JP2015043663A - Switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換して出力するスイッチング電源装置に関し、具体的には、交流電圧を直流電圧に変換する際の力率を改善できるスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device that converts an AC voltage into a DC voltage and outputs the voltage, and more specifically, relates to a switching power supply device that can improve a power factor when converting an AC voltage into a DC voltage.
従来の典型的なスイッチング電源装置は、入力交流電圧を整流する整流回路と、この整流回路の下流側に設けられた力率改善コンバータを備えており、この力率改善コンバータで入力電流の波形を正弦波状に整形することにより力率の改善を図っている。 A conventional typical switching power supply device includes a rectifier circuit that rectifies an input AC voltage, and a power factor correction converter provided on the downstream side of the rectifier circuit, and the input factor waveform is converted by the power factor correction converter. The power factor is improved by shaping it into a sine wave.
図１７は、従来の典型的なスイッチング電源装置を示す回路図である。図１７のスイッチング電源装置２１は、全波整流用ダイオードブリッジを構成するダイオードＤａ〜Ｄｄと、その下流側に設けられた昇圧型の力率改善コンバータとを備える。この昇圧型力率改善コンバータは、交流入力の電力エネルギーを蓄積すると共に蓄積した電力エネルギーを放出するインダクタＬと、不図示の制御回路の制御に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子Ｑと、整流用のダイオードＤと、平滑用コンデンサＣｏと、を備える。ダイオードブリッジで整流された入力電圧は、スイッチング素子Ｑのスイッチング動作によりパルス電圧としてダイオードＤに入力される。このパルス電圧は、ダイオードＤにより整流され、平滑用コンデンサＣｏによって平滑化されて直流電圧が得られ、この直流電圧が、出力端子Ｏｕｔ１と出力端子Ｏｕｔ２との間の負荷Ｌｏａｄに供給される。図１７の回路では、ＰＷＭ制御等の公知の制御方法によりインダクタを流れる電流の波形が正弦波状に近づくようにスイッチング素子Ｑが制御されるので、力率を改善することができる。 FIG. 17 is a circuit diagram showing a conventional typical switching power supply device. The switching power supply device 21 of FIG. 17 includes diodes Da to Dd constituting a full-wave rectifying diode bridge and a boost type power factor correction converter provided downstream thereof. This step-up power factor correction converter stores AC input power energy and discharges the stored power energy, switching element Q that performs switching operation based on control of a control circuit (not shown), and a rectifying power source. A diode D and a smoothing capacitor Co are provided. The input voltage rectified by the diode bridge is input to the diode D as a pulse voltage by the switching operation of the switching element Q. This pulse voltage is rectified by the diode D and smoothed by the smoothing capacitor Co to obtain a DC voltage, and this DC voltage is supplied to the load Load between the output terminal Out1 and the output terminal Out2. In the circuit of FIG. 17, since the switching element Q is controlled by a known control method such as PWM control so that the waveform of the current flowing through the inductor approaches a sine wave shape, the power factor can be improved.
しかしながら、この種の力率改善コンバータにおいては、スイッチング素子Ｑがオフからオンに切り替わる際にダイオードＤに逆バイアスが与えられるため、逆方向電流が瞬間的に流れてしまい、これにより損失（「逆回復損失」と呼ばれる。）が発生してしまう。 However, in this type of power factor correction converter, since the reverse bias is applied to the diode D when the switching element Q is switched from OFF to ON, a reverse current flows instantaneously, thereby causing a loss (“reverse” Called “Recovery Loss”).
また、図１７に示す例においては、全波整流用ダイオードブリッジにより入力電圧を整流しているので、ダイオードＤａ〜Ｄｄの順方向電圧降下に起因する損失が発生する。この損失の発生を防ぐために、全波整流用ダイオードブリッジを用いないブリッジレスの力率改善コンバータが提案されている。例えば、米国特許出願公開第ＵＳ２０１１／２９２７０３号明細書（特許文献１）には、このようなブリッジレス型の力率改善コンバータの例が示されている。 In the example shown in FIG. 17, since the input voltage is rectified by the full-wave rectifier diode bridge, a loss due to the forward voltage drop of the diodes Da to Dd occurs. In order to prevent this loss, a bridgeless power factor correction converter that does not use a full-wave rectifying diode bridge has been proposed. For example, US Patent Application Publication No. US2011 / 292703 (Patent Document 1) shows an example of such a bridgeless type power factor correction converter.
しかしながら、特許文献１に記載の力率改善コンバータにおいては、交流入力電圧の極性が反転してから共振コンデンサ（Ｆｉｇ．１ａのＣｒ１、Ｃｒ２及びＦｉｇ．１１ａのＣｒ）の極性が反転するまでの遅延時間において、共振コンデンサの極板間電圧が交流入力電圧に重畳される。この力率改善コンバータでは出力電圧定電圧制御が行われるが、共振コンデンサの極板間電圧が重畳された入力電圧に基づいて出力電圧定電圧制御を行うと、Ｆｉｇ．１aのスイッチＳが、本来必要なパルス幅よりも狭いパルス幅で駆動されてしまう。これにより、入力電流の波形に歪みが生じる。そして、この入力電流の波形の歪みが力率悪化の原因となってしまう。 However, in the power factor correction converter described in Patent Document 1, the delay from when the polarity of the AC input voltage is reversed until the polarity of the resonance capacitor (Cr1 of FIG. 1a, Cr2 and Cr of FIG. 11a) is reversed. In time, the voltage between the plates of the resonant capacitor is superimposed on the AC input voltage. In this power factor correction converter, the output voltage constant voltage control is performed. When the output voltage constant voltage control is performed based on the input voltage on which the voltage between the plates of the resonance capacitor is superimposed, FIG. The switch S of 1a is driven with a pulse width narrower than the originally required pulse width. As a result, distortion occurs in the waveform of the input current. And the distortion of the waveform of this input current will cause a power factor deterioration.
また、特許文献１に記載のコンバータでは、入力電圧の極性が正の場合と負の場合とで、電流が流れる経路の回路構成が異なっている。つまり、入力電圧の極性が正の場合に電流が流れる経路に配置されている回路素子は、入力電圧の極性が負の場合に電流が流れる経路に配置されている回路素子と異なっている。図１８及び図１９は、入力電圧の各極性における電流経路を説明するために、特許文献１のＦｉｇ．２６ａの回路を簡略化して示す図である。具体的には、図１８は、交流電源の図面上側の端子に正の極性の入力電圧が供給されている場合における電流経路を示し、図１９は、交流電源の図面下側の端子に正の極性の入力電圧が供給されている場合における電流経路を示す。特に、図１８（ａ）及び図１９（ａ）は、スイッチング素子（Ｓ１及びＳ２）がオンのときの電流経路を示し、図１８（ｂ）及び図１９（ｂ）は、スイッチング素子（Ｓ１及びＳ２）がオフのときの電流経路を示す。 In the converter described in Patent Document 1, the circuit configuration of the path through which the current flows differs depending on whether the polarity of the input voltage is positive or negative. That is, the circuit elements arranged in the path through which the current flows when the polarity of the input voltage is positive are different from the circuit elements arranged in the path through which the current flows when the polarity of the input voltage is negative. FIGS. 18 and 19 are diagrams illustrating the current path in each polarity of the input voltage in FIG. It is a figure which simplifies and shows the circuit of 26a. Specifically, FIG. 18 shows a current path when an input voltage having a positive polarity is supplied to the upper terminal of the AC power supply, and FIG. 19 shows a positive current path at the lower terminal of the AC power supply. The current path when a polar input voltage is supplied is shown. In particular, FIGS. 18A and 19A show current paths when the switching elements S1 and S2 are on, and FIGS. 18B and 19B show the switching elements S1 and S2. The current path when S2) is off is shown.
図１８（ａ）と図１９（ａ）とを比較すると、入力電圧の極性に応じて、スイッチング素子がオンのときの電流経路に配置されている回路素子が異なっていることが分かる。また、図１８（ｂ）と図１９（ｂ）とを比べると、スイッチング素子がオフのときにも、入力電圧の極性に応じて、電流経路に配置されている回路素子が異なっている。このため、特許文献１に記載のコンバータでは、入力電圧の絶対値が同じであっても、その極性が変わると入力電流の大きさが変わってしまう。例えば、入力電圧が最大のときの入力電流の絶対値（入力電流の最大値の絶対値）と入力電圧が最小のときの入力電流の絶対値（入力電流の最小値の絶対値）とが異なってしまう。このように、入力交流電圧の極性によって電流が流れる経路が変わると、入力電流の波形が歪んでしまい、この入力電流の波形の歪みが力率劣化の原因となってしまう。 Comparing FIG. 18 (a) and FIG. 19 (a), it can be seen that the circuit elements arranged in the current path when the switching element is on differ depending on the polarity of the input voltage. Further, comparing FIG. 18B and FIG. 19B, even when the switching element is OFF, the circuit elements arranged in the current path are different depending on the polarity of the input voltage. For this reason, in the converter described in Patent Document 1, even if the absolute value of the input voltage is the same, the magnitude of the input current changes if the polarity changes. For example, the absolute value of the input current when the input voltage is the maximum (the absolute value of the maximum value of the input current) is different from the absolute value of the input current when the input voltage is the minimum (the absolute value of the minimum value of the input current) End up. As described above, when the path through which the current flows is changed depending on the polarity of the input AC voltage, the waveform of the input current is distorted, and the distortion of the waveform of the input current causes power factor deterioration.
そこで、本発明は、入力電流の歪みを抑制して力率を改善できるブリッジレス型スイッチング電源装置を提供することを目的の１つとする。より具体的には、本発明の一態様は、入力電圧の極性反転時における共振コンデンサの極性反転の遅延による入力電流の歪みを抑制できるブリッジレス型スイッチング電源装置を提供することを目的とする。また、本発明の他の態様は、入力電圧の極性が入れ替わっても入力電流による消費電力が変わらないブリッジレス型スイッチング電源装置を提供することを目的の１つとする。本発明のこれら以外の目的は、本出願の明細書全体を参酌することにより理解される。 Therefore, an object of the present invention is to provide a bridgeless type switching power supply device that can improve power factor by suppressing distortion of input current. More specifically, an object of one embodiment of the present invention is to provide a bridgeless switching power supply device that can suppress distortion of an input current due to a delay in polarity reversal of a resonance capacitor during polarity reversal of an input voltage. Another object of the present invention is to provide a bridgeless switching power supply device in which the power consumption due to the input current does not change even when the polarity of the input voltage is switched. Other objects of the present invention will be understood by referring to the entire specification of the present application.
本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置は、２入力１出力トランスを有する絶縁型のスイッチング電源装置であり、交流電源との一端に接続された第１入力端子と、前記交流電源の他端に接続された第２入力端子と、前記第１入力端子にアノードが接続された第１整流ダイオードと、前記第２入力端子にアノードが接続された第２整流ダイオードと、前記第１整流ダイオードで整流された前記第１入力端子からの正の極性の入力交流電圧をスイッチングする第１スイッチング回路と、前記第２整流ダイオードで整流された前記第２入力端子からの正の極性の入力交流電圧をスイッチングする第２スイッチング回路と、を備える。このトランスは、前記第１スイッチング回路に接続された第１一次巻線、前記第２スイッチング回路に接続された第２一次巻線、及び二次巻線を有する。このスイッチング電源装置は、さらに前記二次巻線の一端と第１出力端子との間に設けられた第３整流ダイオードと、前記第３整流ダイオードのカソードに接続され、前記負荷と並列に設けられた平滑コンデンサとを備えてもよい。 A switching power supply according to an embodiment of the present invention is an insulating switching power supply having a two-input one-output transformer, and includes a first input terminal connected to one end of an AC power supply and the other end of the AC power supply. A second input terminal connected to the first input terminal, a first rectifier diode having an anode connected to the first input terminal, a second rectifier diode having an anode connected to the second input terminal, and the first rectifier diode. A first switching circuit that switches a positive polarity input AC voltage from the rectified first input terminal, and a positive polarity input AC voltage from the second input terminal rectified by the second rectifier diode. A second switching circuit for switching. The transformer has a first primary winding connected to the first switching circuit, a second primary winding connected to the second switching circuit, and a secondary winding. The switching power supply device is further connected to a third rectifier diode provided between one end of the secondary winding and the first output terminal, and a cathode of the third rectifier diode, and provided in parallel with the load. And a smoothing capacitor.
本発明の一実施形態に係る絶縁型のスイッチング電源装置においては、前記第１スイッチング回路の回路構成と前記第２スイッチング回路の回路構成とが同一である。本発明の一実施形態に係る絶縁型のスイッチング電源装置において、第１スイッチング回路は、前記第１整流ダイオードのカソードに入力端が接続された第１インダクタと、前記第１インダクタの出力端と前記第１一次巻線との間に設けられ、直列接続された第１共振インダクタと第１共振コンデンサとを有する第１共振ＬＣ回路と、前記第１インダクタの前記出力端と前記第１共振ＬＣ回路との接続点にドレインが接続され、前記第２の入力端子にソースが接続された第１スイッチング素子と、を備え、第２スイッチング回路は、前記第２整流ダイオードのカソードに入力端が接続された第２インダクタと、前記第２インダクタの出力端と前記第２一次巻線との間に設けられ、直列接続された第２共振インダクタと第２共振コンデンサとを有する第２共振ＬＣ回路と、前記第２インダクタの前記出力端と前記第２共振ＬＣ回路との接続点にドレインが接続され、前記第１の入力端子に ソースが接続された第２スイッチング素子と、を備える。 In the insulated switching power supply device according to an embodiment of the present invention, the circuit configuration of the first switching circuit and the circuit configuration of the second switching circuit are the same. In the insulated switching power supply according to an embodiment of the present invention, the first switching circuit includes a first inductor having an input terminal connected to a cathode of the first rectifier diode, an output terminal of the first inductor, and the A first resonant LC circuit provided between the first primary winding and having a first resonant inductor and a first resonant capacitor connected in series; the output terminal of the first inductor; and the first resonant LC circuit. And a first switching element having a source connected to the second input terminal, and a second switching circuit having an input end connected to a cathode of the second rectifier diode. A second inductor connected between the output terminal of the second inductor and the second primary winding and connected in series with each other. A second switching element having a drain connected to a connection point between the output terminal of the second inductor and the second resonance LC circuit, and a source connected to the first input terminal; .
本発明の一部の実施形態に係る絶縁型のスイッチング電源装置は、前記二次巻線の一端と前記第３ダイオードのアノードとの間に接続された第３共振コンデンサをさらに備えてもよい。また、本発明の一部の実施形態に係るスイッチング電源装置は、前記第３共振コンデンサと前記第３整流ダイオードとの接続点にカソードが接続され、前記二次巻線の他端にアノードが接続された共振ダイオードをさらに備えてもよい。 The insulated switching power supply according to some embodiments of the present invention may further include a third resonant capacitor connected between one end of the secondary winding and the anode of the third diode. In the switching power supply according to some embodiments of the present invention, a cathode is connected to a connection point between the third resonant capacitor and the third rectifier diode, and an anode is connected to the other end of the secondary winding. There may be further provided a resonant diode.
本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置は、非絶縁型のスイッチング電源装置であり、交流電源との一端に接続された第１入力端子と、前記交流電源の他端に接続された第２入力端子と、第１スイッチング素子を含み、当該第１スイッチング素子をオンオフすることにより、前記第１入力端子からの正の極性の入力交流電圧をスイッチングする第１スイッチング回路と、第２スイッチング素子を含み、当該第２スイッチング素子をオンオフすることにより、前記第２入力端子からの正の極性の入力交流電圧をスイッチングする第２スイッチング回路と、前記第１スイッチング回路及び前記第２スイッチング回路からの出力電圧を整流及び平滑して得られた直流出力電圧を第１出力端子と第２出力端子との間に接続された負荷に出力する整流平滑回路と、を備える。 A switching power supply according to an embodiment of the present invention is a non-insulated switching power supply, and includes a first input terminal connected to one end of an AC power supply and a second input connected to the other end of the AC power supply. A first switching circuit that includes an input terminal and a first switching element, and that switches on and off the first switching element to switch a positive polarity input AC voltage from the first input terminal; and a second switching element. A second switching circuit that switches an input AC voltage having a positive polarity from the second input terminal by turning on and off the second switching element, and outputs from the first switching circuit and the second switching circuit. A DC output voltage obtained by rectifying and smoothing the voltage is output to a load connected between the first output terminal and the second output terminal. Includes a rectifying and smoothing circuit, the.
本発明の一実施形態に係る非絶縁型のスイッチング電源装置においては、前記第１スイッチング回路の回路構成と前記第２スイッチング回路の回路構成とが同一である。一実施形態において、第１スイッチング回路は、前記第１入力端子に入力端が接続された第１インダクタと、前記第１インダクタの出力端と前記整流平滑回路との間に設けられ、直列接続された第１共振インダクタと第１共振コンデンサとを有する第１共振ＬＣ回路と、を備え、第２スイッチング回路は、前記第２入力端子に入力端が接続された第２インダクタと、前記第２インダクタの出力端と前記整流平滑回路との間に設けられ、直列接続された第２共振インダクタと第１共振コンデンサとを有する第２共振ＬＣ回路と、を備える。 In the non-insulated switching power supply device according to an embodiment of the present invention, the circuit configuration of the first switching circuit and the circuit configuration of the second switching circuit are the same. In one embodiment, the first switching circuit is provided between a first inductor having an input terminal connected to the first input terminal, an output terminal of the first inductor, and the rectifying and smoothing circuit, and is connected in series. A first resonant LC circuit having a first resonant inductor and a first resonant capacitor, wherein the second switching circuit includes a second inductor having an input terminal connected to the second input terminal, and the second inductor. And a second resonant LC circuit having a second resonant inductor and a first resonant capacitor connected in series.
本発明の非絶縁型のスイッチング電源装置の一実施形態においては、前記第１スイッチング素子は、そのドレインが前記第１インダクタの前記出力端と前記第１共振ＬＣ回路との接続点に接続され、そのソースが前記第２出力端子に接続されるように配置され、また、前記第２スイッチング素子は、そのドレインが前記第２インダクタの前記出力端と前記第２共振ＬＣ回路との接続点に接続され、そのソースが前記第２出力端子に接続される。 In one embodiment of the non-insulated switching power supply device of the present invention, the drain of the first switching element is connected to a connection point between the output end of the first inductor and the first resonant LC circuit, The source of the second switching element is arranged to be connected to the second output terminal, and the drain of the second switching element is connected to the connection point between the output terminal of the second inductor and the second resonant LC circuit. And its source is connected to the second output terminal.
本発明の一実施形態に係る非絶縁型のスイッチング電源装置は、カソードが前記第１共振ＬＣ回路の出力端と前記整流平滑回路の入力端に接続され、アノードが前記第２出力端子に接続された第１共振ダイオードと、カソードが前記第２共振ＬＣ回路の出力端と前記整流平滑回路の入力端に接続され、アノードが前記第２出力端子に接続された第２共振ダイオードと、をさらに備える。 In a non-insulated switching power supply device according to an embodiment of the present invention, a cathode is connected to an output end of the first resonant LC circuit and an input end of the rectifying and smoothing circuit, and an anode is connected to the second output terminal. A first resonant diode; and a second resonant diode having a cathode connected to an output end of the second resonant LC circuit and an input end of the rectifying and smoothing circuit, and an anode connected to the second output terminal. .
本発明の一実施形態においては（絶縁型か非絶縁型かによらず）、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子は、オン時間が一定のＰＦＭ制御される。また、本発明の一実施形態においては（絶縁型か非絶縁型かによらず）前記第１スイッチング素子のターンオン時間が、前記第１共振ＬＣ回路の時定数の０．５倍であり、前記第２スイッチング素子のターンオン時間が、前記第２共振ＬＣ回路の時定数の０．５倍である。 In one embodiment of the present invention (regardless of whether it is an insulating type or a non-insulating type), the first switching element and the second switching element are PFM controlled with a constant on-time. In one embodiment of the present invention, the turn-on time of the first switching element is 0.5 times the time constant of the first resonant LC circuit (regardless of whether it is an insulating type or a non-insulating type), The turn-on time of the second switching element is 0.5 times the time constant of the second resonant LC circuit.
本発明によれば、入力電流の歪みを抑制して力率を改善できるブリッジレス型スイッチング電源装置が提供される。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the bridgeless type switching power supply device which can suppress distortion of input current and can improve a power factor is provided.
以下、添付図面を参照して、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置について説明する。図１は、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源装置の主要部を示す回路図である。図１に示すとおり、スイッチング電源装置１０は、入力端子ＩＮ１、ＩＮ２間に接続された交流電源ＰＳと出力端子Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２間に接続された負荷Ｌｏａｄとの間に絶縁トランスＴが設けられた絶縁型のスイッチング電源装置である。トランスＴは、２つの一次巻線ＮＰ１、ＮＰ２と、二次巻線ＮＳとを有する。 Hereinafter, a switching power supply device according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 is a circuit diagram showing a main part of a switching power supply apparatus according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the switching power supply device 10 includes an insulation transformer T provided between an AC power supply PS connected between the input terminals IN1 and IN2 and a load Load connected between the output terminals Out1 and Out2. Type switching power supply. The transformer T has two primary windings NP1 and NP2 and a secondary winding NS.
このスイッチング電源装置１０の一次側の回路は、交流電源ＰＳの一端に接続された入力端子ＩＮ１と、交流電源ＰＳの他端に接続された入力端子ＩＮ２と、入力端子ＩＮ１にアノードが接続された第１整流ダイオードＤ１と、入力端子ＩＮ２にアノードが接続された第２整流ダイオードＤ２と、第１整流ダイオードＤ１で整流された電圧が印加され、所定の駆動信号に基づいてスイッチング動作する第１スイッチング回路Ｓ１と、第２整流ダイオードＤ２で整流された電圧が印加され、所定の駆動信号に基づいてスイッチング動作する第２スイッチング回路Ｓ２と、を備える。 The circuit on the primary side of the switching power supply 10 has an input terminal IN1 connected to one end of the AC power supply PS, an input terminal IN2 connected to the other end of the AC power supply PS, and an anode connected to the input terminal IN1. The first rectifier diode D1, the second rectifier diode D2 whose anode is connected to the input terminal IN2, and the voltage rectified by the first rectifier diode D1 are applied, and the first switching is performed based on a predetermined drive signal. A circuit S1 and a second switching circuit S2 to which a voltage rectified by the second rectifier diode D2 is applied and which performs a switching operation based on a predetermined drive signal are provided.
本発明の一実施形態における第１スイッチング回路Ｓ１は、第１整流ダイオードＤ１のカソードに入力端が接続された昇圧用の第１インダクタＬ１と、この第１インダクタＬ１の出力端とトランスＴの一次巻線ＮＰ１の一端との間に設けられた第１共振ＬＣ回路Ｒ１と、第１スイッチング素子Ｑ１とを備える。この第１共振ＬＣ回路Ｒ１は、直列接続された第１共振インダクタＬｒ１と第１共振コンデンサＣｒ１とを有する。図１の例では、第１共振インダクタＬｒ１の入力端が第１インダクタＬ１の出力端に接続されており、第１共振コンデンサＣｒ１は、その一方の電極が第１共振インダクタＬｒ１の出力端に接続され、他方の電極がトランスの一次巻線ＮＰ１の一端に接続されるように配置されている。 The first switching circuit S1 according to the embodiment of the present invention includes a boosting first inductor L1 having an input terminal connected to the cathode of the first rectifier diode D1, an output terminal of the first inductor L1, and a primary of the transformer T. A first resonant LC circuit R1 provided between one end of the winding NP1 and a first switching element Q1 are provided. The first resonance LC circuit R1 includes a first resonance inductor Lr1 and a first resonance capacitor Cr1 connected in series. In the example of FIG. 1, the input terminal of the first resonant inductor Lr1 is connected to the output terminal of the first inductor L1, and one electrode of the first resonant capacitor Cr1 is connected to the output terminal of the first resonant inductor Lr1. The other electrode is arranged to be connected to one end of the primary winding NP1 of the transformer.
また、第２スイッチング回路Ｓ２は、第２整流ダイオードＤ２のカソードに入力端が接続された昇圧用の第２インダクタＬ２と、第２インダクタＬ２の出力端とトランスの一次巻線ＮＰ２との間に設けられた第２共振ＬＣ回路Ｒ２と、第１スイッチング素子Ｑ２とを備える。この第２共振ＬＣ回路Ｒ２は、直列接続された第２共振インダクタＬｒ２と第２共振コンデンサＣｒ２とを有する。図１の例では、第２共振インダクタＬｒ２の入力端が第２インダクタＬ２の出力端に接続されており、第２共振コンデンサＣｒ２は、その一方の電極が第２共振インダクタＬｒ２の出力端に接続され、他方の電極がトランスの一次巻線ＮＰ２の一端に接続されるように配置されている。 The second switching circuit S2 includes a boosting second inductor L2 whose input terminal is connected to the cathode of the second rectifier diode D2, and an output terminal of the second inductor L2 and the primary winding NP2 of the transformer. A second resonance LC circuit R2 and a first switching element Q2 are provided. The second resonance LC circuit R2 has a second resonance inductor Lr2 and a second resonance capacitor Cr2 connected in series. In the example of FIG. 1, the input terminal of the second resonant inductor Lr2 is connected to the output terminal of the second inductor L2, and one electrode of the second resonant capacitor Cr2 is connected to the output terminal of the second resonant inductor Lr2. And the other electrode is arranged to be connected to one end of the primary winding NP2 of the transformer.
この図１のスイッチング電源装置１０においては、第１整流ダイオードＤ１の整流作用により、入力端子ＩＮ１に交流電源ＰＳから正の極性の入力電圧が供給されている場合に、第１スイッチング回路Ｓ１に入力電圧が印加され、逆に入力端子ＩＮ１に負の極性の入力電圧が供給されている場合には、第１スイッチング回路Ｓ１には入力電圧は印加されない。同様に、第２整流ダイオードＤ２の整流作用により、第２スイッチング回路Ｓ２に入力電源ＰＳからの入力電圧が印加されるのは、入力端子ＩＮ２に正の極性の入力電圧が供給されている場合であり、入力端子ＩＮ１に負の極性の入力電圧が供給されている場合には、第２スイッチング回路Ｓ２には入力電圧は印加されない。入力電圧の極性に応じた電流経路については後述する。 In the switching power supply device 10 of FIG. 1, when a positive polarity input voltage is supplied to the input terminal IN1 from the AC power supply PS by the rectifying action of the first rectifier diode D1, the input to the first switching circuit S1. On the other hand, when a voltage is applied and an input voltage having a negative polarity is supplied to the input terminal IN1, no input voltage is applied to the first switching circuit S1. Similarly, the input voltage from the input power source PS is applied to the second switching circuit S2 by the rectifying action of the second rectifier diode D2 when the input voltage having a positive polarity is supplied to the input terminal IN2. In the case where an input voltage having a negative polarity is supplied to the input terminal IN1, no input voltage is applied to the second switching circuit S2. A current path corresponding to the polarity of the input voltage will be described later.
第１スイッチング回路Ｓ１及び第２スイッチング回路Ｓ２を構成する回路素子についてさらに説明する。本発明の一実施形態における第１インダクタＬ１は、第１スイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作に応じて、第１整流ダイオードＤ１から入力された電力エネルギーを蓄積すると共に蓄積した電力エネルギーを放出する。また、第２インダクタＬ２は、第２スイッチング素子Ｑ２のスイッチング動作に応じて、第２整流ダイオードＤ２から入力された電力エネルギーを蓄積すると共に蓄積した電力エネルギーを放出する。本発明の一実施形態における第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２として、漏れ磁束が少なく低ノイズ化できるトロイダルコイルや、巻線抵抗が低く巻線損失の少ないエッジワイズコイルを用いることができる。また、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２のコア材料として、Ｑ１、Ｑ２のスイッチング素子の動作周波数帯である１００ｋＨｚ帯でのコア損失が少ないフェライトを用いることができる。本明細書で具体的に説明する第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２の種類やコア材料は一例に過ぎず、本発明においては、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ２として様々な種類のインダクタを用いることができる。 The circuit elements constituting the first switching circuit S1 and the second switching circuit S2 will be further described. The first inductor L1 according to the embodiment of the present invention stores the power energy input from the first rectifier diode D1 and releases the stored power energy according to the switching operation of the first switching element Q1. The second inductor L2 accumulates the power energy input from the second rectifier diode D2 and releases the accumulated power energy according to the switching operation of the second switching element Q2. As the first inductor L1 and the second inductor L2 in one embodiment of the present invention, a toroidal coil that can reduce noise with low leakage magnetic flux and an edgewise coil that has low winding resistance and low winding loss can be used. Further, as the core material of the first inductor L1 and the second inductor L2, it is possible to use ferrite having a small core loss in the 100 kHz band that is the operating frequency band of the switching elements Q1 and Q2. The types and core materials of the first inductor L1 and the second inductor L2 that are specifically described in this specification are merely examples. In the present invention, various types of inductors are used as the first inductor L1 and the second inductor L2. Can be used.
本発明の一実施形態における第１共振インダクタＬｒ１や第２共振インダクタＬｒ２として、漏れ磁束が少なく低ノイズ化できるトロイダルコイルや、巻線抵抗が低く巻線損失の少ないエッジワイズコイルを用いることができる。また、トランスＴの漏れインダクタンスを第１共振インダクタＬｒ１や第２共振インダクタＬｒ２として利用してもよい。本明細書で具体的に説明する第１共振インダクタＬｒ１や第２共振インダクタＬｒ２の種類は一例に過ぎず、本発明においては、第１共振インダクタＬｒ１や第２共振インダクタＬｒ２として様々な種類のインダクタを用いることができる。 As the first resonant inductor Lr1 and the second resonant inductor Lr2 in one embodiment of the present invention, a toroidal coil that can reduce noise with low leakage magnetic flux and an edgewise coil that has low winding resistance and low winding loss can be used. . Further, the leakage inductance of the transformer T may be used as the first resonance inductor Lr1 or the second resonance inductor Lr2. The types of the first resonant inductor Lr1 and the second resonant inductor Lr2 that are specifically described in this specification are merely examples. In the present invention, various types of inductors are used as the first resonant inductor Lr1 and the second resonant inductor Lr2. Can be used.
本発明の一実施形態における第１共振コンデンサＣｒ１や第２共振コンデンサＣｒ２として、共振周期が外的要因で変化しないために、直流バイアス特性や温度特性による静電容量の変化が小さく、かつ、コンデンサ電流で生じる損失が少なくなるように誘電正接（ｔａｎδ）が小さいコンデンサ、例えば、メタライズドポリプロピレンフィルムコンデンサを用いることができる。本明細書で具体的に説明する第１共振コンデンサＣｒ１や第２共振コンデンサＣｒ２の種類は一例に過ぎず、本発明においては、第１共振コンデンサＣｒ１や第２共振コンデンサＣｒ２として様々な種類のコンデンサを用いることができる。 As the first resonance capacitor Cr1 and the second resonance capacitor Cr2 in one embodiment of the present invention, since the resonance period does not change due to an external factor, the capacitance change due to DC bias characteristics and temperature characteristics is small, and the capacitor A capacitor having a small dielectric loss tangent (tan δ), such as a metallized polypropylene film capacitor, can be used so that a loss caused by current is reduced. The types of the first resonance capacitor Cr1 and the second resonance capacitor Cr2 that are specifically described in this specification are merely examples. In the present invention, various types of capacitors are used as the first resonance capacitor Cr1 and the second resonance capacitor Cr2. Can be used.
本発明の一実施形態における第１スイッチング素子Ｑ１は、そのドレインが第１インダクタＬ１の出力端と第１共振ＬＣ回路との接続点（図１の例では、第１インダクタＬ１の出力端と第１共振インダクタＬｒ１との接続点）に接続され、ソースが入力端子ＩＮ２に接続されるように配置される。また、第２スイッチング素子Ｑ２は、そのドレインが第２インダクタＬ２の出力端と第２共振ＬＣ回路との接続点（図１の例では、第２インダクタＬ２の出力端と第２共振インダクタＬｒ２との接続点）に接続され、ソースが入力端子ＩＮ１に接続されるように配置される。 In the first switching element Q1 according to the embodiment of the present invention, the drain of the first switching element Q1 is a connection point between the output terminal of the first inductor L1 and the first resonant LC circuit (in the example of FIG. 1, the output terminal of the first inductor L1 1 is connected so that the source is connected to the input terminal IN2. Further, the drain of the second switching element Q2 is a connection point between the output terminal of the second inductor L2 and the second resonant LC circuit (in the example of FIG. 1, the output terminal of the second inductor L2, the second resonant inductor Lr2, The source is connected to the input terminal IN1.
本発明の一実施形態における第１スイッチング素子Ｑ１や第２スイッチング素子Ｑ２として、様々な種類のトランジスタスイッチを用いることができる。図１の回路には、例えば、ゲートを電圧駆動でＯＮ／ＯＦＦでき、ゲート駆動回路の損失がバイポーラトランジスタに比べて低損失で、高速スイッチングが可能な電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）や絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が特に適している。また、他の実施態様においては、高耐圧であって高速スイッチングも可能なシリコンカーバイド電界効果トランジスタ（ＳｉＣ−ＦＥＴ）を用いることもできる。図１の回路ではスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードを使用しないことから、寄生ダイオードが無いガリウムナイトライド電界効果トランジスタ（ＧａＮ−ＦＥＴ）を用いることもできる。本明細書で具体的に説明する第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子の種類は一例に過ぎず、本発明においては、第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２として様々な種類のスイッチング素子を用いることができる。 Various types of transistor switches can be used as the first switching element Q1 and the second switching element Q2 in one embodiment of the present invention. In the circuit of FIG. 1, for example, a field effect transistor (FET) or an insulated gate bipolar transistor in which the gate can be turned ON / OFF by voltage driving, the loss of the gate driving circuit is lower than that of the bipolar transistor, and high-speed switching is possible. (IGBT) is particularly suitable. In another embodiment, a silicon carbide field effect transistor (SiC-FET) having a high breakdown voltage and capable of high-speed switching can be used. In the circuit of FIG. 1, since the parasitic diodes of the switching elements Q1 and Q2 are not used, a gallium nitride field effect transistor (GaN-FET) having no parasitic diode can be used. The types of the first switching element Q1 and the second switching element that are specifically described in this specification are merely examples. In the present invention, various types of switching elements are used as the first switching element Q1 and the second switching element Q2. Can be used.
第１スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は、不図示の制御回路からそれぞれのゲートに供給される駆動信号に基づいてスイッチング動作するように構成される。出力定電圧制御を行う場合は、制御回路の制御に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン時間を固定したＰＦＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行うことが好ましい。このようなＰＦＭ制御を行うことにより、制御範囲内においてスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のターンオン時間Ｔｏｎを、Ｌｒ１、Ｃｒ１からなるＬＣ直列回路、およびＬｒ２、Ｃｒ２からなるＬＣ直列回路の時定数τの０．５倍に設定することができる。 The first switching element Q1 and the second switching element Q2 are configured to perform a switching operation based on a drive signal supplied from a control circuit (not shown) to each gate. When performing the output constant voltage control, it is preferable to perform PFM (Pulse Frequency Modulation) control in which the on-time of the switching elements Q1 and Q2 is fixed based on the control of the control circuit. By performing such PFM control, the turn-on time Ton of the switching elements Q1 and Q2 within the control range is set to 0. 0 of the time constant τ of the LC series circuit composed of Lr1 and Cr1 and the LC series circuit composed of Lr2 and Cr2. It can be set to 5 times.
本発明の一実施形態においては、第１スイッチング回路Ｓ１の回路構成と第２スイッチング回路Ｓ２の回路構成とが同一になるように構成される。図１の例では、第１インダクタＬ１とこれに対応する第２インダクタＬ２、第１共振ＬＣ回路とこれに対応する第２共振ＬＣ回路、第１スイッチング素子Ｑ１とこれに対応する第２スイッチング素子Ｑ２を、それぞれ同一の素子とすることにより、第１スイッチング回路Ｓ１の回路構成を第２スイッチング回路Ｓ２と同一にすることができる。これにより、入力端子ＩＮ１に正の極性の入力電圧が供給されているときの電流経路（第１スイッチング回路Ｓ１を通過する）と、入力端子ＩＮ１に負の極性の入力電圧が供給されているときの電流経路（第２スイッチング回路Ｓ２を通過する）とが等しくなるので、入力電圧の極性の切り替えによる入力電流の波形の歪みを防止することができる。 In one embodiment of the present invention, the circuit configuration of the first switching circuit S1 and the circuit configuration of the second switching circuit S2 are configured to be the same. In the example of FIG. 1, the first inductor L1, the second inductor L2 corresponding thereto, the first resonant LC circuit and the second resonant LC circuit corresponding thereto, the first switching element Q1 and the second switching element corresponding thereto. By making Q2 the same element, the circuit configuration of the first switching circuit S1 can be made the same as that of the second switching circuit S2. Thus, when a positive polarity input voltage is supplied to the input terminal IN1, the current path (passes through the first switching circuit S1), and when a negative polarity input voltage is supplied to the input terminal IN1. Current path (passing through the second switching circuit S2) becomes equal, so that distortion of the waveform of the input current due to switching of the polarity of the input voltage can be prevented.
次に、スイッチング電源装置１０の二次側の回路について説明する。一実施形態において、スイッチング電源装置１０の二次側の回路は、二次巻線ＮＳの一端と出力端子（正極出力端子）Ｏｕｔ１との間に直列に配置された第３共振コンデンサＣｒ３及び第３整流ダイオードＤ３と、負荷Ｌｏａｄに対して並列に配置された平滑コンデンサＣ0と、平滑コンデンサＣ0に並列に配置された共振ダイオードＤｒ１と、を備える。第３整流ダイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ0により構成される整流平滑回路ＲＳは、印加された電圧を整流及び平滑化して、出力端子Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２間に接続された負荷Ｌｏａｄに出力する。 Next, a circuit on the secondary side of the switching power supply device 10 will be described. In one embodiment, the circuit on the secondary side of the switching power supply device 10 includes a third resonance capacitor Cr3 and a third capacitor arranged in series between one end of the secondary winding NS and the output terminal (positive output terminal) Out1. includes a rectifier diode D3, a smoothing capacitor C 0 which is arranged in parallel with the load load, and the resonant diode Dr1, which is arranged in parallel to the smoothing capacitor C 0, the. The third rectifier diode D3 and the rectifying and smoothing circuit RS constituted by the smoothing capacitor C 0 is the applied voltage by rectifying and smoothing, and outputs the connected load Load between the output terminals Out1, Out2.
より具体的には、共振コンデンサＣｒ３は、その入力端が二次巻線ＮＳの一端と接続され、出力端が第３整流ダイオードＤ３のアノードに接続されている。共振ダイオードＤｒ１は、そのアノードが二次巻線ＮＳの他端と負極出力端子Ｏｕｔ２との接続点に接続され、そのカソードが第３共振コンデンサＣｒ３の出力端と第３整流ダイオードのアノードとの接続点に接続されるように配置される。平滑コンデンサＣ0は、その一端が正極出力端子Ｏｕｔ１と第３整流ダイオードＤのカソードの接続点に接続され、他端が二次巻線ＮＳの他端と負極出力端子Ｏｕｔ２との接続点に接続されるように配置される。 More specifically, the resonance capacitor Cr3 has an input end connected to one end of the secondary winding NS, and an output end connected to the anode of the third rectifier diode D3. The anode of the resonant diode Dr1 is connected to the connection point between the other end of the secondary winding NS and the negative output terminal Out2, and the cathode is connected to the output end of the third resonant capacitor Cr3 and the anode of the third rectifier diode. Arranged to be connected to points. The smoothing capacitor C 0 has one end connected to the connection point between the positive output terminal Out1 and the cathode of the third rectifier diode D, and the other end connected to the connection point between the other end of the secondary winding NS and the negative output terminal Out2. To be arranged.
図２ないし図５は、スイッチング電源装置１０の動作を示す電圧及び電流波形図である。図２にはスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、インダクタＬ１，Ｌ２に流れる電流、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のドレイン電流、共振インダクタＬｒ１、Ｌｒ２に流れる電流、ダイオードＤ３の両端間電圧、ダイオードＤ１，Ｄ２に流れる電流の波形が描かれている。また、図３には交流電源ＰＳの出力電圧Ｖ＿ＡＣと、スイッチング素子Ｑ１のゲート・ソース間電圧Ｑ１＿Ｖｇｓ、スイッチング素子Ｑ２のゲート・ソース間電圧Ｑ２＿Ｖｇｓが示されている。また、図３における時間Ｔ１間の詳細波形が図４に、時間Ｔ２間の詳細波形が図５に示されている。本実施形態におけるスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のゲートには、図２ないし図５に示された制御電圧（駆動信号）が不図示の制御電圧発生回路から入力される。 2 to 5 are voltage and current waveform diagrams showing the operation of the switching power supply device 10. FIG. 2 shows the gate-source voltage Vgs of the switching elements Q1, Q2, the current flowing through the inductors L1, L2, the drain current of the switching elements Q1, Q2, the current flowing through the resonant inductors Lr1, Lr2, the voltage across the diode D3, The waveform of the current flowing through the diodes D1 and D2 is drawn. FIG. 3 shows the output voltage V_AC of the AC power source PS, the gate-source voltage Q1_Vgs of the switching element Q1, and the gate-source voltage Q2_Vgs of the switching element Q2. 3 shows a detailed waveform during the time T1 in FIG. 3, and FIG. 5 shows a detailed waveform during the time T2. The control voltage (drive signal) shown in FIGS. 2 to 5 is input from a control voltage generation circuit (not shown) to the gates of the switching elements Q1 and Q2 in the present embodiment.
次に、図６ないし図１１を参照して、本実施形態のスイッチング電源装置１０の動作を説明する。 Next, the operation of the switching power supply device 10 of this embodiment will be described with reference to FIGS.
図６は、入力端子ＩＮ１に正の極性の交流入力電圧が供給されている間に、スイッチング素子Ｑ１がオンしたときの電流経路を示す。図示のとおり、入力端子ＩＮ１から入力された電流は、第１整流ダイオードＤ１、インダクタＬ１、及びスイッチング素子Ｑ１を通って入力端子ＩＮ２に至る。これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。また、共振インダクタＬｒ１及び共振コンデンサＣｒ１に蓄えられた電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ１に流れ込むので、共振コンデンサＣｒ１、共振インダクタＬｒ１、スイッチング素子Ｑ１、及び第１一次巻線ＮＰ１を通る電流が発生する。したがって、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流はインダクタＬ１から流れ込む電流とインダクタＬｒ１から流れ込む電流の和となる。二次側においては、共振コンデンサＣｒ３に蓄えられた電気エネルギーに基づいて、共振コンデンサＣｒ３、二次巻線ＮＳ、及び共振ダイオードＤｒ１を通過する電流が発生する。また、平滑コンデンサＣ0に蓄積された電気エネルギーが負荷Ｌｏａｄに流れ込む。 FIG. 6 shows a current path when the switching element Q1 is turned on while the positive input AC input voltage is supplied to the input terminal IN1. As shown in the figure, the current input from the input terminal IN1 reaches the input terminal IN2 through the first rectifier diode D1, the inductor L1, and the switching element Q1. Thereby, electric energy is stored in the inductor L1. Further, since the electrical energy stored in the resonant inductor Lr1 and the resonant capacitor Cr1 flows into the switching element Q1, a current passing through the resonant capacitor Cr1, the resonant inductor Lr1, the switching element Q1, and the first primary winding NP1 is generated. Therefore, the current flowing through switching element Q1 is the sum of the current flowing from inductor L1 and the current flowing from inductor Lr1. On the secondary side, a current passing through the resonant capacitor Cr3, the secondary winding NS, and the resonant diode Dr1 is generated based on the electric energy stored in the resonant capacitor Cr3. Further, the electric energy stored in the smoothing capacitor C 0 flows into the load Load.
入力端子ＩＮ１に正の極性の交流入力電圧が供給されている間にスイッチング素子Ｑ１がオフされると電流経路は図７に示すように変化する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオフされた時には、オン時にインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーが交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳され負荷Ｌｏａｄに出力される。二次巻線ＮＳには、一次巻線ＮＰ１を流れる励磁電流によって交番電圧が励起され、この交番電圧によって、二次巻線ＮＳ、第３共振コンデンサＣｒ３、第３整流ダイオードＤ３を流れる電流が発生する。このような電流の流れによって、電流経路上に配置されている第１共振インダクタＬｒ１、第１共振コンデンサＣｒ１、及び第３共振コンデンサＣｒ３に電気エネルギーが蓄えられる。 When the switching element Q1 is turned off while the positive input AC input voltage is supplied to the input terminal IN1, the current path changes as shown in FIG. That is, when the switching element Q1 is turned off, the electrical energy stored in the inductor L1 when it is turned on is superimposed on the input voltage from the AC power supply PS and output to the load Load. In the secondary winding NS, an alternating voltage is excited by an exciting current flowing through the primary winding NP1, and this alternating voltage generates a current flowing through the secondary winding NS, the third resonance capacitor Cr3, and the third rectifier diode D3. To do. With such a current flow, electric energy is stored in the first resonance inductor Lr1, the first resonance capacitor Cr1, and the third resonance capacitor Cr3 arranged on the current path.
続いて、入力端子ＩＮ１に依然として正の極性の交流入力電圧が供給されている間にスイッチング素子Ｑ１がオフ状態から再びオン状態に切り替えられると、この切り替え直後の過渡期には、図８に示すように、第３整流ダイオードＤ３に逆バイアスがかかり、この逆バイアスがかかった直後からの短い時間（第３整流ダイオードＤ３の逆回復時間）には、第３整流ダイオードＤ３の整流作用に反する方向（カソードからアノードに向かう方向）に電流が流れるようになる。このとき、いわゆる逆回復損失が発生する。 Subsequently, when the switching element Q1 is switched from the off state to the on state again while the positive input AC input voltage is still supplied to the input terminal IN1, the transition period immediately after the switching is shown in FIG. Thus, a reverse bias is applied to the third rectifier diode D3, and in a short time immediately after the reverse bias is applied (reverse recovery time of the third rectifier diode D3), the direction is contrary to the rectification action of the third rectifier diode D3. Current flows in the direction from the cathode to the anode. At this time, a so-called reverse recovery loss occurs.
しかし、この過渡期における電流は、第１共振インダクタＬｒ１に電力エネルギーを蓄積し、第１共振コンデンサＣｒ１、及び第３共振コンデンサＣｒ３を充電しながら流れるため、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに切り替えられたときの第３整流ダイオードＤ３にかかる電圧の変化が緩やかになり（図２のＢ２参照）、第１共振インダクタＬｒ１、第１共振コンデンサＣｒ１、及び第３共振コンデンサＣｒ３を備えない回路と比較して第３整流ダイオードＤ３に逆方向に流れる電流が減少する（図２のＢ３参照）。このため、図１の回路においては、第１共振インダクタＬｒ１、第１共振コンデンサＣｒ１、及び第３共振コンデンサＣｒ３を備えない回路よりも逆回復損失を低減することができる。また、同様の理由で、スイッチング素子Ｑ１に流れ込む電流も抑制されるので、スイッチング素子Ｑ１のドレインにサージ電流が流れることを防止できる（図２のＢ１参照）。 However, since the current in this transition period accumulates power energy in the first resonance inductor Lr1 and flows while charging the first resonance capacitor Cr1 and the third resonance capacitor Cr3, the switching element Q1 is switched from OFF to ON. Change of the voltage applied to the third rectifier diode D3 is moderate (see B2 in FIG. 2), compared with a circuit not including the first resonance inductor Lr1, the first resonance capacitor Cr1, and the third resonance capacitor Cr3. Thus, the current flowing in the reverse direction through the third rectifier diode D3 decreases (see B3 in FIG. 2). Therefore, in the circuit of FIG. 1, the reverse recovery loss can be reduced as compared with a circuit that does not include the first resonance inductor Lr1, the first resonance capacitor Cr1, and the third resonance capacitor Cr3. For the same reason, the current flowing into the switching element Q1 is also suppressed, so that a surge current can be prevented from flowing into the drain of the switching element Q1 (see B1 in FIG. 2).
第３整流ダイオードＤ３の逆回復時間が経過すると、第３整流ダイオードＤ３には電流が流れなくなるため、電流は、再び図６に示した電流経路を流れるようになる。以後、入力端子ＩＮ１に正の極性の交流入力電圧が供給されている間には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフの切り替えに応じて、図６、図７、及び図８に示した電流経路の変化が繰り返される。 When the reverse recovery time of the third rectifier diode D3 elapses, no current flows through the third rectifier diode D3, so that the current flows again through the current path shown in FIG. Thereafter, while an AC input voltage having a positive polarity is supplied to the input terminal IN1, the current path shown in FIGS. 6, 7, and 8 changes according to switching of the switching element Q1. Repeated.
次に、入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給される間（入力端子ＩＮ１には負の極性の交流電圧が供給される）の電流経路を説明する。図９には、入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給されている間に、スイッチング素子Ｑ２がオンしたときの電流経路を示す。第２スイッチング回路Ｓ２は、第１スイッチング回路Ｓ１と同じ回路構成を有しているので、入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給される間にスイッチング素子Ｑ２がオンされたときの電流経路は、図６の電流経路と同様である。すなわち、入力端子ＩＮ２から入力された電流は、第２整流ダイオードＤ２、インダクタＬ２、及びスイッチング素子Ｑ２を通って入力端子ＩＮ１に至る。これによりインダクタＬ２に電気エネルギーが蓄えられる。また、共振インダクタＬｒ２及び共振コンデンサＣｒ２に蓄えられた電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ２に流れ込むので、共振コンデンサＣｒ２、共振インダクタＬｒ２、スイッチング素子Ｑ２、及び第２一次巻線ＮＰ２を通る電流が発生する。したがって、スイッチング素子Ｑ２に流れる電流はインダクタＬ２から流れ込む電流とインダクタＬｒ２から流れ込む電流の和となる。二次側においては、共振コンデンサＣｒ３に蓄えられた電気エネルギーに基づいて、共振コンデンサＣｒ３、二次巻線ＮＳ、及び共振ダイオードＤｒ１を通過する電流が発生する。また、平滑コンデンサＣ0に蓄積された電気エネルギーが負荷Ｌｏａｄに流れ込む。 Next, a current path while a positive polarity AC input voltage is supplied to the input terminal IN2 (a negative polarity AC voltage is supplied to the input terminal IN1) will be described. FIG. 9 shows a current path when the switching element Q2 is turned on while the positive polarity AC input voltage is supplied to the input terminal IN2. Since the second switching circuit S2 has the same circuit configuration as the first switching circuit S1, the current when the switching element Q2 is turned on while the positive input AC input voltage is supplied to the input terminal IN2. The path is the same as the current path in FIG. That is, the current input from the input terminal IN2 reaches the input terminal IN1 through the second rectifier diode D2, the inductor L2, and the switching element Q2. As a result, electric energy is stored in the inductor L2. Moreover, since the electrical energy stored in the resonant inductor Lr2 and the resonant capacitor Cr2 flows into the switching element Q2, a current passing through the resonant capacitor Cr2, the resonant inductor Lr2, the switching element Q2, and the second primary winding NP2 is generated. Therefore, the current flowing through switching element Q2 is the sum of the current flowing from inductor L2 and the current flowing from inductor Lr2. On the secondary side, a current passing through the resonant capacitor Cr3, the secondary winding NS, and the resonant diode Dr1 is generated based on the electric energy stored in the resonant capacitor Cr3. Further, the electric energy stored in the smoothing capacitor C 0 flows into the load Load.
入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給されている間にスイッチング素子Ｑ２がオフされると電流経路は図１０に示すように変化する。すなわち、スイッチング素子Ｑ２がオフされた時には、オン時にインダクタＬ２に蓄えられた電気エネルギーが交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳され負荷Ｌｏａｄに出力される。二次巻線ＮＳには、一次巻線ＮＰ２を流れる励磁電流によって交番電圧が励起され、この交番電圧によって、二次巻線ＮＳ、第３共振コンデンサＣｒ３、第３整流ダイオードＤ３を流れる電流が発生する。このとき、電流経路上に配置されている第２共振インダクタＬｒ２、第２共振コンデンサＣｒ２、及び第３共振コンデンサＣｒ３に電気エネルギーが蓄えられる。 When the switching element Q2 is turned off while the positive input AC input voltage is supplied to the input terminal IN2, the current path changes as shown in FIG. That is, when the switching element Q2 is turned off, the electrical energy stored in the inductor L2 when it is turned on is superimposed on the input voltage from the AC power supply PS and output to the load Load. In the secondary winding NS, an alternating voltage is excited by an exciting current flowing through the primary winding NP2, and this alternating voltage generates a current flowing through the secondary winding NS, the third resonance capacitor Cr3, and the third rectifier diode D3. To do. At this time, electric energy is stored in the second resonance inductor Lr2, the second resonance capacitor Cr2, and the third resonance capacitor Cr3 arranged on the current path.
続いて、入力端子ＩＮ２に依然として正の極性の交流入力電圧が供給されている間にスイッチング素子Ｑ１がオフ状態から再びオン状態に切り替えられると、この切り替え直後の過渡期には、図１１に示すように、第３整流ダイオードＤ３に逆バイアスがかかり、この逆バイアスがかかった直後からの短い時間（第３整流ダイオードＤ３の逆回復時間）には、第３整流ダイオードＤ３の整流作用に反する方向（カソードからアノードに向かう方向）に電流が流れるようになる。 Subsequently, when the switching element Q1 is switched from the off state to the on state again while the positive input AC input voltage is still being supplied to the input terminal IN2, the transition period immediately after the switching is shown in FIG. Thus, a reverse bias is applied to the third rectifier diode D3, and in a short time immediately after the reverse bias is applied (reverse recovery time of the third rectifier diode D3), the direction is contrary to the rectification action of the third rectifier diode D3. Current flows in the direction from the cathode to the anode.
しかしながら、上述したように、この過渡期における電流は、第２共振インダクタＬｒ２、第１共振コンデンサＣｒ２、及び第３共振コンデンサＣｒ３に充電しながら流れるため、スイッチング素子Ｑ２がオフからオンに切り替えられたときのダイオードＤ３にかかる電圧の変化が緩やかになり（図２のＢ２参照）、第２共振インダクタＬｒ２、第２共振コンデンサＣｒ２、及び第３共振コンデンサＣｒ３を備えない回路と比較してダイオードＤ３に逆方向に流れる電流が減少する（図２のＢ３参照）。このため、第１共振インダクタＬｒ１、第１共振コンデンサＣｒ１、及び第３共振コンデンサＣｒ３を備えない回路よりも逆回復損失を低減することができる。また、同様の理由で、スイッチング素子Ｑ２に流れ込む電流も抑制されるので、スイッチング素子Ｑ２のドレインにサージ電流が流れることを防止できる（図２のＢ１参照）。 However, as described above, since the current in this transition period flows while charging the second resonant inductor Lr2, the first resonant capacitor Cr2, and the third resonant capacitor Cr3, the switching element Q2 is switched from OFF to ON. When the voltage applied to the diode D3 changes gradually (see B2 in FIG. 2), the diode D3 is compared with a circuit that does not include the second resonant inductor Lr2, the second resonant capacitor Cr2, and the third resonant capacitor Cr3. The current flowing in the reverse direction decreases (see B3 in FIG. 2). For this reason, reverse recovery loss can be reduced as compared with a circuit that does not include the first resonance inductor Lr1, the first resonance capacitor Cr1, and the third resonance capacitor Cr3. Further, for the same reason, the current flowing into the switching element Q2 is also suppressed, so that a surge current can be prevented from flowing into the drain of the switching element Q2 (see B1 in FIG. 2).
第３整流ダイオードＤ３の逆回復時間が経過すると、第３整流ダイオードＤ３には電流が流れなくなるため、電流は、再び図９に示した電流経路を流れるようになる。以後、入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給されている間には、スイッチング素子Ｑ２のオンオフの切り替えに応じて、図９、図１０、及び図１１に示した電流経路の変化が繰り返される。 When the reverse recovery time of the third rectifier diode D3 elapses, no current flows through the third rectifier diode D3, so that the current flows again through the current path shown in FIG. Thereafter, while an AC input voltage having a positive polarity is supplied to the input terminal IN2, the current path shown in FIGS. 9, 10, and 11 changes according to the on / off switching of the switching element Q2. Repeated.
次に、図１２を参照して、本発明の他の実施形態を説明する。図１２は、本発明の他の実施形態におけるスイッチング電源装置２０の主要部を示す回路図である。スイッチング電源装置２０は、トランスを備えない非絶縁型の回路構成を有する。図１２の回路の構成要素のうち図１と類似の構成要素は、図１と類似の符号で示される。 Next, another embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 12 is a circuit diagram showing a main part of the switching power supply device 20 according to another embodiment of the present invention. The switching power supply device 20 has a non-insulated circuit configuration that does not include a transformer. 12 that are similar to those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as in FIG.
図１２に示すとおり、本発明の実施形態に係るスイッチング電源装置２０は、入力端子ＩＮ１、ＩＮ２間に接続された交流電源ＰＳと、入力端子ＩＮ１に接続された第１スイッチング回路Ｓ１と、入力端子ＩＮ２に接続された第２スイッチング回路Ｓ２と、整流平滑回路ＲＳと、第１共振ダイオードＤｒ１と、第２共振ダイオードＤｒ２とを備える。第１スイッチング回路Ｓ１は、第２スイッチング回路Ｓ２と並列に設けられている。 As shown in FIG. 12, the switching power supply device 20 according to the embodiment of the present invention includes an AC power supply PS connected between input terminals IN1 and IN2, a first switching circuit S1 connected to the input terminal IN1, and an input terminal. A second switching circuit S2, a rectifying / smoothing circuit RS, a first resonance diode Dr1, and a second resonance diode Dr2 connected to IN2 are provided. The first switching circuit S1 is provided in parallel with the second switching circuit S2.
図１２の第１スイッチング回路Ｓ１は、入力端子ＩＮ１に入力端が接続された昇圧用の第１インダクタＬ１と、この第１インダクタＬ１の出力端と整流平滑回路ＲＳとの間に設けられた第１共振ＬＣ回路Ｒ１と、第１スイッチング素子Ｑ１とを備える。この第１共振ＬＣ回路Ｒ１は、直列接続された第１共振インダクタＬｒ１と第１共振コンデンサＣｒ１とを有する。また、図１２の第２スイッチング回路Ｓ２は、入力端子ＩＮ２に入力端が接続された昇圧用の第１インダクタＬ２と、この第２インダクタＬ２の出力端と整流平滑回路ＲＳとの間に設けられた第２共振ＬＣ回路Ｒ２と、第２スイッチング素子Ｑ１とを備える。この第２共振ＬＣ回路Ｒ２は、直列接続された第２共振インダクタＬｒ２と第２共振コンデンサＣｒ２とを有する。 The first switching circuit S1 in FIG. 12 includes a first inductor L1 for boosting whose input terminal is connected to the input terminal IN1, and a first inductor L1 provided between the output terminal of the first inductor L1 and the rectifying / smoothing circuit RS. 1 resonance LC circuit R1 and the 1st switching element Q1 are provided. The first resonance LC circuit R1 includes a first resonance inductor Lr1 and a first resonance capacitor Cr1 connected in series. Further, the second switching circuit S2 of FIG. 12 is provided between the boosting first inductor L2 whose input terminal is connected to the input terminal IN2, and the output terminal of the second inductor L2 and the rectifying and smoothing circuit RS. The second resonance LC circuit R2 and the second switching element Q1 are provided. The second resonance LC circuit R2 has a second resonance inductor Lr2 and a second resonance capacitor Cr2 connected in series.
第１スイッチング素子Ｑ１は、そのドレインがインダクタＬ１の出力端と第１共振ＬＣ回路Ｒ１との接続点に接続され、そのソースが出力端子Ｏｕｔ２に接続されるように配置される。また、第２スイッチング素子Ｑ２は、そのドレインがインダクタＬ２の出力端と第２共振ＬＣ回路Ｒ２との接続点に接続され、そのソースが出力端子Ｏｕｔ２に接続されるように配置される。 The first switching element Q1 is arranged such that its drain is connected to the connection point between the output terminal of the inductor L1 and the first resonance LC circuit R1, and its source is connected to the output terminal Out2. The second switching element Q2 is arranged such that its drain is connected to the connection point between the output terminal of the inductor L2 and the second resonant LC circuit R2, and its source is connected to the output terminal Out2.
この図１２のスイッチング電源装置２０においては、入力端子ＩＮ１に交流電源ＰＳから正の極性の入力電圧が供給されている場合に、入力端子ＩＮ１から第１スイッチング回路Ｓ１に入力電圧が印加され、逆に入力端子ＩＮ１に負の極性の入力電圧が供給されている場合（入力端子ＩＮ２に正の極性の入力電圧が供給されている場合）には、入力端子ＩＮ２から第２スイッチング回路Ｓ２に入力電圧が印加され、第１スイッチング回路Ｓ１には入力電圧は印加されない。このように、第１スイッチング回路Ｓ１は、入力端子ＩＮ１からの正の極性の入力交流電圧をスイッチングし、第２スイッチング回路Ｓ２は、入力端子ＩＮ２からの正の極性の入力交流電圧をスイッチングする。 In the switching power supply device 20 of FIG. 12, when an input voltage having a positive polarity is supplied from the AC power supply PS to the input terminal IN1, the input voltage is applied from the input terminal IN1 to the first switching circuit S1, and vice versa. When an input voltage having a negative polarity is supplied to the input terminal IN1 (when an input voltage having a positive polarity is supplied to the input terminal IN2), the input voltage from the input terminal IN2 to the second switching circuit S2 is input. Is applied, and no input voltage is applied to the first switching circuit S1. Thus, the first switching circuit S1 switches the positive polarity input AC voltage from the input terminal IN1, and the second switching circuit S2 switches the positive polarity input AC voltage from the input terminal IN2.
第１スイッチング回路Ｓ１及び第２スイッチング回路Ｓ２を構成する回路素子は、図１の実施形態において用いられる回路素子と同様のものが用いられ得る。また、図１の実施形態と同様に、図１２の実施形態においても、第１スイッチング回路Ｓ１の回路構成と第２スイッチング回路Ｓ２の回路構成とが同一になるように構成される。これにより、入力端子ＩＮ１に正の極性の入力電圧が供給されているときの電流経路（第１スイッチング回路Ｓ１を通過する）と、入力端子ＩＮ１に負の極性の入力電圧が供給されているときの電流経路（第２スイッチング回路Ｓ２を通過する）とが等しくなるので、入力電圧の極性の切り替えによる入力電流の波形の歪みを防止することができる。 The circuit elements constituting the first switching circuit S1 and the second switching circuit S2 can be the same as the circuit elements used in the embodiment of FIG. Similarly to the embodiment of FIG. 1, the embodiment of FIG. 12 is configured such that the circuit configuration of the first switching circuit S1 and the circuit configuration of the second switching circuit S2 are the same. Thus, when a positive polarity input voltage is supplied to the input terminal IN1, the current path (passes through the first switching circuit S1), and when a negative polarity input voltage is supplied to the input terminal IN1. Current path (passing through the second switching circuit S2) becomes equal, so that distortion of the waveform of the input current due to switching of the polarity of the input voltage can be prevented.
整流平滑回路ＲＳは、前記第１スイッチング回路及び前記第２スイッチング回路からの出力電圧を整流及び平滑化して、出力端子Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２間に接続された負荷Ｌｏａｄに直流電圧を出力する。整流平滑回路ＲＳは、整流ダイオードＤ３、Ｄ４及び平滑コンデンサＣ0により構成される The rectifying / smoothing circuit RS rectifies and smoothes the output voltage from the first switching circuit and the second switching circuit, and outputs a DC voltage to the load Load connected between the output terminals Out1 and Out2. Rectifying and smoothing circuit RS is constituted by rectifier diodes D3, D4 and a smoothing capacitor C 0
次に、図１３ないし図１６を参照して、本実施形態のスイッチング電源装置２０の動作を説明する。 Next, the operation of the switching power supply device 20 of the present embodiment will be described with reference to FIGS.
図１３は、入力端子ＩＮ１に正の極性の交流入力電圧が供給されている間に、スイッチング素子Ｑ１がオンしたときの電流経路を示す。入力端子ＩＮ１に正の極性の交流入力電圧が供給されている間、スイッチング素子Ｑ２は、常時オフされている。図示のとおり、入力端子ＩＮ１から入力された電流は、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオード成分を通って入力端子ＩＮ２に至る。これによりインダクタＬ１に電気エネルギーが蓄えられる。また、共振インダクタＬｒ１及び共振コンデンサＣｒ１に蓄えられた電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ１に流れ込み、共振コンデンサＣｒ１、共振インダクタＬｒ１、第１共振ダイオードＤｒ１を通る電流が発生する。したがって、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流はインダクタＬ１から流れ込む電流とインダクタＬｒ１から流れ込む電流の和となる。また、平滑コンデンサＣ0に蓄積された電気エネルギーが負荷Ｌｏａｄに流れ込む。 FIG. 13 shows a current path when the switching element Q1 is turned on while a positive polarity AC input voltage is supplied to the input terminal IN1. While the positive input AC input voltage is supplied to the input terminal IN1, the switching element Q2 is always turned off. As shown in the figure, the current input from the input terminal IN1 reaches the input terminal IN2 through the parasitic diode components of the inductor L1, the switching element Q1, and the switching element Q2. Thereby, electric energy is stored in the inductor L1. Also, the electrical energy stored in the resonant inductor Lr1 and the resonant capacitor Cr1 flows into the switching element Q1, and a current passing through the resonant capacitor Cr1, the resonant inductor Lr1, and the first resonant diode Dr1 is generated. Therefore, the current flowing through switching element Q1 is the sum of the current flowing from inductor L1 and the current flowing from inductor Lr1. Further, the electric energy stored in the smoothing capacitor C 0 flows into the load Load.
入力端子ＩＮ１に正の極性の交流入力電圧が供給されている間にスイッチング素子Ｑ１がオフされると電流経路は図１４に示すように変化する。すなわち、スイッチング素子Ｑ１がオフされた時には、オン時にインダクタＬ１に蓄えられた電気エネルギーが交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳され負荷Ｌｏａｄに出力される。このような電流の流れによって、電流経路上に配置されている第１共振インダクタＬｒ１、第１共振コンデンサＣｒ１に電気エネルギーが蓄えられる。 When the switching element Q1 is turned off while the positive input AC input voltage is supplied to the input terminal IN1, the current path changes as shown in FIG. That is, when the switching element Q1 is turned off, the electrical energy stored in the inductor L1 when it is turned on is superimposed on the input voltage from the AC power supply PS and output to the load Load. By such a current flow, electric energy is stored in the first resonance inductor Lr1 and the first resonance capacitor Cr1 arranged on the current path.
続いて、入力端子ＩＮ１に依然として正の極性の交流入力電圧が供給されている間にスイッチング素子Ｑ１がオフ状態から再びオン状態に切り替えられると、図８の実施例と同様に、切り替え直後の過渡期には、整流ダイオードＤ３に逆バイアスがかかり、この逆バイアスがかかった直後の逆回復時間に、整流ダイオードＤ３の整流作用に反する方向に電流が流れる。しかし、この過渡期における電流は、第１共振インダクタＬｒ１、第１共振コンデンサＣｒ１を充電しながら流れるため、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに切り替えられたときの第３整流ダイオードＤ３にかかる電圧の変化が緩やかになり、第１共振インダクタＬｒ１及び第１共振コンデンサＣｒ１を備えない回路よりも整流ダイオードＤ３に流れる逆方向電流が減少する。これにより、図１２の回路では逆回復損失を低減することができるとともに、スイッチング素子Ｑ１のドレインにサージ電流が流れることを防止できる。 Subsequently, when the switching element Q1 is switched from the off state to the on state again while the positive input AC input voltage is still being supplied to the input terminal IN1, as in the embodiment of FIG. In the period, a reverse bias is applied to the rectifier diode D3, and a current flows in a direction opposite to the rectification action of the rectifier diode D3 during the reverse recovery time immediately after the reverse bias is applied. However, since the current in this transition period flows while charging the first resonant inductor Lr1 and the first resonant capacitor Cr1, a change in voltage applied to the third rectifier diode D3 when the switching element Q1 is switched from off to on. And the reverse current flowing through the rectifier diode D3 is reduced as compared with a circuit not including the first resonant inductor Lr1 and the first resonant capacitor Cr1. Thereby, the reverse recovery loss can be reduced in the circuit of FIG. 12, and a surge current can be prevented from flowing to the drain of the switching element Q1.
整流ダイオードＤ３の逆回復時間が経過すると、整流ダイオードＤ３には電流が流れなくなるため、電流は、再び図１３に示した電流経路を流れるようになる。以後、入力端子ＩＮ１に正の極性の交流入力電圧が供給されている間には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフの切り替えに応じて、図１３及び図１４に示した電流経路の変化が繰り返される。 When the reverse recovery time of the rectifier diode D3 elapses, no current flows through the rectifier diode D3, so that the current flows again through the current path shown in FIG. Thereafter, while the positive polarity AC input voltage is supplied to the input terminal IN1, the change of the current path shown in FIGS. 13 and 14 is repeated according to the switching of the switching element Q1.
次に、入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給される間（入力端子ＩＮ１には負の極性の交流電圧が供給される）の電流経路を説明する。入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給されている間、スイッチング素子Ｑ１は、常時オフされている。図１５は、入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給されている間に、スイッチング素子Ｑ２がオンしたときの電流経路を示す。第２スイッチング回路Ｓ２は、第１スイッチング回路Ｓ１と同じ回路構成を有しているので、入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給される間にスイッチング素子Ｑ２がオンされたときの電流経路は、図１３の電流経路と同様である。すなわち、入力端子ＩＮ２から入力された電流は、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ２、及びスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードを通って入力端子ＩＮ１に至る。これによりインダクタＬ２に電気エネルギーが蓄えられる。また、共振インダクタＬｒ２及び共振コンデンサＣｒ２に蓄えられた電気エネルギーがスイッチング素子Ｑ２に流れ込むので、共振コンデンサＣｒ２、共振インダクタＬｒ２、スイッチング素子Ｑ２、及び第２共振ダイオードＤｒ１を通る電流が発生する。また、平滑コンデンサＣ0に蓄積された電気エネルギーが負荷Ｌｏａｄに流れ込む。 Next, a current path while a positive polarity AC input voltage is supplied to the input terminal IN2 (a negative polarity AC voltage is supplied to the input terminal IN1) will be described. While the positive input AC input voltage is supplied to the input terminal IN2, the switching element Q1 is always off. FIG. 15 shows a current path when the switching element Q2 is turned on while the positive input AC input voltage is supplied to the input terminal IN2. Since the second switching circuit S2 has the same circuit configuration as the first switching circuit S1, the current when the switching element Q2 is turned on while the positive input AC input voltage is supplied to the input terminal IN2. The path is the same as the current path in FIG. That is, the current input from the input terminal IN2 reaches the input terminal IN1 through the inductor L2, the switching element Q2, and the parasitic diode of the switching element Q1. As a result, electric energy is stored in the inductor L2. In addition, since the electrical energy stored in the resonant inductor Lr2 and the resonant capacitor Cr2 flows into the switching element Q2, a current passing through the resonant capacitor Cr2, the resonant inductor Lr2, the switching element Q2, and the second resonant diode Dr1 is generated. Further, the electric energy stored in the smoothing capacitor C 0 flows into the load Load.
入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給されている間にスイッチング素子Ｑ２がオフされると電流経路は図１６に示すように変化する。すなわち、スイッチング素子Ｑ２がオフされた時には、オン時にインダクタＬ２に蓄えられた電気エネルギーが交流電源ＰＳからの入力電圧に重畳され負荷Ｌｏａｄに出力される。このとき、電流経路上に配置されている第２共振インダクタＬｒ２及び第２共振コンデンサＣｒ２に電気エネルギーが蓄えられる。 When the switching element Q2 is turned off while the positive input AC input voltage is supplied to the input terminal IN2, the current path changes as shown in FIG. That is, when the switching element Q2 is turned off, the electrical energy stored in the inductor L2 when it is turned on is superimposed on the input voltage from the AC power source PS and output to the load Load. At this time, electric energy is stored in the second resonance inductor Lr2 and the second resonance capacitor Cr2 arranged on the current path.
続いて、入力端子ＩＮ２に依然として正の極性の交流入力電圧が供給されている間にスイッチング素子Ｑ１がオフ状態から再びオン状態に切り替えられると、この切り替え直後の過渡期には、整流ダイオードＤ４に逆バイアスがかかり、この逆バイアスがかかった直後の逆回復時間には、整流ダイオードＤ４の整流作用に反する方向に逆方向電流が流れる。 Subsequently, when the switching element Q1 is switched from the off state to the on state again while the positive input AC input voltage is still being supplied to the input terminal IN2, in the transition period immediately after the switching, A reverse bias is applied, and a reverse current flows in a direction opposite to the rectifying action of the rectifier diode D4 during the reverse recovery time immediately after the reverse bias is applied.
しかしながら、上述したように、この過渡期における電流は、第２共振インダクタＬｒ２及び第１共振コンデンサＣｒ２を充電しながら流れるため、スイッチング素子Ｑ２がオフからオンに切り替えられたときのダイオードＤ４にかかる電圧の変化が緩やかになり、第２共振インダクタＬｒ２や第２共振コンデンサＣｒ２を備えない回路よりもダイオードＤ４に流れる逆方向電流が減少する。このため、逆回復損失を低減することができるとともに、スイッチング素子Ｑ２のドレインにサージ電流が流れることを防止できる。 However, as described above, since the current in this transition period flows while charging the second resonant inductor Lr2 and the first resonant capacitor Cr2, the voltage applied to the diode D4 when the switching element Q2 is switched from OFF to ON. , And the reverse current flowing through the diode D4 is reduced as compared with a circuit without the second resonant inductor Lr2 and the second resonant capacitor Cr2. For this reason, it is possible to reduce reverse recovery loss and to prevent surge current from flowing to the drain of the switching element Q2.
整流ダイオードＤ４の逆回復時間が経過すると、整流ダイオードＤ４には電流が流れなくなるため、電流は、再び図１５に示した電流経路を流れるようになる。以後、入力端子ＩＮ２に正の極性の交流入力電圧が供給されている間には、スイッチング素子Ｑ２のオンオフの切り替えに応じて、図１５及び図１６に示した電流経路の変化が繰り返される。 When the reverse recovery time of the rectifier diode D4 elapses, no current flows through the rectifier diode D4, so that the current flows again through the current path shown in FIG. Thereafter, while an AC input voltage having a positive polarity is supplied to the input terminal IN2, the change of the current path shown in FIGS. 15 and 16 is repeated according to the switching of the switching element Q2.
以上のように、本発明の実施形態によれば、入力電源ＰＳから入力端子ＩＮ１に対して正の極性の電圧が供給される場合の電流経路（絶縁型回路については図６ないし図８、非絶縁型回路については図１３ないし図１４参照）と、負の極性の電圧が供給される場合の電流経路（絶縁型回路については図９ないし図１１、非絶縁型回路については図１５ないし図１６参照）とが等しいので、入力電圧の極性が切り替えられても入力電流に歪みが生じず、これによりスイッチング電源装置１０、２０の力率を高く維持することができる。 As described above, according to the embodiment of the present invention, the current path when a positive polarity voltage is supplied from the input power source PS to the input terminal IN1 (FIGS. 13 to 14 for the insulation type circuit) and current paths when a negative polarity voltage is supplied (FIGS. 9 to 11 for the insulation type circuit, and FIGS. 15 to 16 for the non-insulation type circuit). Therefore, even if the polarity of the input voltage is switched, the input current is not distorted, so that the power factor of the switching power supply devices 10 and 20 can be kept high.
また、本発明の実施形態によれば、入力電源ＰＳから入力端子ＩＮ１に正の極性の入力電圧が供給されている場合には第１スイッチング回路Ｓ１を電流が流れ、入力電源ＰＳの極性が反転して入力端子ＩＮ２に正の極性の入力電圧が供給されている場合には第２スイッチング回路Ｓ２を電流が流れるので、入力電圧の極性の反転前後で異なる共振コンデンサが用いられる。これにより、共振コンデンサの極性反転の遅延に起因する入力電流の波形の歪みを防止できるので、スイッチング電源装置１０、２０の力率を高く維持することができる。 Further, according to the embodiment of the present invention, when a positive polarity input voltage is supplied from the input power source PS to the input terminal IN1, a current flows through the first switching circuit S1, and the polarity of the input power source PS is inverted. When a positive polarity input voltage is supplied to the input terminal IN2, a current flows through the second switching circuit S2. Therefore, different resonance capacitors are used before and after the polarity of the input voltage is reversed. As a result, the distortion of the waveform of the input current caused by the delay in polarity reversal of the resonance capacitor can be prevented, so that the power factor of the switching power supply devices 10 and 20 can be kept high.
さらに、本実施形態によれば、昇圧用のインダクタＬ１又はインダクタＬ１の出力端と整流ダイオードＤ３又は整流ダイオードＤ４の入力端との間に、入力電流の電気エネルギーを蓄積する第１ＬＣ直列回路Ｒ１が設けられているので、スイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２のオンオフ切り替え時におけるダイオードＤ３又はダイオードＤ４の両端の電圧変動を緩やかにすることができるとともに、ダイオードＤ３又はダイオードＤ４の逆回復時間内にスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に流れる電流を低減して、これらのスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を流れる電流による損失も低減することができる。 Furthermore, according to the present embodiment, the first LC series circuit R1 that accumulates the electric energy of the input current is provided between the boosting inductor L1 or the output terminal of the inductor L1 and the input terminal of the rectifying diode D3 or rectifying diode D4. Since the switching element Q1 or the switching element Q2 is switched on and off, voltage fluctuations at both ends of the diode D3 or the diode D4 can be moderated, and the switching element within the reverse recovery time of the diode D3 or the diode D4. The current flowing through Q1 and Q2 can be reduced, and the loss due to the current flowing through these switching elements Q1 and Q2 can also be reduced.
以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、本明細書において具体的に説明した態様に限定されず、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、本明細書において説明した実施形態に対して様々な変更を行うことができる。 The preferred embodiments of the present invention have been described above. However, the present invention is not limited to the embodiments specifically described in the present specification, and the embodiments described in the present specification are within the scope of the present invention. Various changes can be made to.
本明細書において，発明の構成要素が単数もしくは複数のいずれか一方として説明された場合，又は，単数もしくは複数のいずれとも限定せずに説明された場合であっても，文脈上別に解すべき場合を除き，当該構成要素は単数又は複数のいずれであってもよい。 In the present specification, when the constituent elements of the invention are described as either singular or plural, or even if they are described without being limited to singular or plural, they should be understood separately in context. The component may be either singular or plural.
１０、２０…スイッチング電源装置、Ｓ１…第１スイッチング回路、Ｓ２…第２スイッチング回路、Ｃｏ…平滑用コンデンサ、Ｌ１、Ｌ２…インダクタ、Ｑ１，Ｑ２…スイッチング素子、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４…整流用ダイオード、Ｌｒ１，Ｌｒ２…共振用インダクタ、Ｃｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３…共振用コンデンサ、Ｄｒ１，Ｄｒ２…共振用ダイオード DESCRIPTION OF SYMBOLS 10, 20 ... Switching power supply device, S1 ... 1st switching circuit, S2 ... 2nd switching circuit, Co ... Smoothing capacitor, L1, L2 ... Inductor, Q1, Q2 ... Switching element, D1, D2, D3, D4 ... Rectification Diode, Lr1, Lr2 ... Resonant inductor, Cr1, Cr2, Cr3 ... Resonant capacitor, Dr1, Dr2 ... Resonant diode
Claims (10)
前記交流電源の他端に接続された第２入力端子と、
前記第１入力端子にアノードが接続された第１整流ダイオードと、
前記第２入力端子にアノードが接続された第２整流ダイオードと、
前記第１整流ダイオードで整流された前記第１入力端子からの入力交流電圧をスイッチングする第１スイッチング回路と、
前記第２整流ダイオードで整流された前記第２入力端子からの入力交流電圧をスイッチングする第２スイッチング回路と、
前記第１スイッチング回路に接続された第１一次巻線、前記第２スイッチング回路に接続された第２一次巻線、及び二次巻線を有するトランスと、
前記二次巻線の一端と第１出力端子との間に設けられた第３整流ダイオードと、
前記第３整流ダイオードのカソードに接続され、前記負荷と並列に設けられた平滑コンデンサと、
を備え、
前記第１スイッチング回路の回路構成と前記第２スイッチング回路の回路構成とが同一であることを特徴とするスイッチング電源装置。 A first input terminal connected to one end of the AC power source;
A second input terminal connected to the other end of the AC power source;
A first rectifier diode having an anode connected to the first input terminal;
A second rectifier diode having an anode connected to the second input terminal;
A first switching circuit for switching an input AC voltage from the first input terminal rectified by the first rectifier diode;
A second switching circuit for switching an input AC voltage from the second input terminal rectified by the second rectifier diode;
A transformer having a first primary winding connected to the first switching circuit, a second primary winding connected to the second switching circuit, and a secondary winding;
A third rectifier diode provided between one end of the secondary winding and the first output terminal;
A smoothing capacitor connected to the cathode of the third rectifier diode and provided in parallel with the load;
With
A switching power supply device characterized in that a circuit configuration of the first switching circuit and a circuit configuration of the second switching circuit are the same.
前記第１整流ダイオードのカソードに入力端が接続された第１インダクタと、
前記第１インダクタの出力端と前記第１一次巻線との間に設けられ、直列接続された第１共振インダクタと第１共振コンデンサとを有する第１共振ＬＣ回路と、
前記第１インダクタの前記出力端と前記第１共振ＬＣ回路との接続点にドレインが接続され、前記第２の入力端子にソースが接続された第１スイッチング素子と、を備え、
前記第２スイッチング回路は、
前記第２整流ダイオードのカソードに入力端が接続された第２インダクタと、
前記第２インダクタの出力端と前記第２一次巻線との間に設けられ、直列接続された第２共振インダクタと第２共振コンデンサとを有する第２共振ＬＣ回路と、
前記第２インダクタの前記出力端と前記第２共振ＬＣ回路との接続点にドレインが接続され、前記第１の入力端子に ソースが接続された第２スイッチング素子と、を備えることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。 The first switching circuit includes:
A first inductor having an input connected to a cathode of the first rectifier diode;
A first resonant LC circuit provided between an output terminal of the first inductor and the first primary winding and having a first resonant inductor and a first resonant capacitor connected in series;
A first switching element having a drain connected to a connection point between the output end of the first inductor and the first resonant LC circuit, and a source connected to the second input terminal;
The second switching circuit includes:
A second inductor having an input terminal connected to the cathode of the second rectifier diode;
A second resonant LC circuit provided between the output terminal of the second inductor and the second primary winding and having a second resonant inductor and a second resonant capacitor connected in series;
And a second switching element having a drain connected to a connection point between the output terminal of the second inductor and the second resonant LC circuit, and a source connected to the first input terminal. The switching power supply device according to claim 1.
前記交流電源の他端に接続された第２入力端子と、
第１スイッチング素子を含み、当該第１スイッチング素子をオンオフすることにより、前記第１入力端子からの入力交流電圧をスイッチングする第１スイッチング回路と、
第２スイッチング素子を含み、当該第２スイッチング素子をオンオフすることにより、前記第２入力端子からの入力交流電圧をスイッチングする第２スイッチング回路と、
前記第１スイッチング回路及び前記第２スイッチング回路からの出力電圧を整流及び平滑して得られた直流出力電圧を第１出力端子と第２出力端子との間に接続された負荷に出力する整流平滑回路と、
を備え、
前記第１スイッチング回路の回路構成と前記第２スイッチング回路の回路構成とが同一であることを特徴とするスイッチング電源装置。 A first input terminal connected to one end of the AC power source;
A second input terminal connected to the other end of the AC power source;
A first switching circuit that includes a first switching element, and switches the input AC voltage from the first input terminal by turning on and off the first switching element;
A second switching circuit including a second switching element, and switching the input AC voltage from the second input terminal by turning on and off the second switching element;
Rectifying and smoothing for outputting a DC output voltage obtained by rectifying and smoothing output voltages from the first switching circuit and the second switching circuit to a load connected between the first output terminal and the second output terminal. Circuit,
With
A switching power supply device characterized in that a circuit configuration of the first switching circuit and a circuit configuration of the second switching circuit are the same.
前記第１入力端子に入力端が接続された第１インダクタと、
前記第１インダクタの出力端と前記整流平滑回路との間に設けられ、直列接続された第１共振インダクタと第１共振コンデンサとを有する第１共振ＬＣ回路と、
を備え、
前記第２スイッチング回路は、
前記第２入力端子に入力端が接続された第２インダクタと、
前記第２インダクタの出力端と前記整流平滑回路との間に設けられ、直列接続された第２共振インダクタと第１共振コンデンサとを有する第２共振ＬＣ回路と、
を備えることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源装置。 The first switching circuit includes:
A first inductor having an input terminal connected to the first input terminal;
A first resonant LC circuit provided between the output terminal of the first inductor and the rectifying / smoothing circuit and having a first resonant inductor and a first resonant capacitor connected in series;
With
The second switching circuit includes:
A second inductor having an input terminal connected to the second input terminal;
A second resonant LC circuit provided between the output terminal of the second inductor and the rectifying / smoothing circuit and having a second resonant inductor and a first resonant capacitor connected in series;
The switching power supply device according to claim 5, further comprising:
前記第２スイッチング素子は、そのドレインが前記第２インダクタの前記出力端と前記第２共振ＬＣ回路との接続点に接続され、そのソースが前記第２出力端子に接続された、
ことを特徴とする請求項５又は６に記載のスイッチング電源装置。 The first switching element is disposed such that a drain thereof is connected to a connection point between the output end of the first inductor and the first resonant LC circuit, and a source thereof is connected to the second output terminal.
The drain of the second switching element is connected to a connection point between the output end of the second inductor and the second resonant LC circuit, and a source thereof is connected to the second output terminal.
The switching power supply device according to claim 5 or 6, wherein
カソードが前記第２共振ＬＣ回路の出力端と前記整流平滑回路の入力端に接続され、アノードが前記第２出力端子に接続された第２共振ダイオードと、
をさらに備えることを特徴とする請求項５ないし７のいずれか１項に記載のスイッチング電源装置。 A first resonant diode having a cathode connected to an output end of the first resonant LC circuit and an input end of the rectifying and smoothing circuit, and an anode connected to the second output terminal;
A second resonant diode having a cathode connected to an output end of the second resonant LC circuit and an input end of the rectifying and smoothing circuit, and an anode connected to the second output terminal;
The switching power supply device according to claim 5, further comprising:
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