JP3886748B2 - 復調装置、復調方法及び通信装置 - Google Patents
復調装置、復調方法及び通信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP3886748B2 JP3886748B2 JP2001228548A JP2001228548A JP3886748B2 JP 3886748 B2 JP3886748 B2 JP 3886748B2 JP 2001228548 A JP2001228548 A JP 2001228548A JP 2001228548 A JP2001228548 A JP 2001228548A JP 3886748 B2 JP3886748 B2 JP 3886748B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- channel
- common
- signal
- channel estimation
- amplitude
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Images
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ベースバンド信号を確実に復調することができる復調装置、復調方法及び通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＩＭＴ−２０００等の通信システムで用いられている符号分割多重（ＣＤＭＡ）通信では、複数の移動端末装置に異なる符号系列を割り当てることによって同じ帯域を共有することができるようになっている。
【０００３】
直接拡散方式（ＤＳ：Direct Spreading）のＣＤＭＡ通信では、例えば４相位相変調（ＱＰＳＫ：Quadri-Phase Shift Keying）等によるベースバンド信号に応じた一次変調成分を、チャネル毎に異なる拡散コード系列によって拡散する。この拡散に用いる拡散系列の数と拡散率、一時変調の多値数、スペクトル拡散された伝送信号の伝送速度から１チャネル当りの情報伝送速度が一意に決まる。
【０００４】
拡散符号系列の数、拡散率及び変調多値数は適宜変更することができるようになっており、伝送帯域内において、これらの値を変えることにより、異なる伝送速度の通信サービスを提供することができるようになっている。
【０００５】
このようなＣＤＭＡ通信において、多重化された信号を、複数のチャネルに対して同時に復調する技術として、例えば「"Zero Forcing and Minimum Mean-square-Error Equalization for Multicast Detection in Code-Division Multiple-Access Channels", Anja Klein, Ghassan Kawas Kaleh, Paul Walter Baier, IEEE TRANSACSION ON VHEICULAR TECHNOLOGY, VOL.45, No.2, MAY 1996, pp.276-287」に示されている結合検出（ＪＤ：Joint Detection）法が知られている。
【０００６】
このＪＤ法では、各ユーザの拡散符号系列とチャネルインパルスレスポンスを畳み込んだ系列を要素として配列したシステム行列Ａを求める。具体的には、ユーザｋの拡散コードをｃ（ｋ）、チャネルインパルスレスポンスをｈ（ｋ）とすると、ｈ（ｋ）＝｛ｈ１（ｋ），ｈ２（ｋ），…，ｈＷ（ｋ）｝Ｔ［ＸＴは行列Ｘの転置行列を示す。］、ｃ（ｋ）＝｛ｃ１（ｋ），ｃ２（ｋ），…，ｃＱ（ｋ）｝Ｔ、Ｋ＝１，２，…，Ｋ、Ｑ：拡散率、Ｗ：チャネルインパルス応答幅、Ｎ：各ユーザの復調シンボル集合数とすると、次のようなｂ（ｋ）が得られる。
【０００７】
ｂ（ｋ）＝（ｂ１（ｋ），ｂ２（ｋ），…，ｂＱ＋Ｗ−１（ｋ））Ｔ＝ｃ（ｋ）＊ｈ（ｋ）、ｋ＝１，２，…，Ｋ
この式を展開すると、図２６に示すような行列となる。
【０００８】
システム行列Ａは、この行列の要素を用いて、
Ａ＝（Ａｉｊ）、ｉ＝１，２，…，ＮＱ＋Ｗ−１、ｊ＝１，２，…，ＫＮ
ＡＱ（ｎ−１）＋ｌ，ｎ＋Ｎ（ｋ−１）＝ｂｌ（ｋ）｛ｋ＝１，２，…，Ｋ、ｎ＝１，２，…，Ｎ、ｌ＝１，２，…，Ｑ＋Ｗ−１｝、０｛ｋ、ｎ、ｌそれ以外｝で表される。
【０００９】
ここで、送信データシンボルをｄ、雑音をｎとすると、受信信号ｅは、このシステム行列Ａを用いて、ｅ＝Ａｄ＋ｎで示される。簡略化のために、ｅ＝Ａｄとすると、受信信号ｅは、図２７に示すような行列で表される。
【００１０】
この関係を用いると、送信データシンボルｄは、ｄ＝（ＡＨＡ）−１ＡＨｅ（ＺＦ）によって復調することができる。ここで、ＡＨは、システム行列Ａの複素共役転置行列である。
【００１１】
このため、このＪＤ法では、このシステム行列Ａに関する操作から、送信データシンボルｄを推定する。
【００１２】
また、自己の拡散符号とチャネル推定値（フェージングによる受信信号の位相及び振幅の変動の包絡線の推定結果）の畳み込み成分から遅延波成分による自己干渉をキャンセルして合成することにより、自局宛ての信号のみを増幅するための技術として、例えば「"DATA DETECTION ALGORITHMS SPECIALLY DESIGNED FOR THE DOWNLINK OF CDMA MOBILE RADIO SYSTEMS", Anja Klein, IEEE 47th Vehicular Technology Conference, pp.203-207, May 1997」、「"Low Cost MMSE-BLE_SD Algorithm for UTRA TDD Mode Downlink", ETSI STC SMEG Layer 1 Expert Group, Tdoc SMEG2 UMTS L1, Helsinki, Finland Sept. 1998」等に示されている単一ユーザ検出（ＳＵＤ：Single User Detection）法が知られている。
【００１３】
特に、下り回線では、各拡散コード間のチャネル推定値は同一なので、同一のチャネルインパルスレスポンスをＨ（ｈｌ）、拡散コード行列をＣ（ｃ（ｋ））とすると、これらと受信信号ｒの間には、ｒ＝ＨＣｄ＋ｎの関係がある。ここでＣｄ及びＨは、各々図２８及び図２９で示される行列である。
【００１４】
また、Ｈが各拡散コード間で同一であり、他の拡散コードとの直交性が高いために、このＳＵＤ法では、Ｃとして自己の信号のみを考え、ｄとして自己の信号のみ推定を行うようになっている。
【００１５】
さらに、このＳＵＤ法では、Ｃｄ＝（ＨＨＨ）−１ＨＨｒ（ＺＦ）なる関係があり、変調データシンボルｄは、ｄ＝ＣＨＣｄ＝ＣＨ（ＨＨＨ）−１ＨＨｒとして復調することができる。
【００１６】
また、自己の拡散コードのみを考え、マルチパス等による自己の遅延波を直接波に合成（最大比合成）して、受信感度を向上させるものとして、ＲＡＫＥ受信機が知られている。
【００１７】
ところで、ＣＤＭＡ通信では、受信しようとするチャネルを選択するために、拡散前の信号に、図３０に示すように、チャネル毎に異なるパイロットが付加されていたり、図６に示すように、ある瞬間に全てのチャネルで共通のパイロットが付加されている。このようなパイロットは、受信した拡散信号を逆拡散した出力から抽出することができる。
【００１８】
特に、ダウンリンク（無線）回線においては、拡散コードが異なる場合であっても特定の移動端末装置までの間の伝搬経路は同一であるため、異なる拡散コードのチャネルで、共通の固定パターンを各々のチャネルを示すためのパイロットとして用いる場合がある。
【００１９】
具体例として、例えば上述の図６に示す全ての拡散コードで共通のパイロットを用いるコモンパイロット配置（Common Pilot Allocation）、図７に示す１ユーザでコード多重がある場合に自己の拡散コード間について同一の共通したパイロットを割り当てる特定パイロット配置（UE Specific Pilot Allocation）等が知られている。
【００２０】
これらのような場合には、拡散コード間で共通の固定パターンがあるスロット（タイムスロット）を受信した場合に、共通の固定パターンを用いたチャネル推定値を求めている。
【００２１】
このようにチャネル推定値を求めた後、求めたチャネル推定値を用いて上述のＪＤ法、ＳＵＤ法、ＲＡＫＥ受信機によって復調を行う。上述のようなチャネルの推定結果を用いて復調を行うことにより、各チャネルの電力を求めて復調を行う場合に比較して復調処理の処理負荷を低減させることができる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、異なる拡散コード間で共通の固定パターンの電力は、各チャネルの電力と同一ではないため、このような固定パターンの電力に応じたチャネル推定値を用いて、例えば上述のＲＡＫＥ受信機による復調を行うと、図１７に示すように、復調後のシンボル（同図中の黒丸）の位置が変調基底点（同図中の白丸、ＱＰＳＫの場合には（±１±ｊ）／（２１／２））から外れてしまう。
【００２３】
ＲＡＫＥ受信機では、チャネル推定結果に応じた最大比合成を行っている。この最大比合成では、チャネル推定結果に応じて受信信号を単に実数倍しているだけであるので、合成後の復調後のシンボルは、変調基底点から外れてしまう。
【００２４】
しかし、このように、復調後のシンボルが変調基底点からずれた場合でも、シンボルの位相は変化せず、単に復調後のシンボルの振幅が変化するだけであるので、従来のように、一次変調としてＱＰＳＫを用いている場合には、復調後のシンボルが他の位相のシンボルとなることはなかった。
【００２５】
しかしながら、符号化効率を向上させようとして、一次変調にＱＡＭ（Quadrature Amplitude Moduration）を用いた場合には、復調後のシンボルの原点からの距離が変化してしまうと、図１８に示すように、正確な復調ができなくなくなってしまう。
【００２６】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、復調後のシンボルを変調基底点に戻すことができ、ベースバンド信号を確実に復調することができる復調装置、復調方法及び通信装置を提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上述の問題を解決するために、本発明に係る復調装置は、複数の直交する拡散コード系列によって多重化されたチャネルを有し，少なくとも一部のチャネルで共通のパイロット信号が各々のチャネルの拡散コード系列で拡散され，全てのチャネルで共通の所定のコード（固定コード）が拡散コード系列で拡散されている信号を受信する受信手段と、受信手段が受信した受信信号中の共通のパイロット信号を逆拡散する逆拡散手段と、逆拡散手段が逆拡散した共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行う共通チャネル推定手段と、チャネル推定手段の推定出力に応じて、チャネル毎に固定コードの振幅を求める振幅検出手段と、共通チャネル推定手段の推定出力と振幅検出手段によって求めたチャネル毎の固定コードの振幅に応じて、受信手段が受信した信号中のデータを復元する復元手段とを備えることを特徴とする。
【００２８】
復元手段によるデータの復元には、例えば逆拡散された受信信号の復調や、復調されたデータの復号等が含まれる。
【００２９】
また、本発明に係る他の復調装置は、複数の直交する拡散コード系列によって多重化されたチャネルを有し，少なくとも一部のチャネルで共通のパイロット信号が各々のチャネルの拡散コード系列で拡散され，チャネル毎に異なる所定のコード（固定コード）が拡散コード系列で拡散されている信号を受信する受信手段と、受信手段が受信した受信信号中の共通のパイロット信号を逆拡散する逆拡散手段と、逆拡散手段が逆拡散した共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行う共通チャネル推定手段と、チャネル推定手段の推定出力に応じて、チャネル毎に固定コードの振幅を求める振幅検出手段と、共通チャネル推定手段の推定出力と振幅検出手段によって求めたチャネル毎の固定コードの振幅に応じて、受信手段が受信した信号中のデータを復元する復元手段とを備えることを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】
本発明は、例えば基地局と移動端末装置との間で通信を行う移動体通信システム等に適用することができる。
【００３１】
（第１の実施形態）
（構成）
本発明の第１の実施形態に係る移動体通信システムは、例えば図１に示すように、直接拡散方式の符号分割多重通信（ＣＤＭＡ−ＤＳ）によって通信を行う基地局１０と移動端末装置２０とを備えている。
【００３２】
基地局１０は、所定の領域（セル）毎に設けられている。また、この基地局１０は、例えば有線電気通信網等のネットワーク（以下、単に有線電気通信網という）１に接続されている。この基地局１０は、セル内の移動端末装置２０に対して、有線電気通信網１に対するに対する中継あるいは移動端末装置２０間の通信等のサービスを提供する。
【００３３】
また、この移動体通信システムは、有線電気通信網１を介して各基地局１０に接続された通信管理装置２を備えている。特定の移動端末装置２０との通信を行う基地局１０は、この通信管理装置２による通信制御によって選択されるようになっている。
【００３４】
この移動体通信システムでは、基地局１０と移動端末装置２０の間の通信は、いわゆるＷ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）によって行われる。このＷ−ＣＤＭＡでは、同一の帯域を用いる複数のチャネル毎に、互いの直交性が高い異なる拡散符号を割り当て、各チャネル毎に割り当てられた拡散符号で送信信号を拡散させるようになっている。受信側では、送信側と同じ拡散符号を用いて受信信号を逆拡散して受信信号を再生する。
【００３５】
基地局１０は、例えば図２に示すように、有線電気通信網１に対する通信を行う通信インタフェース（Ｉ／Ｆ）１００と、移動端末装置２０に対する信号を送信するダウンリンク系１１０と、移動端末装置２０からの信号を受信するアップリンク系１２０とを備えている。
【００３６】
ダウンリンク系１１０は、通信Ｉ／Ｆ１００を介して受信したデータを所定の論理チャネル毎に分離する分離部１１１と、分離部１１１から供給されたデータに対して所定長毎の分割，パリティの付加，インターリービング等の処理を施して移動端末装置２０に送信するデータを構成するデータ構成部１１２と、構成されたデータによって例えば４相位相変調（ＱＰＳＫ：Quadri-Phase Shift Keying），直交位相変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Moduration）等によって変調（一次変調）を行う変調部１１３と、所定のチャネル毎に異なる拡散コードで変調出力を拡散させる拡散部１１４と、各論理チャネルの拡散部１１４の出力を合成する合成部１１５と、合成された信号に応じて拡散された全チャネルの信号に応じて送信アンテナ１１７を駆動する送信アンプ１１６とを備えている。
【００３７】
変調部１１３は、例えば別途検出される移動端末装置２０との間の無線通信回線のＱｏＳ等に適応させて、一次変調の方式等（ＱＡＭのシンボル数等）をさせるようになっている。この変調部１１３は、例えばＤＳＰによって構成することができ、ＱｏＳ等のパラメータに応じて適応的に変調方法を変更することができるようになっている。
【００３８】
ＱＡＭのシンボル数は、例えば図３に示すような１６値とすることができる。この場合、例えばＱｏＳが所定のレベル低下に低下した場合にＱＡＭのシンボル数を８値とし、ＱｏＳが所定のレベル以上に向上した場合にＱＡＭのシンボル数を例えば図４に示すような６４値とするように構成してもよい。なお、ＱＡＭのシンボル数はこれらの例に限られるものではなく、適宜変更することができる。
【００３９】
また、アップリンク系１２０は、受信アンテナ１２１を介して受信した信号を増幅する受信アンプ１２２と、受信信号をチャネル毎に分離する分離部１２３と、各拡散コード毎に逆拡散を行う逆拡散部１２４と、逆拡散出力に応じてチャネル推定を実行するチャネル推定部１２５と、チャネル推定部１２５のチャネル推定値に応じて逆拡散出力を復調する復調部１２６と、復調したデータから受信データを抽出するデータ抽出部１２７と、各データ抽出部１２７が抽出したデータを合成する合成部１２８とを備えている。
【００４０】
この実施形態では、上述の図２に示すように、送信アンテナ１１７とは別個に受信アンテナ１２１を設けた場合について説明したが、デュプレクサー，サーキュレータ等のデバイスを用いることにより，送信アンテナと受信アンテナを共用することができる。
【００４１】
また、移動端末装置２０は、例えば図５に示すように、音声信号の入出力あるいは送受信するデータの入出力を行う入出力Ｉ／Ｆ２００と、基地局１０に対する信号を送信するアップリンク系２１０と、基地局１０からの信号を受信するダウンリンク系２２０と、送受信アンテナ２３０と、送受信する信号を切り替えるデュプレクサ２４０とを備えている。
【００４２】
アップリンク系２１０は、入出力Ｉ／Ｆ２００から供給されたデータから送信するデータに対して所定長毎の分割，パリティの付加，インターリービング等の処理を施して基地局１０に送信するデータを構成するデータ構成部２１１と、構成された送信データに応じてＱＰＳＫ，ＱＡＭ等によって変調を行う変調部２１２と、変調出力を拡散させる拡散部２１３と、拡散出力に応じて送受信アンテナ２３０を駆動する送信アンプ２１４とを備えている。
【００４３】
ダウンリンク系２２０は、デュプレクサ２４０を介して供給される受信出力を増幅する受信アンプ２２１と、受信信号を逆拡散させる逆拡散部２２２と、逆拡散出力に応じてチャネル推定を実行するチャネル推定部２２３と、チャネル復調部２２３のチャネル復調出力に応じて逆拡散出力の復調を行う復調部２２４と、復調出力から受信データを抽出するデータ抽出部２２５とを備えている。
【００４４】
この移動体通信システムでは、例えば図６に示すように、基地局１０からの全てのチャネルに共通の所定のコード（固定パターン：ｍ（ｘ））を含むパイロット信号が所定間隔で送信されている。各々のチャネルのパイロット信号は、各々のチャネルに割り当てられた拡散コード（Ｃｏｄｅ １，Ｃｏｄｅ ２，…，Ｃｏｄｅ ｎ）で拡散されて送信されている。
【００４５】
あるいは、例えば図７に示すように、一部のチャネルで共通の固定パターン（ｍ（ｘ），…，ｍ（ｙ））を含むパイロット信号を送信したり、図８に示すように、全てのチャネルで同一の固定パターン（ｍ（ｃ））を各々のチャネルの拡散コード（Ｃｏｄｅ １，Ｃｏｄｅ ２，…，Ｃｏｄｅ ｎ）で拡散させて送信するようにしてもよい。
【００４６】
移動端末装置２０のダウンリンク系２２０では、受信した基地局１０からの送信信号の一部を各チャネル毎の拡散コードで逆拡散し、逆拡散した出力に対して、例えば相関器演算等による上述の固定パターンとの相関の演算を行ってチャネル推定を行い、例えば図９に示すようなチャネル推定の結果に応じて逆拡散された受信信号を復調するようになっている。
【００４７】
このダウンリンク系２２０における復調は、例えば上述の図９中の最大のピークに対応するタイミングで受信信号が存在するチャネルの若干のシンボル分について受信信号の逆拡散を行い、単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求め、求めた所定のシンボルの振幅（後述の個別のチャネル推定値）に応じて行うようになっている。
【００４８】
ところで、この移動体通信システムでは、上述のように符号分割多重化された個々のチャネルの信号は、例えば図１０（Ａ）に示すように、所定の時間毎のタイムスロット毎に分割されている。
【００４９】
基地局１０から移動端末装置２０に送信されるダウンリンクの信号のあるタイムスロット（例えばＤＰＣＨ：Dedicated Physical Channel）のフレームには、例えば同図（Ｂ）に示すように、ＴＦＣＩ（チャネルフォーマット）ビット，ＴＰＣ（パワーコントロール）ビット等の制御情報が含まれている。
【００５０】
また、他のタイムスロットのフレームには、例えば図１１に示すように、フレーム内に分割されて配置されたＴＦＣＩ（チャネルフォーマット）ビットが含まれている。
【００５１】
これらのＴＦＣＩビット，ＴＰＣビットは、予め所定の値（シンボル）とされているため、上述の単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求めるために用いることが適当である。
【００５２】
（動作）
上述のように構成された移動体通信システムでは、例えば図１２に示す手順によって受信処理（チャネル推定，復調）が実行される。
【００５３】
まず、基地局１０と移動端末装置２０の間の通信が開始される前に、予め所定の手順で決定された拡散コードが、基地局１０から移動端末装置２０に対するダウンリンク回線に対して割り当てられる。拡散部１１４は、各移動端末装置２０に割り当てた拡散コードに応じて、変調部１１３からの変調出力を拡散させる。拡散されたダウンリンクの送信信号は、送信アンプ１１６によって増幅され、送信アンテナ１１７を介して移動端末装置２０宛てに送信される。
【００５４】
各移動端末装置２０の送受信アンテナ２３０で受信され、受信アンプ２２１で増幅されたダウンリンクの送信信号は、逆拡散部２２２に供給される。逆拡散部２２２は、供給されたダウンリンクの送信信号を逆拡散させる。この際の拡散コードは、上述のように各チャネル毎に割り当てられた拡散コードである。
【００５５】
チャネル推定部２２３は、逆拡散された受信信号に応じて上述のようにチャネル推定を行ってチャネル推定値を復調部２２４に供給する（Ｓ１）。さらに、チャネル推定部２２３は、共通の固定パターン（例えば上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビット等）を逆拡散し（Ｓ２）、上述のように単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求め（Ｓ３）、復調部２２４に供給する。
【００５６】
さらに、チャネル推定部２２３は、各チャネル毎の個別のチャネル推定結果を求め、復調部２２４に供給する（Ｓ４〜Ｓ７）。
【００５７】
復調部２２４は供給されたチャネル推定値等に応じて、逆拡散された受信信号を復調する（Ｓ８）。データ抽出部２２５は復調出力から受信データを抽出し、例えば入出力Ｉ／Ｆ２００を介して出力する。
【００５８】
さらに、チャネル推定部２２３は、復調結果等に基づいて受信特性等を求め（Ｓ９）、基地局１０との間の通信の制御等に用いる。
【００５９】
・（チャネル推定）
上述のように、チャネル推定部２２３は、逆拡散された受信信号と固定パターンとの相関によってチャネルの推定を行う（上述の図１２中のＳ１）。このチャネルの推定結果は、例えば上述の図９に示すように、いくつかのタイミングでピークを有する。この中から、チャネル推定部２２３は、最大のピークに対応するタイミングで受信信号が存在するチャネルの若干のシンボル分について受信信号の逆拡散を行い（Ｓ２）、単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求める（Ｓ３）。
【００６０】
具体的には、チャネル推定値の最大のピークに対応するタイミングで受信信号が存在する全てのチャネルの、例えば上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビットに相当する期間の受信信号を逆拡散させ、これらのビットに相当する単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求める。
【００６１】
この際の、逆拡散は、スクランブリングコードと拡散コードを１つ又は複数のシンボル分を乗じたもので行ってもよいが、スクランブリングコードを解いてから逆拡散するようにしてもよい。
【００６２】
また、マルチパスの影響によって多少の劣化はあるものの、ダウンリンクのチャネルでは、各チャネルの拡散コードの直交性が高いため、上述のように求めた単位シンボル当たりの振幅の精度は高くなっている。
【００６３】
なお、逆拡散して振幅を求めるシンボル数は、１つでも複数でもよい。複数のシンボルについて振幅を求める場合には、複数のシンボルの振幅の平均を求めるようにしてもよい。
【００６４】
また、逆拡散してシンボル振幅を求める対象となる受信信号の期間は、上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビットに相当する期間等の当該チャネルの電力値に相当する振幅が分かるシンボルとする。
【００６５】
受信信号がＱＡＭで変調されている場合には、受信信号を逆拡散しても、得られたシンボル点が、どのシンボル点に相当するものかは解からない。しなしながら、通常のデータのフレームがＱＡＭで変調されている場合であっても、上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビット等の制御情報を含むフレームは、互換性維持等の観点から、ＱＰＳＫ等の従来の変調方法によって変調されている場合がある。
【００６６】
このような場合には、上述と同様の手順で、ＱＰＳＫで変調され拡散された制御信号を逆拡散することによって、単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求めることができる。
【００６７】
さらに、上述の図９に示すチャネル推定値の他のピークについても、上述と同様に、受信信号の単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求めるようにしてもよい。しかしながら、ダウンリンク回線は拡散コード毎に直交して多重化されているため、（移動端末装置２０が受信する）チャネル推定の時間軸上の遅延波のタイミングは全てのチャネルについて同じである。従って、各チャネルの単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅は、共通の固定パターンのシンボル振幅と各チャネルのシンボル振幅間のオフセットに応じて実数倍されたものである。
【００６８】
このため、例えば図１３に示すように、上述の図９中の共通の固定パターンによるチャネル推定値の最大のピークの振幅を１として正規化し（Ｓ５）、さらに、図１４に示すように、各チャネル毎のシンボル振幅値を乗じる（Ｓ６）ことにより、各々のピーク毎に逆拡散を行って振幅を求めた場合と同様の結果が得られる（Ｓ７）。
【００６９】
このようにして得られた各チャネル毎の個別のチャネル推定値を用いて、例えばＪＤ法、ＳＵＤ法、ＲＡＫＥ受信機等による復調を行う（Ｓ８）ことにより、復調後のシンボルを変調の基底点に復元することができる。これにより、変調部１１３における一次変調の変調方法として例えば上述のＱＡＭを用いている場合等にも確実にシンボルを復元することができる。なお、復調後のシンボルを変調の基底点に戻すことができるため、一次変調として他の変調方法（例えば上述のＱＰＳＫ等）を用いている場合であっても、復調の確実性の向上に寄与することができる。
【００７０】
・（復調）
上述のように求めたチャネル毎の個別のチャネル推定結果に応じた復調をＲＡＫＥ受信機等によるマルチパスの受信信号の合成によって行う場合には、例えば図１５に示す方法（マルチパス合成変調基底点化復調）を用いることができる。
【００７１】
この方法では、上述のように求めたチャネル毎の個別のチャネル推定結果（ｃｎ）の複素共役（ｃｎ ＊）を求め、この複素共役を個別のチャネル推定値の２乗（｜ｃｎ｜２）で割った値（複素数）を係数として各マルチパスの受信信号の拡散出力（ｃ１，ｃ２，…）に乗じ、各マルチパスの成分（ｄ１，ｄ２，…）を求める。このように求めた各マルチパスの成分を合成して復調出力ｄとする。
【００７２】
個々のマルチパスの成分は、上述のように複素共役を個別のチャネル推定値の２乗で割った値が係数として乗じられているため、変調基底点に戻っている。従って、これらの成分を合成した復調出力ｄも変調基底点に戻っている。
【００７３】
従来のＲＡＫＥ受信機を用いた復調では、例えば図１６に示すように、個々のマルチパスの成分にチャネル推定値の複素数をそのまま係数として乗じて求めた値を合成（最大比合成）していたため、フェージング等による位相の回転は補正されるものの振幅が保持されなかった。このように、従来のＲＡＫＥ受信機を用いた復調では、図１７，図１８に示すように振幅が変化してしまう。従来のように、一次変調としてＱＰＳＫ等の位相変調を用いていた場合には、図１７に示すように変調基底点から振幅方向にずれても位相成分によって復調を行うことができるために問題がなかった。しかしながら、この移動体通信システムのように、一次変調としてＱＡＭ等の振幅成分を必要とする変調方法を用いた場合には、図１８に示すように復調後のシンボル点が変調基底点からずれてしまうと、正確に復調することができなくなってしまう。
【００７４】
このため、ＱＡＭの場合には、例えば図１９（Ａ）に示すように変調基底点に戻す必要がある。このような必要性を充足するためには、例えば上述のように、例えばパイロット信号として上述のようなチャネル間で共有の固定コードが送信されている場合に、従来のように共通のチャネル推定値を用いるのではなく、各チャネル毎の受信信号電力（送信信号電力に伝送路におけるフェージング等による振幅の変化を加味した電力）に相当するシンボル幅を検出し、チャネル（拡散コード）毎のチャネル推定値を求める必要がある。
【００７５】
従って、この移動体通信システムのように、上述のような個別のチャネル推定値に応じて復調を行うことにより、図１９（Ｂ）に示すように、復調出力を変調基底点に戻すことができる。このため、ＱＡＭ等の振幅成分を必要とする変調方法であっても確実に復調することができる。
【００７６】
また、この移動体通信システムでは、上述のように、受信信号に、チャネル推定値の複素共役を個別のチャネル推定値の２乗で割った値を乗じて各マルチパスの成分を合成しているため、上述の図１９（Ｂ）等に示すように、受信信号の振幅が小さくなっている。しかしながら、受信信号に含まれるノイズ成分も小さくなっているため、ＳＮ比は変化させずに、復調後のシンボルを変調基底点に戻すことができる。
【００７７】
ところで、上述のように求めたチャネル推定値に応じた復調は、例えば図２０に示すような処理による上述のＲＡＫＥ受信機を用いた復調以外にも、例えば図２１に示すような処理によるＪＤ法、図２２に示すような処理によるＳＵＤ法等によっても実行することができる。
【００７８】
ところで、上述のような処理によって個別のチャネル推定値を用いて変調基底点に戻された復調後のシンボルとして、あるいは拡散コード毎に個別に求めた電力に相当する信号振幅値を変調基底点に乗じた値を参照シンボル点として、ユークリッド距離を求めることにより、受信特性を高精度に求めることができる。
【００７９】
求めることができる受信特性としては、例えばＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator），ＲＳＣＰ（Received Signal Code Power），ＩＳＣＰ（Interference Signal Code Power），ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio），Ｅｂ／Ｉｏ等がある。
【００８０】
これらの受信特性は、上述のようにチャネル毎に求めた個別のチャネル推定値によっても、固定パターンによる共通のチャネル推定値を用いた場合に比較して高精度に求めることができる。
【００８１】
ところで、必ずしも上述のように復調の段階において、上述のチャネル毎に求めた個別のチャネル推定値を用いて受信信号を変調基底点には戻さなくてもよい。具体的には、例えば図２３に示すように、誤り訂正あるいは硬判定による復号（変調出力から受信データを再生する処理）時に、個別のチャネル推定値（あるいはこれに対応する各チャネル毎の電力）に応じた誤り訂正又は復号を行う。
【００８２】
このような処理を行う場合には、まず、上述の図１２中のＳ１〜Ｓ３と同様に、共通の固定パターンによる共通のチャネル推定値，各チャネル毎の個別のチャネル推定値を求めた後、共通のチャネル推定値を用いて復調を行う（Ｓ１４）。
【００８３】
この復調においては、例えばＡｐを拡散コード間で共通の固定パターンの振幅、Ａｄをチャネルの送信振幅とし、複素フェージングチャネルをα、共通の固定パターンによる推定値をγとして、図２４（Ａ）に示す式に従って復調シンボルＺを求める。
【００８４】
この後、誤り訂正あるいは硬判定復号を行う際のメトリック（例えばユークリッド距離）を求める際に、個別のチャネル推定値に応じてチャネルの電力相当の振幅を含む値をメトリック参照点（ユークリッド距離の場合ではユークリッド参照点）として、誤り訂正あるいは硬判定復号を行う（Ｓ１５）。
【００８５】
この復号においては、例えば共通の固定パターンによって求めたチャネル推定値に応じた個別のチャネル毎の振幅を用いず、例えば図２４（Ｂ）に示す式に従って実際の装置側で個別のチャネル推定値に応じた振幅Ａｄ’を求め、この振幅Ａｄ’を復号時のメトリックとして復号値（ｄｊ）を求める復号を行う。
【００８６】
さらに、個別のチャネル推定値に応じてチャネルの電力相当の振幅を含む値をユークリッド参照点として受信特性の測定を行う（Ｓ１６）。
【００８７】
なお、上述の復号時（Ｓ１５）においてメトリックを求める際に、変調基底点に乗じる係数は、上述の図２４（Ｂ）に示すように、復調時の処理との兼ね合いで決定する。
【００８８】
ＱＡＭのように信号の振幅に情報を有する場合にも、復号時のメトリックとしてのユークリッド距離を正確に求めるためには、復調あるいは復号時において、上述のように各チャネル毎に個別に求めたチャネル推定値（あるいは各チャネル毎の電力）が必要である。このため、この移動体通信システムでは、上述のように、各チャネル毎に求めた個別のチャネル推定値等を用いて処理を行っている。
【００８９】
上述のように、各チャネル毎に個別のチャネル推定値等を用いて誤り訂正あるいは硬判定を行って復号を行うことにより、受信データの復号の確実性の向上に寄与することができる。
【００９０】
（第２の実施形態）
（構成）
本発明の第２の実施形態に係る移動体通信システムは、上述の図１に示す移動体通信システムと同様に構成されている。
【００９１】
上述の第１の実施形態では、基地局１０から移動端末装置２０に送信される各チャネルで用いられるパイロット信号は、上述の図６から図８に示すように、各チャネル毎に送信されていた。
【００９２】
これに加えて、この第２の実施形態の移動体通信システムでは、基地局１０から移動端末装置２０に対して、例えば図２５に示すように、各チャネル毎（各拡散コード毎）に固有の固定パターンを送信している。
【００９３】
また、この移動体通信システムでは、チャネル推定部２２３は、上述と同様に、全てのあるいは一部のチャネル間で共通のパターンによって共通のチャネル推定値を求める。
【００９４】
上述の第１の実施形態では、さらに、共通のチャネル推定結果に応じて、所定のシンボル分について受信信号を逆拡散し、単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅，これに応じた各チャネル個別のチャネル推定値を求めていた。第１の実施形態では、このための所定シンボルとして、例えば全てのチャネルのＴＦＣＩビット，ＴＰＣビット等を用いていた。
【００９５】
これに対し、この第２の実施形態では、上述のチャネル毎に固有の固定パターンを用いて、個別のチャネル推定値を求めるようになっている。このチャネル毎に固有の固定パターンは、上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビット等に比較してシンボルが長くなっている。
【００９６】
（動作）
上述のチャネル推定を行う際に、チャネル推定部２２３は、上述の第１の実施形態と同様に、逆拡散された受信信号と固定パターンとの相関によってチャネルの推定を行う。
【００９７】
このように共通のチャネル推定値を求めた後、チャネル推定部２２３は、上述の各チャネル毎に固有の固定パターンにについて受信信号の逆拡散を行い、単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求める。さらに、このようなシンボルの振幅を各チャネル毎に求めて、各チャネル毎に固有のチャネル推定値を求める。
【００９８】
このように、各チャネル毎に固有のチャネル推定値を求めると、チャネル推定部２２３は、この固有のチャネル推定値と上述のように求めた共通のチャネル推定値を復調部２２４に供給する。
【００９９】
これらのチャネル推定値が供給されると、復調部２２４は、上述の第１の実施形態と同様に、受信信号の復調を行う。
【０１００】
これにより、上述の第１の実施形態と同様に、復調後のシンボルを変調基底点に戻して復調を行うことができる。これにより、ベースバンド信号を確実に復調することができる。
【０１０１】
さらに、上述のように、チャネル毎に固有の固定パターンは、上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビット等に比較してシンボルが長いため、これを用いて各チャネル毎に個別のチャネル推定値を求めることにより、各チャネル毎に個別のチャネル推定値の精度を向上させることができる。
【０１０２】
このため、このような各チャネル毎に個別のチャネル推定値を用いて受信信号の復調を行うことにより、復調の精度を向上させることができる。従って、復調の確実性を向上させることができる。
【０１０３】
また、このような各チャネル毎に個別のチャネル推定値を用いて、上述の第１の実施形態と同様に、受信特性を求めることにより、受信特性の精度の向上に寄与することができる。
【０１０４】
あるいは、上述の第１の実施形態と同様に、各チャネル毎に個別のチャネル推定値等を用いて誤り訂正あるいは硬判定を行って復号を行うことにより、受信データの復号の確実性の向上に寄与することができる。
【０１０５】
なお、この第２の実施形態の説明では、各チャネル毎に固有のチャネル推定値を求めるために、上述の各チャネル毎に固有の固定パターンのみを用いた場合について説明したが、さらに、上述の第１の実施形態と同様の手順によって各チャネル毎に固有のチャネル推定値を求めるようにしてもよい。
【０１０６】
各々求めたチャネル毎に固有のチャネル推定値は、これらの平均を復調等に用いてもよいし、ＱｏＳ等の受信状況に応じていずれか一方のみを復調等に用いてもよい。
【０１０７】
【発明の効果】
本発明による復調では、受信した受信信号中の共通のパイロット信号を逆拡散し、逆拡散した共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行い、推定出力に応じて、チャネル毎に固定コードの振幅を求め、推定出力とチャネル毎の固定コードの振幅に応じて、受信した信号中のデータを復元することにより、単に、推定出力によってデータの復元を行う場合に比較して、復元の確実性を向上させることができる。
【０１０８】
また、この復調では、データの復元において、所定の処理を実行することにより、復調後のシンボルを変調基底点に戻すことができる。
【０１０９】
これにより、例えば一次変調としてＱＡＭ方式を用いた場合等であっても、ベースバンド信号を確実に復調することができる。
【０１１０】
また、本発明による他の復調では、受信した受信信号中の共通のパイロット信号を逆拡散し、逆拡散した共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行い、推定出力に応じて、チャネル毎に固定コードの振幅を求め、推定出力とチャネル毎の固定コードの振幅に応じて、受信した信号中のデータを復元することにより、単に、推定出力によってデータの復元を行う場合に比較して、復元の確実性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る移動体通信システムの構成を示す概略図である。
【図２】前記移動体通信システムを構成する基地局の構成を示すブロック図である。
【図３】前記基地局を構成する変調部によるＱＡＭのシンボル点の例を示す図である。
【図４】前記基地局を構成する変調部によるＱＡＭのシンボル点の例を示す図である。
【図５】前記移動体通信システムを構成する移動端末装置の構成を示すブロック図である。
【図６】前記基地局が送信する各チャネルのパイロット信号の例を示す図である。
【図７】前記基地局が送信する各チャネルのパイロット信号の例を示す図である。
【図８】前記基地局が送信する各チャネルのパイロット信号の例を示す図である。
【図９】前記移動体通信システムを構成する移動端末装置のダウンリンク系におけるチャネル推定結果を示す図である。
【図１０】個々のチャネルの信号中のタイムスロット中のフレームの構成を示す図である。
【図１１】個々のチャネルの信号中のタイムスロット中のフレームの構成を示す図である。
【図１２】前記移動端末装置における受信処理の例を示すフローチャートである。
【図１３】正規化したチャネル推定値の例を示す図である。
【図１４】正規化したチャネル推定値に個々のチャネルのシンボル振幅値を乗じて求めた個別チャネル推定値の例を示す図である。
【図１５】ＲＡＫＥ受信機による復調の例を示す図である。
【図１６】従来のＲＡＫＥ受信機による復調の例を示す図である。
【図１７】従来のＲＡＫＥ受信機によるＱＰＳＫ変調波の復調後のシンボルの例を示す図である。
【図１８】従来のＲＡＫＥ受信機によるＱＡＭ変調波の復調後のシンボルの例を示す図である。
【図１９】復調後のシンボルを変調基底点に戻す復調の例を示す図である。
【図２０】ＲＡＫＥ受信機による復調の例を示す図である。
【図２１】ＪＤ法による復調の例を示す図である。
【図２２】ＳＵＤ法による復調の例を示す図である。
【図２３】前記移動端末装置における受信処理の例を示すフローチャートである。
【図２４】前記受信処理において求めるユークリッド距離の例を示す図である。
【図２５】本発明の第２の実施形態に係る移動体通信システムにおいて基地局から移動端末装置に送信されるパイロット信号の例を示す図である。
【図２６】従来のＪＤ法による受信手順を説明するための図である。
【図２７】従来のＪＤ法による受信手順を説明するための図である。
【図２８】従来のＳＵＤ法による受信手順を説明するための図である。
【図２９】従来のＳＵＤ法による受信手順を説明するための図である。
【図３０】従来の移動体通信システムにおいて基地局から移動端末装置に送信されるパイロット信号の例を示す図である。
【符号の説明】
１…有線電気通信網
２…通信管理装置
１０…基地局
１１０…ダウンリンク系
１２０…アップリンク系
２０…移動端末装置
２１０…アップリンク系
２２０…ダウンリンク系
【発明の属する技術分野】
本発明は、ベースバンド信号を確実に復調することができる復調装置、復調方法及び通信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えばＩＭＴ−２０００等の通信システムで用いられている符号分割多重（ＣＤＭＡ）通信では、複数の移動端末装置に異なる符号系列を割り当てることによって同じ帯域を共有することができるようになっている。
【０００３】
直接拡散方式（ＤＳ：Direct Spreading）のＣＤＭＡ通信では、例えば４相位相変調（ＱＰＳＫ：Quadri-Phase Shift Keying）等によるベースバンド信号に応じた一次変調成分を、チャネル毎に異なる拡散コード系列によって拡散する。この拡散に用いる拡散系列の数と拡散率、一時変調の多値数、スペクトル拡散された伝送信号の伝送速度から１チャネル当りの情報伝送速度が一意に決まる。
【０００４】
拡散符号系列の数、拡散率及び変調多値数は適宜変更することができるようになっており、伝送帯域内において、これらの値を変えることにより、異なる伝送速度の通信サービスを提供することができるようになっている。
【０００５】
このようなＣＤＭＡ通信において、多重化された信号を、複数のチャネルに対して同時に復調する技術として、例えば「"Zero Forcing and Minimum Mean-square-Error Equalization for Multicast Detection in Code-Division Multiple-Access Channels", Anja Klein, Ghassan Kawas Kaleh, Paul Walter Baier, IEEE TRANSACSION ON VHEICULAR TECHNOLOGY, VOL.45, No.2, MAY 1996, pp.276-287」に示されている結合検出（ＪＤ：Joint Detection）法が知られている。
【０００６】
このＪＤ法では、各ユーザの拡散符号系列とチャネルインパルスレスポンスを畳み込んだ系列を要素として配列したシステム行列Ａを求める。具体的には、ユーザｋの拡散コードをｃ（ｋ）、チャネルインパルスレスポンスをｈ（ｋ）とすると、ｈ（ｋ）＝｛ｈ１（ｋ），ｈ２（ｋ），…，ｈＷ（ｋ）｝Ｔ［ＸＴは行列Ｘの転置行列を示す。］、ｃ（ｋ）＝｛ｃ１（ｋ），ｃ２（ｋ），…，ｃＱ（ｋ）｝Ｔ、Ｋ＝１，２，…，Ｋ、Ｑ：拡散率、Ｗ：チャネルインパルス応答幅、Ｎ：各ユーザの復調シンボル集合数とすると、次のようなｂ（ｋ）が得られる。
【０００７】
ｂ（ｋ）＝（ｂ１（ｋ），ｂ２（ｋ），…，ｂＱ＋Ｗ−１（ｋ））Ｔ＝ｃ（ｋ）＊ｈ（ｋ）、ｋ＝１，２，…，Ｋ
この式を展開すると、図２６に示すような行列となる。
【０００８】
システム行列Ａは、この行列の要素を用いて、
Ａ＝（Ａｉｊ）、ｉ＝１，２，…，ＮＱ＋Ｗ−１、ｊ＝１，２，…，ＫＮ
ＡＱ（ｎ−１）＋ｌ，ｎ＋Ｎ（ｋ−１）＝ｂｌ（ｋ）｛ｋ＝１，２，…，Ｋ、ｎ＝１，２，…，Ｎ、ｌ＝１，２，…，Ｑ＋Ｗ−１｝、０｛ｋ、ｎ、ｌそれ以外｝で表される。
【０００９】
ここで、送信データシンボルをｄ、雑音をｎとすると、受信信号ｅは、このシステム行列Ａを用いて、ｅ＝Ａｄ＋ｎで示される。簡略化のために、ｅ＝Ａｄとすると、受信信号ｅは、図２７に示すような行列で表される。
【００１０】
この関係を用いると、送信データシンボルｄは、ｄ＝（ＡＨＡ）−１ＡＨｅ（ＺＦ）によって復調することができる。ここで、ＡＨは、システム行列Ａの複素共役転置行列である。
【００１１】
このため、このＪＤ法では、このシステム行列Ａに関する操作から、送信データシンボルｄを推定する。
【００１２】
また、自己の拡散符号とチャネル推定値（フェージングによる受信信号の位相及び振幅の変動の包絡線の推定結果）の畳み込み成分から遅延波成分による自己干渉をキャンセルして合成することにより、自局宛ての信号のみを増幅するための技術として、例えば「"DATA DETECTION ALGORITHMS SPECIALLY DESIGNED FOR THE DOWNLINK OF CDMA MOBILE RADIO SYSTEMS", Anja Klein, IEEE 47th Vehicular Technology Conference, pp.203-207, May 1997」、「"Low Cost MMSE-BLE_SD Algorithm for UTRA TDD Mode Downlink", ETSI STC SMEG Layer 1 Expert Group, Tdoc SMEG2 UMTS L1, Helsinki, Finland Sept. 1998」等に示されている単一ユーザ検出（ＳＵＤ：Single User Detection）法が知られている。
【００１３】
特に、下り回線では、各拡散コード間のチャネル推定値は同一なので、同一のチャネルインパルスレスポンスをＨ（ｈｌ）、拡散コード行列をＣ（ｃ（ｋ））とすると、これらと受信信号ｒの間には、ｒ＝ＨＣｄ＋ｎの関係がある。ここでＣｄ及びＨは、各々図２８及び図２９で示される行列である。
【００１４】
また、Ｈが各拡散コード間で同一であり、他の拡散コードとの直交性が高いために、このＳＵＤ法では、Ｃとして自己の信号のみを考え、ｄとして自己の信号のみ推定を行うようになっている。
【００１５】
さらに、このＳＵＤ法では、Ｃｄ＝（ＨＨＨ）−１ＨＨｒ（ＺＦ）なる関係があり、変調データシンボルｄは、ｄ＝ＣＨＣｄ＝ＣＨ（ＨＨＨ）−１ＨＨｒとして復調することができる。
【００１６】
また、自己の拡散コードのみを考え、マルチパス等による自己の遅延波を直接波に合成（最大比合成）して、受信感度を向上させるものとして、ＲＡＫＥ受信機が知られている。
【００１７】
ところで、ＣＤＭＡ通信では、受信しようとするチャネルを選択するために、拡散前の信号に、図３０に示すように、チャネル毎に異なるパイロットが付加されていたり、図６に示すように、ある瞬間に全てのチャネルで共通のパイロットが付加されている。このようなパイロットは、受信した拡散信号を逆拡散した出力から抽出することができる。
【００１８】
特に、ダウンリンク（無線）回線においては、拡散コードが異なる場合であっても特定の移動端末装置までの間の伝搬経路は同一であるため、異なる拡散コードのチャネルで、共通の固定パターンを各々のチャネルを示すためのパイロットとして用いる場合がある。
【００１９】
具体例として、例えば上述の図６に示す全ての拡散コードで共通のパイロットを用いるコモンパイロット配置（Common Pilot Allocation）、図７に示す１ユーザでコード多重がある場合に自己の拡散コード間について同一の共通したパイロットを割り当てる特定パイロット配置（UE Specific Pilot Allocation）等が知られている。
【００２０】
これらのような場合には、拡散コード間で共通の固定パターンがあるスロット（タイムスロット）を受信した場合に、共通の固定パターンを用いたチャネル推定値を求めている。
【００２１】
このようにチャネル推定値を求めた後、求めたチャネル推定値を用いて上述のＪＤ法、ＳＵＤ法、ＲＡＫＥ受信機によって復調を行う。上述のようなチャネルの推定結果を用いて復調を行うことにより、各チャネルの電力を求めて復調を行う場合に比較して復調処理の処理負荷を低減させることができる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、異なる拡散コード間で共通の固定パターンの電力は、各チャネルの電力と同一ではないため、このような固定パターンの電力に応じたチャネル推定値を用いて、例えば上述のＲＡＫＥ受信機による復調を行うと、図１７に示すように、復調後のシンボル（同図中の黒丸）の位置が変調基底点（同図中の白丸、ＱＰＳＫの場合には（±１±ｊ）／（２１／２））から外れてしまう。
【００２３】
ＲＡＫＥ受信機では、チャネル推定結果に応じた最大比合成を行っている。この最大比合成では、チャネル推定結果に応じて受信信号を単に実数倍しているだけであるので、合成後の復調後のシンボルは、変調基底点から外れてしまう。
【００２４】
しかし、このように、復調後のシンボルが変調基底点からずれた場合でも、シンボルの位相は変化せず、単に復調後のシンボルの振幅が変化するだけであるので、従来のように、一次変調としてＱＰＳＫを用いている場合には、復調後のシンボルが他の位相のシンボルとなることはなかった。
【００２５】
しかしながら、符号化効率を向上させようとして、一次変調にＱＡＭ（Quadrature Amplitude Moduration）を用いた場合には、復調後のシンボルの原点からの距離が変化してしまうと、図１８に示すように、正確な復調ができなくなくなってしまう。
【００２６】
本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、復調後のシンボルを変調基底点に戻すことができ、ベースバンド信号を確実に復調することができる復調装置、復調方法及び通信装置を提供することを目的とする。
【００２７】
【課題を解決するための手段】
上述の問題を解決するために、本発明に係る復調装置は、複数の直交する拡散コード系列によって多重化されたチャネルを有し，少なくとも一部のチャネルで共通のパイロット信号が各々のチャネルの拡散コード系列で拡散され，全てのチャネルで共通の所定のコード（固定コード）が拡散コード系列で拡散されている信号を受信する受信手段と、受信手段が受信した受信信号中の共通のパイロット信号を逆拡散する逆拡散手段と、逆拡散手段が逆拡散した共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行う共通チャネル推定手段と、チャネル推定手段の推定出力に応じて、チャネル毎に固定コードの振幅を求める振幅検出手段と、共通チャネル推定手段の推定出力と振幅検出手段によって求めたチャネル毎の固定コードの振幅に応じて、受信手段が受信した信号中のデータを復元する復元手段とを備えることを特徴とする。
【００２８】
復元手段によるデータの復元には、例えば逆拡散された受信信号の復調や、復調されたデータの復号等が含まれる。
【００２９】
また、本発明に係る他の復調装置は、複数の直交する拡散コード系列によって多重化されたチャネルを有し，少なくとも一部のチャネルで共通のパイロット信号が各々のチャネルの拡散コード系列で拡散され，チャネル毎に異なる所定のコード（固定コード）が拡散コード系列で拡散されている信号を受信する受信手段と、受信手段が受信した受信信号中の共通のパイロット信号を逆拡散する逆拡散手段と、逆拡散手段が逆拡散した共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行う共通チャネル推定手段と、チャネル推定手段の推定出力に応じて、チャネル毎に固定コードの振幅を求める振幅検出手段と、共通チャネル推定手段の推定出力と振幅検出手段によって求めたチャネル毎の固定コードの振幅に応じて、受信手段が受信した信号中のデータを復元する復元手段とを備えることを特徴とする。
【００３０】
【発明の実施の形態】
本発明は、例えば基地局と移動端末装置との間で通信を行う移動体通信システム等に適用することができる。
【００３１】
（第１の実施形態）
（構成）
本発明の第１の実施形態に係る移動体通信システムは、例えば図１に示すように、直接拡散方式の符号分割多重通信（ＣＤＭＡ−ＤＳ）によって通信を行う基地局１０と移動端末装置２０とを備えている。
【００３２】
基地局１０は、所定の領域（セル）毎に設けられている。また、この基地局１０は、例えば有線電気通信網等のネットワーク（以下、単に有線電気通信網という）１に接続されている。この基地局１０は、セル内の移動端末装置２０に対して、有線電気通信網１に対するに対する中継あるいは移動端末装置２０間の通信等のサービスを提供する。
【００３３】
また、この移動体通信システムは、有線電気通信網１を介して各基地局１０に接続された通信管理装置２を備えている。特定の移動端末装置２０との通信を行う基地局１０は、この通信管理装置２による通信制御によって選択されるようになっている。
【００３４】
この移動体通信システムでは、基地局１０と移動端末装置２０の間の通信は、いわゆるＷ−ＣＤＭＡ（Wideband-Code Division Multiple Access）によって行われる。このＷ−ＣＤＭＡでは、同一の帯域を用いる複数のチャネル毎に、互いの直交性が高い異なる拡散符号を割り当て、各チャネル毎に割り当てられた拡散符号で送信信号を拡散させるようになっている。受信側では、送信側と同じ拡散符号を用いて受信信号を逆拡散して受信信号を再生する。
【００３５】
基地局１０は、例えば図２に示すように、有線電気通信網１に対する通信を行う通信インタフェース（Ｉ／Ｆ）１００と、移動端末装置２０に対する信号を送信するダウンリンク系１１０と、移動端末装置２０からの信号を受信するアップリンク系１２０とを備えている。
【００３６】
ダウンリンク系１１０は、通信Ｉ／Ｆ１００を介して受信したデータを所定の論理チャネル毎に分離する分離部１１１と、分離部１１１から供給されたデータに対して所定長毎の分割，パリティの付加，インターリービング等の処理を施して移動端末装置２０に送信するデータを構成するデータ構成部１１２と、構成されたデータによって例えば４相位相変調（ＱＰＳＫ：Quadri-Phase Shift Keying），直交位相変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Moduration）等によって変調（一次変調）を行う変調部１１３と、所定のチャネル毎に異なる拡散コードで変調出力を拡散させる拡散部１１４と、各論理チャネルの拡散部１１４の出力を合成する合成部１１５と、合成された信号に応じて拡散された全チャネルの信号に応じて送信アンテナ１１７を駆動する送信アンプ１１６とを備えている。
【００３７】
変調部１１３は、例えば別途検出される移動端末装置２０との間の無線通信回線のＱｏＳ等に適応させて、一次変調の方式等（ＱＡＭのシンボル数等）をさせるようになっている。この変調部１１３は、例えばＤＳＰによって構成することができ、ＱｏＳ等のパラメータに応じて適応的に変調方法を変更することができるようになっている。
【００３８】
ＱＡＭのシンボル数は、例えば図３に示すような１６値とすることができる。この場合、例えばＱｏＳが所定のレベル低下に低下した場合にＱＡＭのシンボル数を８値とし、ＱｏＳが所定のレベル以上に向上した場合にＱＡＭのシンボル数を例えば図４に示すような６４値とするように構成してもよい。なお、ＱＡＭのシンボル数はこれらの例に限られるものではなく、適宜変更することができる。
【００３９】
また、アップリンク系１２０は、受信アンテナ１２１を介して受信した信号を増幅する受信アンプ１２２と、受信信号をチャネル毎に分離する分離部１２３と、各拡散コード毎に逆拡散を行う逆拡散部１２４と、逆拡散出力に応じてチャネル推定を実行するチャネル推定部１２５と、チャネル推定部１２５のチャネル推定値に応じて逆拡散出力を復調する復調部１２６と、復調したデータから受信データを抽出するデータ抽出部１２７と、各データ抽出部１２７が抽出したデータを合成する合成部１２８とを備えている。
【００４０】
この実施形態では、上述の図２に示すように、送信アンテナ１１７とは別個に受信アンテナ１２１を設けた場合について説明したが、デュプレクサー，サーキュレータ等のデバイスを用いることにより，送信アンテナと受信アンテナを共用することができる。
【００４１】
また、移動端末装置２０は、例えば図５に示すように、音声信号の入出力あるいは送受信するデータの入出力を行う入出力Ｉ／Ｆ２００と、基地局１０に対する信号を送信するアップリンク系２１０と、基地局１０からの信号を受信するダウンリンク系２２０と、送受信アンテナ２３０と、送受信する信号を切り替えるデュプレクサ２４０とを備えている。
【００４２】
アップリンク系２１０は、入出力Ｉ／Ｆ２００から供給されたデータから送信するデータに対して所定長毎の分割，パリティの付加，インターリービング等の処理を施して基地局１０に送信するデータを構成するデータ構成部２１１と、構成された送信データに応じてＱＰＳＫ，ＱＡＭ等によって変調を行う変調部２１２と、変調出力を拡散させる拡散部２１３と、拡散出力に応じて送受信アンテナ２３０を駆動する送信アンプ２１４とを備えている。
【００４３】
ダウンリンク系２２０は、デュプレクサ２４０を介して供給される受信出力を増幅する受信アンプ２２１と、受信信号を逆拡散させる逆拡散部２２２と、逆拡散出力に応じてチャネル推定を実行するチャネル推定部２２３と、チャネル復調部２２３のチャネル復調出力に応じて逆拡散出力の復調を行う復調部２２４と、復調出力から受信データを抽出するデータ抽出部２２５とを備えている。
【００４４】
この移動体通信システムでは、例えば図６に示すように、基地局１０からの全てのチャネルに共通の所定のコード（固定パターン：ｍ（ｘ））を含むパイロット信号が所定間隔で送信されている。各々のチャネルのパイロット信号は、各々のチャネルに割り当てられた拡散コード（Ｃｏｄｅ １，Ｃｏｄｅ ２，…，Ｃｏｄｅ ｎ）で拡散されて送信されている。
【００４５】
あるいは、例えば図７に示すように、一部のチャネルで共通の固定パターン（ｍ（ｘ），…，ｍ（ｙ））を含むパイロット信号を送信したり、図８に示すように、全てのチャネルで同一の固定パターン（ｍ（ｃ））を各々のチャネルの拡散コード（Ｃｏｄｅ １，Ｃｏｄｅ ２，…，Ｃｏｄｅ ｎ）で拡散させて送信するようにしてもよい。
【００４６】
移動端末装置２０のダウンリンク系２２０では、受信した基地局１０からの送信信号の一部を各チャネル毎の拡散コードで逆拡散し、逆拡散した出力に対して、例えば相関器演算等による上述の固定パターンとの相関の演算を行ってチャネル推定を行い、例えば図９に示すようなチャネル推定の結果に応じて逆拡散された受信信号を復調するようになっている。
【００４７】
このダウンリンク系２２０における復調は、例えば上述の図９中の最大のピークに対応するタイミングで受信信号が存在するチャネルの若干のシンボル分について受信信号の逆拡散を行い、単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求め、求めた所定のシンボルの振幅（後述の個別のチャネル推定値）に応じて行うようになっている。
【００４８】
ところで、この移動体通信システムでは、上述のように符号分割多重化された個々のチャネルの信号は、例えば図１０（Ａ）に示すように、所定の時間毎のタイムスロット毎に分割されている。
【００４９】
基地局１０から移動端末装置２０に送信されるダウンリンクの信号のあるタイムスロット（例えばＤＰＣＨ：Dedicated Physical Channel）のフレームには、例えば同図（Ｂ）に示すように、ＴＦＣＩ（チャネルフォーマット）ビット，ＴＰＣ（パワーコントロール）ビット等の制御情報が含まれている。
【００５０】
また、他のタイムスロットのフレームには、例えば図１１に示すように、フレーム内に分割されて配置されたＴＦＣＩ（チャネルフォーマット）ビットが含まれている。
【００５１】
これらのＴＦＣＩビット，ＴＰＣビットは、予め所定の値（シンボル）とされているため、上述の単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求めるために用いることが適当である。
【００５２】
（動作）
上述のように構成された移動体通信システムでは、例えば図１２に示す手順によって受信処理（チャネル推定，復調）が実行される。
【００５３】
まず、基地局１０と移動端末装置２０の間の通信が開始される前に、予め所定の手順で決定された拡散コードが、基地局１０から移動端末装置２０に対するダウンリンク回線に対して割り当てられる。拡散部１１４は、各移動端末装置２０に割り当てた拡散コードに応じて、変調部１１３からの変調出力を拡散させる。拡散されたダウンリンクの送信信号は、送信アンプ１１６によって増幅され、送信アンテナ１１７を介して移動端末装置２０宛てに送信される。
【００５４】
各移動端末装置２０の送受信アンテナ２３０で受信され、受信アンプ２２１で増幅されたダウンリンクの送信信号は、逆拡散部２２２に供給される。逆拡散部２２２は、供給されたダウンリンクの送信信号を逆拡散させる。この際の拡散コードは、上述のように各チャネル毎に割り当てられた拡散コードである。
【００５５】
チャネル推定部２２３は、逆拡散された受信信号に応じて上述のようにチャネル推定を行ってチャネル推定値を復調部２２４に供給する（Ｓ１）。さらに、チャネル推定部２２３は、共通の固定パターン（例えば上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビット等）を逆拡散し（Ｓ２）、上述のように単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求め（Ｓ３）、復調部２２４に供給する。
【００５６】
さらに、チャネル推定部２２３は、各チャネル毎の個別のチャネル推定結果を求め、復調部２２４に供給する（Ｓ４〜Ｓ７）。
【００５７】
復調部２２４は供給されたチャネル推定値等に応じて、逆拡散された受信信号を復調する（Ｓ８）。データ抽出部２２５は復調出力から受信データを抽出し、例えば入出力Ｉ／Ｆ２００を介して出力する。
【００５８】
さらに、チャネル推定部２２３は、復調結果等に基づいて受信特性等を求め（Ｓ９）、基地局１０との間の通信の制御等に用いる。
【００５９】
・（チャネル推定）
上述のように、チャネル推定部２２３は、逆拡散された受信信号と固定パターンとの相関によってチャネルの推定を行う（上述の図１２中のＳ１）。このチャネルの推定結果は、例えば上述の図９に示すように、いくつかのタイミングでピークを有する。この中から、チャネル推定部２２３は、最大のピークに対応するタイミングで受信信号が存在するチャネルの若干のシンボル分について受信信号の逆拡散を行い（Ｓ２）、単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求める（Ｓ３）。
【００６０】
具体的には、チャネル推定値の最大のピークに対応するタイミングで受信信号が存在する全てのチャネルの、例えば上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビットに相当する期間の受信信号を逆拡散させ、これらのビットに相当する単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求める。
【００６１】
この際の、逆拡散は、スクランブリングコードと拡散コードを１つ又は複数のシンボル分を乗じたもので行ってもよいが、スクランブリングコードを解いてから逆拡散するようにしてもよい。
【００６２】
また、マルチパスの影響によって多少の劣化はあるものの、ダウンリンクのチャネルでは、各チャネルの拡散コードの直交性が高いため、上述のように求めた単位シンボル当たりの振幅の精度は高くなっている。
【００６３】
なお、逆拡散して振幅を求めるシンボル数は、１つでも複数でもよい。複数のシンボルについて振幅を求める場合には、複数のシンボルの振幅の平均を求めるようにしてもよい。
【００６４】
また、逆拡散してシンボル振幅を求める対象となる受信信号の期間は、上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビットに相当する期間等の当該チャネルの電力値に相当する振幅が分かるシンボルとする。
【００６５】
受信信号がＱＡＭで変調されている場合には、受信信号を逆拡散しても、得られたシンボル点が、どのシンボル点に相当するものかは解からない。しなしながら、通常のデータのフレームがＱＡＭで変調されている場合であっても、上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビット等の制御情報を含むフレームは、互換性維持等の観点から、ＱＰＳＫ等の従来の変調方法によって変調されている場合がある。
【００６６】
このような場合には、上述と同様の手順で、ＱＰＳＫで変調され拡散された制御信号を逆拡散することによって、単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求めることができる。
【００６７】
さらに、上述の図９に示すチャネル推定値の他のピークについても、上述と同様に、受信信号の単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求めるようにしてもよい。しかしながら、ダウンリンク回線は拡散コード毎に直交して多重化されているため、（移動端末装置２０が受信する）チャネル推定の時間軸上の遅延波のタイミングは全てのチャネルについて同じである。従って、各チャネルの単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅は、共通の固定パターンのシンボル振幅と各チャネルのシンボル振幅間のオフセットに応じて実数倍されたものである。
【００６８】
このため、例えば図１３に示すように、上述の図９中の共通の固定パターンによるチャネル推定値の最大のピークの振幅を１として正規化し（Ｓ５）、さらに、図１４に示すように、各チャネル毎のシンボル振幅値を乗じる（Ｓ６）ことにより、各々のピーク毎に逆拡散を行って振幅を求めた場合と同様の結果が得られる（Ｓ７）。
【００６９】
このようにして得られた各チャネル毎の個別のチャネル推定値を用いて、例えばＪＤ法、ＳＵＤ法、ＲＡＫＥ受信機等による復調を行う（Ｓ８）ことにより、復調後のシンボルを変調の基底点に復元することができる。これにより、変調部１１３における一次変調の変調方法として例えば上述のＱＡＭを用いている場合等にも確実にシンボルを復元することができる。なお、復調後のシンボルを変調の基底点に戻すことができるため、一次変調として他の変調方法（例えば上述のＱＰＳＫ等）を用いている場合であっても、復調の確実性の向上に寄与することができる。
【００７０】
・（復調）
上述のように求めたチャネル毎の個別のチャネル推定結果に応じた復調をＲＡＫＥ受信機等によるマルチパスの受信信号の合成によって行う場合には、例えば図１５に示す方法（マルチパス合成変調基底点化復調）を用いることができる。
【００７１】
この方法では、上述のように求めたチャネル毎の個別のチャネル推定結果（ｃｎ）の複素共役（ｃｎ ＊）を求め、この複素共役を個別のチャネル推定値の２乗（｜ｃｎ｜２）で割った値（複素数）を係数として各マルチパスの受信信号の拡散出力（ｃ１，ｃ２，…）に乗じ、各マルチパスの成分（ｄ１，ｄ２，…）を求める。このように求めた各マルチパスの成分を合成して復調出力ｄとする。
【００７２】
個々のマルチパスの成分は、上述のように複素共役を個別のチャネル推定値の２乗で割った値が係数として乗じられているため、変調基底点に戻っている。従って、これらの成分を合成した復調出力ｄも変調基底点に戻っている。
【００７３】
従来のＲＡＫＥ受信機を用いた復調では、例えば図１６に示すように、個々のマルチパスの成分にチャネル推定値の複素数をそのまま係数として乗じて求めた値を合成（最大比合成）していたため、フェージング等による位相の回転は補正されるものの振幅が保持されなかった。このように、従来のＲＡＫＥ受信機を用いた復調では、図１７，図１８に示すように振幅が変化してしまう。従来のように、一次変調としてＱＰＳＫ等の位相変調を用いていた場合には、図１７に示すように変調基底点から振幅方向にずれても位相成分によって復調を行うことができるために問題がなかった。しかしながら、この移動体通信システムのように、一次変調としてＱＡＭ等の振幅成分を必要とする変調方法を用いた場合には、図１８に示すように復調後のシンボル点が変調基底点からずれてしまうと、正確に復調することができなくなってしまう。
【００７４】
このため、ＱＡＭの場合には、例えば図１９（Ａ）に示すように変調基底点に戻す必要がある。このような必要性を充足するためには、例えば上述のように、例えばパイロット信号として上述のようなチャネル間で共有の固定コードが送信されている場合に、従来のように共通のチャネル推定値を用いるのではなく、各チャネル毎の受信信号電力（送信信号電力に伝送路におけるフェージング等による振幅の変化を加味した電力）に相当するシンボル幅を検出し、チャネル（拡散コード）毎のチャネル推定値を求める必要がある。
【００７５】
従って、この移動体通信システムのように、上述のような個別のチャネル推定値に応じて復調を行うことにより、図１９（Ｂ）に示すように、復調出力を変調基底点に戻すことができる。このため、ＱＡＭ等の振幅成分を必要とする変調方法であっても確実に復調することができる。
【００７６】
また、この移動体通信システムでは、上述のように、受信信号に、チャネル推定値の複素共役を個別のチャネル推定値の２乗で割った値を乗じて各マルチパスの成分を合成しているため、上述の図１９（Ｂ）等に示すように、受信信号の振幅が小さくなっている。しかしながら、受信信号に含まれるノイズ成分も小さくなっているため、ＳＮ比は変化させずに、復調後のシンボルを変調基底点に戻すことができる。
【００７７】
ところで、上述のように求めたチャネル推定値に応じた復調は、例えば図２０に示すような処理による上述のＲＡＫＥ受信機を用いた復調以外にも、例えば図２１に示すような処理によるＪＤ法、図２２に示すような処理によるＳＵＤ法等によっても実行することができる。
【００７８】
ところで、上述のような処理によって個別のチャネル推定値を用いて変調基底点に戻された復調後のシンボルとして、あるいは拡散コード毎に個別に求めた電力に相当する信号振幅値を変調基底点に乗じた値を参照シンボル点として、ユークリッド距離を求めることにより、受信特性を高精度に求めることができる。
【００７９】
求めることができる受信特性としては、例えばＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator），ＲＳＣＰ（Received Signal Code Power），ＩＳＣＰ（Interference Signal Code Power），ＳＩＲ（Signal to Interference Ratio），Ｅｂ／Ｉｏ等がある。
【００８０】
これらの受信特性は、上述のようにチャネル毎に求めた個別のチャネル推定値によっても、固定パターンによる共通のチャネル推定値を用いた場合に比較して高精度に求めることができる。
【００８１】
ところで、必ずしも上述のように復調の段階において、上述のチャネル毎に求めた個別のチャネル推定値を用いて受信信号を変調基底点には戻さなくてもよい。具体的には、例えば図２３に示すように、誤り訂正あるいは硬判定による復号（変調出力から受信データを再生する処理）時に、個別のチャネル推定値（あるいはこれに対応する各チャネル毎の電力）に応じた誤り訂正又は復号を行う。
【００８２】
このような処理を行う場合には、まず、上述の図１２中のＳ１〜Ｓ３と同様に、共通の固定パターンによる共通のチャネル推定値，各チャネル毎の個別のチャネル推定値を求めた後、共通のチャネル推定値を用いて復調を行う（Ｓ１４）。
【００８３】
この復調においては、例えばＡｐを拡散コード間で共通の固定パターンの振幅、Ａｄをチャネルの送信振幅とし、複素フェージングチャネルをα、共通の固定パターンによる推定値をγとして、図２４（Ａ）に示す式に従って復調シンボルＺを求める。
【００８４】
この後、誤り訂正あるいは硬判定復号を行う際のメトリック（例えばユークリッド距離）を求める際に、個別のチャネル推定値に応じてチャネルの電力相当の振幅を含む値をメトリック参照点（ユークリッド距離の場合ではユークリッド参照点）として、誤り訂正あるいは硬判定復号を行う（Ｓ１５）。
【００８５】
この復号においては、例えば共通の固定パターンによって求めたチャネル推定値に応じた個別のチャネル毎の振幅を用いず、例えば図２４（Ｂ）に示す式に従って実際の装置側で個別のチャネル推定値に応じた振幅Ａｄ’を求め、この振幅Ａｄ’を復号時のメトリックとして復号値（ｄｊ）を求める復号を行う。
【００８６】
さらに、個別のチャネル推定値に応じてチャネルの電力相当の振幅を含む値をユークリッド参照点として受信特性の測定を行う（Ｓ１６）。
【００８７】
なお、上述の復号時（Ｓ１５）においてメトリックを求める際に、変調基底点に乗じる係数は、上述の図２４（Ｂ）に示すように、復調時の処理との兼ね合いで決定する。
【００８８】
ＱＡＭのように信号の振幅に情報を有する場合にも、復号時のメトリックとしてのユークリッド距離を正確に求めるためには、復調あるいは復号時において、上述のように各チャネル毎に個別に求めたチャネル推定値（あるいは各チャネル毎の電力）が必要である。このため、この移動体通信システムでは、上述のように、各チャネル毎に求めた個別のチャネル推定値等を用いて処理を行っている。
【００８９】
上述のように、各チャネル毎に個別のチャネル推定値等を用いて誤り訂正あるいは硬判定を行って復号を行うことにより、受信データの復号の確実性の向上に寄与することができる。
【００９０】
（第２の実施形態）
（構成）
本発明の第２の実施形態に係る移動体通信システムは、上述の図１に示す移動体通信システムと同様に構成されている。
【００９１】
上述の第１の実施形態では、基地局１０から移動端末装置２０に送信される各チャネルで用いられるパイロット信号は、上述の図６から図８に示すように、各チャネル毎に送信されていた。
【００９２】
これに加えて、この第２の実施形態の移動体通信システムでは、基地局１０から移動端末装置２０に対して、例えば図２５に示すように、各チャネル毎（各拡散コード毎）に固有の固定パターンを送信している。
【００９３】
また、この移動体通信システムでは、チャネル推定部２２３は、上述と同様に、全てのあるいは一部のチャネル間で共通のパターンによって共通のチャネル推定値を求める。
【００９４】
上述の第１の実施形態では、さらに、共通のチャネル推定結果に応じて、所定のシンボル分について受信信号を逆拡散し、単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅，これに応じた各チャネル個別のチャネル推定値を求めていた。第１の実施形態では、このための所定シンボルとして、例えば全てのチャネルのＴＦＣＩビット，ＴＰＣビット等を用いていた。
【００９５】
これに対し、この第２の実施形態では、上述のチャネル毎に固有の固定パターンを用いて、個別のチャネル推定値を求めるようになっている。このチャネル毎に固有の固定パターンは、上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビット等に比較してシンボルが長くなっている。
【００９６】
（動作）
上述のチャネル推定を行う際に、チャネル推定部２２３は、上述の第１の実施形態と同様に、逆拡散された受信信号と固定パターンとの相関によってチャネルの推定を行う。
【００９７】
このように共通のチャネル推定値を求めた後、チャネル推定部２２３は、上述の各チャネル毎に固有の固定パターンにについて受信信号の逆拡散を行い、単位シンボル当たりの電力値に相当するシンボルの振幅を求める。さらに、このようなシンボルの振幅を各チャネル毎に求めて、各チャネル毎に固有のチャネル推定値を求める。
【００９８】
このように、各チャネル毎に固有のチャネル推定値を求めると、チャネル推定部２２３は、この固有のチャネル推定値と上述のように求めた共通のチャネル推定値を復調部２２４に供給する。
【００９９】
これらのチャネル推定値が供給されると、復調部２２４は、上述の第１の実施形態と同様に、受信信号の復調を行う。
【０１００】
これにより、上述の第１の実施形態と同様に、復調後のシンボルを変調基底点に戻して復調を行うことができる。これにより、ベースバンド信号を確実に復調することができる。
【０１０１】
さらに、上述のように、チャネル毎に固有の固定パターンは、上述のＴＦＣＩビット，ＴＰＣビット等に比較してシンボルが長いため、これを用いて各チャネル毎に個別のチャネル推定値を求めることにより、各チャネル毎に個別のチャネル推定値の精度を向上させることができる。
【０１０２】
このため、このような各チャネル毎に個別のチャネル推定値を用いて受信信号の復調を行うことにより、復調の精度を向上させることができる。従って、復調の確実性を向上させることができる。
【０１０３】
また、このような各チャネル毎に個別のチャネル推定値を用いて、上述の第１の実施形態と同様に、受信特性を求めることにより、受信特性の精度の向上に寄与することができる。
【０１０４】
あるいは、上述の第１の実施形態と同様に、各チャネル毎に個別のチャネル推定値等を用いて誤り訂正あるいは硬判定を行って復号を行うことにより、受信データの復号の確実性の向上に寄与することができる。
【０１０５】
なお、この第２の実施形態の説明では、各チャネル毎に固有のチャネル推定値を求めるために、上述の各チャネル毎に固有の固定パターンのみを用いた場合について説明したが、さらに、上述の第１の実施形態と同様の手順によって各チャネル毎に固有のチャネル推定値を求めるようにしてもよい。
【０１０６】
各々求めたチャネル毎に固有のチャネル推定値は、これらの平均を復調等に用いてもよいし、ＱｏＳ等の受信状況に応じていずれか一方のみを復調等に用いてもよい。
【０１０７】
【発明の効果】
本発明による復調では、受信した受信信号中の共通のパイロット信号を逆拡散し、逆拡散した共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行い、推定出力に応じて、チャネル毎に固定コードの振幅を求め、推定出力とチャネル毎の固定コードの振幅に応じて、受信した信号中のデータを復元することにより、単に、推定出力によってデータの復元を行う場合に比較して、復元の確実性を向上させることができる。
【０１０８】
また、この復調では、データの復元において、所定の処理を実行することにより、復調後のシンボルを変調基底点に戻すことができる。
【０１０９】
これにより、例えば一次変調としてＱＡＭ方式を用いた場合等であっても、ベースバンド信号を確実に復調することができる。
【０１１０】
また、本発明による他の復調では、受信した受信信号中の共通のパイロット信号を逆拡散し、逆拡散した共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行い、推定出力に応じて、チャネル毎に固定コードの振幅を求め、推定出力とチャネル毎の固定コードの振幅に応じて、受信した信号中のデータを復元することにより、単に、推定出力によってデータの復元を行う場合に比較して、復元の確実性を向上させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係る移動体通信システムの構成を示す概略図である。
【図２】前記移動体通信システムを構成する基地局の構成を示すブロック図である。
【図３】前記基地局を構成する変調部によるＱＡＭのシンボル点の例を示す図である。
【図４】前記基地局を構成する変調部によるＱＡＭのシンボル点の例を示す図である。
【図５】前記移動体通信システムを構成する移動端末装置の構成を示すブロック図である。
【図６】前記基地局が送信する各チャネルのパイロット信号の例を示す図である。
【図７】前記基地局が送信する各チャネルのパイロット信号の例を示す図である。
【図８】前記基地局が送信する各チャネルのパイロット信号の例を示す図である。
【図９】前記移動体通信システムを構成する移動端末装置のダウンリンク系におけるチャネル推定結果を示す図である。
【図１０】個々のチャネルの信号中のタイムスロット中のフレームの構成を示す図である。
【図１１】個々のチャネルの信号中のタイムスロット中のフレームの構成を示す図である。
【図１２】前記移動端末装置における受信処理の例を示すフローチャートである。
【図１３】正規化したチャネル推定値の例を示す図である。
【図１４】正規化したチャネル推定値に個々のチャネルのシンボル振幅値を乗じて求めた個別チャネル推定値の例を示す図である。
【図１５】ＲＡＫＥ受信機による復調の例を示す図である。
【図１６】従来のＲＡＫＥ受信機による復調の例を示す図である。
【図１７】従来のＲＡＫＥ受信機によるＱＰＳＫ変調波の復調後のシンボルの例を示す図である。
【図１８】従来のＲＡＫＥ受信機によるＱＡＭ変調波の復調後のシンボルの例を示す図である。
【図１９】復調後のシンボルを変調基底点に戻す復調の例を示す図である。
【図２０】ＲＡＫＥ受信機による復調の例を示す図である。
【図２１】ＪＤ法による復調の例を示す図である。
【図２２】ＳＵＤ法による復調の例を示す図である。
【図２３】前記移動端末装置における受信処理の例を示すフローチャートである。
【図２４】前記受信処理において求めるユークリッド距離の例を示す図である。
【図２５】本発明の第２の実施形態に係る移動体通信システムにおいて基地局から移動端末装置に送信されるパイロット信号の例を示す図である。
【図２６】従来のＪＤ法による受信手順を説明するための図である。
【図２７】従来のＪＤ法による受信手順を説明するための図である。
【図２８】従来のＳＵＤ法による受信手順を説明するための図である。
【図２９】従来のＳＵＤ法による受信手順を説明するための図である。
【図３０】従来の移動体通信システムにおいて基地局から移動端末装置に送信されるパイロット信号の例を示す図である。
【符号の説明】
１…有線電気通信網
２…通信管理装置
１０…基地局
１１０…ダウンリンク系
１２０…アップリンク系
２０…移動端末装置
２１０…アップリンク系
２２０…ダウンリンク系
Claims (4)
- 少なくとも一部のチャネルで共通のパイロット信号と、ＴＰＣビットあるいはＴＦＣＩビットを含む固定コードとが複数の直交する拡散コード系列のいずれか１つによって拡散された個別チャネル信号を受信する受信手段と、
前記受信手段が受信した受信信号中の前記共通のパイロット信号を逆拡散する逆拡散手段と、
前記逆拡散手段が逆拡散した前記共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行い、共通チャネル推定値を算出する共通チャネル推定手段と、
前記共通チャネル推定値の最大のピークに対応するタイミングで、前記ＴＰＣビットあるいはＴＦＣＩビットを逆拡散し、前記ＴＰＣビットあるいはＴＦＣＩビットの振幅を求め、前記個別チャネル信号の個別チャネル推定値を算出する振幅検出手段と、
前記個別チャネル推定値を用いて、前記受信手段が受信した前記個別チャネル信号中のデータを復元する復元手段と
を備えることを特徴とする復調装置。 - 前記振幅検出手段によって検出した前記ＴＰＣビットあるいはＴＦＣＩビットの振幅に応じて、前記受信手段による受信状態を求める受信状態検出手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の復調装置。
- 少なくとも一部のチャネルで共通のパイロット信号と、ＴＰＣビットあるいはＴＦＣＩビットを含む固定コードとが複数の直交する拡散コード系列のいずれか１つによって拡散された個別チャネル信号を受信する受信ステップと、
前記受信した受信信号中の前記共通のパイロット信号を逆拡散する逆拡散ステップと、
前記逆拡散した前記共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行い、共通チャネル推定値を算出する共通チャネル推定ステップと、
前記共通チャネル推定値の最大のピークに対応するタイミングで、前記ＴＰＣビットあるいはＴＦＣＩビットを逆拡散し、前記ＴＰＣビットあるいはＴＦＣＩビットの振幅を求め、前記個別チャネル信号の個別チャネル推定値を算出する振幅検出ステップと、
前記個別チャネル推定値を用いて、前記受信した前記個別チャネル信号中のデータを復元する復元ステップと
を備えることを特徴とする復調方法。 - 少なくとも一部のチャネルで共通のパイロット信号と、ＴＰＣビットあるいはＴＦＣＩビットを含む固定コードとが複数の直交する拡散コード系列のいずれか１つによって拡散された個別チャネル信号を受信する受信手段と、
前記受信手段が受信した受信信号中の前記共通のパイロット信号を逆拡散する逆拡散手段と、
前記逆拡散手段が逆拡散した前記共通のパイロット信号に応じてチャネル推定を行い、共通チャネル推定値を算出する共通チャネル推定手段と、
前記共通チャネル推定値の最大のピークに対応するタイミングで、前記ＴＰＣビットあるいはＴＦＣＩビットを逆拡散し、前記ＴＰＣビットあるいはＴＦＣＩビットの振幅を求め、前記個別チャネル信号の個別チャネル推定値を算出する振幅検出手段と、
前記個別チャネル推定値を用いて、前記受信手段が受信した前記個別チャネル信号中のデータを復元する復元手段と
を備えることを特徴とする通信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001228548A JP3886748B2 (ja) | 2001-07-27 | 2001-07-27 | 復調装置、復調方法及び通信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001228548A JP3886748B2 (ja) | 2001-07-27 | 2001-07-27 | 復調装置、復調方法及び通信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003046412A JP2003046412A (ja) | 2003-02-14 |
| JP3886748B2 true JP3886748B2 (ja) | 2007-02-28 |
Family
ID=19061042
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001228548A Expired - Fee Related JP3886748B2 (ja) | 2001-07-27 | 2001-07-27 | 復調装置、復調方法及び通信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3886748B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7209716B2 (en) * | 2003-02-27 | 2007-04-24 | Ntt Docomo, Inc. | Radio communication system, radio station, and radio communication method |
| JP4481684B2 (ja) * | 2003-02-27 | 2010-06-16 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 無線通信システム、無線局及び無線通信方法 |
| US7376195B2 (en) * | 2004-01-23 | 2008-05-20 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Digital communication systems having decreased memory |
| JP4448403B2 (ja) | 2004-08-16 | 2010-04-07 | 富士通株式会社 | 電力レベル測定装置及び移動局 |
| JP4605643B2 (ja) * | 2005-02-04 | 2011-01-05 | ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 | 無線通信システム、送信装置、受信装置、送信方法および受信方法 |
-
2001
- 2001-07-27 JP JP2001228548A patent/JP3886748B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2003046412A (ja) | 2003-02-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP1235360B1 (en) | Communication terminal apparatus and demodulation method | |
| US7230975B2 (en) | Adaptive pilot filter for a wireless communication system | |
| US6067315A (en) | Method and apparatus for coherently-averaged power estimation | |
| US7161973B2 (en) | Pilot aided adaptive minimum mean square interference cancellation and detection | |
| JP3275079B2 (ja) | 通信システムにおけるコヒーレント・チャネル推定のための方法および装置 | |
| JP3159378B2 (ja) | スペクトル拡散通信方式 | |
| US6904081B2 (en) | Spread spectrum receiver apparatus and method | |
| HK1047832A1 (en) | Cdma multiple access interference cancellation using signal estimation | |
| EP0978950B1 (en) | Decode circuit for code division multiple access receiver | |
| EP1105977A1 (en) | Adaptive receiver for multipath propagation in a cdma communication system | |
| EP1256186A4 (en) | TRANSMISSION / RECEPTION APPARATUS AND METHOD FOR DATA PACKET SERVICE IN A MOBILE TELECOMMUNICATIONS SYSTEM | |
| EP1875623A2 (en) | Joint detector in a code division multiple access radio receiver | |
| JP2003032146A (ja) | 信号受信方法 | |
| JP2001128238A (ja) | Ｃｄｍａ移動通信システムにおける下りリンクのパイロットチャネルの送信方法およびｃｄｍａ移動通信システム | |
| EP2062368B1 (en) | Method and apparatus for shared parameter estimation in a generalized rake receiver | |
| US7161972B2 (en) | Method and apparatus for downlink joint detection in a communication system | |
| EP1298814B1 (en) | CDMA receiver and channel estimation method | |
| EP1299961A1 (en) | Receiver and method of receiving a cdma signal in presence of interferers with unknown spreading factors | |
| JP3886748B2 (ja) | 復調装置、復調方法及び通信装置 | |
| JP3676986B2 (ja) | 無線受信装置及び無線受信方法 | |
| WO2005015790A1 (en) | Method and arrangement for noise variance and sir estimation | |
| US7586980B2 (en) | Apparatus for coherent combining type demodulation in communication system and method thereof | |
| KR20030030640A (ko) | 다중레벨 변조방식을 지원하는 이동통신 시스템의복조방법 및 장치 | |
| US7324494B2 (en) | Reception device and reception method | |
| US7756192B2 (en) | Despreading of modulated signals with low noise |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20041001 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20060606 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20060815 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20061016 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20061114 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20061122 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101201 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20101201 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111201 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20111201 Year of fee payment: 5 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20121201 Year of fee payment: 6 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |