JP3859573B2 - 弾性表面波フィルタ及びフィルタ装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、弾性表面波フィルタ及びフィルタ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現行の携帯電話機や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムには８００ＭＨｚ帯や１．９ＧＨｚ帯、２．４ＧＨｚ帯などの周波数が利用されているが、情報量の増大や高速通信の需要により５ＧＨｚ帯などの高周波帯に移行しつつある。これに伴い、５ＧＨｚ以上の周波数帯で動作する帯域通過フィルタが求められている。
【０００３】
このような中、弾性表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ：ＳＡＷ）フィルタは、その急峻なカットオフ特性と、小型軽量・安価の特徴から、携帯電話機などの移動体通信機器のＲＦ帯フィルタ、ＩＦ帯フィルタとして欠かせない存在になっている。
【０００４】
ＳＡＷフィルタは、タンタル酸リチウム結晶などの圧電性基板上に電極としてアルミニウムなどの薄膜を櫛形に加工して作製される。また、作製した基板をチップ状に切断した後、数ｍｍ角の大きさのセラミックパッケージに搭載し、ボンディングワイヤ等により電気的に接続された構成を有する。
【０００５】
一般的に携帯電話機用フィルタに要求される低損失・広帯域で急峻な通過特性を得る手段の１つとして、櫛形電極で構成したＳＡＷ共振器を梯子型に接続したラダー型ＳＡＷフィルタが知られている。これは他の方式のＳＡＷフィルタに比べて損失の点で高周波化に適していると言われている（例えば、以下に示す非特許文献１参照）。
【０００６】
ラガー型ＳＡＷフィルタでは、梯子型に接続した並列ＳＡＷ共振器及び直列ＳＡＷ共振器の開口長及び対数を変えて静電容量を調整することで、入出力インピーダンスを外部回路のそれと整合させることができる。このような、インピーダンス整合のためのＳＡＷ共振器の静電容量調整方法としては、以下に示す特許文献１に開示されている。即ち、中心周波数をｆ0，並列共振器の静電容量をＣop，直列共振器の静電容量をＣos，公称インピーダンスをＲとしたとき、定Ｋ型フィルタの条件及び中心周波数近傍では並列共振器の共振周波数と直列共振器の反共振周波数とが略等しいことなどから、以下の式１が理論的整合条件となる。尚、移動無線のＲＦ部の帯域通過フィルタなどにおける公称インピーダンスＲは通常５０Ωである。
１／（ω0 2ＣopＣos）＝Ｒ2 ，ω0＝２πｆ0 …（式１）
【０００７】
更に、ラダー型ＳＡＷフィルタの実測された入出力インピーダンスから求められる最適な整合条件は、以下の式２で与えられる。尚、並列共振器の静電容量Ｃopの中心は、以下の式３で与えられる。
−０．２８Ｃos＋３４４８／ｆ0−７４６／ｆ0≦Ｃop≦−０．２８Ｃos＋３４４８／ｆ0＋７４６／ｆ0 …（式２）
Ｃop＝−０．２８Ｃos＋３４４８／ｆ0 …（式３）
【０００８】
ここで、フィルタ特性の中心周波数ｆ0を５．２５ＧＨｚとした場合において、上記の式２で示した整合条件を満たすＣopとＣosとの範囲を図１に示す。また、ＣopとＣosとが図１の斜線部で示される範囲に入るように並列ＳＡＷ共振器及び直列ＳＡＷ共振器の開口長及び対数を設計して作製したラダー型ＳＡＷフィルタのフィルタ特性を図２に示す。尚、この例では、電極膜にアルミニウム（Ａｌ）−１％銅（Ｃｕ）を使用した。また、このラダー型ＳＡＷフィルタの等価回路を図３に示す。尚、図３において、Ｓは直列ＳＡＷ共振器を示し、Ｐは並列ＳＡＷ共振器を示す。
【０００９】
図２を参照すると明らかなように、このラダー型ＳＡＷフィルタのフィルタ特性における中心周波数は５．２ＧＨｚであり、４ｄＢ帯域幅は２３０ＭＨｚ，最小挿入損失は２ｄＢであった。尚、この詳細については、以下に挙げる非特許文献２に示されている。
【００１０】
また、上記とは別に、フィルタ特性の中心周波数ｆ0を１．９ＧＨｚとした場合において、上記の式２で示した整合条件を満たすＣopとＣosとの範囲を図４に示す。尚、このラダー型ＳＡＷフィルタの等価回路は図３と同様である。
【００１１】
以上から分かるように、フィルタの中心周波数ｆ0を高く設計するほど、ＳＡＷ共振器の静電容量を小さくしなければならない。例えば重要な設計パラメータの１つであるＣopとＣosとの比Ｃop／Ｃosの値を標準的な０．５とすると、図４に示すように，１．９ＧＨｚ帯フィルタではＣopが１〜１．５ｐＦ程度となり、Ｃosが２〜３ｐＦ程度となる。これに対して、５ＧＨｚ帯のＳＡＷフィルタでは、図１に示すように、Ｃopが０．３〜０．５ｐＦ程度となり、Ｃosが０．６〜１ｐＦ程度にまで小さくなる。
【００１２】
しかしながら、ＳＡＷ共振器の静電容量を小さくすると、ＳＡＷフィルタチップを搭載するセラミックパッケージにおける信号端子と接地端子との間に存在する浮遊静電容量（通常は０．４ｐＦ程度）や、ＳＡＷフィルタチップにおける信号電極と接地電極との間に存在する浮遊静電容量（通常は０．１ｐＦ程度）の影響が増大する。このため、インピーダンスの整合状態が悪化し、結果的にＳＡＷフィルタの挿入損失が悪化するという問題が引き起こされる。
【００１３】
このような浮遊静電容量を低減する手法として、以下に挙げる特許文献２には、パッケージ内部のメタライズ領域を最小限にすることで、メタライズ領域上に形成された電極膜との浮遊静電容量を低減する方法が開示されている。また、この他の手法として、以下に挙げる特許文献３には、圧電性基板上に信号電極と接地電極とを１０μｍ以上の距離をおいて形成することで、浮遊静電容量を低減する方法が開示されている。
【００１４】
【特許文献１】
特開平６−６９７５０号公報
【特許文献２】
特開平１１−２０５０８０号公報
【特許文献３】
特開平１０−１３１８３号公報
【非特許文献１】
「携帯電話用ＲＦ帯ＳＡＷフィルタ」佐藤良夫，伊形理， 電子情報通信学会誌，Ｖｏｌ．８４， Ｎｏ．１１， ｐｐ７８２−７８９（２００１年１１月）
【非特許文献２】
「５ＧＨｚ帯ラダー型ＳＡＷフィルタの開発」中谷忠司，西原時弘，宮下勉，佐藤良夫， ２００１年電子情報通信学会基礎・境界ソサイエティ大会ＳＡ−３−９， ｐ２８９（２００１年９月）
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これらの手法によって低減される浮遊静電容量の値は小さく、上記した問題を解決するには不十分である。また、特許文献３が開示する手法では、電極間距離を離すほどチップが大型化してしまうと共に、配線長が増加してしまい、配線抵抗による損失が増大するという問題を有する。
【００１６】
本発明は係る問題に鑑みてなされたものであり、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量が低減された弾性表面波フィルタ及びフィルタ装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、本発明は、請求項１記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続された弾性表面波フィルタにおいて、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし、前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし、中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし、公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．３×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦３．１×１０６
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減された弾性表面波フィルタが実現される。
【００１９】
また、本発明は、請求項２記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続された弾性表面波フィルタにおいて、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし、前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし、中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし、公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．６×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦２．９×１０６
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減された弾性表面波フィルタが実現される。
【００２０】
また、請求項１又は２に記載した前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項４記載のように、前記静電容量Ｃｏｐと前記静電容量Ｃｏｓとの比Ｃｏｐ／Ｃｏｓが０．５であるように構成される。
【００２１】
また、請求項１から３の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、好ましくは請求項４記載のように、少なくとも前記直列共振器及び前記並列共振器を構成する櫛形電極が誘電体膜により被覆されているように構成される。これにより、ダイシング工程での切削水や大気中の水分により櫛形電極が腐食することを防止することができる。
【００２２】
また、請求項１から４の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項５記載のように、前記中心周波数ｆ０が５ＧＨｚ帯である構成を有する。
【００２３】
また、請求項１から５の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項６記載のように、前記直列共振器と前記並列共振器とが４段に接続されている構成を有する。
【００２５】
また、本発明は、請求項７記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．３×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦３．１×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにワイヤボンディング実装されており、前記パッケージの信号端子と前記弾性表面波フィルタの信号電極とが１本のボンディングワイヤで接続されており、前記ボンディングワイヤのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減されたフィルタ装置が実現される。
【００２６】
また、本発明は、請求項８記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．６×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦２．９×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにワイヤボンディング実装されており、前記パッケージの信号端子と前記弾性表面波フィルタの信号電極とが１本のボンディングワイヤで接続されており、前記ボンディングワイヤのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減されたフィルタ装置が実現される。
【００２８】
また、本発明は、請求項９記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．３×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦３．１×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにフリップチップ実装されており、前記パッケージの信号線がマイクロストリップラインからなっており、前記マイクロストリップラインのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減されたフィルタ装置が実現される。
【００２９】
また、本発明は、請求項１０記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．６×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦２．９×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにフリップチップ実装されており、前記パッケージの信号線がマイクロストリップラインからなっており、前記マイクロストリップラインのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減されたフィルタ装置が実現される。
【００３０】
また、請求項７から１０の何れか１項に記載の前記フィルタ装置は、例えば請求項１１記載のように、前記静電容量Ｃｏｐと前記静電容量Ｃｏｓとの比Ｃｏｐ／Ｃｏｓが０．５であるように構成される。
【００３１】
また、請求項７から１１の何れか１項に記載の前記フィルタ装置は、請求項１２記載のように、少なくとも前記直列共振器及び前記並列共振器を構成する櫛形電極が誘電体膜により被覆されているように構成される。これにより、ダイシング工程での切削水や大気中の水分により櫛形電極が腐食することを防止することができる。
【００３２】
また、請求項７から１２の何れか１項に記載の前記フィルタ装置は、例えば請求項１３記載のように、前記中心周波数ｆ０が５ＧＨｚ帯である構成を有する。
【００３３】
また、請求項７から１３の何れか１項に記載の前記フィルタ装置は、例えば請求項１４記載のように、前記直列共振器と前記並列共振器とが４段に接続されている構成を有する。
【００３４】
また、請求項７から１４の何れか１項に記載の前記フィルタ装置は、例えば請求項１５記載のように、前記パッケージがセラミック製である構成を有する。
【００３５】
【発明の実施の形態】
〔第１の実施形態〕
以下、並列ＳＡＷ共振器（以下、単に並列共振器という）の静電容量Ｃopと直列ＳＡＷ共振器（以下、単に直列共振器という）の静電容量Ｃosとの積ＣopＣosを設計することで、浮遊静電容量の影響を低減させるように構成した本発明の実施の形態を、第１の実施形態として図面を用いて詳細に説明する。
【００３６】
図５は、本実施形態によるラダー型弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ１０の構造を示す上面図である。尚、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０は、４段の梯子型構造を有している。また、図６は、図５に示すラダー型ＳＡＷフィルタ１０をパッケージ２０に実装した場合の構成を示す断面図である。但し、図６は、図５におけるＳＡＷ伝播方向に沿った断面を示している。
【００３７】
図５に示すように、本実施形態で用いるラダー型ＳＡＷフィルタ１０は、直列共振器Ｓ（Ｓ１２，Ｓ３４）と並列共振器Ｐ（Ｐ１，Ｐ２３，Ｐ４）とがラダー型に接続されている。尚、直列共振器Ｓ１２，Ｓ３４は２つの直列共振器Ｓが１つにまとめられた構成を有している。また、並列共振器Ｐ２３は同じく２つの並列共振器Ｐが１つにまとめられた構成を有している。
【００３８】
この構成において、直列共振器Ｓ及び並列共振器Ｐは、基板１１上に形成された櫛形電極（インターディジタルトランスデューサ：ＩＤＴ）１２を有して成る共振器領域と、この共振器領域に関してＳＡＷ伝播方向の前後の基板１１上に形成された反射電極１３を有して成る反射器領域とを含んでなる。また、個々のＩＤＴ１２は、配線部１４を介して電極パッド部１５に接続されており、この電極パッド部１５を介してパッケージ２０の電極パッド部２５に接続される（図６参照）。尚、ＩＤＴ１２と反射電極１３と配線部１４と電極パッド部１５とは、同一の導電層で形成すると良い。
【００３９】
また、図６を参照すると、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０は、フェイスアップ状態でパッケージ２０に収納される。この際、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０の電極パッド部１５は、金（Ａｕ）や銅（Ｃｕ）やアルミニウム（Ａｌ）等のボンディングワイヤ２１（又はリボン等であってもよい）でパッケージ２０における電極パッド部２５に接続される。これにより、フィルタ装置３０が構成される。また、フィルタ装置３０の等価回路を図７に示す。尚、並列共振器Ｐ及び直列共振器の静電容量Ｃop及びＣosは、ＩＤＴ１２の電極指周期と開口長と電極指の対数とで決定される値である。
【００４０】
このように構成されたフィルタ装置３０に関し、パッケージ２０の浮遊静電容量とボンディングワイヤ２１のインダクタンスとラダー型ＳＡＷフィルタ１０のチップにおける浮遊静電容量とを考慮して行ったシミュレーション結果を図８に示す。尚、図８において、左側のグラフは各サンプル（フィルタ装置）のフィルタ特性を示し、右側のグラフはスミスチャートを示す。また、図８（ａ）は並列共振器Ｐと直列共振器Ｐとの静電容量の積ＣopＣosを上述した整合条件の式２から求められる値（ＣopＣos）0の０．６倍として設計したフィルタ装置３０のサンプルに対するシミュレーション結果を示し、図８（ｂ）はＣopＣosを同じく（ＣopＣos）0の１倍として設計したフィルタ装置３０のサンプルに対するシミュレーション結果を示し、図８（ｃ）はＣopＣosを同じく（ＣopＣos）0の２倍として設計したフィルタ装置３０のサンプルに対するシミュレーション結果を示し、図８（ｄ）はＣopＣosを同じく（ＣopＣos）0の２．７倍として設計したフィルタ装置３０のサンプルに対するシミュレーション結果を示す。更に、図８のシミュレーションに用いた各サンプルに対応するフィルタ特性の比較を図９に示す。
【００４１】
図８を参照すると明らかなように、並列共振器Ｐの静電容量Ｃopと直列共振器Ｓの静電容量Ｃosとの比Ｃop／Ｃosを０．５とした場合、静電容量Ｃop，Ｃosの積ＣopＣosの値を、上述した整合条件の式２から求められる値（ＣopＣos）0の２倍としたときに（図８（ｃ）及び図９（ｃ））、インピーダンス整合がよい。また、図９を参照すると、同条件で設計したときに、通過帯域での挿入損失が最も低く、帯域幅が最も良くなることが分かる。
【００４２】
更に、これをより詳細に検証した場合のグラフを図１０に示す。尚、図１０は、ＣopＣos／（ＣopＣos）0を０．７から３．１まで変化させた場合のフィルタ特性における４ｄＢ帯域幅を示すグラフである。図１０を参照すると明らかなように、ＣopＣos／（ＣopＣos）0を２．２とした場合に、最も４ｄＢ帯域幅が最も広い。これは、同条件で設計した場合にインピーダンス整合が最も良くなることを示している。
【００４３】
また、図１０を参照すると明らかなように、良好なインピーダンス整合を達成し得るためには、ＣopＣos／（ＣopＣos）0が１〜３．１の範囲を満足するように設計すればよい。これは４ｄＢ帯域幅を、ＣopＣos／（ＣopＣos）0＝２．２とした場合の４ｄＢ帯域幅から２０ＭＨｚ以内に収めるための範囲である。また、より好ましくは、ＣopＣos／（ＣopＣos）0が１．３〜３．１の範囲を満足するように設計すればよい。これは４ｄＢ帯域幅を、ＣopＣos／（ＣopＣos）0＝２．２とした場合の４ｄＢ帯域幅から１０ＭＨｚ以内に収めるための範囲である。更に、より好ましくは、ＣopＣos／（ＣopＣos）0が１．６〜２．９の範囲を満足するように設計すればよい。これは４ｄＢ帯域幅を、ＣopＣos／（ＣopＣos）0＝２．２とした場合の４ｄＢ帯域幅から５ＭＨｚ以内に収めるための範囲である。
【００４４】
これらのことから、望ましい条件は、以下の式４から式６で表される範囲となる。尚、ｆ0［ＧＨｚ］は中心周波数を示し、Ｒ［Ω］は公称インピーダンスを示す。
１（ＣopＣos）0≦ＣopＣos≦３．１（ＣopＣos）0 …（式４）
１．３（ＣopＣos）0≦ＣopＣos≦３．１（ＣopＣos）0 …（式５）
１．６（ＣopＣos）0≦ＣopＣos≦２．９（ＣopＣos）0 …（式６）
【００４５】
この際、（ＣopＣos）0＝１／（ω0 2Ｒ2）とすると、上記の式４から式６は以下の式７から式９に置き換えることができる。
１×１０6≦ω0 2Ｒ2ＣopＣos≦３．１×１０6 （但し，ω0＝２πｆ0） …（式７）
１．３×１０6≦ω0 2Ｒ2ＣopＣos≦３．１×１０6 （但し，ω0＝２πｆ0） …（式８）
１．６×１０6≦ω0 2Ｒ2ＣopＣos≦２．９×１０6 （但し，ω0＝２πｆ0） …（式９）
【００４６】
ここで、静電容量をＣ［ｐＦ］とする共振器は次の式１０及び式１１によって開口長さＬ［μｍ］及び対数Ｎを求めることで設計できる。この詳細は、「ＳＡＷ共振器を用いた低損失帯域フィルタ」（佐藤良夫他、電子情報通信学会論文誌Ａ，Ｖｏｌ．Ｊ７６−Ａ，Ｎｏ．２，ｐｐ２４５−２５２（１９９３年２月））で開示されている。
Ｃ＝２Ｃ00１Ｎ ，１＝Ｌ／１００ …（式１０）
Ｃ00＝２×１０-2［ｐＦ／１００μｍ］ …（式１１）
【００４７】
以上のことから、並列共振器の静電容量Ｃopと直列共振器の静電容量Ｃosとの積ＣopＣosが上述した式７又は式８、より好ましくは式９に示す条件を満たすように設計することで、チップの大型化を防止しつつ、インピーダンス整合を向上させ、ラダー型ＳＡＷフィルタの浮遊静電容量による影響を低減させることが可能となる。
【００４８】
・具体例
次に、上述した構成を有するフィルタ装置３０を具体的に設計した場合について、図面を用いて詳細に説明する。尚、以下の説明ではラダー型ＳＡＷフィルタ１０の中心周波数ｆ0を５．２５ＧＨｚとした。
【００４９】
まず、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０を作製するにあたり、本実施形態では、基板１１に４２°Ｙカット−Ｘ伝播タンタル酸リチウム結晶基板を用いた。また、この基板１１上に１％銅を添付したアルミニウムをスパッタで７３ｎｍの膜厚で成膜した後、フォトリソとＲＩＥとでＩＤＴ１２，反射電極１３，配線部１４及び電極パッド部１５をパターニングした。次に、パターニングされた基板１１をダイシングした後、作製されたラダー型ＳＡＷフィルタ１０のチップをセラミックス製（ここではアルミニウム・窒素：アルミナ製）の外形３ｍｍ×３ｍｍパッケージに搭載し、ボンディングワイヤ２１によりワイヤボンディングした。
【００５０】
この際、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０は静電容量Ｃopの並列共振器と静電容量Ｃosの直列共振器とが４段の梯子型に接続された構成とした。また、直列共振器Ｓと並列共振器Ｐとの静電容量の積ＣopＣosは整合条件の理論式より得られる値（ＣopＣos）0の２倍とし、静電容量の比Ｃop／Ｃosは０．５とした。つまり、Ｃopが０．６１ｐＦとなり、Ｃosが１．２１ｐＦとなるように、各直列共振器Ｓ及び並列共振器Ｐの開口長と対数とを決定した。具体的には、並列共振器Ｐが電極周期０．７３４３μｍ，開口長２０μｍ，対数７６であり、直列共振器Ｓが電極周期０．７０１μｍ，開口長１０μｍ，対数３０３である。また、梯子型構造における中央では隣接する並列共振器Ｐを１つにまとめ、その静電容量を１つの並列共振器の２倍にした。即ち、開口長２０μｍ，対数１５２である。
【００５１】
以上のように構成したラダー型ＳＡＷフィルタ１０における並列共振器Ｐ及び直列共振器Ｓの静電容量Ｃop，Ｃosを図１１に示す。また、比較例として、従来の設計によるラダー型ＳＡＷフィルタを構成する並列共振器Ｐ及び直列共振器Ｓの静電容量Ｃop，Ｃosも図１１に示す。尚、この比較例は、ＣopＣosを（ＣopＣos）0の１．２倍としたものであり、並列共振器Ｐが電極周期０．７７１μｍ，開口長２０μｍ，対数５９であり、直列共振器が電極周期０．７３７５μｍ，開口長１０μｍ，対数２３５である。
【００５２】
図１１を参照すると明らかなように、本実施形態によるラダー型ＳＡＷフィルタ１０の静電容量の積ＣopＣosは、比較例の静電容量の積ＣopＣosと比べて大きくなっている。これにより、浮遊静電容量の影響が低減される。
【００５３】
また、本実施形態によるラダー型ＳＡＷフィルタ１０をパッケージ２０に実装したフィルタ装置３０のフィルタ特性を図１２に示す。また、比較例によるラダー型ＳＡＷフィルタをパッケージ２０に実装したフィルタ装置のフィルタ特性も図１２に破線で示す。図１２を参照すると明らかなように、本実施形態によるフィルタ装置３０のフィルタ特性の方が、比較例よりも広帯域で且つ帯域外抑制も大きい。尚、図１２における−１〜−６ｄＢの範囲の拡大図を図１３に示す。また、図１３における４ｄＢ帯域幅を図１４に示す。図１４を参照すると明らかなように、比較例の４ｄＢ帯域幅が２３０ＭＨｚであるのに対し、本実施形態は３００ＭＨｚであり、明らかに広帯域となっている。即ち、本実施形態によるラダー型ＳＡＷフィルタ１０のインピーダンス整合が改善されたことが分かる。
【００５４】
〔第２の実施形態〕
次に、第１の実施形態において、ボンディングワイヤ２１の長さを最適化し、そのインダクタンスによりパッケージ２０の浮遊静電容量による影響を軽減するように構成した本発明の実施の形態を、第２の実施形態として図面を用いて詳細に説明する。尚、本実施形態によるラダー型ＳＡＷフィルタ１０及びパッケージ２０は、第１の実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００５５】
図１５は、ボンディングワイヤ２１のインダクタンスを０．５ｎＨ，１ｎＨ，１．５ｎＨとした場合の各サンプルのシミュレーション結果である。尚、図１５において、左側のグラフは各サンプル（フィルタ装置）のフィルタ特性を示し、右側のグラフはスミスチャートを示す。また、図１５（ａ）はボンディングワイヤ２１のインダクタンスを０．５ｎＨとしたサンプルのシミュレーション結果であり、図１５（ｂ）はボンディングワイヤ２１のインダクタンスを１ｎＨとしたサンプルのシミュレーション結果であり、図１５（ｃ）はボンディングワイヤ２１のインダクタンスを１．５ｎＨとしたサンプルのシミュレーション結果である。更に、図１５のシミュレーションに用いた各サンプルに対応するフィルタ特性の比較を図１６に示す。
【００５６】
図１５を参照すると明らかなように、ボンディングワイヤ２１のインダクタンスＬｉを１ｎＨとして設計したときに（図１５（ｂ）及び図１６（ｂ）参照）、インピーダンス整合がよい。また、図１６からも明らかなように、同条件で設計した場合に通過帯域での挿入損失が最も低く、帯域幅が最も広くなる。
【００５７】
・具体例
次に、上述した構成を有するフィルタ装置３０を具体的に設計した場合について、図面を用いて詳細に説明する。尚、以下の説明でもラダー型ＳＡＷフィルタ１０の中心周波数ｆ0を５．２５ＧＨｚとしている。
【００５８】
ここでは、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０とパッケージ２０とを１本から３本の何れかのボンディングワイヤ２１で接続した場合について、それぞれのフィルタ特性及びＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）を比較し、検証する。
【００５９】
この際、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０には第１の実施形態で示した具体的構成を用い、パッケージ２０には外形３ｍｍ×３ｍｍのアルミナ（アルミニウム・窒素）製容器を用いる。また、各ボンディングワイヤ２１には、長さ１．２ｍｍで直径３０μｍのアルミニウム製ワイヤを用いる。
【００６０】
このように構成した場合の各サンプルのフィルタ特性及びＶＳＷＲを図１７に示す。尚、図１７において、上段のグラフは各サンプル（フィルタ装置）のフィルタ特性を示し、中段のグラフはスミスチャートを示し、下段のグラフはＶＳＷＲを示す。また、図１７（ａ）は１本のボンディングワイヤ２１を使用したサンプルに対するシミュレーション結果であり、この際のインダクタンスは０．２５ｎＨである。また、図１７（ｂ）は２本のボンディングワイヤ２１を使用したサンプルに対するシミュレーション結果であり、この際のインダクタンスは０．４ｎＨである。更に、図１７（ｃ）は３本のボンディングワイヤ２１を使用したサンプルに対するシミュレーション結果であり、この際のインダクタンスは０．８ｎＨである。更に、図１７におけるインダクタンスに対するＶＳＷＲを図１８に示す。
【００６１】
図１７及び図１８を参照すると明らかなように、ボンディングワイヤ２１の本数を増やすことにより、この部分によるインダクタンスが小さくなり、インピーダンス整合が悪化する。この結果、通過帯域内の損失とＶＳＷＲが大きくなる。従って、本実施形態では、ＶＳＷＲを２以下に抑えるために、ボンディングワイヤ２１を２本以下、より好ましくは１本にすることがよい。これにより、浮遊静電容量の影響を軽減することが可能となる。
【００６２】
このことから、満足するインピーダンス整合を達成し得るためには、ボンディングワイヤ２１のインダクタンスＬｉを以下の式１２で示す範囲を満足するように設計すれば良いことが読み取れる。尚、インダクタンスＬｉの式１２における上限は、効果的な値の上限であり、これ以上とした場合でもその効果はあまり得られない。
０．７≦Ｌｉ≦１．３ …（式１２）
【００６３】
ここで、通常使用されるボンディングワイヤ２１の材料は１ｍｍ当たり略０．８５ｎＨのインダクタンスを持つ。従って、上記の式１２を満足するためには、ボンディングワイヤ２１の長さＬｎ［ｍｍ］が以下の式１３を満足するように設計すればよい。
０．８≦Ｌｎ≦１．５ …（式１３）
【００６４】
以上のことから、ボンディングワイヤ２１の長さが上述した式１３に示す条件を満足するように設計することで、インピーダンスの整合性が向上し、ラダー型ＳＡＷフィルタの浮遊静電容量の影響を低減させることが可能となる。
【００６５】
〔第３の実施形態〕
また、上記の第１の実施形態では、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０をフェイスアップ状態でパッケージ２０に収容し、これらをボンディングワイヤ２１で接続した場合について説明したが、本発明はこれに限定されず、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０をパッケージ２０にフェイスダウン状態でフリップチップ実装してもよい。以下、この場合を第３の実施形態として図面を用いて詳細に説明する。
【００６６】
図１９は、本実施形態によるフィルタ装置５０の構成を示す断面図である。尚、フィルタ装置５０を構成するラダー型ＳＡＷフィルタ１０は、第１の実施形態と同様のものを用いる（図５参照）。
【００６７】
図１９に示すように、本実施形態においてラダー型ＳＡＷフィルタ１０は、フェイスダウン状態でパッケージ４０に収容される。この際、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０の電極パッド部１５とパッケージ４０の電極パッド部２５とは、ＡｕやＡｌや半田等の金属のバンプ４１により接続される。
【００６８】
以上の構成において、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０の各共振器（直列／並列）の静電容量を式２に示す条件を満足するように設計することで、第１の実施形態と同様に、浮遊静電容量の影響を低減させることが可能となる。
【００６９】
また、本実施形態は、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０をフリップチップ実装する第２の実施形態にも適用することが可能である。即ち、パッケージ４０に設けられた配線部４４を上記の式１２（式１３）の条件を満たすマイクロストリップラインで構成することで、インピーダンスの整合性が向上し、ラダー型ＳＡＷフィルタの浮遊静電容量の影響を低減させることが可能となる。尚、このようなマイクロストリップラインの構成例を図２０に示す。
【００７０】
図２０に示すように、本実施形態によるパッケージ４０は、マイクロストリップラインで形成された配線部４４と電極パッド部２５と外部配線パッド部２６とを有して構成されている。この構成において、配線部４４は、上述のように、マイクロストリップライン構造を有している。また、電極パッド部２５と電極パッド部１５とは上述のようにバンプ４１が形成され、お互いに接続される。
【００７１】
以上のように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、インピーダンス整合を向上させ、ラダー型ＳＡＷフィルタの浮遊静電容量による影響を低減させることが可能となる。
【００７２】
〔第４の実施形態〕
また、上述した第１の実施形態から第３の実施形態において、各ラダー型ＳＡＷフィルタ１０の少なくともＩＤＴ１２、好ましくは導電層全体は、図２１に示すように、ＳｉＯ2膜等の誘電体膜６１により被覆されていてもよい。これにより、ダイシング工程での切削水や大気中の水分によりＩＤＴ１２が腐食することを防止することができる。
【００７３】
〔他の実施形態〕
以上、説明した実施形態は本発明の好適な一実施形態にすぎず、本発明はその趣旨を逸脱しない限り種々変形して実施可能である。
【００７４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、５ＧＨｚ帯に対応した弾性表面波フィルタ及びフィルタ装置であって、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量が低減された弾性表面波フィルタ及びフィルタ装置を提供することを目的とする。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術においてフィルタ特性の中心周波数ｆ0を５．２５ＧＨｚとした場合に式２で示した整合条件を満たすＣopとＣosとの範囲を示すグラフである。
【図２】ＣopとＣosとが図１の斜線部で示される範囲に入るように並列ＳＡＷ共振器及び直列ＳＡＷ共振器の開口長及び対数を設計して作製したラダー型ＳＡＷフィルタのフィルタ特性を示すグラフである。
【図３】図２に示すフィルタ特性を示すラダー型ＳＡＷフィルタの等価回路を示す図である。
【図４】従来技術においてフィルタ特性の中心周波数ｆ0を１．９ＧＨｚとした場合に式２で示した整合条件を満たすＣopとＣosとの範囲を示すグラフである。
【図５】本発明の第１の実施形態によるラダー型弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ１０の構造を示す上面図である。
【図６】図５に示すラダー型ＳＡＷフィルタ１０をパッケージ２０に実装して構成されたフィルタ装置３０のＳＡＷ伝播方向に沿った断面を示す図である。
【図７】図６に示すフィルタ装置３０の等価回路を示す図である。
【図８】フィルタ装置３０に関して行ったシミュレーション結果を示すグラフである。
【図９】図８のシミュレーションに用いた各サンプルに対応するフィルタ特性を比較をするためのグラフである。
【図１０】本発明の第１の実施形態においてＣopＣos／（ＣopＣos）0を０．７から３．１まで変化させた場合のフィルタ特性における４ｄＢ帯域幅を示すグラフである。
【図１１】本発明の第１の実施形態による具体例のように構成したラダー型ＳＡＷフィルタ１０における並列共振器Ｐ及び直列共振器Ｓの静電容量Ｃop，Ｃosを示すグラフである。
【図１２】本発明の第１の実施形態による具体例のように構成したラダー型ＳＡＷフィルタ１０をパッケージ２０に実装したフィルタ装置３０のフィルタ特性を示すグラフである。
【図１３】図１２における−１〜−６ｄＢの範囲の拡大図である。
【図１４】図１３における４ｄＢ帯域幅に着目したグラフである。
【図１５】本発明の第２の実施形態においてボンディングワイヤ２１のインダクタンスを０．５ｎＨ，１ｎＨ，１．５ｎＨとした場合の各サンプルのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１６】図１５のシミュレーションに用いた各サンプルに対応するフィルタ特性を比較するためのグラフである。
【図１７】本発明の第２の実施形態による具体例のように構成した場合の各サンプルのフィルタ特性及びＶＳＷＲを示すグラフである。
【図１８】図１７におけるインダクタンスに対するＶＳＷＲを示すグラフである。
【図１９】本発明の第３の実施形態によるフィルタ装置５０の構成を示す断面図である。
【図２０】本発明の第３の実施形態によるマイクロストリップラインの構成例を示す図である。
【図２１】本発明の第４の実施形態によるフィルタ装置６０のＳＡＷ伝播方向に沿った断面を示す図である。
【符号の説明】
１０ ラダー型ＳＡＷフィルタ
１１ 基板
１２ ＩＤＴ
１３ 反射電極
１４、２４、４４ 配線部
１５、２５ 電極パッド部
２０、４０ パッケージ
２１ ボンディングワイヤ
２６ 外部配線パッド部
３０、５０、６０ フィルタ装置
４１ バンプ
６１ 誘電体膜
Ｐ，Ｐ１、Ｐ２３、Ｐ４ 並列共振器
Ｓ、Ｓ１２、Ｓ３４ 直列共振器
【発明の属する技術分野】
本発明は、弾性表面波フィルタ及びフィルタ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
現行の携帯電話機や無線ＬＡＮ（Ｌｏｃａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）システムには８００ＭＨｚ帯や１．９ＧＨｚ帯、２．４ＧＨｚ帯などの周波数が利用されているが、情報量の増大や高速通信の需要により５ＧＨｚ帯などの高周波帯に移行しつつある。これに伴い、５ＧＨｚ以上の周波数帯で動作する帯域通過フィルタが求められている。
【０００３】
このような中、弾性表面波（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ：ＳＡＷ）フィルタは、その急峻なカットオフ特性と、小型軽量・安価の特徴から、携帯電話機などの移動体通信機器のＲＦ帯フィルタ、ＩＦ帯フィルタとして欠かせない存在になっている。
【０００４】
ＳＡＷフィルタは、タンタル酸リチウム結晶などの圧電性基板上に電極としてアルミニウムなどの薄膜を櫛形に加工して作製される。また、作製した基板をチップ状に切断した後、数ｍｍ角の大きさのセラミックパッケージに搭載し、ボンディングワイヤ等により電気的に接続された構成を有する。
【０００５】
一般的に携帯電話機用フィルタに要求される低損失・広帯域で急峻な通過特性を得る手段の１つとして、櫛形電極で構成したＳＡＷ共振器を梯子型に接続したラダー型ＳＡＷフィルタが知られている。これは他の方式のＳＡＷフィルタに比べて損失の点で高周波化に適していると言われている（例えば、以下に示す非特許文献１参照）。
【０００６】
ラガー型ＳＡＷフィルタでは、梯子型に接続した並列ＳＡＷ共振器及び直列ＳＡＷ共振器の開口長及び対数を変えて静電容量を調整することで、入出力インピーダンスを外部回路のそれと整合させることができる。このような、インピーダンス整合のためのＳＡＷ共振器の静電容量調整方法としては、以下に示す特許文献１に開示されている。即ち、中心周波数をｆ0，並列共振器の静電容量をＣop，直列共振器の静電容量をＣos，公称インピーダンスをＲとしたとき、定Ｋ型フィルタの条件及び中心周波数近傍では並列共振器の共振周波数と直列共振器の反共振周波数とが略等しいことなどから、以下の式１が理論的整合条件となる。尚、移動無線のＲＦ部の帯域通過フィルタなどにおける公称インピーダンスＲは通常５０Ωである。
１／（ω0 2ＣopＣos）＝Ｒ2 ，ω0＝２πｆ0 …（式１）
【０００７】
更に、ラダー型ＳＡＷフィルタの実測された入出力インピーダンスから求められる最適な整合条件は、以下の式２で与えられる。尚、並列共振器の静電容量Ｃopの中心は、以下の式３で与えられる。
−０．２８Ｃos＋３４４８／ｆ0−７４６／ｆ0≦Ｃop≦−０．２８Ｃos＋３４４８／ｆ0＋７４６／ｆ0 …（式２）
Ｃop＝−０．２８Ｃos＋３４４８／ｆ0 …（式３）
【０００８】
ここで、フィルタ特性の中心周波数ｆ0を５．２５ＧＨｚとした場合において、上記の式２で示した整合条件を満たすＣopとＣosとの範囲を図１に示す。また、ＣopとＣosとが図１の斜線部で示される範囲に入るように並列ＳＡＷ共振器及び直列ＳＡＷ共振器の開口長及び対数を設計して作製したラダー型ＳＡＷフィルタのフィルタ特性を図２に示す。尚、この例では、電極膜にアルミニウム（Ａｌ）−１％銅（Ｃｕ）を使用した。また、このラダー型ＳＡＷフィルタの等価回路を図３に示す。尚、図３において、Ｓは直列ＳＡＷ共振器を示し、Ｐは並列ＳＡＷ共振器を示す。
【０００９】
図２を参照すると明らかなように、このラダー型ＳＡＷフィルタのフィルタ特性における中心周波数は５．２ＧＨｚであり、４ｄＢ帯域幅は２３０ＭＨｚ，最小挿入損失は２ｄＢであった。尚、この詳細については、以下に挙げる非特許文献２に示されている。
【００１０】
また、上記とは別に、フィルタ特性の中心周波数ｆ0を１．９ＧＨｚとした場合において、上記の式２で示した整合条件を満たすＣopとＣosとの範囲を図４に示す。尚、このラダー型ＳＡＷフィルタの等価回路は図３と同様である。
【００１１】
以上から分かるように、フィルタの中心周波数ｆ0を高く設計するほど、ＳＡＷ共振器の静電容量を小さくしなければならない。例えば重要な設計パラメータの１つであるＣopとＣosとの比Ｃop／Ｃosの値を標準的な０．５とすると、図４に示すように，１．９ＧＨｚ帯フィルタではＣopが１〜１．５ｐＦ程度となり、Ｃosが２〜３ｐＦ程度となる。これに対して、５ＧＨｚ帯のＳＡＷフィルタでは、図１に示すように、Ｃopが０．３〜０．５ｐＦ程度となり、Ｃosが０．６〜１ｐＦ程度にまで小さくなる。
【００１２】
しかしながら、ＳＡＷ共振器の静電容量を小さくすると、ＳＡＷフィルタチップを搭載するセラミックパッケージにおける信号端子と接地端子との間に存在する浮遊静電容量（通常は０．４ｐＦ程度）や、ＳＡＷフィルタチップにおける信号電極と接地電極との間に存在する浮遊静電容量（通常は０．１ｐＦ程度）の影響が増大する。このため、インピーダンスの整合状態が悪化し、結果的にＳＡＷフィルタの挿入損失が悪化するという問題が引き起こされる。
【００１３】
このような浮遊静電容量を低減する手法として、以下に挙げる特許文献２には、パッケージ内部のメタライズ領域を最小限にすることで、メタライズ領域上に形成された電極膜との浮遊静電容量を低減する方法が開示されている。また、この他の手法として、以下に挙げる特許文献３には、圧電性基板上に信号電極と接地電極とを１０μｍ以上の距離をおいて形成することで、浮遊静電容量を低減する方法が開示されている。
【００１４】
【特許文献１】
特開平６−６９７５０号公報
【特許文献２】
特開平１１−２０５０８０号公報
【特許文献３】
特開平１０−１３１８３号公報
【非特許文献１】
「携帯電話用ＲＦ帯ＳＡＷフィルタ」佐藤良夫，伊形理， 電子情報通信学会誌，Ｖｏｌ．８４， Ｎｏ．１１， ｐｐ７８２−７８９（２００１年１１月）
【非特許文献２】
「５ＧＨｚ帯ラダー型ＳＡＷフィルタの開発」中谷忠司，西原時弘，宮下勉，佐藤良夫， ２００１年電子情報通信学会基礎・境界ソサイエティ大会ＳＡ−３−９， ｐ２８９（２００１年９月）
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、これらの手法によって低減される浮遊静電容量の値は小さく、上記した問題を解決するには不十分である。また、特許文献３が開示する手法では、電極間距離を離すほどチップが大型化してしまうと共に、配線長が増加してしまい、配線抵抗による損失が増大するという問題を有する。
【００１６】
本発明は係る問題に鑑みてなされたものであり、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量が低減された弾性表面波フィルタ及びフィルタ装置を提供することを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、本発明は、請求項１記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続された弾性表面波フィルタにおいて、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし、前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし、中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし、公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．３×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦３．１×１０６
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減された弾性表面波フィルタが実現される。
【００１９】
また、本発明は、請求項２記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続された弾性表面波フィルタにおいて、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし、前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし、中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし、公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．６×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦２．９×１０６
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減された弾性表面波フィルタが実現される。
【００２０】
また、請求項１又は２に記載した前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項４記載のように、前記静電容量Ｃｏｐと前記静電容量Ｃｏｓとの比Ｃｏｐ／Ｃｏｓが０．５であるように構成される。
【００２１】
また、請求項１から３の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、好ましくは請求項４記載のように、少なくとも前記直列共振器及び前記並列共振器を構成する櫛形電極が誘電体膜により被覆されているように構成される。これにより、ダイシング工程での切削水や大気中の水分により櫛形電極が腐食することを防止することができる。
【００２２】
また、請求項１から４の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項５記載のように、前記中心周波数ｆ０が５ＧＨｚ帯である構成を有する。
【００２３】
また、請求項１から５の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタは、例えば請求項６記載のように、前記直列共振器と前記並列共振器とが４段に接続されている構成を有する。
【００２５】
また、本発明は、請求項７記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．３×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦３．１×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにワイヤボンディング実装されており、前記パッケージの信号端子と前記弾性表面波フィルタの信号電極とが１本のボンディングワイヤで接続されており、前記ボンディングワイヤのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減されたフィルタ装置が実現される。
【００２６】
また、本発明は、請求項８記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．６×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦２．９×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにワイヤボンディング実装されており、前記パッケージの信号端子と前記弾性表面波フィルタの信号電極とが１本のボンディングワイヤで接続されており、前記ボンディングワイヤのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減されたフィルタ装置が実現される。
【００２８】
また、本発明は、請求項９記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．３×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦３．１×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにフリップチップ実装されており、前記パッケージの信号線がマイクロストリップラインからなっており、前記マイクロストリップラインのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減されたフィルタ装置が実現される。
【００２９】
また、本発明は、請求項１０記載のように、直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．６×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦２．９×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにフリップチップ実装されており、前記パッケージの信号線がマイクロストリップラインからなっており、前記マイクロストリップラインのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有する。更に、この式で与えられる設計範囲を満足するように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量がより低減されたフィルタ装置が実現される。
【００３０】
また、請求項７から１０の何れか１項に記載の前記フィルタ装置は、例えば請求項１１記載のように、前記静電容量Ｃｏｐと前記静電容量Ｃｏｓとの比Ｃｏｐ／Ｃｏｓが０．５であるように構成される。
【００３１】
また、請求項７から１１の何れか１項に記載の前記フィルタ装置は、請求項１２記載のように、少なくとも前記直列共振器及び前記並列共振器を構成する櫛形電極が誘電体膜により被覆されているように構成される。これにより、ダイシング工程での切削水や大気中の水分により櫛形電極が腐食することを防止することができる。
【００３２】
また、請求項７から１２の何れか１項に記載の前記フィルタ装置は、例えば請求項１３記載のように、前記中心周波数ｆ０が５ＧＨｚ帯である構成を有する。
【００３３】
また、請求項７から１３の何れか１項に記載の前記フィルタ装置は、例えば請求項１４記載のように、前記直列共振器と前記並列共振器とが４段に接続されている構成を有する。
【００３４】
また、請求項７から１４の何れか１項に記載の前記フィルタ装置は、例えば請求項１５記載のように、前記パッケージがセラミック製である構成を有する。
【００３５】
【発明の実施の形態】
〔第１の実施形態〕
以下、並列ＳＡＷ共振器（以下、単に並列共振器という）の静電容量Ｃopと直列ＳＡＷ共振器（以下、単に直列共振器という）の静電容量Ｃosとの積ＣopＣosを設計することで、浮遊静電容量の影響を低減させるように構成した本発明の実施の形態を、第１の実施形態として図面を用いて詳細に説明する。
【００３６】
図５は、本実施形態によるラダー型弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ１０の構造を示す上面図である。尚、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０は、４段の梯子型構造を有している。また、図６は、図５に示すラダー型ＳＡＷフィルタ１０をパッケージ２０に実装した場合の構成を示す断面図である。但し、図６は、図５におけるＳＡＷ伝播方向に沿った断面を示している。
【００３７】
図５に示すように、本実施形態で用いるラダー型ＳＡＷフィルタ１０は、直列共振器Ｓ（Ｓ１２，Ｓ３４）と並列共振器Ｐ（Ｐ１，Ｐ２３，Ｐ４）とがラダー型に接続されている。尚、直列共振器Ｓ１２，Ｓ３４は２つの直列共振器Ｓが１つにまとめられた構成を有している。また、並列共振器Ｐ２３は同じく２つの並列共振器Ｐが１つにまとめられた構成を有している。
【００３８】
この構成において、直列共振器Ｓ及び並列共振器Ｐは、基板１１上に形成された櫛形電極（インターディジタルトランスデューサ：ＩＤＴ）１２を有して成る共振器領域と、この共振器領域に関してＳＡＷ伝播方向の前後の基板１１上に形成された反射電極１３を有して成る反射器領域とを含んでなる。また、個々のＩＤＴ１２は、配線部１４を介して電極パッド部１５に接続されており、この電極パッド部１５を介してパッケージ２０の電極パッド部２５に接続される（図６参照）。尚、ＩＤＴ１２と反射電極１３と配線部１４と電極パッド部１５とは、同一の導電層で形成すると良い。
【００３９】
また、図６を参照すると、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０は、フェイスアップ状態でパッケージ２０に収納される。この際、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０の電極パッド部１５は、金（Ａｕ）や銅（Ｃｕ）やアルミニウム（Ａｌ）等のボンディングワイヤ２１（又はリボン等であってもよい）でパッケージ２０における電極パッド部２５に接続される。これにより、フィルタ装置３０が構成される。また、フィルタ装置３０の等価回路を図７に示す。尚、並列共振器Ｐ及び直列共振器の静電容量Ｃop及びＣosは、ＩＤＴ１２の電極指周期と開口長と電極指の対数とで決定される値である。
【００４０】
このように構成されたフィルタ装置３０に関し、パッケージ２０の浮遊静電容量とボンディングワイヤ２１のインダクタンスとラダー型ＳＡＷフィルタ１０のチップにおける浮遊静電容量とを考慮して行ったシミュレーション結果を図８に示す。尚、図８において、左側のグラフは各サンプル（フィルタ装置）のフィルタ特性を示し、右側のグラフはスミスチャートを示す。また、図８（ａ）は並列共振器Ｐと直列共振器Ｐとの静電容量の積ＣopＣosを上述した整合条件の式２から求められる値（ＣopＣos）0の０．６倍として設計したフィルタ装置３０のサンプルに対するシミュレーション結果を示し、図８（ｂ）はＣopＣosを同じく（ＣopＣos）0の１倍として設計したフィルタ装置３０のサンプルに対するシミュレーション結果を示し、図８（ｃ）はＣopＣosを同じく（ＣopＣos）0の２倍として設計したフィルタ装置３０のサンプルに対するシミュレーション結果を示し、図８（ｄ）はＣopＣosを同じく（ＣopＣos）0の２．７倍として設計したフィルタ装置３０のサンプルに対するシミュレーション結果を示す。更に、図８のシミュレーションに用いた各サンプルに対応するフィルタ特性の比較を図９に示す。
【００４１】
図８を参照すると明らかなように、並列共振器Ｐの静電容量Ｃopと直列共振器Ｓの静電容量Ｃosとの比Ｃop／Ｃosを０．５とした場合、静電容量Ｃop，Ｃosの積ＣopＣosの値を、上述した整合条件の式２から求められる値（ＣopＣos）0の２倍としたときに（図８（ｃ）及び図９（ｃ））、インピーダンス整合がよい。また、図９を参照すると、同条件で設計したときに、通過帯域での挿入損失が最も低く、帯域幅が最も良くなることが分かる。
【００４２】
更に、これをより詳細に検証した場合のグラフを図１０に示す。尚、図１０は、ＣopＣos／（ＣopＣos）0を０．７から３．１まで変化させた場合のフィルタ特性における４ｄＢ帯域幅を示すグラフである。図１０を参照すると明らかなように、ＣopＣos／（ＣopＣos）0を２．２とした場合に、最も４ｄＢ帯域幅が最も広い。これは、同条件で設計した場合にインピーダンス整合が最も良くなることを示している。
【００４３】
また、図１０を参照すると明らかなように、良好なインピーダンス整合を達成し得るためには、ＣopＣos／（ＣopＣos）0が１〜３．１の範囲を満足するように設計すればよい。これは４ｄＢ帯域幅を、ＣopＣos／（ＣopＣos）0＝２．２とした場合の４ｄＢ帯域幅から２０ＭＨｚ以内に収めるための範囲である。また、より好ましくは、ＣopＣos／（ＣopＣos）0が１．３〜３．１の範囲を満足するように設計すればよい。これは４ｄＢ帯域幅を、ＣopＣos／（ＣopＣos）0＝２．２とした場合の４ｄＢ帯域幅から１０ＭＨｚ以内に収めるための範囲である。更に、より好ましくは、ＣopＣos／（ＣopＣos）0が１．６〜２．９の範囲を満足するように設計すればよい。これは４ｄＢ帯域幅を、ＣopＣos／（ＣopＣos）0＝２．２とした場合の４ｄＢ帯域幅から５ＭＨｚ以内に収めるための範囲である。
【００４４】
これらのことから、望ましい条件は、以下の式４から式６で表される範囲となる。尚、ｆ0［ＧＨｚ］は中心周波数を示し、Ｒ［Ω］は公称インピーダンスを示す。
１（ＣopＣos）0≦ＣopＣos≦３．１（ＣopＣos）0 …（式４）
１．３（ＣopＣos）0≦ＣopＣos≦３．１（ＣopＣos）0 …（式５）
１．６（ＣopＣos）0≦ＣopＣos≦２．９（ＣopＣos）0 …（式６）
【００４５】
この際、（ＣopＣos）0＝１／（ω0 2Ｒ2）とすると、上記の式４から式６は以下の式７から式９に置き換えることができる。
１×１０6≦ω0 2Ｒ2ＣopＣos≦３．１×１０6 （但し，ω0＝２πｆ0） …（式７）
１．３×１０6≦ω0 2Ｒ2ＣopＣos≦３．１×１０6 （但し，ω0＝２πｆ0） …（式８）
１．６×１０6≦ω0 2Ｒ2ＣopＣos≦２．９×１０6 （但し，ω0＝２πｆ0） …（式９）
【００４６】
ここで、静電容量をＣ［ｐＦ］とする共振器は次の式１０及び式１１によって開口長さＬ［μｍ］及び対数Ｎを求めることで設計できる。この詳細は、「ＳＡＷ共振器を用いた低損失帯域フィルタ」（佐藤良夫他、電子情報通信学会論文誌Ａ，Ｖｏｌ．Ｊ７６−Ａ，Ｎｏ．２，ｐｐ２４５−２５２（１９９３年２月））で開示されている。
Ｃ＝２Ｃ00１Ｎ ，１＝Ｌ／１００ …（式１０）
Ｃ00＝２×１０-2［ｐＦ／１００μｍ］ …（式１１）
【００４７】
以上のことから、並列共振器の静電容量Ｃopと直列共振器の静電容量Ｃosとの積ＣopＣosが上述した式７又は式８、より好ましくは式９に示す条件を満たすように設計することで、チップの大型化を防止しつつ、インピーダンス整合を向上させ、ラダー型ＳＡＷフィルタの浮遊静電容量による影響を低減させることが可能となる。
【００４８】
・具体例
次に、上述した構成を有するフィルタ装置３０を具体的に設計した場合について、図面を用いて詳細に説明する。尚、以下の説明ではラダー型ＳＡＷフィルタ１０の中心周波数ｆ0を５．２５ＧＨｚとした。
【００４９】
まず、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０を作製するにあたり、本実施形態では、基板１１に４２°Ｙカット−Ｘ伝播タンタル酸リチウム結晶基板を用いた。また、この基板１１上に１％銅を添付したアルミニウムをスパッタで７３ｎｍの膜厚で成膜した後、フォトリソとＲＩＥとでＩＤＴ１２，反射電極１３，配線部１４及び電極パッド部１５をパターニングした。次に、パターニングされた基板１１をダイシングした後、作製されたラダー型ＳＡＷフィルタ１０のチップをセラミックス製（ここではアルミニウム・窒素：アルミナ製）の外形３ｍｍ×３ｍｍパッケージに搭載し、ボンディングワイヤ２１によりワイヤボンディングした。
【００５０】
この際、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０は静電容量Ｃopの並列共振器と静電容量Ｃosの直列共振器とが４段の梯子型に接続された構成とした。また、直列共振器Ｓと並列共振器Ｐとの静電容量の積ＣopＣosは整合条件の理論式より得られる値（ＣopＣos）0の２倍とし、静電容量の比Ｃop／Ｃosは０．５とした。つまり、Ｃopが０．６１ｐＦとなり、Ｃosが１．２１ｐＦとなるように、各直列共振器Ｓ及び並列共振器Ｐの開口長と対数とを決定した。具体的には、並列共振器Ｐが電極周期０．７３４３μｍ，開口長２０μｍ，対数７６であり、直列共振器Ｓが電極周期０．７０１μｍ，開口長１０μｍ，対数３０３である。また、梯子型構造における中央では隣接する並列共振器Ｐを１つにまとめ、その静電容量を１つの並列共振器の２倍にした。即ち、開口長２０μｍ，対数１５２である。
【００５１】
以上のように構成したラダー型ＳＡＷフィルタ１０における並列共振器Ｐ及び直列共振器Ｓの静電容量Ｃop，Ｃosを図１１に示す。また、比較例として、従来の設計によるラダー型ＳＡＷフィルタを構成する並列共振器Ｐ及び直列共振器Ｓの静電容量Ｃop，Ｃosも図１１に示す。尚、この比較例は、ＣopＣosを（ＣopＣos）0の１．２倍としたものであり、並列共振器Ｐが電極周期０．７７１μｍ，開口長２０μｍ，対数５９であり、直列共振器が電極周期０．７３７５μｍ，開口長１０μｍ，対数２３５である。
【００５２】
図１１を参照すると明らかなように、本実施形態によるラダー型ＳＡＷフィルタ１０の静電容量の積ＣopＣosは、比較例の静電容量の積ＣopＣosと比べて大きくなっている。これにより、浮遊静電容量の影響が低減される。
【００５３】
また、本実施形態によるラダー型ＳＡＷフィルタ１０をパッケージ２０に実装したフィルタ装置３０のフィルタ特性を図１２に示す。また、比較例によるラダー型ＳＡＷフィルタをパッケージ２０に実装したフィルタ装置のフィルタ特性も図１２に破線で示す。図１２を参照すると明らかなように、本実施形態によるフィルタ装置３０のフィルタ特性の方が、比較例よりも広帯域で且つ帯域外抑制も大きい。尚、図１２における−１〜−６ｄＢの範囲の拡大図を図１３に示す。また、図１３における４ｄＢ帯域幅を図１４に示す。図１４を参照すると明らかなように、比較例の４ｄＢ帯域幅が２３０ＭＨｚであるのに対し、本実施形態は３００ＭＨｚであり、明らかに広帯域となっている。即ち、本実施形態によるラダー型ＳＡＷフィルタ１０のインピーダンス整合が改善されたことが分かる。
【００５４】
〔第２の実施形態〕
次に、第１の実施形態において、ボンディングワイヤ２１の長さを最適化し、そのインダクタンスによりパッケージ２０の浮遊静電容量による影響を軽減するように構成した本発明の実施の形態を、第２の実施形態として図面を用いて詳細に説明する。尚、本実施形態によるラダー型ＳＡＷフィルタ１０及びパッケージ２０は、第１の実施形態と同様であるため、ここでは説明を省略する。
【００５５】
図１５は、ボンディングワイヤ２１のインダクタンスを０．５ｎＨ，１ｎＨ，１．５ｎＨとした場合の各サンプルのシミュレーション結果である。尚、図１５において、左側のグラフは各サンプル（フィルタ装置）のフィルタ特性を示し、右側のグラフはスミスチャートを示す。また、図１５（ａ）はボンディングワイヤ２１のインダクタンスを０．５ｎＨとしたサンプルのシミュレーション結果であり、図１５（ｂ）はボンディングワイヤ２１のインダクタンスを１ｎＨとしたサンプルのシミュレーション結果であり、図１５（ｃ）はボンディングワイヤ２１のインダクタンスを１．５ｎＨとしたサンプルのシミュレーション結果である。更に、図１５のシミュレーションに用いた各サンプルに対応するフィルタ特性の比較を図１６に示す。
【００５６】
図１５を参照すると明らかなように、ボンディングワイヤ２１のインダクタンスＬｉを１ｎＨとして設計したときに（図１５（ｂ）及び図１６（ｂ）参照）、インピーダンス整合がよい。また、図１６からも明らかなように、同条件で設計した場合に通過帯域での挿入損失が最も低く、帯域幅が最も広くなる。
【００５７】
・具体例
次に、上述した構成を有するフィルタ装置３０を具体的に設計した場合について、図面を用いて詳細に説明する。尚、以下の説明でもラダー型ＳＡＷフィルタ１０の中心周波数ｆ0を５．２５ＧＨｚとしている。
【００５８】
ここでは、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０とパッケージ２０とを１本から３本の何れかのボンディングワイヤ２１で接続した場合について、それぞれのフィルタ特性及びＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）を比較し、検証する。
【００５９】
この際、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０には第１の実施形態で示した具体的構成を用い、パッケージ２０には外形３ｍｍ×３ｍｍのアルミナ（アルミニウム・窒素）製容器を用いる。また、各ボンディングワイヤ２１には、長さ１．２ｍｍで直径３０μｍのアルミニウム製ワイヤを用いる。
【００６０】
このように構成した場合の各サンプルのフィルタ特性及びＶＳＷＲを図１７に示す。尚、図１７において、上段のグラフは各サンプル（フィルタ装置）のフィルタ特性を示し、中段のグラフはスミスチャートを示し、下段のグラフはＶＳＷＲを示す。また、図１７（ａ）は１本のボンディングワイヤ２１を使用したサンプルに対するシミュレーション結果であり、この際のインダクタンスは０．２５ｎＨである。また、図１７（ｂ）は２本のボンディングワイヤ２１を使用したサンプルに対するシミュレーション結果であり、この際のインダクタンスは０．４ｎＨである。更に、図１７（ｃ）は３本のボンディングワイヤ２１を使用したサンプルに対するシミュレーション結果であり、この際のインダクタンスは０．８ｎＨである。更に、図１７におけるインダクタンスに対するＶＳＷＲを図１８に示す。
【００６１】
図１７及び図１８を参照すると明らかなように、ボンディングワイヤ２１の本数を増やすことにより、この部分によるインダクタンスが小さくなり、インピーダンス整合が悪化する。この結果、通過帯域内の損失とＶＳＷＲが大きくなる。従って、本実施形態では、ＶＳＷＲを２以下に抑えるために、ボンディングワイヤ２１を２本以下、より好ましくは１本にすることがよい。これにより、浮遊静電容量の影響を軽減することが可能となる。
【００６２】
このことから、満足するインピーダンス整合を達成し得るためには、ボンディングワイヤ２１のインダクタンスＬｉを以下の式１２で示す範囲を満足するように設計すれば良いことが読み取れる。尚、インダクタンスＬｉの式１２における上限は、効果的な値の上限であり、これ以上とした場合でもその効果はあまり得られない。
０．７≦Ｌｉ≦１．３ …（式１２）
【００６３】
ここで、通常使用されるボンディングワイヤ２１の材料は１ｍｍ当たり略０．８５ｎＨのインダクタンスを持つ。従って、上記の式１２を満足するためには、ボンディングワイヤ２１の長さＬｎ［ｍｍ］が以下の式１３を満足するように設計すればよい。
０．８≦Ｌｎ≦１．５ …（式１３）
【００６４】
以上のことから、ボンディングワイヤ２１の長さが上述した式１３に示す条件を満足するように設計することで、インピーダンスの整合性が向上し、ラダー型ＳＡＷフィルタの浮遊静電容量の影響を低減させることが可能となる。
【００６５】
〔第３の実施形態〕
また、上記の第１の実施形態では、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０をフェイスアップ状態でパッケージ２０に収容し、これらをボンディングワイヤ２１で接続した場合について説明したが、本発明はこれに限定されず、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０をパッケージ２０にフェイスダウン状態でフリップチップ実装してもよい。以下、この場合を第３の実施形態として図面を用いて詳細に説明する。
【００６６】
図１９は、本実施形態によるフィルタ装置５０の構成を示す断面図である。尚、フィルタ装置５０を構成するラダー型ＳＡＷフィルタ１０は、第１の実施形態と同様のものを用いる（図５参照）。
【００６７】
図１９に示すように、本実施形態においてラダー型ＳＡＷフィルタ１０は、フェイスダウン状態でパッケージ４０に収容される。この際、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０の電極パッド部１５とパッケージ４０の電極パッド部２５とは、ＡｕやＡｌや半田等の金属のバンプ４１により接続される。
【００６８】
以上の構成において、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０の各共振器（直列／並列）の静電容量を式２に示す条件を満足するように設計することで、第１の実施形態と同様に、浮遊静電容量の影響を低減させることが可能となる。
【００６９】
また、本実施形態は、ラダー型ＳＡＷフィルタ１０をフリップチップ実装する第２の実施形態にも適用することが可能である。即ち、パッケージ４０に設けられた配線部４４を上記の式１２（式１３）の条件を満たすマイクロストリップラインで構成することで、インピーダンスの整合性が向上し、ラダー型ＳＡＷフィルタの浮遊静電容量の影響を低減させることが可能となる。尚、このようなマイクロストリップラインの構成例を図２０に示す。
【００７０】
図２０に示すように、本実施形態によるパッケージ４０は、マイクロストリップラインで形成された配線部４４と電極パッド部２５と外部配線パッド部２６とを有して構成されている。この構成において、配線部４４は、上述のように、マイクロストリップライン構造を有している。また、電極パッド部２５と電極パッド部１５とは上述のようにバンプ４１が形成され、お互いに接続される。
【００７１】
以上のように構成することで、チップの大型化を防止しつつ、インピーダンス整合を向上させ、ラダー型ＳＡＷフィルタの浮遊静電容量による影響を低減させることが可能となる。
【００７２】
〔第４の実施形態〕
また、上述した第１の実施形態から第３の実施形態において、各ラダー型ＳＡＷフィルタ１０の少なくともＩＤＴ１２、好ましくは導電層全体は、図２１に示すように、ＳｉＯ2膜等の誘電体膜６１により被覆されていてもよい。これにより、ダイシング工程での切削水や大気中の水分によりＩＤＴ１２が腐食することを防止することができる。
【００７３】
〔他の実施形態〕
以上、説明した実施形態は本発明の好適な一実施形態にすぎず、本発明はその趣旨を逸脱しない限り種々変形して実施可能である。
【００７４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、５ＧＨｚ帯に対応した弾性表面波フィルタ及びフィルタ装置であって、チップの大型化を防止しつつ、浮遊静電容量が低減された弾性表面波フィルタ及びフィルタ装置を提供することを目的とする。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来技術においてフィルタ特性の中心周波数ｆ0を５．２５ＧＨｚとした場合に式２で示した整合条件を満たすＣopとＣosとの範囲を示すグラフである。
【図２】ＣopとＣosとが図１の斜線部で示される範囲に入るように並列ＳＡＷ共振器及び直列ＳＡＷ共振器の開口長及び対数を設計して作製したラダー型ＳＡＷフィルタのフィルタ特性を示すグラフである。
【図３】図２に示すフィルタ特性を示すラダー型ＳＡＷフィルタの等価回路を示す図である。
【図４】従来技術においてフィルタ特性の中心周波数ｆ0を１．９ＧＨｚとした場合に式２で示した整合条件を満たすＣopとＣosとの範囲を示すグラフである。
【図５】本発明の第１の実施形態によるラダー型弾性表面波（ＳＡＷ）フィルタ１０の構造を示す上面図である。
【図６】図５に示すラダー型ＳＡＷフィルタ１０をパッケージ２０に実装して構成されたフィルタ装置３０のＳＡＷ伝播方向に沿った断面を示す図である。
【図７】図６に示すフィルタ装置３０の等価回路を示す図である。
【図８】フィルタ装置３０に関して行ったシミュレーション結果を示すグラフである。
【図９】図８のシミュレーションに用いた各サンプルに対応するフィルタ特性を比較をするためのグラフである。
【図１０】本発明の第１の実施形態においてＣopＣos／（ＣopＣos）0を０．７から３．１まで変化させた場合のフィルタ特性における４ｄＢ帯域幅を示すグラフである。
【図１１】本発明の第１の実施形態による具体例のように構成したラダー型ＳＡＷフィルタ１０における並列共振器Ｐ及び直列共振器Ｓの静電容量Ｃop，Ｃosを示すグラフである。
【図１２】本発明の第１の実施形態による具体例のように構成したラダー型ＳＡＷフィルタ１０をパッケージ２０に実装したフィルタ装置３０のフィルタ特性を示すグラフである。
【図１３】図１２における−１〜−６ｄＢの範囲の拡大図である。
【図１４】図１３における４ｄＢ帯域幅に着目したグラフである。
【図１５】本発明の第２の実施形態においてボンディングワイヤ２１のインダクタンスを０．５ｎＨ，１ｎＨ，１．５ｎＨとした場合の各サンプルのシミュレーション結果を示すグラフである。
【図１６】図１５のシミュレーションに用いた各サンプルに対応するフィルタ特性を比較するためのグラフである。
【図１７】本発明の第２の実施形態による具体例のように構成した場合の各サンプルのフィルタ特性及びＶＳＷＲを示すグラフである。
【図１８】図１７におけるインダクタンスに対するＶＳＷＲを示すグラフである。
【図１９】本発明の第３の実施形態によるフィルタ装置５０の構成を示す断面図である。
【図２０】本発明の第３の実施形態によるマイクロストリップラインの構成例を示す図である。
【図２１】本発明の第４の実施形態によるフィルタ装置６０のＳＡＷ伝播方向に沿った断面を示す図である。
【符号の説明】
１０ ラダー型ＳＡＷフィルタ
１１ 基板
１２ ＩＤＴ
１３ 反射電極
１４、２４、４４ 配線部
１５、２５ 電極パッド部
２０、４０ パッケージ
２１ ボンディングワイヤ
２６ 外部配線パッド部
３０、５０、６０ フィルタ装置
４１ バンプ
６１ 誘電体膜
Ｐ，Ｐ１、Ｐ２３、Ｐ４ 並列共振器
Ｓ、Ｓ１２、Ｓ３４ 直列共振器
Claims (15)
- 直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続された弾性表面波フィルタにおいて、
前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし、前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし、中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし、公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．３×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦３．１×１０６
を満足する構成を有することを特徴とする弾性表面波フィルタ。 - 直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続された弾性表面波フィルタにおいて、
前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし、前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし、中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし、公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．６×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦２．９×１０６
を満足する構成を有することを特徴とする弾性表面波フィルタ。 - 前記静電容量Ｃｏｐと前記静電容量Ｃｏｓとの比Ｃｏｐ／Ｃｏｓが０．５であることを特徴とする請求項１又は２記載の弾性表面波フィルタ。
- 請求項１から３の何れか１項に記載の前記弾性表面波フィルタにおいて、
少なくとも前記直列共振器及び前記並列共振器を構成する櫛形電極が誘電体膜により被覆されていることを特徴とする弾性表面波フィルタ。 - 前記中心周波数ｆ０が５ＧＨｚ帯であることを特徴とする請求項１から４の何れか１項に記載の弾性表面波フィルタ。
- 前記直列共振器と前記並列共振器とが４段に接続されていることを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の弾性表面波フィルタ。
- 直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．３×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦３．１×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにワイヤボンディング実装されており、
前記パッケージの信号端子と前記弾性表面波フィルタの信号電極とが１本のボンディングワイヤで接続されており、
前記ボンディングワイヤのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有することを特徴とするフィルタ装置。 - 直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．６×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦２．９×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにワイヤボンディング実装されており、
前記パッケージの信号端子と前記弾性表面波フィルタの信号電極とが１本のボンディングワイヤで接続されており、
前記ボンディングワイヤのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有することを特徴とするフィルタ装置。 - 直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．３×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦３．１×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにフリップチップ実装されており、
前記パッケージの信号線がマイクロストリップラインからなっており、
前記マイクロストリップラインのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有することを特徴とするフィルタ装置。 - 直列共振器と並列共振器とが梯子型に接続され、前記並列共振器の静電容量をＣｏｐ（ｐＦ）とし，前記直列共振器の静電容量をＣｏｓ（ｐＦ）とし，中心周波数をｆ０ （ＧＨｚ）とし，公称インピーダンスをＲ（Ω）とした場合、以下の式
１．６×１０６≦４π２ｆ０ ２Ｒ２ＣｏｐＣｏｓ≦２．９×１０６
を満足する構成を有する弾性表面波フィルタが、パッケージにフリップチップ実装されており、
前記パッケージの信号線がマイクロストリップラインからなっており、
前記マイクロストリップラインのインダクタンスＬｉ（ｎＨ）が以下の式
０．８≦Ｌｉ≦１．５
を満足する構成を有することを特徴とするフィルタ装置。 - 前記静電容量Ｃｏｐと前記静電容量Ｃｏｓとの比Ｃｏｐ／Ｃｏｓが０．５であることを特徴とする請求項７から１０の何れか１項に記載のフィルタ装置。
- 請求項７から１１の何れか１項に記載の前記フィルタ装置において、
少なくとも前記直列共振器及び前記並列共振器を構成する櫛形電極が誘電体膜により被覆されていることを特徴とするフィルタ装置。 - 前記中心周波数ｆ０が５ＧＨｚ帯であることを特徴とする請求項７から１２の何れか１項に記載のフィルタ装置。
- 前記直列共振器と前記並列共振器とが４段に接続されていることを特徴とする請求項７から１３の何れか１項に記載のフィルタ装置。
- 前記パッケージはセラミック製であることを特徴とする請求項７から１４の何れか１項に記載のフィルタ装置。
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