JP3654149B2

JP3654149B2 - Data communication device

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Publication number: JP3654149B2
Application number: JP2000202381A
Authority: JP
Inventors: 明隆村田; 聖山本
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2000-07-04
Filing date: 2000-07-04
Publication date: 2005-06-02
Anticipated expiration: 2020-07-04
Also published as: JP2002026997A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、伝送線に電流を流すことによりデータ通信が行われるデータ通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
この種のデータ通信装置は、例えば自動車に搭載された複数の電子制御装置（ＥＣＵ）間において、センサ信号や制御信号などを通信するために用いられている。各電子制御装置には送信装置と受信装置とが備えられており、これら各電子制御装置の送信装置と受信装置は、共通の伝送線に接続されている。送信装置は、ＣＰＵなどから出力される通信データ信号（０または１）に応じた送信電流を伝送線に流し出そうとし、受信装置は、伝送線から受信電流を吸い込むように動作する。
【０００３】
これにより、伝送線には送信電流と受信電流とに基づいて定まる電流（以下、伝送線電流と称す）が流れ、伝送線の電圧（以下、伝送線電圧と称す）は、流し出し可能な送信電流と吸い込み可能な受信電流とのバランスにより定まる。受信装置は、この伝送線電圧を検出することにより、送信装置から送信された通信データを受信することができるようになっている。
【０００４】
この場合、送信装置が流し出そうとする送信電流は、通信データ信号の変化とともにステップ的に変化するのではなく、漸増または漸減するように設定されている。例えば、通信データ信号が時間の経過とともに「０」、「１」、「０」と変化する場合には、台形波形となる。この場合、受信装置が吸い込もうとする受信電流も、前記通信データ信号に同期した台形波形となるよう制御されている。その結果、伝送線電流も台形波形となってその電流変化率が一定値以下に制限されるので、伝送線電流の高調波成分が減少して伝送線から放射される電磁波ノイズが低減する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図１３（ａ）、（ｂ）は、それぞれ上述した送信装置のドライブ回路、受信装置の終端回路の電気的構成を示している。送信装置のドライブ回路１は、電源端子２とグランド端子３との間に与えられる電源電圧Ｖptにより動作するようになっている。出力端子４は伝送線５に接続されている。これら電源端子２と出力端子４との間には、抵抗Ｒ１とダーリントン接続されたトランジスタＱ１、Ｑ２とが直列に接続されており、トランジスタＱ１のコレクタと出力端子４との間には抵抗Ｒ２が接続されている。トランジスタＱ１のベースは制御端子６に接続され、その制御端子６には、前記通信データ信号に基づいて伝送線５に対して例えば台形波形の送信電流が出力可能となるようなベース電圧が与えられている。
【０００６】
一方、受信装置の終端回路７は、伝送線５の電圧を利用して生成される電源電圧Ｖprにより動作するようになっている。入力端子８は、前記伝送線５に接続されており、入力端子８とグランド端子９との間には、トランジスタＱ３と終端抵抗Ｒ３とが直列に接続されている。トランジスタＱ３のベース・エミッタ間には抵抗Ｒ４が接続されている。トランジスタＱ４は、前記トランジスタＱ３を駆動するもので、そのコレクタとベースは、それぞれ前記電源電圧Ｖprが与えられる電源端子１０と制御端子１１に接続されている。制御端子１１には、伝送線５から入力端子８を介して例えば台形波形の受信電流が入力可能となるようなベース電圧が与えられている。
【０００７】
図１４（ａ）は、上述した送信装置および受信装置を用いたデータ通信装置を用いて実測した通信データ信号、伝送線電流および伝送線電圧の各波形を示している。また、図１４（ｂ）は、伝送線電圧の立ち下がり時における拡大波形である。伝送線電流は、その高調波成分が低減するように、一定の傾きで増加および減少する波形歪みのない台形波形であることが好ましい。
【０００８】
しかしながら、図１４においては、伝送線電流のＡ、Ｂ、Ｃで示した部分に波形歪みが見られる。このうち、Ｃ部の波形歪みは、伝送線５が容量成分を持つために送信装置から伝送線５に充電電流が流れることにより発生するものである。その波形歪みの主な周波数成分は、実測の結果１００ｋＨｚ〜３００ｋＨｚであった。
【０００９】
これに対し、Ａ部の波形歪みは、電流が減少に転じる時点において電流の減少割合が一時的に増加することにより発生し、Ｂ部の波形歪みは、伝送線電圧の下降時においてヒゲ状に発生する。これらＡ部の波形歪み、Ｂ部の波形歪みの主な周波数成分は、実測の結果それぞれ５００ｋＨｚ〜７００ｋＨｚ、１ＭＨｚであった。
【００１０】
伝送線５に流れる電流が高調波成分を持つと、伝送線５からその高調波成分を有する電磁波ノイズが放射される。Ａ部の波形歪みおよびＢ部の波形歪みの周波数成分は、ラジオ放送のＡＭ帯の一部と重なっているため、これらの波形歪みが存在すると、データ通信に伴って自動車に搭載されたＡＭラジオ受信機にノイズが混入してしまい受信妨害が発生する虞があった。
【００１１】
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、伝送線に流れる漸増、漸減する電流の波形歪みを低減可能なデータ通信装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した手段によれば、送信装置は、伝送線に対して通信データに応じて漸増または漸減する送信電流を流し出すことが可能であり、受信装置は、伝送線から所定の受信電流を吸い込むことが可能となっている。そして、伝送線に流れる電流は、送信装置から流し出すことが可能な送信電流と受信装置が吸い込むことが可能な受信電流との電流バランスにより決定されるので、伝送線には通信データに応じて漸増または漸減する電流（例えば、台形波形の電流）が流れる。これにより、通信データが変化しても伝送線に流れる電流が急峻に変化することがなくなり、伝送線から放射される電磁波ノイズ例えばラジオの受信に妨害を与えるノイズ（ラジオノイズ）を低減することができる。
【００１３】
この場合において、本発明者等は、前述した図１４（ｂ）におけるＢ部の波形歪みの発生原因について検討し、それが以下の原因によるものであることを見出した。すなわち、伝送線の電位は、送信装置から流し出し可能な送信電流と受信装置が吸い込み可能な受信電流との大小関係により定まる。そして、伝送線の電位が変化すると、それに伴って送信装置における駆動用トランジスタの電流出力端子の電位も変化する。駆動用トランジスタの電流出力端子と制御端子との間には容量成分（例えば、ベース・コレクタ間接合容量やドレイン・ゲート間容量）が存在するので、電流出力端子の電位変化はこの容量成分を介して制御端子に帰還され、制御端子の電位を変化させるように作用する。これにより、駆動用トランジスタのオン状態が一時的に変化して、駆動用トランジスタが流し出す電流つまり伝送線に流れる電流に波形歪みが発生する。
【００１４】
本手段の補償回路は、この電圧帰還による制御端子の電位変化を抑制するように動作するので、伝送線の電位が変化した時において駆動用トランジスタのオン状態が変化することを抑制でき、伝送線に流れる電流に波形歪みが生じることを防止できる。その結果、この波形歪みに起因して伝送線から放射される電磁波ノイズ例えばラジオノイズをより低減することができる。
【００１６】
本手段によれば、伝送線の電位変化に伴って駆動用トランジスタの出力側端子の電位が変化すると、その電位変化に伴う電流が補償用コンデンサを介して補償用カレントミラー回路の入力側トランジスタに流れ、その電流に等しい補償電流が補償用カレントミラー回路の出力側トランジスタから前記容量成分に流れ込む。これにより、上述した電圧帰還による制御端子の電位変化を抑制できる。
【００１７】
請求項２に記載した手段によれば、補償用コンデンサの容量値は、駆動用トランジスタの電流出力端子と制御端子との間の容量成分の値にほぼ等しく設定されているので、電流出力端子の電位変化による制御端子の電位変化を補償するために必要とされる電荷とほぼ同じ電荷が容量成分に流れ込む。従って、制御端子の電位補償が不足したり過補償となったりすることを防止できる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
（本発明の一実施形態）
以下、本発明の一実施形態について、図１ないし図４を参照しながら説明する。
図２は、データ通信装置を用いたデータ通信システムの電気的構成を概略的に示している。この図２に示すデータ通信システムは、例えば自動車に搭載されたボディー系の電子制御装置（以下、ＥＣＵと称す）間において、図示しないセンサからの検出データや互いの制御データなどの通信データを送受信するもの（いわゆる車内ＬＡＮを構築するもの）である。これにより、ＥＣＵ相互間においてデータの共有化や制御の同期化が図られる。
【００３１】
ボディー系のＥＣＵとしては、エンジンＥＣＵ、エアコンＥＣＵ、メータＥＣＵなどがあり、これら各ＥＣＵは、送信装置としてのドライブ回路２１と受信装置としての終端回路２２とから構成されるＩＣ化されたデータ通信装置を備えている。図２においては、ＥＣＵに搭載されたデータ通信装置のドライブ回路２１から、他の４つのＥＣＵに搭載された各データ通信装置の終端回路２２、…、２２に対して、伝送線２３を通して一方向のシリアル通信を行う場合のシステム構成が示されている。
【００３２】
このデータ通信システムは、伝送線２３に、通信データに応じて漸増、漸減する電流、例えば通信データが時間の経過とともに「０」、「１」、「０」と変化する場合には台形波形となる電流（以下、伝送線電流と称す）を流すことにより、伝送線２３から放射される電磁波ノイズ特にラジオノイズを抑制しつつデータ通信を行うことを可能とするものである。
【００３３】
詳しくは後述するが、ドライブ回路２１は、伝送線２３に対して通信データに応じて直線的に増加しまたは直線的に減少する電流（送信電流）を流し出すように構成されている。また、終端回路２２は、伝送線２３から前記通信データに同期して直線的に増加しまたは直線的に減少する電流（受信電流）を吸い込み、その電流を終端抵抗Ｒ２１に流すように構成されている。
【００３４】
図３は、図２に示すデータ通信システムにおいて、通信データが時間の経過とともに「０」、「１」、「０」と変化する場合の各部の電圧波形および電流波形を概略的に示すものである。各波形は、上から順に伝送線２３の電圧（以下、伝送線電圧と称す）、ドライブ回路２１が伝送線２３に対して流し出すことが可能な電流、終端回路２２が伝送線２３から吸い込むことが可能な電流、実際に伝送線２３に流れる電流（伝送線電流）を示している。
【００３５】
伝送線電流は、ドライブ回路２１が伝送線２３に対して流し出し可能な電流（流し出し電流能力）と、各終端回路２２が伝送線２３から吸い込み可能な電流（吸い込み電流能力）との電流バランスによって決定される。また、伝送線電圧は、流し出し電流能力が吸い込み電流能力よりも大きい場合においてＨレベルとなり、流し出し電流能力が吸い込み電流能力よりも小さい場合においてＬレベルとなる。
【００３６】
通信データが「０」から「１」に変化することに伴って、時刻ｔ１から時刻ｔ４にかけて電流が増加する場合には、ドライブ回路２１の流し出し電流能力が、４つの終端回路２２、…、２２の合計吸い込み電流能力を上回っている。このため、伝送線電流は、４つの終端回路２２、…、２２の合計の吸い込み電流能力により決定され、時刻ｔ１から時刻ｔ４にかけて一定の割合で増加する。また、伝送線電圧は、時刻ｔ１以降ＬレベルからＨレベルに急峻に立ち上がる。
【００３７】
通信データが「１」の状態にある時刻ｔ４から時刻ｔ５までの間においても、ドライブ回路２１の流し出し電流能力（例えば７０ｍＡ）が４つの終端回路２２、…、２２の合計吸い込み電流能力（例えば７．５ｍＡ×４＝３０ｍＡ）を上回っているので、伝送線電流は、４つの終端回路２２、…、２２の合計吸い込み電流能力である３０ｍＡとなる。また、伝送線電圧は、Ｈレベルを維持する。
【００３８】
通信データが「１」から「０」に変化することに伴って、ドライブ回路２１の流し出し電流能力が減少すると、時刻ｔ５以降において、ドライブ回路２１の流し出し電流能力が４つの終端回路２２、…、２２の合計吸い込み電流能力よりも低下する。このため、伝送線電流は、ドライブ回路２１の流し出し電流能力により決定され、時刻ｔ５から時刻ｔ７にかけて一定の割合で減少する。また、伝送線電圧は、時刻ｔ５以降ＨレベルからＬレベルに急峻に立ち下がる。
【００３９】
このように、通信データが「０」、「１」、「０」と変化する場合には、伝送線電流は台形波形となる。また、伝送線電圧は、伝送線電流の変化に対し急峻な傾きを持って変化する。
【００４０】
続いて、ドライブ回路２１の具体的な電気的構成について図１（ａ）を参照しながら説明する。この図１（ａ）において、入力線２４には、ドライブ回路２１が伝送線２３に対して流し得る電流を決定するための例えば台形波形の出力電流指令信号Ｓｔが与えられるようになっている。この出力電流指令信号Ｓｔは、ＣＰＵ（図示せず）から出力されたシリアル通信データに従って、台形波発生回路（図示せず）が生成するものである。この台形波発生回路は、コンデンサと、このコンデンサへの充放電を行うための定電流回路とを備えて構成されている。
【００４１】
入力線２４にはＮＰＮ型のトランジスタＱ２１のベースが接続され、そのトランジスタＱ２１のエミッタは抵抗Ｒ２２を介してグランド端子２５に接続されている。また、出力端子２６は、前記伝送線２３に接続されている。
【００４２】
電源線２７（電源電圧Ｖpt）と前記トランジスタＱ２１のコレクタおよび出力端子２６との間には、カレントミラー回路２８が形成されている。すなわち、電源線２７とトランジスタＱ２１のコレクタとの間には、抵抗Ｒ２３とＰＮＰ型のトランジスタＱ２２のエミッタ・コレクタ間と抵抗Ｒ２４とが直列に接続され、そのトランジスタＱ２２に対してＮＰＮ型のトランジスタＱ２３がダーリントン接続されている。
【００４３】
同様に、電源線２７と出力端子２６との間には、抵抗Ｒ２５とＰＮＰ型のトランジスタＱ２４のエミッタ・コレクタ間と抵抗Ｒ２６とが直列に接続され、そのトランジスタＱ２４に対してＮＰＮ型のトランジスタＱ２５がダーリントン接続されている。電源線２７とトランジスタＱ２２、Ｑ２４の共通ベース線２９との間には抵抗Ｒ２７が接続されている。なお、トランジスタＱ２４、Ｑ２５は、それぞれ本発明でいう第１、第２の駆動用トランジスタに相当する。
【００４４】
さらに、電源線２７とトランジスタＱ２４のコレクタおよび共通ベース線２９との間には、カレントミラー回路３０（補償用カレントミラー回路に相当）とコンデンサＣ２１（補償用コンデンサに相当）とからなる補償回路３１が接続されている。カレントミラー回路３０は、ＰＮＰ型のトランジスタＱ２６、Ｑ２７から構成され、このうち入力側トランジスタＱ２６のコレクタはコンデンサＣ２１を介して前記トランジスタＱ２４のコレクタに接続され、出力側トランジスタＱ２７のコレクタは前記共通ベース線２９に接続されている。なお、電源線２７とトランジスタＱ２６、Ｑ２７の共通ベース線３２との間には抵抗Ｒ２８が接続されている。
【００４５】
続いて、図１（ｂ）を参照しながら終端回路２２の具体的な電気的構成について説明する。この図１（ｂ）において、入力端子３３は前記伝送線２３に接続されている。また、出力端子３４とグランド端子３５との間には、上述したように終端抵抗Ｒ２１が接続されている。
【００４６】
入力線３６には、終端回路２２が伝送線２３から吸い込み得る電流を決定するための例えば台形波形の入力電流指令信号Ｓｒが与えられるようになっている。この入力電流指令信号Ｓｒは、図示しない比較回路および台形波発生回路により以下のようにして生成される。すなわち、比較回路は、入力端子３３の電圧（伝送線電圧）と所定の電圧レベルとを比較し、台形波発生回路は、この比較回路の出力信号が反転したことに合わせて例えば台形波形となる入力電流指令信号Ｓｒを生成する。これにより、入力電流指令信号Ｓｒは、ドライブ回路２１における出力電流指令信号Ｓｔ（つまり通信データ）に同期した信号となる。
【００４７】
終端回路２２は、電源用コンデンサＣ２２と、入力端子３３の電圧を入力として前記電源用コンデンサＣ２２を充電するための充電回路３７とを備えており、この電源用コンデンサＣ２２に充電された電圧を電源電圧Ｖprとして動作するようになっている。
【００４８】
この電源用コンデンサＣ２２の正側端子に接続された電源線３８とグランド端子３５との間には、定電流回路３９とＰＮＰ型のトランジスタＱ２８のエミッタ・コレクタ間との直列回路、および定電流回路４０とＰＮＰ型のトランジスタＱ２９のエミッタ・コレクタ間との直列回路がそれぞれ接続されている。ここで、トランジスタＱ２８のベースおよびエミッタは、それぞれ入力線３６およびトランジスタＱ２９のベースに接続されている。
【００４９】
また、電源線３８と出力端子３４との間には、ＮＰＮ型のトランジスタＱ３０のコレクタ・エミッタ間と抵抗Ｒ２９とが直列に接続され、そのトランジスタＱ３０のベースは、前記トランジスタＱ２９のエミッタに接続されている。さらに、入力端子３３と出力端子３４との間には、図示極性のダイオードＤ２１とＮＰＮ型のトランジスタＱ３１のコレクタ・エミッタ間とが直列に接続され、そのトランジスタＱ３１のベースは、前記トランジスタＱ３０のエミッタに接続されている。なお、２段構成とされたトランジスタＱ３０、Ｑ３１は、それぞれ本発明でいう第１、第２の終端用トランジスタに相当する。
【００５０】
次に、本実施形態の作用について、図４も参照しながら説明する。
まず、ドライブ回路２１および終端回路２２の基本的な動作について説明する。ドライブ回路２１において、入力線２４に例えば台形波形を持つ出力電流指令信号Ｓｔが与えられると、トランジスタＱ２１にはその出力電流指令信号Ｓｔと相似波形のコレクタ電流が流れる。このコレクタ電流は、カレントミラー回路２８の入力側トランジスタであるトランジスタＱ２２、Ｑ２３に流れるので、カレントミラー回路２８の出力側トランジスタであるトランジスタＱ２４、Ｑ２５は、出力端子２６から伝送線２３に対して出力電流指令信号Ｓｔと同じ台形波形の電流を流し出すことが可能となる。
【００５１】
一方、終端回路２２において、充電回路３７は、伝送線電圧がＨレベル（ドライブ回路２１における電源電圧Ｖptに近い値）にある期間、その伝送線電圧により電源用コンデンサＣ２２を充電する。
【００５２】
上述した比較回路および台形波発生回路（何れも図示せず）により、入力線３６に例えば台形波形の入力電流指令信号Ｓｒが与えられると、トランジスタＱ２８、Ｑ２９に電流が流れる。このとき、トランジスタＱ２９のエミッタの電圧は、入力線３６の電圧よりも２・Ｖｆ（Ｖｆ：トランジスタのベース・エミッタ間電圧）だけ高い電圧となる。この電圧によりトランジスタＱ３０、Ｑ３１もオンとなり、出力端子３４の電圧は、トランジスタＱ２９のエミッタの電圧よりも２・Ｖｆだけ低い電圧となる。
【００５３】
つまり、入力線３６の電圧と出力端子３４の電圧は等しくなり、終端抵抗Ｒ２１には入力電流指令信号Ｓｒと同じ台形波形の電流が流れる。この電流は、伝送線２３から入力端子３３、ダイオードＤ２１およびトランジスタＱ３１を介して流れる。従って、終端回路２２は、伝送線２３から入力電流指令信号Ｓｒと同じ台形波形の電流を吸い込むことが可能となる。
【００５４】
さて、図４は、台形波形の立ち下がり時における出力電流指令信号Ｓｔ、伝送線電流および伝送線電圧の各波形を概略的に示している。ここで、（ａ）は、本実施形態における波形で、（ｂ）は、補償回路３１が付加されていないドライブ回路（従来構成）を用いた場合の波形である。
【００５５】
図４（ｂ）において、伝送線電圧が変化する時刻ｔ１２と時刻ｔ１３との間で、本来一定割合で低下する伝送線電流の減少割合が一時的に鈍化して波形歪みが発生している。本発明者等は、この波形歪みの発生原因を以下のように明らかにした。
【００５６】
すなわち、ドライブ回路２１において、伝送線電圧が急峻に低下すると、トランジスタＱ２４のコレクタ電位も同じ電圧だけ急峻に低下する。一般に、トランジスタのコレクタ・ベース間には接合容量などの容量成分が存在するために、コレクタ電位の低下がこの容量成分を介してベースに帰還され、本来カレントミラー回路２８の入力側トランジスタＱ２２、Ｑ２３により決定される共通ベース線２９の電位を低下させる。その結果、トランジスタＱ２４のベース・エミッタ間電圧が大きくなり、トランジスタＱ２４のコレクタ電流ひいては出力端子２６から伝送線２３に出力される電流が、一時的に増加する傾向を示すようになる。この傾向は、伝送線２３の電圧変化率が大きいほど高くなる。
【００５７】
補償回路３１は、この伝送線電圧の急変に伴う共通ベース線２９の電位変化を抑制するように動作する。すなわち、伝送線電圧の低下に伴ってトランジスタＱ２４のコレクタ電位が急峻に低下すると、電源線２７からトランジスタＱ２６およびコンデンサＣ２１を介して電流が流れ、その電流と同じ大きさの補償電流が、カレントミラー回路３０の出力側トランジスタＱ２７から共通ベース線２９を介して前記容量成分に流れ込む。これにより、トランジスタＱ２４のコレクタ電位の低下に合わせて前記容量成分への充電が行われるので、共通ベース線２９の電位変化が抑えられる。
【００５８】
この場合、コンデンサＣ２１の容量値を前記容量成分の容量値とほぼ等しく設定することが好ましい。これによれば、トランジスタＱ２４のコレクタ電位の低下に相当するだけの電荷が補償電流として前記容量成分に流れ込むので、電位補償が不足したり過補償となったりすることがなく、共通ベース線２９の電位変化をより確実に抑制することができる。
【００５９】
その結果、トランジスタＱ２４、Ｑ２５の流し出し電流能力は、伝送線電圧の変動の影響を受けることがなくなり、出力電流指令信号Ｓｔによりカレントミラー回路２８の入力側トランジスタＱ２２、Ｑ２３により決定される共通ベース線２９の電位に従って定まる。これにより、図４（ａ）に示すように、伝送線２３に流れる電流は、伝送線電圧の変動にかかわらず一定の割合で減少するようになる。なお、ここでは伝送線電圧が急峻に低下する場合について説明したが、伝送線電圧が急峻に上昇する場合についても同様となる。
【００６０】
以上述べたように、本実施形態によれば、伝送線２３に対して漸増、漸減する（例えば台形波形の）電流を流し出すドライブ回路２１において、その出力段であるカレントミラー回路２８の出力側トランジスタＱ２４のコレクタ・ベース間に、接合容量などによるコレクタからベースへの電圧帰還を補償するための補償回路３１を付加したので、伝送線電圧が急変した時におけるトランジスタＱ２４のオン状態の一時的な変化を抑制できる。
【００６１】
これにより、伝送線電圧の変化に伴う伝送線電流の波形歪み（図１４（ｂ）に示すＢ部の波形歪み）を低減することができ、伝送線２３から放射される電磁波ノイズ、特には１ＭＨｚ付近の周波数成分を持ちＡＭラジオ受信機に受信妨害を与える可能性のある電磁波ノイズ（ラジオノイズ）を低減することができる。
【００６２】
補償回路３１は、カレントミラー回路３０、コンデンサＣ２１および抵抗Ｒ２８からなる比較的簡単な回路構成であってＩＣ化に適したものである。また、コンデンサＣ２１の容量値をトランジスタＱ２４のコレクタ・ベース間容量の容量値とほぼ等しく設定することにより、前記電圧帰還の補償が不足したり過補償となったりすることがなくなり、伝送線電流の波形歪みをより確実に抑制することができる。
【００６３】
ドライブ回路２１は、ダーリントン接続されたトランジスタＱ２２、Ｑ２３およびＱ２４、Ｑ２５からなるカレントミラー回路２８を用いているので、その流し出し電流能力を高めることができる。また、終端回路２２は、トランジスタＱ３０とＱ３１とが２段構成とされているので、その吸い込み電流能力を高めることができる。
【００６４】
（本発明に関連する実施形態［その１］）
次に、本発明に関連する実施形態について、図５ないし図１０を参照しながら説明する。なお、ドライブ回路の電気的構成を示す図５において、図１（ａ）と同一構成部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる構成部分について説明する。
【００６５】
図５に示すドライブ回路４１は、図１（ａ）に示すドライブ回路２１から補償回路３１が除かれているとともに、トランジスタＱ２４のコレクタ・ベース間に、コレクタ側をアノードとするダイオードＤ２２（調整回路に相当）が接続されている点に特徴を有する。この場合、このダイオードＤ２２に代えて、ダイオード接続されたトランジスタ（例えばＰＮＰ型トランジスタのコレクタ・ベース間を短絡したもの）を用いても良い。
【００６６】
以下、このドライブ回路４１の作用について説明する。
図５においてダイオードＤ２２を除いた構成（従来構成）のドライブ回路を用いた場合、伝送線電流には図１４（ｂ）に示すＡ部の波形歪みが発生する。本発明者等は、この波形歪みがトランジスタＱ２４の飽和に関係していることを見出した。
【００６７】
すなわち、ドライブ回路４１が伝送線２３に対して電流を流し出し、伝送線電圧がＨレベルとなっている期間（図３の時刻ｔ２から時刻ｔ５までの期間）では、バイポーラトランジスタであるトランジスタＱ２４が飽和オン状態となっている。このため、トランジスタＱ２４のコレクタ電流が減少し始める時に蓄積電荷による遅れが発生し、その蓄積時間の経過後に電流がステップ的に減少してしまう。
【００６８】
図８および図９は、ダイオードＤ２２が付加されていない従来構成のドライブ回路を用いた場合のシミュレーション波形を示している。図８は、各部の電圧波形であって、電圧Ｖ１〜Ｖ７は、それぞれ図５（ただし、ダイオードＤ２２は付加されていないものとする）において以下の電圧を示している。
【００６９】
Ｖ１：ＣＰＵ（図示せず）から出力されるデータ信号の電圧
Ｖ２：トランジスタＱ２１のエミッタの電圧
Ｖ３：共通ベース線２９の電圧
Ｖ４：トランジスタＱ２２のエミッタの電圧
Ｖ５：トランジスタＱ２４のエミッタの電圧
Ｖ６：トランジスタＱ２４のコレクタの電圧
Ｖ７：出力端子２６の電圧（伝送線電圧）
【００７０】
また、図９に示す電流Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ図５（ただし、ダイオードＤ２２は付加されていないものとする）において以下の電流を示している。
Ｉ１：共通ベース線２９からトランジスタＱ２３のベース側に流れる電流
Ｉ２：出力端子２６から伝送線２３に対して出力される電流（伝送線電流）
この図９において、伝送線電流Ｉ２が減少し始める時（６μｓ付近）に、ステップ的な電流の減少が見られる。
【００７１】
これに対し、図６および図７は、ダイオードＤ２２が付加されたドライブ回路４１を用いた本実施形態におけるシミュレーション波形を示している。ここで、図６に示す電圧Ｖ１〜Ｖ７は、図８に示す電圧Ｖ１〜Ｖ７と同じ部分の電圧を示しており、図７に示す電流Ｉ１、Ｉ２は、図９に示す電流Ｉ１、Ｉ２と同じ部分の電流を示している。また、図７に示す電流Ｉ３は、ダイオードＤ２２に流れる電流を示している。
【００７２】
これら図６、図７（本実施形態の場合）と図８、図９（従来構成の場合）とを比較すると、トランジスタＱ２４のコレクタ・ベース間にダイオードＤ２２を付加することにより、出力電流指令信号Ｓｔが減少し始めるまでの期間（ほぼ０〜３μｓの期間）において、トランジスタＱ２２、Ｑ２４のベース電流Ｉ１が減少することが分かる。これは、当該期間においてトランジスタＱ２４のコレクタ・ベース間電圧（図６においては０．５８Ｖ）がダイオードＤ２２のＶｆ以上あるために、ダイオードＤ２２に電流が流れることによる。つまり、トランジスタＱ２２、Ｑ２４のベース電流となるべき電流の一部がダイオードＤ２２を通して流れることにより（図７に示す電流Ｉ３参照）、ベース電流が減少するためと考えられる。
【００７３】
その結果、トランジスタＱ２４のオン状態における飽和が浅くなって、コレクタ電流が減少し始める時の蓄積時間が短くなるとともに、その蓄積時間の経過後にコレクタ電流がなめらかに減少するようになる。これにより、図７に示すように、伝送線２３に対して出力される電流Ｉ２もなめらかに減少するようになり、その波形歪みが低減する。
【００７４】
図１０は、本実施形態（ａ）および従来構成のドライブ回路を用いた場合（ｂ）における伝送線電流についての規格化ノイズのシミュレーション結果を示している。この規格化ノイズとは、伝送線電流を周波数分析し、その各周波数成分を所定の基準値に従って規格化したものである。ダイオードＤ２２が付加されたドライブ回路４１を用いることにより、５００ｋＨｚ〜９００ｋＨｚの周波数帯において、約４ｄＢｍ（７００ｋＨｚ）だけ低減されることが確認できた。
【００７５】
以上述べたように、本実施形態によれば、ドライブ回路４１において、トランジスタＱ２４のコレクタ・ベース間にトランジスタＱ２４のベース電流を調整するための調整回路としてダイオードＤ２２を付加したので、トランジスタＱ２４が飽和オン状態となってもその飽和の程度を浅くでき、飽和による伝送線電流の波形歪みを低減することができる。
【００７６】
その結果、伝送線電流において、特に５００ｋＨｚ〜９００ｋＨｚの周波数成分が減少するので、伝送線２３から放射される当該周波数帯の電磁波ノイズも低減する。この周波数帯はラジオ放送のＡＭ帯の一部と重なっているため、データ通信によるＡＭラジオ受信機への受信妨害を一層低減することができる。
【００７７】
（本発明に関連する実施形態［その２］）
次に、本発明に関連する実施形態について、図１１および図１２を参照しながら説明する。なお、終端回路の電気的構成を示す図１１において、図１（ｂ）と同一構成部分には同一符号を付して示し、ここでは異なる構成部分について説明する。
【００７８】
図１１に示す終端回路４２は、図１（ｂ）に示す終端回路２２に対し、トランジスタＱ３０のベースとトランジスタＱ３１のコレクタとの間に、（製造上存在する寄生容量とは別に）さらにコンデンサＣ２３（インピーダンス低減回路、低減用コンデンサに相当）が接続されている点に特徴を有する。このコンデンサＣ２３の容量値は、前記寄生容量よりも大きい値例えば数ｐＦ程度に設定されている。また、コンデンサＣ２３とともに、またはコンデンサＣ２３に代えて、トランジスタＱ３１のベース・コレクタ間にコンデンサを接続しても良い。
【００７９】
第１の実施形態で説明したように、伝送線電圧が急峻に変化すると、その電圧変化がドライブ回路（図１（ａ）参照）のトランジスタＱ２４のベース電位（共通ベース線２９の電圧）を一時的に変化させ、伝送線電流に波形歪みが発生させる。この波形歪みは、伝送線２３の電圧変化が急峻であるほど大きくなる。つまり、伝送線２３の電圧変化率を小さくすることにより、前記波形歪みを低減することができる。そこで、本実施形態においては、伝送線２３から終端回路４２を見た場合のインピーダンスを下げることにより、伝送線２３の電流変化に対する伝送線２３の電圧変化率を小さくするようになっている。
【００８０】
例えば伝送線電圧がＨレベルからＬレベルに減少する場合、コンデンサＣ２３には図１１に示す矢印の向きに電流Ｉｃが流れる。この場合、電流Ｉｃは定電流回路４０から供給されるので、コンデンサＣ２３に流れる電流Ｉｃは定電流回路４０の電流値Ｉａとほぼ等しくなる。また、トランジスタＱ３０のベース電位は、入力電流指令信号Ｓｒよりも２・Ｖｆだけ高い電圧となるが、この電圧は伝送線電圧（Ｖとする）に比べて小さいので、コンデンサＣ２３の両端電圧は伝送線電圧Ｖにほぼ等しくなる。
【００８１】
こうした近似の下では、コンデンサＣ２３の容量値をＣ、コンデンサＣ２３の蓄積電荷をＱとすれば、以下の（１）式が成立する。
Ｉｃ＝Ｉａ＝ｄＱ／ｄｔ＝Ｃ×ｄＶ／ｄｔ …（１）
この（１）式より、伝送線２３の電圧変化率ｄＶ／ｄｔは、以下の（２）式のようになる。
ｄＶ／ｄｔ＝Ｉａ／Ｃ …（２）
【００８２】
つまり、コンデンサＣ２３の容量値Ｃを大きくすること、または定電流回路４０の電流値Ｉａを小さくすることにより、伝送線２３の電圧変化率を小さくすることが可能となる。
【００８３】
図１２は、本実施形態（ａ）および従来構成の終端回路（図１（ｂ）参照）を用いた場合（ｂ）における伝送線電流についての規格化ノイズのシミュレーション結果を示している。コンデンサＣ２３が付加された終端回路４２を用いることにより、１ＭＨｚ付近の周波数において、規格化ノイズが約２ｄＢｍだけ低減されることが確認できた。
【００８４】
以上述べたように、本実施形態によれば、終端回路４２においてトランジスタＱ３０のベースとトランジスタＱ３１のコレクタとの間にコンデンサＣ２３を接続することにより、伝送線２３から見た終端回路４２の入力インピーダンスを下げる構成としたので、伝送線２３の電流変化に対する電圧変化率が小さくなる。その結果、ドライブ回路において、伝送線２３の電圧変化に対する共通ベース線２９の電圧変化が小さくなり、第１の実施形態で説明したように、図１４（ｂ）に示すＢ部に見られたような伝送線２３の電流波形歪みを低減することができる。また、特に低減効果の現れる周波数（１ＭＨｚ付近）は、ラジオ放送のＡＭ帯の一部と重なっているため、データ通信によるＡＭラジオ受信機への受信妨害を一層低減することができる。
【００８５】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
各実施形態は、互いに組み合わせた形態で実施しても良い。この場合には、さらに大きな電磁波ノイズ低減効果が得られる。例えば、本発明の実施形態に対し関連する実施形態［その２］を組み合わせると、ドライブ回路において、伝送線２３の電圧変化に対する共通ベース線２９の電圧変化を一層小さく抑えられ、伝送線２３から放射される電磁波ノイズが一層小さくなる。
【００８６】
各実施形態において、終端回路２２、４２はバイポーラトランジスタに替えてＦＥＴを用いて構成されていても良い。また、本発明の実施形態に対し関連する実施形態［その２］において、ドライブ回路２１は、バイポーラトランジスタに替えてＦＥＴを用いて構成されていても良い。
【００８７】
ドライブ回路２１、４１において、カレントミラー回路２８を構成するトランジスタＱ２２、Ｑ２３およびトランジスタＱ２４、Ｑ２５は、それぞれダーリントン接続されていたが、流し出し電流能力に応じて単一のトランジスタＱ２２およびトランジスタＱ２４から構成しても良い。
終端回路２２、４２において、トランジスタＱ２８、Ｑ２９およびトランジスタＱ３０、Ｑ３１は、吸い込み電流能力に応じ、それぞれ２段構成に替えて１段構成としても良い。
【００８８】
各実施形態は、自動車に搭載されたＥＣＵ間の通信（車内ＬＡＮ）に適用したものであるが、一般のＬＡＮなどに対しても適用可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態を示すドライブ回路（ａ）および終端回路（ｂ）の電気的構成図
【図２】データ通信システムの概略的な電気的構成図
【図３】データ通信システムにおける伝送線電圧、ドライブ回路の流し出し電流能力、終端回路の吸い込み電流能力および伝送線電流の概略的な波形図
【図４】補償回路を付加した場合（ａ）と補償回路を付加しない場合（ｂ）とにおける出力電流指令信号Ｓｔ、伝送線電流および伝送線電圧の概略的な波形図
【図５】本発明に関連する実施形態［その１］を示すドライブ回路の電気的構成図
【図６】ダイオードＤ２２が付加されたドライブ回路を用いた場合の各部の電圧を示すシミュレーション波形図
【図７】ダイオードＤ２２が付加されたドライブ回路を用いた場合の各部の電流を示すシミュレーション波形図
【図８】ダイオードＤ２２が付加されないドライブ回路を用いた場合の図６相当図
【図９】ダイオードＤ２２が付加されないドライブ回路を用いた場合の図７相当図
【図１０】ダイオードＤ２２が付加されたドライブ回路を用いた場合（ａ）および付加されないドライブ回路を用いた場合（ｂ）における伝送線電流の規格化ノイズのシミュレーション結果を示す図
【図１１】本発明に関連する実施形態［その２］を示す終端回路の電気的構成図
【図１２】コンデンサＣ２３が付加された終端回路を用いた場合（ａ）および付加されない終端回路を用いた場合（ｂ）における伝送線電流の規格化ノイズのシミュレーション結果を示す図
【図１３】従来技術を示す図１相当図
【図１４】通信データ信号、伝送線電流および伝送線電圧の実測波形図（ａ）およびその拡大波形図（ｂ）
【符号の説明】
２１、４１はドライブ回路（送信装置）、２２、４２は終端回路（受信装置）、２３は伝送線、３０はカレントミラー回路（補償用カレントミラー回路）、３１は補償回路、Ｑ２４はトランジスタ（第１の駆動用トランジスタ）、Ｑ２５はトランジスタ（第２の駆動用トランジスタ）、Ｑ３０はトランジスタ（第１の終端用トランジスタ）、Ｑ３１はトランジスタ（第２の終端用トランジスタ）、Ｄ２２はダイオード（調整回路）、Ｃ２１はコンデンサ（補償用コンデンサ）、Ｃ２３はコンデンサ（インピーダンス低減回路、低減用コンデンサ）である。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a data communication apparatus in which data communication is performed by passing a current through a transmission line.
[0002]
[Prior art]
This type of data communication device is used, for example, to communicate sensor signals and control signals between a plurality of electronic control units (ECUs) mounted on an automobile. Each electronic control device is provided with a transmission device and a reception device, and the transmission device and the reception device of each electronic control device are connected to a common transmission line. The transmission device tries to flow a transmission current according to the communication data signal (0 or 1) output from the CPU or the like to the transmission line, and the reception device operates to suck the reception current from the transmission line.
[0003]
As a result, a current (hereinafter referred to as a transmission line current) determined based on a transmission current and a reception current flows through the transmission line, and a transmission line voltage (hereinafter referred to as a transmission line voltage) can be transmitted. It is determined by the balance between current and sinkable received current. The receiving device can receive the communication data transmitted from the transmitting device by detecting the transmission line voltage.
[0004]
In this case, the transmission current to be sent out by the transmission device is set so as to gradually increase or decrease rather than stepwise with the change of the communication data signal. For example, when the communication data signal changes to “0”, “1”, “0” over time, a trapezoidal waveform is obtained. In this case, the reception current that the reception device is trying to sink is also controlled to have a trapezoidal waveform that is synchronized with the communication data signal. As a result, the transmission line current also has a trapezoidal waveform, and the current change rate is limited to a certain value or less, so that the harmonic component of the transmission line current is reduced and electromagnetic wave noise radiated from the transmission line is reduced.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
FIGS. 13A and 13B show the electrical configurations of the drive circuit of the transmission device and the termination circuit of the reception device, respectively. The drive circuit 1 of the transmission device is operated by a power supply voltage Vpt applied between the power supply terminal 2 and the ground terminal 3. The output terminal 4 is connected to the transmission line 5. Between the power supply terminal 2 and the output terminal 4, a resistor R 1 and Darlington-connected transistors Q 1 and Q 2 are connected in series. A resistor R 2 is connected between the collector of the transistor Q 1 and the output terminal 4. It is connected. The base of the transistor Q1 is connected to the control terminal 6, and a base voltage is applied to the control terminal 6 so that, for example, a trapezoidal waveform transmission current can be output to the transmission line 5 based on the communication data signal. ing.
[0006]
On the other hand, the termination circuit 7 of the receiving device is operated by a power supply voltage Vpr generated using the voltage of the transmission line 5. The input terminal 8 is connected to the transmission line 5, and a transistor Q3 and a termination resistor R3 are connected in series between the input terminal 8 and the ground terminal 9. A resistor R4 is connected between the base and emitter of the transistor Q3. The transistor Q4 drives the transistor Q3, and its collector and base are connected to the power supply terminal 10 and the control terminal 11 to which the power supply voltage Vpr is applied, respectively. A base voltage is applied to the control terminal 11 so that, for example, a trapezoidal waveform received current can be input from the transmission line 5 through the input terminal 8.
[0007]
FIG. 14A shows waveforms of a communication data signal, a transmission line current, and a transmission line voltage measured using the data communication apparatus using the transmission apparatus and the reception apparatus described above. FIG. 14B shows an enlarged waveform when the transmission line voltage falls. The transmission line current is preferably a trapezoidal waveform without waveform distortion that increases and decreases with a constant slope so that its harmonic components are reduced.
[0008]
However, in FIG. 14, waveform distortion is observed in the portions indicated by A, B, and C of the transmission line current. Among these, the waveform distortion of the C section is caused by a charging current flowing from the transmission device to the transmission line 5 because the transmission line 5 has a capacitive component. The main frequency component of the waveform distortion was 100 kHz to 300 kHz as a result of actual measurement.
[0009]
On the other hand, the waveform distortion in the A part is caused by a temporary increase in the current reduction rate at the time when the current starts to decrease, and the waveform distortion in the B part is whisker-like when the transmission line voltage is lowered. Occur. The main frequency components of the waveform distortion of the A part and the waveform distortion of the B part were 500 kHz to 700 kHz and 1 MHz, respectively, as a result of actual measurement.
[0010]
When the current flowing through the transmission line 5 has a harmonic component, electromagnetic wave noise having the harmonic component is radiated from the transmission line 5. Since the frequency components of the waveform distortion of the A part and the waveform distortion of the B part overlap with a part of the AM band of radio broadcasting, if these waveform distortions exist, the AM radio mounted on the automobile with data communication There is a possibility that noise is mixed in the receiver and reception interference occurs.
[0011]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a data communication apparatus capable of reducing the waveform distortion of a gradually increasing and gradually decreasing current flowing in a transmission line.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
According to the means described in claim 1, the transmission device can flow a transmission current that gradually increases or decreases according to communication data to the transmission line, and the reception device receives a predetermined reception from the transmission line. It is possible to suck in current. And the current flowing through the transmission line is determined by the current balance between the transmission current that can flow out from the transmission device and the reception current that can be sucked in by the reception device. A current that gradually increases or decreases (for example, a trapezoidal current) flows. As a result, even if communication data changes, the current flowing through the transmission line does not change sharply, and electromagnetic wave noise radiated from the transmission line, for example, noise that interferes with radio reception (radio noise) can be reduced. it can.
[0013]
In this case, the present inventors examined the cause of the waveform distortion in the B portion in FIG. 14B described above, and found that this was due to the following cause. That is, the potential of the transmission line is determined by the magnitude relationship between the transmission current that can be flowed out from the transmission device and the reception current that can be absorbed by the reception device. When the potential of the transmission line changes, the potential of the current output terminal of the driving transistor in the transmission device also changes accordingly. Since there is a capacitance component (for example, base-collector junction capacitance or drain-gate capacitance) between the current output terminal and the control terminal of the driving transistor, the potential change of the current output terminal passes through this capacitance component. Feedback to the control terminal and act to change the potential of the control terminal. As a result, the on-state of the driving transistor changes temporarily, and waveform distortion occurs in the current that the driving transistor flows, that is, the current that flows in the transmission line.
[0014]
Since the compensation circuit of this means operates so as to suppress the potential change of the control terminal due to this voltage feedback, it is possible to suppress the ON state of the driving transistor from changing when the potential of the transmission line changes. It is possible to prevent waveform distortion from occurring in the current flowing through the. As a result, electromagnetic wave noise radiated from the transmission line due to the waveform distortion, such as radio noise, can be further reduced.
[0016]
This means According to the above, when the potential of the output side terminal of the driving transistor changes with a change in the potential of the transmission line, a current accompanying the potential change flows to the input side transistor of the compensation current mirror circuit through the compensation capacitor, A compensation current equal to the current flows from the output side transistor of the compensation current mirror circuit into the capacitance component. This Due to the voltage feedback described above The potential change of the control terminal can be suppressed.
[0017]
Claim 2 According to the means described in the above, the capacitance value of the compensation capacitor is set to be approximately equal to the value of the capacitance component between the current output terminal and the control terminal of the driving transistor. Almost the same charge as that required to compensate for the potential change of the control terminal flows into the capacitive component. Therefore, it is possible to prevent the potential compensation at the control terminal from being insufficient or overcompensated.
[0030]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
( The present invention of one Embodiment)
Hereinafter, the present invention one The embodiment will be described with reference to FIGS. 1 to 4.
FIG. 2 schematically shows an electrical configuration of a data communication system using the data communication apparatus. The data communication system shown in FIG. 2 transmits and receives communication data such as detection data from a sensor (not shown) and mutual control data between body-type electronic control devices (hereinafter referred to as ECUs) mounted on an automobile, for example. (What builds a so-called in-vehicle LAN). Thereby, data sharing and control synchronization are achieved between ECUs.
[0031]
The body system ECU includes an engine ECU, an air conditioner ECU, a meter ECU, and the like. Each of these ECUs includes an IC data communication composed of a drive circuit 21 as a transmission device and a termination circuit 22 as a reception device. Equipment. In FIG. 2, the drive circuit 21 of the data communication device mounted on the ECU is unidirectional through the transmission line 23 to the termination circuits 22,..., 22 of the data communication devices mounted on the other four ECUs. A system configuration for serial communication is shown.
[0032]
In this data communication system, a current that gradually increases and decreases according to communication data, such as a trapezoidal waveform when the communication data changes to “0”, “1”, “0” with the passage of time. Thus, data communication can be performed while suppressing electromagnetic wave noise radiated from the transmission line 23, particularly radio noise.
[0033]
As will be described in detail later, the drive circuit 21 is configured to flow a current (transmission current) that linearly increases or decreases linearly according to communication data to the transmission line 23. The termination circuit 22 is configured to absorb a current (reception current) that linearly increases or decreases linearly in synchronization with the communication data from the transmission line 23 and flows the current to the termination resistor R21. Yes.
[0034]
FIG. 3 schematically shows the voltage waveform and current waveform of each part when the communication data changes to “0”, “1”, “0” over time in the data communication system shown in FIG. is there. Each waveform includes, in order from the top, the voltage of the transmission line 23 (hereinafter referred to as transmission line voltage), the current that the drive circuit 21 can flow out to the transmission line 23, and the termination circuit 22 sucking from the transmission line 23. , The current that actually flows through the transmission line 23 (transmission line current).
[0035]
The transmission line current is a current balance between the current that the drive circuit 21 can flow to the transmission line 23 (flow current capability) and the current that each termination circuit 22 can sink from the transmission line 23 (suction current capability). Determined by. Further, the transmission line voltage becomes H level when the flowing-out current capability is larger than the sink current capability, and becomes L level when the flowing-out current capability is smaller than the sink current capability.
[0036]
When the current increases from the time t1 to the time t4 as the communication data changes from “0” to “1”, the flow-out current capability of the drive circuit 21 has four termination circuits 22,. This exceeds the total sink current capacity of 22. Therefore, the transmission line current is determined by the total sink current capability of the four termination circuits 22, ..., 22, and increases at a constant rate from time t1 to time t4. Further, the transmission line voltage sharply rises from the L level to the H level after time t1.
[0037]
Even during the period from time t4 to time t5 when the communication data is “1”, the flow-out current capability (for example, 70 mA) of the drive circuit 21 is the total sink current capability (for example, the four termination circuits 22,..., 22). 7.5 mA × 4 = 30 mA), the transmission line current is 30 mA, which is the total sink current capability of the four termination circuits 22,. Further, the transmission line voltage is maintained at the H level.
[0038]
When the flow-out current capability of the drive circuit 21 decreases as the communication data changes from “1” to “0”, after the time t5, the flow-out current capability of the drive circuit 21 becomes four termination circuits 22, ..., lower than the total sink current capacity of 22. For this reason, the transmission line current is determined by the flow-out current capability of the drive circuit 21 and decreases at a constant rate from time t5 to time t7. The transmission line voltage sharply falls from H level to L level after time t5.
[0039]
Thus, when the communication data changes as “0”, “1”, “0”, the transmission line current has a trapezoidal waveform. Further, the transmission line voltage changes with a steep slope with respect to the change in the transmission line current.
[0040]
Next, a specific electrical configuration of the drive circuit 21 will be described with reference to FIG. In FIG. 1A, the input line 24 is supplied with an output current command signal St having a trapezoidal waveform, for example, for determining a current that the drive circuit 21 can flow to the transmission line 23. This output current command signal St is generated by a trapezoidal wave generating circuit (not shown) according to serial communication data output from a CPU (not shown). This trapezoidal wave generating circuit includes a capacitor and a constant current circuit for charging / discharging the capacitor.
[0041]
The input line 24 is connected to the base of an NPN transistor Q21, and the emitter of the transistor Q21 is connected to the ground terminal 25 via a resistor R22. The output terminal 26 is connected to the transmission line 23.
[0042]
A current mirror circuit 28 is formed between the power supply line 27 (power supply voltage Vpt) and the collector and output terminal 26 of the transistor Q21. That is, the resistor R23, the emitter-collector of the PNP transistor Q22, and the resistor R24 are connected in series between the power supply line 27 and the collector of the transistor Q21, and the NPN transistor Q23 is connected to the transistor Q22. Is connected to Darlington.
[0043]
Similarly, between the power line 27 and the output terminal 26, the resistor R25, the emitter-collector of the PNP transistor Q24, and the resistor R26 are connected in series, and the NPN transistor Q25 is connected to the transistor Q24. Is connected to Darlington. A resistor R27 is connected between the power supply line 27 and the common base line 29 of the transistors Q22 and Q24. The transistors Q24 and Q25 correspond to first and second driving transistors in the present invention, respectively.
[0044]
Further, a compensation circuit 31 including a current mirror circuit 30 (corresponding to a compensation current mirror circuit) and a capacitor C21 (corresponding to a compensation capacitor) is provided between the power supply line 27 and the collector and common base line 29 of the transistor Q24. Is connected. The current mirror circuit 30 is composed of PNP transistors Q26 and Q27, of which the collector of the input side transistor Q26 is connected to the collector of the transistor Q24 via the capacitor C21, and the collector of the output side transistor Q27 is the common base. Connected to line 29. A resistor R28 is connected between the power supply line 27 and the common base line 32 of the transistors Q26 and Q27.
[0045]
Next, a specific electrical configuration of the termination circuit 22 will be described with reference to FIG. In FIG. 1B, the input terminal 33 is connected to the transmission line 23. Further, the termination resistor R21 is connected between the output terminal 34 and the ground terminal 35 as described above.
[0046]
For example, a trapezoidal input current command signal Sr for determining a current that can be absorbed by the termination circuit 22 from the transmission line 23 is supplied to the input line 36. This input current command signal Sr is generated as follows by a comparison circuit and a trapezoidal wave generation circuit (not shown). That is, the comparison circuit compares the voltage (transmission line voltage) at the input terminal 33 with a predetermined voltage level, and the trapezoidal wave generation circuit has, for example, a trapezoidal waveform in accordance with the inversion of the output signal of the comparison circuit. An input current command signal Sr is generated. Thereby, the input current command signal Sr becomes a signal synchronized with the output current command signal St (that is, communication data) in the drive circuit 21.
[0047]
The termination circuit 22 includes a power supply capacitor C22 and a charging circuit 37 for charging the power supply capacitor C22 with the voltage of the input terminal 33 as an input. The voltage charged in the power supply capacitor C22 is supplied as a power supply. It operates as the voltage Vpr.
[0048]
Between the power supply line 38 connected to the positive terminal of the power supply capacitor C22 and the ground terminal 35, a series circuit of a constant current circuit 39 and the emitter and collector of a PNP transistor Q28, and a constant current circuit 40 and the series circuit between the emitter and collector of a PNP transistor Q29 are connected to each other. Here, the base and emitter of the transistor Q28 are connected to the input line 36 and the base of the transistor Q29, respectively.
[0049]
Between the power supply line 38 and the output terminal 34, the collector-emitter of an NPN transistor Q30 and a resistor R29 are connected in series, and the base of the transistor Q30 is connected to the emitter of the transistor Q29. ing. Further, between the input terminal 33 and the output terminal 34, a diode D21 of the illustrated polarity and a collector-emitter of an NPN transistor Q31 are connected in series, and the base of the transistor Q31 is the emitter of the transistor Q30. It is connected to the. The transistors Q30 and Q31 having a two-stage configuration correspond to first and second termination transistors in the present invention, respectively.
[0050]
Next, the operation of this embodiment will be described with reference to FIG.
First, basic operations of the drive circuit 21 and the termination circuit 22 will be described. In the drive circuit 21, when an output current command signal St having, for example, a trapezoidal waveform is applied to the input line 24, a collector current having a waveform similar to that of the output current command signal St flows through the transistor Q21. Since the collector current flows to the transistors Q22 and Q23 that are the input side transistors of the current mirror circuit 28, the transistors Q24 and Q25 that are the output side transistors of the current mirror circuit 28 output from the output terminal 26 to the transmission line 23. It becomes possible to flow out the same trapezoidal current as the current command signal St.
[0051]
On the other hand, in the termination circuit 22, the charging circuit 37 charges the power supply capacitor C22 with the transmission line voltage during a period when the transmission line voltage is at the H level (a value close to the power supply voltage Vpt in the drive circuit 21).
[0052]
When, for example, an input current command signal Sr having a trapezoidal waveform is applied to the input line 36 by the above-described comparison circuit and trapezoidal wave generation circuit (both not shown), a current flows through the transistors Q28 and Q29. At this time, the voltage of the emitter of the transistor Q29 is higher than the voltage of the input line 36 by 2 · Vf (Vf: base-emitter voltage of the transistor). This voltage also turns on the transistors Q30 and Q31, and the voltage at the output terminal 34 is 2 · Vf lower than the voltage at the emitter of the transistor Q29.
[0053]
That is, the voltage of the input line 36 is equal to the voltage of the output terminal 34, and the current having the same trapezoidal waveform as the input current command signal Sr flows through the termination resistor R21. This current flows from the transmission line 23 through the input terminal 33, the diode D21, and the transistor Q31. Accordingly, the termination circuit 22 can suck the same trapezoidal current as the input current command signal Sr from the transmission line 23.
[0054]
FIG. 4 schematically shows waveforms of the output current command signal St, the transmission line current, and the transmission line voltage when the trapezoidal waveform falls. Here, (a) is a waveform in this embodiment, and (b) is a waveform when a drive circuit (conventional configuration) to which the compensation circuit 31 is not added is used.
[0055]
In FIG. 4B, between time t12 and time t13 when the transmission line voltage changes, the decrease rate of the transmission line current, which originally decreases at a constant rate, is temporarily dulled to generate waveform distortion. The present inventors clarified the cause of the waveform distortion as follows.
[0056]
In other words, in the drive circuit 21, when the transmission line voltage drops steeply, the collector potential of the transistor Q24 also drops steeply by the same voltage. In general, since a capacitance component such as a junction capacitance exists between the collector and the base of the transistor, a decrease in collector potential is fed back to the base via this capacitance component, and the input side transistors Q22 and Q23 of the current mirror circuit 28 are inherently provided. The potential of the common base line 29 determined by is reduced. As a result, the base-emitter voltage of the transistor Q24 increases, and the collector current of the transistor Q24 and thus the current output from the output terminal 26 to the transmission line 23 tend to increase temporarily. This tendency increases as the voltage change rate of the transmission line 23 increases.
[0057]
The compensation circuit 31 operates so as to suppress the potential change of the common base line 29 due to the sudden change of the transmission line voltage. That is, when the collector potential of the transistor Q24 sharply decreases as the transmission line voltage decreases, a current flows from the power supply line 27 via the transistor Q26 and the capacitor C21, and a compensation current having the same magnitude as the current flows. The capacitance flows from the output side transistor Q27 of the circuit 30 through the common base line 29. As a result, the capacitance component is charged in accordance with the decrease in the collector potential of the transistor Q24, so that the potential change of the common base line 29 is suppressed.
[0058]
In this case, it is preferable to set the capacitance value of the capacitor C21 substantially equal to the capacitance value of the capacitance component. According to this, since a charge corresponding to a decrease in the collector potential of the transistor Q24 flows into the capacitance component as a compensation current, potential compensation is not insufficient or overcompensated, and the common base line 29 The potential change can be suppressed more reliably.
[0059]
As a result, the flow-out current capability of the transistors Q24 and Q25 is not affected by the fluctuations in the transmission line voltage, and the common base determined by the input side transistors Q22 and Q23 of the current mirror circuit 28 based on the output current command signal St. It is determined according to the potential of the line 29. As a result, as shown in FIG. 4A, the current flowing through the transmission line 23 decreases at a constant rate regardless of fluctuations in the transmission line voltage. In addition, although the case where the transmission line voltage decreases steeply has been described here, the same applies to the case where the transmission line voltage increases sharply.
[0060]
As described above, according to the present embodiment, in the drive circuit 21 that supplies a current that gradually increases and decreases (for example, trapezoidal waveform) to the transmission line 23, the output side of the current mirror circuit 28 that is the output stage thereof Since the compensation circuit 31 for compensating the voltage feedback from the collector to the base due to the junction capacitance or the like is added between the collector and the base of the transistor Q24, the transistor Q24 is temporarily turned on when the transmission line voltage changes suddenly. Change can be suppressed.
[0061]
Thereby, the waveform distortion of the transmission line current accompanying the change of the transmission line voltage (the waveform distortion of the B part shown in FIG. 14B) can be reduced, and the electromagnetic wave noise radiated from the transmission line 23, particularly 1 MHz. It is possible to reduce electromagnetic noise (radio noise) that has a nearby frequency component and may cause reception interference to the AM radio receiver.
[0062]
The compensation circuit 31 has a relatively simple circuit configuration including a current mirror circuit 30, a capacitor C21, and a resistor R28, and is suitable for IC implementation. Further, by setting the capacitance value of the capacitor C21 to be substantially equal to the capacitance value of the collector-base capacitance of the transistor Q24, the voltage feedback compensation is not insufficient or overcompensated, and the transmission line current is reduced. Waveform distortion can be more reliably suppressed.
[0063]
Since the drive circuit 21 uses the current mirror circuit 28 including the transistors Q22, Q23 and Q24, Q25 connected in a Darlington connection, the flow-out current capability can be increased. Since termination circuit 22 has transistors Q30 and Q31 in a two-stage configuration, the sink current capability can be increased.
[0064]
( Related to the present invention Embodiment [Part 1] )
Next, the present invention is connected with Embodiments will be described with reference to FIGS. In FIG. 5 showing the electrical configuration of the drive circuit, the same components as those in FIG. 1A are denoted by the same reference numerals, and different components will be described here.
[0065]
A drive circuit 41 shown in FIG. 5 is obtained by removing the compensation circuit 31 from the drive circuit 21 shown in FIG. 1A, and between the collector and base of the transistor Q24, a diode D22 (adjustment circuit) having the collector side as an anode. Is characteristic in that it is connected. In this case, instead of the diode D22, a diode-connected transistor (for example, a short circuit between the collector and the base of a PNP transistor) may be used.
[0066]
Hereinafter, the operation of the drive circuit 41 will be described.
In the case where a drive circuit having a configuration excluding the diode D22 (conventional configuration) in FIG. 5 is used, the waveform distortion of the portion A shown in FIG. 14B occurs in the transmission line current. The inventors have found that this waveform distortion is related to the saturation of transistor Q24.
[0067]
That is, during the period in which the drive circuit 41 sends current to the transmission line 23 and the transmission line voltage is at the H level (period from time t2 to time t5 in FIG. 3), the transistor Q24, which is a bipolar transistor, Saturation is on. For this reason, when the collector current of the transistor Q24 starts to decrease, a delay due to the accumulated charge occurs, and the current decreases stepwise after the accumulation time elapses.
[0068]
FIG. 8 and FIG. 9 show simulation waveforms when a drive circuit having a conventional configuration without the diode D22 is used. FIG. 8 is a voltage waveform of each part, and the voltages V1 to V7 respectively indicate the following voltages in FIG. 5 (however, the diode D22 is not added).
[0069]
V1: Data signal voltage output from a CPU (not shown)
V2: voltage of the emitter of the transistor Q21
V3: voltage of the common base line 29
V4: voltage of the emitter of the transistor Q22
V5: voltage of the emitter of the transistor Q24
V6: Voltage at the collector of transistor Q24
V7: Voltage of output terminal 26 (transmission line voltage)
[0070]
Further, currents I1 and I2 shown in FIG. 9 indicate the following currents in FIG. 5 (however, diode D22 is not added), respectively.
I1: Current flowing from the common base line 29 to the base side of the transistor Q23
I2: current output from the output terminal 26 to the transmission line 23 (transmission line current)
In FIG. 9, when the transmission line current I2 starts to decrease (around 6 μs), a stepwise decrease in current is observed.
[0071]
On the other hand, FIGS. 6 and 7 show simulation waveforms in this embodiment using the drive circuit 41 to which the diode D22 is added. Here, the voltages V1 to V7 shown in FIG. 6 indicate the same voltage as the voltages V1 to V7 shown in FIG. 8, and the currents I1 and I2 shown in FIG. 7 are the currents I1 and I2 shown in FIG. The current of the same part is shown. A current I3 shown in FIG. 7 indicates a current flowing through the diode D22.
[0072]
Comparing FIG. 6 and FIG. 7 (in the case of the present embodiment) with FIG. 8 and FIG. 9 (in the case of the conventional configuration), an output current command signal is obtained by adding a diode D22 between the collector and base of the transistor Q24. It can be seen that the base current I1 of the transistors Q22 and Q24 decreases during a period until St starts to decrease (a period of approximately 0 to 3 μs). This is because a current flows through the diode D22 because the collector-base voltage (0.58 V in FIG. 6) of the transistor Q24 is equal to or higher than Vf of the diode D22 during this period. That is, it is considered that a part of the current that should become the base current of the transistors Q22 and Q24 flows through the diode D22 (see the current I3 shown in FIG. 7), thereby reducing the base current.
[0073]
As a result, the saturation in the ON state of the transistor Q24 becomes shallow, the accumulation time when the collector current starts to decrease is shortened, and the collector current smoothly decreases after the accumulation time elapses. As a result, as shown in FIG. 7, the current I2 output to the transmission line 23 is also smoothly reduced, and the waveform distortion is reduced.
[0074]
FIG. 10 shows the simulation result of the normalized noise for the transmission line current in this embodiment (a) and in the case (b) when the drive circuit having the conventional configuration is used. The standardized noise is obtained by frequency-analyzing the transmission line current and standardizing each frequency component according to a predetermined reference value. It was confirmed that by using the drive circuit 41 to which the diode D22 was added, the frequency was reduced by about 4 dBm (700 kHz) in the frequency band of 500 kHz to 900 kHz.
[0075]
As described above, according to the present embodiment, in the drive circuit 41, the diode D22 is added as an adjustment circuit for adjusting the base current of the transistor Q24 between the collector and base of the transistor Q24. Even in the on state, the degree of saturation can be reduced, and the waveform distortion of the transmission line current due to saturation can be reduced.
[0076]
As a result, in the transmission line current, in particular, frequency components of 500 kHz to 900 kHz are reduced, so that electromagnetic noise in the frequency band radiated from the transmission line 23 is also reduced. Since this frequency band overlaps with a part of the AM band of radio broadcasting, reception interference to the AM radio receiver by data communication can be further reduced.
[0077]
( Related to the present invention Embodiment [Part 2] )
Next, the present invention is connected with The embodiment will be described with reference to FIGS. 11 and 12. In FIG. 11 showing the electrical configuration of the termination circuit, the same components as those in FIG. 1B are denoted by the same reference numerals, and different components will be described here.
[0078]
The termination circuit 42 shown in FIG. 11 is different from the termination circuit 22 shown in FIG. 1B between the base of the transistor Q30 and the collector of the transistor Q31 (in addition to the parasitic capacitance existing in manufacturing), and further includes a capacitor C23. It is characterized in that an impedance reduction circuit (corresponding to a reduction capacitor) is connected. The capacitance value of the capacitor C23 is set to a value larger than the parasitic capacitance, for example, about several pF. A capacitor may be connected between the base and collector of the transistor Q31 together with the capacitor C23 or instead of the capacitor C23.
[0079]
As described in the first embodiment, when the transmission line voltage changes sharply, the voltage change temporarily changes the base potential (voltage of the common base line 29) of the transistor Q24 of the drive circuit (see FIG. 1A). To cause waveform distortion in the transmission line current. This waveform distortion becomes larger as the voltage change of the transmission line 23 becomes steeper. That is, by reducing the voltage change rate of the transmission line 23, the waveform distortion can be reduced. Therefore, in this embodiment, the voltage change rate of the transmission line 23 with respect to the current change of the transmission line 23 is reduced by lowering the impedance when the termination circuit 42 is viewed from the transmission line 23.
[0080]
For example, when the transmission line voltage decreases from the H level to the L level, the current Ic flows through the capacitor C23 in the direction of the arrow shown in FIG. In this case, since the current Ic is supplied from the constant current circuit 40, the current Ic flowing through the capacitor C23 is substantially equal to the current value Ia of the constant current circuit 40. The base potential of the transistor Q30 is a voltage that is higher by 2 · Vf than the input current command signal Sr. However, since this voltage is smaller than the transmission line voltage (V), the voltage across the capacitor C23 is transmitted. It becomes almost equal to the line voltage V.
[0081]
Under such an approximation, if the capacitance value of the capacitor C23 is C and the accumulated charge of the capacitor C23 is Q, the following equation (1) is established.
Ic = Ia = dQ / dt = C × dV / dt (1)
From this equation (1), the voltage change rate dV / dt of the transmission line 23 is expressed by the following equation (2).
dV / dt = Ia / C (2)
[0082]
That is, by increasing the capacitance value C of the capacitor C23 or decreasing the current value Ia of the constant current circuit 40, the voltage change rate of the transmission line 23 can be reduced.
[0083]
FIG. 12 shows a simulation result of the normalized noise for the transmission line current in the case (b) when the termination circuit (see FIG. 1B) of the present embodiment (a) and the conventional configuration is used. It was confirmed that by using the termination circuit 42 to which the capacitor C23 was added, the normalized noise was reduced by about 2 dBm at a frequency near 1 MHz.
[0084]
As described above, according to the present embodiment, by connecting the capacitor C23 between the base of the transistor Q30 and the collector of the transistor Q31 in the termination circuit 42, the input impedance of the termination circuit 42 as viewed from the transmission line 23. Therefore, the voltage change rate with respect to the current change of the transmission line 23 becomes small. As a result, in the drive circuit, the voltage change of the common base line 29 with respect to the voltage change of the transmission line 23 is reduced, and as described in the first embodiment, as seen in the B part shown in FIG. The current waveform distortion of the transmission line 23 can be reduced. In addition, since the frequency at which the reduction effect appears (around 1 MHz) overlaps with a part of the AM band of radio broadcasting, reception interference to the AM radio receiver due to data communication can be further reduced.
[0085]
(Other embodiments)
The present invention is described above and shown in the drawings. Fruit The present invention is not limited to the embodiment, and can be modified or expanded as follows, for example.
each The embodiments may be implemented in a form combined with each other. In this case, an even greater electromagnetic noise reduction effect can be obtained. For example, Embodiment related to the embodiment of the present invention [part 2] In the drive circuit, the voltage change of the common base line 29 with respect to the voltage change of the transmission line 23 can be further suppressed in the drive circuit, and the electromagnetic wave noise radiated from the transmission line 23 is further reduced.
[0086]
each In the embodiment, the termination circuits 22 and 42 may be configured using FETs instead of bipolar transistors. Also, Embodiment related to the embodiment of the present invention [part 2] In this case, the drive circuit 21 may be configured using an FET instead of the bipolar transistor.
[0087]
In the drive circuits 21 and 41, the transistors Q22 and Q23 and the transistors Q24 and Q25 constituting the current mirror circuit 28 are Darlington connected, respectively, but are composed of a single transistor Q22 and a transistor Q24 according to the flow-out current capability. You may do it.
In termination circuits 22 and 42, transistors Q28 and Q29 and transistors Q30 and Q31 may have a single-stage configuration instead of a two-stage configuration, depending on the sink current capability.
[0088]
Each embodiment is applied to communication (in-vehicle LAN) between ECUs mounted on an automobile, but can also be applied to a general LAN or the like.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 of the present invention one Electrical configuration diagram of drive circuit (a) and termination circuit (b) showing an embodiment
FIG. 2 is a schematic electrical configuration diagram of a data communication system.
FIG. 3 is a schematic waveform diagram of transmission line voltage, drive circuit sink current capability, termination circuit sink current capability, and transmission line current in a data communication system.
FIG. 4 is a schematic waveform diagram of an output current command signal St, transmission line current, and transmission line voltage when a compensation circuit is added (a) and when a compensation circuit is not added (b).
FIG. 5 shows the present invention. Related to the embodiment [part 1] Electrical configuration diagram of drive circuit showing
FIG. 6 is a simulation waveform diagram showing voltages at various parts when a drive circuit to which a diode D22 is added is used.
FIG. 7 is a simulation waveform diagram showing current of each part when a drive circuit to which a diode D22 is added is used.
FIG. 8 is a diagram corresponding to FIG. 6 when a drive circuit to which a diode D22 is not added is used.
FIG. 9 is a diagram corresponding to FIG. 7 when a drive circuit to which a diode D22 is not added is used.
10A and 10B are diagrams showing simulation results of transmission line current normalization noise in the case of using the drive circuit with the diode D22 added (a) and in the case of using the drive circuit not added (b).
FIG. 11 shows the present invention. Related to [No. 2] Electrical configuration diagram of termination circuit showing
FIGS. 12A and 12B are diagrams showing simulation results of transmission line current normalization noise in the case of using a termination circuit to which a capacitor C23 is added (a) and in the case of using a termination circuit to which a capacitor C23 is not added (b).
FIG. 13 is a view corresponding to FIG.
FIG. 14 is a measured waveform diagram (a) and an enlarged waveform diagram (b) of a communication data signal, a transmission line current, and a transmission line voltage.
[Explanation of symbols]
21 and 41 are drive circuits (transmission devices), 22 and 42 are termination circuits (reception devices), 23 is a transmission line, 30 is a current mirror circuit (compensation current mirror circuit), 31 is a compensation circuit, and Q24 is a transistor (first transistor). 1 transistor, Q25 is a transistor (second driving transistor), Q30 is a transistor (first terminating transistor), Q31 is a transistor (second terminating transistor), and D22 is a diode (regulating circuit). , C21 is a capacitor (compensation capacitor), and C23 is a capacitor (impedance reduction circuit, reduction capacitor).

Claims

A transmitter that can send out a transmission current that gradually increases or decreases according to communication data to the transmission line; and a receiver that can suck a predetermined reception current from the transmission line. In a data communication apparatus in which data communication is performed by a current that is determined based on a possible transmission current and a sinkable reception current flowing in the transmission line,
The transmitter is
A driving transistor having a current output terminal and a control terminal, and flowing the transmission current from the current output terminal to the transmission line;
A compensation circuit that operates to suppress a change in potential of the control terminal when the potential of the current output terminal changes due to a change in potential of the transmission line ;
The compensation circuit includes a compensation current mirror circuit whose output side terminal is connected to the control terminal of the driving transistor, and an input side terminal of the compensation current mirror circuit and a current output terminal of the driving transistor. A data communication device comprising a connected compensation capacitor .

2. The data communication apparatus according to claim 1 , wherein a capacitance value of the compensation capacitor is set to be substantially equal to a value of a capacitance component between a current output terminal and a control terminal of the driving transistor .