す方法と、図１０（ｂ）に示す方法がある。図１０（ａ）に示す方法は、ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）から信号成分分離装置８１によって生成される、合成信号Ｓ１のベースバンド同相信号Ｉ＋Ｉｚと、ベースバンド直交信号Ｑ＋Ｑｚとを、キャリア発振器２４をローカル源とする直交変調器２０によって直交変調し、ＲＦ信号である合成信号Ｓ１を生成し、ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）から信号成分分離装置８１によって生成される、合成信号Ｓ２のベースバンド同相信号Ｉ−Ｉｚと、ベースバンド直交信号Ｑ−Ｑｚとを、キャリア発振器２４をローカル源とする直交変調器２１によって直交変調し、ＲＦ信号である合成信号Ｓ２を生成する。

図１０（ｂ）に示す方法は、ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）から信号成分分離装置８２によってベースバンド支援信号（Ｉｚ／Ｑｚ）を生成し、ベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）をキャリア発振器２４をローカル源とする直交変調器２２によって直交変調して、ＲＦ信号である主信号Ａを生成し、ベースバンド支援信号（Ｉｚ／Ｑｚ）を、キャリア発振器２４をローカル源とする直交変調器２３によって直交変調し、ＲＦ信号である支援信号を生成し、主信号Ａと支援信号Ｚを、合成器４１に入力して、その出力に両者の和信号である合成信号Ｓ１を得る。また、主信号Ａと支援信号Ｚを、合成器４２に入力して、その出力に両者の差信号である合成信号Ｓ２を得る。

主信号Ａと支援信号Ｚが非同期で、両者に周波数差を持たせて電力効率を高める点で類似の技術には、図１１に示したＥＰＷＭ送信機１０５（非特許文献７）がある。前記ＥＰＷＭ送信機１０５は、電力増幅器５０の入力に、主信号と、前記主信号の帯域外信号である周波数偏移化支援信号（但し、本発明者が名付けた呼称で、非特許文献７では使われていない）、の和信号を入力し、電力増幅器５０を最大電力効率で動作させる。ＥＰＷＭ送信機１０５の出力点ｐ０には、次の２つの目的のために、前記主信号の中心周波数ｆｃを共振周波数とする並列共振器１７３が接続され、前記出力点ｐ０と前記電力増幅器５０の出力間には１／４波長線路６０が接続される。
（１）前記周波数偏移化支援信号に着目すると、前記出力点ｐ０を短絡点とし、前記電力 増幅器５０の出力を開インピーダンスとして、前記周波数偏移化支援信号の消費電 力を可及的に０とする。
（２）前記送信機１０５にとって不要放射成分である前記周波数偏移化支援信号の漏洩を 可及的に０にする。

本発明による複合送信機２００は、ＥＰＷＭ送信機１０５のＰＷＭ信号がデューティ比１／２の矩形波信号の場合には、並列共振器１７３を、電力増幅器５１と前記電力増幅器の出力に接続される１／４波長線路６１とに置換し、前記並列共振器１７３の働きを、前記電力増幅器５１と前記１／４波長線路６１によって能動的かつ等価的に行える点に着目したもので、電力増幅器５０と電力増幅器５１に入力する周波数偏移化支援信号（以下、略して支援信号とする）の位相が１８０度違っているので、前記支援信号に着目した場合、点ｐ０は、短絡点となり、前記電力増幅器５０と５１の出力インピーダンスは、開インピーダンスとなって、前記支援信号の消費電力が零になり、出力信号Ｓｏに漏洩することも阻止される。

複合送信機２００の平衡型電力合成網４０を、１８０度ハイブリッド回路に置換し、０度ポートから主信号を、１８０度ポートから周波数偏移支援信号を出力し、前記主信号と前記周波数偏移支援信号とを共に高周波電流を負荷抵抗に流す構造の複合送信機を、抵抗終端型複合送信機と名付けると、本発明による複合送信機２００の平均電力効率は、次のようにして求められる。前記抵抗終端型複合送信機の直流消費電力をＰ０，負荷抵抗で消費される、前記主信号の高周波電力をＰ１，前記周波数偏移支援信号の高周波電力をＰ２とすると、複合送信機２００では、前記周波数偏移支援信号に関する電力消費は、零となるので、複合送信機としての直流消費電力Ｐは、Ｐ０から、Ｐ２と（Ｐ１＋Ｐ２）の比にＰ０を乗じた値、を差し引いた値となるので、次式で表せる。

〈ｆ（ｔ）〉を、ｆ（ｔ）の長時間平均値、または直流値と定義し、電力増幅器５０の瞬時電力効率をη_１、電力増幅器５１の瞬時電力効率をη_２とすると、複合送信機２００の平均電力効率ηは、平均高周波出力電力対平均直流電力比として、次式で表せる。

電力増幅器５０と５１を、共に最大電力効率をη_０とするＢ級増幅器とすると、η_０とη_０とは、η_０に規格化包絡線値を乗じた次式で表せる。

数１５と数１６とを、数１４に代入すれば、電力増幅器５０と５１が最大電力効率η_０のＢ級増幅器である場合の複合送信機２００の平均電力効率ηは、次式によって表せる。

本発明は、支援信号と周波数偏移信号の生成方法に応じて異なった実施形態があるので、それらを実施例１から６に分けて説明し、併せて、それぞれの電力効率特性とＰＳＤ特性について説明する。また、本発明による複合送信機２００は、従来技術によるシレー送信機１００と同様に、２つの電力増幅器５０と５１との間に利得差があると、隣接チャネル漏洩電力比（ＡＣＰＲ）特性が劣化するので、実施例７では、前記問題を解決するための具体例について説明する。

本発明による複合送信機２００−１（図示しない）は、従来のシレー送信機１０１（図３）を発展させたもので、周波数偏移信号をｕ（ｔ）とし、数４で表せる支援信号Ｂ（ｔ）のベクトル表示形ｊｂを次式とすると、

ここに、ｂ（ｔ）＝｛Ｃ^２−ａ（ｔ）^２｝^１／^２、Ｃは主信号の包絡線の尖頭値である。
合成信号Ｓ１（ｔ）と合成信号Ｓ２（ｔ）のベクトル表示形Ｓ_１とＳ_２は、次式となる。

主信号の瞬時周波数がキャリア周波数ｆｃに一致しないときには、キャリア周波数ｆｃを基準とする位相平面上で観測すると、主信号は、回転する信号である。従来のシレー送信機１００または１０１では、支援信号も主信号に同期して回転する信号で、その帯域幅は主信号よりも広がる。支援信号に周波数偏移信号を乗じると、帯域幅は更に広がるが、その広がりをできるだけ小さくするために、前記周波数偏移化支援信号ｊｕｂまたは−ｊｕｂのベクトルの先端が、キャリア周波数ｆｃを基準とする位相平面の右、左、上または下半面の何れかに留まるようにして、周波数ｆｃの無変調キャリア信号に同期させること、が本複合送信機２００−１の特徴である。

図１２は、主信号、合成信号Ｓ１およびＳ２のベクトルを、主信号のキャリア周波数ｆｃを基準とする位相平面上に、主信号が第１，２，３および４象限にある場合を、それぞれ（ａ）、（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）に描いたものである。周波数偏移化支援信号−ｊｕｂのベクトルの先端が、位相平面の右半分にある条件で前記周波数偏移信号を求めると、次式となる。

左前ベクトルの先端は、位相平面の右半分以外の、左半分、上半分または下半分の何れかにあればよく、その場合の周波数偏移信号は、それぞれ次式となる。

図１３（ａ）は、主信号を後述するＲＦ標準変調信号とし、周波数偏移信号として数２１を用いた場合に、周波数偏移化支援信号−ｊｕｂのベクトルの先端の軌跡を、ある時間内で描いたもので、前記軌跡は位相平面の右半分の外にでることは無く、周波数偏移化支援信号の瞬時周波数は、キャリア周波数ｆｃに一致することを表している。図１３（ｂ）は、主信号を、包絡線値Ｃ／２、周波数ｆｃ＋Δｆの無変調信号とした場合の、前記主信号と前記周波数偏移化支援信号のスペクトルを、前者を点線で、後者を実線で示したもので、前記周波数偏移化支援信号の瞬時周波数は、ｆｃ＋Δｆ±ｍΔｆ（ｍは奇整数）となることを示している。

今後行うＰＳＤ特性に関するシミュレーションでは、主信号を無変調信号ではなく、尖頭電力対平均電力の大きいマルチキャリア信号の例として、４波のＱＰＳＫ信号を周波数軸上に等間隔で配置した４マルチキャリア信号に対して、ピーククリッピングを施した信号（以下ＲＦ標準変調信号と呼ぶ）を用いる。但し、シミュレーションのために前記ＲＦ標準変調信号を用いたことは、本発明の範囲を、マルチキャリア数を４に、また変調方式をＱＰＳＫに限定するものではなく、例えば、１０２４波のＯＦＤＭ信号などの、ＰＡＰＲ（尖頭電力対平均電力比）の比較的大きい一般的高周波変調信号に関わる送信機に対して本発明は、広汎に適用される。

図１４は、周波数偏移信号の時間波形を示した図で、（ａ）は、ＲＦ標準変調信号のベースバンド帯域幅をｆｏとすると、周期１／ｆｏの矩形波信号、（ｂ）は、数２１または２２、（ｃ）は、数２３または２４で表せる周波数偏移信号波形を示したものである。

次に本発明による複合送信機２００−１の、主信号をＲＦ標準変調信号とした場合のＰＳＤ特性図を示すと、図１５となる。この図において、ｃ１５０は、主信号を、ｃ１５１は、周波数偏移化支援信号を表す。ｃ１５２，ｃ１５３およびｃ１５４は、電力増幅器５０と５１に利得差があると生じる、残留支援信号のＰＳＤ特性図で、それぞれ、電力増幅器５０と５１の利得比を、０．４ｄＢ，０．２ｄＢおよび０．１ｄＢとした場合を示す。

複合送信機２００−１の電力効率は、電力増幅器５０と５１をＢ級増幅器とし、その最大電力効率をη_０（＝π／４）とすると、数１７に、ｚ＝ｊｕｂを代入して求めると、主信号電圧に拘わらずη_０に一致する（図２のｃ２２）。

本発明による複合送信機２００−２（図示せず）は、従来のドハティ送信機１０３を発展させたもので、次式で表せる支援信号ａ_１に対して、

周波数偏移信号ｕを乗じて、周波数偏移化支援信号とし、主信号との和信号を合成信号Ｓ１（ｔ）、差信号を合成信号Ｓ２（ｔ）とする。また、ドハティ送信機１０３におけるドハティ合成網１４２は、平衡型電力合成網４０に置き換える。合成信号Ｓ１（ｔ）と合成信号Ｓ２（ｔ）のベクトル表示形は、次式となる。

複合送信機２００−２においても、周波数偏移化支援信号の帯域幅をできるだけ狭くすることが、３次混変調歪特性を良好に保つ上で、重要である。そのために、複合送信機２００−１と同様に周波数偏移信号は、数２１から数２４までの何れかを用いること、が複合送信機２００−２の特徴である。図１６は、周波数偏移化支援信号のベクトルｕａ_１の先端が、キャリア周波数ｆｃを基準とする位相平面上の右半面に留まるように、周波数偏移信号として、数２３で表せる信号を用いた場合に、主信号ａ、周波数偏移化支援信号ｕａ_１、合成信号Ｓ_１および合成信号Ｓ_２を、主信号が第１象限にある場合（ａ）と第２象限にある場合（ｂ）を描いたもので、図１６（ｃ）は、主信号をＲＦ標準変調信号とし、周波数偏移信号に、数２３を用いた場合の周波数偏移化支援信号の先端の軌跡を、ある時間内で描いたもので、前記軌跡が、位相平面の右半分内に留まるので、支援信号の瞬時周波数がキャリア周波数ｆｃに変換されることを示している。

周波数偏移信号として、数２１，数２２および数２４の何れを用いるかに応じて、周波数偏移化支援信号のベクトルの先端は、位相平面上の、それぞれ、上半面、下半面および左半面に留まるが、何れの半面に留まるかは、複合送信機２００−２に対して如何なる性能差ももたらさないので、周波数偏移信号は、数２１から数２４までの何れを選択するかは任意である。

図１６（ｄ）は、キャリア周波数をｆｃとし、主信号を包絡線値Ｃ／２，周波数をｆｃ＋Δｆとする無変調信号とした場合の、主信号と周波数偏移化支援信号のスペクトル図を描いたもので、前記周波数偏移化支援信号の瞬時周波数は、ｆｃ＋Δｆ±ｍΔｆ（ｍは奇整数）となることを表している。

図１７は、複合送信機２００−２において、主信号をＲＦ試験信号（４波のＱＰＳＫ信号）とした場合のＰＳＤ特性を示した図で、ｃ１７０は、主信号、ｃ１７１は、周波数偏移化支援信号、ｃ１７２，ｃ１７３およびｃ１７４は、残留支援信号で、それぞれ、電力増幅器５０と５１の利得比を、０．４ｄＢ、０．２ｄＢおよび０．１ｄＢとした場合である。

複合送信機２００−２において、電力増幅器５０と５１を、最大電力効率η_０（＝π／４）のＢ級増幅器とし、数１７にｚ＝ｕａ_１を代入して電力効率特性を求めると、図１８のｃ１８２となる。ｃ１８１は、従来技術によるドハティ送信機１０２の電力効率特性を、ｃ１８０は、Ｂ級増幅器の電力効率特性を示す。この図から、複合送信機２００−２の電力効率は、主信号の包絡線値が尖頭値Ｃの１／２以下（小電力域）では、従来技術によるシレー送信機１０２の特性に一致し、Ｃの１／２以上では、（この図に示す程度に若干）劣化する。
尚、ｃ１８３については、次の実施例３で説明する。

本発明による複合送信機２００−３（図示しない）は、複合送信機２００−２を、電力効率を上げる目的で変形したもので、複合送信機２００−２において、支援信号ａ_１は、数２５に示される様に、主信号の電圧が尖頭値Ｃの１／２以下と、以上に応じて異なる演算式を用いた（従来のドハティ送信機１０２も同様である）のに対して、複合送信機２００−３では、主信号電圧に拘わらず、主信号の包絡線を前記主信号の尖頭値Ｃに置換した信号から前記主信号を減じた信号で、次式で表せる信号を支援信号ａ_１とする。

支援信号を数２８としたことにより、小電力域（主信号の包絡線値が尖頭値Ｃの１／２以下）でも、合成信号Ｓ１とＳ２の何れかの包絡線の値がＣまたはそれに近い値となるので、複合送信機２００−３の電力効率は、複合送信機２００−２に比べて改善される。複合送信機２００−３の電力効率を、ｚ＝ｕａ_１を数１７に代入して求めて図示すると、図１８のｃ１８３となり、小信号領域での電力効率が、従来のドハティ送信機１０２および複合送信機２００−２よりも上昇する（有利になる）ことが分かる。然しながら、その代償として、周波数偏移化支援信号のＰＳＤ特性も、（後述する）図２６のｃ２６２に示す様に、上昇する（不利になる）。

これまでに説明した複合送信機２００−１から３までの何れの複合送信機も，周波数偏移信号として数２１から２４までの何れかの式を用いた。本実施例４では、前記周波数偏移信号を、絶対値が１の矩形波信号と置換した複合送信機２００−４（図示しない）について説明する。周波数偏移信号を矩形波信号に置き換えても、電力効率特性は変わらないが、ＰＳＤ特性は変化する。複合送信機２００−４の利点を活かす使い方のひとつは、前記矩形波信号の周期Ｔは、任意の値でよいことを利用して、その値を比較的大きくすることである。複合送信機２００−２の周波数偏移信号を周期Ｔの矩形波信号に置き換え、主信号のベースバンド帯域幅をｆｏとしたときに、前記Ｔを、１／（４ｆｏ）とした場合の複合送信機２００−４のＰＳＤ特性を図１９に示す。この図で、主信号をｃ１９０，周波数偏移化支援信号をｃ１９１，残留支援信号は、ｃ１９２，ｃ１９３およびｃ１９４で、それぞれ、電力増幅器５０と５１の利得比が０．４ｄＢ，０．２ｄＢおよび０．１ｄＢの場合を示した。この図から、電力増幅器５０と５１の利得差が比較的大きくても、主信号の帯域内および近傍の残留支援信号電力は、小さくなるので、ＡＣＬＲ特性を良好に保つことができる。然しながら、前記周期Ｔが小さくなるに従って、周波数偏移化支援信号の帯域幅が広がり、電力増幅器５０と５１としては、広い帯域で直線性に優れていることが要求される。

図２０は、前記複合送信機２００−４において、周期Ｔを、数２１から数２４までの何れかで表せる周波数偏移信号の平均周期である１／ｆｏに一致させた（図１９を求めた場合の４倍）場合のＰＳＤ特性を示す図で、ｃ２００は主信号、ｃ２０１は、支援信号、ｃ２０２，ｃ２０３およびｃ２０４は、それぞれ、電力増幅器５０と５１の利得比を、０．４ｄＢ，０．２ｄＢおよび０．１ｄＢとした場合の残留支援信号のＰＳＤ特性を示す。図１７と図２０とを対比すると、隣接チャネル漏洩比（ＡＣＬＲ）特性の観点から、周波数偏移信号としては、数２１から２４までの何れかを用いた方が、矩形波信号を用いたよりも、約３ｄＢ有利であることが分かる。

これまでは、主信号と支援信号の位相差が０度の場合（複合送信機２００−２と２００−３）と、前記位相差が９０度の場合（複合送信機２００−１）とを説明した。前記位相差が０度でも９０度でも、同じ物理構成の複合送信機が動作する、ということは、前記位相差は、何度であっても良いことを意味している。本実施例５で説明する複合送信機２００−５（図２１）は、前記位相差の恣意性を、周波数偏移化支援信号の帯域幅をできるだけ狭くするために利用する。複合送信機２００−１、２００−２および２００−３では、主信号の位相をφ（ｔ）とする（数２）と、支援信号の位相は、φ（ｔ）またはφ（ｔ）±π／２なので、主信号の瞬時周波数がキャリア周波数ｆｃから離れて、主信号ベクトルａがキャリア周波数を基準とする位相平面上を高速で回転するようになると、周波数偏移化支援信号ベクトルｚも高速で回転し、その結果、帯域幅が広がることになる。この点に着目し、周波数偏移化支援信号に、−φ（ｔ）、即ち、逆方向の位相回転を与えることによって、帯域幅を狭める点が、複合送信機２００−５の特徴である。

逆方向の位相回転を与えられた周波数偏移化支援信号の位相は定数で、主信号と前記支援信号には、ｄφ（ｔ）／ｄｔの角周波数差が生まれるので、主信号と支援信号とには周波数差がある、という複合送信機２００の成立条件のひとつが満たされる。点ｐ０（図２１，１／４波長線路６０と６１の接合点）が、周波数偏移化支援信号にとっての短絡点となり、周波数偏移化支援信号に着目した電力増幅器５０と５１の出力インピーダンスは、開インピーダンスとなって、周波数偏移化支援信号による電力消費は、零（実際上は、僅かな値）となる。

周波数偏移化支援信号ｚの位相は任意でよいが、簡単のため０とし、周波数偏移化支援信号ｚ、合成信号Ｓ_１および合成信号Ｓ_２を、キャリア周波数を基準とする位相平面上に、主信号が第２象限にある場合と第４象限にある場合を描くと、それぞれ図２１（ｂ）および図２１（ｃ）となる。
（ｂ）が、合成信号Ｓ_２の包絡線が尖頭値Ｃとなる場合、（ｃ）が、合成信号Ｓ_１の包絡線が尖頭値Ｃとなる場合の例である。周波数偏移化支援信号ｚ、合成信号および合成信号を式で表すと、次のようになるので、

合成信号Ｓ_１または合成信号Ｓ_２の包絡線の値が主信号ａの包絡線の尖頭値Ｃに一致する条件で、ｚ（ｔ）を求めると、次式となる。

支援信号ｚは、位相をπ／２とすると、次式で表せるので、

合成信号Ｓ_１または合成信号Ｓ_２の包絡線の値が主信号ａの包絡線の尖頭値Ｃに一致する条件で、ｚ（ｔ）を求めると、次式となる。

支援信号ｚの位相は、０、π、π／２または−π／２以外の任意の値を取り得るが、その場合は、周波数偏移化支援信号のベースバンド信号を求める式は、より複雑になるにも拘わらず、送信機の性能を何ら改善しないので、周波数偏移化支援信号の位相は、上記の０またはπ／２とするのが実用上賢明な選択である。

図２２は、主信号を、包絡線値Ｃ／２、周波数ｆｃ＋Δｆの無変調信号とし、Δｆ＝ｆｏとした（即ち、主信号がバンドの上端にある）場合の、主信号（点線）と周波数偏移化支援信号（実線）のスペクトラム図を示したもので、周波数偏移化支援信号の大半のエネルギーは、キャリア周波数ｆｃに集中し、周波数ｆｃ±２ｎΔｆ（ｎは整数）に、次に大きなエネルギーが集中することが、この図から読み取ることができる。

図２３は、主信号を、ＲＦ標準変調信号とした場合の、主信号と合成信号Ｓ１の包絡線の時間波形（ａ）と、主信号と合成信号Ｓ２の包絡線の時間波形（ｂ）を描いた図で、合成信号Ｓ１と合成信号Ｓ２のどちらかが必ず、主信号の尖頭値Ｃに一致する（厳密には、支援信号に対する帯域制限のために、Ｃから若干ずれる時間帯がある）ことを表している。因みに、Ｓ１とＳ２の包絡線値が同時にＣに一致するのは、支援信号の位相が０の場合、主信号の位相がπ／２または−π／２になる瞬間だけである。

図２４は、主信号をＲＦ標準変調信号とした場合の、複合送信機２００−５についての、主信号、支援信号、３つの残留支援信号のＰＳＤ特性を、それぞれ、ｃ２４０，ｃ２４１，ｃ２４２，ｃ２４３およびｃ２４４として示した図で、３つの残留支援信号は、上から順に、電力増幅器５０と５１の電圧比が、０．４ｄＢ，０．２ｄＢおよび０．１ｄＢの場合である。

複合送信機２００−５の電力増幅器５０と５１をＢ級増幅器とした場合の電力効率特性は、数２９と３２，または数３３と３４から求まる周波数偏移化支援信号ｚを数１７に代入して求めると、図２５のｃ２５１となり、主信号が中間レベルで小さくなるものの、小電力域では、最大電力効率η_０に近い値となることを示している。この特性は、主信号レベルが下がると電力効率が急速に低下する、従来のシレー送信機やドハティ送信機と対比すると、優れた特徴である。ｃ２５１の近傍の黒点は、電力効率の実測値で、理論値ｃ２５１に比較的近いことは、複合送信機２００−５の実現性を裏付けている（尚、実測は、周波数２．１ＧＨｚ、電力増幅器５０と５１の半導体はＧａＮを用いた）。

複合送信機２００にとって、支援信号の帯域幅が狭いことは、信号成分分離装置８０内のデジタル信号処理装置の演算速度をできるだけ小さくする上で極めて重要である。図２６は、これまで説明してきた複合送信機２００の支援信号のＰＳＤ特性図を示したもので、帯域外のスペクトル密度の高い順に、ｃ２６１，ｃ２６２，ｃ２６３，ｃ２６４，ｃ２６５とすると、それぞれ複合送信機２００−１，２００−３，２００２，ドハティ送信機１０３および複合送信機２００−５に対応する。この図から、複合送信機２００−５は、支援信号の狭帯域特性の視点から最も優れた送信機であることが分かる。

本実施例では、複合送信機２００において、電力増幅器５０と５１に電圧利得差が生じるとＡＣＬＲ（隣接チャネル漏洩電力比）特性が劣化する、という問題を解決するためのの方法について説明する。前記方法を施した複合送信機を、図２７に示す複合送信機２００−６とすると、複合送信機２００−６は、複合送信機２００−１から５までの何れかに、下記の構成要素を追加して構成する。
（１）送信機出力Ｓｏの一部を抽出する手段（図２７の例では、方向性結合器７０）
（２）前記Ｓｏの一部から、主信号成分を相殺し残留支援信号のベースバンド信号を抽出 する手段
（３）前記ベースバンド信号の振幅変動を抑圧し、平衡度制御信号として出力する手段
（４）信号成分分離装置８０−６の入力点から電力増幅器５０を経て出力点ｐ０に至る経 路を第１の経路とし、前記入力点から電力増幅器５１を経て出力点ｐ０に至る経路 を第２の経路とすると、前記平衡度制御信号によって、前記第１の経路の利得また は／および前記第２の経路の利得を制御する手段

前記平衡度制御信号による第１または／および第２の経路の利得の制御は、送信機出力信号Ｓｏに含まれる残留支援信号成分を、所定のレベルまで抑圧するように行う。上記（２）は、前記Ｓｏの一部を、復調器２５でベースバンド信号に変換し、前記ベースバンド信号から主信号のベースバンド信号（Ｉ／Ｑ）を相殺することでもよい。上記（３）は、フィルタリングした前記平衡度制御信号を、同じカットオフ周波数でフィルタリングした前記支援信号のベースバンド信号（ＩｚまたはＱｚ）で除算処理を行うことで、前記振幅変動分の抑圧を充分に行うことができる。

図２８は、上記（３）の前記平衡度制御信号は、比較的簡単に生成できることを示すために、図２４の周波数レンジを変えて示した図である。この図で、ｃ２８０、ｃ２８１，ｃ２８２，ｃ２８３は、それぞれ、主信号、電力増幅器５０と５１の利得比を０．４ｄＢ，０．２ｄＢおよび０．１ｄＢとした場合の残留支援信号のＰＳＤ特性図で、残留支援信号には、周波数がキャリア周波数ｆｃに一致する線スペクトル成分が含まれ、これらの線スペクトルの電圧（図２８では、−１７、−２３および−２９ｄＢｃ）は、残留支援信号の平均電圧に比例しているので、前記線スペクトルを、前記平衡度制御信号として利用できることを表している。

残留支援信号に、周波数がキャリア周波数ｆｃに一致する線スペクトルが含まれることは、従来のシレー送信機１００においては、電力増幅器１５０と１５１の入力に無変調のパイロット信号を挿入することによって電力増幅器１５０と１５１の利得差を抑圧する方法が執られていることを考えると、本発明による複合送信機２００の大きな特徴のひとつである。

従来技術によるシレー送信機１００の構成図である。 シレー送信機１００に関して、規格化した入力電圧に対する電力効率を示した図である。 電力効率を上げるように改良された電力再生型シレー送信機１０１の構成図である。 従来技術によるドハティ送信機１０２に関する、構成図（ａ）と、理想的電流源モデルを示した図（ｂ）である。 ドハティ送信機１０２における主信号の規格化入力電圧に対する、電力増幅器１５２と１５３の規格化出力電圧特性を示した図（ａ）と、規格化出力電流特性を示した図（ｂ）である。 従来技術によるドハティ送信機１０２の電力効率特性を示す図である。 従来技術によるドハティ送信機１０２を改良したドハティ送信機１０３の構成図（ａ）と、出力側に生じる非線形成分を除去する様に、入力信号から電力増幅器１５２と１５３への入力信号Ｓ１とＳ２とを生成する回路（ｂ）を示した図である。 ドハティ送信機１０２のＣＡとＰＡの入力電圧対出力電圧特性（ａ）と、ドハティ送信機１０３のＣＡとＰＡの入力電圧対出力電圧特性（ｂ）を示した図である。 本発明に基づく複合送信機２００の構成を示した図である。 信号成分分離装置８０の構成図で、（ａ）は、合成信号Ｓ１のベースバンド信号と、合成信号Ｓ２のベースバンド信号を、それぞれ直交変調して、合成信号Ｓ１と合成信号Ｓ２を生成する場合、（ｂ）は、主信号と支援信号の、それぞれのベースバンド信号を、それぞれ直交変調して、ＲＦ帯信号である主信号と支援信号を生成し、両者の和信号として合成信号Ｓ１を、差信号として合成信号Ｓ２を生成する場合を示した図である。 （ａ）は、ＥＰＷＭ増幅器１０５の構成図で、（ｂ）は、前記ＥＰＷＭ増幅器１０５における並列共振回路１７３の作用を、もうひとつの電力増幅器５１と、もうひとつの１／４波長線路６１とを用いることによって、等価的に行う場合の構成図である。 複合送信機２００−１に関して、２つの電力増幅器５０および５１の入力信号を、主信号と支援信号に分解して、主信号のある４つの象限に対応してベクトル表示した図である。 複合送信機２００−１に関して、（ａ）支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図と、（ｂ）主信号と支援信号の周波数関係を示すスペクトラム図である。 周波数偏移信号の例として、（ａ）は、主信号のベースバンド帯域幅をｆｏとすると、周期１／ｆｏの矩形波信号ｕ０（ｔ）の時間波形を示した図で、（ｂ）は、主信号の同相信号Ｉ（ｔ）が正のとき１，負のとき−１とする信号ｕ１（ｔ）の時間波形を示した図で、（ｃ）は、主信号の直交信号Ｑ（ｔ）が正のとき１，負のとき−１とする信号ｕ２（ｔ）の時間波形を示した図である。 複合送信機２００−１に関して、周波数偏移信号をｕ２（ｔ）とした場合の主信号と支援信号のＰＳＤ特性を示した図である。 複合送信機２００−２に関して、２つの電力増幅器５０および５１の入力信号を、主信号と支援信号に分解してベクトル表示した図で、主信号が、第２象限にある場合（ａ）と、第１象限にある場合（ｂ）を示したものである。（ｃ）は、支援信号のベクトルの先端の軌跡を描いた図で、（ｄ）は、主信号と支援信号の周波数関係を示すスペクトラム図である。 複合送信機２００−２に関して、周波数偏移信号をｕ１（ｔ）とした場合の主信号と支援信号のＰＳＤ特性を示した図である。 本発明に基づく複合送信機２００−２に関する、規格化入力電圧対電力効率特性（ｃ１８２）と、複合送信機２００−３に関する、規格化入力電圧対電力効率特性（ｃ１８３）を示す図である。 複合送信機２００−２において、周波数偏移信号ｕ２（ｔ）を、絶対値が１で周期１／（４ｆｏ）の矩形波信号ｕ０（ｔ）に置き換えた場合の主信号と支援信号のＰＳＤ特性を示した図である。 複合送信機２００−２に関して、周波数偏移信号を、周期１／ｆｏの矩形波信号であるｕ０（ｔ）とした場合の主信号と支援信号のＰＳＤ特性を示した図である。 本発明に基づく複合送信機２００−５に関する構成図（ａ）と、２つの電力増幅器５０および５１の入力信号を、主信号と支援信号に分解してベクトル表示した図で、主信号が、第２象限にある場合（ｂ）と、第４象限にある場合（ｃ）を示した図である。 複合送信機２００−５における、主信号と支援信号のＰＳＤ特性図を示した図で、主信号は、周波数がｆｃ（キャリア周波数）＋ｆｏ（ベースバンド帯域幅）で、規格化電圧０．５の無変調信号とした場合の例である。 複合送信機２００−５における、主信号、合成信号Ｓ１およびＳ２の規格化包絡線の時間波形を示した図である。 複合送信機２００−５における、主信号（ｃ２４０）、支援信号（ｃ２４１）および残留支援信号（ｃ２４２，ｃ２４３，ｃ２４４）のＰＳＤ特性を示した図である。 複合送信機２００−５における、規格化入力電圧対電力効率の理論値（ｃ２５１）および実測値（点）を示した図である。 従来技術による複合送信機と本発明に基づく複合送信機の主信号と支援信号のＰＳＤ特性を比較して示した図で、ｃ２６１が複合送信機２００−１、ｃ２６２が複合送信機２００−３，ｃ２６３が複合送信機２００−２，ｃ２６４が従来技術によるドハティ送信機１０３、ｃ２６５が本発明による複合送信機２００−５に対応する。 本発明による複合送信機２００に、残留支援信号成分を抑圧する手段を付加した複合送信機２００−６の構成図である。 複合送信機２００−５をベースとする複合送信機２００−６における主信号（ｃ２８０）と残留支援信号（ｃ２８１，ｃ２８２，ｃ２８３９のＰＳＤ特性を示した図である。

２０，２１，２２，２３ 直交変調器
２４ キャリア発振器
２５ 復調器
４０ 平衡型電力合成網
４１，４２ 合成器
５０，５１ 電力増幅器
６０，６１ １／４波長線路
７０ 方向性結合器
８０，８０−５ 信号成分分離装置
８１，８２ ベースバンド信号成分分離装置
９０ 直交変調器
９５ 信号成分分離装置
１００，１０１ シレー送信機
１０２，１０３ ドハティ送信機
１０４ 複合送信機
１０５ ＥＰＷＭ増幅器
１４０ シレー合成網
１４１ １８０度ハイブリッド回路
１４２ ドハティ合成網
１４３ 合成回路
１４４ 高周波／直流変換回路
１５０，１５１，１５２，１５３ 電力増幅器
１６０，１６１，１６２，１６３ １／４波長線路
１７０，１７１ リアクタンス素子
１７２ 交流／直流変換器
１７３ 並列共振回路
１８１ 非線形エミュレータ
１８２ 交差結合フィルタ
１９０，１９１ 信号成分分離装置
２００ 複合送信機
２００−１，２００−２，２００−３ 複合送信機
２００−４，２００−５，２００−６ 複合送信機

Claims (7)

1. ベースバンド変調信号の同相信号Ｉと直交信号Ｑとを入力信号とし、
   前記同相信号Ｉと前記直交信号Ｑを直交変調した信号である主信号と、前記主信号に対して周波数偏移および包絡線変換を行った支援信号とのベクトル和信号である第１の合成信号と、前記主信号と前記支援信号とのベクトル差信号である第２の合成信号とを出力する信号成分分離装置と、
   第１の合成信号を入力して電力増幅する第１の電力増幅器と、
   第２の合成信号を入力して電力増幅する第２の電力増幅器と、
   第１の電力増幅器の出力と送信機出力点を結ぶ第１の１／４波長線路と、
   第２の電力増幅器の出力と前記送信機出力点を結ぶ第２の１／４波長線路とから構成される複合送信機であって、
   前記主信号の包絡線の値が前記包絡線の尖頭値Ｃの２分の１と前記尖頭値Ｃの間では、前記第１の合成信号の包絡線の値または前記第２の合成信号の包絡線の値を、前記尖頭値Ｃに一致させる条件下で前記支援信号を生成する複合送信機。
2. 前記同相信号Ｉまたは前記直交信号Ｑが正のとき１，負のとき−１となる信号、または前記信号の符号を反転した信号を周波数偏移信号Ｕとし、
   前記尖頭値Ｃの自乗を前記主信号の包絡線の自乗で除した値から１を減じた値の平方根を包絡線変換信号とすると、
   前記包絡線変換信号、前記直交信号Ｑの符号を反転した信号−Ｑおよび前記周波数偏移信号Ｕとの積を前記支援信号のベースバンド同相信号Ｉｚとし、
   前記包絡線変換信号、前記同相信号Ｉおよび前記周波数偏移信号との積を前記支援信号のベースバンド直交信号Ｑｚとする請求項１に記載の複合送信機。
3. 前記同相信号Ｉまたは前記直交信号Ｑが正のとき１，負のとき−１となる信号、または前記信号の符号を反転した信号を周波数偏移信号Ｕとし、
   前記主信号の包絡線を前記尖頭値Ｃに置換した信号を包絡線信号Ｅとすると、
   前記主信号の包絡線の値が、前記尖頭値Ｃの２分の１以下では、前記主信号と前記周波数偏移信号Ｕとの積を前記支援信号とし、
   前記主信号の包絡線が、前記尖頭値Ｃの２分の１と前記尖頭値Ｃの間では、前記包絡線信号Ｅから前記主信号を減じた信号と前記周波数偏移信号Ｕとの積を前記支援信号とする請求項１に記載の複合送信機。
4. 前記同相信号Ｉまたは前記直交信号Ｑが正のとき１，負のとき−１となる信号、または前記信号の符号を反転した信号を周波数偏移信号Ｕとし、
   前記主信号の包絡線を前記尖頭値Ｃに置換した信号を包絡線信号Ｅとすると、
   前記包絡線信号Ｅから前記主信号を減じた信号と、前記周波数偏移信号Ｕとの積を前記支援信号とする請求項１に記載の複合送信機。
5. 前記周波数偏移信号Ｕを、絶対値が１の矩形波信号と置換した、請求項２から４までの何れかに記載の複合送信機。
6. 前記支援信号のベースバンド同相信号をＩｚとし、前記支援信号のベースバンド直交信号をＱｚとすると、
   前記直交信号Ｑｚを０とし、前記尖頭値Ｃの自乗から前記直交信号Ｑの自乗を減じた値の平方根から、前記同相信号Ｉの絶対値を減じた値を、前記同相信号Ｉｚとするか、
   または、前記同相信号Ｉｚを０とし、前記尖頭値Ｃの自乗から前記同相信号Ｉの自乗を減じた値の平方根から前記直交信号Ｑの絶対値を減じた値を、前記直交信号Ｑｚとする請求項１に記載の複合送信機。
7. 前記信号成分分離装置の入力点から前記第１の電力増幅器を経て前記送信機出力点に至る経路を第１の経路とし、前記入力点から前記第２の電力増幅器を経て点前記送信機出力点に至る経路を第２の経路とし、
   前記複合送信機の出力信号の一部から、前記主信号を相殺した信号を直交復調した信号、または、前記出力信号を直交復調した信号から、前記同相信号Ｉまたは／および前記直交信号Ｑを相殺した信号を平衡度制御信号とすると、
   前記複合送信機の出力に含まれる隣接チャネル漏洩電力成分を所定のレベルまで抑圧するために、前記平衡度制御信号によって前記第１の経路の利得を制御する手段または／および前記第２の経路の利得を制御する手段を設けたことを特徴とする請求項２から６までの何れかに記載の複合送信機。

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