JP2020501405A - マルチキャリアウェイクアップ無線フレームのための波形コーディング - Google Patents

Abstract

連続するオン／オフ・キーイング（ＯＯＫ）データビットを時間領域において連続するマルチキャリア変調シンボル上にマッピングするために波形コーディングが適用され、各マルチキャリア変調シンボルは、交互のサブキャリアが周波数領域において１と０に設定されるサブキャリアのセットを含む。波形コード化されたマルチキャリア変調シンボルはキャリア周波数にアップコンバートされ無線チャネルを介して送信されるデータ信号を提供する。

Description

［関連出願の相互参照］本出願は、２０１７年２月６日に出願された「マルチキャリアウェイクアップ無線フレームのための波形コーディング」という名称の米国仮特許出願第６２／４５５、３６５号、および「マルチキャリアウェイクアップ無線フレームのための波形コーディング」という名称の米国特許出願第１５／６５４、２５０号に対する優先権を主張し、これらの全ての内容は、その全体が参照により本明細書に組み込まれる。

本願は、ウェイクアップ無線機などでの低データ速度を使用して通信するための方法およびシステムに関する。

無線通信において、利用可能な電力の効率的な使用がシステム設計の主な目的の一つである。インターネット・オブ・シングス（ＩｏＴ）アプリケーションなどの無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）デバイスは、限られた電力供給（例えば、再充電可能または再充電不可能なバッテリにより供給される）に依存することが多い。そのようなデバイスの例は、物理的現象、例えば、水位または温度を測定する、遠隔地に位置するセンサデバイスおよび身体の機能、例えば脈拍数を測定するウェアラブル機器を含んでもよい。

そのようなデバイスは、低デューティサイクルで動作するように設計されてもよい（例えば、アクセスポイント（ＡＰ）と一日に一回だけ通信する）ため、ＷＬＡＮ受信機回路が常にオン状態にあるのは適切ではない場合があるかもしれない。ＷＬＡＮ受信機回路のための適切なスリープモードおよび適切なウェイクアップメカニズムが提供されていない場合、デバイスの限られた電源（例えば、バッテリ）はすぐに使い尽くされてしまうかもしれない。ウェイクアップメカニズムは、ＡＰとデバイスとの間でのウェイクアップ信号の通信を必要としてもよい。

ウェイクアップ無線機（ＷＵＲ）を含む低データ速度受信機システムは、消費電力が制限される。従って、単純な検出アルゴリズムを使用してＷＵＲにより検出可能な送信済みウェイクアップ信号が必要とされている。

第１の態様によれば、データ信号を提供する方法が提供されている。この方法は、時間領域において、連続するオン／オフ・キーイング（ＯＯＫ）マッピングデータビットを連続するマルチキャリア変調シンボル上に波形コーディングする段階を含む。各マルチキャリア変調シンボルは、サブキャリアが周波数領域において、１と０とに交互に設定されるサブキャリアのセットを含む。波形コード化されたマルチキャリア変調シンボルは、キャリア周波数にアップコンバートされ、データ信号を提供する。データ信号は、無線チャネルを介して送信される。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、各マルチキャリア変調シンボルは、時間領域において先頭に追加されたガードインターバルを含む。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、各マルチキャリア変調シンボルのサブキャリアは、直交するサブキャリアであり、各マルチキャリア変調シンボルは合計Ｎ個のサブキャリアを含み、サブキャリアのセットは、Ｍ個の連続サブキャリアを含み、ここで、Ｎ＞Ｍが成立し、Ｍ個のサブキャリアを除いた全てのサブキャリアはゼロに設定されている。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、Ｎ＝６４およびＭ＝１３であり、Ｍ個のサブキャリアのうちの７個は１に設定され、Ｍ個のサブキャリアの残りのうち交互に並んだ６個のサブキャリアは０に設定される。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、サブキャリアは３１２．５ｋＨｚのキャリア間間隔（ＳＳ）を有し、各マルチキャリア変調シンボルは、ガードインターバルを含む４マイクロ秒の継続時間（長さ）を有する。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、Ｍ個のサブキャリアは、Ｎ個のサブキャリアのうちの中央サブキャリアを含む。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、Ｍ個のサブキャリアのうちの７個のサブキャリアは中央サブキャリアより低い周波数を有し、Ｍ個のサブキャリアのうちの５個のサブキャリアは、中央サブキャリアよりも高い周波数を有する。中央サブキャリアは、ヌルサブキャリアである。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、当該方法はさらに、先頭に追加されたガードインターバルを含む時間領域サンプルマルチキャリア変調シンボルの波形をメモリに格納する段階を含む。連続するマルチキャリア変調シンボルの各々は、波形のコピーを含む。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、波形コーディングは、連続するデータビットを連続するマルチキャリア変調シンボル上にマンチェスターコード化することを含む。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、各マルチキャリア変調シンボルは、０．８マイクロ秒の追加されたガードインターバルを含む４マイクロ秒の継続時間（長さ）を有する。各マンチェスターコード化シンボルは、次の内の１つでバイナリ１を表し、次のうちの他方でバイナリ０を表す。（ｉ）先行２マイクロ秒期間が、後続の２マイクロ秒期間よりエネルギーレベルが高いおよび（ｉｉ）先行２マイクロ秒期間が、後続の２マイクロ秒期間よりエネルギーレベルが低い。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、データ信号は、低速データ信号である。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、データ信号は、ウェイクアップ信号である。

第２の態様によると、データ信号を送信するためのデバイスが提供されている。このデバイスは、時間領域において、連続するオン／オフ・キーイング（ＯＯＫ）マッピングデータビットを連続するマルチキャリア変調シンボル上に波形コーディングするように構成された波形コーディングモジュールを含む。各マルチキャリア変調シンボルは、サブキャリアが周波数領域において１と０とに交互に設定されているサブキャリアのセットを含む。変調器は、波形コード化されたマルチキャリア変調シンボルをキャリア周波数にアップコンバートして、データ信号を提供し、無線チャネルを介してデータ信号を送信するように構成される。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、各マルチキャリア変調シンボルは、時間領域において先頭に追加されたガードインターバルを含む。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、各マルチキャリア変調シンボルのサブキャリアは、直交するサブキャリアである。各マルチキャリア変調シンボルは、合計Ｎ個のサブキャリアを含む。サブキャリアのセットは、Ｍ個の連続サブキャリアを含み、ここで、Ｎ＞Ｍが成立し、Ｍ個のサブキャリアを除いた全てのサブキャリアはゼロに設定される。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、Ｎ＝６４であり、Ｍ＝１３である。Ｍ個のサブキャリアの内の７個のサブキャリアは１に設定され、Ｍ個のサブキャリアの内の残りのうち交互に並んだ６個のサブキャリアはゼロに設定される。サブキャリアは、３１２．５ｋＨｚのキャリア間間隔（ＳＳ）を有している。各マルチキャリア変調シンボルは、ガードインターバルを含む４マイクロ秒の継続時間（長さ）を有している。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、Ｍ個のサブキャリアは、Ｎ個のサブキャリアの中央サブキャリアを有している。Ｍ個のサブキャリアのうちの７個のサブキャリアは、中央サブキャリアより低い周波数を有し、Ｍ個のサブキャリアのうちの５個のサブキャリアは、中央サブキャリアよりも高い周波数を有する。中央サブキャリアは、ヌルサブキャリアである。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、デバイスはさらに先頭に追加されたガードインターバルを含む時間領域サンプルマルチキャリア変調シンボルの波形を格納するメモリを含む。連続するマルチキャリア変調シンボルの各々は、波形のコピーを含む。

任意に、前述の実施形態のいずれかにおいて、波形コーディングは、連続するデータビットを連続するマルチキャリア変調シンボルにマンチェスターコード化することを含む。各マルチキャリア変調シンボルは、０．８マイクロ秒の追加されたガードインターバル期間を含む４マイクロ秒の継続時間（長さ）を有する。マンチェスターコード化シンボルの各々は、次のうちの１つでバイナリ１を表し、次のうちの他方でバイナリ０を表す。（ｉ）後続の２マイクロ秒期間より高いエネルギーレベルを有する先行２マイクロ秒期間（ｉｉ）後続の２マイクロ秒期間より低いエネルギーレベルを有する先行２マイクロ秒期間。

第３の態様によると、データ信号を受信するためのステーションが提供されている。当該ステーションは、無線通信チャネルを介してデータ信号を受信して、デコードするように構成される受信機を含む。当該データ信号は、連続する波形コード化シンボルを含む。各波形コード化シンボルは、時間領域で波形コード化されたマルチキャリア変調シンボルをデータビットに組み込んでいる。
各マルチキャリア変調シンボルは、サブキャリアが１と０とに交互に設定される、サブキャリアのセットを有している。
受信機は、波形コード化シンボル間の電力分布を決定し、当該電力分布に基づき受信されたシンボルが０または１に対応するのかを決定するように構成される。

ここで、例として、本出願の例示的な実施形態を示す添付の図面を参照する。

ＡＰと、ウェイクアップ無線回路を有する例示的なステーションとの間の通信を示すブロック図である。

ウェイクアップフレームの一例のフレームフォーマットを示す。

ＯＦＤＭシステムを示すブロック図である。

様々なＯＦＤＭ信号のビットエラー率（ＢＥＲ）性能を比較して示すチャートである。

様々なＯＦＤＭ信号のパケットエラー率（ＰＥＲ）性能を比較して示すチャートである。

さらなる例示的な実施形態によるウェイクアップパケットコード化および復号システムを示すブロック図である。

図６のシステムにより生成された例示的な波形の時間領域表現を示す。

例示的な実施形態を示すための、シミュレーションされた事例の解析手順の一例を示す。

第１の事例における、１および０のサブシンボルについての周波数領域電力分布を示す。 第１の事例における、１および０のサブシンボルについての周波数領域電力分布を示す。

第２の事例における、１および０のサブシンボルについての周波数領域電力分布を示す。 第２の事例における１および０のサブシンボルについての周波数領域電力分布を示す。

第３の事例における、「１」および「０」のサブシンボルについて周波数領域電力分布を示す。 第３の事例における、「１」および「０」のサブシンボルについて周波数領域電力分布を示す。

受信機での４ＭＨｚローパスフィルタ有りの性能とローパスフィルタ無しの性能とを比較する、第１の事例についてのＢＥＲ性能を比較して示す。

受信機での２０ＭＨｚローパスフィルタ有りの性能とローパスフィルタ無しの性能とを比較する、第２の事例についてのＢＥＲ性能を比較して示す。

受信機での５ＭＨｚローパスフィルタ有りの性能とローパスフィルタ無しの性能とを比較する、第３の事例についてのＢＥＲ性能を比較して示す。

別の例示的な実施形態によるウェイクアップパケットコード化および復号システムを示すブロック図である。

図１８のシステムで用いられる例示的な波形の周波数領域表現および時間領域表現を示す。

図１８のシステムにおいて用いられる例示的なコード化された波形の時間領域表現を示す。

低速データ信号を提供するための例示的な方法を示すフローチャートである。

異なる図面において、類似の構成要素に類似の参照番号が用いられてもよい。

無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）のような無線ネットワークで動作することを目的としたマシンタイプのデバイスまたはセンサデバイスのようなユーザデバイスまたはステーションは、より高い電力のＷＬＡＮトランシーバ回路に加えて、別個の低電力ウェイクアップ無線機（ＷＵＲ）回路を有してもよい。概して、ＷＵＲ回路はウェイクアップ信号を受信して検出するように設計された低電力受信機回路であり、いくつかの例では、メインのＷＬＡＮトランシーバ回路の簡易化されたバージョンであってもよく、集積回路（ＩＣ）またはチップに実装されてもよい。ＷＵＲ回路は、デバイスのＷＬＡＮトランシーバ回路または他の同様の回路との通信を行うため、ＷＵＲ回路がＷＬＡＮトランシーバ回路をウェイクアップ状態にするまで、ＷＬＡＮトランシーバ回路はスリープ状態で電力を節約してもよい。ＷＵＲ回路は、ＷＵＲ回路がアクセスポイント（AP）からのウェイクアップ信号を（典型的には、ＷＬＡＮ装置と関連するＡＰ）検出する場合、ＷＬＡＮトランシーバ回路または他の同様の回路をウェイクアップ状態にする。

この点に関して、図１は、例示的なＡＰ１０２およびＡＰ１０２と関連する例示的なステーション１０４（例えば、低デューティサイクルＷＬＡＮ装置または他の無線デバイス）を示す模式図である。例示的なステーション１０４は、ＷＬＡＮトランシーバ回路１０６（例えば、Ｗｉ−Ｆｉトランシーバ）およびＷＵＲ回路１０８（単にＷＵＲ１０８とも称される）を含む。ＡＰ１０２は、ＷＬＡＮトランシーバ回路１１０を含む。例示的な実施形態において、ＷＵＲ１０８は、送信機を有しておらず、必要なときに、ＷＬＡＮトランシーバ回路１０６をウェイクアップ状態にする機能を有す単純な低電力受信機である。

図１は、スリープ状態のＷＬＡＮ受信機回路１０６をウェイクアップ状態にするために通信され得る一連の例示的な信号を示す。ＡＰ１０２は、ウェイクアップフレーム（ＷＵＦ）２００（以下でさらに記載）を、ウェイクアップ信号１５２を、保持するステーション１０４に送信してよい。ＷＵＦ２００はＷＵＲ回路１０８により検出され、ＷＵＲ回路１０８は内部ウェイクアップ信号１５４をＷＬＡＮ受信機回路１０６に送信し、ＷＬＡＮ受信機回路１０６がスリープモードにある場合、ＷＬＡＮトランシーバ回路１０６をウェイクアップ状態にする。ＷＬＡＮトランシーバ回路１０６は、この後ＡＣＫ信号１５６をＡＰ１０２に送信する。この後ＡＰ１０２とステーション１０４との間の適切な情報交換１５８（ＷＬＡＮトランシーバ回路１０６を介して）が行われてもよい。情報交換１５８が終了した後、ＷＬＡＮトランシーバ回路１０６はスリープ状態に戻ってもよい。

図１は、ウェイクアップ信号１５２がＷＬＡＮトランシーバ回路１０６と関連するＷＵＲ回路１０８へ伝達されることを示すが、本開示に記載されるプロセスおよびシステムは、ウェイクアップメカニズムから利益を得ることができる他の無線受信機回路を含む他の回路に適用可能であり得る。
例示的な実施形態において、ウェイクアップ信号１５２は、マルチキャリア変調を用いて通信される。ＯＦＤＭベースのＯＯＫデータを含むウェイクアップ無線フレーム

いくつかの用途において、ウェイクアップ信号１５２へのＯＦＤＭの使用は、シングルキャリア変調と比較して、より短いフレーム長の使用を可能にしてもよい。さらに、ＯＦＤＭは、フェージングチャネルの等化を単純化してもよい。さらに、ＷＵＦ２００と他のＷＬＡＮ通信との両方に類似のＯＦＤＭ技術を使用することは、ステーション１０４への既存のＷＬＡＮ実装の再使用を可能にし、実装コストを低減させることに役立つとしてよい。

図２は、例示的なＷＵＦ２００の例示的なフレームフォーマットを示す。図２に示される様々なブロックの高さは、各部分の相対的な帯域幅（ＢＷ）を示す。図２の例において、ＷＵＦ２００は、ウェイクアップ部分またはウェイクアップパケット（ＷＵＰ）２５０に追加されたレガシープリアンブル２１０を含む。ＷＵＰ２５０はＷＵＲ基準信号フィールド２５２、ＷＵＲ信号（ＳＩＧ）フィールド２５４、ＭＡＣヘッダ２６２、フレーム本体２６４およびフレームチェックシーケンス（ＦＣＳ）２６６を含む。例示的な実施形態において、ＷＵＲ基準信号フィールド２５２は、ウェイクアッププリアンブル、例えば、疑似ノイズ（ＰＮ）シーケンスを有してもよく、ＭＡＣヘッダ２６２は受信機アドレスを有してもよい。ＭＡＣヘッダ２６２、フレーム本体２６４およびＦＣＳ２６６は、まとめてＷＵＲ部分２５０のペイロードと称されてもよい。

レガシープリアンブル２１０は、ＷＵＦ２００を送信中、全ての宛先でないＷＬＡＮ装置をサイレント状態にするように機能する。レガシープリアンブル２１０は、レガシーショートトレーニングフィールド（Ｌ−ＳＴＦ）、レガシーロングトレーニングフィールド（Ｌ−ＬＴＦ）およびレガシー信号（Ｌ−ＳＩＧ）フィールドを含んでもよい。レガシー規格によると、レガシープリアンブル２１０の帯域幅は、概して２０ＭＨｚである。図２の例は、ＷＵＰ２５０の帯域幅が、レガシープリアンブル２１０の帯域幅より狭いことを示しており、例えば、ＷＵＰ２５０の帯域幅は５ＭＨｚであるが、他の帯域幅も適切であり得る。レガシープリアンブル２１０は、他のＩＥＥＥ８０２．１１装置との共存に用いられるが、いくつかの例において、レガシープリアンブル２１０は省略され得る。

ＷＵＲ基準信号２５２はパケット検出および同期のために提供される。いくつかの例において、ＷＵＲ基準信号は、他のフレームとは異なるものとしてＷＵＰ２５０を検出するためにＷＵＲ１０８によって使用され得るショートトレーニングフィールド（ＳＴＦ）およびロングトレーニングフィールド（ＬＴＦ）を含んでもよい。いくつかの例において、ＷＵＲ１０８は、ＷＵＲ基準信号２５２に含まれるもの以外の追加情報を必要とせず、ウェイクアップフレーム２００の長さを短くすることを可能にするので、ウェイクアップフレーム２００を処理するために、ＷＵＲ１０８によって要求される電力はより少ない。しかしながら他の実施形態において、ＷＵＲ１０８におけるより高度の機能を可能にするために、ＷＵＰ２５０のさらなるフィールドに含まれる追加情報が必要とされ得る。

例示的な実施形態において、ＯＦＤＭベースのマルチキャリア変調（ＭＣＭ）がＷＵＰ２５０に用いられ、結果として得られる波形は２０ＭＨｚ未満の帯域幅を有する。ＯＦＤＭ波形は、通常、サブキャリアまたはトーン間隔（ＳＳ）、サブキャリアまたはトーンの数（Ｍ）、およびサイクリックプレフィックスまたはガードインターバル長Ｔ_ＧＩを含む一連の無線パラメータ（numerology）属性によって定義されている。異なる実施形態において、異なる無線パラメータ（numerologies）を使用することができる。使用され得る例示的な無線パラメータセットは、以下の通りである：サブキャリアの総数Ｍ＝１６（１個のＤＣヌルサブキャリアを含み、残り１５個が利用可能なサブキャリアである）、サブキャリア間隔ＳＳ＝３１２.５ｋＨｚ、Ｔ_ＧＩ＝有効シンボル期間Ｔ_ｕの１／４、有効なシンボル期間Ｔ_ｕ＝３．２μｓ、および合計シンボル期間Ｔ_ｔｏｔ＝４μｓ。
Ｍ＝１６およびＳＳ＝３１２．５ｋＨｚとすると、結果として得られる信号帯域幅は５ＭＨｚである。減少したサブキャリアのセットを伴うが、この無線パラメータは、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格の無線パラメータに類似していると認識され、８０２．１１ａ規格のために確立された、いくつかの回路設計態様の再使用を可能にする。サブキャリア間の間隔（ＳＳ）は、有益シンボル長Ｔ_ｕの逆数であるため、サブキャリアは直交している。

これに関して、図３はＯＦＤＭベースのシステムを示す基本システムブロック図である。特に、図３は、ＡＰトランシーバ１１０およびＷＵＲ回路１０８において、ＷＵＰ２５０に適用されるプロセスフローを示す。いくつかの例において、ＷＵＲ回路１０８において実行されるように示される各処理ブロック４１２、４１４、４１６は、一般的な集積回路の一部であるモジュールまたはエレメントとして実装され得る動作を表す。同様に、ＡＰトランシーバ１１０で実行されるように示される各処理ブロック４０２、４０４、４０６は、例えば、一般的な集積回路のモジュールまたはエレメントとして実装され得る動作を表す。

図３に示されるように、ＷＵＰ２５０はＡＰトランシーバ１１０へのバイナリソース４０１入力として提供される。一例において、バイナリソース４０１の入力は、オン／オフ・キーイング（ＯＯＫ）を用いてマッピングされる。いくつかの例において、誤り訂正を適用する及び／又はデータを圧縮する（例えば、ＫビットをＮビット符号語にコード化する）ブロックコード化を、ブロックコード化動作４０２により、バイナリソース４０１に適用できるが、そのようなコード化は任意である。

この後ＯＦＤＭシンボル生成動作４０４がＯＯＫマッピングデータビットに実行され、対応するＯＦＤＭベースのシンボルが生成される。例示的な実施形態において、Ｎ個のデータビットはＮ個の連続シンボルになるように、各データビットは、１つのＯＦＤＭベースのシンボルにより表される。従って、各シンボルごとに、ＯＦＤＭシンボル生成部４０４を使用して、対応するＯＦＤＭシンボル（図３のアイテム４３０によって表される）の全ての直交するサブキャリアにわたって、同一のデータビットを変調する。上述の無線パラメータを使用した例では、ＯＦＤＭシンボル４３０は、サブキャリア間隔ＳＳ＝３１２．５ｋＨｚを有するＭ＝１６個のサブキャリアＳ−_８からＳ_７を有し、中央サブキャリアのうちの１つ（例えば、Ｓ_ｏ）がＤＣヌルトーンとして使用され、残りの１５個のサブキャリア（例えば、Ｓ_−８からＳ_−１およびＳ_１からＳ_７）の各々が同一のデータビットで変調されている。従って、そのような例において、３個の連続するデータビット１、０、１は、対応する３個のＯＦＤＭシンボルを有し得る。第１のデータビット１＝＞シンボル４３０（１）： Ｓ_−８、７＝｛１、１、１、１、１、１、１、１、ＤＣ、１、１、１、１、１、１、１｝第２のデータビット０＝＞シンボル４３０（２）Ｓ_−８、７＝｛０、０、０、０、０、０、０、０、ＤＣ、０、０、０、０、０、０、０｝第３のデータビット１＝＞シンボル４３０（３）：Ｓ_−８、７＝｛１、１、１、１、１、１、１、１、ＤＣ、１、１、１、１、１、１、１｝

Ｍ＝１６である上述の例において、ＯＦＤＭシンボル生成動作は、１６ポイント逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）４０５を使用して、ＯＦＤＭシンボル４３０を生成する。上記の例示の波形パラメータを使用すると、ＯＦＤＭシンボル４３０の帯域幅は５ＭＨｚである。

ＯＦＤＭシンボル４３０へのガードインターバル挿入は、ＧＩ挿入操作４０６において生じる。上記の例示的な無線パラメータにおいて、Ｔ_ＧＩは有効なシンボル期間の１／４である（また、ＩＦＦＴ期間とも称される）。ＯＦＤＭシンボル４３０は、この後チャネルキャリア周波数にアップコンバートされ、無線ネットワークチャネル４１０を介して送信される。例示的な実施形態において、８０２．１１に用いられるのと同一の送信フィルタを使用して、スペクトルフィルタリングを提供し、Ｍ個のサブキャリア以外の任意のエッジトーンを含む送信されたＯＦＤＭシンボルが、２０ＭＨｚのスペクトルマスク未満であることを保証する。

従って、ＡＰトランシーバ１１０はＷＵＰ２５０に含まれるデータをコード化し、対応するＯＯＫマッピングＯＦＤＭベースのＷＵＰ信号２５０Ｔをチャネル４１０に送信し、元のソースＷＵＰ２５０からの各データビットは、単一のＯＦＤＭシンボルとしてエンコードされる。

ＷＵＲ１０８において、ＯＦＤＭベースのＷＵＰ信号２５０ＴがＷＵＲ１０８において受信され、ベースバンドにダウンコンバートされる。エンベロープ検出動作４１２および硬判定操作４１４をこの後用いて、ＷＵＰ２５０に対応するＮ個のビットをダウンコンバートされた信号に含まれるＮ個のシンボルから抽出する。例示的な実施形態において、ＯＦＤＭベースのＷＵＰ信号の設計は、チャネルの推定または等化を実行することなく、エンベロープ検出を正確にＷＵＲ１０８で実行できるようになっている。ＷＵＲ１０８は、ＧＩ除去およびＦＦＴ処理を含まないため従来のＯＦＤＭ受信機のようには動作せず、むしろＷＵＲ１０８はＷＵＰデータビットを回復する上で、エンベロープ検出／硬判定操作４１２／４１４に依存する。この点に関して、エンベロープ検出動作４１２は一連のシフトレジスタ４２２を有するローパスフィルタ（ＬＰＦ）４２０に依存する。例示的な実施形態において、ローパスフィルタの係数の数（タップとも称される）は、アクティブサブキャリアの数にガードインターバルに対する有効なシンボルタイムの比率（Ｔ_ＧＩ／Ｔ_ｕ）を乗じたものと等しくなるように選択される。例えば、上記の無線パラメータを用いると、Ｍ＝１６であり、Ｔ_ＧＩは有効なシンボルタイムの１／４であり、ＬＰＦ係数の数は４である。各シフトレジスタ４２２は、入力シンボルとは異なる様に具体的に選択される所定の値で初期化される。

硬判定操作４１４は、「０」または「１」のビット出力を決定するために、決定閾値レベルをエンベロープ検出動作４１２の出力に適用するように構成される。例示的な実施形態において、硬判定操作４１４によって適用される閾値は、ＡＰトランシーバ１１０とＷＵＲ１０８との間のチャネル４１０の品質に応じて設定される。いくつかの用途において、決定閾値はＷＵＲ１０８を含むステーション１０４が初期化されるときに設定され、いくつかの用途において、ＷＵＲ１０８は、連続的にあるいは周期的にチャンネル品質を監視し、監視されているチャンネル品質に応じて、硬判定操作４１４により適用される閾値を適応的に変更するように構成されてもよい。一例において、チャンネル品質は、チャネルの信号対雑音比に基づいて、またはソースと受信機との間の変調およびコード化方式（ＭＣＳ）の関数に応じて決定される。

硬判定操作４１４のＮビット出力は回復されたＷＵＰ２５０Ｒを提供する（ＡＰトランシーバ１１０でブロックコード化が実行される場合、中間ブロック復号操作４１６が適用される）。回復されたＷＵＰ２５０Ｒは、例えばメインのＷＬＡＮトランシーバ回路１０６のための内部ウェイクアップ信号１５４に関する情報および命令を含んでもよい。

少なくともいくつかの構成において、ＯＯＫマッピングＯＦＤＭベースのＷＵＰ信号は低電力の簡易化されたＷＵＲ１０８が実装されることを可能にすることが上記から理解される。

上述されているように、異なる実施形態において、異なる波形パラメータがＡＰトランシーバ１１０で適用され得る。この点に関して、代替的な実施形態において、当該システムは既存の８０２．１１ａパラメータを使用するが、６４個の利用可能なサブキャリアのうちの一部のみを使用するように構成され、無線パラメータは以下のようになる；利用可能なサブキャリアの数６４、しかしＭ個の中央のサブキャリアのみが使用され、ここでＭ＝１４であり（１つのＤＣヌルサブキャリアを含む）、サブキャリア間隔ＳＳ＝３１２．５ｋＨｚであり、Ｔ_ＧＩは有効なシンボル期間Ｔ_ｕの１／４であり、有効なシンボル期間Ｔ_ｕ＝３．２μｓであり、合計シンボル期間Ｔ_ｔｏｔ＝４μｓである。Ｍ＝１４およびＳＳ＝３１２．５ｋＨｚの場合、結果として得られる信号帯域幅は４．３７５ＭＨｚである。そのような実施形態において、ＯＦＤＭシンボルの１４個のサブキャリアのうち１３個のサブキャリアは、同じＯＯＫマッピングデータビットで変調され（中央サブキャリアがＤＣヌルである）、そして残りの５０個のサブキャリアはゼロに設定される。

従って、そのような例において、３つの連続するデータビット１、０、１は、対応する３つのＯＦＤＭシンボルを有することになる。 第１のデータビット１＝＞：Ｓ_−７、６＝｛１、１、１、１、１、１、１、ＤＣ、１、１、１、１、１、１｝；Ｓ_{−３２、−８}およびＳ_７、３１全て＝０
第２のデータビット０＝＞Ｓ_−７、６＝｛０、０、０、０、０、０、０、ＤＣ、０、０、０、０、０、０｝；Ｓ_{−３２、−８}およびＳ_７、３１全て＝０ 第３のデータビット１＝＞Ｓ_−７、６＝｛１、１、１、１、１、１、１、ＤＣ、１、１、１、１、１、１｝；Ｓ_−３２］_、−８およびＳ_７、３１全て＝０

図４および５は、図３のシステムに関連して、様々なＯＦＤＭベースのシンボル構成のためのシミュレートされた性能を比較して示す。図４および図５はそれぞれ、ビットエラー率（ＢＥＲ）およびパケットエラー率（ＰＥＲ）を示す。

図４および５によって表された例において、全ての検出方法は、チャネルの推定または等化なしの非コヒーレントエンベロープ検出である。シミュレーションにおいて、９６ビットのＷＵＰ長が用いられた。図４および５のラベルは、ＤＣヌルを除く利用可能なサブキャリアの数および使用されているトーンの数（例えば、６４−１３は、１３個のトーンが占有された状態の６４個のサブキャリアを意味する）およびハミングコードが使用されたか否かを識別する。ＷＵＰの長さは、９６ビットであった。示されているように、１つのＯＦＤＭシンボルは、ハミングコード無しでテストされた。適用されたとき、ハミングコードは、７つのコード化ビットおよび１ビット修正機能を有する４つの情報ビットを使用した。

図に示されているように、１３個のトーンのみが繰り返し入力ビット（非コヒーレント６４−１３）に占有されている状態の６４トーンＯＦＤＭシンボルは、（７、４）ハミングコード（ハミングコードを使用した非コヒーレント６４−１３）を有する同一のＯＦＤＭシンボルとほとんど同一の性能を示すが、２３ｄＢと３０ｄＢとの間のＳＮＲ範囲は除く。１個のＤＣおよび７個のエッジトーンを除く、全ての６４トーンが繰り返し入力ビット（ハミングコードを使用した非コヒーレント６４−６４）によって占有された状態の６４トーンＯＦＤＭシンボルの性能は、ハミングコードを使用した非コヒーレント６４−１３より、約１５ｄＢ優れた性能を示す。

最初に記載されたＯＦＤＭ方式、すなわち、１５個のトーンが繰り返し入力ビットに占有された状態（ハミングコードを使用した非コヒーレント１６−１５）の１６トーンＯＦＤＭシンボルおよび４個のタップ付きＬＰＦフィルタ（即ち、フィルタ係数の数は、有効なシンボルタイムに対するガードインターバル期間の比率をサブキャリアの数に乗じたものに等しい）は図４および５に示されたシミュレーションにおいて最も優れた性能を提供する。図から分かるように、タップの数を２０に増やしても、性能は改善されず、実際、ハミングコードを使用した非コヒーレント１６−１５と２０タップＬＰＦ曲線とに見られるように、準最適性能が提供される。ＯＦＤＭベースのマンチェスターコード化ＭＣＭデータを有するウェイクアップ無線フレーム

さらなる例示的な実施形態によるウェイクアップ無線フレームが以下で記載される。

ＷＵＲ用のＯＦＤＭベースおよびＯＯＫ（オン／オフ・キーイング）変調波形設計が、Ｍｉｎｙｏｕｎｇ Ｐａｒｋおよびその他（「１６／０３４１ｒ０、ＬＰ−ＷＵＲ」（低電力ウェイクアップ受信機）フォローアップ、ＩＥＥＥ８０２．１１ ＬＲＬＰ ＴＩＧ、２０１６年３月）によって提案されており、データ１の場合、６４個のサブキャリアのうち１３個のサブキャリアのみが占有されており、データ０の場合、６４個のサブキャリア全てがゼロに割り当てられている。しかしながら、連続データオフシンボル（データ０）のケースに関連する無エネルギー伝達状態は、いくつかの８０２．１１装置（およびおそらく８０２．１１以外の規格に準拠する装置）との共存問題を生じる可能性がある。さらなる提案（Ｅｕｎｓｕｎｇ Ｐａｒｋおよびその他、「１６／１１４４ｒ０」ＷＵＲ性能に関する詳細調査、ＩＥＥＥ８０２．１１ ＷＵＲ ＳＧ、２０１６年９月）はマンチェスターコード化を導入して、無エネルギー伝達状態によって引き起こされる問題を改善する。しかしながら、少なくともいくつかのシミュレーションにおいて、マンチェスターコード化などの追加の波形コーディングは、元の帯域幅（ＢＷ）内で信号を乱す可能性があることが確認され、特定の帯域幅のＲＦフィルタを有するＷＵＲによって、ＷＵＲフレームは正しく検出できない。

従って、波形コーディングが適用された場合に、帯域幅の乱れを軽減するＷＵＲフレーム構成のための例示的な実施形態が本明細書に開示されている。特に、例示的な実施形態において、マンチェスターコード化は、時間領域において、図３および４に関して最初に上記されたＯＦＤＭ波形に関連して、ＯＯＫデータに適用される。すなわち、以下のパラメータ属性セットを有する波形であるサブキャリアの総数Ｍ＝１６（１つのＤＣヌルサブキャリアを含み、１５個の利用可能なサブキャリアが残る）、サブキャリア間隔ＳＳ＝３１２．５ｋＨｚ、Ｔ_ＧＩ＝有効なシンボル期間Ｔ_ｕの１／４、有効なシンボル期間Ｔ_ｕ＝３．２μｓ、合計シンボル期間Ｔ_ｔｏｔ＝４μｓ。Ｍ＝１６およびＳＳ＝３１２．５ｋＨｚであると、結果として得られる信号帯域幅は５ＭＨｚである。

この点に関して、図６は、ＯＯＫベースのデータのマンチェスターコード化を利用するＯＦＤＭベースのＭＣＭシステムを示す基本システムブロック図である。特に、図６は、ＡＰトランシーバ１１０およびＷＵＲ回路１０８で、ＷＵＰ２５０に適用されたプロセスフローを示す。いくつかの例において、ＷＵＲ回路１０８で実行されるものとして示される各処理ブロック６１２、６１４、４１６は、一般的な集積回路の一部であるモジュールまたはエレメントとして実装され得る動作を表す。同様に、ＡＰトランシーバ１１０で実行されたとして示される各処理ブロック４０２、６０４、６０６は、例えば、一般的な集積回路のモジュールまたはエレメントとして実装され得る動作を表す。

図６に示されるように、ＡＰトランシーバ１１０へのＯＯＫマッピングバイナリソース４０１入力としてＷＵＰ２５０は提供される。いくつかの例において、誤り訂正を適用及び／又はデータを圧縮するためのブロックコード化（例えば、ＫビットをＮビット符号語にエンコードする）は、ブロックコード化動作４０２により、バイナリソース４０１に適用可能であるが、そのようなエンコーディングは任意である。

ＡＰトランシーバ１１０は、以下のような無線パラメータを有するＯＦＤＭ波形を出力するように構成されるＯＦＤＭ波形生成動作６０４を含み、Ｍ＝１６（Ｓ_０がＤＣヌルに使用される）、Ｔ_ｕ＝３．２μｓ、ＳＳ＝３１２．５ｋＨｚであり、１５個の全ての利用可能なサブキャリアが（Ｓ_−８からＳ_−１およびＳ_１からＳ_７）が「１」に設定される。ＯＦＤＭ波形生成部６０４の出力としての、ＯＦＤＭシンボルに対するＯＦＤＭ波形７１０の図示の例が、図７の時間領域において示されている。図示の例において、ＯＦＤＭ波形７１０は、「１」が１５個のサブキャリアに変調され、サブキャリアの１つは（例えばＳ_０）ＤＣヌルとして使用される、１６ポイント逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）操作の出力を表す。図６の実施形態において、ＯＦＤＭ波形生成部６０４は効果的に同一の波形を連続的に生成し、従って、ＯＦＤＭ波形生成部６０４が単にサンプル波形を繰り返しており、サンプル波形が格納されてもよく、ＯＦＤＭ波形生成部６０４におけるＩＦＦＴ演算の必要がなくなる。

図６の例において、マンチェスターコード化動作６０６を使用して、Ｎ個のデータビットをＯＦＤＭ波形７１０上にコード化する。周知のように、技術分野において、マンチェスターコード化（位相コード化（ＰＥ）としても知られている）は、各データビットのエンコードは等しい時間の低から高か、あるいは高から低の何れかであるラインコードである。従って、ＯＦＤＭ波形に関連して、ＯＦＤＭシンボルは、効率的に等しい持続時間の２つのサブシンボルに分割され、各「０」ビットは２つのサブシンボルのセットとしてエンコードされ、各「１」ビットは２つのサブシンボルのセットとしてエンコードされる。例示的な実施形態において、このエンコードは下記の表に示される通りである（しかし他の実施形態において、逆コード化を使用できる）。
表１：ＯＯＫデータビットのマンチェスターコード化

マンチェスターコード化動作６０６は、時間領域において、PEコーディングをＯＦＤＭ波形７１０に適用し、これに関して、図７および８はそれぞれ、データ「１」シンボル７２０−１およびデータ「０」シンボル７２０−０（本明細書においてデータシンボル７２０と総称される）を生成するために、時間領域および周波数領域において、ＯＦＤＭ波形７１０に適用されるコーディングを示す。

例示的な実施形態において、データシンボル７２０を生成する場合、２０ＭＨｚという標準８０２．１１サンプリングレートが、マンチェスターコード化動作６０６によって適用される。これに関して、Ｔ_ｕ＝３．２μｓの基本ＯＦＤＭ波形有効シンボル期間は６４個のサンプルを含む。典型的な８０２．１１構成において、合計シンボル期間Ｔ_ｔｏｔが４．０μsとなるように０．８μｓのＧＩ挿入が生じ、これは２０ＭＨｚの８０サンプルに対応する。例示的な実施形態において、合計シンボル期間Ｔ_ｔｏｔが４．０μｓを有するシンボルを出力するために、マンチェスターコード化動作６０６はＧＩの等価物を含めるように構成される。従って、データ「１」の場合、出力シンボル７２０−１は、ＯＦＤＭ波形７１０からコピーされた４０個のサンプルを含む期間Ｔ_ｓ１＝Ｔ_ｔｏｔ／２＝２．０μｓの第１のサブシンボルＳＵＢ_１を含み、その後に、４０個のサンプルを含む期間Ｔ_ｓ２＝Ｔ_ｔｏｔ／２＝２．０μｓの第２のサブシンボルＳＵＢ_２が続き、サブキャリア値は強制的に「０」になる。データ「０」出力シンボル７２０−０の場合、上記の順序は逆になる。

従って、例示的な実施形態において、２つのマルチキャリア変調（ＭＣＭ）サブシンボルとして、各ＯＯＫマッピングデータビットは、マンチェスターコード化動作６０６の出力で表され、Ｎ個のデータビットは、合計２Ｎ個の連続するサブシンボルを含むＮ個のシンボルになる。結果として得られるＭＣＭシンボルはこの後チャネルキャリア周波数にアップコンバートされ、無線ネットワークチャネル４１０を介してマンチェスターコード化されたＯＦＤＭベースのＭＣＭ ＷＵＰ信号２５０Ｔ−ＭＣＭとして送信される。例示的な実施形態において、８０２．１１に使用されたのと同一の送信フィルタを使用して、スペクトルフィルタリングを提供しＭ個のサブキャリア以外の任意のエッジトーンを含む送信されたＯＦＤＭシンボルが、２０ＭＨｚのスペクトルマスクに含まれることを保証する。

ＷＵＲ１０８において、ＯＦＤＭベースのＷＵＰ信号２５０Ｔ−ＭＣＭがＷＵＲ１０８において、ウェイクアップ信号１５２の一部として受信され、ベースバンドにダウンコンバートされる。例示的な実施形態において、ウェイクアップ信号１５２にエンコードされた１つまたは複数のＷＵＲ基準信号２５２及び／又はレガシープリアンブル２１０は、ＷＵＲ１０８がサンプルタイミングを入力シンボル境界に同期させることを可能にする。電力検出動作６１２は、それぞれの受信されたシンボル７２０Ｒの電力分布を測定し、具体的には各受信されたシンボル７２０Ｒにおける第１のサブシンボルおよび第２のサブシンボルの電力レベルを決定するように構成される。２０ＭＨｚのサンプリング・レートの例において、第１のサブシンボルＳＵＢ_１および第２のサブシンボルＳＵＢ_２の各々は、４０個のサンプルを含む。決定ブロック６１４は、シンボルの前半と後半との間で電力分布を比較し、該当するデータ「０」または「１」の決定を行うように構成される。図示されている例において、第１のサブシンボルの平均電力の大きさが第２のサブシンボルの平均電力の大きさより大きい場合、受信されたシンボル７２０Ｒがデータ「１」として復号され、第２のサブシンボルの平均電力の大きさが、第１のサブシンボルの平均電力の大きさより大きい場合、受信されたシンボル７２０Ｒはデータ「０」として復号される。ＷＵＰ２５０Ｒは回復される（ブロックコード化がＡＰトランシーバ１１０で行われた場合、中間ブロック復号操作４１６が適用される）。例えば、回復されたＷＵＰ２５０Ｒは、メインのＷＬＡＮトランシーバ回路１０６のための内部ウェイクアップ信号１５４に関する情報および命令を含んでもよい。

例示的な実施形態において、ローパスフィルタ６２０は電力検出動作６１２に含まれ、電力解析の前に、ローパスフィルタリングを受信シンボル７２０Ｒに適用する。例示的な実施形態において、フィルタの帯域幅は、伝送帯域幅より大きい。

上記のマンチェスターコード化ＯＦＤＭベースのＭＣＭＷＵＰの解析は、次の３つのＭＣＭパラメータの事例を比較することにより行われた：第１の事例（事例１）は６４個のサブキャリアのうち１３のトーン占有を使用した、第２の事例（事例２）は６４個のサブキャリアのうち５６のトーン占有を使用した、第３の事例は、上記の例示的な実施形態に示されているように、１６個のサブキャリアのうち１５のトーン占有を使用した。図８は、３つの事例について、ＢＷ解析を行る手順をグラフで示す。解析において、波形コーディング（ＷＦＣ）は時間領域で適用され、周波数領域において、電力分布を得るために（各サブキャリアの大きさの二乗）、ＦＦＴが、サブキャリアに対して行われた（ガードインターバル（ＧＩ）無し）。図９、図１０、図１１、図１２、図１３、および図１４は、周波数領域における結果として得られる電力分布を示す。図９および１０は、事例１に関する４ＭＨｚを超えるエネルギー漏出を示し、エネルギー漏出の結果、受信機の性能は悪くなる。

図１５、１６および１７は、３つの事例のビットエラー率（ＢＥＲ）性能をそれぞれ示す。各事例の元のＢＷはそれぞれ４ＭＨｚ、２０ＭＨｚ、および５ＭＨｚであり、図１５、１６および１７は、受信機で４ＭＨｚ（事例２および３は、２０および５ＭＨｚ）のローパスフィルタ（ＬＰＦ）を使用する場合の性能と、ＬＰＦを使用しない場合の性能との間の性能を比較して示す。図１５は、第１の事例についてのＢＥＲ性能比較を示し、受信機において４ＭＨｚのローパスフィルタが有る場合の性能とローパスフィルタが無い場合の性能を比較し、図１６は、第２の事例についてのＢＥＲ性能比較を示し、受信機における２０ＭＨｚのローパスフィルタ有りの性能とローパスフィルタ無しの性能とを比較し、図１７は、第３の事例についてのＢＥＲ性能比較を示し、受信機における５ＭＨｚローパスフィルタ有りの性能とローパスフィルタ無しの性能とを比較する。

これらのシミュレーションは、ＲＦ障害（搬送周波数オフセットおよび位相ノイズ）を考慮したＡＷＧＮチャネルについて得られる。図１５、１６および１７から分かるように、ＬＰＦが受信機に適用される場合、事例１では性能の低下が深刻である一方、事例３においては、性能の低下が最小限である。事例２の場合、１トーン当たりのＴＸ電力はナローバンド送信（他の２つの事例）より低く、受信機でＬＰＦが使用されていないとしても、他の２つの事例と比較して劣った性能を引き起こし得る。交互キャリアマンチェスターコード化ＭＣＭデータのウェイクアップ無線フレーム

ウェイクアップ無線フレームの更なる例示的な実施形態を記載する上記のように、ＷＵＲ用のＯＦＤＭベースおよびＯＯＫ（オン／オフ・キーイング）変調波形設計が、Ｍｉｎｙｏｕｎｇ Ｐａｒｋおよびその他「１６／０３４１ｒ０、ＬＰ−ＷＵＲ（低電力ウェイクアップ受信機）フォローアップ」、ＩＥＥＥ８０２．１１ ＬＲＬＰ ＴＩＧ、２０１６年３月によって提案されており、データ１の場合、６４個のサブキャリアのうち１３個のサブキャリアのみが占有されている一方、データ０の場合、６４個のサブキャリアの全てがゼロに割り当てられている。上記のように、更なる提案（Ｅｕｎｓｕｎｇ Ｐａｒｋおよびその他、「１６／１１４４ｒ０、ＷＵＲ性能に関する詳細調査」、ＩＥＥＥ８０２．１１ ＷＵＲ ＳＧ、２０１６年９月）により、エネルギー伝達状態がないことにより生じた問題の改善のために適用されたマンチェスターコード化を導入する。Ｅｕｎｓｕｎｇ Ｐａｒｋおよびその他は、マンチェスターコード化は、全６４トーンの内、７つの交互の中央のトーン（ＤＣトーンを除く）に適用されるという解決策を開示した。Ｅｕｎｓｕｎｇ Ｐａｒｋおよびその他によると、マンチェスターコード化を行った後、ガードインターバルが追加される。１４個の中央のトーンのうち７個を使用することにより、１４個の中央のトーンのうち１３個が使用される場合よりエネルギー漏出が少ないが、マンチェスターコード化無しでは、フェージングチャネル上の性能は、ＯＯＫコード化波形に対してで、ほとんどゲインを示さない。

従って、エネルギー漏出を軽減しつつ、フェージングチャネル上の性能を改善し得るＷＵＲフレーム波形コーディングのためのさらなる実施形態が本明細書に開示されている。一例において、ガードインターバル挿入後、マンチェスターコード化はＯＦＤＭ波形のサブキャリアのサブセットに時間領域において適用される。

これに関して、図１８はＯＯＫベースのデータのマンチェスターコード化を利用する更なるＯＦＤＭベースのＭＣＭシステムを示す基本システムブロック図である。図１８のシステムは、図６のシステムに類似しており、相違点は図面および記載から明らかである。図１８は、ＡＰトランシーバ１１０およびＷＵＲ回路１０８においてＷＵＰ２５０に適用されたプロセスフローを示す。いくつかの例において、ＷＵＲ回路１０８において実行されたとして示される各処理ブロック６１２、６１４、１４１６は、一般的な集積回路の一部であるモジュールまたはエレメントとして実装され得る動作を表す。同様に、ＡＰトランシーバ１１０において実行されたとして示される各処理ブロック１４０２、１８０４、１８０６は、例えば、一般的な集積回路のモジュールまたはエレメントとして実装され得る動作を表す。

図１８に示されるように、ＷＵＰ２５０はＡＰトランシーバ１１０へのＯＯＫマッピングバイナリソース４０１入力として提供される。特に、いくつかの例において、ＯＯＫバイナリソース４０１は、波形コード化されることになっているＷＵＰ２５０の部分のためのソースデータビット（ＷＵＰ２５０の波形コード化（ＷＦＣ）部分２６８、図２参照）を含み、例えば、ＷＵＲ−ＳＩＧ２４５、ＭＡＣ−ヘッダ２６２、フレーム本体２６４およびＦＣＳ２６６データフィールドを含む。いくつかの例において、誤り訂正を適用し、及び／又はデータを圧縮するための前方誤り訂正（ＦＥＣ）エンコーディング（例えば、ＫビットをＮビット符号語にエンコードする）は、ＦＥＣエンコード操作１４０２によってバイナリソース４０１に適用することができるが、そのようなエンコードは任意である。

ＡＰトランシーバ１１０は、ＯＦＤＭ波形ソース１８０４を含む。一例において、ＯＦＤＭ波形ソース１８０４は、図１９に示される例示的な時間領域におけるＯＦＤＭシンボル波形１９２０のような、事前に生成されたＯＦＤＭ波形の時間領域バージョンを格納するメモリ３０５を含む。特に、例示的な実施形態において、６４ポイント逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）演算１８０２も行うＯＦＤＭ波形生成部１８０１を使用して、周波数領域のＯＦＤＭシンボル１９３０を生成し、ＯＦＤＭシンボル１９３０において１つおきの中央サブキャリアのサブセットは１に設定され、残りのサブキャリアは０に設定される。図１９のシンボル１９３０の図示されている例において、中央サブキャリアＳ_０はＤＣヌルであり、７つの１つおきのサブキャリアＳ_−７、Ｓ_−５、Ｓ_−３、Ｓ_−１、Ｓ_１、Ｓ_３、Ｓ_５は１に設定される。残りのサブキャリアＳ_−３２からＳ_−８、Ｓ_−６、Ｓ_−４、Ｓ_−２、Ｓ_２、Ｓ_４、Ｓ_６からＳ_３１の各々は０に設定されている。図示されている例において、シンボル１９３０は、以下の無線パラメータを有する従来の８０２．１１ＯＦＤＭシンボルから導出される。サブキャリアの数は６４個であり、使用されるサブキャリアの数Ｍ＝１３（Ｓ_−７からＳ_５、Ｓ_０はＤＣヌルに使用される）であり、有効シンボル期間Ｔ_ｕ＝３．２μｓであり、サブキャリア間隔ＳＳ＝３１２．５ｋＨｚであり、１３個の中央サブキャリアのうち、７個の１つおきのサブキャリアは「１」に設定される。図１９に示されるように、シンボル１９３０の有効な帯域幅（BW）は、１３Ｘ３１２．５ｋＨｚ＝４．１ＭＨｚである。

図１９におけるＯＦＤＭ波形１９１０は、ＯＦＤＭシンボル１９３０の時間領域バージョンを表す。例示的な実施形態において、ＯＦＤＭ波形生成部１８０１も、時間領域において動作して、従来の０．８μｓサイクリックプレフィックスＣＰ部分をＯＦＤＭ波形１９１０の終端からコピーして、それを付加して、ガードインターバル（ＧＩ）を提供するＧＩ挿入操作１８０２を含み、その結果、ＯＦＤＭシンボル波形１９２０は、Ｔ_ｔｏｔ＝４μｓの合計シンボル長を有する。例示的な実施形態において、２０ＭＨｚという標準的な８０２．１１のサンプリングレート、ＯＦＤＭシンボル波形１９２０はＧＩを構成する１６個のサンプルを含む８０個のサンプルを含む。

上述のように、例示的な実施形態において、シンボル波形１９２０を提供するためにＯＦＤＭシンボル生成部１８０１によって行われる動作は、ＯＦＤＭ波形ソース１８０４を使用して、ＷＵＰ２５０を送信する前の構成時間に行われており、ＡＰ Ｔｘ／Ｒｘ１１０によるＷＵＰ２５０の送信時に、事前に格納されたシンボル波形１９２０を連続してコピーするので、ＷＵＰ２５０のために使用される各シンボル波形のためのＩＦＦＴ演算の必要がなくなる。少なくともいくつかの例示的な実施形態において、ＯＦＤＭ波形生成部１８０１は構成可能であり、上記の無線パラメータとは異なる無線パラメータを有するシンボル波形１９２０を生成するのに使用することが可能で、必要に応じて、格納された波形１９２０は変更可能である。

図１８の例において、マンチェスターコード化動作１８０６のような波形コード化操作を使用して、Ｎ個のデータビットをＮ個の連続するＯＦＤＭシンボル波形１９２０にコード化して、ＷＵＰ２５０のＷＦＣ部分２６８を生成する。上述されているように、マンチェスターコード化（位相符号（ＰＥ）としても知られている）はラインコードであり、各データビットのコード化は、等しい時間において、低から高または高から低の何れかである。従って、ＯＦＤＭ波形に関連して、ＯＦＤＭシンボルは等しい持続時間の２つのサブシンボルに効果的に分割され、各「０」ビットは２つのサブシンボルのセットとしてエンコードされ、各「１」ビットは２つのサブシンボルのセットとしてエンコードされる。例示的な実施形態において、エンコードは、表１に示されている通りである。

マンチェスターコード化動作１８０６は、時間領域において、PEコーディングをＯＦＤＭシンボル波形１９２０に適用し、これに関して、図２０は、データ「１」シンボル２０２０−１およびデータ「０」シンボル２０２０−０（一般的に、本明細書においてデータシンボル２０２０と総称される）を生成するべく、時間領域において、ＯＦＤＭシンボル波形１９２０に適用されたコーディングをグラフで示す。

いくつかの例示的な実施形態において、データシンボル２０２０を生成する場合に、２０ＭＨｚの標準８０２．１１サンプリングレートが、マンチェスターコード化動作１８０６によって適用される。従って、データ「１」の場合、出力シンボル２０２０−１は、ソースＯＦＤＭシンボル波形１９２０からコピーされた４０個のサンプルを含む期間Ｔ_ｓ１＝Ｔ_ｔｏｔ／２＝２．０μｓの第１のサブシンボルＳＵＢ_１を含み、その後に、４０個のサンプルを含む期間Ｔ_ｓ２＝Ｔ_ｔｏｔ／２＝２．０μｓの第２のサブシンボルＳＵＢ_２が続き、サブシンボルSUB₂において、サブキャリア値は強制的に「０」になる。データ「０」の出力シンボル２０２０−０の場合、上記の順序が逆になる。

いくつかの例において、マンチェスターコード化動作１８０６において各ＯＯＫデータビットをコード化するのに使用されるＯＦＤＭシンボル波形１９１０の数は、２以上であってもよい。例として、いくつかの実施形態において、２つのＯＦＤＭシンボル波形１９１０が各データビットに使用され、例えば、データビット「１」はＯＦＤＭシンボル波形１９１０の期間全体のコピーと、その後に全てのサブキャリアが強制的に「０」にされた同一の期間を含む。データビット「０」は「ゼロ」シンボル波形と、その後にＯＦＤＭシンボル波形１９１０の全期間によって表される。そのような例において、各データビットのマンチェスターコード化は２つのＯＦＤＭシンボルにわたって適用され、図２０を参照すると、Ｔ_ｔｏｔは４μｓではなく８μｓであり、Ｔ_ｓ１およびＴ_ｓ２はそれぞれ４μｓである。Ｔ_ｓ１の対応するサンプルの数は、４０サンプルではなく、８０サンプルとなるであろう。したがって、ソースＯＦＤＭシンボル波形１９２０のＯＦＤＭシンボル長およびＧＩ長は変わらないとしても、Ｔ_ｔｏｔ、Ｔ_ｓ１およびＴ_ｓ２を、性能に応じて、マンチェスターコード化信号におけるオン／オフ位置について新しい期間に調整することができる。この場合、Ｎ個のデータビットは、常にＮ個のＯＦＤＭシンボルとして表されるわけではない。

いくつかの例示的な実施形態において、マンチェスターコード化動作１８０６に適用される合計のシンボル期間およびサンプリング・レートは上記の従来の８０２．１１パラメータと異なり得る。さらに、いくつかの例示的な実施形態において、マンチェスターコード化動作１８０６に適用されるシンボル期間およびサンプリング・レートは、サンプリング・レート（および結果として得られる帯域幅）とシンボル長の調整を可能にするように構成可能であってもよく、それにより、送信されたウェイクアップ信号１５２をオペレータおよび受信デバイスの要件に合わせて構成することが可能になる。

図１８を再度参照すると、例示的な実施形態において、各ＯＯＫマッピングデータビットは、２つのマルチキャリア変調（ＭＣＭ）サブシンボル（２０２０−１または２０２０−０）として、マンチェスターコード化動作１８０６の出力において表されており、Ｎ個のデータビットは、各々が２個の連続するサブシンボルを含んでいるＮ個のシンボルをもたらす。例示的な実施形態において、ＷＵＲＲＥＦ信号２５２がＷＦＣ部分２６８に追加され、その結果ＷＵＰ２５０が生じる。レガシープリアンブル２１０が必要とされる構成において、アップコンバージョンの前に、レガシープリアンブル２１０をＷＵＰ２５０に追加することが可能である。結果として得られるＷＵＲフレーム２００（ＷＦＣ部分２６８のマンチェスターコード化ＯＦＤＭベースのＭＣＭシンボル、追加されたＷＵＲ ＲＥＦ信号２５２、および必要な場合、追加されたレガシープリアンブル２１０を含む）は、アップコンバート変調器３０８においてチャネルキャリア周波数にアップコンバートされ、無線ネットワークチャネル４１０を介して、ＲＦウェイクアップ信号１５２として送信される。例示的な実施形態において、８０２．１１に使用された０のと同一の送信フィルタは、スペクトルフィルタリングを提供するために使用され、Ｍ個のサブキャリアを超えた任意のエッジトーンを含む送信されたＯＦＤＭシンボルは２０ＭＨｚのスペクトルマスクに含まれることを保証する。

ＷＵＲ１０８において、ＯＦＤＭベースのＷＵＰ２５０は、ウェイクアップ信号１５２の一部としてＷＵＲ１０８において受信され、ダウンコンバート変調器３１０においてベースバンドにダウンコンバートされる。例示的な実施形態において、ウェイクアップ信号１５２にエンコードされたＷＵＲ基準信号２５２及び／又はレガシープリアンブル２１０のうちの１つまたは複数は、ＷＵＲ１０８がサンプルタイミングを入力ＷＵＰ２５０のＷＦＣ部分２６８に含まれるＷＦＣシンボル７２０Ｒの入力シンボル境界に同期させることを可能にする。電力検出動作６１２は、受信された各ＷＦＣシンボル７２０Ｒの電力分布を測定して、特に各受信シンボル７２０Ｒにおける第１のサブシンボルおよび第２のサブシンボルの電力レベルを決定するように構成される。２０ＭＨｚのサンプリング・レートの例において、第１のサブシンボルＳＵＢ_１と第２のサブシンボルＳＵＢ_２との各々は、４０個のサンプルを含む。決定ブロック６１４は、シンボルの前半と後半との間の電力分布を比較し、対応するデータ「０」または「１」の決定を行うように構成される。図示されている例において、第１のサブシンボルの平均電力の大きさが、第２のサブシンボルの平均電力の大きさより大きい場合、受信シンボル７２０Ｒはデータ「１」として復号され、仮に、第２のサブシンボルの平均電力の大きさが、第１のサブシンボルの平均電力の大きさより大きい場合、受信シンボル７２０Ｒはデータ「０」として復号される。決定ブロック６１４の出力は、受信されたＷＵＰ２５０のＷＦＣ部分２６８からの回復データである（ブロックコード化がＡＰトランシーバ１１０において発生した場合、中間ＦＥＣデコード動作１４１６が適用された状態で）。ＷＦＣ部分２６８からの回復データは、例えば、メインのＷＬＡＮトランシーバ回路１０６のための内部ウェイクアップ信号１５４に関する情報および命令を含んでもよい。

例示的な実施形態において、電力解析の前にローパスフィルタリングを受信シンボル７２０Ｒに適用するために、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６２０が電力検出動作６１２に、または６１２の前に含まれている。例示的な実施形態において、フィルタの帯域幅は、伝送帯域幅を上回る。

図２１は、低速データ信号を提供するための例示的な方法２１００を示すためのフローチャートである。方法２１００は、低速データ信号の送信機により実行されてもよく、例えば、図１８がＡＰのウェイクアップ信号１５２の送信を示すように、トランシーバ１１０において実行される。

２１０２において、入力データビットが受信される。入力データビットは、例えば、上記のようにＷＵＰ２５０の部分２６８のデータビットであってもよいし、他の低速データ信号のデータビットであってもよい。入力データビットは、ＯＯＫを使用してマッピングされてもよい。

２１０４において、連続するオン／オフ・キーイング（ＯＯＫ）マッピングデータビットを、時間領域において、連続するマルチキャリア変調シンボル上に波形コーディングし、各マルチキャリア変調シンボルは、交互のサブキャリアが、周波数領域において、１と０とに設定される、サブキャリアのセットを含む。

２１０８において、連続マルチキャリアシンボルはキャリア周波数にアップコンバートされ、データ信号を提供する。

２１１０において、データ信号は、無線チャネルを介して送信される。

本開示は、開示された方法およびシステムの例を実装するための特定の例示的なアルゴリズムおよび計算を提供してもよい。しかしながら、本開示はいかなる特定のアルゴリズムまたは計算によっても拘束されない。

本開示によると、特定の順序でステップを行う方法およびプロセスが説明されているが、方法およびプロセスの１つ又は複数のステップを省略しても、適宜変更してもよい。説明された順序以外の順序で、適宜、１つ又は複数のステップを実行することができる。

本開示は、少なくとも一部において、方法に関連して説明されるが、当業者は、本開示は上記の方法の側面および特徴のうち少なくとも一部を実現するための様々なコンポーネントにも関すること理解し、実現はハードウェアコンポーネント、ソフトウェアまたはその２つのの任意の組み合わせによるものである。

本開示は、特許請求の範囲の主題から逸脱することなく他の特定の形態で実施されてもよい。記載された例示的な実施形態は、全てに関して、例示的で非限定的とみなされるべきである。明確に説明されていない代替的な実施形態を作成するために、上記の１または複数の実施形態からの選択された特徴は組み合わされてもよく、そのような組み合わせに適した特徴は、本開示の範囲において理解される。

開示された範囲における全ての値および部分的範囲もまた開示される。本明細書に開示され示されたシステム、デバイスおよびプロセスは、特定の数のエレメント／コンポーネントを含んでもよいが、システム、デバイスおよびアセンブリは、そのようなエレメント／コンポーネントより多くのあるいはより少ないエレメント／コンポーネントを含むように変更されてもよい。例えば、開示されているエレメント／コンポーネントののいずれかは単数として言及されるが、本明細書に開示された実施形態は、複数のそのようなエレメント／コンポーネントを含むように変更されてもよい。
本明細書に記載された主題は、技術における全ての適切な変更をカバーし包含するように意図されている。

Claims (20)

1. 時間領域において、連続するオン／オフ・キーイング（ＯＯＫ）マッピングデータビットを連続するマルチキャリア変調シンボルに波形コーディングする段階であって、各マルチキャリア変調シンボルは、サブキャリアが交互に、周波数領域において、１と０とに設定されるサブキャリアのセットを有する、波形コーディングする段階と、
   波形コード化された前記マルチキャリア変調シンボルをキャリア周波数にアップコンバートしてデータ信号を提供する段階と、
   無線チャネルを介して、前記データ信号を送信する段階と
   を備えるデータ信号を提供する方法。
2. 各マルチキャリア変調シンボルは、時間領域において先頭に追加されたガードインターバルを備える、請求項１に記載の方法。
3. 各マルチキャリア変調シンボルのサブキャリアは直交するサブキャリアであり、各マルチキャリア変調シンボルは合計でＮ個のサブキャリアを有しており、前記サブキャリアのセットはＭ個の連続するサブキャリアを有しており、Ｎ＞Ｍが成立し、前記Ｍ個のサブキャリアを除いたサブキャリアの全てはゼロに設定される、請求項２に記載の方法。
4. Ｎ＝６４およびＭ＝１３であり、前記Ｍ個のサブキャリアのうちの７個のサブキャリアは１に設定され、前記Ｍ個のサブキャリアのうちの交互に配置されている６個のサブキャリアは０に設定される、請求項３に記載の方法。
5. 前記サブキャリアは３１２．５ｋＨｚのキャリア間間隔（ＳＳ）を有し、各マルチキャリア変調シンボルは前記ガードインターバルを含む４マイクロ秒の継続時間（長さ）を有する、請求項４に記載の方法。
6. 前記Ｍ個のサブキャリアは前記Ｎ個のサブキャリアのうちの中央サブキャリアを含む、請求項５に記載の方法。
7. 前記Ｍ個のサブキャリアのうちの７個のサブキャリアは、前記中央サブキャリアより低い周波数を有し、前記Ｍ個のサブキャリアのうちの５個のサブキャリアは、前記中央サブキャリアより高い周波数を有し、前記中央サブキャリアはヌルサブキャリアである、請求項６に記載の方法。
8. 先頭に追加されたガードインターバルを含む時間領域サンプルマルチキャリア変調シンボルの波形をメモリに格納する段階であって、前記連続するマルチキャリア変調シンボルの各々は前記波形のコピーを有する、格納する段階を備える、請求項２から７のいずれか一項に記載の方法。
9. 波形コーディングは、前記連続するデータビットを前記連続するマルチキャリア変調シンボル上にマンチェスターコード化する段階を有する、請求項８に記載の方法。
10. 各マルチキャリア変調シンボルは、０．８マイクロ秒の先頭に追加されたガードインターバル期間を有する４マイクロ秒の継続時間（長さ）を有しており、各マンチェスターコード化シンボルは、（ｉ）先行２マイクロ秒期間が、後続の２マイクロ秒期間よりエネルギーレベルが高いおよび（ｉｉ）先行２マイクロ秒期間が、後続の２マイクロ秒期間よりエネルギーレベルが低い、のうちの１つとしてバイナリ１を表し、他方としてバイナリ０を表す、請求項９に記載の方法。
11. 前記データ信号は低速データ信号である、請求項１から１０のいずれか一項に記載の方法。
12. 前記データ信号はウェイクアップ信号である、請求項１１に記載の方法。
13. データ信号を送信するためのデバイスであって、
    連続するオン／オフ・キーイング（ＯＯＫ）マッピングデータビットを、時間領域において、連続するマルチキャリア変調シンボル上に波形コーディングするように構成された波形コーディングモジュールであって、各マルチキャリア変調シンボルは、サブキャリアが交互に、周波数領域において１と０とに設定されるサブキャリアのセットを含む、波形コーディングモジュールと、
    波形コード化された前記マルチキャリア変調シンボルをキャリア周波数にアップコンバートしてデータ信号を提供し、無線チャネルを介して、前記データ信号を送信するように構成される変調器と
    を備える
    デバイス。
14. 各マルチキャリア変調シンボルは時間領域において先頭に追加されたガードインターバルを含む、請求項１３に記載のデバイス。
15. 各マルチキャリア変調シンボルのサブキャリアは直交するサブキャリアであり、各マルチキャリア変調シンボルは合計でＮ個のサブキャリアを含み、前記サブキャリアのセットはＭ個の連続するサブキャリアを含み、Ｎ＞Ｍが成立し、前記Ｍ個のサブキャリアを除いたサブキャリアの全てはゼロに設定される、請求項１４に記載のデバイス。
16. Ｎ＝６４およびＭ＝１３であり、前記Ｍ個のサブキャリアのうちの７個のサブキャリアが１に設定され、前記Ｍ個のサブキャリアのうちの交互に配置されている６個の前記サブキャリアが０に設定され、前記サブキャリアは３１２．５ｋＨｚのキャリア間間隔（ＳＳ）を有し、各マルチキャリア変調シンボルは前記ガードインターバルを含む４マイクロ秒の継続時間（長さ）を有する、請求項１５に記載のデバイス。
17. 前記Ｍ個のサブキャリアはＮ個の前記サブキャリアのうちの中央サブキャリアを有し、前記Ｍ個のサブキャリアのうちの７個のサブキャリアは、前記中央サブキャリアより低い周波数を有し、前記Ｍ個のサブキャリアのうちの５個のサブキャリアは、前記中央サブキャリアより高い周波数を有し、前記中央サブキャリアはヌルサブキャリアである、請求項１６に記載のデバイス。
18. 先頭に追加されたガードインターバルを含む時間領域サンプルマルチキャリア変調シンボルの波形をメモリに格納するメモリであって、前記連続するマルチキャリア変調シンボルの各々は前記波形のコピーを含む、メモリを備える、請求項１３から１７のいずれか一項に記載のデバイス。
19. 波形コーディングは前記連続するデータビットを前記連続するマルチキャリア変調シンボルにマンチェスターコード化することを有し、各マルチキャリア変調シンボルは０．８マイクロ秒の先頭に追加されたガードインターバル期間を含む４マイクロ秒の継続時間（長さ）を有しており、各マンチェスターコード化シンボルは、（ｉ）先行２マイクロ秒期間が、後続の２マイクロ秒期間よりエネルギーレベルが高いおよび（ｉｉ）先行２マイクロ秒期間が、後続の２マイクロ秒期間よりエネルギーレベルが低い、のうちの１つとしてバイナリ１を表し、他方としてバイナリ０を表す、請求項１８に記載のデバイス。
20. 無線通信チャネルを介してデータ信号を受信して復号するように構成される受信機であって、前記データ信号は連続する波形コード化シンボルを含んでおり、波形コード化シンボルは、時間領域において波形コード化されたマルチキャリア変調シンボルをデータビットに組み込んでおり、各マルチキャリア変調シンボルは、交互のサブキャリアが１と０とに設定されるサブキャリアのセットを有する、受信機を備え、
    前記受信機は前記波形コード化シンボル間における電力分布を決定し、受信された前記シンボルが０または１に対応するか否かを前記電力分布に基づいて決定するよう構成される、データ信号を受信するためのステーション。