JP2015510749A - 無線電力伝送用デュアルサイド制御 - Google Patents

Abstract

デュアルサイド制御用の装置は、ＩＰＴシステム１０４の電圧及び電流を測定する測定モジュール２０２を備える。電圧は出力電圧及び／又は入力電圧を含み、電流は出力電流及び／又は入力電流を含む。出力電圧及び出力電流はＩＰＴシステム１０４の出力において測定され、入力電圧及び入力電流はＩＰＴシステム１０４の入力において測定される。装置は、ＩＰＴシステム１０４の最大効率を決定する最大効率モジュール２０４を備える。最大効率モジュールは、ＩＰＴシステム１０４のパラメータを最大効率まで繰り返して使用する。装置は、ＩＰＴシステム１０４内の１以上のパラメータを、最大効率モジュールにより計算された最大効率と一致して調整する調整モジュールを備える。【選択図】図１

Description

〔関連出願の相互参照〕
本出願は、Hunter Wuらによる「WIRELESS POWER TRANSFER SYSTEM AND METHODS」という名称で２０１２年１月２３日に出願された米国仮特許出願第６１／５８９，５９９の利益を主張し、この仮出願は、参照により本明細書に全て組み込まれる。Hunter Wuらによる「SWITCH WEAR LEVELING」という名称で２０１３年１月２３日に出願された米国特許出願第１３／７４８，０７４及びHunter Wuらによる「WIRELESS POWER TRANSFER SYSTEM」という名称で２０１３年１月２３日に出願された米国特許出願第１３／７４８，２６９は、参照により本明細書に全て組み込まれる。

本発明は、スイッチング電力供給の制御に関し、より詳しくは誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムへのスイッチング電力供給の制御に関する。

デュアルサイド制御用の装置は、ＩＰＴシステムの電圧及び電流を測定する測定モジュールを含む。電圧は出力電圧及び／又は入力電圧を含み、電流は出力電流及び／又は入力電流を含む。出力電圧及び出力電流はＩＰＴシステムの出力において測定され、出力電流及び出力電流はＩＰＴシステムの入力において測定される。装置は、ＩＰＴシステムの最大効率を決定する最大効率モジュールを含む。最大効率モジュールは、ＩＰＴシステムのパラメータを最大効率まで繰り返して使用する。装置は、ＩＰＴシステム内の１以上のパラメータを、最大効率モジュールにより計算された最大効率と一致して調整する調整モジュールを含む。

一実施形態では、ＩＰＴシステムは第１段及び第２段を含む。第１段はエネルギーを無線伝送し、第２段は無線伝送されたエネルギーを受け取り、出力バスを介する１以上の負荷へのエネルギー伝送を制御する。出力電圧及び出力電流は、出力バスで測定される。別の一実施形態では、第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、第２段は二次共振回路、二次整流回路及び／又は二次減結合回路を含む。別の一実施形態では、少なくとも１つの負荷はエネルギー蓄積デバイスを含む。

一実施形態では、調整モジュールにより調整される１以上のパラメータは、第２段のデューティサイクルを調整するデューティサイクル基準及び／又は第１段の導通角を調整する導通角基準を含む。更なる実施形態では、デューティサイクル基準及び／又は導通角基準を調整する調整モジュールは、第１段が導通角基準に基づいて導通角を制御する第１段内部ループを含み、第１段内部ループが外部ループ制御よりも速く導通角を制御し、且つ／又は、第２段がデューティサイクル基準に基づいてデューティサイクルを制御する第２段内部ループを含み、第２段内部ループは外部ループ制御よりも速くデューティサイクルを制御する、外部制御ループの一部である。

一実施形態では、最大効率モジュールは、１以上の変数を反復使用することにより最大効率を決定する。１以上の変数は、第１段の導通角、第２段のデューティサイクル、ＩＰＴシステムが電力を無線伝送する空隙の大きさ、ＩＰＴシステムが一次レシーバパッドから二次レシーバパッドに電力を無線伝送する一次レシーバパッド及び二次レシーバパッドのミスアライメント、１以上の負荷に伝送される電力、及び／又は品質係数を含む。

一実施形態では、最大効率モジュールは、測定された電圧及び電流に対する少なくとも第１段及び前記第２段の効率を決定することにより最大効率を決定する。別の一実施形態では、最大効率モジュールは、ＩＰＴシステムの効率がη＝η_ｒ１・η_ｃ１・η_ｒ２・η_ｂ２・η_ｃ２として計算され、ηがＩＰＴシステムの効率であり、η_ｒ１が電圧降下しない前記第１段の効率であり、η_ｃ１が線形抵抗損失なしの前記第１段の効率であり、η_ｒ２が前記第２段の二次共振回路の効率であり、η_ｂ２が電圧降下しない前記第２段の二次整流回路及び二次減結合回路の効率であり、η_ｃ２が線形抵抗損失なしの前記第２段の二次整流回路及び二次減結合回路の効率である、ηの最大効率を決定する。

別の一実施形態では、第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、η_ｒ１は

のように計算され、Ｒ_Ｌ１は一次レシーバパッドの等価直列抵抗（ＥＳＲ）であり、ＩＰＴシステムは一次レシーバパッドから二次レシーバパッドに電力を無線伝送し、Ｒ_ｂは第１段のＬＣＬ負荷共振コンバータのブリッジインダクタのＥＳＲであり、ＬＣＬ共振コンバータの半サイクルの間にスイッチングデバイスの抵抗の線形であり、ωはＩＰＴシステムの動作周波数であり、Ｃ_１はＬＣＬ負荷共振回路の並列同調キャパシタのキャパシタンスであり、Ｒｅ（Ｚ_ｒ）は第２段の第１段上の反射抵抗であり、ΔＬ_１は、空隙の大きさによる一次レシーバパッドのインダクタンスの変化であり、ＩＰＴシステムは空隙を介して電力を無線伝送し、Ｉｍ（Ｚ_ｒ）は第２段の第１段状の反射抵抗である。

更なる実施形態では、第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、Ｚ_ｒは
のように計算され、
及び
であり、ＭはＩＰＴシステムの一次レシーバパッド及び二次レシーバパッド間の相互インダクタンスであり、Ｌ_２ｅｑは直列同調における等価二次レシーバパッドインダクタンスであり、Ｑ_２ｖは前記二次共振回路の電圧品質係数であり、αは二次共振回路の正規化された同調キャパシタンス比であり、正規化された同調キャパシタンス比は
として定義され、Ｃ_２は二次共振回路の並列同調キャパシタのキャパシタンスであり、ΔＣ_２は二次レシーバパッドの自己インダクタンスにおける変数による二次同調キャパシタンスの等価変化である。

更なる実施形態では、Ｍは

のように計算され、
及び
であり、Ｖ_оｕｔは出力バスで測定された出力電圧であり、Ｉ_оｕｔは出力バスで測定された出力電流であり、σは第１段の導通角であり、Ｄは第２段の二次ブーストコンバータのデューティサイクルである。

一実施形態では、第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、η_ｃ１は

のように計算され、Ｖ_{ｈｓ＿оｎ}は第１段のスイッチングデバイスの電圧降下部分であり、ωはＩＰＴシステムの動作周波数であり、Ｌ_ｂはＬＣＬ負荷共振コンバータのブリッジインダクタンスであり、Ｐ_оｕｔはＩＰＴシステムにより伝送された出力電力であり、Ｒｅ（Ｚ_ｒ）は第２段の第１段上の反射抵抗である。

他の一実施形態では、第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、η_ｒ２は

のように計算され、ωはＩＰＴシステムの動作周波数であり、Ｃ_２は第２段の二次共振回路の並列同調キャパシタのキャパシタンスであり、Ｒ_Ｌ２は二次レシーバパッドのＥＳＲであり、ＩＰＴシステムは一次レシーバパッドから二次レシーバパッドへ電力を無線伝送し、Ｑ_２ｖは二次共振回路の電圧品質係数であり、αは二次共振回路の正規化された同調キャパシタンス比であり、正規化された同調キャパシタンス比は
として定義され、ここで、
及び
であり、Ｖ_оｕｔは出力バスで測定された出力電圧であり、Ｉ_оｕｔは出力バスで測定された出力電流であり、Ｌ_２ｅｑは直列同調における等価二次レシーバパッドインダクタンスであり、Ｄは第２段の二次ブーストコンバータのデューティサイクルであり、ΔＣ_２は二次レシーバパッドの自己インダクタンスにおける変数による二次同調キャパシタンスの等価変化である。

他の一実施形態では、第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、η_ｂ２は

のように計算され、ωはＩＰＴシステムの動作周波数であり、Ｃ_２は第２段の二次共振回路の並列同調キャパシタのキャパシタンスであり、Ｒ_ＬｄｃはＤＣインダクタのＥＳＲであり、ＬＣＬ共振コンバータの半サイクルの間にスイッチングデバイスの抵抗の線形であり、Ｒ_{ｂｄ＿ｏｎ}は、第２段の二次ブーストコンバータのダイオードの線形抵抗であり、Ｑ_２ｖは二次共振回路の電圧品質係数であり、
及び
であり、Ｌ_２ｅｑは直列同調における等価二次レシーバパッドインダクタンスであり、Ｖ_оｕｔは出力バスで測定された出力電圧であり、Ｉ_оｕｔは出力バスで測定された出力電流であり、Ｄは第２段の二次ブーストコンバータのデューティサイクルである。

他の一実施形態では、第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、η_ｃ２は
のように計算され、Ｖ_{ｒｄ＿ｏｎ}は第２段の二次整流回路のダイオードの電圧降下部分であり、Ｖ_{ｂｄ＿ｏｎ}は第２段の二次ブーストコンバータのダイオードの電圧降下部分であり、Ｄは第２段の二次ブーストコンバータのデューティサイクルであり、Ｖ_ｏｕｔは第２段の二次共振回路のＤＣ出力電圧である。

デュアルサイド制御用のシステムは、一次レシーバパッドを含む第１段と、二次レシーバパッドを含む第２段と、出力電力バスと備える。第１段は一次レシーバパッドからエネルギーを無線伝送し、第２段は二次レシーバパッドで無線伝送されたエネルギーを受け取る。第２段は出力バスを介した１以上の負荷へのエネルギー伝送を制御し、第１段、第２段及び出力電力バスはＩＰＴシステムの少なくとも一部である。システムは、電圧及び電流を測定する測定モジュールを備え、電圧及び電流は出力バス及び／又は前記ＩＰＴシステムへの入力で測定される。システムは、ＩＰＴシステムの最大効率を決定する最大効率モジュールを備える。最大効率モジュールは、ＩＰＴシステムのパラメータを最大効率まで繰り返して使用する。システムは、ＩＰＴシステム内の１以上のパラメータを、計算された最大効率と一致して調整する調整モジュールを備える。

一実施形態では、システムは、エネルギー蓄積デバイスを更に備え、エネルギー蓄積デバイスは１以上の負荷を含む。別の一実施形態では、エネルギー蓄積デバイスは車輌に電力を供給し、第２段及び前記エネルギー蓄積デバイスは車輌に搭載される。二次レシーバパッドが少なくとも部分的に一次レシーバパッドと整列するとき、車輌は第１段から電力を無線で受け取る。

別の一実施形態では、第１段は整流段を有し、整流段は、第１段への入力電力として接続されたＡＣ電圧を整流する。別の一実施形態では、第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを備え、第２段は二次共振回路、二次整流回路及び二次ブーストコンバータを備え、最大効率モジュールは、ＩＰＴシステムの効率が上述のように定義されたように、η＝η_ｒ１・η_ｃ１・η_ｒ２・η_ｂ２・η_ｃ２として計算される。

デュアルサイド制御用の方法は、ＩＰＴシステムの電圧及び電流を測定するステップを含む。電圧は出力電圧及び／又は入力電圧を含み、電流は出力電流及び／又は入力電流を含む。出力電圧及び出力電流はＩＰＴシステムの出力において測定され、出力電流及び出力電流はＩＰＴシステムの入力において測定される。方法は、ＩＰＴシステムの最大効率を決定するステップであって、ＩＰＴシステムのパラメータを最大効率まで繰り返して使用するステップと、ＩＰＴシステム内の１以上のパラメータを、計算された最大効率と一致して調整するステップとを含む。

一実施形態では、ＩＰＴシステムは第１段及び第２段を含み、第１段はエネルギーを無線伝送し、第２段は無線伝送されたエネルギーを受け取り、出力バスを介する１以上の負荷へのエネルギー伝送を制御する。第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、第２段は二次共振回路、二次整流回路及び／又は二次減結合回路を含み、少なくとも１つの負荷は、エネルギー蓄積デバイスを含む。別の一実施形態では、１以上のパラメータを調整するステップは、第２段のデューティサイクルを調整するデューティサイクル基準及び／又は第１段の導通角を調整する導通角基準を調整するステップを含み、デューティサイクル基準及び／又は導通角基準の調整は、外部制御ループを含み、第１段は導通角基準に基づいて導通角を制御する第１段内部ループを含み、第１段内部ループは外部ループ制御よりも速く導通角を制御し、及び／又は、第２段はデューティサイクル基準に基づいてデューティサイクルを制御する第２段内部ループを含み、第２段内部ループは外部ループ制御よりも速くデューティサイクルを制御する。

一実施形態では、最大効率を決定するステップは、１以上の変数を反復使用することにより最大効率を決定するステップを含み、１以上の変数は、第１段の導通角、第２段のデューティサイクル、ＩＰＴシステムが電力を無線伝送する空隙の大きさ、ＩＰＴシステムが一次レシーバパッドから二次レシーバパッドに電力を無線伝送する前記一次レシーバパッド及び二次レシーバパッドのミスアライメント、１以上の負荷に伝送される電力、及び品質係数の１以上を含む。

本発明により実現されうる特徴及び利点のすべてを示唆しない、本明細書を通して使用される特徴、利点及びこれに類する用語は、本発明の任意の単一の実施形態に含まれる。むしろ、特徴及び利点に言及する用語は、一実施形態と関連して説明される特定の特徴、利点又は特性が少なくとも本発明の一実施形態に含まれることを意味するということを理解されたい。従って、本明細書に亘る特徴、利点及びこれに類する用語による説明は、必ずしもそうとは限らないが、同一の実施形態を示しうる。

さらに、本発明について説明される特徴、利点及び特性は、１以上の実施形態において適切な方法で組み合されうる。当業者は、特定の実施形態における１以上の特定の特徴又は利点を有さずに、本発明が実施されうることを理解できるであろう。他の例では、更なる特徴及び利点が、本発明の全ての実施形態に表現されていない特定の実施形態において認識されるであろう。

本発明のこれらの特徴及び利点は、以下の説明および添付の請求項から、より明確になり、又は、以下の本発明の実施により理解されるであろう。

本発明の利点が容易に理解できるように、添付の図面に示された特定の実施形態を参照することにより、上記簡潔に説明された本発明の、より具体的な説明を行う。これらの図面は、本発明の代表的な実施形態のみを示しており、従って、本発明の範囲を限定するものではないことが理解されよう。本発明は、添付の図面を使用することにより、更なる特異性及び詳細が説明され、明確にされる。

誘導性電力伝送（ＩＰＴ）システムの効率を最大にするシステムの一実施形態を示すブロック図である。 ＩＰＴシステムの効率を最大にする装置の一実施形態を示すブロック図である。 最大効率装置を備えた模範的な誘導性電力伝送充電システムのブロック図を示す。 垂直及び水平ミスアライメントに関するミスアライメント状態を示し、ｈ＝０トレンドはゼロ水平オフセット下での垂直ミスアライメントのプロファイルを表し、ｖ＝２００は２００ｍｍの垂直オフセット下での水平ミスアライメントのプロファイルを表す。 模範的なＬＣＬ負荷共振コンバータを示す。 選択したスイッチに対するＨブリッジの損失の比較を示す。 Ｈブリッジの損失をＩＲＧ７ＰＨ４２ＵＰＢＦについて異なる温度に対して示す。 模範的なスイッチヒートシンクの熱設計を示す。 模範的な簡略ＩＧＢＴゲートドライバ回路を示す。 スプリットインダクタ設計を備えた模範的なＬＣＬコンバータを示す。 模範的な調整可能インダクタを示す。 Ｅ５５を用いたＬＣＬコンバータ用のＡＣインダクタ設計の模範的な磁束密度を示す。 模範的な円形パッド構造及び寸法を示す（上面図）。 模範的なＩＰＴパッドに対する結合係数対垂直高さを示す。 異なる垂直高さに対する模範的なＩＰＴパッドの非補償電力を示す。 模範的なフェライトアーム支持構造の寸法及び構造を示す。 模範的な鳩の尾形溝の寸法を示す。 一次トラック電流対導通角を示す。 模範的な二次減結合ピックアップ（二次回路）の等価効率モデル回路図（図２３も参照）を示す。 模範的な一次ＬＣＬコンバータの等価効率モデル回路（図５も参照）を示す。 最適効率のための模範的なコントローラブロック図を示す。 （２１）を使用した結合係数の算出であり、上部のグラフはｋ＝２ｋ_ｍｉｎ（Ｍ＝６０μＨ）の場合を示し、下部のグラフはｋ＝１．１４ｋ_ｍｉｎ（Ｍ＝３４．２μＨ）の場合を示す。 二次共振回路、二次整流回路及び（二次減結合コンバータの形式の）二次減結合回路を有する、模範的な並列ピックアップ又は二次回路を示す。 Ｌｄｃに対するＤＣ電力出力を示す。 Ｌｄｃに対するＤＣの平均値に対して正規化されたＡＣ電流のピークトゥピークの振幅を示す。 模範的な減結合回路のスイッチング周波数に対する二次減結合のピックアップ効率を示す。 模範的な減結合回路のルートローカス及びボードプロットを示す。 ｋ＝１．１４ｋ_ｍｉｎ（ｖ＝２４６ｍｍ、ｈ＝０ｍｍ）における模範的なシステムの効率を示し、線は分析的に算出された結果を示し、プロットは実験的に測定された結果を示し、データは、最大のＱ_２ｖの負荷状態の割合に合致した場合における、異なる負荷状態で取得されたものである。 ｋ＝２．０ｋ_ｍｉｎ（ｖ＝１７２ｍｍ、ｈ＝０ｍｍ）における模範的なシステムの効率を示し、線は分析的に算出された結果を示し、プロットは実験的に測定された結果を示し、データは、最大のＱ_２ｖの負荷状態の割合に合致した場合における、異なる負荷状態で取得されたものである。 出力電圧が変化できる場合における実際のシステム全体の測定された効率を示し、ＤＣ出力が３００Ｖのとき５ｋＷの伝送が生じる。 最も悪い条件で動作する模範的な５ｋＷのシステムにおける磁界の測定結果を示し、最高磁場強度は、２００ｍｍの垂直高さ及び１５０ｍｍの水平ミスアライメントに見られる。 １５００ｍｍの身長の人間の女性の体における４つの測定点からの人体平均測定を示し、最高磁場強度は、２５５ｍｍの垂直高さ及び０ｍｍの水平ミスアライメントに見られる。 ｋ＝１．１４ｋ_ｍｉｎ（ｖ＝２４６ｍｍ、ｈ＝０ｍｍ）における模範的なシステムの効率を示し、線は分析的に算出された結果を示し、プロットは実験的に測定された結果を示し、データは、最大のＱ_２ｖの負荷状態の割合に合致した場合における、異なる負荷状態で取得されたものである。 ｋ＝２．０ｋ_ｍｉｎ（ｖ＝１７２ｍｍ、ｈ＝０ｍｍ）における模範的なシステムの効率を示し、線は分析的に算出された結果を示し、プロットは実験的に測定された結果を示し、データは、最大のＱ_２ｖの負荷状態の割合に合致した場合における、異なる負荷状態で取得されたものである。 Ｑ_２ｖ＝０．２Ｑ_２ｖｍ及びｋ＝２ｋ_ｍｉｎにおけるｉ_ｂ、ｉ_１及びｉ_２の波形用の電流値を示す。 広範囲に亘る動作状態での模範的なシステムの効率の測定を示し、ｖ＝１７２は、１７２ｍｍの垂直高さ及び０ｍｍの水平ミスアライメントであり、ｖ＝２００、ｈ＝１４０は、２００ｍｍの垂直高さ及び１４０ｍｍの水平ミスアライメントである。 次のパラメータにおいて模範的に動作するＩＰＴシステムの波形を示す：ｖ＝１７２ｍｍ、ｈ＝０ｍｍにおける（ａ）Ｐ＝２ｋＷ、（ｂ）Ｐ＝５ｋＷ、上部から下部へのグラフがｉ_ｂ（図５）、ｉ_１（図５）、ｉ_２（図２３）及びＶ_ｓ（図２３）（デューティサイクルの逆）。 次のパラメータにおいて模範的に動作するＩＰＴシステムの波形を示す：ｖ＝２４６ｍｍ、ｈ＝０ｍｍにおける（ａ）Ｐ＝２ｋＷ、（ｂ）Ｐ＝５ｋＷ、上部から下部へのグラフがｉ_ｂ（図５）、ｉ_１（図５）、ｉ_２（図２３）及びＶ_ｓ（図２３）（デューティサイクルの逆）。 本発明における、デュアルサイド制御の方法の一実施形態を示す概略的なフローチャート図である。 本発明における、デュアルサイド制御の方法の他の一実施形態を示す概略的なフローチャート図である。

本明細書における「一実施形態」、「ある実施形態」又はこれに類似する用語は、その実施形態に関連する特定の機能、構造又は特徴が少なくとも本発明の一実施形態に含まれることを意味する。従って、本明細書において「一実施形態では」、「ある実施形態では」及びこれに類似する用語が現れた場合は、全て同一の実施形態を示しうるが、必ずしもそうとは限らない。

更に、本発明について説明される機能、構造又は特徴は、１以上の実施形態では、任意の適切な方法により組み込まれてもよい。以下の説明において、多くの具体的詳細は、プログラミング、ソフトウェアモジュール、ユーザの選択、ネットワークトランザクション、データベースクエリ、データベース構造、ハードウェアモジュール、ハードウェア回路、ハードウェアチップ等の例により提供され、本発明の実施形態の完全な理解を提供する。しかしながら、関連する分野における当業者は、１以上の具体的詳細がなくとも、又は他の方法、構成要素、材料等を用いても、本発明が実施されうることが理解できるだろう。他の例では、周知の構造、材料又は操作は、本発明が不明瞭になることを避けるために、詳細に示したり説明したりしていない。

本明細書に含まれる概略的なフローチャート図は、一般に論理的なフローチャート図として説明される。そのため、記載された順序及び符号が付されたステップは、本発明の一実施形態を示す。他のステップ及び方法は、記載された方法の１以上のステップ又はその一部に対して機能、論理又は効果が同等のものが想定される。更に、用いられる構成及び符号は、方法の論理的なステップを説明するために付与されており、方法の範囲を制限するものではないことを理解されたい。フローチャート図において種々の矢印の種類及び線の種類が使用されうるが、対応する方法の範囲を制限するものではないことを理解されたい。実際、いくつかの矢印又は他の結合は、方法の論理的な流れを示すためだけに使用されうる。例えば、ある矢印は、記載された方法において列挙されたステップ間における不定の長さの待機又は監視期間を示すことができる。更に、特定の方法における順序は、示された対応するステップの順序に固定されてもよく、又は固定されなくてもよい。

Ｉ．一次ＡＣ−ＤＣ力率段
図３は模範的な誘導電力伝送（ＩＰＴ）充電システム３００のブロック図を示す。図３のＩＰＴシステム３００は、以下に記載するように、ＩＰＴシステム１０４内に最大効率装置１０２を含めることができるシステム１００の一実施形態である。ここに記載するＩＰＴシステム３００は、例えば公共電力網等の電圧源３０４から供給される、一次交流（ＡＣ）−直流（ＤＣ）力率段のような力率段３０２を含むことができる。いくつかの実施形態では、一次ＡＣ−ＤＣコンバータ段はグリッド（電力網）レベル電圧を一次同調共振コンバータのためのＤＣバス電圧のようなＤＣ電圧３０５に変換するように構成することができる。効率の低減及び追加の複雑化を必要とする無線誘導電力伝送システムに現れる振幅変調信号を阻止するために、極めて低い出力リプルを有するＤＣ出力電圧が、大きなリプルシステムに好まれる。

いくつかの実施形態では、ＡＣ−ＤＣコンバータにおける能動力率補正（ＰＦＣ）がリッド電圧及び電流を同相にするのに役立つ。ＰＦＣは全体的なグリッド電流要件を低減し、典型的にはグリッド高調波を低減し得る。電力会社は一般に取り付けられる工業設備に対して所定の高調波要件を有する。しばしば電力会社は低い力率を示す工業設備に対して追加の電力料金を課す。

ここに記載するＩＰＴシステム３００では、ＰＦＣのために１以上の適切な段を使用することができる。例えば、１以上の市販オフザシェルフ（ＣＯＴＳ）のＡＣ−ＤＣ高効率力率補正コンバータを使用することができる。グリッド電圧源３０４は、例えば単相２４０ＶＡＣ、３相２０８ＶＡＣ又は３相４８０ＶＡＣ等の広範囲の電圧入力とすることができる。別の実施形態では、４００ＶＤＣ出力をこの段のために使用でき、４００ＶＤＣは一般に２４０ＶＡＣグリッド入力の公称グリッド入力に対して効率的な出力である。３０Ａ回路（５ｋＷ ＩＰＴシステムに好適）を有する単相２４０ＶＡＣグリッド電圧は、米国内で工業用３相電圧がサポートされてない米国内の地域でも一般的であり、ＩＰＴシステム３００とともに使用できる。

ＩＰＴシステム３００において、コンバータ１０４は一次コントローラ３０８により制御されるＬＣＬ負荷共振コンバータ３０６を含み、一次コントローラ３０８はＬＣＬ負荷共振コンバータ３０６から帰還信号を受信し、制御信号をコンバータ３０６に送信することができる。一次コントローラ３０８は位置検出用整列センサ３１０からの情報を受信することができ、無線通信３１２を介して通信することができる。ＬＣＬ負荷共振コンバータ３０６は、空隙を介して二次レシーバパッド３１６に結合される一次レシーバパッド３１４に結合される。二次レシーバパッド３１６は、二次減結合コントローラ３２０により制御される二次回路３１８として示される並列減結合ピックアップに結合され、コントローラ３２０は二次回路３１８から帰還信号を受信し、制御信号を二次回路３１８に送信する。二次減結合コントローラ３２０も制御のために位置検出用整列センサ３２４と通信することができ、３２２で無線通信することができる。二次回路３１８は電池３２６などの負荷１１２に接続され、電池３２６を充電することができる。電池３２６はモータコントローラ（図示せず）などの別の負荷に電力を供給することができる。第２段１０８及び負荷１１２は車輌３２８内に設置される。

ＩＩ．一次同調共振コンバータ
ここに記載するＩＰＴシステム３００は一次同調共振コンバータを含むことができる。いくつかの実施形態では、図５に示すＬＣＬ負荷共振コンバータ３０６を用いることができる。ＬＣＬ負荷共振コンバータ３０６は、スイッチングセクション及びＬＣＬ同調セクションを含む。このコンバータは次の利点を有し得る。
・インバータブリッジは一般的に負荷１１２により要求される実電力を供給する必要があるだけで、共振タンク内では何の損失も生じない。高いトラック電流は共振タンク内で自己循環に抑制される。例えば、Ｑ_１＞１及びｉ_ｂ＜ｉ_１（図５参照）である殆どの実際の用途では、スイッチは低い導通損を有し、高いコンバータ効率を達成できる。
・出力電流は一般的に負荷と無関係で、定電流源を形成し、ＩＰＴ用途に適している。一次レシーバパッド電流ｉ_１は一般的に１つの制御変量に依存するのみであり、従って方程式（１）内の電力出力又は非補償電力（ＳＵ）は直接制御される。

ＬＣＬ負荷共振コンバータを設計するために、一実施形態では、各分枝のリアクタンスは、M. Borageらの「Analysis and design of an LCL-T resonant converter as a constant-current power supply」（IEEE Transactions on Industrial Electronics、第５２巻、1547-1554ページ、2005年）に記載された次の通常の方程式により同調される。

（１）

ここで、Ｃ_１ｓはピックアップのリアクタンスを所望の動作値に低減するための直列同調キャパシタである。このシステムにおいて、タンク電流（ｉ_１）を１つの制御変量（σ）で直接制御するために移相制御又は対称電圧相殺（ＳＶＣ）を使用する。ＳＶＣは、IEEE International Electric Machines & Drives Conference（IEMDC）、2011年、866-871ページのH. H. Wuらの「Design of Symmetric Voltage Cancellation Control for LCL converters in Inductive Power Transfer Systems」に詳細に記載されており、この文献は参照することによりここに組み込まれる。ＳＶＣの下でトラック電流を決定するために、基本モード解析を前提にすると、以下の方程式を用いることができる。

（２）

取得可能な最大トラック電流はσが１８０°に設定されるとき決定される。ＬＣＬコンバータに対して、表１の仕様が設計方程式に基づいて計算される。全同調並列共振タンクの反射インピーダンスは次式で与えられる。

（３）

式（３）から、一定の反射容量性リアクタンスはトラックインダクタと直列であり、設計においてこれを直接補償する一つの方法（IEEE International Electric Machines & Drives Conference（IEMDC）、2011年、866-871ページのH. H. Wuらの「Design of Symmetric Voltage Cancellation Control for LCL converters in Inductive Power Transfer Systems」参照）は、二次ピックアップインダクタンスをその直列同調キャパシタで短絡することにある点に類すべきである。これは磁気学の相互インダクタンスに依存する目標垂直高さレンジに対する新たな一次動作レンジを与える。

システムの結合が変化すると、Ｚ_ｒ及び等価Ｌ_１の両方に複雑な現象の変化が生じる。これはブリッジ電流ｉ_ｂをその公称値を超えて増大させる。加えて、ｉ_ｂはＭ_２に反比例し、二次側の負荷状態に依存する。従って、ｉ_ｂは次式となる。

（４）

システムはその結合を１００％（ｋ_ｍａｘ＝２００％ｋ_ｍｉｎ）以上に変化させることができるため、いくつかの実施形態では最大ｉ_ｂは最小ｉ_ｂの少なくとも２倍に設計することができる。一次自己インダクタンスの変化に対して、ブリッジ電流インダクタは結合範囲により決まる関連最大電流に対応する大きさにしなければならない。表１に示すシステム設計パラメータは２倍の結合変化を処理し得るシステムに対する模範的なパラメータである。システムは最低結合の約３倍又は約４倍以上の分散のようなもっと大きな結合範囲を収容するように変更することができる。

いくつかの実施形態では、５ｋＷ出力の無線誘導電力伝送システムを設計し、実現することができ、全円錐動作体積に亘る全負荷の下で１６５ｍｍ〜２６５ｍｍの空隙で９０％以上の総合システム効率が実証された。ＬＣＬコンバータに対して、表１は記載のパラメータの各々に対する模範的な選択値を示す。ハードスイッチング用の標準ＩＧＢＴスイッチの性能範囲内の２０ｋＨｚの周波数も選択されている。

Ａ．スイッチングセクションのスイッチ及びダイオードの選択
一次コンバータに対してトポロジ及び制御ストラテジを選択した後、次に半導体装置を選択することができる。ここに記載する機能を実行し得る任意の半導体装置を使用することができる。模範的な半導体装置には、インターナショナルレクティフィアＩＧＢＴ ＩＲＧ７ＰＨ４２ＵＰＢＦ、他の個別又はモジュールベースの絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、他の個別又はモジュールベースの金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、又は炭化シリコン（ＳｉＣ）又は窒化ガリウム（ＧａＮ）型半導体装置などの類似の技術が含まれる。

好ましい半導体装置を評価するために、様々なＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴ半導体を比較に含めることができる。１つの設計基準によれば、これらの半導体装置はＨブリッジ環境において４００ＶＤＣでハードスイッチされたときに信頼できるとみなせる少なくとも８００Ｖの降伏電圧を必要とする。加えて、パッドの高さを１００％の結合係数変化で変化させることができるとき最良の動作点が合理的な結果をもたらさないかもしれないために、広範囲の結合状態に亘るシステムの性能を性能の比較のためにシミュレーションすることができる。図６は、選択した装置の全範囲の結合状態における損失を示す。超高速外部ダイオード（フェアチャイルドＲＨＲＧ７５１２０）と結合されたインターナショナルレクティフィアＩＧＢＴ ＩＲＧ７ＰＨ４２ＵＰＢＦは他の大部分の装置、特にパワーＭＯＳＦＥＴよりも良い特性を有する。パワーＭＯＳＦＥＴはしばしばＭＯＳＦＥＴパッケージ内の内部本体ダイオードによる大きなダイオード逆回復損失を受ける。これは特に導通角が大きいときに低い結合係数において真である。

２つの極端温度におけるＩＲＧ７ＰＨ４２ＵＰＢＦ ＩＧＢＴの動作特性が図７に示されている。図から明らかなようにＨブリッジにおける損失は弱い結合において高くなる。更に、損失は弱い温度依存性を有する。ここでは、ヒートシンクなどのシステムの熱制御システムによって最悪の場合の結合及び１００℃の温度に対応するグラフの最大電力損失点を提供しなければならない。

任意の適切な熱設計を温度制御のために使用することができる。このような設計は、スイッチ及び／又はダイオードからすべての又はほぼすべての熱を適切な大きさの熱制御システム及び／又はヒートシンク、例えばアルミニウムヒートシンクへ取り除くことに専念すべきである。ヒートシンクは、任意の適切な方法、例えば強制対流空気冷却により冷却されうる。一次電子機器に対して、いくつかの実施形態では、スイッチはプリント回路板の底面に、スイッチハウジングの全上面がプリント回路板の下のヒートシンクに熱的に接触するように配置構成することができる。電気的絶縁のために、スイッチ上面をアルミナヒートスプレッダ（例えばＴＯ−２２５フットプリント製品）などのヒートスプレッダに最初に接触させることができる。次にウェハをヒートシンクに接触させることができる。各接触接合部はセラミック充填サーマルペースト又は低い熱抵抗接合代替物を含むことができる。一次側でアルミニウムヒートシンクを使用する実施形態では、アルミニウムヒートシンクは概して高い熱容量及び特に大きな表面積の押出体（模範的な部品番号はＭ＆Ｍメタルから入手し得るＭＭ６０１６７又は等価物）とする。

一実施形態では、二次回路３１８上に、中程度の容量及び表面積の押出体（模範的な部品番号はＭ＆Ｍメタルから入手し得るＭＭ６０１６７又は等価物）を含むことができる。一次及び二次電子アセンブリはともにヒートシンクフィン通路に向けられた空冷ファンを含むことができる。適切なファンは、消費電力が５ワット以下で、１２ボルトＤＣの高い容量、低電力、低ノイズ設計のファンを含む。Ｓｏｆａｓｃｏ社から入手し得るモデル番号Ｄ７０２５Ｖ１２又は等価物が適している。

図８は、一次電子機器のための模範的な熱構成を示す（二次構成も同一もしくは同様である）。熱解析の結果は上述した模範的な設計は電子コンポーネントの温度を適度に制御することを示している。電子コンポーネントの温度を制御する他の適切な設計を使用することもできる。１つのスイッチ及び外部ダイオードにつき２３ワットの平均電力消費において、ヒートシンクの温度勾配は０．８℃以下であり、ヒートシンク温度の平均は約３８℃であることが予測される。スイッチのケース温度は約４５℃以下であり、接合部温度は８５℃以下であることが予測される。これらの温度は電子コンポーネントの良好な性能及び長い寿命を促進する。一次及び二次プリント回路板上の他の全ての電子コンポーネントの電力消費は低く維持され、銅配線面積はプリント回路設計において高く設計される。他のすべてのコンポーネントの温度は約６０℃を超えない。
要素１４０２ 高電力消費コンポーネント（スイッチ又はダイオードの例）
要素１４０４ アルミナヒートスプレッダウェハ
要素１４０６ 空冷ファン
要素１４０８ アルミニウムヒートシンク

Ｂ．スイッチセクションのスイッチゲートドライブ回路
いくつかの実施形態では、各スイッチ（例えばインターナショナルレクティフィアＩＲＧ７ＰＨ４２ＵＰＢＦ ＩＧＢＴ）及びダイオード対（例えばフェアチャイルドＲＨＲＧ７５１２０ダイオード）は図９に示すようなゲートドライバ、例えばＩｎｆｅｎｅｏｎ １ＥＤ０２０１１２−Ｆゲートドライバで駆動される。ゲートドライバは内部的に完全に絶縁するとともにプリント回路板レイアウト内に沿面及び遊隙約を提供するように適切に絶縁される。ゲートドライバ設計は脱飽和検出及びミラークランプ制御を含むことができる。加えて、一般的な状態下でのドライバの信頼性及び安全性を向上させるために、高速ツェナークランプ及びダイオード（図示せず）をゲートドライバの入力及び出力の各々で使用することができる。

いくつかの実施形態では、フルブリッジスイッチ構成の重要部分はプリント回路板の適切なレイアウトである。いくつかの実施形態では、スイッチ入力をバウンシングすることなくスイッチングを維持するために、フルブリッジトポロジの同じレグの間及び各レグの間の漏洩インダクタンスを回路板のレイアウト設計により低減する。適切な回路板設計は漏洩インダクタンスを緩和し、きれいで効率的なスイッチング波形を生成する。

Ｃ．ＬＣＬ同調回路のブリッジインダクタンス
いくつかの実施形態では、ここで構築され特徴付けられる回路設計の特徴は、Ｌ_ｂインダクタを、図１０に示すようにフルブリッジスイッチング出力の各側に、それぞれＬ_ｂ／２の値を有する、２つのインダクタを備えたスプリット構成で実装することにある。これにより各インダクタのフェライト質量を小さくできるとともに、高感度測定ＩＣで見られるスイッチング高調波を低減することができる。図１０の並列タンクキャパシタンスＣ_１の両端間の電圧測定はシステムのリアルタイム特性の重要部分であり得る。Ｃ_１間のＲＭＳ電圧は、安全のために、一般制御回路から絶縁する必要がある。いくつかの実施形態では、絶縁電圧測定は費用がかかり複雑になり、このような回路のコスト及び複雑さは主として信号の周波数及び帯域幅により決まる。高調波及び従って信号の帯域幅を低減することによって、絶縁電圧測定のコスト及び複雑さを大幅に低減することができる。

加えて、これらのインダクタの各々は調整可能なインダクタ設計、例えば図１１に示す機械的に調整可能なインダクタ設計に構成することができる。図１１において、要素１はフェライトＥピースのためのプラスチック位置決めボビンを含む。要素２は単軸機械段である。要素３は、２つの半部を有する、例えばＦｅｒｒｏｘｃｕｂｅ社製のフェライトＥ５５コアである。要素４はこの段の移動する部分をＥピースの１つに接続するブラケットである。要素５はアセンブリの全ての部分を位置決めするアセンブリブラケットである。インダクタンスはリッツワイヤが周囲に巻かれるフェライトＥ形コア構成の２つの半部間の空隙を調整する機械的段（または他の同様の移動アクチュエータ）（要素２）を用いて調整することができる。これにより、８０スレッド／インチの調整ネジを調整した後ロックすることによってリアクタンスを所望の値の約１％以内に正確に制御できるため、信号の製造段階中のＬＣＬ共振タンク（ＬＣＬ同調回路）の急速で容易な同調が可能になる。ここに記載するような機械的に微調整可能なインダクタを誘導無線電力伝送システムに適用することは新規なことである。

損失及び磁束密度に関するＡＣインダクタ（Ｌ_ｂ）設計プロセスは起磁力の平衡の基本原理を用いることができる。この原理を用いて巻き数、空隙及び磁束密度を選択することができる。図１２は、フェライト内の磁束密度及び電力損失を異なる空隙及び巻き数（図示されないで組み込まれている）について示す。小さなステップジャンプは巻き数インクリメントであり、大きなジャンプは１ｍｍの空隙インクリメントである。従って、２つのインダクタを用いることによって磁束密度を極めて低く維持することができ、所望の設計を容易に達成することができる。更に、ＲＭＳ磁束密度は使用する３Ｃ９０材料の絶対飽和密度である０．２Ｔより遥かに低く維持すべきである（〜０．２８Ｔピークであるため）。

Ｄ．ＬＣＬ同調回路の容量性回路
いくつかの実施形態では、ＬＣＬコンバータ（図１０）に示す容量性回路は直列補償キャパシタ（Ｃ_１ｓ）及び並列タンクキャパシタ（Ｃ_１）を含むことができる。このようなシステムのキャパシタンスを決定するために、以下の方法を使用することができる。
１．所望の動作角周波数ω＝２πｆを決定する（ここで、ｆは周波数（Ｈｚ）である）。
２．一次側の入力ＤＣ（Ｖ_ｄｃ１）、所望の出力電圧（Ｖ_ｄｃ２）及び所望の出力電流（Ｉ_ｄｃ２）を決定する。出力電力Ｐ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｄｃ２＊Ｉ_ｄｃ２。
３．所定のパッドセットに対して、一次及び二次レシーバパッド３１４及び３１６間の結合係数（ｋ）範囲及び公称空隙を決定する。
であり、（Ｌ_１）_ｓは二次レシーバパッド３１６が所定の高さで短絡された状態での一次レシーバパッドのインダクタンスであり、（Ｌ_１）_ｏは二次レシーバパッド３１６が所定の高さで開路された状態での一次レシーバパッドのインダクタンスである。ｋ_０はパッドが公称空隙に設定されている状態での結合係数ｋである。
４．最大一次ＲＭＳ ＡＣ電圧（Ｖ_ａｃ１）を決定する。ここで、σ＝１８０℃のとき、
である。そして、ＩＰＴモデルを用いて所要の最大ＲＭＳ ＡＣトラック電流（Ｉ_１ｍａｘ）も決定する。従って、所望の一次リアクタンス（Ｘ_{１＿ｄｅｓ}）は
である。
５．一次上方の公称高さにおいて一次レシーバパッド３１４が開路であるときの二次レシーバパッドインダクタンス（Ｌ_２０）及び関連するリアクタンス（Ｘ_２０）を決定する。Ｘ_２０=ω＊Ｌ_２０であり、ここでωはシステムの角周波数である。
６．最大高さ（即ちｋ_ｍｉｎ）での開路電圧（Ｖ_ｏｃ）Ｖ_ｏｃ＝Ｉ_１ｍａｘ＊Ｘ_２０＊ｋ_ｍｉｎを決定し（一次及び二次レシーバパッドのインダクタンスは互いに極めて近いものと仮定する）、このインダクタンスから所望の二次リアクタンス（Ｘ_{２＿ｄｅｓ}）、
を決定する。
７．所定の二次共振回路（図２３に示す）に対して、所要の二次直列補償キャパシタ（Ｃ_２ｓ）及び二次並列タンクキャパシタ（Ｃ_２）を、次の方程式Ｃ_２ｓ＝［ω＊（Ｘ_２０−Ｘ_{２＿ｄｅｓ}）］^−１及びＣ_２＝［ω＊Ｘ_{２＿ｄｅｓ}］^−１を用いて決定する。
８．二次パッドが最大高さで、二次コイルが二次直列補償キャパシタＣ_２ｓと直列に短絡された状態での公称一次レシーバパッドインダクタンス（Ｌ_１０）及びリアクタンス（Ｘ_１０）を決定する。
９．所定の一次ＬＣＬ同調回路（図１０に示す）に対して、所要の一次直列補償キャパシタ（Ｃ_１ｓ）及び一次並列タンクキャパシタ（Ｃ_１）を、次の方程式Ｃ_１ｓ＝［ω＊（Ｘ_１０−Ｘ_{１＿ｄｅｓ}）］^−１及びＣ_１＝［ω＊Ｘ_{１＿ｄｅｓ}］^−１を用いて決定する。
１０．従って、一次ブリッジインダクタンス（Ｌ_ｂ）は
で決定できる。ブリッジインダクタンスをインバータの２つのレグに分割する場合には、関連するインダクタンスは各インダクタに等分する。

Ｅ．コイル相互作用
いくつかの実施形態では、Ｌ_１（図１０参照）は二次回路３１８に電力を伝送するために使用する磁気パッド設計である。共振無線ＩＰＴコンバータでは、一次パッドはある程度の自己インダクタンス及び相互インダクタンスを有する疎結合変成器の一次側半部として作用する。自己インダクタンスは（ＩＩ．Ｄに示すように）回路を同調させるために使用でき、そのため、システムは一般に、共振電力伝送の効率を維持するために、自己インダクタンスの変化を充分に許容しなければならない。

ＩＩＩ．磁気システム
ここに記載するＩＰＴシステムは磁気システムを含む。いくつかの実施形態では、任意の適切な磁気システムを使用する。これらのシステムは空隙を介して磁界を発生し受信する。円形パッドトポロジをここに記載するシステムに使用することができる。例えば、M. Budhiaらの「Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems」（IEEE Transactions on Industrial Electronics、1-1ページ、2011年）、F. Nakaoらの「Ferrite core couplers for inductive chargers」（Proceedings of the Power Conversion Conference, 2002. PCC Osaka 2002、2002年、850-854ページ、第２巻）、H. H. Wuらの「A review on inductive charging for electric vehicles」（IEEE International electric Machines & Drives Conference（IEMDC）, 2011、2011年、143-147ページ）、H. H. Wuらの「A 1kW inductive charging system using AC processing pickups」（6th IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications （ICIEA）, 2011、2011年、1999-2004ページ）、及びH. Chang-Yuらの「LCL pick-up circulating current controller for inductive power systems」（IEEE Energy Conversion Congress and Exposition（ECCE）, 2010、2010年、640-646ページ）を参照されたい。

円形設計に加えて、他のパッド設計、例えば２０１１年１０月７日に出願された米国仮出願第６１／５５４，９５７号に記載されているパッド設計を使用するもでき、その全内容は参照することによりここに組み込まれる。他のパッド設計として、M. Budhiaらの「A new IPT magnetic coupler for electric vehicle charging systems」（36th Annual Conference on IEEE Industrial Electronics Society, IECON 2010、2010年、2487-2492ページ）、M. Budhiaらの「Development and evaluation of single sided flux couplers for contactless electric vehicle charging」（IEEE Energy Conversion Congress and Expo（ECCE）, 2011、2011年、614-621ページ）、M. Chigiraらの「Small-Size Light-Weight Transformer with New Core Structure for Contactless Electric Vehicle Power Transfer System」（IEEE Energy Conversion Congress and Expo（ECCE）, 2011、2011年、260-266ページ）、H. Jinらの「Characterization of novel Inductive Power Transfer Systems for On-Line Electric Vehicles」（Twenty-Sixth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition（APEC）, 2011、2011年、1975-1979ページ）及びY. Nagatsukaらの「Compact contactless power transfer system for electric vehicles」（International Power Electronics Conference（IPEC）, 2010、2010年、807-813ページ）等に記載されている偏極パッド設計がある。

一次及び二次回路は同じ又は異なるパッドを使用できる。いくつかの実施形態では、同じパッド設計を一次回路（例えば、図１０のＬ_１）及び二次回路（例えば、図２３のＬ_２）の両方に同じパッド設計を使用する。

車両応用では、車両の幅でパッドの幅が制限され得る。更に、磁界の安全規格を満たすため及び設置を容易にするために、パッドのサイズは車両の幅より十分に小さくするのが好ましい。パッドサイズは用途（例えば自動車用、産業用等）の制約に応じて直径が変化し得る。パッドの直径は約１５０ｍｍから１５００ｍｍまでとすることができ、例えば１５０ｍｍ〜３０５ｍｍ、３０５ｍｍ〜６１０ｍｍ、又は６１０ｍｍ〜１５００ｍｍを含むことができる。例えば、いくつかの実施形態では、図１３及び図１６に示す寸法を有する８１３ｍｍ（３２インチ）径の円形パッド設計を使用することができる。

フェライトバーの長さ、バーの位置及び内部及び外部コイルの半径は、M. Budhiaらの「Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems」（IEEE Transactions on Power Electronics、1-1ページ、2011年）に概説されている設計最適化に従うことができる。レシーバ及びトランスミッタパッドは異なる構造又は同一の構造にすることができる。

例えば、いくつかの実施形態では、各長いフェライトレグは約１０１×２５×２５ｍｍの寸法を有する３つの直線状Ｉコア（ＯＲ４９９２５ＩＣ）からなるものとし得る。一実施形態では、巻線はＡＷＧ３６リッツ線の約１３００のより線からなる。使用するフェライトバーの容積は磁束密度飽和目的に対して過大評価されていること及びこのパッドはより大きな電力コンバータを使用すれば、２０ｋＨｚで１０ｋＷの電力を伝送することができることに留意すべきである。各パッドは、約２０．４ｋｇ（４５ｌｂ）である。

フェライトレグの数及びコイルの面積を選択する設計原理は円形パッドの設計最適化において判断される。例えば、M. Budhiaらの「Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems」（IEEE Transactions on Power Electronics、1-1ページ、2011年）参照。

コイル被覆エリアは一般にフェライトレグの中央部に位置し、そのエリアは一実施形態では長さの約４０％にすべきである。巻き数は特定の用途に必要とされるアンペアターンに対して設計者が制御することができる。例えば、ここに記載する設計例では一次及び二次レシーバパッド３１４及び３１６の各々に１２ターンを使用する。

模範的なパッドが異なる垂直高さの下でどのように働くかをモデル化するために、結合係数対高さを図１４に示す。更に、高さの変化の下で達成し得る可能な最高の非補償電力（ＳＵ）を予測するために結合係数データ及び４０Ａの一次タンク電流を使用している。まれに、５のＱ_２であれば、共振コンバータにおいて５ｋＷの電力伝送を保証するには１ｋＷ以上の非補償電力で十分となる。これは図１４では模範的なパッドに対して達成し得る最高動作点がほぼ２６０ｍｍ（１０．３インチ）であることを示している。非補償電力は結合係数の二乗に比例する。図１５を参照されたい。

パッド構造設計は、３〜１００のフェライトアーム、例えば１８のフェライトアームの周囲に嵌合する二枚貝状の全プラスチック構造を備えることができる。いくつかの実施形態では、約３つのフェライトバー、例えばＭａｇｎｅｔｉｃｓ社から入手し得る部品番号０Ｒ４９９２５ＩＣのフェライトバーを１８のフェライトアームの各々に入れる。磁気性能に影響を与えない任意の適切な材料を用いてパッド設計を製作することができる。いくつかの実施形態では、二枚貝半部は約０．３７５インチの厚さであり、フェライトアームを受け入れるようにカットされた溝は図１６に示すように各半部において０．１５０インチの深さである。しかしながら、これらのパラメータはパッドの全体直径及び個々のＩＰＴ用途に必要とされるシステム性能に応じて変化する厚さ及び深さに調整することができる。

いくつかの実施形態では、フェライトバーに対する嵌合寸法は名目上バーをきつくしっかり保持し得る極めて小さい間隙の嵌合とする。フェライトバー及び／又はリッツ線を固定するために適切な接着剤及び／又は留め具を使用してもよい。一実施形態では、工具を接近可能しバーの組み立て又は分解を助けるために、図１７に示すように溝の隅部に曲率半径を与えることができる。二枚貝半部の片方の上部には鳩の尾形の溝が含まれ、リッツ線の位置決め用の所望の螺旋フットプリントを横断している。一実施形態に対する溝の寸法が図１７に示されている。リッツ線の位置決めのための捕獲用鳩の尾形溝を誘導無線電力伝送システムに適用することは新規であり、利点をもたらす。図示の実施形態の場合、リッツワイヤは嵌め込み配置であるため、組み立て時におけるリッツ線の設置が促進される。更に、リッツ線を極めて正確に設置できる（例えば、±０．０５ｍｍ又は±０．０２５ｍｍ）。正確な位置決めは完成パッドの磁気性能を解析的にモデル化した磁気性能と対応させるのに役立つ。正確な位置決めのために、リッツ線長の予測も正確になる。従って、コイルインダクタンス、コイル抵抗及び他のコイル電気パラメータが厳しいトレランスに維持され、システムの性能及び効率が向上する。

一実施形態では、螺旋フットプリントは図１７において均等に増大する半径の約１２ターンの溝を有する。この螺旋ターンは約７．０インチの半径から出発して約１０．７インチの半径で終了する。しかしながら、これらのターンの半径及び数はシステムの必要性及び目標用途に応じて調整することができる。

模範的なシステムに対して、選択したフェライト材料の一般的なコア損失は１００ｋＨｚ、２００ｍＴの電界及び１００℃において約６９６ｍＷ／ｃｍ３である。フェライトはマンガン亜鉛材料とすることができ、同等の材料及び様々な形のものを様々なフェライトメーカから入手することができる。

いくつかの実施形態では、螺旋溝内に設置されるリッツ線は記載した各パッドアセンブリまで進むツイストペアリードワイヤにとって十分な長さを含む。鳩の尾形溝内のワイヤは個々のより線に被覆されたナイロンサービング及びエナメルのみを有する。プラスチックパッドまでのリード断面において、ツイストペアの各部分はＫｙｎａｒ製の熱収縮絶縁材料（ＦＩＴ−２２５又は同等物）の２つの層内に包まれているようにすることができる。ツイストペアはＨａｌａｒ製の編み上げチューブ型オーバラップ保護層内に包まれるようにすることもできる。適切なリッツ線は３８ゲージ銅線のより線／網組線１３００／３８Ｓ８０ＤＮ（ＨＭ線）の１３００のより線からなるリッツ線を含むことができる。

ＩＶ．一次コントローラ
ここに記載するＩＰＴシステムは一次コントローラ３０８を含むことができ、このコントローラはハードウェア及びこれと関連するソフトウェアの両方を有する。

Ａ．ハードウェア
共振スイッチング波形を制御するために任意の適切な一次コントローラを使用することができる。いくつかの実施形態では、一次トラック電流コントローラを開発するために、Ｘｉｌｉｎｘ Ｓｐａｒｔａｎ ３ＡＮ ＦＰＧＡを用いたフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）開発ボードを使用することができる。標準規格８０２．１５．４の無線プロトコル層のような無線プロトコル層でのカスタムアプリケーション通信プロトコルを提供するために、この開発ボードにカスタム無線通信カードを付加してもよい。このＦＰＧＡ開発プラットフォームは一般に初期のＩＰＴシステムに極めて大きなフレキシビリティを可能にする。更に、より費用効果の高い解決策が存在し、一般に、より精細なシステム全体の制御を、より高いデータスループットレートで可能にする。コントローラに対する１つのこのような代替例は、ディジタル信号コントローラ（ＤＳＣ）又はディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、例えばフリースケールＭＣ５６Ｆ８４ｘｘ又はシリーズＤＳＣを使用する。

Ｂ．ソフトウェア
１．概要
ＦＰＧＡを使用する実施形態では、内部ファームウェア開発はハードウェア記述言語（ＨＤＬ）で行うことができる。ＤＳＣ又はＤＳＰを用いる実施形態では、内部ファームウェア開発は、Ｃ又はＣ＋＋等のソフトウェアプログラミング言語で行うことができる。このようなファームウェアはサブセクション、例えば６つの異なるサブセクションに分割することができる。これらのサブセクションは、例えばプロセッササブセクション、通信サブセクション、アナログ−ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）サブセクション、ＬＥＤディスプレイサブセクション、スイッチ制御サブセクション、及びスイッチ故障及び準備サブセクションを含むことができる。

これらのファームウェアサブセクションに加えて、追加のソフトウェアをプロセッササブセクションにアプリケーションとして加えることができ、Ｃ又はＣ＋＋言語等の任意の適切な言語で実行させることができる。マニュアル制御及びデータロギングなどのインタラクションは任意の適切なユーザインタフェース、例えば無線インタフェースによるＰＣ上のグラフィックユーザインタフェース（ＧＵＩ）によって独立に処理することができる。マニュアル制御及びインタラクションは任意であるが、システムのデータが豊富な分析の実行を支援する。

ａ．プロセッサ
プロセッササブセクションはプロセッサ、例えば約３０ＭＨｚ−１００ＭＨｚのクロック周波数で動作する３２ビットプロセッサを含み、データ及びプログラムメモリを必要とし得る。他の適切なプロセッサは６４ビットのもの、又は異なるクロック速度を有するもの又はシングル又はマルチコアを有するものとし得る。一次クロックは外部位相ロックループ（ＰＬＬ）で調整し得るが、いくつかの実施形態では周波数の重要な性質のために、ＨＤＬブロックがクロックタイミング検証を実行し、クロックタイミングが既知の基準クロック信号に対して完全に検証されるまで、プロセッサ（及び他の全てのサブセクション）をリセット状態（従って電力伝送を阻止する状態）に保持することができる。プロセッササブセクションは、一実施形態では、ソフトウェアのアプリケーション層を完全に管理する。プロセッサはＬＣＬコンバータを流れる電流及び電圧測定値を受け取り、位相角を、従って一次トラック電流を直接決定する（以下のＩＶ．Ｂ．１．ｅに記載されている）。更に、プロセッサは通信を制御し、報告を実行し、必要に応じオペレータにより出されるマニュアル制御コマンドを実行するように構成することができる。

ｂ．通信
通信サブセクションは、一実施形態では、ハイレベルデータ伝送を無線通信チップで要求される低レベルビットエンコーディングに変換するように構成し得る。通信サブセクションは無線データの適切な送信及び受信を保証する。

ｃ．アナログ−ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
ＡＤＣサブセクションは、一実施形態では、外部ＡＤＣ集積回路と自動的に通信し、データをフィルタリングし、重要な測定パラメータをプロセッササブセクションに周期的に報告するように構成し得る。

ｄ．ＬＥＤディスプレイ
発光ダイオード（ＬＥＤ）ディスプレイサブセクションは、視覚ステータス報告を処理することによってプロセッサの負荷を低減するように構成し得る。このサブセクションは各サブセクションのステータスを自動的に読み取り、一実施形態では、起こり得る問題及び電力レベルステータス情報を直ちに視覚的に報告する。ＬＥＤディスプレイサブセクションはＦＰＧＡ開発ボード上のＲＧＢのカラーＬＥＤセットを直接制御することができる。

ｅ．スイッチ制御
スイッチ制御サブセクションは、一実施形態では、プロセッサからの所望の位相を各フルブリッジスイッチへの正しい波形制御に変換するように構成される。このサブセクションは、他のサブセクションより高速で、例えば１００ＭＨｚ−５００ＭＨｚで動作するクロックを必要とする（ダイレクト低レイテンシ制御レゾリューションを可能にするため）。このサブセクションは別個のクロックで動作するため、ＨＤＬは潜在的な準安定性問題がシステムを損傷しないようにクロックドメイン間の非同期問題を処理することができる。

ＬＣＬコンバータを使用するとき、その広い容認性のために、スイッチ制御の方法として対称電圧相殺（ＳＶＣ）又は位相シフト（ＰＳ）制御を使用することができる。導通角が０〜１８０°変化するときの一次電流の変化が図１８に示されている。図１８は、一次トラック電流がゼロから４０Ａまで完全に接続できることを示している。他の実施形態は、２０１２年１０月２３日に出願された米国特許出願第１３／６４２，９２５号に記載されている非対称電圧相殺（ＡＶＣ）制御の使用を含み、その全開示内容は参照することによりここに組み込まれる。

ｆ．スイッチ故障及び準備フィルタ
スイッチ故障及び準備フィルタサブセクションは、主としてゲートドライバ回路から疑似故障及び準備信号をフィルタリングするように構成される。スイッチングインバータの電気的に雑音の多い環境のために、高電力回路からのディジタル信号報告はしばしばバウンスして疑似信号を生じ得る。このサブセクションは読み込みを正しくするために入力信号をディジタル的にフィルタリングし、デバウンスする。

２．デュアルサイド制御及び最適効率
図１は、ＩＰＴシステム内の効率を最大にするためのシステム１００の一実施形態を示す概略ブロック図である。システム１００はＩＰＴシステム１０４内に最大効率装置１０２を含む。また、ＩＰＴシステム１０４は第１段１０６、第２段１０８、第１段１０６及び第２段１０８間の無線電力伝送部１１０を含む。信号１００は、負荷１１２及び電圧源１１４を含む。システム１００の要素を以下に説明する。

システム１００は最大効率装置１０２を含み、この装置は、ＩＰＴシステム１０４の最大効率を見つけるためにＩＰＴシステムの少なくとも電圧及び電流を繰り返し測定し、その後より高い効率を達成するために第１段１０６及び第２段１０８のパラメータを調整する。最大効率装置１０２は図２の装置２００に関して後でより詳細に説明される。

システム１００はＩＰＴシステム１０４を含む。ＩＰＴシステム１０４は第１段１０６から第２段１０８へ電力を無線伝送する。ＩＰＴシステム１０４は車輌、車輌内の電離、又は無線電力伝送が有効な他の装置に電力を供給することができる。ＩＰＴシステム１０４は様々なトポロジを含むことができ、効率を測定し、高い効率を達成するためにパラメータを処理することができる任意の構成を含むことができる。一実施形態では、第１段１０６はエネルギーを無線伝送し、第２段１０８は無線伝送されたエネルギーを受け取り、出力バスを介する１以上の負荷１１２へのエネルギー伝送を制御する。

第１段１０６は電圧源１１４から電力を受信する。一実施形態では、電圧源１１４はＤＣ電圧源であり、第１段１０６は入力としてＤＣ電圧を受信する。別の実施形態では、電圧源１１４はＡＣ電圧源である。第１段１０６は、一実施形態では、ＡＣ電圧を入力として用いる。別の実施形態では、第１段はＡＣ電圧を整流してＤＣ電圧を第１段１０６内の別の段に供給する整流器段を含む。電圧源１１４は公共電力網、発電機、電池、燃料電池、又は他の当業者に既知の他の電力源からのものとすることができる。

第１段１０６は、いくつかの実施形態では、無線電力伝送に適した１以上のスイッチング電力コンバータ又はインバータを含む。例えば、第１段１０６は、共振インバータ、共振コンバータ、又はＩＰＴシステム１０４内の無線電力伝送に有用な他のトポロジを含むことができる。一実施形態では、第１段１０６は共振回路網に制御された方形波インバータを含む。例えば、方形波インバータは図５に関して記載したＨブリッジインバータとすることができる。他の実施形態では、第１段１０６は共振回路網を励振するフルブリッジ、ハーフブリッジ、プッシュプル又は他のタイプのスイッチングでコンバータを含むことができる。共振回路網はキャパシタ、インダクタ、又は従来既知の他のコンポーネントの組合せを含むことができる。第１段１０６はインバータ又はコンバータを含み、その後段に共振回路網（ＲＮ）が続き、その後段に負荷が続く。コンバータ／ＲＮ／負荷は、電圧源−ＲＮ−電圧シンク、電圧源−ＲＮ−電流シンク、電流源−ＲＮ−電圧シンク、電流源−ＲＮ−電流シンクなどの様々な組合せのものとすることができる。

共振回路網は一般的にインダクタ及びキャパシタなどの２以上のリアクティブコンポーネントを含む。リアクティブコンポーネントはコンバータ／インバータのタイプ及び負荷のタイプに応じて様々な直列及び並列配置にすることができる。共振回路網は２素子型、３素子型、又は他の高次配置にすることができる。当業者はＩＰＴシステム１０４の無線電力伝送に適した他の配置も認識されよう。

一実施形態では、第１段１０６はＬＣＬ負荷共振コンバータを含む。ＬＣＬ負荷共振コンバータは、図５に関して上述したトポロジを含むことができる。一実施形態では、第１段１０６はＬＣＬ負荷共振器コンバータの負荷として働く一実施形態レシーバパッド３１４も含む。一実施形態では、一次レシーバパッド３１４は、図１３−図１７に関して上記したものである。

システム１００は負荷１１２に電力を供給する第２段１０８を含む。一実施形態では、第２段１０８は、二次共振回路、二次整流回路、及び二次減結合回路を含む。二次共振回路は、図１３−図１７に関して記載したような二次レシーバパッド３１６を含むことができる。二次共振回路網はインダクタ及びキャパシタなどの他のリアクティブコンポーネントも含むことができる。リアクティブコンポーネントは様々な直列及び並列配置にすることができる。一実施形態では、二次共振回路は図２３に関して記載するように構成することができる。

第２段１０８は、一実施形態では、二次整流回路を含む。二次整流回路は二次共振回路からのＡＣ電圧を整流する。二次整流回路はフルブリッジ整流器、ハーフブリッジ整流器、又は当業者に既知の他の整流回路とすることができる。第２段１０８は二次減結合回路を含む。二次減結合回路は負荷１１２を二次整流回路及び二次共振回路から減結合するのに役立つ。一実施形態では、二次減結合回路は二次減結合コンバータである。二次減結合コンバータは、ブーストコンバータ、バックコンバータ又は他のトポロジなどのスイッチング電力コンバータとすることができる。二次減結合コンバータは、二次整流回路からのＤＣ電圧を負荷１１２に有用な別の形態に変換することができる。例えば、負荷１１２がＤＣ電圧を要求する場合には、二次減結合コンバータはＤＣ−ＤＣコンバータとすることができる。

一実施形態では、負荷１１２はエネルギー蓄積素子を含む。エネルギー蓄積素子は電池、キャパシタ、又はエネルギーを蓄積し得る他の素子とすることができる。負荷１１２エネルギー蓄積素子に加えて追加の負荷を含むこともできる。例えば、負荷１１２は電気自動車駆動系とすることができる。電池で電気自動車駆動系に電力を供給することができる。一実施形態では、第２段１０８及び負荷１１２は車内に設置される。例えば、車が第２段１０８内の二次レシーバパッド３１６を第１段１０６内の一実施形態レシーバ段３１４と整列させたとき、第１段１０６は第２段１０８に電力を無線伝送することができる。ＩＰＴシステム１０４は第２段１０８及び負荷１１２を備えた車が移動し停止する複数の場所に複数の第１段１０６を備えることができる。

図２は、ＩＰＴシステム１０４内の効率を最大にする装置２００の一実施形態を示す概略ブロック図である。装置２００は、後述する測定モジュール２０２、最大効率モジュール２０４、及び調整モジュール２０６を有する最大効率装置１０２の一実施形態である。

装置２００は、ＩＰＴシステム１０４の電圧及び電流を測定する測定モジュール２０２を含む。電圧は出力電圧及び／又は入力電圧とすることができる。例えば、測定モジュール２０２は負荷１１２を給電する第２段１０８の出力バスの出力電圧を測定することができる。別の実施形態では、測定モジュール２０２はＩＰＴシステム１０４への入力電圧、例えば電圧源１１４が第１段１０６に接続される入力端の電圧を測定する。測定モジュール２０２は電流も測定する。例えば、測定モジュール２０２は出力電流及び／又は入力電流を測定することができる。測定モジュール２０２は、一実施形態では、第２段１０８の出力バスの出力電流を測定する。別の実施形態では、測定モジュール２０２はＩＰＴシステム１０４の入力端における入力電流、例えば電圧源１１４から第１段１０６への電流を測定する。

別の実施形態では、測定モジュール２０２は第１段１０６又は第２段１０８への内部の電圧及び／又は電流を測定する。例えば、測定モジュール２０２は第１段１０６の整流段及びコンバータ段の間で電圧及び／又は電流を測定する。この電圧及び電流測定値は、負荷１１２へ伝送される電力の量、負荷１１２の定常状態抵抗、ＩＰＴシステム１０４への入力電力などの決定に有用である。測定電圧及び電流はＩＰＴシステム１０４の効率を評価し、最大効率まで繰り返すのに有用である。測定電圧及び／又は電流は効率の計算式で使用することができる。

装置２００はＩＰＴシステム１０４に関する最大効率を決定する最大効率モジュール２０４を含む。一実施形態では、最大効率モジュール２０４は第１段１０６及び第２段１０８に関する最大効率を決定する。最大効率モジュール２０４は測定モジュール２０２の測定値と一緒にＩＰＴシステム１０４のパラメータをＩＰＴシステム１０４の最大効率まで反復して使用する。最大効率モジュール２０４で決定された最大効率は、特定の負荷１１２、ＩＰＴシステム１０４により発生される特定量の電力、ＩＰＴシステム１０４へ入力する電力量等に基づくものとし得る。最大効率モジュール２０４は最大効率を決定するためにＩＰＴシステム１０４内で得られる他の測定値を使用してもよい。

最大効率モジュール２０４は、一実施形態では、１以上の変数を反復使用することによって最大効率を決定する。例えば、最大効率モジュール２０４は最大効率を決定するために１以上の変数を特定の範囲に亘って変化させることができる。最大効率モジュール２０４が使用し得る変数のいくつかは、第１段１０６の導通角、第２段１０８のデューティサイクル、ＩＰＴシステム１０４が空隙を介して電力を無線伝送する空隙の大きさ、一次レシーバパッド３１４及び二次レシーバパッド３１６のミスアライメント、１以上の負荷１１２に伝送される電力、及び品質係数である。当業者は、最大効率モジュール２０４でＩＰＴシステム１０４の最大効率を決定するのに他の変数を変化させてもよいことは認識されよう。

一実施形態では、最大効率モジュール２０４はＩＰＴシステム１０４の第１段１０６及び第２段１０８内の種々の要素のモデルを使って最大効率を決定する。最大効率モジュール２０４はＩＰＴシステム１０４内の種々の素子の動作を近似する方程式を含むことができる。ＩＰＴシステム１０４の特定のトポロジに対する方程式が以下に示されるが、当業者は第１段１０６から第段１０８へ電力を無線伝送するＩＰＴシステム１０４に適した他のトポロジに適用可能な他の方程式を認識されよう。

装置２００は、ＩＰＴシステム１０４内の１以上のパラメータを最大効率モジュール２０４により計算された最大効率と一致して調整する調整モジュール２０６を含む。例えば、調整モジュール２０６は、最大効率モジュール２０４により決定された最大効率に対応させるために、ＩＰＴシステム１０４が最大効率モジュール２０４により決定された動作状態と合致する動作状態になるようにＩＰＴシステム１０４内の１以上のパラメータを調整する。

一実施形態では、調整モジュール２０６により調整される１以上のパラメータは第２段１０８のデューティサイクルを調整するデューティサイクル基準及び第１段１０６の導通角を調整する導通角基準を含む。例えば、第１段１０６が共振コンバータを含む場合には、その共振コンバータを制御する一般的な方法は導通角を調整する。第２段１０８がブーストコンバータなどの二次結合コンバータを含む場合には、そのコンバータを制御する一般的な方法はデューティサイクルを調整する。共振コンバータを制御するシステムは基準を含む。典型的な制御システムは、電流又は電圧などのパラメータを測定し、基準に対する誤差に基づく誤差信号を用いて導通角又はデューティサイクルなどの制御パラメータを調整する帰還を使用する。共振コンバータに対する導通角の調整は共振コンバータを異なる動作点に調整し得る。更に、二次減結合コンバータのデューティサイクルの調整は第２段１０８の動作点を変化し得る。一般的に、第１段１０６の共振コンバータに対する導通角及び第２段１０８の二次減結合コンバータのデューティサイクルは独立に調整することができる。導通角及びデューティサイクルを独立に調整すると、最大効率モジュール２０４により計算された最大効率へ向けたＩＰＴシステム１０４の調整に大きなフレキシビリティを与えることができる。

一般的に、第２段１０８内の二次減結合回路に対するデューティサイクルを調整する制御ループは比較的高速の制御ループである。同様に、第１段１０６の共振コンバータに対する導通角を調整する制御ループも比較的高速である。一実施形態では、調整モジュール２０６がデューティサイクル基準及び／又は導通角基準を調整する場合には、調整モジュール２０６は外部ループの一部分として動作する。一実施形態では、外部ループは第２段１０８に対するデューティサイクルを制御する内部制御ループ及び第１段１０６に対する導通角を制御する内部制御ループより低速である。例えば、これらの内部ループはデューティサイクル及び導通角をミリ秒又はマイクロ秒ベースで調整することができるが、外部ループは導通角基準及びデューティサイクル基準を分又は秒ベースで調整することができる。

いくつかの実施形態では、ここに記載する誘導性充電システムのスイッチ１つの望ましい特徴は、オンボード電池３２６を充電するために使用する電力（電流）を制御する能力にある。式（２）及び（２１）をグループ化することによって、下記の式（５）から、電池３２６へ供給される電力はデューティサイクル（Ｄ）と導通角（σ）の両制御変数により決まり、これは減結合及び一次トラック電流制御として通常よく知られている。例えば、G. A. Covicらの「Self tuning pick-ups for inductive power transfer」（IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008.、2008年、3489-3494ページ）、及びP. Siらの「Wireless Power Supply for Implantable Biomedical Device Based on Primary Input Voltage Regulation」（2nd IEEE Conference on Industrial Electronics and Applications, 2007. ICIEA 2007.、2007年、235-239ページ）参照。

（５）

制御アルゴリズムを実行するためにこれまでいくつかの方法が提案されている。一つの可能な選択肢は一次トラック電流自身の制御を用いる。例えば、G. B. Joungらの「An energy transmission system for an artificial heart using leakage inductance compensation of transcutaneous transformer」（IEEE Transactions on Power Electronics、第１３巻、1013-1022ページ、1998年11月）、及びP. Siらの「A Frequency Control Method for Regulating Wireless Power to Implantable Devices」（IEEE Transactions on Biomedical Circuits and Systems、第２巻、22-29ページ、2008年3月）参照。別のもっと最近の開発例はＭが変化するとき一次トラック電流をσにより制御する。デューティサイクル制御は負荷抵抗変化に対して使用される。要するに、Ｉ_１はＶ_ｄｃを固定に維持するために式（２０）で支配されるＭに反比例するように制御され、負荷変化による電力出力を式（５）で制御するためにＤが使用される。このタイプのアプローチは二次減結合制御と呼ばれる。しかしながら、これらの両方法とも、いくつかの実施形態で実施可能であるが、最高の総合システム効率を得るための最適な制御ストラテジではない。ここに記載する実施形態によるこのシステムでは、負荷及び結合の変化を有するシステムに対して最高の効率を達成するために新たなデュアルサイド制御ストラテジを使用する。

ここに記載するいくつかの実施形態で使用する効率解析アプローチはシステムを別個のセクションに分割し各セクションの効率を個別に解析する。効率解析の一つの前提として、ＬＣＬコンバータ上のＨブリッジのスイッチング損失は極めて複雑な性質で変化するため、導通損失のみが考慮される。純粋且つ実際の反射抵抗状態の下でも、１つのレグは比較的高いダイオード逆回復損失（容量性スイッチング）で動作し、他のレグは通常のハード特性（誘導性スイッチング）で動作し得る。例えば、H. H. Wuらの「Design of Symmetric Voltage Cancellation Control for LCL converters in Inductive Power Transfer Systems」（IEEE International Electric Machines & Drives Conference（IEMDC）, 2011、2011年、866-871ページ）参照。更に、各半導体装置のスイッチング特性は動作温度及び比較的大きな不一致を有する内部装置パラメータに強く依存する。

解析の説明を助けるために、図１９を参照し得る。半導体装置の導通損は、一実施形態では、２つの部分に分離してモデル化され、１つの部分はゼロ電流における順方向電圧降下（Ｖ_{ｒｄ＿ｏｎ}、Ｖ_{ｂｓ＿ｏｎ}、Ｖ_{ｂｄ＿ｏｎ}）であり、他の部分は直列の等価線形抵抗である。これらの各部分は別個に考慮することができる。Ｒ_ＬｄｃはＬ_ｄｃのＥＳＲと整流器ブリッジ内のダイオードの線形抵抗との和である。

整流器後段のブーストコンバータの効率は、次の式で与えられる。

（６）

ここでは線形抵抗のみが考慮され、式（６）を展開すると、次の式となる。

（７）

Ｒ_{ｂｓ＿ｏｎ}がＲ_{ｂｄ＿ｏｎ}にほぼ等しいものとすると、式（７）は次の式に簡略化される。

（８）

装置の順方向電圧降下による損失は同様に導出でき、Ｖ_{ｈｓ＿ｏｎ}とＶ_{ｈｄ＿ｏｎ}とが同等であるとすることにより、効率は、次の式で表される。

（９）

次に、二次共振回路に対して、パッドインダクタンス変化による離調効果が考量される。解析を簡単にするために、パッドインダクタンスは一定であると数学的に取扱い、並列同調キャパシタは変数として取り扱う。更に、同調キャパシタのＥＳＲはそれらの損失は、他のコンポーネントより一桁低いので無視される。ｉ_２の大きさは次の方程式で表される。

（１０）

ここで、αは次の通りである。

（１１）

式（６）に提案されたアプローチに続いて式（１０）を使用すると、効率は、次の式で与えられる。

（１２）

方程式（８）、（９）及び（１２）を掛け合わせれば、その結果は、第２段１０８の二次共振回路、二次整流回路、及び二次減結合コンバータの効率になる。次の導出はＬＣＬ負荷共振コンバータ及び関連今日回路網の効率を決定することにある。図２０に示す等価回路が損失をモデル化するために使用される。最初に、二次離調共振回路の並列インピーダンスは、次の式により与えられる。

（１３）

二次側の全てのＥＳＲ損失は、それらの値はリアクタンス及び抵抗成分より著しく小さいために無視され、ｉ_２は、次の式で与えられることに注意されたい。

（１４）

第１の原理から、反射インピーダンスは、次の式の通りである。

（１５）

式（１５）は、ΔＣ_２が零にセットされれば、式（３）に簡略化されることに注意されたい。前と同様に、線形抵抗損失は零電流時の順方向電圧降下から分離される。式（６）の場合と同様のアプローチを使用することにより、一次側の効率は、次の式で与えられる。

（１６）

式（８）と同様に、順方向電圧降下による効率は、次の式で与えられる。

（１７）

式（８）、（９）、（１２）、（１６）及び（１７）を集めることによって、全体的なシステム効率は、次の式で与えられる。

（１８）

一実施形態では、式（１８）を用いて最高効率点を見つけ出すことができる。しかしながら、一般的にこの関数はＱ_２ｖに対して４次より高次であり、これはグローバル最大点の解析解を直接決定できないことを意味する。幸いなことに、詳しい解析により、この関数は常にグローバル最大点を有し、簡単な検出ルーチンを用いて最大点を検出することができる。解析のための値は表２に示されている。Ｒ_ｂはＬ_ｂのＥＳＲとスイッチの線形抵抗の和である。変数Ｍ及びσを決定するために、図４を使用できる。Ｑ_２ｖは式（１４）を用いて計算される。本例では、５ｋＷシステムのＦＰＧＡコントローラ及び全てのセンサを給電するために約３７Ｗが使用されている。

このシステムを実際に実現するためには、図２１に示すコントローラブロック図を使用することができる。一実施形態では、デューティサイクルＤが一次制御変数として使用され、導通角σが出力電力（電流）を規定値に維持するために常に更新される。

電池３２６の等価負荷抵抗は、電池電圧と充電電流を測定することによって決定できる。これらの２つのセンサは、一般にＥＶ用の大きな電池を充電する際に安全上の理由のために必要とされ、追加のハードウェアは不要にすることができる。結合係数を決定するために、オブザーバ方程式を直接使用してその動作値を予測することができる。最初に、おそらく電流変成器（ＣＴ）を用いる測定によって、トラック電流を決定しなければならない。しかしながら、ＰＦＣ段が、例えば動作中に一定の４００ＶＤＣバスを維持できる場合には、余分のＣＴを用いることなく、式（２）を用いてｉ_１を直接推定することができる。推定したトラック電流を用いることによって、ｉ_１及びＲ_ｄｃが既に既知であるとき、Ｍ（及びｋ）を直接決定することができる。

（１９）

図２２は、広い範囲の負荷及びデューティサイクル状態に亘って大きな誤差なしに相互インダクタンス（又は結合係数）を決定することができることを示す。表２のシステムパラメータの推定値が式（１８）を用いる最適効率制御に必要とされる。正確な推定値を生成する一つの方法は、各コンポーネントのＥＳＲチャネルを直接測定し、その後コントローラを各ユニットに対して測定寄生値でプログラムする。この技術の潜在的な欠点は、動作中に２つのＩＰＴパッドのＥＳＲに浮遊金属物体が近づくと、それらのＥＳＲが変化し得ることにある。動作中のパッドＥＳＲを正確に検出するいくつかの代替可能な方法がある。いくつかの実施形態では、名目上の追加コストで共振コンバータの前に入力電圧及び電流センサを設置することによって代替方法を始め、入力電力を直接測定することができる。システムの入力及び出力にアクセスすることで、効率を決定し、そのピークをサーチすることによって最適値を検出することができる。これは、ここに記載するシステムのいくつかの実施形態では閉ループコントローラに対して取られている実際の実施アプローチである。この方法で測定する効率は完全には正確でないといえるが、一般的な傾向は１％の測定誤差を有し得るセンサを用いて依然として決定することができる。図３３に示す関数のピーク値は全く正確に追跡記録することができる。

いくつかの実施形態では、一次コントローラ３０８のプロセッサは、最適システム効率を保証するために、システム効率を追跡し、ＳＶＣ制御及び二次減結合制御を最適にすることに責任を持つように構成される。

Ｖ．二次同調回路網（二次回路３１８、図２３）
ここに記載するＩＰＴシステムは二次同調回路を含むことができる。

Ａ．二次共振回路の容量性回路網
いくつかの実施形態では、二次減結合コンバータとともに示される図２３に示す容量性回路網は直列補償キャパシタ（Ｃ_２ｓ）及び並列タンクキャパシタ（Ｃ_２）を含むことができる。このシステムのキャパシタンスを決定するために、一実施形態では、次の方法を使用することができる。

１．所望の動作角周波数ω＝２πｆを決定する（ここで、ｆは周波数（Ｈｚ）である）。
２．一次側の入力ＤＣ（Ｖ_ｄｃ１）、所望の出力電圧（Ｖ_ｄｃ２）及び所望の出力電流（Ｉ_ｄｃ２）を決定する。出力電力Ｐ_ｏｕｔ＝Ｖ_ｄｃ２＊Ｉ_ｄｃ２
３．所定のパッドセットに対して、一次及び二次レシーバパッド３１４及び３１６間の結合係数（ｋ）範囲及び公称空隙を決定する。
であり、ここで（Ｌ_１）_ｓは二次レシーバパッド３１６が所定の高さで短絡された状態での一次レシーバパッドのインダクタンスであり、（Ｌ_１）_ｏは二次レシーバパッド３１６が所定の高さで開路された状態での一次レシーバパッドのインダクタンスである。ｋ_ｏはパッドが公称空隙に設定されている状態での結合係数である。
４．最大一次ＲＭＳ ＡＣ電圧（Ｖ_ａｃ１）を決定する。ここで、σ＝１８０°のとき、
である。そして、ＩＰＴモデルを用いて所要の最大ＲＭＳ ＡＣトラック電流（Ｉ_１ｍａｘ）も決定する。従って、所望の一次リアクタンス（Ｘ_{１＿ｄｅｓ}）は
である。
５．一次パッドの上方の公称高さに位置し、一次レシーバパッド３１４が開路であるときの二次レシーバパッドのインダクタンス（Ｌ_２０）及び関連するリアクタンス（Ｘ_２０）を決定する。Ｘ_２０=ω＊Ｌ_２０であり、ここでωはシステムの角周波数である。
６．最大高さ（即ちｋ_ｍｉｎ）での開路電圧（Ｖ_ｏｃ）Ｖ_ｏｃ＝Ｉ_１ｍａｘ＊Ｘ_２０＊ｋ_ｍｉｎを決定し（一次及び二次レシーバパッドのインダクタンスは互いに極めて近いものと仮定する）、このインダクタンスから所望の二次リアクタンス（Ｘ_{２＿ｄｅｓ}）、
を決定する。
７．所定の二次共振回路（図２３に示す）に対して、所要の二次直列補償キャパシタ（Ｃ_２ｓ）及び二次並列タンクキャパシタ（Ｃ_２）を、次の方程式Ｃ_２ｓ＝［ω＊（Ｘ_２０−Ｘ_{２＿ｄｅｓ}）］^−１及びＣ_２＝［ω＊Ｘ_{２＿ｄｅｓ}］^−１を用いて決定する。
８．二次パッドが最大高さで、二次コイルが二次直列補償キャパシタＣ_２ｓと直列に短絡された状態での公称一次レシーバパッドインダクタンス（Ｌ_１０）及びリアクタンス（Ｘ_１０）を決定する。
９．所定の一次ＬＣＬ同調回路（図１０に示す）に対して、所要の一次直列補償キャパシタ（Ｃ_１ｓ）及び一次並列タンクキャパシタ（Ｃ_１）を、次の方程式Ｃ_１ｓ＝［ω＊（Ｘ_１０−Ｘ_{１＿ｄｅｓ}）］^−１及びＣ_１＝［ω＊Ｘ_{１＿ｄｅｓ}］^−１を用いて決定する。
１０．従って、一次ブリッジインダクタンス（Ｌ_ｂ）は
で決定できる。ブリッジインダクタンスをインバータの２つのレグに分割する場合には、関連するインダクタンスは各インダクタに等分される。

Ｂ．コイルの相互作用
図２３に示すＬ_２は二次回路３１８へ電力を伝送するために使用する磁気パッド設計を示す。ＩＰＴコンバータの二次側では、二次磁気パッド（二次レシーバパッド３１６）は若干量の自己インダクタ及び相互インダクタを有する疎結合変成器の二次側半部として作用する。その自己インダクタは（上述したように）回路の同調に使用され、よってシステムは、一般的に、共振電力変成器の効率を維持するためにはこの自己インダクタの変化を適切に許容しなければならない。しかしながら、二次自己インダクタの変化は一次自己インダクタより著しく小さい。

ＶＩ．二次整流回路
エンドポイント負荷に応じて、ここに記載するＩＰＴシステムは自由選択の二次整流回路を含むことができる。選択使用されるとき、二次整流回路は高周波数のＡＣ波形をＤＣ波形に変換するように構成される。二次整流回路は低損失動作用に選択した４つの高速ダイオードの全波整流ブリッジ整流器とすることができる。例えば、いくつかの実施形態では、整流器を実現するために４つのフェアチャイルドＲＨＲＧ７５１２０ダイオードを使用した。整流に使用するダイオードは極めて高速のダイオード逆回復時間、引くインダクタ電圧効果、高い定格電圧及び高い定格電流を有するように構成することができる。他の実施形態は低損失整流を実行するためにスイッチを用いた同期整流技術を使用する。

ＶＩＩ．二次減結合回路
ＩＰＴシステムは二次減結合回路を自由選択で含むことができる。任意の適切な現結合回路を使用することができる。二次減結合回路はブーストコンバータのようなスイッチング電力コンバータを含むことができる。例えば、図２３に示す減結合制御を備えた並列ピックアップ（二次回路３１８）がいくつかの実施形態で使用されている。例えば、J. T. Boysらの「Stability and control of inductively coupled power transfer systems」（IEE Proceedings - Electric Power Applications、第１４７巻、37-43ページ、2000年）、G. A. Covicらの「Self tuning pick-ups for inductive power transfer」（IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008、2008年、3489-3494ページ）、N. A. Keelingらの「A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications」（IEEE Transactions on Industrial Electronics、第５７巻、744-751ページ、2010年）、J. T. Boysらの「Single-phase unity power-factor inductive power transfer system」（IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008、2008年、3701-3706ページ）、Y. Xuらの「Modeling and controller design of ICPT pick-ups」（International Conference on Power System Technology, 2002. Proceedings. Powercon 2002、2002年）参照。

いくつかの実施形態では、上述した二次減結合回路は次の利点を有する。
・並列共振回路が定常状態の下で電流源として作用し（例えば、G. A. Covicらの「Self tuning pick-ups for inductive power transfer」（IEEE Power Electronics Specialists Conference, 2008. PESC 2008.、2008年、3489-3494ページ）参照）、ほとんどの種類のバッテリを充電するために十分に機能しうる。
・二次減結合回路３２０は使用が容易で、スイッチＳ_ｂのデューティサイクルを制御するだけでピックアップの出力電圧を任意の所望の値に調整することができる。例えば、J. T. Boysらの「stability and control of inductively coupled power transfer systems」（IEE Proceedings - Electric Power Applications、第１４７巻、37-43ページ、2000年）参照。更に、この二次側制御は、無線通信リンクが一時的に不作動になった場合に、電池に対する保護機能として作用する。

二次減結合コントローラスイッチを高いスイッチング周波数で動作させると、一次側へ一定の反射インピーダンス（Ｚ_ｒ）を生成し、電源から引き出される電流は、低速スイッチング動作に比較して、二次側からのＥＭＩ理想的に最小にする能力を有するものとなる。ここで、開回路電圧は第１の原理から、次の式により与えられる。

（２０）

そして、電池３２６が定常状態の下で等価ＤＣ抵抗としてモデル化できる場合には、出力電力は、次の式で与えられる。

（２１）

ここで、次の通りである。

（２２）

（２３）

式（２２）中のＱ_２ｖはＱ_２と相違する。Ｑ_２は全体的な品質係数であり、電圧Ｑ（Ｑ_２ｖ）と電流Ｑ（Ｑ_２ｉ）の積として定義することができる。例えば、N. A. Keelingらの「A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications」（IEEE Transactions on Industrial Elecronics、第５７巻、744-751ページ、2010年）参照。ここで、Ｑ_２ｖは同様に処理され、Ｑ_２ｉはＬ_２ｅｑ及びＬ_１ｅｑによる同調の定義中に自己充足される。設計ストラテジの重要部分は式（２１）の電力要件を満足する式（２３）のＬ_２ｅｑを選択することにある。設計パラメータは表３に示されている。Ｖ_ｏｃパラメータは結合係数及び使用する一次トラック電流に依存するため、ここでは与えられない。Ｌ_ｄｃの主な目的は整流電流を連続的に維持するためであり、その選択基準は、例えば、P. Siらの「Analyses of DC Inductance Used in ICPT Power Pick-Ups for Maximum Power Transfer」（2005 IEEE/PES Transmission and Distribution Conference and Exhibition: Asia and Pacific、2005年、1-6ページ）に見つけることができる。

いくつかの実施形態では、並列共振ピックアップの特定のＬ_ｄｃを選択するプロセスを使用することができる。例えば、回路に必要とされる最小ＤＣインダクタンスを解析するプロセッサが続いて行われる。一つの直接的な方法は、最大値に対して正規化される出力電力の量を測定することであり、適度なＬ_ｄｃを選択することができる（図２４）。しかしながら、このプロセスは、電力が入手可能であっても、ＤＣ電流に大きな高調波リップを有し、整流器を逆流してノンユニティの変位力率を生じるため、少し複雑である。例えば、P. Siらの「Analyses of DC Inductance Used in ICPT Power Pick-Ups for Maximum Power Transfer」（2005 IEEE/PES Transmission and Distribution Conference and Exhibition: Asia and Pacific、2005年、1-6ページ）参照。この現象は、一次コンバータへ反射されるときＨブリッジ回路網への追加の負荷を生じ、大きな反射を避けるために、動作中のリップル電流を２０％以下に低減するのがよい。従って、図２５の曲線は、ＤＣインダクタンスを約５００μＨまで増大すると、リップルは２０％まで減少し得ることを示している。

次に、二次減結合コントローラ３２０のスイッチング周波数の解析は幾分複雑であり、システムが動作し得る最適周波数は高速スイッチング中にある。スイッチング周波数がＬ_ｄｃ及び並列共振タンクの共振極に選択されるとき、７８％への大きな効率降下も生じ得る。従って、より高い又はより低い周波数を選択することができる。より低い周波数は、ピックアップがスイッチオン及びオフされるときＥＭＩが生じ、グリッドへ戻される。従って、より高い周波数が好ましい。図２６に示すように、周波数を１０ｋＨｚ以上にすると、その効率は高く維持される。

ＤＣ等価回路理論及び状態空間平均（例えば、J. T. Boysらの「Controlling inrush currents in inductively coupled power systems」（The 7th International Power Engineering Conference, 2005. IPEC 2005、2005年、1046-1051ページ）参照）を使用すると、並列同調源結合回路に対する伝達関数は次の方程式（２４）で示される。前記システムパラメータを用いたこの伝達関数のルートローカスプロットが図２７に示されている。このルートローカスプロットは、３つの極と２つの零点があることを示している。零点は右半面零点であり、これは、出力はステップ関数が入力であるときに予測される方向の負方向に常に作用することを意味する。この点を考慮に入れると、更に解析モデルに重要な前提を行い、システムを不安定の寸前に追いやることは賢い選択ではない。

（２４）

Ａ．スイッチングセクションのスイッチ及びダイオードの選択
ここに記載するシステムには任意の適切なスイッチ及びダイオードの組合せを使用することができる。例えば、いくつかの実施形態では、簡単さ、コスト及びＭＯＳＦＥＴ型スイッチにスナブ素子を付加することにより生じる損失の回避のために、同じインターナショナルレクティフィアＩＧＢＴ ＩＲＧ７ＰＨ４２ＵＰＢＦスイッチ（一次同調ＬＣＬ負荷共振コンバータに使用されるスイッチと同一）を図２３に示す二次減結合せスイッチＳ_ｂのために使用することができる。ゲートドライバ回路も図９に示すものと同様にすることができる。図２３に示すダイオードＤ_ｂは任意の適切なコンポーネント又はコンポーネントセットから選択でき、例えばＩｎｆｉｎｅｏｎ社製の２つの並列接続されたＩＤＨ１６Ｓ６０Ｃ炭化シリコン（ＳｉＣ）ショットキダイオードとすることができる。ＳｉＣダイオードは正の温度係数を有するため、一般的なシリコンショットキダイオードの場合に起こり得る熱暴走を抑えるために追加の熱平衡の配慮が必要なくなる。更に、ＳｉＣダイオードは極めて低い導通損及びほぼゼロの逆回復時間を示す。

二次側電子回路上のスイッチ及びダイオードは一次側と同じボトム構造及び同じヒートスプレッダウェハを熱ペーストとともに用いて構成することができる（図８）。アルミニウムヒートシンクは中程度の容量及び表面積を有するもの、例えばＭ＆Ｍメタルから入手し得るＭＭ３２６４７とすることができる。一次側及び二次側の電子回路アセンブリはヒートシンクチャネルに下向きに向けた空冷ファンを含むことができる。Ｓｏｆａｓｃｏ社製のモデル番号Ｄ７０２５Ｖ１２又は同等物が適切である。二次側熱構造は図８に示す構造と同等である。

ＶＩＩＩ．二次減結合コントローラ
ここに記載するＩＰＴシステムは二次減結合コントローラ３２０を含むことができ、このコントローラはハードウェア及びこれと関連するソフトウェアの両方を有する。

Ａ．ハードウェア
減結合スイッチ波形を制御するために任意の適切な二次減結合コントローラ３２０を使用することができる。いくつかの実施形態では、二次減結合コントローラを開発するために、Ｘｉｌｉｎｘ Ｓｐａｒｔａｎ ３ＡＮ ＦＰＧＡを用いたフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）開発ボードを使用することができる。標準規格８０２．１５．４の無線プロトコル層のような無線プロトコル層でのカスタムアプリケーション通信プロトコルを提供すために、この開発ボードにカスタム無線通信カードを付加してもよい。このＦＰＧＡ開発プラットフォームは一般に初期のＩＰＴシステムに大きなフレキシビリティを可能にする。更に、もっと費用効果の高い解決策が存在し、一般によりもっと精細なシステム全体の制御をもっと高いデータスループットレートで可能にする。二次減結合コントローラに対する１つのこのような代替例は、ディジタル信号コントローラ（ＤＳＣ）又はディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、例えばフリースケールＭＣ５６Ｆ８４ｘｘ又はシリーズＤＳＣ、を使用する。

Ｂ．ソフトウェア
１．概要
ＦＰＧＡ又は代替プロセッサを使用するいくつかの実施形態では、内部ファームウェア開発はハードウェア記述言語（ＨＤＬ）で行うことができる。ＤＳＣ又はＤＳＰを用いる実施形態では、内部ワームウェエア開発は、Ｃ又はＣ＋＋などのソフトウェアプログラミング言語で行うことができる。このようなファームウェアはサブセクション、例えば５つの異なるサブセクションに分割することができる。これらのサブセクションは、例えばプロセッササブセクション、通信サブセクション、アナログ−ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）サブセクション、ＬＥＤディスプレイサブセクション、及びスイッチ制御サブセクションを含むことができる。

これらのファームウェアサブセクションに加えて、追加のソフトウェアをプロセッササブセクションにアプリケーションとして加えることができ、Ｃ又はＣ＋＋言語などの任意の適切な言語で実行させることができる。マニュアル制御及びデータロギングなどのインタラクションは任意の適切なユーザインタフェース、例えば無線インタフェースによるＰＣ上のグラフィックユーザインタフェース（ＧＵＴ）によって独立に処理することができる。マニュアル制御及びインタラクションは任意であるが、システムのデータが豊富な分析の実行を支援する。

ａ．プロセッサ
プロセッササブセクションはプロセッサ、例えば約３０ＭＨｚ−１００ＭＨｚのクロック周波数で動作する３２ビットプロセッサを含み、データ及びプログラムメモリを必要とし得る。他の適切なプロセッサを使用してもよい。一次クロックは外部位相ロックループ（ＰＬＬ）で調整し得るが、周波数の重要な性質のために、ＨＤＬブロックがクロックタイミング検証を実行し、クロックタイミングが既知の基準クロック信号に対して完全に検証されるまで、プロセッサ（及び他の全てのサブセクション）をリセット状態（従って電力伝送を阻止する状態）に保持することができる。プロセッササブセクションは、ソフトウェアのアプリケーション層を完全に管理する。プロセッサは二次減結合コントローラ３２０を流れる電流及び電圧の測定値を受け取り、ＩＰＴシステム１０４の電力伝送をデュアルサイド制御で決定するのを直接支援する（ＩＶ．Ｂ．２に記載されている）。更に、いくつかの実施形態では、プロセッサは通信を制御し、報告を実行し、必要に応じオペレータにより出されるマニュアル制御コマンドを実行するように構成することができる。

ｂ．通信
通信サブセクションは、ハイレベルデータ伝送を無線通信チップで要求される低レベルビットエンコーディングに変換するように構成される。通信サブセクションは、一実施形態では、無線データの適切な送信及び受信を保証する。

ｃ．アナログ−ディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
ＡＤＣサブセクションは、外部ＡＤＣ集積回路と自動的に通信し、データをフィルタリングし、重要な測定パラメータをプロセッササブセクションに周期的に報告するように構成し得る。

ｄ．ＬＥＤディスプレイ
ＬＥＤディスプレイサブセクションは、視覚ステータス報告を処理することによってプロセッサの負荷を低減するように構成し得る。このサブセクションは各サブセクションのステータスを自動的に読み取り、起こり得る問題及び電力レベルステータス情報を直ちに視覚的に報告する。ＬＥＤディスプレイサブセクションはＦＰＧＡ開発ボード上のＲＧＢのカラーＬＥＤセットを直接制御することができる。

ｅ．スイッチ制御
スイッチ制御サブセクションは、プロセッサからの所望の減結合デューティサイクルを減結合スイッチへの正しい波形制御に変換するように構成される。このサブセクションは、プロセッサがいつデューティサイクルの変化を要求するかと無関係に、新たな値が適切な時間間隔で再ロードされるようにディーティサイクル制御を刻時することを助ける。このサブセクションは、一実施形態では、障害が検出された場合に二次回路３１８を自動的に減結合することができるフォールトトレラントパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を出力する。

ＩＸ．無線で電力を供給される負荷
図２８及び図２９は、固定出力電圧条件（３００Ｖ）及び最も悪い場合の結合係数における、一次側のグリッド入力から二次側へのＤＣ出力にデュアルサイド制御、すなわち二次減結合制御（デューティサイクルとして示される）を使用したときの無線ＩＰＴの全体の効率を示すものである。高出力ＩＰＴシステムに付随する負荷のほとんどが、バッテリの充電の際に、電気自動車のような一定のＤＣ電圧出力を必要とするであろうことに留意されたい。しかしながら、負荷条件が変化する条件下でシステム出力電圧の変化が許される場合、システムの全体効率は、軽負荷のもとで改善されうる。図３０は、デュアルサイド制御がなく、いくつかの異なる垂直及び水平な磁気パッドのミスアライメント状態のもとで出力電圧が変化する場合のシステムの全体効率を示す。

Ｘ．故障保護及び安全性
故障保護は、人及び機器の安全を確保するために、高電圧及び高出力システムにおいて重要な一面である。本明細書に記載される５ｋＷ以上の無線ＩＰＴシステムは、３層のハードウェアの耐故障性と、複数の付加的な層のソフトウェアの故障保護を使用できる。

Ａ．ハードウェアの故障保護
いくつかの実施形態では、ハードウェアの故障保護の第１層は、各一次スイッチゲートドライバ及びＡＣ−ＤＣ力率段の入力に存在する。標準的なヒューズ保護に加え、一実施形態では、ＡＣ−ＤＣ力率段は、以上に高い電流スパイクを検出して、マニュアルリセットが行われるまでシステムの電源を切るという能力を有する。ＬＣＬコンバータで、各スイッチのゲートドライブ回路は、いずれかのスイッチに脱飽和（例えば故障モード）が検出されると、全てのゲートドライバの電源が切られて、システムがスイッチの故障を報告するように、脱飽和保護を有する。故障保護のこの層に更なる安全性が必要な場合、標準的な、通常開いているコンタクタを、ＡＣ−ＤＣ力率段の入力又は出力に加えることができる。

いくつかの実施形態では、ハードウェア故障保護の第２層は、第１及び第２の共振回路網に存在できる。一実施形態では、リテルヒューズ（部品番号Ｖ２５Ｓ７５０Ｐ）からの金属酸化物バリスタ（ＭＯＶ）が、図１０の並列な同調キャパシタＣ_１及び図２３の並列な同調キャパシタＣ_２と並列に配置される。それぞれのＭＯＶは、一般に、約７５０ＶＡＣ又は９７０ＶＤＣの過渡電流から保護して、８９０Ｊのエネルギーを消費する能力を有するが、これは、当該実施形態では、システムの容量エネルギー蓄積を除去し、人の安全を保証するために十分である。ＭＯＶ自体が故障するという、発生することが想定されにくいイベントにおいて、最も想定される故障モードは、ＩＰＴシステムを実際に離調し、追加の電力伝送を防ぐ短絡である。

いくつかの実施形態では、ハードウェア故障保護の第３層は、二次減結合回路に存在できる。全てのソフトウェアが出力電力を制御できず、一次回路が出力電力に係らず一定のトラック電流を継続して供給するという、発生する可能性が高いイベントにおいて、シュミットトリガ回路は、自動的に二次回路を減結合し、出力電圧を３１０Ｖから３３０Ｖの間に調整するため、過電圧状態にすることなく、全システムの適切な動作状態を維持できる。故障保護の本層は、二次減結合制御を有さないか、有したとしても制御は完全にソフトウェア内に残るという点で、多くの類似するシステムに対して特徴的である。更に、故障保護の本段階では、動的なインモーションの無線誘導電力伝送に対するトレンドが可能になる。

Ｂ．ソフトウェアの故障保護
いくつかの実施形態では、一次コントローラ２０８及び二次減結合コントローラ３２０に搭載されたソフトウェアは、ＩＰＴシステム全体に亘って電流レベル及び電圧レベルを常時監視するように構成される。いかなるときにも、電流又は電圧が所定の最大値を越えた場合、それぞれ独立したコントローラは、さらなる電力伝送を防止し、ユーザに適切な過電圧又は過電流のエラーを報告する。加えて、不変性及び信頼性のために、通信が監視される。通信が信頼性がないと判断されるか、又は通信が行われないまま所定の時間経過した場合、それぞれ独立したコントローラは、さらなる電力伝送を防止し、ユーザに適切な通信のエラーを報告する。

安全性の他の重要な一面は、渦電流により発熱している、一次及び二次磁気コイル（一次及び二次レシーバパッド３１４及び３１６）の間のフェリ磁性の物体がないことを確実にすることである。一次コントローラ３０８のソフトウェア及び二次減結合コントローラ３２０のソフトウェアは、常時システムの効率を監視し、未確認のフェリ磁性材料により効率の低下が発生した場合に検出できる。このような効率の低下が発生した場合、ＩＰＴシステムは、それぞれ個別のコントローラを停止することにより、かかる物体の発熱を防ぎ、適切なエラーメッセージをユーザに報告する。

Ｃ．磁気の安全性
国際非電離放射線防護委員会（ＩＣＮＩＲＰ：International Commission on Non Ionizing Radiation Protection）のガイドライン「ＥＵ及びオセアニアの多くの国々で現在採用されている基準」は、広範囲に亘る新しい電磁誘導充電の規格（ＳＡＥ−Ｊ２９５４、ＩＳＯ／ＩＥＣ ＰＴ６１９８０等）により、人に曝露される最大磁界を決定するのに広く使われている。

開示されたＩＰＴシステムの磁界測定は、様々な実施形態では、ＡＲＰＡＮＳＡにより提案される測定技術を使用することにより、厳密にＩＣＮＩＲＰ規格に適合する。例えば、M. Budhiaらの「Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems」（IEEE Transactions on Power Electronics、1-1ページ、2011年）を参照されたい。一般に、満たされるべき基準は２つあり、１）人体に曝露される絶対最大磁界は２７．３μＴを超えてはならず、２）頭部、胸部、股間及び膝で測定される平均磁場強度は、６．２５μＴを下回ってはならない。図３１は、一実施形態では、絶対最大磁場強度が０．８２ｍで満たされ、これは、一般的な乗用車の幅の半分未満である。測定は、全ての可能な動作状態で行われ、最も悪い場合の粗い面と状態が図３１に示されている。図３２は、平均４．３６μＴの人体が、４点の測定を使用して、標準的なシナリオとして（例えば、M. Budhiaらの「Design and Optimisation of Circular Magnetic Structures for Lumped Inductive Power Transfer Systems」（IEEE Transactions on Power Electronics、1-1ページ、2011年）参照）測定され、１５００ｍｍの女性の最小の高さが最も悪い場合として使用される。

ＸＩ．システムの結果
実際の実験的測定は、デュアルサイド制御における前項からのシステム効率の分析を確認するために使用されてきた。図３３及び図３４は、異なる結合状態における動作中のデューティサイクルの変化に対する分析的及び実験的な結果を示す。Ｑ_２ｖｍは、達成可能なＱ_２ｖの最大値であり、特定の負荷状態を意味する。例えば、Ｑ_２ｖｍは、５ｋＷの出力を意味し、０．８Ｑ_２ｖｍは、４ｋＷの出力を意味する。実験的な結果について、デューティサイクルは、物理システムの部品公差内に抑えるために、より高いＱ_２ｖ（負荷状態）に制限される。予想される効率と測定された効率との間の絶対値の差はあるが、最高効率が発生するデューティサイクルはほとんど同じであり、波形の傾きはほとんど等しい。低出力における効率の値の大きな違いは、システムにおけるスイッチング損失を無視すると仮定したことに起因する。スイッチング損失がシステムレベルのシミュレーションに含まれるとき、シミュレーションの結果は実験結果に直接的に合致するが、ここでは、明確さのため示されない。これらの計算により、それぞれの制御スキームの効率間の直接的な比較が可能である。

一次側の制御において、デューティサイクルは常にゼロに維持され、これはより低いＱ２ｖに現れる。取得された効率は、測定において現れる最適なピークよりも当然低い。二次側の制御において、デューティサイクルは、Ｄ＝（１−Ｒ_{ｄｃ＿ｍｉｎ}／Ｒ_ｄｃ）に維持することにより負荷抵抗の変化に対して出力電圧を一定に維持するように制御される。同様に、二次減結合制御の効率は最適でないことが理解できる。明確に比較するため、図３３及び図３４による実験の結果が表４に示される。ｋ＝１．１４ｋ_ｍｉｎの場合、一次制御の効率は、二次減結合制御の効率よりもわずかに良いが、最適制御は、これら双方よりも良い。ｋ＝２ｋ_ｍｉｎの場合、二次減結合制御は、一次制御よりも良いが、最適制御は、依然として最も良い。ｋ＝２ｋ_ｍｉｎ及びＰ_ｏｕｔ＝１ｋＷのとき、二次減結合制御と比較して、〜７％の効率の改善と、〜２５％の損失の減少とが達成されることに留意されたい。

一般的なＩＰＴシステムにおいて、最高効率は、必要とされる電力伝送に対して最小の一次トラック電流が使用された場合に達成されると思われるかもしれない。しかし、σが低い場合における（１６）及び（１７）のＨブリッジの高い導通損により、最高効率は、最小の一時電流ではもはや発生しない。ｋ＝２ｋ_ｍｉｎ及びＱ_２ｖ＝０．２Ｑ_２ｍにおける効率の差異の大きさを示すために、重要な波形のＲＭＳ値が図３５に示されている。最高効率は、図３４においてＤ＝０．６で発生し、図３５の最小のｉ_ｂに対応する。一次側制御と比較すると、ｉ_１及びｉ_２は、最適制御に対して極めて小さい。二次側制御と比較すると、ｉ_ｂは、最適制御に対して極めて小さい。

様々な垂直及び水平高さの範囲における、４００ＶＤＣから３００ＶＡＣのシステムレベルの充電効率が図３６に示されている。この効率は、フロントＰＦＣ及び整流段を含まない。これらの特徴により、この段からの効率が９８％にも到達することが理解できるだろう。例えば、F. Musaviらの「A High-Performance Single-Phrase Bridgeless Interleaved PFC Converter for Plug-in Hybrid Electric Vehicle Battery Chargers」（IEEE Transactions on Industry Applications、第４７巻、1833-1843ページ、2011年）参照。このコンポーネントを考慮すると、幅広い結合状態の範囲に亘る通常運転の間の効率は、グリッドから電池３２６まで、依然として９０％前後又は９０％以上でありうる。この実際の結果は、近年のＩＰＴ及びデバイス技術の進歩によりレベル２の電磁誘導充電を極めて高効率にできることを示したため、重要な成果である。そのため、電磁誘導充電がプラグインシステムよりも非効率的であるという前述の仮定は、もはや正当でない。

ｋ＝１．１４ｋ_ｍｉｎ及びｋ＝２ｋ_ｍｉｎという２つの結合状態における動作の波形が、図３７及び図３８に示されている。５ｋＷという最大値において、デューティサイクルはゼロに設定され、２ｋＷにおいて、ＲＭＳ波形はより高くなる。ｋ＝１．１４ｋ_ｍｉｎの場合、入力電圧は、（２）に示される一次トラック電流を減少させるためにＬＣＬコンバータの導通角を低くすることにより制限され、低い入力電圧を補うためにより高い電流が必要とされるため、ブリッジ電流はｋ＝２ｋ_ｍｉｎよりもきわめて高い。最適効率のデュアルサイド制御のために、２ｋＷの出力が０．４前後のデューティサイクルに対応することに留意されたい。

ＸＩＩ．デュアルサイド制御のための方法
図３９は、本発明におけるデュアルサイド制御の平準化のための方法３９００の一実施形態を示す概略のフローチャート図である。方法３９００が開始すると、でＩＰＴシステム１０４の電圧及び電流を測定する（３９０２）。一実施形態では、方法３９００は、第２段１０８の出力等のＩＰＴシステム１０４の出力において、電圧及び電流を測定する（３９０２）。他の一実施形態では、方法３９００は、入力電圧及び電流を測定する（３９０２）。入力電圧及び電流又は出力電圧及び電流は、ＩＰＴシステム１０４の入力電力及び／又は出力電力を決定するために使用されうる。例えば、測定モジュール２０２は、ＩＰＴシステム１０４の電圧及び電流を測定する。

方法３９００は、ＩＰＴシステム１０４のパラメータを最大効率まで繰り返し使用することにより、ＩＰＴシステムの最大効率を決定する（３９０４）。例えば、最大効率モジュール２０４は、ＩＰＴシステム１０４の最大効率を決定してもよい（３９０４）。方法３９００は、ＩＰＴシステム１０４内の１以上のパラメータを、計算された最大効率と一致して調整し（３９０６）、方法３９００は終了する。例えば、調整モジュール２０６は、ＩＰＴシステム１０４の１以上のパラメータを調整できる（３９０６）。調整モジュール２０６は、第１段１０６の導通角の基準及び／又は第２段のデューティサイクルの基準を調整してもよい。

図４０は、本発明におけるデュアルサイド制御のための方法４０００の他の一実施形態を示す概略的なフローチャート図である。方法４０００が開始すると、ＩＰＴシステム１０４の第２段１０８の出力を測定する（４００２）。一実施形態では、出力は、第２段１０８の出力電圧及び／又は出力電流である。方法４０００は、エラーがあるかを決定する（４００４）。例えば、第２段１０８が、ブーストコンバータのようなコンバータ（二次減結合コンバータ）である二次減結合制御を含む場合、二次減結合制御は、二次減結合コンバータのデューティサイクルを制御してもよい。二次減結合コンバータは、出力電圧又は出力電流を制御する帰還ループを含んでもよい。帰還ループは、基準信号と比較されうる。方法４０００は、一実施形態では、エラー信号があるかを決定する（４００４）。方法４０００は、エラーがないと決定すると（４００４）、フローを戻って第２段１０８の出力を測定する（４００２）。方法４０００は、エラーがあると決定すると（４００４）、エラー信号に基づいて二次減結合コンバータのデューティサイクルを調整し（４００６）、再び第２段１０８の出力を測定する（４００２）。

方法４０００は、第１段１０６の出力を測定する（４００８）。例えば、第１段１０６は、導通角を制御することにより制御されるＬＣＬ負荷共振コンバータを含んでもよい。ＬＣＬ負荷共振コンバータは、導通角を制御する帰還ループを含んでもよい。帰還ループは、エラーを決定するために、第１段１０６の出力を、基準信号と比較する。方法４０００は、エラーがあるかを決定する（４０１０）。方法４０００は、エラーがないと決定した場合、フローを戻って第１段１０６の出力を測定する（４００８）。方法４０００は、エラーがあると決定した場合（４０１０）、第１段１０６の導通角を調整し（４０１２）、フローを戻って第１段１０６の出力を測定する（４００８）。

方法４０００は、第２段１０８の出力を使い、ＩＰＴシステム１０４の最大効率を計算する（４０１４）。方法４０００は、計算された最大効率と一致して、第１段１０６の基準を調整して（４０１６）、第２段１０８の基準を調整し（４０１８）、フローを戻って第２段１０８の出力を測定する（４００２）。例えば、方法４０００は、第１段１０６のＬＣＬ負荷共振コンバータの導通角を調整する第１段１０６の基準を調整する（４０１６）。他の一実施形態では、方法４０００は、第２段１０８の二次減結合コンバータのデューティサイクルを調整する第２段１０８の基準を調整する（４０１８）。一般に、ＩＰＴシステム１０４の最大効率を計算して（４０１４）基準を調整する（４０１６及び４０１８）帰還ループは、デューティサイクル及び導通角を調整する（４００６及び４０１２）帰還ループよりも遅いループである。

ＸＩＩＩ．用語
本明細書で使用される用語の一覧は、次の通りである。
Ｖ_ｄｃ 一次ＬＣＬ負荷共振コンバータへのＤＣ入力電圧
Ｑ_２ 二次共振回路の全体の品質係数（J. T. Boysらの「Stability and control of inductively coupled power transfer systems」（IEE Proceedings - Electric Power Applications、第１４７巻、37-43ページ、2000年））
Ｑ_２ｖ 二次共振回路の電圧品質係数（N. A. Keelingらの「A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications」（IEEE Transactions on Industrial Electronics、第５７巻、744-751ページ、2010年））
Ｑ_２ｉ 二次共振回路の電流品質係数（N. A. Keelingらの「A Unity-Power-Factor IPT Pickup for High-Power Applications」（IEEE Transactions on Industrial Electronics、第５７巻、744-751ページ、2010年））
Ｑ_２ｖｍ 最大結合及び最大負荷状態のときの最大電圧品質係数
Ｑ_１ 一次ＬＣＬ負荷共振コンバータの品質係数
Ｒ_ｄｃ 定常状態における電池３２６のＤＣ等価抵抗
Ｒ_{ｄｃ＿ｍｉｎ} 最大負荷状態
ｋ 結合係数
ｋ_ｍｉｎ 動作レンジ内の最小結合係数
ｋ_ｍａｘ 動作レンジ内の最大結合係数
Ｍ 一次及び二次レシーバパッド３１４及び３１６の相互インダクタンス
Ｌ_１ 一次レシーバパッド３１４の自己インダクタンス（図５）
Ｌ_２ 二次レシーバパッド３１６の自己インダクタンス（図５）
Ｃ_２ｓ 二次共振回路の直列同調キャパシタ（図２３）
Ｃ_２ 二次共振回路の並列同調キャパシタ（図２３）
Ｃ_１ｓ 一次ＬＣＬ負荷共振コンバータの直列同調キャパシタ（図５）
Ｃ_１ 一次ＬＣＬ負荷共振コンバータの並列同調キャパシタ（図５）
Ｌ_ｄｃ 二次減結合回路のＤＣインダクタンス
Ｌ_ｂ ＬＣＬ負荷共振コンバータのブリッジインダクタンス
ＳＵ レシーバパッドの非補償電力（Ｖ_ｏｃ＊Ｉ_ｓｃとして定義される（G. Elliottらの「Multiphase Pickups for Large Lateral Tolerance Contactless Power-Transfer Systems」（IEEE Transactions on Industrial Electronics、第５７巻、1590-1598ページ、2010年）））
ｉ_１ 一次トラック電流（又はインダクタコイルを流れる電流）（図５）
ｉ_{１＿ｍａｘ} ＬＣＬ負荷共振コンバータ内の最大一次トラック電流（図５）
Ｉ_ｓｃ 二次レシーバパッド３１６が短絡したときに測定された電流
Ｖ_ｏｃ 二次レシーバパッド３１６が開路であるときに測定された電圧
ω ＩＰＴシステムの動作周波数
Ｘ_１ ＬＣＬ負荷共振コンバータのリアクタンス（M. Borageらの「Analysis and design of an LCL-T resonant converter as a constant-current power supply」（IEEE Transactions on Industrial Electronics、第５２巻、1547-1554ページ、2005年））
Ｘ_２ 二次共振回路のリアクタンス（並列等価）
σ 第１段の導通角の制御変量（H. H. Wuらの「Design of Symmetric Voltage Cancellation Control for LCL converters in Inductive Power Transfer Systems」（IEEE International electric Machines & Drives Conference （IEMDC）, 2011、2011年、866-871ページ））
Ｚ_１ 一次側における二次側からの反射インピーダンス
Ｚ_２ Ｖ_ｏｃから測定された二次回路３１８の等価インピーダンス
Ｌ_１ｅｑ 直列同調（１）における等価な一次レシーバパッドのインダクタンス
Ｌ_２ｅｑ 直列同調（２３）における等価な二次レシーバパッドのインダクタンス
Ｖ_ａｂ ＨブリッジのＡＣ出力電圧（図５）
（Ｖ_ａｂ）_１ ＡＣ出力電圧の基本要素
Ｖ_ａｃ２ 二次並列共振キャパシタに亘る電圧
ΔＬ_１ 高さの変化による一次レシーバパッドのインダクタンスの変化
ΔＬ_２ 高さの変化による二次レシーバパッドのインダクタンスの変化
ΔＣ_２ Ｌ２の変化による二次同調キャパシタンスの等価な変化
Ｐ_ｍａｘ ＩＰＴシステムの最大伝送可能な電力
Ｐ_ｏｕｔ ＩＰＴシステムに伝送される出力電力
Ｄ 二次ブーストコンバータの制御デューティサイクル（二次減結合回路）
Ｒ_ａｃ 共振タンクからの負荷の等価ＡＣレジスタンス（図１９）
Ｖ_ｏｕｔ 二次減結合回路のＤＣ出力電圧
Ｉ_ｏｕｔ 二次減結合回路のＤＣ出力電流
Ｒ_Ｌ２ 二次レシーバパッド３１６のＥＳＲ
Ｒ_Ｌｄｃ ＤＣインダクタ及び整流器ブリッジの抵抗の２倍な線形のＥＳＲ
Ｒ_{ｂｄ＿ｏｎ} ブーストコンバータダイオードの抵抗部分の線形
Ｖ_{ｂｄ＿ｏｎ} ブーストコンバータダイオードの電圧降下部分
Ｒ_{ｈｓ＿ｏｎ} ＬＣＬ負荷共振コンバータ（一実施形態ではＩＧＢＴ ＩＲＧ７ＰＨ４２ＵＰＢＦ）のスイッチング素子の抵抗部分の線形
Ｖ_{ｈｓ＿ｏｎ} ＬＣＬ負荷共振コンバータ（一実施形態ではＩＧＢＴ ＩＲＧ７ＰＨ４２ＵＰＢＦ）のスイッチング素子の電圧降下部分
Ｖ_{ｒｄ＿ｏｎ} 二次整流器回路ダイオードの電圧降下部分
α 正規化された同調キャパシタンス（１１）
ηｂ２ 電圧降下しない二次ブーストコンバータ（二次減結合回路）の効率
ηｃ２ 線形な抵抗損失を有する二次ブーストコンバータ（二次減結合回路）の効率
ηｒ２ 二次共振回路の効率
ηｒ１ 電圧降下しない一次ＬＣＬ負荷共振コンバータの効率
ηｃ１ 線形な抵抗損失を有さない一次ＬＣＬ負荷共振コンバータの効率
η スイッチング損失を無視するシステムの効率

本発明は、その要旨及び本質的な特徴から逸脱することなく他の特定の形態で組み込まれうる。説明された実施形態は、あらゆる点で例として示されているに過ぎず、限定するものではないと理解されたい。従って、発明の範囲は、上述の説明よりも添付の請求項により示される。請求項と等価な意味及び範囲に含まれるあらゆる変更は、当該請求項の範囲内に含まれる。

Claims (25)

1. 誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムの電圧及び電流を測定する測定モジュールであって、前記電圧は出力電圧及び入力電圧の１以上を含み、前記電流は出力電流及び入力電流の１以上を含み、前記出力電圧及び前記出力電流は前記ＩＰＴシステムの出力において測定され、前記出力電流及び前記出力電流は前記ＩＰＴシステムの入力において測定される、測定モジュールと、
   前記ＩＰＴシステムの最大効率を決定する最大効率モジュールであって、前記ＩＰＴシステムのパラメータを最大効率まで繰り返して使用する最大効率モジュールと、
   前記ＩＰＴシステム内の１以上のパラメータを、前記最大効率モジュールにより計算された前記最大効率と一致して調整する調整モジュールと
   を備える装置。
2. 前記ＩＰＴシステムは第１段及び第２段を含み、前記第１段はエネルギーを無線伝送し、前記第２段は前記無線伝送されたエネルギーを受け取り、出力バスを介する１以上の負荷へのエネルギー伝送を制御し、前記出力電圧及び前記出力電流は前記出力バスで測定される、請求項１に記載の装置。
3. 前記第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、前記第２段は二次共振回路、二次整流回路及び二次減結合回路の少なくとも１以上を含む、請求項２に記載の装置。
4. 少なくとも１つの負荷はエネルギー蓄積デバイスを含む、請求項３に記載の装置。
5. 前記調整モジュールにより調整される前記１以上のパラメータは、前記第２段のデューティサイクルを調整するデューティサイクル基準及び前記第１段の導通角を調整する導通角基準の１以上を含む、請求項２に記載の装置。
6. 前記デューティサイクル基準及び前記導通角基準の１以上を調整する前記調整モジュールは、外部制御ループを含み、
   前記第１段は前記導通角基準に基づいて導通角を制御する第１段内部ループを含み、前記第１段内部ループは前記外部ループ制御よりも速く導通角を制御すること、及び
   前記第２段は前記デューティサイクル基準に基づいてデューティサイクルを制御する第２段内部ループを含み、前記第２段内部ループは前記外部ループ制御よりも速くデューティサイクルを制御すること、
   の１以上を含む、
   請求項５に記載の装置。
7. 前記最大効率モジュールは、１以上の変数を反復使用することにより前記最大効率を決定し、前記１以上の変数は、
   前記第１段の導通角、
   前記第２段のデューティサイクル、
   前記ＩＰＴシステムが電力を無線伝送する空隙の大きさ、
   前記ＩＰＴシステムが一次レシーバパッドから二次レシーバパッドに電力を無線伝送する前記一次レシーバパッド及び前記二次レシーバパッドのミスアライメント、
   前記１以上の負荷に伝送される電力、及び
   品質係数
   の１以上を含む、請求項２に記載の装置。
8. 前記最大効率モジュールは、測定された電圧及び電流に対する少なくとも前記第１段及び前記第２段の効率を決定することにより前記最大効率を決定する、請求項２に記載の装置。
9. 前記最大効率モジュールは、前記ＩＰＴシステムの効率が
   η＝η_ｒ１・η_ｃ１・η_ｒ２・η_ｂ２・η_ｃ２として計算され、
   ηがＩＰＴシステムの効率であり、
   η_ｒ１が電圧降下しない前記第１段の効率であり、
   η_ｃ１が線形抵抗損失なしの前記第１段の効率であり、
   η_ｒ２が前記第２段の二次共振回路の効率であり、
   η_ｂ２が電圧降下しない前記第２段の二次整流回路及び二次減結合回路の効率であり、
   η_ｃ２が線形抵抗損失なしの前記第２段の二次整流回路及び二次減結合回路の効率である、
   ηの最大効率を決定する、請求項８に記載の装置。
10. 前記第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、前記二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、η_ｒ１は次の式（１）のように計算される、請求項９に記載の装置。
    （１）
    但し、Ｒ_Ｌ１は一次レシーバパッドの等価直列抵抗（ＥＳＲ）であり、前記ＩＰＴシステムは前記一次レシーバパッドから二次レシーバパッドに電力を無線伝送し、
    Ｒ_ｂは前記第１段のＬＣＬ負荷共振コンバータのブリッジインダクタのＥＳＲであり、前記ＬＣＬ共振コンバータの半サイクルの間にスイッチングデバイスの抵抗の線形であり、
    ωは前記ＩＰＴシステムの動作周波数であり、
    Ｃ_１は前記ＬＣＬ負荷共振回路の並列同調キャパシタのキャパシタンスであり、
    Ｒｅ（Ｚ_ｒ）は前記第２段の前記第１段上の反射抵抗であり、
    ΔＬ_１は、空隙の大きさによる一次レシーバパッドのインダクタンスの変化であり、前記ＩＰＴシステムは前記空隙を介して電力を無線伝送し、
    Ｉｍ（Ｚ_ｒ）は前記第２段の前記第１段状の反射抵抗である。
11. 前記第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、前記二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、Ｚ_ｒは次の式（２）のように計算される、請求項１０に記載の装置。
    （２）
    但し、
    及び
    であり、
    Ｍは前記ＩＰＴシステムの前記一次レシーバパッド及び前記二次レシーバパッド間の相互インダクタンスであり、
    Ｌ_２ｅｑは直列同調における等価二次レシーバパッドインダクタンスであり、
    Ｑ_２ｖは前記二次共振回路の電圧品質係数であり、
    αは前記二次共振回路の正規化された同調キャパシタンス比であり、前記正規化された同調キャパシタンス比は
    として定義され、
    Ｃ_２は前記二次共振回路の並列同調キャパシタのキャパシタンスであり、
    ΔＣ_２は前記二次レシーバパッドの自己インダクタンスにおける変数による二次同調キャパシタンスの等価変化である。
12. Ｍは次の式（３）のように計算される、請求項１１に記載の装置。
    （３）
    但し、
    及び
    であり、
    Ｖ_оｕｔは前記出力バスで測定された出力電圧であり、
    Ｉ_оｕｔは前記出力バスで測定された出力電流であり、
    σは前記第１段の導通角であり
    Ｄは前記第２段の前記二次ブーストコンバータのデューティサイクルである。
13. 前記第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、前記二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、η_ｃ１は次の式（４）のように計算される、請求項９に記載の装置。
    （４）
    但し、Ｖ_{ｈｓ＿оｎ}は前記第１段のスイッチングデバイスの電圧降下部分であり、
    ωは前記ＩＰＴシステムの動作周波数であり、
    Ｌ_ｂは前記ＬＣＬ負荷共振コンバータのブリッジインダクタンスであり、
    Ｐ_оｕｔは前記ＩＰＴシステムにより伝送された出力電力であり、
    Ｒｅ（Ｚ_ｒ）は前記第２段の前記第１段上の反射抵抗である。
14. 前記第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、前記二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、η_ｒ２は次の式（５）のように計算される、請求項９に記載の装置。
    （５）
    但し、ωは前記ＩＰＴシステムの動作周波数であり、
    Ｃ_２は前記第２段の二次共振回路の並列同調キャパシタのキャパシタンスであり、
    Ｒ_Ｌ２は二次レシーバパッドのＥＳＲであり、前記ＩＰＴシステムは一次レシーバパッドから前記二次レシーバパッドへ電力を無線伝送し、
    Ｑ_２ｖは前記二次共振回路の電圧品質係数であり、
    αは前記二次共振回路の正規化された同調キャパシタンス比であり、前記正規化された同調キャパシタンス比は
    として定義され、ここで、
    及び
    であり、
    Ｖ_оｕｔは前記出力バスで測定された出力電圧であり、
    Ｉ_оｕｔは前記出力バスで測定された出力電流であり、
    Ｌ_２ｅｑは直列同調における等価二次レシーバパッドインダクタンスであり、
    Ｄは前記第２段の前記二次ブーストコンバータのデューティサイクルであり、
    ΔＣ_２は前記二次レシーバパッドの自己インダクタンスにおける変数による二次同調キャパシタンスの等価変化である。
15. 前記第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、前記二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、η_ｂ２は次の式（６）のように計算される、請求項９に記載の装置。
    （６）
    但し、ωは前記ＩＰＴシステムの動作周波数であり、
    Ｃ_２は前記第２段の二次共振回路の並列同調キャパシタのキャパシタンスであり、
    Ｒ_ＬｄｃはＤＣインダクタのＥＳＲであり、前記ＬＣＬ共振コンバータの半サイクルの間にスイッチングデバイスの抵抗の線形であり、
    Ｒ_{ｂｄ＿ｏｎ}は、前記第２段の二次ブーストコンバータのダイオードの線形抵抗であり、
    Ｑ_２ｖは前記二次共振回路の電圧品質係数であり、
    及び
    であり、
    Ｌ_２ｅｑは直列同調における等価二次レシーバパッドインダクタンスであり、
    Ｖ_оｕｔは前記出力バスで測定された出力電圧であり、
    Ｉ_оｕｔは前記出力バスで測定された出力電流であり、
    Ｄは前記第２段の前記二次ブーストコンバータのデューティサイクルである。
16. 前記第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、前記二次減結合回路は二次ブーストコンバータを含み、η_ｃ２は次の式（７）のように計算される、請求項９に記載の装置。
    （７）
    但し、Ｖ_{ｒｄ＿ｏｎ}は前記第２段の前記二次整流回路のダイオードの電圧降下部分であり、
    Ｖ_{ｂｄ＿ｏｎ}は前記第２段の前記二次ブーストコンバータのダイオードの電圧降下部分であり、
    Ｄは前記第２段の前記二次ブーストコンバータのデューティサイクルであり、
    Ｖ_ｏｕｔは前記第２段の前記二次共振回路のＤＣ出力電圧である。
17. 一次レシーバパッドを含む第１段と、
    二次レシーバパッドを含む第２段と、
    前記第１段は前記一次レシーバパッドからエネルギーを無線伝送し、前記第２段は前記二次レシーバパッドで前記無線伝送されたエネルギーを受け取り、前記第２段は出力バスを介した１以上の負荷へのエネルギー伝送を制御し、前記第１段、前記第２段及び出力電力バスは誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムの少なくとも一部を含む、出力電力バスと、
    電圧及び電流を測定する測定モジュールであって、前記電圧及び電流は１以上の前記出力バス及び前記ＩＰＴシステムへの入力で測定される、測定モジュールと、
    前記ＩＰＴシステムの最大効率を決定する最大効率モジュールであって、前記ＩＰＴシステムのパラメータを最大効率まで繰り返して使用する、最大効率モジュールと、
    前記ＩＰＴシステム内の１以上のパラメータを、計算された前記最大効率と一致して調整する調整モジュールと
    を備えるシステム。
18. エネルギー蓄積デバイスを更に備え、該エネルギー蓄積デバイスは１以上の負荷を含む、請求項１７に記載のシステム。
19. 前記エネルギー蓄積デバイスは車輌に電力を供給し、前記第２段及び前記エネルギー蓄積デバイスは前記車輌に搭載され、前記二次レシーバパッドが少なくとも部分的に前記一次レシーバパッドと整列するとき、前記車輌は前記第１段から電力を無線で受け取る、請求項１８に記載のシステム。
20. 前記第１段は整流段を有し、該整流段は、前記第１段への入力電力として接続された交流（ＡＣ）電圧を整流する、請求項１７に記載のシステム。
21. 前記第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを備え、前記第２段は二次共振回路、二次整流回路及び二次ブーストコンバータを備え、前記最大効率モジュールは、前記ＩＰＴシステムの効率が
    η＝η_ｒ１・η_ｃ１・η_ｒ２・η_ｂ２・η_ｃ２として計算され、
    ηがＩＰＴシステムの効率であり、
    η_ｒ１が電圧降下しない前記第１段の効率であり、
    η_ｃ１が線形抵抗損失なしの前記第１段の効率であり、
    η_ｒ２が前記第２段の二次共振回路の効率であり、
    η_ｂ２が電圧降下しない前記第２段の二次整流回路及び二次減結合回路の効率であり、
    η_ｃ２が線形抵抗損失なしの前記第２段の二次整流回路及び二次減結合回路の効率である、
    ηの最大効率を決定する、請求項１７に記載のシステム。
22. 誘導電力伝送（ＩＰＴ）システムの電圧及び電流を測定するステップであって、前記電圧は出力電圧及び入力電圧の１以上を含み、前記電流は出力電流及び入力電流の１以上を含み、前記出力電圧及び前記出力電流は前記ＩＰＴシステムの出力において測定され、前記出力電流及び前記出力電流は前記ＩＰＴシステムの入力において測定されるステップと、
    前記ＩＰＴシステムの最大効率を決定するステップであって、前記ＩＰＴシステムのパラメータを最大効率まで繰り返して使用するステップと、
    前記ＩＰＴシステム内の１以上のパラメータを、計算された前記最大効率と一致して調整するステップと
    を含む方法。
23. 前記ＩＰＴシステムは第１段及び第２段を含み、前記第１段はエネルギーを無線伝送し、前記第２段は前記無線伝送されたエネルギーを受け取り、出力バスを介する１以上の負荷へのエネルギー伝送を制御し、前記第１段はＬＣＬ負荷共振コンバータを含み、前記第２段は二次共振回路、二次整流回路及び二次減結合回路の１以上を含み、少なくとも１つの負荷は、エネルギー蓄積デバイスを含む、請求項２２に記載の方法。
24. 前記１以上のパラメータを調整するステップは、前記第２段のデューティサイクルを調整するデューティサイクル基準及び前記第１段の導通角を調整する導通角基準の１以上を調整するステップを含み、前記デューティサイクル基準及び前記導通角基準の１以上の調整は、外部制御ループを含み、
    前記第１段は前記導通角基準に基づいて導通角を制御する第１段内部ループを含み、前記第１段内部ループは前記外部ループ制御よりも速く導通角を制御すること、及び
    前記第２段は前記デューティサイクル基準に基づいてデューティサイクルを制御する第２段内部ループを含み、前記第２段内部ループは前記外部ループ制御よりも速くデューティサイクルを制御すること、
    の１以上を含む、
    請求項２２に記載の方法。
25. 前記最大効率を決定するステップは、１以上の変数を反復使用することにより前記最大効率を決定するステップを含み、前記１以上の変数は、
    前記第１段の導通角、
    前記第２段のデューティサイクル、
    前記ＩＰＴシステムが電力を無線伝送する空隙の大きさ、
    前記ＩＰＴシステムが一次レシーバパッドから二次レシーバパッドに電力を無線伝送する前記一次レシーバパッド及び前記二次レシーバパッドのミスアライメント、
    前記１以上の負荷に伝送される電力、及び
    品質係数
    の１以上を含む、請求項２２に記載の方法。