JP3981082B2 - 受信機処理システム - Google Patents

Description

本発明は、概ね、スペクトラム拡散受信機、とくにレーキ受信機において干渉を低減するためのアーキテクチャ、システム、および方法に関する。本発明は、ディジタル移動通信システム、とくに第３世代（third generation, 3G）システムに適用される。

第３世代の移動電話ネットワークでは、無線インターフェイスを横切って移動局と基地局とを通信させるために、符号分割多重アクセス（Code Division Multiple Access, CDMA）スペクトラム拡散信号を使用している。これらの３Ｇネットワークは（いわゆる２．５Ｇネットワークと共に）、International Mobile Telecommunications IMT-2000の標準規格（www.itu.int、ここでは、参考文献として取り上げている）に含まれる。第３世代の技術はＣＤＭＡ（符号分割多重アクセス）を使用し、ＩＭＴ−２０００の標準規格は３つの主要な動作方式を策定した。すなわち、欧州および日本におけるＷ−ＣＤＭＡ（Wide band CDMA）の直接拡散の周波数分割複信方式（Frequency Division Duplex, FDD）、米国におけるＣＤＭＡ−２０００のマルチキャリアのＦＤＤ、中国における時分割二重通信方式のＣＤＭＡ（Time Division Duplex CDMA, TD-CDMA）および時分割同期方式のＣＤＭＡ（Time Division Synchronous CDMA）である。

３Ｇネットワークの無線アクセス部分は、ＵＴＲＡＮ(Universal Terrestrial Radio Access Network)と総称されており、ＵＴＲＡＮのアクセスネットワークを含むネットワークは、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunication System）ネットワークとして知られている。ＵＭＴＳシステムは、Third Generation Partnership Project（3GPP, 3GPP2）によって生成された標準規格の対象であり、その技術仕様はwww.3gpp.org.に示されている。これらの標準規格の技術仕様２３．１０１には、一般的なＵＭＴＳのアーキテクチャが記載され、２５．１０１には、ユーザおよび無線送信および受信（ＦＤＤ）バージョン４．００および３．２．２が記載されている。なお、ここでは、これらを参考文献として取り上げている。

図１では、第３世代ディジタル移動電話システムの一般的な構造を、参照符号10で示している。図１において、無線塔12は基地局14に接続され、代わって、基地局14は基地局制御装置16によって制御されている。移動通信装置18（mobile communications device, MD）は、無線または空中インターフェイス20を横切って基地局14と双方向通信をすることが示されていて、無線または空中インターフェイス20は、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）ネットワークおよびＧＰＲＳ（General Packet Radio Service）ネットワークでは、Ｕｍインターフェイスとして、ＣＤＭＡ２０００およびＷ−ＣＤＭＡのネットワークでは、Ｕｕインターフェイスとして知られている。一般に、任意の１時点において、複数の移動装置18が、所与の１基地局に接続されている。基地局は、これらの装置のために働く複数の無線トランシーバを含んでいる。

基地局制御装置16は、複数の他の基地局制御装置（図示されていない）と共に、１移動交換局（mobile switching center, MSC）22に接続される。代わって、複数のこのようなＭＳＣは、ゲートウエイＭＳＣ（gateway MSC, GMSC）24に接続され、ＧＭＳＣ24は、移動電話ネットワークを公衆交換電話ネットワーク（public switched telephone network, PSTN）26へ接続する。ホーム位置レジスタ（home location register, HLR）28およびビジター位置レジスタ（visitor location register, VLR）30は、呼のルート設定およびローミングを管理し、他のシステム（図示されていない）は認証、請求書発行を管理する。オペレーション メンテナンスセンター（operation and maintenance center, OMC）29は、基地局および交換局のようなネットワークのインフラストラクチャ素子から統計を収集し、ネットワークのオペレータに、ネットワークの性能についての高レベルの考察を与える。ＯＭＣは、例えば、異なる時刻において、ネットワーク、またはネットワークの一部の使用可能容量中のどのくらいの量が使用されているかを判断するのに使用できる。

上述のネットワークのインフラストラクチャは、移動通信装置18と他の移動装置との間、移動通信装置18とＰＳＴＮ26の間、または移動通信装置18と他の移動装置およびＰＳＴＮ26の両者との間の回線交換音声接続を本質的に管理している。ＧＰＲＳのような、いわゆる２．５Ｇネットワーク、および３Ｇネットワークは、パケットデータサービスを回線交換音声サービスに追加している。大要、パケット制御装置（packet control unit, PCU）32が基地局制御装置16に加えられ、これが、階層化された一連のスイッチによって、インターネット38のようなパケットデータネットワークへ接続される。ＧＳＭベースのネットワークでは、これらは、供給側ＧＰＲＳ支援ノード（serving GPRS support node, SGSN）34およびゲートウエイＧＰＲＳ支援ノード（gateway GPRS support node, GGSM）36とを含んでいる。図１のシステムおよび別途記載するシステムの両者において、ネットワーク内の素子の機能は、システムの単一の物理ノードか、または別々の物理ノード上にあることが分かるであろう。

移動装置18とネットワークのインフラストラクチャとの通信には、一般に、データ信号と制御信号との両者が含まれる。データには、ディジタル形式に符号化された音声データを含むか、またはデータモデムを用いて、移動装置との間でトランスペアレントにデータを通信してもよい。ＧＳＭ形式のネットワークでは、ＧＳＭのショートメッセージサービス（Short Message Service, SMS）を使用して、テキストおよび他の狭帯域幅のデータも送られる。

２．５Ｇまたは３Ｇのネットワークでは、移動装置18は、他の電話と、単純な音声接続よりも高度な接続を行なうことができる。例えば、移動装置18は、付加的に、または代わりに、音声および／またはマルチメディアデータサービス、ウエブブラウジング、ｅメール、および他のデータサービスにアクセスすることができる。論理上は、移動装置18には、データプロセッサまたはパーソナルコンピュータのような端末装置と直列接続された（加入者識別モジュール（subscriber identity module, SIM）カードを取入れた）移動端末が含まれると考えられる。一般に、移動装置は、ネットワークに接続されると、“常にオン”であり、移動装置と外部データネットワークとの間で、ユーザのデータを、例えば、標準のＡＴコマンドによって、移動端末−端末装置のインターフェイスにおいてトランスペアレントに転送することができる。移動装置18として、従来の移動電話を用いるときは、ＧＳＭデータカードのような端末アダプターが必要である。

ＣＤＭＡスペクトラム拡散通信システムでは、無線周波数の搬送波を変調する前に、ベースバンド信号と、はるかに高速のビットレート（チップレートと呼ばれる）の疑似ランダム拡散系列とを混合することによって、ベースバンド信号を拡散する。受信機では、受信信号と疑似ランダム拡散系列とを相関器へ供給し、一方を他方に対してロックするまでスリップさせることによって、ベースバンド信号を回復する。符号ロックが得られると、これは、アーリーレート追跡ループ（early-late tracking loop）のような符号追跡ループによって維持される。アーリーレート追跡ループは、入力信号が拡散系列に対して早いときか、または遅いときを検出し、変化を補償する。

最初の疑似ランダム拡散系列が分かっているときのみ、ベースバンド信号を回復できるので、このようなシステムは、符号分割多重化形と言われる。スペクトラム拡散通信システムは、異なる拡散系列をもつ多くの送信機の全てが、無線周波数スペクトラムの同じ部分を使用することを可能にし、受信機は、適切な拡散系列を選択することによって、希望信号に“同調”する。

３Ｇ移動電話システムでは、直交可変拡散率（Orthogonal Variable Spreading Factor, OVSF）技術を使用し、ベースバンドデータを、拡散符号またはチャネライゼーションコードを使って拡散する。ＯＶＳＦ符号は、長さの異なる符号間の直交性を維持する一方で、拡散率を変更できる。システムの同時のユーザ数を増加するために、ゴールド符号（Gold code）のようなスクランブリングコードによって、データをさらに拡散する。ここでも、拡散符号は相互に実質的に直交しているために、スクランブリングコードは信号のバンド幅を変えないが、異なるユーザからの信号または異なるユーザへの信号の相互の区別を可能にする。チャネライゼーション拡散に加えて、スクランブリングが使用される。すなわちＯＶＳＦ拡散後に、チップレートの信号をスクランブリングコードによって乗算して、同じチップレートのスクランブルされた符号を生成する。したがって、チップレートは、チャネライゼーションコードによって判断され、このシステムでは、次のスクランブリングによる影響を受けない。したがって、同様に、所与のチップレートに対するシンボルレートも、スクランブリングによる影響を受けない。

３Ｇ移動電話システムでは、一般に、基地局から移動局へのダウンリンクと、移動局から基地局へのアップリンクとに対して、異なる拡散率およびスクランブリングコードリンクが用いられる。一般に、チャネライゼーションコードは、４チップないし２５６チップ長、またはそれに相当する４ないし２５６の拡散率を有する（しかしながら、他の拡散率を用いてもよい）。アップリンクおよびダウンリンクの無線フレームは、一般に１０ミリ秒であり、これは３８４００チップのスクランブリングコード長に対応するが、アップリンクには、例えば２５６チップの、より短いフレームが使用されるときもある。通常のチップレートは３．８４メガチップ／秒（Mcps）であり、したがってチャネルの最大ビットレートが判断される。例えば、拡散率が１６、すなわち１シンボル当りに１６チップを使用すると、２４０キロビット秒のデータレートが得られる。これらの数値は、単に例示的に与えられていることが分かるであろう。移動局との通信に、より高いビットレートが要求されるときは、このようなチャネルを２本以上使用して、いわゆるマルチコード伝送を生成してもよい。マルチコード伝送では、複数のデータチャネルを効率的に並行して使用して、移動局とのデータの送受信の全体的なレートを高める。一般に、マルチコードのデータチャネルは、スクランブリングコードは同じで、チャネライゼーションコードは異なるが、拡散率は同じであることが好ましい。

３Ｇ移動電話システムでは、一般に、多数の異なるチャネルが使用され、チャネルの一部は特定のユーザに専用であるが、一部はユーザのグループ、例えば所与のセルまたはセクター内の全ユーザに共通である。既に記載したように、トラヒックは、１本の専用物理制御チャネル（Dedicated Physical Control Channel, DPCH）上で、マルチコード伝送の場合は、複数のこのようなチャネル上で送られる。共通チャネルは、一般に、シグナリングおよび制御情報を送り、システムの無線リンクの物理層でも利用される。したがって、移動局受信機におけるチャネルの推定および等化を可能にするために、共通パイロットチャネル（Common Pilot Channel, CPICH）が用意される。ＣＰＩＣＨは、変調されていない符号チャネルを含み、セル別のスクランブリングコードでスクランブルされる。同様に、移動局がネットワークセルの位置を特定するのに使用するために、同期チャネル（Sychnronisation Channel, SCH）が用意される。一次ＳＣＨチャネルは、変調されておらず、各セルにおいて同じチャネライゼーション拡散系列を使用して伝送され、セル別のスクランブリングコードは用いられない。同様の二次ＳＣＨチャネルも用意されるが、拡散系列の数は制限されている。さらに加えて、制御情報を保持するために、一次共通制御物理チャネル（Primary Common Control Physical Channel, PCCPCH）および二次共通制御物理チャネル（Secondary Common Control Physical Channel, SCCPCH）も用意される。ＰＣＣＰＣＨおよびＳＣＣＰＣＨは、チャネライゼーションの拡散符号が分かっている。上述のシグナリングチャネル（ＣＰＩＣＨ、ＳＣＨ、およびＣＣＰＣＨ）は、一般に、全移動局によって復号されなければならない。例えば、ネットワークの既知の符号はユーザエンド装置に記憶されているので、一般に、移動局には拡散符号（チャネライゼーションコード、および適宜、スクランブリングコード）が分かる。ここでは、チャネルについての記載は、概ね、物理チャネルについての記載であり、１本以上のネットワークトランスポートチャネルを、このような１本の物理チャネルへマップす
ることができる。３Ｇ移動電話ネットワークの関連において、移動局または移動装置は、しばしば端末と呼ばれ、本明細書では、これらの一般的な用語を区別していない。

スペクトラム拡散システムの1つの長所は、これらがマルチパスフェージングに比較的に影響されないことである。マルチパスフェージングは、信号が送信機から受信機へ２本以上の異なるパスをとって伝送され、したがって２つ以上の信号が、異なる時間に、互いに干渉して受信機に到達するときに発生する。一般に、これにより、コーム形の周波数応答が生成され、マルチパスチャネル上の広帯域信号が受信されると、多数の遅延により、受信信号の多数の成分は熊手の歯のようになる。一般に、マルチパスチャネルの数および位置は、とくに送信機または受信機が移動しているときは、時間にしたがって変化する。しかしながら、当業者には、スペクトラム拡散受信機内の相関器が、多数の成分の中の１つ、通常は、最強の直接信号を追跡する傾向があることが分かるであろう。

この技術において知られているように、スペクトラム拡散受信機が、受信信号の対応する複数の個々のマルチパス成分を追跡できるようにするために、複数の相関器が用意される。このようなスペクトラム拡散受信機は、レーキ受信機として知られており、相関器を含む受信機の素子は、しばしばレーキ受信機の“フィンガー”と呼ばれる。一般に、レーキ受信機の各フィンガーからの個々の出力を、各出力に均等に重み付けすることによってか、または合成して、合成された出力の信号対雑音比を最大化する重みを推定することによって、向上した信号対雑音比（またはビット誤り率）が得られる。後者の技術は、最大比率合成（Maximal Ratio Combining, MRC）として知られている。

とくに、多数のユーザを含む領域において、３Ｇシステムで可能なより高いデータレートを支援できるユーザエンド端末を提供することが、一般に求められている。一般に、ＣＤＭＡシステムでは、遠近効果（正しくない符号をもつ強力な近傍の信号との相関が、正しい符号をもつより弱くて、より遠方の信号との相関よりも強いこと）のために、アップリンクが制限されると考えられている。しかしながら、その代わりに、３ＧのＣＤＭＡシステムは、非常に非対称のサービスのために、ダウンリンク容量によって制限される。非常に非対称のサービスとして、例えば、インターネットからのウエブページおよび画像データのダウンロードが考えられる。したがって、このようなより高いレートのダウンリンクのデータサービスを支援できる移動端末が、一般に求められている。

より高いデータレートのサービスの支援を容易にするために、基地局における多重アクセス干渉（Multiple Access Interference, MAI）の抑圧を用いて、アップリンクを向上することが知られている。異なるユーザから受信した信号の拡散符号は、通常は完全には直交していないために、多重アクセス干渉が発生する。したがって、基地局内の干渉消去（interference cancellation, IC）受信機は、全ユーザ間で並行して、または順次に、受信信号から減算される多重アクセスの干渉成分を推定することを試みる。消去される多重アクセスの干渉は、２つの実質的に直交する受信信号の同じマルチパス成分間の干渉である。この技術は、セクション11.5.2（“WCDMA for UMTS by H Holma and A Toskala, John Wiley & Sons, 2001”, ISBN0741 48687 6）により詳しく記載されている。

単一データチャネルの異なるマルチパス成分間の干渉を抑圧するための、すなわち経路間自己干渉（Interpath Self-interference, IPI）を抑圧する技術は、NTT Docomoによる文献（“Multipath Interference Canceller (MPIC) for HSDPA and Effect of 64 QAM Data Modulation”,(TSG RAN WG)1 Meeting #18, document (01) 0102）にも記載されており、３ＧＰＰのウエブサイトのhttp://www.3gpp.org/ftp/tsg ran/wgl rll/tsgrl 18/docs/pdfs/rl-01-0102.pdfから得られる。

これらの技術は有益であるが、依然として改良の余地がある。とくに、本発明の発明者は、別の干渉成分を推定して、受信信号から消去して、出力信号対雑音比をさらに向上できることを認識した。本発明の発明者は、この干渉成分および他の干渉成分を抑圧するときに、種々の別の技術を適用して、従来技術の構成での干渉成分の消去を含めて、干渉成分の消去を向上できることも認識した。

セル内干渉は、経路間干渉と、チャネライゼーションコード間の直交性が失なわれることとにより発生する。送信機と受信機との間のパスが１本である理想的な環境では、ＯＶＳＦのチャネライゼーションコードにより、異なる伝送ストリームが互いに（実質的に）直交することが保証される。しかしながら、マルチパスに時間のばらつきがあるときは、異なるマルチパス成分間の自己（または相互）の空間相関はゼロ以外であり、経路間干渉が発生する。

スペクトラム拡散受信機が２つの信号、すなわち１−１１−１の第１の拡散符号をもつ第1の信号と、１１−１−１の第２の拡散符号をもつ第２の信号とを同時に受信する場合について検討する。これらの２つの拡散符号は、その和が−１になるので、１シンボル期間において実質的に直交している。しかしながら、第２の符号が第１の符号に対してわずかにずれると、非直交成分が増加する。このようなずれは、マルチパスによって生じ、事実上、マルチパスは、第１の信号および第２の信号の両者の遅延成分を、通常は低減電力で、取り込んでいる。例えば、第１の拡散符号について検討すると、符号の非理想的な自己相関特性による遅延した第１の符号と、符号の非理想的な相互相関特性による遅延した第２の符号とから、非直交の寄与が発生する。

ここで図２を参照すると、非理想的な自己相関特性をもつＯＶＳＦ符号を使用したときの、マルチパス干渉の影響が示されている。図２ａには、拡散率が１６の、任意に選択されたＯＶＳＦ符号の自己相関関数200が示されていて、Ｙ軸202上には、相関器の出力が示されていて、Ｘ軸204上には、自己相関関数を計算するために相関させた２つの符号のチップ期間Ｔｃにおける遅延ずれが示されている。

図２ｂは、図２ａと同様のグラフであるが、理想的なＯＶＳＦ符号を使用した２波のマルチパスモデルにおける相関器の理想的な実際の出力が示されている。図２ｂでは、第１のマルチパス成分に対する相関器の出力は実線206で、第２のマルチパス成分に対する相関器の出力は点線208で示されており、第２のパスは第１のパスに対して０．５の大きさであり、相対的な位相ずれはゼロである。遅延ずれがゼロのときは、相関器の出力は第１のパスからの全エネルギーを含むが、第２のパスからの干渉の寄与はないといった理由で、図２ｂの応答は理想的である。

ここで図２ｃを参照すると、図２ｂの２波のマルチパス方式に、図２ａのＯＶＳＦ符号を用いたときの実際の状況が示されている。ここでも、第１および第２のマルチパス成分の相関器の出力を、実線210および点線212によってそれぞれ示している。図２ａの自己相関関数を、両マルチパス成分上に重ね合わせると、その結果、遅延ずれがゼロの相関器の出力が、第１のマルチパスからの大きさが１の望ましい寄与と、第２のマルチパス信号からの相対的な大きさが０．２５の干渉の寄与との組み合わせから成ることが分かるであろう。

時間整列していないときは、ＯＶＳＦ符号の相関特性は比較的に劣悪であることが分かっており、このために、Ｗ−ＣＤＭＡの３Ｇシステムでは、追加の拡散符号が適用される。既に記載したように、３ＧＰＰによって特定されているＷ−ＣＤＭＡにおいて使用される符号はゴールド符号であり、ゴールド符号は、２つの二値のｍ系列の３８，４００チップのセグメントの加算に対する位置に関する法（positionwise modulo）から形成される。図３には、ｍ系列の自己相関特性が示されており、相関関数（correlation function, CF）はｙ軸300上に示されている。ずれがゼロ以外であるときの最大相関出力は、拡散長の逆数（したがって、Ｓを拡散長としたとき、−1／Ｓ）に比例する。拡散長自体は、符号を生成するのに使用されるシフトレジスタ内の要素のメンバー、ｎによって判断される。その後の自己相関ピーク間の遅延ずれＴは、符号長Ｓとチップ期間ｔ_ｃとの積によって求められる。拡散率が大きいときは、１／Ｓはゼロになる傾向があり、したがってこの符号は、時間整列していないときに、ゼロの自己相関の理想的な特徴に近付く。しかしながら、拡散率が小さく、対応してデータレートがより高くなると、経路間干渉（Interpath Interference, IPI）は大きくなる。

ＣＤＭＡシステムの容量は、自己干渉で制限され−したがって、容量とサービス品質との両者に関する性能は、同じセル内か、または隣り合うセル内のユーザから発生する干渉電力によって、かなりの程度まで判断される。したがって、この干渉レベルを低減することによってＣＤＭＡシステムの性能を向上することができ、これを実現するための周知の受け入れられている技術は多数あり、不連続伝送およびセクタ化されたアンテナの使用が含まれる。セル内の干渉は、基地局から端末への信号の同期を認識することに基づいて、ある程度は緩和でき、したがってセル内の多重アクセス干渉（Multiple Access Interference, MAI）は、上述のＯＶＳＦ符号のような、１チップ期間内で整列するときに直交する符号か、または、例えば、米国のＩＳ９５（Interim Standard 95）のＣＤＭＡ電話ネットワークにおいて使用されているウオルシュ符号を使用することによって、緩和することができる。しかしながら、実際には、既に記載したように、モバイル環境の時間分散性により、直交性は相当に損なわれ、その結果ＭＡＩが増加する。例えば、一般的な都市環境では、直交性が４０％まで損われたことが確認された。セル間の多重アクセス干渉も確認された。

既に記載したように、他の（干渉している）チャネルの特徴が分かっているときは、それらが発生している干渉を抑圧または除去できることが分かっている。他の専用チャネルの場合に、端末は、チャネルの事前の知識をもっている必要はないが、他の技術を使用することができる。したがって、共通チャネルの特徴が、明示的または暗黙的に端末に分かっているときは、共通チャネルから干渉の寄与を取り除くことによって、ＣＤＭＡシステムの性能を向上することができる。後で参照する特定のチャネルを次に示す。
１．既知の拡散符号と、変調されていない（または、分かっている）拡散符号とをもつ共通チャネル、例えば、ＣＰＩＣＨおよびＳＣＨ。
２．データで変調される、既知の拡散符号をもつ共通チャネル、例えば、Ｐ−ＣＣＰＣＨ。
３．従来の単一符号伝送、マルチコード伝送、および送信アンテナダイバーシチシステムのような、（自己干渉を消去できる）既知の拡散符号をもつ専用チャネル。

これらのチャネルは、単に例示的に選択したものであり、別途記載する技術は、これらのチャネルに制限されない。
３ＧＰＰによって特定されている専用および共通チャネルの通常の電力レベルは、次の表１にまとめられている（なお、ＰＣＣＰＣＨとＳＣＨとは、時分割多重化されているので、ＳＣＨに関する数値は、（ ）内に示されている）。

多数のセルの干渉環境において、ＣＰＩＣＨ、ＰＣＣＰＣＨ、およびＳＣＨを完全に消去すると、容量が１１％増加する。しかしながら、共通チャネルの消去により、個々の端末の性能が向上することに加えて、全システムの容量をほとんど、または全く劣化することなく、それらにより多くのエネルギーを割り当てることができる。例えば、セル間干渉とセル内干渉との比が２：１．０であると仮定すると、従来のシステムと少なくとも同じ容量が維持される一方で、ＣＰＩＣＨおよびＳＣＨ／ＰＣＣＰＣＨの両者は３デシベル分、増加する。この電力増加により、ＳＣＨの場合は、捕捉が向上し、より強いＣＰＩＣＨ信号の場合は、チャネルの推定および追跡が向上する。

専用チャネルによって発生する自己干渉を抑圧することもできる。高データレート伝送では、このチャネルには、通常は、相当な量の電力が割り当てられ、一般に相当に低い拡散率で動作する。伝送についてのこれらの態様の両者により、経路間干渉が増加する傾向があり、ＩＰＩの消去技術の向上は、マルチパス環境、符号相関特性、および希望の専用チャネルに割り当てられた電力の割合に依存するにも拘わらず、性能を相当に向上する潜在性がある。

端末製造者と、ネットワーク／サービスオペレータとの両者は、向上した干渉消去技術を移動端末に適用することにより、恩恵が得られる。端末製造者は、高データレート伝送を受信する端末の能力が向上するので、恩恵が得られる。オペレータは、アーラン／セルまたは支援できる全データレートの何れかに関して、より高いダウンリンク能力を支援し、したがって追加のサービスを提供できるネットワークが得られることにより、恩恵が得られる。

これまでの記述を考慮すると、とくに移動端末における向上した干渉抑圧技術が、一般に必要とされていることが分かるであろう。

本発明では、第１の態様において、ディジタル移動通信システムのための空間時間送信ダイバーシチ（space-time transmit diversity, STTD）のスペクトラム拡散受信機であって、受信機は、それぞれ第１および第２の送信アンテナから第１および第２のスペクトラム拡散信号を受信するように構成されていて、第１および第２の信号の両者は、共通のシンボル系列の第１および第２のシンボルのデータを保持していて、第１および第２の信号は、１マルチパス成分内で相互に実質的に直交していて、受信機は、第１および第２のスペクトラム拡散信号間の干渉を抑圧するように構成されていて：伝送された第１および第２のシンボルの少なくとも一方の推定値を判断するための干渉推定器と；伝送された第１および第２のシンボルの推定値を符号化して、第１および第２の推定のＳＴＴＤシンボルストリームを供給するための少なくとも１つのＳＴＴＤ符号器と、第１および第２の推定のＳＴＴＤシンボルストリームを再拡散して、第１の信号から発生する、第２の信号への干渉の推定値を含む第１の干渉推定値と、第２の信号から発生する、第１の信号への干渉の推定値を含む第２の干渉推定値とを供給するための少なくとも１つの再拡散器と；それぞれ第１および第２の入力信号から第２および第１の干渉推定値を減算して、各第１および第２の干渉抑圧された出力信号を供給するための干渉抑圧器とを含むＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機を提供する。

干渉推定器は、ＳＴＴＤ復号器であることが好ましいが、ＳＴＴＤ復号器でなくてもよく、抑圧される干渉は、異なるマルチパス成分の第１および第２の信号間の干渉を含むことが好ましい。
本発明は、別の態様において、ＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機のためのＳＴＴＤ復号器であって、第１の送信アンテナから第１のチャネルに沿って受信される信号を主として含む第１の入力信号と、第２の伝送アンテナから第２のチャネルに沿って受信される信号を主として含む第２の入力信号とを受信して、復号するための第１および第２の復号器入力と、各々が、前記第１および第２の入力信号をそれぞれ受信し、第１および第２のシンボル期間における受信信号を加算し、第１および第２の中間項を供給するように構成されている第１および第２の加算器と、各前記加算器からの前記第１および第２の中間項を、前記第１および第２のチャネルからのチャネル推定値と相互相関させて、各加算器から部分的な第１および第２のシンボル項を供給するための相互相関器手段と、各加算器からの前記部分的な第１のシンボル項を合成し、各加算器からの前記部分的な第２のシンボル項を合成し、第１および第２の復号されたシンボル出力を供給するための合成器とを含むＳＴＴＤ復号器を提供する。

本発明は、さらに別の態様において、第１の送信アンテナから第１のチャネルに沿って受信される信号を主として含む第１の入力信号と、第２の伝送アンテナから第２のチャネルに沿って受信される信号を主として含む第２の入力信号とを受信して、復号するための第１および第２の復号器入力と；各々が、前記第１および第２の入力信号をそれぞれ受信し、第１および第２のシンボル期間における受信信号を加算して、第１および第２の中間項を供給するように構成されている第１および第２の加算器と；前記加算器からの前記第１および第２の中間項を、前記第１および第２のチャネルからのチャネル推定値と相互相関させて、各加算器から部分的な第１および第２のシンボル項を供給するための相互相関器手段と；各加算器からの前記部分的な第１のシンボル項を合成し、各加算器からの前記部分的な第２のシンボル項を合成し、第１および第２の復号されたシンボル出力を供給する合成器とを含む方法を提供する。

本発明は、さらに別の態様において、ＳＴＴＤレーキ受信機において干渉を抑圧する方法であって、受信機へ伝送されるシンボルデータの対の推定値を判断することと；推定されたシンボルデータの対を、ＳＴＴＤデータストリームの対として符号化することと；符号化されたＳＴＴＤデータストリームを再拡散して、干渉推定値の対を判断することと；受信信号から干渉推定値の前記対の各々を抑圧して、干渉抑圧された信号の対を復号するために供給することとを含む方法を提供する。

対の各干渉推定値は、第１のＳＴＴＤ送信アンテナから、第２のＳＴＴＤ送信アンテナから受信した信号への干渉の推定値を含んでいることが分かるであろう。
本発明では、上述のＳＴＴＤ受信機、復号器、および干渉抑圧方法を実行するためのプロセッサ制御符号を搬送する担体も提供する。このプロセッサ制御符号には、例えば、ディジタル信号プロセッサを制御するための、コンピュータプログラム符号か、または汎用の受信機の集積回路をセットアップして、上述の方法または受信機を実行するための複数のレジスタ値のような他の符号が含まれる。担体には、データキャリアまたは記憶媒体（例えば、ハードまたはフロッピーディスク、ＣＤ−またはＤＶＤ−ＲＯＭ、あるいは読み出し専用メモリのようなプログラムメモリ）；もしくは光または電気信号の担体が含まれる。当業者には、制御符号が、例えばネットワーク上で、複数の接続された構成要素間でも分配されることが分かるであろう。当業者には、本発明が、専用のハードウエアと、ソフトウエアにおいて実行される機能との組合せによって実行されることも分かるであろう。

当業者には、２つ以上の源から発生している干渉の寄与を抑圧するのに、本発明の上述の態様を組合せてもよいことが分かるであろう。
ここで、本発明のこれらの態様および他の態様を、例示的に、添付の図面を参照して、さらに記載する。

制限がないときは、追加の拡散符号について知らなくても、端末において消去できるチャネル干渉のタイプを、簡単なものから順番に示す。
１．既知の拡散符号をもち、変調が既知か、または変調されていない共通チャネル、例えば、ＣＰＩＣＨおよびＳＣＨ。変調信号が既知であるので、これは、最も簡単なアプローチである。
２．データによって変調された既知の拡散符号をもつ共通チャネル、例えば、ＰＣＣＰＣＨ。これらのチャネルによって生成された干渉を消去するために、チャネルを逆拡散し、復調し、伝送データを判断し、その後で、再拡散して、伝送信号の推定値を生成し、希望信号から干渉を抑圧する。しかしながら、これらのチャネルは、一般に、非常に大きい電力を有し、干渉が抑圧されることになる希望の専用チャネルの電力は、一般に５デシベルより大きく、したがって１または複数本のチャネルの検出および干渉の抑圧は、比較的に直接的に行われる。
３．既知の拡散符号をもつ希望の専用チャネル。単一符号内のＩＰＩによって生じる自己干渉を抑圧でき、いくつかの場合において、２本以上の専用チャネルの符号が事前に分かっているときは、他の干渉も抑圧される。このような場合になるのは、例えば、多数の符号を使用して、高データレートのサービスを単一のユーザへ伝送するとき、および多数のサービスを異なる符号へ多重化するときである。ここでも、干渉チャネルを逆拡散し、復調し、再拡散し、その後で干渉を消去する。例えば、時空間ブロック送信ダイバーシチ（space-time block coded transmit diversity, STTD）を使用して、希望信号が多数のストリームにおいて伝送されるときに、この技術を適用することができる。これは、少なくとも、事実上、整合フィルターの多数のバンクを有することによって実現でき、一方の組は第１の推定値をとり、他方の組は、干渉推定値を取去った後で、第２の推定値を計算する。多数の段を用いて、各段において、経路間干渉の寄与の推定値を計算して、次第に向上し、最後の段において、シンボルの推定値を判断し、使用のために出力することもできる。

ここで図４を参照すると、既知のＷ−ＣＤＭＡレーキ受信機400が示されており、この受信機400では、ＣＰＩＣＨを使用して、復調された専用データチャネル（ＤＰＣＨ）および同報通信チャネル（ＰＣＣＰＣＨ）へ適用するためのチャネル推定値を計算する。受信機400は、アンテナ402を有し、専用物理データチャネル（Dedicated Physical Data Channel, DPCH）、ＰＣＣＰＣＨ、およびＣＰＩＣＨのスペクトラム拡散信号を受信する。アンテナ402が受信した信号は、ダウンコンバータ404へ入力され、ダウンコンバータ404では、信号を、逆拡散のために中間周波数（Intermediate Frequency, IF）またはベースバンドへダウンコンバートする。通常は、この時点で、信号はアナログ−対−ディジタルコンバータによってディジタル形式にされ、専用の、またはプログラム可能なディジタル信号プロセッサの何れかによってディジタル領域で処理される。大きさおよび位相の両者の情報を保存するために、信号は、通常はＩおよびＱチャネルを含むが、簡潔化のために、これらは図４には示されていない。この受信機、および一般に、以下で記載する受信機では、アナログまたはディジタル領域、あるいはこれらの両者の領域における信号処理が用いられる。しかしながら、通常は、処理の多くはディジタル形式で行われるので、図４にブロックで示されている機能素子は、一般に、適切なソフトウエアによって実行されるか、または機能の幾つかにおいて特定の集積回路が使用可能である場合は、これらの集積回路内のレジスタを適切にプログラミングして、要求される機能を実行するためのアーキテクチャまたは機能、あるいはこの両者を構成することによって実行される。

再び図４を参照すると、受信機400は、３つのレーキフィンガー406、408、および410を含み、各レーキフィンガー406、408、および410は、レーキ合成器412への出力を有し、レーキ合成器412は、合成された復調信号出力414を供給し、出力414は移動端末内でさらに処理される。各レーキフィンガーの主な素子は対応しており、簡潔化のために、レーキフィンガー406の素子のみが示されている。

レーキフィンガー406の入力には、符号追跡器416が接続され、符号追跡器416は、スペクトラム拡散符号を、逆拡散のために追跡する。符号追跡器416には、整合フィルターまたはアーリーレート追跡ループのような従来の手段が用いられ、ＤＰＣＨ、ＰＣＣＰＣＨ、およびＣＰＩＣＨのチャネルは、ほぼ同期するので、復号追跡器416は、これらの信号の中の１つのみを追跡すればよいが、ＣＰＩＣＨは、一般に、信号レベルが比較的に高いので、通常は除かれる。符号追跡器416の出力は、ＰＣＣＰＣＨの符号生成器418、ＣＰＩＣＨの符号生成器420、およびＤＰＣＨの符号生成器422を制御し、これらの符号生成器は、対応するチャネル信号と相互相関する拡散符号を生成し、スペクトラム拡散信号を逆拡散する。したがって、３つの逆拡散器424、426、428が用意され、各逆拡散器は、レーキフィンガーの入力に接続され、符号生成器418、420、422の中の１つからの出力を受信して、適切な信号（チャネライゼーションコードおよびスクランブリングコードの両者）を逆拡散する。当業者には分かるように、これらの逆拡散器は、一般に、乗算器および加算器のような、相互相関器を含む。

ＣＰＩＣＨのパイロット信号は変調されず、したがってこれが逆拡散されると、結果の信号は、レーキ受信機のフィンガーによって追跡されるＣＰＩＣＨの信号を伝送したマルチパスチャネルの減衰および位相ずれに対応する大きさおよび位相をもつ。したがって、この信号は、ＣＰＩＣＨのチャネルの、とくに、レーキフィンガーが逆拡散するこのチャネルのマルチパス成分の、チャネル推定値を含む。この推定値を、さらに処理することなく使用してもよいが、推定値を、時間において、すなわち１つ以上のシンボルの時間間隔において平均し、推定値の雑音を低減し、精度を高めるのが好ましい。この機能は、チャネル推定430によって行われる。長い期間で平均すると、雑音のレベルは低減するが、このやり方では、例えば、受信機が高速道路上の自動車内の端末において動作しているときに遭遇するような、チャネル状態の変化に迅速に応答する受信機の能力も低下してしまう。

チャネル推定値は、位相を反転するために共役をとられ、必要であれば、ゼロの減衰が１（unity）の大きさに対応するように正規化され、この形態では、共役信号は、単に、別の受信信号を乗算して、チャネル推定値を適用または補正するのに使用される。したがって、乗算器432および434は、チャネル推定ブロック430からのチャネル推定値を、同報通信制御チャネルのＰＣＣＰＣＨと、希望のデータチャネルのＤＰＣＨとへそれぞれ適用する。次に、希望のデータチャネルは、レーキ合成器412によって従来のやり方で合成され、各フィンガーからの同報通信チャネルの出力、例えば、レーキフィンガー406からの同報通信チャネルの出力も、第２のレーキ合成器（図４には示されていない）において合成され、復調されたＰＣＣＰＣＨ制御チャネル信号が出力される。

次に、図５を参照すると、チップレベルで干渉を消去する変形スペクトラム拡散レーキ受信機500が示されている。図５の一般的な構成は、上述のＣＰＩＣＨ、ＳＣＨ、およびＰＣＣＰＣＨのチャネルような、３Ｇシステムの共通チャネルから干渉を消去するのに適している。図５の受信機の素子およびアーキテクチャには、他のより複雑なスペクトラム拡散受信機も取入れることができ、その例は、別途記載する。制御チャネルの信号電力は、専用データチャネルの信号電力よりも大きいことが多いので、一般に、制御チャネルから専用チャネルへの干渉の寄与が取り除かれるが、基本的には、制御チャネルから専用データチャネルへの干渉を取り除くのに、この技術が使用される。図５の受信機は、一方の拡散符号をもつ一方のチャネル、例えば制御チャネルから、他方の実質的に直交する拡散符号をもつ他方のチャネル、例えば専用チャネルへの干渉を抑圧するように構成されている。しかしながら、符号は実質的に直交しているので、第１の見積もりにおいて、全信号は直交しているので、１マルチパス成分内には干渉はなく、このために、１マルチパス成分内で一方の信号を他方の信号から減算する必要はない。しかしながら、マルチパス成分は、送信機から異なるパスをとって、したがって、異なる遅延を加えて、受信機に到達するので、これらのマルチパス成分間で直交性は損われているが、図５の受信機が抑圧することを意図されている干渉は、本質的に、概念上で直交している拡散符号をもち、かつ２つの異なるマルチパス成分において受信機に到達する２つの信号間の干渉である。

別途記載するように、共通チャネルからそれ自体へのＩＰＩの干渉の寄与を抑圧することもできる。この場合は、干渉の初期推定値を生成し、受信信号から取り除き、共通チャネルおよび専用チャネルの推定値を向上する。
図５をさらに詳しく参照すると、受信機500は、従来のスペクトラム拡散受信機と同様に、アンテナ502およびダウンコンバータ（図示されていない）を含んでいる。受信信号は、干渉推定器504と、符号ずれ追跡ブロック506と、チャネル推定器ブロック508と、遅延素子510および干渉消去装置（interference cancellation unit, IC unit）512とを経由して、複数のレーキフィンガー514へ送られる。符号ずれ追跡ブロック506は、受信信号のＮ個のマルチパス成分を追跡し、干渉推定器504と、レーキフィンガー514と、複数の再拡散器516とへＮ個の出力を供給する。Ｎ個のマルチパス成分の各々は、自分と関係付けられている異なる遅延をもち、符号追跡ブロック506は、Ｎ個の追跡ループを、レーキ受信機によって処理される各マルチパス成分に１つずつ、効果的に供給するように構成されている。同様のやり方で、チャネル推定器508は、複数、すなわちＮ個のチャネル推定出力を、処理される各マルチパス成分に１つずつ供給する。チャネル推定器508は、複数のＣＰＩＣＨの符号生成器および対応する複数の逆拡散器を含み、したがって、符号ずれ追跡ブロック506からＮ個の符号追跡入力（図示されていない）も受信することが好ましい。したがって、チャネル推定器508は、従来のやり方で、図４を参照して記載したように、例えば、複数のチャネル推定器の各々を使用して動作する。

干渉推定器504の機能は、関連する伝送信号の推定値を、信号が変調されるときはシンボルレベルで供給することである。ＣＰＩＣＨの推定値が必要なときは、逆拡散されたＣＰＩＣＨ信号は、チャネル推定器508によって供給される信号と、ほぼ同じであるので、干渉推定器は、事実上、不要になる。より複雑な信号からの干渉を推定するときは、干渉推定器は、複数のレーキフィンガーか、または効果的に、もう１つのレーキ受信機を含んでもよい。したがって、ＰＣＣＰＣＨまたはマルチコード信号のような、より複雑な信号を推定するときは、干渉推定器は、チャネル推定値をレーキフィンガー出力へ供給するのに、干渉推定器の各レーキフィンガーごとに、符号追跡器506からの入力と、チャネル推定器508からの入力とが必要であることが分かるであろう。干渉推定器の出力505は、例えば、レーキ受信機合成器の硬判定出力からのときは、単一のビットラインであり、または、例えば、干渉推定器504内の複数のレーキフィンガーからの個別の出力からのときは、複数のビットラインである。複数のビットラインを有する場合は、チャネル推定値は軟判定出力であると示唆されるので、干渉推定器504はチャネル推定器508からの入力を必要としない。干渉推定器504がレーキ受信機を含むときは、この受信機は、レーキフィンガー514と同数のレーキフィンガーをもつ必要はないことも分かるであろう。

干渉推定器504からの出力505は、複数の再拡散器516へ入力される。１つ（または複数）の出力505は、シンボルレベルの、ＣＰＩＣＨ、ＰＣＣＰＣＨ、などのような、１つ以上の伝送信号の１つ（または複数）の推定値を含む。これらは、再拡散器516によって再拡散され、レーキフィンガー514によって復号される異なるマルチパス成分に対する適切な遅延を加えて、複数の干渉推定値の出力が供給される。各干渉推定値は、適切な伝送信号の推定値に、送信機から受信機へのマルチパス成分の遅延に対応する遅延を加えたものである。しかしながら、マルチパス成分の全てが同じ信号レベル（または位相）で受信機に到達するわけではなく、したがって複数の乗算器518において、推定値を、チャネル推定器508からの対応する出力によって乗算することによって、マルチパス成分の相対電力を補正する。その結果は、複数の干渉推定値520であり、干渉推定値520は、好ましくは、レーキフィンガー514によって処理される受信信号の各マルチパス成分に１つずつ与えられる。

複数の干渉推定信号520の複数の入力が、干渉消去装置(interference cancellation unit, IC装置)512へ供給される。干渉消去装置512への別の入力522は、遅延素子510が、干渉推定プロセスによって取り込まれる遅延を考慮に入れて、受信信号を遅延することによって得られる。干渉消去装置512は、複数の出力524を、各マルチパス成分に１つずつもち、各出力は、複数の入力信号から、関連する推定値を減算または抑圧したものを含んでいる。干渉消去装置512については、より詳しく別途記載するが、大要、推定の干渉の寄与において、１つのマルチパス成分を、それ以外の全マルチパス成分から、抑圧するか、または取り除くものである（１マルチパス成分内では、信号は実質的に直交しているので、そのマルチパス成分自体から推定値を取り除く必要はない）。干渉消去装置512の出力524は、レーキフィンガー514の入力へ供給され、各出力は、対応するレーキフィンガーへ供給される。さらに加えて、各レーキフィンガーは、符号追跡ブロック506およびチャネル推定器508からも１つずつ入力を受取り、したがって各レーキフィンガーは、関連する干渉推定値が抑圧されている入力と、レーキフィンガーが処理するマルチパス成分に適したずれをもつチャネルおよび符号追跡とを受取る。レーキフィンガー514は、Ｎ個のレーキフィンガー出力526をもち、レーキ合成器528へ入力を供給し、次に、レーキ合成器528は、合成された（干渉を抑圧された）出力信号530を供給する。レーキ合成器528は、等利得合成または最大比率合成のような従来のやり方で動作する。

図５の受信機は、共通チャネルの干渉抑圧の一般的な形を示しており、大要、干渉の寄与を推定し、再拡散し、希望信号から減算するものである。大要、符号追跡器506は、一方の符号の他方の符号に対する遅延を計算し、次に、これに、適切なチャネル推定値によって重み付けをし、減算するものである。“干渉”信号がデータで変調されるとき、干渉推定器504は、このデータが何であるかの推定を判断し、データを適切に再拡散できるようにする。しかしながら、“干渉”信号が変調されず、したがってデータを保持していないときは、このステップを省略することができる。受信信号に何らかの符号追跡を適用しなければならないが、入力信号を処理した後で、符号追跡を反復すると、関連するマルチパスの遅延をより正確に判断できることが分かるであろう。このような後者の向上した推定は、１マルチパス成分内の互いに直交する信号を消去せず、好ましいと判断される。その理由は、１マルチパス成分内の互いに直交する信号は、互いに実質的に干渉せず、加えて、例えばＣＰＩＣＨのパイロット信号が処理の早い段階において全て取除かれると、このＣＰＩＣＨのパイロット信号を後で符号追跡器の追跡に使用できないからである。

“部分”消去と対照的な、“完全”消去のオプションについては別途記載するが、“完全”消去（すなわち、実質的に直交する成分であっても、全成分を消去する）が適用されるときでも、直交信号の少なくとも一部分を戻して、その後の符号追跡、チャネル推定、および他の機能を簡単にするのが好ましい。

発明者には、逆拡散が線形動作であるので、逆拡散後に、干渉の影響を消去できることも分かるであろう。この場合は、信号を逆拡散し、干渉を計算し、干渉信号を希望信号からシンボルレベルで減算する前に、希望信号符号と干渉信号符号と（適切であれば、チャネル推定値と）を相互相関させる。ここで、シンボルレベルにおける干渉消去の動作の例を、ＣＰＩＣＨのパイロット信号を参照して記載するが、当業者には、逆拡散の相関動作が線形であるために、基本的な概念を、他の信号からの干渉の消去に適用できることが分かるであろう。しかしながら、拡散符号は多数のシンボルをまたぐので、希望信号と干渉信号との相互相関は、各シンボルごとに再び計算する必要がある。

シンボルレベルにおける干渉消去の背景にある計算について検討するのは有益であり、ＣＰＩＣＨのパイロット信号を使用して、シンボルレベルの干渉消去を例示する。
受信信号ｒ（ｔ）について検討する。受信信号ｒ（ｔ）は、チャネル応答ｃ（ｔ）で畳込まれた伝送データを含んでいる。受信機が受信する信号は、簡単な例において、符号ｓ_Ｄによって拡散された１データストリームｂ（ｎ）を、パイロットチャネルｓ_Ｐ（ｔ）と共に含むものと仮定する。なお_ｎは、シンボル間隔ｎにおける信号を示す。

このチャネルの畳込みは、存在するＬ個のマルチパス成分に対して行なう。（逆拡散された）整合フィルターの出力、ｙ（ｔ）は、受信信号を、希望の拡散符号、この場合はｓｄ（ｔ）、によって乗算することによって生成され、したがってｙ（ｔ）は式２によって得られる。

とくに、１つのマルチパス、ｋにおいて、標本の整合フィルターの出力、ｙ_ｋ ^ｎについて検討する。ｙ_ｋ ^ｎは、受信信号によって乗算された遅延ずれをもつ拡散符号に対応する。

式３は、３つの項を有し、第1の項は、希望の成分に対応し、第２の項は、希望のマルチパス上の希望の符号と異なるマルチパス上の希望の符号との、すなわちｋが１に等しくないときの自己経路間干渉に対応する。式３内の最後の成分は、希望のデータ符号と干渉のパイロット符号との間の相互相関干渉である。相互相関は、ｋが１に等しいとき、したがって同じマルチパス上では、ＯＶＳＦ符号の直交性のために、ゼロであるときであることが分かるであろう。

式５において、最初の２つの項は、式４の最初の２つの項と同じであり、式４の第３の項は拡張され、減算される干渉の寄与は、式５の最後の項に明示的に書かれている。この最後の項は、（データの項ｂ（ｎ）を除いて）希望のデータとパイロットチャネル符号との相互相関を含み、加算には、ｋが１に等しい項が含まれているが、厳密に言えば、この項はゼロであるので、必要ないことが分かるであろう。式５から、希望信号を再拡散した後で、不要の成分を減算することによって、言い換えると、シンボルレベルの希望信号から不要の成分を減算することによって、シンボルレベルの干渉消去を実現できることが分かるであろう。希望の符号に、希望のマルチパスに対応するずれをもたせたものを、不要の符号に、不要のマルチパスに対応するずれをもたせたものよって乗算することによって、不要の干渉成分を含む信号が生成される。

図６には、３つのマルチパス成分に対してシンボルレベルの干渉消去を行なうＷ−ＣＤＭＡのレーキ受信機600が示されていて、受信機のレーキフィンガーの1つが詳しく示している。
受信機600では、入力アンテナ602が入力信号を受信し、入力信号は符号追跡ブロック604、チャネル推定ブロック606、および（この例では）３つのレーキフィンガー608へ供給される。符号追跡ブロック604は、入力信号の３つのマルチパス成分の符号を追跡し、これらの３つのマルチパスの遅延ずれを含む３つの対応する出力を供給する。符号追跡ブロックの出力は、パイロット符号生成器610およびデータ符号生成器612へ入力を供給する。パイロット符号生成器610は、３つのパイロット（ＣＰＩＣＨ）符号を、受信機によって処理される各マルチパス成分ごとに１つずつ生成し、３つの符号はマルチパス成分に対応する遅延ずれをもつ。パイロット符号生成器610からの出力610ａは、第１のマルチパス成分であり、出力610ｂは、第２のマルチパス成分であり、出力610ｃは、第３のマルチパス成分である。同様に、生成器612は、３つのデータチャネル拡散符号を、各マルチパス成分ごとに１つずつ供給する。データ符号生成器612の出力612ａは、第１のマルチパス成分であり、出力612ｂは、第２のマルチパス成分であり、出力612ｃは、第３のマルチパス成分である。受信機600の例示的な実施形態では、３つのレーキフィンガー608ａ、608ｂ、608ｃがあり、各レーキフィンガーは、実質的に同じ機能をもつが、異なる組の入力信号を受信する。全てのレーキフィンガーは、アンテナ602からの入力信号614と、各マルチパスに対するチャネル推定値606ａ、606ｂ、606ｃとを受信する。レーキフィンガー608ａは、受信信号の第１のマルチパス成分を逆拡散し、データ符号生成器612から、第1のマルチパス成分のための、適切なずれをもたせた１つのデータチャネル拡散符号612ａを受信する。レーキフィンガー608ａは、他の全てのマルチパス成分、この場合は、ライン610ｂおよび610ｃ上の第２および第３のマルチパス成分に対応する遅延ずれをもたせたパイロット拡散符号も受信する。普通は、各レーキフィンガーは、レーキフィンガーが処理しているマルチパス成分に対応するずれをもたせたデータ符号と、他の全てのマルチパス成分のパイロット符号とを受信する。

ここで、レーキフィンガー608の１つをより詳しく記載する。他のレーキフィンガーは、このレーキフィンガーに符合する。相互相関器616を使用して、受信信号入力614を、受信信号の第１のマルチパス成分に適切なずれをもたせたデータ符号612ａと相関させ、シンボルレベルの出力618を得て、遅延装置620によって出力618を遅延させ、逆拡散された受信信号と干渉推定値とを整列させる。相互相関器622および624は、レーキフィンガーによって処理されるマルチパス信号のデータ拡散符号612ａを、干渉推定値が計算される他のマルチパス成分の各パイロット符号拡散信号610ｃおよび610ｂと相互相関させる。次に、乗算器626および628において、相互相関器622および624からの各出力を、チャネル推定値606ｃおよび606ｂによってそれぞれ乗算し、その結果をライン630上で合成（加算）して、式５の最終項を生成する。簡潔にするために、相互相関器と乗算器とに同じ記号が使用されているが、当業者には、相互相関は乗算と加算とを含むことが分かるであろう。同様に、便宜を図って、式５の最終項は“ライン630”上に存在すると記載したが、実際には、レーキフィンガーはソフトウエアにおいて実行されることが多く、したがって干渉項は、図示されているように１物理ライン上には存在せず、むしろ、計算の中間項として存在し、例えばレジスタ内に記憶される。

相互相関器622および624によって行われる相互相関のために、干渉推定値630はシンボルレベルの推定値であり、既に記載したように、遅延信号618もシンボルレベルの信号であることが分かるであろう。干渉消去装置（interference cancellation unit, IC unit）632は、シンボルレベルの受信信号から、シンボルレベルの干渉推定値を減算して、干渉が抑圧されたシンボルレベルの出力を供給するように動作する。その後で、このシンボルレベルの信号は、乗算器636によって、第１のマルチパス成分606ａのチャネル推定値と乗算され、その結果は、レーキ合成器638への1つの入力へ供給される。レーキ合成器638への他の入力は、他のフィンガー608ｂおよび608ｃから供給され、３つのレーキフィンガーからの信号は合成され、復調された出力信号640が供給される。

図６の受信機600において、干渉推定器は、本質的に、パイロット符号生成器610、データ符号生成器612、相関器622、624、および乗算器626、628を含んでいる。異なる信号からの干渉を消去するために、パイロット符号生成器610を、異なる符号生成器と置換してもよいことが分かるであろう。同様に、ＰＣＣＰＣＨのようなデータ搬送信号のときは、符号生成器610を、各マルチパス成分の再拡散されたデータを推定するための手段に置換してもよく、このような手続きについては、ＰＣＣＰＣＨの干渉消去に関連して別途記載する。

図６のアーキテクチャでは、希望信号および干渉信号の両者は逆拡散されるので、ある観点では、図５の構造よりも、より複雑である。しかしながら、相関器622および624の各々が行う相互相関は、単に、モジューロ２エディションによって容易に行うことができる２つの二値拡散符号を乗算することを含むので、実際には、受信機を実行するのはより簡単であることが多い。さらに加えて、実施形態では、多数の遅延ずれにおいて、相互相関行列を予め計算してもよい。1シンボルにおいて干渉の寄与の平均をとり、フィンガーの出力から減算し、さらに１シンボルにおいて平均をとって、干渉消去装置632の複雑さを軽減してもよい。

図７および８には、図５および図６の受信機に適した干渉消去装置が示されており、ここで、より詳しく記載することにする。一般に、干渉消去装置は、要求される性能と複雑さとの折り合い、受信機の設計において使用可能なチャネル推定値および干渉推定値の品質、並びに無線チャネルの構成にしたがって選択することができる。これから記載する技術は、チップレベルおよびシンボルレベルの両者の消去に適用することができる。しかしながら、シンボルレベルの消去を用いるときは、希望のマルチパス成分の干渉信号が、希望のマルチパス成分上に確実に残るようにすることは比較的に重要ではなく、これは、直列の消去を用いるか、または並列の消去を用いるかが比較的に重要ではなく、したがって、これから記載する、より簡単な完全消去技術か、またはハイブリッド完全消去技術を用いることができることを示唆している。

最初に図７ａを参照すると、これは、簡単な干渉消去構造700を示しており、全てのマルチパス成分からの干渉の寄与702は、加算器704において加算され、減算器706によって受信信号701から減算される。次に、減算器706からの１つの出力は、スプリッタ（分波器）708によって、レーキ受信機の各フィンガーに１つずつ、すなわち受信機によって処理される各マルチパス成分に１つずつ、複数の出力710に分割される。加算および減算は、ハードウエアではなく、むしろソフトウエアにおける演算であり、したがって、例えば減算器706は、受信信号701から、加算器704からの出力705を減算して、結果707を与える減算を含むことが分かるであろう。

図７ａの構成では、同じ信号が入力から全てのレーキ受信機のフィンガーへ向かって減算されるので、（Ｎ個のフィンガーにおいて）１サンプル当りに必要とされる演算数は、（チャネル推定値を再拡散して、適用するための）Ｎ回の複素乗算、Ｎ個の入力の１回の複素加算、および１回の減算である。しかしながら、拡散符号が二値であるときは、再拡散のためのＮ回の複素乗算は、Ｎ回の複素加算になる。

図７ａのアプローチでは、干渉信号が、希望のマルチパス成分と同じ遅延をもっていても、干渉信号を加算する。したがって、この成分において、妨害波は希望信号と直交するので、性能は向上しない。これは、全符号が相互に実質的に直交しているときは、１パスチャネル内で、セル内干渉が発生しないといった事実から分かるであろう。特定のパス上の希望信号から、そのパス上の干渉信号を取り除くことを検討するときに、同じ理由が適用され−したがって、これらの２つの信号は直交しているので、ここでも、性能の向上は実質的に実現されない。このアプローチには、例えば、フィンガーがチャネル推定値を再計算するのに、ＣＰＩＣＨ信号を必要とする場合に、干渉を抑圧された出力は、次のレーキフィンガーにおいて使用できないといった欠点もある。

図７ｂは、干渉信号の並列消去を適用した第２の干渉消去器720が示されており、すなわち１つのマルチパスからの干渉の寄与は、受信信号のそのマルチパス成分からは除去または抑圧されないが、受信信号の他の全てのマルチパス成分からは除去または抑圧される。したがって、図７ｂにおいて、干渉消去器720は、複数の干渉推定入力722ａ、722ｂ、722ｃ、および複数の減算器724ａ、724ｂ、726ａ、726ｂ、728ａ、728ｂを有する。各干渉入力、例えば入力722ｂは、複数の関係付けられた減算器、例えば、減算器726ａ、726ｂを有し、受信信号701の関連するマルチパス成分から干渉推定値を減算する。干渉消去器は、出力730、すなわちレーキ受信機の各フィンガーごとに1つの出力730ａ、730ｂ、730ｃを有する。したがって、例えば、出力730ｂは、受信信号701から、減算器724ａによってマルチパス１からの干渉推定値722ａを減算し、さらに減算器728ｂによってマルチパスＮからの干渉推定値722ｃを減算したものである。

図７ｂの干渉消去器720の性能は、図７ａの全消去器700の性能に類似しているが、干渉消去器720は、各マルチパス成分上に直交の“干渉”信号を残して、後で処理するのに使用できるようにしている。しかしながら、図７ｂの干渉消去器720は、より複雑であり、図７ａの消去器700と比較して、より多くの計算が必要である。

次に、図７ｃを参照すると、これは、直列または逐次消去アーキテクチャをもつ干渉消去器740を示している。干渉消去器740は、逐次消去形式で、希望のマルチパスよりも大きい信号電力をもつマルチパスのみから、干渉の寄与を減算するのに用いられる。したがって、事実上、マルチパス成分は分類され、マルチパス１は最強の信号をもち、マルチパス２は次に強い信号をもち、マルチパスＮは最も弱い信号をもち−言い換えると、マルチパス成分は、信号強度の大きさ順に配置される。おおよその干渉消去は、マルチパス１のパス２および３への経路間干渉の作用を消去し、パス２のパス３への干渉の作用を消去するが、パス２および３のパス１へのＩＰＩの作用を無視することによって達成できる。したがって、図７ｃにおいて、第１のマルチパス成分の出力744ａは、受信信号701のみから成り、第２のマルチパス成分、すなわち第２のレーキフィンガーへの出力744ｂは、減算器746によって、受信信号701から、第１のマルチパス成分からの干渉の寄与の推定値742ａを減算したものである。同様に、Ｎ番目のマルチパス成分の出力744ｃ（この場合は、第３のレーキフィンガーへの第３のマルチパス成分）は、減算器748によって、信号出力744ｂから、第２のマルチパスからの干渉推定値742ｂを減算したものであり、信号出力744ｂは、受信信号701から、第１のマルチパス成分からの干渉推定値742ａを既に減算したものである。

図７ｃの構成は、図７ｂの干渉消去器720と比較して、僅かに性能が劣るが、そのアーキテクチャはより簡単であり、ｎ個のフィンガーにおける１チップ当りの演算には、チャネル推定値を再拡散して適用するためのＮ−１回の複素乗算（または、二値の拡散符号の場合は、加算）と、Ｎ−１回の複素減算とが必要である（すなわち、図７ｃの消去器740の場合は、２＋１＋０である）。しかしながら、２つ以上のマルチパスが同様の大きさである場合か、または最も強いパスから最も弱いパスへの順序付けが、例えばシャドウイングおよびマルチパスフェージングのために、迅速に変化すると予測される場合か、あるいはこの両者の場合は、図７ｃの干渉消去器740は、一般に好ましくない。

図７ｄは、並列消去素子と逐次消去素子との両者を含むハイブリッドアーキテクチャの干渉消去器760を示している。大要、干渉消去器760のアーキテクチャは、干渉消去器740のアーキテクチャに対応していて、複数のマルチパス成分のための複数の干渉推定入力762ａ、762ｂ、762ｃと、複数のマルチパス成分を抽出するための対応する複数のレーキフィンガーによって処理される複数の干渉抑圧された出力764ａ、764ｂ、764ｃとを含む。同様に、各干渉推定入力は、減算器の関係付けられている組と接続され、１つのマルチパス信号の推定値を、他の全てのマルチパス成分の信号から減算する。したがって入力762ａは、減算器766ａ、766ｂと関係付けられていて、入力762ｂは、減算器768ａ、768ｂと関係付けられていて、入力726ｃは、減算器770ａ、770ｂと関係付けられている。同様に、各出力は、減算器の関係付けられている組をもつと考えられる。例えば、出力764ｂは減算器766ａおよび770ｂと関係付けられている。しかしながら、図７ｄの干渉消去器760は、各減算器と関係付けられている重み付け手段をもち、適切なマルチパス成分から干渉の寄与の推定値を減算する前に、それに重み付けする。したがって、減算器766ａ、766ｂは重み772ａ、772ｂと、減算器768ａ、768ｂは重み774ａ、774ｂと、減算器770ａ、770ｂは重み776ａ、776ｂと関係付けられている。各重み付け手段は、重み、好ましくは実の重みによって入力を乗算するように動作し、基準化された入力信号を供給する。重み付け手段は、ハードウエアの乗算器またはソフトウエアの乗算の演算を含む。加えられる重みに依存して、干渉消去器760は干渉消去器720か、または干渉消去器740の何れかに似るので、図７ｄのアーキテクチャは、ハイブリッドと呼ばれる。図７ｄに示されているように、干渉消去器は、受信信号701を複数の成分へ分割するためのスプリッタ（分波器）778も含んでおり、スプリッタ778の後で、干渉を抑圧する処理を行なう。

図７ｄのアーキテクチャは、劣悪な品質のチャネル推定値が全消去動作へ与える影響を最小化するのに役立つ。したがって、これが得るマルチパス成分の信号品質が良好であるか、または劣悪であるか、すなわち搬送波対干渉および雑音比が高いか、または低いかに依存して、干渉の寄与の推定値に重み付けすることができる。一般に、信号チャネルまたはマルチパス成分の信号レベルが、劣悪であるときは、干渉推定値は劣悪になり、受信信号からこの劣悪な推定値を減算すると、干渉を抑圧するのではなく、むしろ取込んでしまうことがある。したがって、この情況では、推定値が不良であることが分かっているときは、干渉の寄与の推定値の一部のみか、またはそれを基準化したものを減算するのが好ましく、その理由は、こうすることにより、受信信号全体を向上する可能性が高く、過度な劣化がもたらされないからである。対照的に、干渉の寄与の推定値を強力な信号から求めたときは、推定値が正確である信頼度が大きいので、推定値を受信信号からほぼ完全に消去することができる。

図７ｄの干渉消去器760では、各ＩＰＩの干渉の寄与の推定値を、（これが得るマルチパス成分を除く）任意のマルチパス成分から減算することができる。減算前に、γ_ｘ、ｙを加えて、重み付けを行なう。なお、ｘを、希望のレーキフィンガーとし、ｙを、干渉を起こしているマルチパスとする。γを１に設定すると、図７ｄの干渉消去器が、全ての重みがゼロの並列消去に相当し、システムは、従来のレーキ受信機に似て、したがって、消去器を、図７ｃのように直列または逐次消去器として動作するように再構成することができる。既に記載したように、このアーキテクチャの１つの長所は、劣悪な品質の干渉推定値には、小さい、またはゼロの重みをあたえ、よりよい干渉推定値には、より大きい重みを与えることができることである。同一レーキフィンガー上での干渉マルチパスの消去、すなわち、例えば、第１のマルチパス成分を処理しているレーキフィンガーにおいて、信号から、マルチパス１からの推定値を消去することを含めてもよいが、役に立たない場合は、省くのが好ましい。したがって、γ_１，１＝γ_２，２＝γ_ｎ，ｎ＝０である。

電力消費を低減することが重要である場合の実施形態では、可能であれば、または適切であれば、重みを事実上ゼロに設定でき、したがって、関係する減算を行う必要は無くなる。図７ｄの干渉消去器760に必要な演算数は、再拡散するための最大Ｎ回の複素乗算、または二値拡散符号の場合は、加算であるが、γ_ｘ、ｙ＝γ_１、ｙ＝γ_２、ｙ＝０であるときは、この数は、重み付けを行うための最大Ｎ（Ｎ−１）回の複素乗算、および最大Ｎ（Ｎ−１）回の複素減算に低減する。

図７ｅには、図７ｄの干渉消去器760を簡略化した干渉消去器780が示されている。要するに、干渉の寄与の推定値の重みを全レーキ受信機フィンガーにおいて同じに設定することによって、すなわち図７ｅの重みγ_ｙを、干渉消去器760の重みに関して、
γ_ｙ＝γ_１、ｙ＝γ_２、ｙ＝γ_ｘ、ｙ
に設定することによって、干渉消去器760から、干渉消去器780が得られる。

したがって、干渉消去器780は、複数の重み786ａ、786ｂ、786ｃを、各マルチパス成分の干渉の寄与の推定値782ａ、782ｂ、782ｃに、１つずつ含む。これらの重み付けされた干渉の寄与の推定値を加算器788において加算して、単一の合成された干渉推定値790を生成し、干渉推定値790は、減算器792によって受信信号701から減算される。その後で、スプリッタ794は、この干渉抑圧信号784の同じものを、レーキ受信機の各フィンガーへ供給する。

干渉消去器780のアーキテクチャは、消去を行うのに必要な乗算数を相当に低減する。したがって、再拡散するための最大Ｎ回の複素乗算（または二値拡散符号の場合は、加算）（γ_ｘ，ｙ＝γ_１，ｙ＝γ_２，ｙ＝０であるときは、Ｎはより小さくなる）、重み付けを行うための最大Ｎ回の複素乗算、および最大Ｎ（Ｎ−１）の複素減算が必要とされる。

図８には、図７ｅの干渉消去器780の変形である干渉消去器800が示されている。図８の干渉消去器800の構造が、どのように図７ａないし７ｅの干渉消去器の構造から導き出されるかを示すために、干渉消去器780から引き継いでいる特徴に、図７ｅと同じ参照番号を与えた。各マルチパス成分ごとに、そのマルチパス成分を処理しているレーキフィンガーにおいて、マルチパス成分に重み付けして、受信信号から減算したものを、その信号へ再び加算することが分かるであろう。したがって、加算器802は、786ａにおいてマルチパス1からの干渉推定値782ａにγ_１を重み付けしたものを、減算器792からの出力784へ再び加算し、この出力808ａを、受信信号の第1のマルチパス成分を処理するレーキ受信機のフィンガーへ供給する。同様に、加算器804は、干渉推定値782ｂに重み付けしたものを、既に減算された出力784へ再び加算して、出力808ｂを供給し、加算器806は、干渉推定成分782ｃを、既に減算されたものに再び加算して、出力808ｃを供給する。

したがって、図８の構成では、全パスからの干渉の寄与を加算して、受信信号から減算して、計算数を低減するが、（直交の）干渉信号を存在させ、この信号を、対応する（直交の）干渉を抑圧されたパスに再び加算する。例えば、逐次の向上したＣＰＩＣＨベースのチャネル推定が望ましいときは、これは、干渉を抑圧された信号の処理をさらに容易にする。干渉消去器800は、ハイブリッドまたは並列の消去に用いてもよく、並列消去では、重み（γ）は１に設定される。実行の複雑さは、消去器を実行するための計算によって判断される。この計算は、各パスごとに、再拡散するための最大Ｎ回の複素乗算（または二値拡散符号の場合は、加算）（γ_ｘ、ｙ＝γ_１、ｙ＝γ_２、ｙ＝０であるときは、Ｎはより小さい）、重み付けするための最大Ｎ回の複素乗算、Ｎ回の複素減算、および干渉信号を再び加算するためのＮ回の複素加算を含む。

ここで図９を参照すると、ＣＰＩＣＨ消去を行なうＷ−ＣＤＭＡのレーキ受信機900が示されている。同じアーキテクチャは、任意のチャネル、すなわち、事前の伝送データ、例えば一次および二次のＳＣＨのチャネルに適用することができる。図９は、専用チャネルから共通パイロットチャネルを消去するための1つの受信機アーキテクチャを示しているが、図５の一般的なアーキテクチャに基づく他のアーキテクチャを用いることもできる。図９において、受信信号904は、受信アンテナ902から複数のレーキフィンガー906の各々へ供給される。大要、受信機900のアーキテクチャの背後にある概念は、ＣＰＩＣＨを再構成し、経路間干渉を取り除くようなやり方で、それを受信信号904から抑圧することである。

図９の受信機では、変形レーキフィンガー906を使用して、受信信号の対応するマルチパス成分に対する干渉推定値908を得る。既に記載したように、これらの干渉推定値は干渉消去装置910へ個々に（または、他の実施形態では、合成して）供給され、干渉消去装置910は複数の出力912をレーキフィンガー906へ再び供給する。干渉消去された出力912は、抑圧された非直交のＣＰＩＣＨの干渉推定値をもち、したがって、レーキフィンガー906によって通常のやり方で逆拡散され、各マルチパス成分ごとに、向上した逆拡散された信号出力914を供給することができる。これらの向上した出力は、従来のやり方で、レーキ合成器916によって合成され、マルチパス成分から干渉を抑圧されたものを使用して、合成出力を生成するので、ビット誤り率の低下した合成復調出力918が供給される。

受信機900のレーキフィンガー906ａ、906ｂ、906ｃは実質的に同じである。したがって、例えば、レーキフィンガー906ａは、ＣＰＩＣＨ符号追跡器920、920’、およびチャネル推定器922、922’を含み、両者は、受信信号904から入力を受取る。符号追跡器920は、レーキフィンガー906ａによって処理されるマルチパス成分の符号を追跡し、チャネル推定器922は、ＣＰＩＣＨのパイロット信号を逆拡散することによって、そのマルチパス成分のチャネル推定値を供給する。図９には、符号追跡器920およびチャネル推定器922が、２つずつ示されており、その理由は、これらのブロックが２回使用されるからであり、１回は干渉の寄与の推定に、もう１回（これらのブロックの主要な方）は専用データチャネル信号を回復するのに使用される。しかしながら、実際には、これらの機能素子は１つだけ用意されていることが多く、これらのブロックからの出力は、信号回復のために再使用されるが、干渉消去装置910によって取入れられる遅延を考慮に入れて、時間遅延を加えて、出力をずらしている素子920’’および922’’を点線によって示している。

符号追跡およびチャネル推定は従来のやり方で行われ、チャネル推定器922の出力は、逆拡散されたＣＰＩＣＨであり、チャネル推定器922の出力は、次に、再拡散器924によって、レーキフィンガー906ａによって処理されるマルチパス成分に対応するずれを加えて、符号追跡器920からの出力を使用して、再拡散される。再拡散されたこのマルチパス成分のＣＰＩＣＨ信号926は、干渉の寄与の推定値908の中の１つを、干渉消去装置910へ供給する。他の２つのレーキフィンガー906ｂおよび906ｃにおいて、干渉推定値926は、受信信号から減算される。

レーキフィンガー906ａにおいて干渉消去装置910からの出力912は、ＤＰＣＨ符号生成器928からのＤＰＣＨ符号によって、逆拡散器930において相関させられる。次に、逆拡散器930の出力は、乗算器932において、逆拡散された出力を、チャネル推定器922’からのチャネル推定値の共役によって乗算することによって、マルチパス成分のチャネル応答によって変更され、レーキフィンガーの出力914はレーキフィンガー合成器916へ供給される。レーキフィンガー906ａの信号回復部分は、一般的な従来のやり方で動作することが分かるであろう。

受信機900の干渉の計算および消去の段階または部分では、次のステップを行う。
１．例えば、遅延ロックループによって、ＣＰＩＣＨの符号ずれを計算する。
２．ＣＰＩＣＨからチャネル推定値を計算する。
３．このマルチパスのＣＰＩＣＨ信号を、遅延（符号位置）、大きさ、および位相に対する特定の値で再拡散する。
４．全部でＮ個のフィンガーにおいて、ステップ１ないし３を反復する。
５．例えば、上述の干渉消去方式を使用して、受信信号から、再拡散されたＣＰＩＣＨをＮ回減算して、推定干渉を取り除く。

これにより、干渉消去装置の出力上に示されているＮ個の信号が得られる。次の段階では、希望信号を回復し、このタスクを実行するためのステップを次に示す。
６．符号ずれを計算する。これは、再び行っても、または上述のステップ１からの前の推定値を使用してもよい。
７．正しい符号ずれの希望符号で逆拡散する。
８．チャネル推定値を計算する。これは、再び行っても、または上述のステップ２からの前の推定値を使用してもよい。
９．チャネル推定値を適用する。
１０．全部でＮ個のフィンガーにおいて、ステップ６ないし１０を繰返す。
１１．全部でＮ個のフィンガーを加算する。

ステップ６において、符号追跡が再び行われるときは、パイロット信号が希望信号から消去されているかどうかに依存して、ＤＰＣＨまたはＣＰＩＣＨのチャネルに対して行なわれる。前の推定値を使用するときは、干渉消去装置における待ち時間を補償するのに、遅延を取入れる必要がある。

上述のステップは、例えば、ソフトウエア無線プロセッサまたはディジタル無線プロセッサのためのファームウエアとして、図９の受信機を実行するための機能を行なうソフトウエアにおいて実行されるアルゴリズムを記載していることが分かるであろう。その代わりに、受信機を実行する特定用途向け集積回路のためのフィールドプログラマブルゲートアレイの機能上の定義を書込むのに、このアルゴリズムを用いてもよい。

図１０には、２つのチャネル推定器を備えたＷ−ＣＤＭＡのレーキ受信機1000が示されており、第１のチャネル推定器1002では、推定干渉を減算する前に、ＣＰＩＣＨからの干渉の寄与の推定値を生成し、第２のチャネル推定器1004では、ＣＰＩＣＨの干渉を干渉抑圧器1006によって減算した後で、ＣＰＩＣＨの干渉を推定するための第２のチャネル推定値を生成する。したがって、図１０に示されている受信機1000では、干渉を２回推定し、最初の推定の干渉の寄与を、受信信号から減算した後に、もう１回推定する。しかしながら、別途記載するように、第１のチャネル推定器を省いて、干渉消去器1006の後に第２のチャネル推定器1004があっても、第２のチャネル推定器1004を使用して、干渉消去器1006に干渉推定値を供給してもよい。大要、これは、ＣＰＩＣＨは変調されないために可能であり、したがってマルチパス環境が定常であるときは、チャネルを推定することができ、すなわちＣＰＣＩＨを逆拡散して、１時点においてＣＰＩＣＨの干渉の寄与の推定値を求めることができ、後でこの推定値を使用して、受信信号から干渉の寄与を減算して、より正確な干渉推定値を生成する。ソフトウエアの言語では、スペクトラム拡散受信機1000は、実際には反復的に動作している。図１０の受信機は、図示されているように、ＣＰＩＣＨの消去を２回使用し、より詳しくは、ＣＰＩＣＨの消去のさらに多くのステップの中の1つを実行して、戻りを少なくする法則にしたがって、干渉推定値を連続的に向上することができる。さらに加えて、干渉消去の反復アプローチでは、実際には、チャネル推定および干渉消去の動作を２回以上行って、よりコンパクトなアーキテクチャで、より向上した出力信号を得る。

反復の消去後チャネル／干渉推定技術は、ＣＰＩＣＨのパイロット信号に使用するのに制限されず、変調されていない潜在的に干渉するスペクトラム拡散信号に適用されることが分かるであろう。この技術は、定常のマルチパス環境に制限されないが、より早い時点からの推定値を使用して、より後の時点における干渉の寄与を推定するので、迅速に変化するマルチパス環境では、より頻繁な干渉推定が必要となることも分かるであろう。また、チャネル／干渉推定値は、より短い時間期間において平均される傾向があり、したがって、雑音をより多く含むことが示唆される。しかしながら、実際には、一般に、迅速に変化するマルチパス環境においても、十分に正確な推定を行うことができる。その理由は、一般に、マルチパス環境の変化よりも速く、十分に正確なチャネル／干渉推定値を求めることができるからである。

ここで、図１０をより詳しく参照すると、スペクトラム拡散信号は、アンテナ1008によって受信され、ダウンコンバータ1010によって周波数を下げられ、複数のチャネル推定器1012ａ、1012ｂ、1012ｃへ入力され、各チャネル推定器では、受信信号からのマルチパス成分の推定の干渉の寄与を出力するように働く。したがって、既に記載したように、各チャネル推定器は、ＣＰＩＣＨ符号生成器1014と、逆拡散器1016と、チャネル推定値、ここではＣＰＩＣＨの推定値、すなわち干渉推定値を計算するための手段1018とを含み、チャネル推定器1012ａからは干渉推定出力1020ａ、推定器1012ｂ、1012ｃからは出力1020ｂ、1020ｃを供給する。チャネル推定処理では、干渉推定値に遅延を取り込むので、受信信号もメモリ1022内に一時的に保持され、受信信号を干渉推定値と整列させる。既に記載したように、受信機は、符号追跡もＣＰＩＣＨ符号生成器1014に組込んでいるが、簡潔化のために、これは図１０には示されていない。干渉消去器1006は、遅延された受信信号から、干渉の寄与の推定値1020ａ、1020ｂ、1020ｃを減算して、出力1024を、第２のチャネル／干渉推定器1004へを供給する。出力1024は、チャネル推定器1004の各レーキフィンガーのための個別の出力を含むか、またはチャネル推定器1004のレーキフィンガーが符号追跡を含むときは、出力1024は、全マルチパス成分の合成出力信号を含む。この場合は、レーキフィンガーは、この合成信号からマルチパス成分を追跡および抽出できる。干渉の寄与の推定値1020ａ、1020ｂ、1020ｃは、受信信号から減算される前に再拡散されるが、簡潔化のために、これらの再拡散器は図示されておらず、干渉消去器1006の中か、さもなければ図７ａないし７ｅおよび８に示されているものの中の１つの中に組込まれていると仮定する。

第２のチャネル／干渉推定器1004は、３つの同様のレーキフィンガー1026ａ、1026ｂ、1026ｃを含んでいる。これらの各々は、出力1028ａ、1028ｂ、1028ｃをレーキ合成器1030へ供給し、代わって、レーキ合成器1030は、合成された復調出力信号1032を供給する。簡潔化のために、レーキフィンガー1026ａのみについて詳しく記載することにする。

レーキフィンガー1026ａは、符号追跡器1036と、1対の逆拡散器1038と、1040とへの入力1034を含む。符号追跡器1036は、ＣＰＩＣＨ符号生成器1042と、ＤＰＣＨ符号生成器1044とへ出力を供給し、代わって、ＣＰＩＣＨ符号生成器1042は拡散器1038へ出力を供給し、ＤＰＣＨ符号生成器1044は逆拡散器1040へ出力をそれぞれ供給する。したがって、逆拡散器1038は、入力1034からＣＰＩＣＨ信号を逆拡散するように動作し、逆拡散器1040は、同じく入力1034に対してＤＰＣＨチャネル上のデータを逆拡散するように動作する。チャネル推定器1046は、逆拡散されたＣＰＩＣＨ信号を使用して、例えば、１つ以上のシンボルにおいて平均することによって、チャネル推定値を計算し、ライン1048上にチャネル推定出力を供給する。既に記載したように、このチャネル推定出力の共役を、乗算器1050への入力へ供給し、逆拡散器1040の出力を修正して、チャネル特性を補償し、出力1028ａをレーキ合成器1030へ供給する。

チャネル推定が適用するマルチパス成分に適切な遅延ずれをもたせたチャネル推定値を再拡散することによって、チャネル推定器1046の出力1048を使用して、ＣＰＩＣＨパイロット信号からＤＰＣＨチャネル信号への干渉の寄与の推定値を得ることができる。言い換えると、ＣＰＩＣＨチャネルは変調されていないので、逆拡散されたＣＰＩＣＨ信号は、関連するマルチパス成分の干渉推定値を含んでおり、チャネル推定器1046によって平均をとる必要がある。したがって、干渉推定ブロック1012ａからの出力1020ａの代わりに、レーキフィンガー1026ａからの出力1048を使用して、干渉消去器1006への入力を得る。同様に、推定器1012ｂからのチャネル推定出力1020ｂの代わりに、レーキフィンガー1026ｂからのチャネル推定出力を使用してもよく、推定器1012ｃからの出力1020ｃの代わりに、レーキフィンガー1026ｃからのチャネル推定出力を用いてもよい。受信機アーキテクチャ内にこのようなループを生成することは、チャネル推定値を計算するレーキフィンガー1026が、干渉の寄与のＣＰＩＣＨが既に抑圧されている信号に働いて、向上したチャネル／干渉推定値が得られるといった特長がある。

チャネル推定器1046は、１つ以上のシンボルにおいて平均をとることができるが、このような場合は、干渉推定値は、事実上、１つ以上のシンボル分、遅れることが分かるであろう。推定値を判断する期間は、拡散率に依存して変化する。その理由は、より小さい拡散率が使用されるときは、シンボル期間は短くなり、より多くのシンボルにおいて平均をとることが適切になるからである。その代わりに、移動平均を用いて、例えば、推定点前、およびオプションで推定点後に、固定または可変のチップ数、ｎを使用して、１シンボル期間当りの、１チャネル／干渉推定値を計算してもよい。

ＣＰＩＣＨチャネルからの干渉の消去について記載してきたが、他の変調されていないチャネル、例えば一次および二次のＳＣＨのチャネルから、干渉を消去するのにも、この技術を使用してもよいことが分かるであろう。これまでの記載から、図１０の受信機アーキテクチャ1000は、少なくとも３つの動作モード、すなわち消去前チャネル推定方式、消去前および消去後のチャネル推定方式、および既に詳しく記載した消去後チャネル方式を提供することが分かるであろう。消去前チャネル推定方式では、レーキフィンガー1026ａ、1026ｂ、1026c内のチャネル推定器の代わりに、チャネル推定器1012ａ、1012ｂ、1012ｃを使用し、したがって、ＣＰＩＣＨ符号生成器1042、逆拡散器1038、およびチャネル推定器1046を含むチャネル推定器を省いてもよい。したがって、受信機は単純になるが、ＩＰＩの寄与が抑圧される前に、チャネルが生成されるので、チャネル推定値の精度が下がるという犠牲を払うことになる。図１０には、消去前および消去後のチャネル推定のアーキテクチャの受信機が示されていて、第１の推定値は、干渉消去前に、チャネル推定器1012ａ、1012ｂ、1012ｃによって生成され、第２の向上した推定値は、干渉消去後に、レーキフィンガー1026ａ、1026ｂ、1026ｃにおいて計算される。この構成では、レーキフィンガー処理に、向上したチャネル推定値を供給するが、この受信機は、基本的な消去前チャネル推定受信機よりも、より複雑である。消去後チャネル推定受信機では、チャネル推定器1012ａ、1012ｂ、1012ｃは省かれ、レーキフィンガー1026ａ、1026ｂ、1026ｃ内のチャネル推定器を使って、予め計算されたチャネル推定値を干渉消去器において使用して、レーキフィンガーと干渉消去器1006との両者のためのチャネル推定値を計算する。この構成では、受信機の複雑さが緩和され、さらに加えて、予め計算されたチャネル推定値は、短期間において有効である可能性が依然として高いので、チャネル推定値が向上するといった長所をもつ。希望のＣＰＩＣＨ信号は各マルチパス成分上に残っていて、他のパスからのＣＰＩＣＨのＩＰＩのみが抑圧されているので、チャネル推定値は、引き続きレーキフィンガー1026ａ、1026ｂ、1026ｃによって計算される。

対応するやり方では、干渉消去の前、干渉消去の後、または干渉消去の前および後の両者において、図１０の受信機アーキテクチャの符号追跡、例えば、遅延ロック符号追跡ループ（Delay Locked Code Tracking Loop, DLL）を実行することができる。消去前符号追跡を実行するために、ＤＬＬを、干渉消去器1006の前に、すなわちブロック1002内でのみ使用し、レーキフィンガー1026ａ、1026ｂ、1026ｃにおいて、同じ遅延推定値を使用する。遅延計算（ＤＬＬ）と、レーキフィンガーにおける遅延推定値の使用との間に遅延を、整数のシンボルになるように置くことも好ましい。この場合は、受信機の消去前および消去後の消去素子1002、1004において、チャネライゼーションコードを時間整列させることもできる。この消去前符号追跡アプローチは、既に記載したように、消去前チャネル推定か、または消去前または消去後のチャネル推定と最良に組合わされる。

代わりのアーキテクチャでは、符号追跡は、干渉消去前および干渉消去後に行われる。すなわちチャネル推定ブロック1012において行われ、再びレーキフィンガー1026において行われる。したがって、最初に、干渉消去の前に、第１の符号追跡推定値を生成し、その後で、干渉消去後に、遅延位置を再び計算する。これは、干渉の寄与を抑圧した後で、データを拡散するための符号追跡を行うので、レーキフィンガーにおける遅延位置推定を向上し、したがって向上した品質のデータを出力する傾向がある。このアプローチを、上述の消去前および消去後のチャネル推定手続きと組合せることが好ましい。

このアプローチでは、干渉消去の前および後の一方または他方のみにおいて符号追跡を行うのに対して、干渉消去の前および後の両者において符号追跡を実行し、レーキフィンガーの前に、３つの相関器を追加する必要があるので、アーキテクチャが複雑になるといった欠点がある。このために、上述の消去後チャネル推定に対応するやり方で、消去後符号追跡を適用することが好ましい。こうすることにより、レーキフィンガー内にのみ符号追跡器を構成することができ、チャネル推定ブロック1012ａ、1012ｂ、1012ｃ内に符号追跡を含む必要がなくなる。したがって、例えば、この構成では、レーキフィンガー1026ａ内の符号追跡器1036の出力を用いて、チャネル推定ブロック1012ａ内のＣＰＩＣＨ符号生成器1014と、レーキフィンガー1026ａ内のＣＰＩＣＨ符号生成器1042およびＤＣＰＨ符号生成器1044とを駆動することができる。同様に、他の２つのレーキフィンガー1026ｂ、1026ｃ内の符号追跡器を用いて、チャネル推定器1012ｂ、1012ｃ内のＣＰＩＣＨ符号生成器を駆動することができる。消去後符号追跡を、消去前または消去後のチャネル推定に使用できることが分かるであろう。

図１１ないし１４は、専用のＤＰＣＨのデータチャネルのビット誤り率に対する、ＣＰＩＣＨの共通パイロット信号の干渉消去の効果の例を示している。グラフは、ユーザ端末において干渉消去技術を適用することによって、ユーザエンドにおいて実現できる容量の増加とサービス品質の向上とを示している。

図は、異なるユーザデータレートの２本のパスのフェージング伝搬状態において実行されたシミュレーション結果を示している。図１１および１２は、３ＧＰＰの技術仕様２５．１０１バージョン３．２．２に定められているケース１、すなわち２８０ナノ秒の小さい遅延スプレッドをもつ等しくないパスのモデルに関係していて、図１３および１４は、３ＧＰＰのケース４、すなわち４８８ナノ秒の遅延スプレッドをもつ２本の等しいパスに関係している。３ＧＰＰのケース１およびケース４の仕様は、移動端末の速度が１ミリビット秒ではなく、２０ミリビット秒であると仮定されていることを除いて、シミュレーションにおいて用いられている。図１１および１３は、低ユーザデータレート、すなわち１２．２キロビット秒のベアラ（ｓｆ＝１２８）に関係し、図１２および１４は、高ユーザデータレート、すなわち３８４キロビット秒のベアラ（ｓｆ＝８）に関係し、異なる拡散率の影響が示されている。ユーザを単一と仮定し、簡潔化のために、２本のチャネル、すなわちＣＰＩＣＨ（共通パイロットチャネル）とＤＰＣＨ（専用物理チャネル）のみについて交差チャネルのＩＰＩを検討し、示されている結果には、前方誤り訂正符号化の影響は含まれていない。

次の表３では、シミュレーションに使用されたパラメータを示している。

図１１ないし１４の全てにおいて、ｘ軸1102は、ＤＰＣＨ信号の信号対雑音比を表現し、ｙ軸1100は、ＤＰＣＨチャネルから復調されたデータのビット誤り率を表現している。これらの図の各々には、５本の曲線が示されていて、曲線1104は、Additive White Galcion Noise（ＡＷＧＮ）干渉の影響を示し、曲線1106は、干渉消去されないときの影響が示されていて、曲線1108は、順次干渉消去（図７ｃ参照）の影響を示し、曲線1110は、並列干渉消去（図７ｂ参照）の影響を示し、曲線1112は、干渉がない、すなわちＣＰＩＣＨのチャネルが存在しないときの影響を示している。曲線1106（干渉消去なし）と曲線1112（干渉なし）とは、干渉消去システムの性能の理論上の下限と上限とを表現していることが分かるであろう。ＤＰＣＨのＩＰＩから生じる自己干渉は、図１１ないし１４の目的において検討されていない。

図１１ないし１４の２つの部分のモデルにおいて、第１のパス上のＤＰＣＨ信号は、他方のパス上のＤＰＣＨ信号およびＤＰＩＣＨ信号の両者からのＩＰＩに遭遇してしまう。その理由は、分散性のマルチパス環境のために非直交であるからである。同様に、第１のパス上のＤＰＣＨおよびＣＰＩＣＨの符号から、他方のパス上のＤＰＣＨ信号へのＩＰＩの寄与がある。図１１ないし１４から、干渉があるときは、等しいパスモデル（ケース４、図１３および１４）は、等しくないパスモデル（ケース１、すなわち図１１および１２）よりも劣悪に動作することが分かるであろう。その理由は、電力がＤＰＣＨよりも７デシベル高いＣＰＩＣＨからのＩＰＩの寄与が相当に大きいからである。したがって、マルチパス成分が強度においてほぼ同じであるケース４のような情況では、経路間干渉はより有益である傾向がある。理論上は、希望チャネルの希望パスへのＩＰＩの寄与は、不要のパスの振幅に対しては正比例し、希望チャネルおよび不要チャネルの拡散率に対しては逆比例する。

高処理利得、すなわち低データレート伝送では、ＩＰＩの寄与の値は相当に小さいので、ＣＰＩＣＨのＩＰＩは性能をあまり劣化しない。その理由は、符号の固有の処理利得が、存在する干渉を抑圧するからである。例えば、拡散率が１２８の処理利得は２１デシベルであり、干渉が２１デシベル分、抑圧されることを示唆している。対照的に、ＳＦが８のときは、処理利得は、わずか９デシベルである。

ＩＰＩの影響は、低処理利得（または高データレート）伝送では、より顕著である。エラーフロアは、レーキ受信機によって捕捉される全信号エネルギーを使用しても、５×１０^−５（ケース１）および８×１０^−５（ケース４）である。２本の経路間の電力レベル差は、ケース１では−１０デシベルであるのに対して、ケース４では０デシベルであるので、等振幅のパス（ケース４、図１３および１４）は、等しくないパス（ケース１、図１１および１２）よりも、比較的に高レベルのＩＰＩが取込んでしまうために、劣悪に動作する。

順次干渉消去では、並列干渉消去よりも、差が小さいので、ＢＥＲの下限は、３×１０^−５（ケース１）および５×１０^−５（ケース４）よりも低い。この方式を、等しいパスモデル（ケース４、図１３および１４）に対して使用すると、２本の等強度のパスの一方のＩＰＩの寄与が、事実上消去されるので、等しいパスモデルは、等しくないパスモデル（ケース１、図１１および１２）よりも劣悪に動作する。

並列干渉消去では、ＣＰＩＣＨのＩＰＩの影響を実質的になくすことによって、受信機の性能が相当に向上する。これは、−１０^−３のＢＥＲでは、性能が１．５ないし２デシベル向上することに相当し、ＢＥＲの値がより低いときは、性能は、より大きく（例えば、１０^−４では、４．５デシベルまで）向上する。

干渉消去方式の性能は、低拡散システムでは、ＩＰＩによって制限されることが、数値結果から同様に示されている。したがって、シミュレートされた消去方式の両者は、システムの性能の向上に効率的に働くことが分かる。順次消去技術は、等振幅のパスモデルに適用されても、または不等振幅のパスモデルに適用されても、誤りの下限を一様にする効果がある。しかしながら、並列消去は、パイロットチャネルのＩＰＩの寄与を実質的に完全に取り除き、データ容量を大幅に向上する。ハイブリッド干渉消去システムは、同様の利益を生むと予測される。

既に記載したように、付加的に、または代わりに、ＣＰＩＣＨ以外のチャネルからの干渉を、ＤＰＣＨから消去することができる。次に、Ｐ−ＣＣＰＣＨ（一次共通制御物理チャネル）の例を使用して記載するが、当業者には、上述の技術を、非決定性データを使用して他の共通チャネルに適用できることが分かるであろう。

概念は、大要、専用チャネルを受信する前に、同報通信されるＰ−ＣＣＰＣＨチャネルを逆拡散（および復調）することである。その後で、計算されたＰＣＣＰＣＨ信号を再拡散し、全チャネル応答によって重み付けし、専用チャネル受信パスから減算する。ここでも、多数の段階において、専用チャネルの受信パスから減算する干渉推定値が生成される。

各マルチパス成分のＰ−ＣＣＰＣＨ信号を、逆拡散後に、個々に再拡散して、各レーキフィンガーからＰ−ＣＣＰＣＨの異なるソフト推定値を供給することができる。これを、合成前の干渉推定値の判断と呼ぶことにする。
その代わりに、Ｐ−ＣＣＰＣＨの推定値を、逆拡散後に、合成して、複合推定値を生成してもよく、複合推定値はより正確になる傾向がある。その後で、この複合値を多数のストリームへ、各ストリームが個々のマルチパス／フィンガーに対応しているように、分割し、その後で、各ストリームを再拡散し、適切なマルチパスのチャネル推定値によって重み付けし、関連するマルチパス遅延に対応するずれを与える。その後で、希望信号から、これらの再拡散された干渉推定値を減算して、性能を向上する。これを、合成器後の干渉推定技術と呼ぶことにする。この方法の代わりでは、復調、レーキ受信、および復調を行って、相当により正確な干渉推定値を生成する。しかしながら、この代わりの方法には、推定に、相当な待ち時間を取り込むといった欠点がある。

処理電力の使用可能度およびチャネル状態の異なる、とくに信号対雑音比ような要因に依存して、合成前の干渉推定技術を用いるか、または合成後の干渉推定技術を用いるかを選択する。例えば、Ｐ−ＣＣＰＣＨの合成された推定値を使用すると、マルチパス成分からの干渉推定値の品質を向上するが、同時に、高電力のマルチパス成分に対応する干渉推定値を劣化する。干渉推定値は、本質的にチャネルの大きさおよび位相を含んでいるので、合成器前の推定技術を使用すると、干渉の寄与を減算する前に、干渉推定値へチャネルの大きさ／位相を加える必要がなくなることも分かるであろう。

干渉消去動作において、希望信号から、Ｐ−ＣＣＰＣＨの不正確な推定値を減算するとき、信号対雑音比（signal-to-noise ratio, SNR）の値が低い場合は、合成器後の干渉推定を用いると、いくつかの環境において性能が劣化する。この潜在的な欠点に対処するために、適応アーキテクチャを用いて、性能を最適化し、ＳＮＲの値が低いときは、合成器前の干渉推定を使用し、信号対雑音比がより高いときは、より高い電力信号を使って合成器後の干渉推定を使用する。ここで、これらの異なる方法をより詳細に検討し、図１５ａには、合成器前の干渉推定技術を適用するのに適したアーキテクチャのスペクトラム拡散受信機1500が示されている。

図１５ａにおいて、アンテナ1502は受信信号1504を複数のレーキフィンガー1506ａ、1506ｂ、1506ｃへ供給する。受信信号は、時間遅延装置1508を経由して、干渉消去装置1510へも供給される。干渉消去装置1510は、各レーキフィンガーに１つずつの、複数の干渉消去入力1512と、同様に各レーキフィンガーに１つずつの、対応する複数の出力1514をとを含む。

例示のレーキフィンガー1506は、符号追跡器1516とチャネル推定器1518とを含み、両者には受信信号1504から入力を受け取り、既に記載したように、チャネル推定器1518は、（符号追跡器1516から入力を受信する）ＣＰＩＣＨ符号生成器、逆拡散器、およびチャネル推定器を含み、チャネル推定器は、1つ以上のシンボルにおいて逆拡散されたＣＰＩＣＨ符号の平均をとる。図９を参照して記載したやり方と同様のやり方で、レーキフィンガーにおいて、符号追跡器1516とチャネル推定器1518とからの出力を２回以上使用する。これは、第２の符号追跡器1516'および第２のチャネル推定器1518’によって図示されている。しかしながら、既に記載したように、これらのブロック1516’、1518’は、単に、受信機アーキテクチャ内でこれらのブロックからの出力信号を再使用することを簡便に示しているだけである。図１５ａにおいて、符号追跡器1516’と1516との時間ずれは、時間遅延素子1520によって明示的に示されるが、チャネル推定において、これは、短い時間期間上では実質的に一定であるので、このような時間遅延は必要ない。

符号追跡器1516の出力は、同報通信チャネル推定ブロック1522へ入力され、同報通信チャネル推定ブロック1522内では、逆拡散器1526は、第１の入力をＰＣＣＰＣＨ符号生成器1524から供給され、第２の入力を受信信号から受取る。逆拡散された同報通信チャネルの出力は、再拡散器1528へ供給され、再拡散器1528は、符号追跡器1516からの出力を使用して、フィンガー1506ａによって処理されるマルチパス成分に対応するずれをもつ、同報通信チャネルを再拡散する。その後で、この再拡散された干渉推定値は、干渉消去装置1510の入力1512へ供給される。適切な干渉消去装置については、既に記載されている。

レーキフィンガー1506ａにおいて逆拡散された同報通信チャネルは、乗算器1530において共役のチャネル推定値によって乗算され、出力はＰＣＣＰＣＨのレーキ合成器1534へ供給される。合成器1534は、他のレーキフィンガーからの信号も受信して、復調された同報通信チャネルの出力1506を供給する。同様に、干渉消去装置1510からの適切な出力1514は、レーキフィンガー1506ａへ再び供給され、ここでは、逆拡散器1540において、この信号を、ＤＰＣＨ符号生成器1538からのＤＰＣＨ符号と相関させることによって、逆拡散される。その後で、乗算器1542は、チャネル推定値と逆拡散信号とを用いて、出力信号をＤＰＣＨレーキ合成器1544へ供給する。ＤＰＣＨレーキ合成器は、レーキフィンガー1506ｂ、1506ｃからの入力も受取り、合成された復調出力信号1546を供給する。

動作において、レーキ受信機は、受信機のこの第１のフィンガーからの第１のマルチパス成分のＰＣＣＰＣＨの推定値を供給し、この推定値を再拡散し、他の全フィンガー、例えばフィンガー1506ｂ、1506ｃの信号からそれを減算する。この第１のフィンガーからの再拡散されたＰＣＣＰＣＨの推定値は、この第１のフィンガーによって復号されたＤＰＣＨのマルチパス成分と直交しているので、第１のフィンガーへ戻された信号からの推定値を減算する必要はない。対応するやり方では、第２のフィンガーからの再拡散されたＰＣＣＰＣＨの推定値に、第２のフィンガーによって処理されるマルチパス成分に適した遅延を加えたものを、受信信号から干渉を消去して第１のフィンガーへ戻した信号から減算し、同様に、第２のフィンガーを除く他の全フィンガーの信号からも減算する。図１５ａのアーキテクチャは、合成器前の干渉推定技術を実行していることが分かるであろう。図１５ｂに示されているような、このアーキテクチャの変形では、合成器後の干渉消去技術を実行する。図１５ｂにおいて、レーキフィンガー素子の多くは、図１５ａのレーキフィンガー素子に対応していて、同じ参照符号は、同じ素子を示している。

アーキテクチャにおける主な違いは、図１５ａの再拡散器1528の位置と比較したときの、再拡散器1528ａ、1528ｂ、1528ｃの位置に関係する。図１５ｂから、３つの再拡散器1528ａ、1528ｂ、1528ｃが、各レーキフィンガーに１つずつ与えられていることと、以前のように、これらの各再拡散器は、レーキフィンガーの1つからの符号追跡器からの１つの入力を受取ることとが分かるであろう。したがって、以前のように、これらの各再拡散器は、再拡散された信号に、受信機が処理するマルチパス成分の1つに対応する遅延ずれをもたせたものを供給する。しかしながら、図１５ａでは、各フィンガーと関係付けられている再拡散器が、そのフィンガーごとに、逆拡散された同報通信チャネル（すなわち、そのマルチパス成分）を受信する一方で、図１５ｂのアーキテクチャでは、レーキ合成された同報通信チャネル信号1536が、各再拡散器1528ａ、1528ｂ、1528ｃへの入力として供給される。したがって、同報通信制御チャネルのこの１つの合成推定値の３つに、対応するレーキフィンガーが処理するマルチパス成分に対応する遅延をもたせたものが供給される。以前のように、これらの３つの推定値は、対応する入力1512ａ、1512ｂ、1512ｃを、干渉消去装置1510へ供給する。

この受信機が行う干渉消去手続きも、次に示すアルゴリズムを使用しても実行される。
１．符号ずれを計算する（ＣＰＩＣＨの消去手続きの項目１と組合せてもよい）。
２．チャネル推定値を計算する（ＣＰＩＣＨの消去における項目１と組合せてもよい）。
３．希望であれば、ＣＰＩＣＨの干渉の寄与を減算する。
４．全部でＮ個のフィンガーおいて、１ないし３を反復する。
５．全部でＮ個のフィンガーにおいてＰ−ＣＣＰＣＨを計算し、１シンボルにおいて各々を平均する。
６．合成前の干渉推定値が要求されるときは、項目９へ進む。
７．合成器後の干渉推定値が要求されるときは、全部でＮ個のフィンガーにおいて最大比合成（maximal ratio combining, MRC）または他の合成アルゴリズムを実行する。
８．Ｎ個のチャネル推定値を干渉推定値へ適用して、各々が各マルチパス／フィンガーに対応しているＮ個の干渉信号を求める。
９．Ｐ−ＣＣＰＣＨ符号をもつ、全部でＮ個の信号を、Ｎ個のマルチパス／フィンガーの各々に関係付けられている遅延ずれを取込んで、再拡散する。
１０．受信信号から、Ｎ個の再拡散されたＰ−ＣＣＰＣＨを減算して、（例えば、上述の消去方式を使用して）推定値を取り除く。

これにより、干渉消去装置の出力に示されているＮ個の信号が得られる。次の段階では、希望信号を回復する。
１１．符号ずれを計算する。これは、再び行なっても、または上述の項目１からの前の推定値を使用してもよい。（符号追跡を再び行うときは、パイロット信号が希望信号から消去されたかどうかに依存して、ＤＰＣＨまたはＣＰＩＣＨのチャネルに対して行なう。前の推定値を使用するときは、遅延を取込んで、干渉消去装置における待ち時間を補償する）；
１２．正しいずれの希望の符号で逆拡散する。
１３．チャネル推定値を計算する。これは再び行なっても、または上述の項目２からの前の推定値を使用してもよい。
１４．チャネル推定値を適用する。
１５．全部でＮ個のフィンガーに対して、１１ないし１５を反復する。
１６．全部でＮ個のフィンガーを加算する。

同報通信チャネル消去プロセスによって取込まれる追加の遅延、およびバッファリングに要求される追加の遅延は、ＰＣＣＰＣＨの平均をとる期間に依存する。一般に、シンボル期間よりも長い期間で平均をとる必要はない。平均化演算、合成、および（行われる場合は）チャネルの重み付け、干渉信号の再拡散および加算によって、少しの追加の待ち時間が取込まれることになる。追加の遅延は比較的に短く、したがって追加の緩衝は比較的に短いことが分かるであろう。

上述では、ＰＣＣＰＣＨからＤＰＣＨへの経路間干渉の抑圧について記載した。しかしながら、ＣＰＩＣＨ（またはＳＣＨ、あるいはＣＰＩＣＨおよびＳＣＨの両者）を減算した後に、ＰＣＣＰＣＨを検出するときは、これらのチャネルからのＩＰＩの寄与も抑圧される。したがって、これには、同報通信チャネル自体を向上するといった追加の長所をもつが、一般にＰＣＣＰＣＨは比較的に高電力で伝送されるので、この重要性は比較的に小さい。

この技術をさらに改良したものでは、チャネルの初期推定を行なって、この推定値を減算して、別の整合フィルターバンクを含めることによって、ＰＣＣＰＣＨから自己干渉ＩＰＩを取り除き、品質が向上しているであろう新しい推定値を計算することもできる。この場合に、合成前の干渉推定技術を適用することが好ましい。

ここで、とくに専用ＤＰＣＨチャネルにおける自己干渉の消去について検討する。ここでは、専用チャネルの初期推定を行ない、これを再拡散して、重み付けし、自己干渉の寄与の推定値を形成する。次に、第２の整合フィルターバンクを用いて、最終的な推定値を計算する。多数の段を連結し、最初の段では、干渉推定値を計算し、次第に精度を高め、最後の段では、出力するためのシンボル推定値を計算する。自己干渉消去では、データの推定値は、それ自体、すなわち直交拡散符号をもつチャネルからではなく、データチャネル自体から求めた推定値自体から減算されることが分かるであろう。

大要、図２ａないし２ｃを参照して既に記載したように、時間整列していないときに、ゼロ以外の自己相関関数によって、ＤＰＣＨ（または、他のチャネル）によって、それ自体に発生する経路間干渉（Interpath Interference, IPI）を抑圧する。相関器の最初のバンク、すなわち、事実上は、合成器を含まないレーキ受信機を使用して、各マルチパスに対する信号の初期推定値を生成する。これらの信号推定値を、各マルチパスごとに再拡散し、希望信号から減算し、干渉を抑圧する。

例えば、パスＡおよびＢを含む、２つの部分から成るモデルの場合について検討する。初期検出器は、ＡおよびＢに対して別々の推定値を生成する。これらの推定値は、それぞれ、ＡおよびＢごとに、適切な符号ずれを加えて再拡散される。その後で、これらの再拡散された信号を、希望信号から、入力からＢを減算したものからフィンガーＡへの計算された干渉の寄与、または入力からＡを減算したものからフィンガーＢへの計算された干渉の寄与と共に、減算する。

この技術を使用すると、チャネル情報は、逆拡散−統合−再拡散の処理を経て本質的に保持されるので、初期検出器では、チャネル推定値は明示的に使用されない。
図１６を参照すると、自己ＩＰＩ抑圧を取入れたスペクトラム拡散受信機1600が示されている。アンテナ1602は、受信信号1604を、符号ずれ追跡器1606、チャネル推定器1608、遅延器1610、および複数の従来のレーキフィンガー1614へ供給する。遅延器1610は、出力を干渉消去装置1612へ供給する。

各レーキフィンガー1614は、逆拡散された出力1616を供給する。逆拡散された出力1616は、受信したＤＰＣＨ信号のマルチパス成分を逆拡散したものを含んでいる。各レーキフィンガーは、符号追跡器1606からの複数の出力の1つを受信し、符号追跡器からの同等の出力は、各レーキフィンガーの再拡散器へも供給される。したがって、再拡散器1618は、逆拡散されたＤＰＣＨ信号を再拡散したものを複数、生成し、各マルチパス成分に１つの再拡散が、レーキフィンガー1614によって処理される。チャネル推定器1608は、各マルチパス成分に１つのチャネル推定値を供給し、各再拡散された信号は、複数の乗算器1620を使用して、対応するチャネル推定値によって乗算され、各レーキフィンガー1614に１つずつの、複数の干渉推定値を干渉消去装置1612へ供給する。遅延器1610は、レーキフィンガー1614と、再拡散およびチャネル推定の処理とによって取込まれる遅延を補償する。干渉消去器は、受信信号から非直交の干渉成分を抑圧し、複数の出力1624を第２の複数のレーキフィンガー1626へ供給し、第２の複数のレーキフィンガー1626は、従来のやり方で干渉を抑圧された入力を復号する。レーキフィンガー1626は、複数の出力をレーキ合成器1628へ供給し、レーキ合成器1628は、信号を合成して、合成された復調出力信号1630を供給する。レーキフィンガー1614の数は、レーキフィンガー1626の数と同じであれば好都合であるが、この場合は、必ずしもそうでなくてもよい。

これまでに記載した干渉消去器、とりわけ、図７ｂ、７ｃ、および８の干渉消去器も、図１６の受信機1600と共に用いられるが、これらの干渉消去器の中でも、図７ｄの干渉消去器が好ましい。
図１６に示されている受信機アーキテクチャを変更して、既に記載したＣＰＩＣＨまたはＰＣＣＰＣＨ、あるいはこの両者の（もしくは、関係する）干渉抑圧技術を取入れてもよく、（例えば、図５と図１６とを比較すると）これらの異なる信号を抑圧するためのアーキテクチャは類似しているので、図１６のアーキテクチャは、これにとくに適している。とくに、当業者には、これらの技術の両者には、少なくともいくつかの対応する機能素子が必要であるので、ＩＰＩ干渉と自己ＩＰＩ干渉との両者が抑圧されるとき、これらの共通の機能素子を共用すると、全体的な受信機設計の複雑さが緩和されることが分かるであろう。図１６には、２段のＩＰＩ抑圧を行なうスペクトラム拡散が示されている。当業者には、より多くの干渉抑圧段を連結してもよいが、それらが実行される場合は、例えば、図７ｄ、７ｅ、または８に示した干渉抑圧技術を使用して、各段に異なる干渉抑圧の重みが加えられることが分かるであろう。したがって、４つの段を使用し、最後の段で３つの干渉消去器を用いる場合に、よりよい推定値が得られるときは、消去度は、最後の干渉消去段へ向かって向上する。例えば、図７ｅの干渉消去装置において、減算された干渉推定値の重みは、全フィンガーに対して０．３、０．６、および１０に設定される。

専用チャネルにおける経路間干渉の計算および抑圧は、次のアルゴリズムによって実行される。
１．符号ずれを計算する（ＣＰＩＣＨ消去手続きの項目１と組合わせてもよい）。
２．希望であれば、ＣＰＩＣＨの干渉の寄与を減算する（これにより、よりよいＩＰＩ推定値が得られる）。
３．希望のＤＰＣＨの初期推定値を計算し、１シンボルにおける平均をとる。
４．全部でＮ個のフィンガーにおいて、１ないし３を反復する。
５．希望のＤＰＣＨ符号をもつ全部でＮ個の信号を、Ｎ個のマルチパス／フィンガーの各々と関係付けられた遅延ずれを取入れて、再拡散する。
６．例えば、既に記載した消去方式の中の１つを使用して、遅延させた受信信号から、Ｎ個の再拡散されたＤＰＣＨを減算して、経路間干渉の推定値を取り除く。

これにより、干渉消去装置1612の出力上に示されているＮ個の信号1624が得られる。次の段では、希望信号を回復する。
７．符号ずれを計算する。これは、再び行っても、または上述の項目１からの前の推定値を使用することもできる。（符号追跡を再び行なうときは、これは、希望信号からパイロット信号が消去されたか、どうかに基づいて、ＤＰＣＨまたはＣＰＩＣＨのチャネルに対して行なわれる。前の推定値を使用するときは、遅延を取込んで、最初のレーキ受信機および干渉消去装置における待ち時間を補償する）。
８．希望であれば、Ｐ−ＣＣＰＣＨおよびＣＰＩＣＨの干渉を減算する。
９．正しい符号ずれの希望の符号で逆拡散する。
１０．チャネル推定値を計算する（これは、ＣＰＩＣＨの消去におけるチャネル推定値と組み合わされる）。
１１．チャネル推定値を適用する。
１２．全部でＮ個のフィンガーにおいて、７ないし１０を反復する。
１３．全部でＮ個のフィンガーを加算する。

次に、マルチコード受信機内における干渉消去について記載する。マルチコード受信機では、単一のデータストリームを、複数の別々の、より低いデータレートのストリームへ分割することによって、高いデータレートを実現する。例えば、２４０キロビット秒のデータストリームは、低拡散率の１本のストリームとして伝送されるか、またはより大きい拡散率の、この場合は、１シンボル当り４８チップの、３本の別々の８０キロビット秒のストリームとして伝送される。これらの３本の別々のより低速のストリームは、直交しているので、１つのマルチパス成分内では、相互に干渉しないが、ＤＰＣＨチャネルに対するＣＰＩＣＨ／ＰＣＣＰＣＨの影響に関連して記載したのと同様に、経路間干渉が発生するが、マルチコード伝送の相対的な信号強度は概ね同じである一方で、共通チャネルは、一般に、ＤＰＣＨチャネルよりも、比較的に高い電力で伝送される。

図１７には、従来のマルチコード受信機1700が示されており、受信機1700は、受信アンテナ1702およびダウンコンバータ1704を含み、ダウンコンバータ1704は、ダウンコンバートされた受信信号1706を供給する。この受信信号は、複数のレーキフィンガーへ供給され、各レーキフィンガーは、所与のマルチパス成分に対するマルチコード信号の全てを復号する。図１７では、簡潔化のために、1つのレーキフィンガー1708のみが示されている。レーキフィンガー1708は、入力として受信信号1706を受け取り、各マルチコードに１つずつの、３つの出力1710a、1710b、および1710cを、３つの対応するレーキ合成器1712、1714、および1716へ供給する。各レーキ合成器1712、1714、1716は、レーキ受信機の他のフィンガーの全てからの入力も受信して、これらを合成し、合成された復調信号出力を供給する。したがって、示されているマルチコード受信機は、３つの符号ａ、ｂ、ｃを復調するための回路を有し、３つの変調された出力1718、1720、1722が符号ａ、符号ｂ、および符号ｃによって保持される３つのデータ信号に対してそれぞれ与えられている。

ここでレーキフィンガーをより詳しく参照すると、各符号に対して、同じマルチパス成分が検出されるので、３つの全符号に対して、共通の符号追跡器1724（例えば、遅延ロック符号追跡ループ）を使用することができる。しかしながら、各マルチコードチャネルごとに、別々の符号生成器および逆拡散器（相関器）が必要であり、図１７では、各符号ａ、ｂ、ｃに対して、ＤＰＣＨ符号生成器1726、1728、1730および逆拡散器1732、1734、1736がそれぞれ必要である。通常のやり方では、チャネル推定器（図示されていない）は、各マルチパスごとにチャネル推定値を供給し、これは、符号ａ、ｂ、ｃごとに、乗算器1738、1740、および1742を使用して、共役チャネル推定値を逆拡散信号によって乗算することによって、３つの逆拡散符号の各々へ適用され、関連する出力信号1710a、1710b、および1710cが供給される。

図１８は、この一般のマルチコード受信機構造に基づいて、どのようにして、各符号から干渉の寄与の推定値を計算し、その後で、適切な位置を減算できるかを示している。
図１８では、スペクトラム拡散受信機1800は、アンテナ1802およびダウンコンバータ1804を含み、受信信号1806を、図１７に示されているタイプの従来のマルチコードレーキ受信機1700へ供給する。受信機1700を使用して、全ての、この例では、３つの、符号ａ、ｂ、ｃに対する初期推定値1808a、1808b、および1808cをそれぞれ計算する。この推定値は、１つのフィンガーか、または多数のレーキフィンガーを使用して、復号前または復号後に、生成することができる。例えば、ターボまたは畳込み復号器は、復号して（その後で、再符号化して）、向上した推定値を形成するのに使用できるが、これは、不要の大きい遅延を取り込むことがある。さらに加えて、既に記載したのと同様のやり方で、この初期推定値は、レーキフィンガーからの出力を合成する前（合成前）でも、または、レーキフィンガーの出力を合成した後（合成後）でも得られる。合成後の推定値は、図１７に示されているタイプの従来のレーキ受信機を初期推定に用いるときに得られ、合成前の推定値は、合成信号ではなく、図１７の受信機の各レーキフィンガーからの出力1710a、1710b、および1710cを使用して、各符号の複数の推定値を、処理される各マルチパス成分に１つずつ与えることによって得られる。

符号ａ、ｂ、ｃの各々の初期推定値は、複数の再拡散器によって再拡散される。再拡散器は、簡潔化のために、再拡散ブロック1810として示されていて、再拡散ブロック1810では、その後で、再拡散された推定値を、各フィンガーのための計算されたチャネル推定値によって重み付けする（合成前の場合は、この重み付けは、ソフトな判定の合成前のレーキフィンガーの出力において行われることが示唆される）。これにより、複数の受信信号1806から減算するための複数の干渉推定値1812が得られる。

図１８の受信機1800は、複数の干渉消去器レーキフィンガーを、処理される各マルチパス成分に１つずつ含み、これらの中の１つの例示的なフィンガー1814が示されている。フィンガー1814は、図１７の受信機1700のレーキフィンガー1708と同様のやり方で、受信信号のマルチパス成分の1つにおける符号ａ、ｂ、ｃの各々に出力1816a、1816b、1816cを供給する。レーキ受信機1800の他のフィンガーは、受信信号の他のマルチパス成分の符号ａ、ｂ、ｃの出力を供給する。各レーキフィンガーからの符号ａ出力は、符号ａのレーキ合成器1818において合成され、符号ａの出力1824が供給される。符号ｂのレーキフィンガーの出力は、符号ｂのレーキ合成器1820において合成され、符号ｃの出力1826が供給される。レーキフィンガーからの符号ｃの出力は、符号ｃのレーキ合成器1822において合成され、符号ｃ1828が供給される。

例示的なレーキフィンガー1814は、符号追跡器1830を含み、符号追跡器1830は、出力を、各ＤＰＣＨマルチコードａ、ｂ、およびＣの符号生成器1832、1834、1836へ供給する。次に、これらは、適切な遅延をもつ拡散符号出力を、逆拡散器1838、1840、および1842へ供給し、逆拡散器1838、1840、および1842の出力は、各乗算器1844、1846、および1848へ供給され、乗算器1844、1846、および1848は、適切なチャネル推定値を適用して、レーキフィンガーから出力1816a、1816b、および1816ｃを生成する。この点で、レーキフィンガー1814は、図１７のレーキフィンガー1708に対応するやり方で動作する。しかしながら、レーキフィンガー1814には、さらに加えて、干渉抑圧器1850a、1850b、1850ｃも構成されており、干渉抑圧器1850a、1850b、1850cは、受信信号1806から入力を受け取り、逆拡散器1838、1840、1842の各々へ出力を供給する。干渉抑圧器1850aは、符号ａの受信パスから、符号ｂおよびｃの再拡散推定値を減算し、干渉抑圧器1850bおよび1850cも同様に、各場合において、符号ｂおよびｃの受信パスから、それ以外の符号からの再拡散干渉推定値を減算する。この干渉消去処理を、全フィンガーにおいて、かつ全符号に対して行なって、出力1824、1826、および1828において、伝送信号のよりよい推定値を供給することが好ましい。図１８には、明示的に示されていないが、再拡散された各干渉推定値は、マルチパスに適した遅延を加えて、干渉推定値が適用されているフィンガーへ供給されることが分かるであろう。これは、再拡散ブロック1810によって実行される。マルチコード干渉の影響を判断して、抑圧する手続きは、次のアルゴリズムを使用して、実行される。ここでは、Ｎ個のフィンガーおよびｋ個のマルチコードについて記載する。
１．各フィンガーごとに、符号ずれを計算する（ＣＰＩＣＨ消去手続きの項目1と組合せてもよい）。全マルチコードにおいて、符号ずれは同じであると仮定する。
２．希望であれば、ＣＰＩＣＨの干渉の寄与を減算する（マルチコード干渉のよりよい推定値が得られる）。
３．このフィンガーにおいて、希望のＤＰＣＨのｋ個の初期推定値を計算して、それぞれ、１つのシンボルにおける平均をとる。
４．全部でＮ個のフィンガーにおいて、１ないし３を反復する（これは、ｋ個の符号の各々に対してＮ個の推定値を与える）。
５．合成前の干渉推定値が要求されるときは、項目１０へ進む。
６．合成器後の干渉推定値が要求されるときは、全部でＮ個のフィンガーにおいて（レーキ合成、例えば、ＭＲＣを行なって）マルチコード干渉のｋ個の推定値を与える。
７．Ｎ個のチャネル推定値を計算する（ＣＰＩＣＨの消去手続きの項目１と組合わせてもよい）。
８．Ｎ個のチャネル推定値をｋ個の干渉推定値へ適用して、各マルチパス／フィンガーにおいてｋずつ、したがってＮｋ個の干渉信号を求める。
９．全部でＮ個の信号を、Ｎ個のマルチパス／フィンガーの各々と関係付けられている遅延ずれを加えて、希望のＤＰＣＨのマルチコードで、再拡散する。
１０．ｋＮ個の再拡散されたＤＰＣＨを、遅延させた受信信号から減算して、マルチコード干渉の推定値を取り除く。Ｎ個のフィンガーの各々において、出力はｋ個以下であり、各出力は、１つのマルチコードに対応する。上述では、適切な消去方式について記載してきたが、これからは、図１９を参照して、干渉抑圧器の例について、さらに記載する。

図１９ａおよび１９ｂは、干渉抑圧に関して、図１８のレーキ受信機1800で使用するのに適した干渉消去器1900および1950の例を示している。図１９ａの構成では、合成前または合成後の干渉推定値を使用して、マルチコード干渉を消去する。図１９ａには示されていないが、この方法には、干渉消去推定値を減算する前に、重み付けする方式か、または、他の消去方式、例えば、または図７を参照して既に記載した“全消去”方式を含んでもよい。図１９ｂの干渉消去器1950のアーキテクチャは、合成前の干渉推定値が与えられている場合に使用するのに適していて、マルチコード干渉および経路間干渉（すなわち、マルチコードから、それ自体への自己干渉）の両者を消去できる。合成器前の干渉推定値が使用可能であるとき、図１９ａの構成ではなく、図１９ｂの構成は、より多くの干渉を抑圧できるので、好ましいことが分かるであろう。

より詳しくは、マルチコード干渉消去器1900は、各マルチコードに対して、受信信号入力1902と１組の減算器1904、1906、1908とをもつ。減算器の各組は対応しており、マルチコードａのための減算器の組1904について記載することにする。干渉消去器1900は、マルチコードａに対して、レーキ受信機の各フィンガーごとに１つずつ、出力の組1910a、1910b、1910cを有し、同様に、マルチコードｂに対して、レーキ受信機への出力の組1912a、1912b、1912cを有し、マルチコードｃに対して、受信機への出力の別の組1914a、1914b、1914cを有する。干渉消去器1900は、干渉推定値が得られる各マルチパス成分に１組ずつ、入力の組1916、1918、1920を有する。これらの入力の組の各々は、各符号の干渉推定値の入力である。示されている例では、符号ａに対して入力1916a、1918a、1920aを含み、符号ｂおよび符号ｃに対しても同様である。

マルチコードａのレーキ受信機の減算器の組1904は、（符号ａではなく）符号ｂおよびｃの各マルチパス成分の干渉推定値を受信する。同様に、マルチコードｂの受信機の組1906は、符号ａおよびｃからの干渉推定値の入力を受け取り、マルチコードｃの受信機の組1908は、符号ａおよびｂの各マルチパス成分からの干渉推定値の入力を受取る。

マルチコードａの受信機の減算器1904の組を参照すると、干渉推定値の入力の各組1916、1918、1920は、関係付けられている加算器1922、1924、1926を有し、他のマルチコードからの干渉推定値を加算し、マルチコードａの場合は、マルチコードｂおよびｃの推定値を加算する。その後で、これらの加算された推定値は、マルチコード受信機ａのレーキフィンガーの信号から減算される。既に記載したように、マルチパス１からの加算された干渉の寄与は、他の全マルチパス成分のレーキフィンガーの信号、すなわち、図に示されているように、レーキフィンガー２、Ｎの信号から減算される。同様に、第２のマルチパス成分からの加算された干渉の寄与は、第２のマルチパス成分の全マルチパス成分の組を処理するレーキフィンガーの信号から減算される、など。同じ一般的なパターンが、他のマルチコードのレーキ受信機のレーキフィンガーの減算器1906、1908の組において繰り替えされる。

図１９ｂの干渉消去器1950は、図７ｄの干渉消去器760にほぼ対応しており、したがって、この干渉消去器の付加的な特徴のみを詳しく記載する。これらの特徴には、各マルチパス成分に１つずつ、干渉推定値の入力の組1952、1954、1956が与えられていることが含まれる。これらの入力の組の各入力は、各マルチコードに1つの干渉推定値の入力、例えば、符号ａのマルチパス成分１、２、Ｎに対して干渉推定値の入力1952a、1954a、1956aを含む。入力の各組1952、1954、1956は、関係付けられている加算器1958、1960、1962を有し、各マルチパス成分ごとに、マルチコード受信機の全符号に対する干渉推定値の入力信号を加算する。したがって、例えば、加算器1958は、（示されている例において）全部で３つの符号ａ、ｂ、ｃの受信信号の第１のマルチパス成分から求められる干渉推定値を加算する。

各加算器の出力は、干渉消去器の残りへ、入力を供給する。この干渉消去器は、図７ｄの干渉消去器に対応している。したがって、例えば、加算器1958の出力は、実際には、信号を、図７ｄの入力762、などへ供給する。
上述の干渉消去技術は、時空間ブロック送信ダイバーシチ（space-time block coded transmit diversity, STTD）のスペクトラム拡散受信機に関連して、適用することができる。空間時間送信ダイバーシティでは、２本の送信アンテナと１本の受信アンテナとを使用し、２本の送信アンテナは直交データストリームを送信する。２シンボルの時間間隔中に、２つの複素変調シンボルＳ_１、Ｓ_２が、２本のアンテナから送信される。第１のシンボルの時間間隔中に、第１のアンテナはＳ_１を送信し、第２のアンテナは−Ｓ_２ ^＊を送信し、第２のシンボル時間間隔中に、第１のアンテナはＳ_２を送信し、第２のアンテナはＳ_１ ^＊を送信する。ここでは、共役演算“^＊”は、信号の位相またはＱ成分を反転し、演算の組み合わせ“−^＊”は、信号のＩ成分を反転することによって行なうことができる。第１のアンテナからの信号は、本質的に、シンボルの正規のストリームであり、第２の送信アンテナからの信号は、２本の受信アンテナを有することにほぼ相当するダイバーシチを与える。ＳＴＴＤ情報を復号するために、第２のアンテナからの信号を反転および共役し、シンボルの対を、時間上で分波し、その後で、結果のシンボルストリームを、第１のアンテナからのシンボルストリームと合成する。ＳＴＴＤの符号化および復号化についての背景情報は、Alamouti、他の米国特許第6,185,258号に記載されており、米国特許第6,185,258号は、ここでは参考文献として取入れられる。

２本のアンテナからの信号は、１マルチパス成分内で実質的に直交しているが、上述と同様に、これは、異なるマルチパス成分間の直交性である。したがって、第２のアンテナから、第１のアンテナからの信号への干渉の寄与、または第１のアンテナから、第２のアンテナからの信号への干渉の寄与が生じる。拡散率が４、タップチャネルが２で、各パスごとに大きさが等しい場合に、相互相関による他方のアンテナからの（他のマルチパス成分に対する）干渉は、希望のアンテナ信号において６デシベル未満である。

大要、送信されたＳＴＴＤストリームの推定値を計算し、これを再符号化して、再拡散し、その後で、非直交成分を減算することによって、この干渉の寄与を抑圧することができる。当業者には、この技術を、既に記載したマルチコードまたはＩＰＩ、あるいはこの両者の消去技術と組み合わせてもよく、希望信号から他のマルチパスへの干渉も抑圧されることが分かるであろう。

図２０ａは、ＳＴＴＤのスペクトラム拡散受信機2000を示しており、相対するアンテナが干渉抑圧を行ない、ＳＴＴＤの干渉推定値はレーキ合成後方式によって計算される。
受信機2000は、受信信号2004のための受信アンテナ2002をもち、受信信号2004は、符号ずれ追跡器2006、チャネル推定器2008、および遅延器2010へ供給され、遅延器2010を経て干渉消去器2012、2014へ供給される。符号ずれ追跡器2006は、既に記載したように、複数の符号ずれ出力を供給し、チャネル推定器2008は２組のチャネル推定値を供給し、各組のチャネル推定値は、受信信号の複数のマルチパス成分のための、複数の推定値を含んでいる。第１の組の推定値は、第１の送信アンテナ（first transmit antenna, Ant1）からの信号に与えられ、第２の組の推定値は、第２の送信アンテナ(second transmit antenna, Ant2)からの信号に与えられる。受信信号2004は、複数の、すなわちＭ個の従来のＳＴＴＤレーキフィンガー2016へも供給され、ＳＴＴＤレーキフィンガー2016は、対応する複数の対の出力2018a、2018bを、従来のＳＴＴＤレーキ合成器2020へ供給し、ＳＴＴＤレーキ合成器2020は、信号Ｓ１およびＳ２の出力推定値を、ＳＴＴＤ符号器2022へ供給する。ＳＴＴＤ符号器2022は、伝送されたシンボルＳ１、Ｓ２の推定値を符号化し、ＳＴＴＤ出力ストリーム2024a、2024bを複数の再拡散器2026へ供給する。レーキフィンガー2016の目的は、伝送されたシンボルの推定値を与えることであり、希望の推定値の品質に依存して、１つ以上の任意の数のＳＴＴＤレーキフィンガーを用いることができることが分かるであろう。

再拡散器2026は、２つのＳＴＴＤの符号化されたデータストリームの推定値を受信することに加えて、符号追跡器2006からも入力を受信し、符号化されたＳＴＴＤデータストリームの推定値を再拡散したものを、レーキ受信機2000によって処理される各マルチパス成分ごとに１つずつ、複数、供給する。この複数のマルチパス成分の１つの組2028aは、乗算器2030によって、第１のアンテナのチャネル推定値と乗算され、アンテナ１から、アンテナ２から受信した信号への干渉の組2034aが供給され、複数の再拡散されたマルチパス成分の第２の組2028bは、乗算器2032によって、第２のアンテナからのチャネルのチャネル推定値の組と乗算され、アンテナ２から、アンテナ１から受信した信号への干渉の推定値の組2034bが供給される。干渉推定値2034aおよび2034bは、干渉消去装置2012および2014へそれぞれ供給され、干渉抑圧される予定の出力2036bおよび2036aが供給される。干渉抑圧された信号2036ａは、受信信号に、抑圧される第２の送信アンテナからの非直交の推定の干渉の寄与を加えたものを含み、同様に、信号2036bは、抑圧される第１のアンテナからの推定の干渉を含んでいる。信号2036a、2036bは、１組の変形ＳＴＴＤレーキフィンガー2038へ供給され、変形ＳＴＴＤレーキフィンガー2038は、複数の出力をＳＴＴＤレーキ合成器2040へ供給し、ＳＴＴＤレーキ合成器2040は、シンボルＳ１およびＳ２の（干渉抑圧された）シンボル出力2042および2044をそれぞれ供給する。

図２０ｂは、第２のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機2050を示しており、これは、図２０ａと概ね同じであるが、レーキ合成前の干渉推定値を使用している。したがって、伝送されたシンボルの初期推定値を与えるためのレーキフィンガー2016は、シンボルＳ１およびＳ２の、複数の出力2052aおよび2052bを供給し、シンボルＳ１およびＳ２は、合成されるのではなく、対応する複数、すなわちＮ個のＳＴＴＤ符号器2054への入力を与える。代わって、これらの符号器は、複数の推定のＳＴＴＤの出力のストリーム2056a、2056bを、各送信アンテナごとに１つずつ供給し、ＳＴＴＤの出力のストリーム2056a、2056bは、複数の再拡散器2026によって再拡散される。図２０ａでは、再拡散器2026の各々は、同じ入力2024a、2024bを受信する一方で、図２０ｂの構成では、再拡散器2026の各々は、ＳＴＴＤ符号器2054の１つからの１対の出力と、符号ずれ追跡器2006からの対応する符号ずれ信号とを受信する。したがって、初期推定値を生成するのに使用されるＳＴＴＤレーキフィンガー2016の数は、受信信号を復号して、復号された出力を供給するのに使用されるＳＴＴＤ復号器2038の数と同じであり、したがって干渉推定値は、受信機によって処理される信号の各マルチパス成分ごとに得られる。

図２１ａは、従来のＳＴＴＤ復号器のレーキフィンガー2100の一部分を示しており、簡潔化のために、逆拡散器は省かれている。ＳＴＴＤ復号器および逆ロテータ2102は、受信ＳＴＴＤシンボルＲ_１，ｊおよびＲ_２，ｊ（なお、ｊはマルチパス成分を示す）の対が受信し、１組の出力をＳＴＴＤ合成器2104へ供給し、次に、ＳＴＴＤ合成器2104は、Ｓ１およびＳ２のシンボル出力2106aおよび2106bを供給する。ＳＴＴＤ復号器および逆ロテータ2102は、１対のチャネル推定器2108aおよび2108b（または、そこからの入力）を含み、第１および第２の送信アンテナからの関連するチャネルのチャネル推定値を供給する。Ｒ_１，ｊ信号は入力2110aにおいて受信され、Ｒ_2，ｊ信号は入力2110bにおいて受信される。Ｒ_１，ｊ信号2110aは、チャネル１の推定2108aの共役2112によって乗算され2120a、出力2124aが供給され、Ｒ_２，ｊ信号2110bは共役をとられ2114、チャネル２の推定2108ｂによって乗算され2122a、出力2126aが供給され、Ｒ_２，ｊ信号2110bも、チャネル１の推定2108aの共役2112によって乗算され2122b、Ｒ_１，ｊ信号2110aは反転され2116、共役をとられ2180、チャネル２の推定2108bによって乗算され2120b、出力2124bが供給される。信号出力2124aおよび2126aは、加算器2128によって加算され、シンボル１の出力2106aが供給され、信号出力2126bおよび2124bは、加算器2130によって加算され、シンボル出力2106bが供給される。

図２１ｂは、ＳＴＴＤの復号器フィンガー2150の変形部分を示している。ここでも、ＳＴＴＤフィンガーは、ＳＴＴＤ復号器および逆ロテータ2152、およびＳＴＴＤ合成器2154を含み、ＳＴＴＤ合成器2154は、Ｓ１2156aおよびＳ２2156bをそれぞれ供給する。ＳＴＴＤ復号器および逆ロテータ2152は、１対の入力2160aおよび2160bを有し、図２０ａの受信機2000内に示されている干渉を抑圧された信号2036a、2036bを受信する。入力2160aからの信号は、１対の加算器2162a、2162bへ供給され、２シンボルにおいて入力信号が加算される。各シンボルはＭチップを有し、第１および第２のシンボル期間においてそれぞれの出力Ａ_１，ｊおよびＡ_２，ｊを供給する（なお、Ｍを、図２０ａの受信機のレーキフィンガー2016の数と混同すべきではない）。同様に、入力2160bは、加算器2164aおよび2164bにおいて加算され、出力Ｂ_１，ｊおよびＢ_２，ｊが供給される。信号Ａ_１，ｊおよびＡ_２，ｊの両者は、各乗算器2166a、2166bを使用して、第１の送信アンテナからのチャネルのチャネル１推定2158aの共役2170によって乗算される。信号Ｂ_２，ｊは、共役をとられ2176、第２の送信アンテナからのチャネルのためのチャネル推定2158bによって乗算され2168b、Ｂ_１，ｊ信号は、反転され2172、共役をとられ2174、この第２のチャネル推定2158bによって乗算される2168a。その後で、これらの計算結果は、加算器2178および2180において加算され、各シンボル出力2156aおよび2156bが供給される。

図２０ａおよび２０ｂの受信機における干渉消去器2012および2014は、図７および８に示されている技術を用いてもよいが、干渉推定の寄与に重み付けをする干渉消去器（例えば、図７ｂ、７ｅ、および８の干渉消去器）が好ましい。とくに、ＳＴＴＤの動作の一部として行われるAlamouti変換を損うことなく、図７ａおよび７ｅの全消去方式を適用することができる。図２１ｂのＳＴＴＤ復号器フィンガー2150をここでも用いてもよいが、全ての干渉の寄与は、全パスから減算されているので、各入力において、送信アンテナからの直交信号が最早存在していないときは、僅かに異なって動作する。全消去を適用する１つの特長は、干渉消去器の複雑さが相当に緩和されることである。

図２０ａおよび２０ｂの受信機構成と関係付けられている遅延（および、ここではバッファリングに必要な遅延）は、干渉の寄与の最初の計算によって決まる。受信アーキテクチャの変形では、干渉推定値は、初期検出器におけるＳＴＴＤの復号化／Ｎの符号化によってではなく、直接に生成されるが、このアプローチでは、ＳＴＴＤと関係付けられているダイバーシチ利得を十分に利用していない。干渉の寄与が判断されると、これは、（緩衝された）希望信号から直接に減算でき、概して、ここでは、第２の変形ＳＴＴＤの計算を行なうことができる処理速度が制限される。

希望であれば、複雑さを増すといった犠牲を払うが、ＳＴＴＤ（およびＩＰＩ）干渉消去の多数の段を連結すると、性能が向上することが分かるであろう。
図２０ａの受信機2000のレーキ合成後の推定値の干渉消去手続きは、次のアルゴリズムを使用して実行される。
１．符号ずれを計算する（ＣＰＩＣＨの消去手続きの項目１と組合せてもよい）。
２．希望であれば、ＣＰＩＣＨの干渉の寄与を減算する（これにより、よりよいＳＴＴＤのＩＰＩの推定値が得られる）。
３．希望のＤＰＣＨの初期推定値を計算して、ＳＴＴＤ受信機に適用する（このプロセスは、２シンボルで行なわれる）。ＭとＮとが同数であるときは、初期検出器に、Ｍ個のフィンガーが使用されるが、複雑さを緩和するために、ＭはＮよりも少なくてもよい。
４．全部でＭ個のフィンガーにおいて、１ないし３を反復する。
５．全部で２Ｍ個のフィンガーにおいて、レーキ合成（例えば、ＭＲＣ）およびＳＴＴＤ復号を行なって、伝送シンボルの対の推定値を得る。
６．２シンボルの時間間隔において、ＳＴＴＤの符号化を行なって、アンテナ上で伝送される信号の推定値を得る。
７．Ｎ個のチャネルの推定値を計算する（ＣＰＩＣＨの消去の項目１と組合せてもよい）。
８．Ｎ個のチャネルの推定値を２個の干渉推定値へ供給して、各シンボルの各アンテナのＮ個に対して干渉信号（すなわち、シンボルの各対に対して、４Ｎ個の干渉推定値）を得る。
９．全部で４Ｎ個の信号を、Ｎ個のマルチパス／フィンガーの各々と関係付けられている遅延ずれを加えて、希望のＤＰＣＨマルチコードで再拡散する。
１０．例えば、既に記載した干渉消去方式を使用して、遅延された受信信号から、再拡散されたＳＴＴＤ ＤＰＣＨを減算して、ＳＴＴＤの干渉の推定値を取り除く。

これにより、（図２１に示されている）変形ＳＴＴＤフィンガーへの入力が得られる。次の段では、希望信号を回復する。
１１．符号ずれを計算する。これは、再び行なっても、または上述の項目１からの前の推定値を使用してもよい。（符号追跡を再び行なうときは、パイロット信号が希望信号から消去されたかどうかに依存して、ＤＰＣＨか、またはＣＰＩＣＨのチャネルに対して実行される。前の推定値を使用するときは、遅延を取入れて、最初のレーキ受信機および干渉消去装置における待ち時間を補償する）。
１２．希望であれば、Ｐ−ＣＣＰＣＨおよびＣＰＩＣＨの干渉を減算する。
１３．正しい符号ずれの希望の符号で逆拡散する。
１４．チャネル推定値を計算する（これは、ＣＰＩＣＨの消去におけるチャネル推定値と組み合わされることが好ましい）。
１５．チャネル推定値を適用する。
１６．全部でＮ個のフィンガーにおいて、ステップ１１ないし１５を反復する。
１７．全部でＮ個のフィンガーを加算する。

図２０ｂのレーキ受信機2050のレーキ合成前推定手続きは、次のアルゴリズムによって実行され、Ｎ個のフィンガーからの出力は、合成されない。
１．符号ずれを計算する（ＣＰＩＣＨ消去における項目１と組合せてもよい）。
２．希望であれば、ＣＰＩＣＨの干渉の寄与を減算する（これにより、よりよいＳＴＴＤのＩＰＩの推定値が得られる）。
３．希望のＤＰＣＨの初期推定値を計算して、ＳＴＴＤ受信機へ適用する（このプロセスは、２シンボルで行なわれる）。
４．全部でＮ個のフィンガーにおいて、１ないし３を反復する。
５．全部でＮ個のフィンガーにおいてＳＴＴＤの符号化を個々に行なって、２シンボルの時間間隔において、アンテナ上で伝送される信号の推定値を得る。
６．Ｎ個のマルチパス／フィンガーの各々と関係付けられている遅延ずれを加えて、全信号を希望のＤＰＣＨマルチコードで再拡散する。
７．例えば、上述の消去方式を使用して、遅延された受信信号から、再拡散されたＳＴＴＤのＤＰＣＨを減算して、ＳＴＴＤの干渉の推定値を取り除く。これは、専用のチャネルのＩＰＩの消去に関連して記載したように、希望のアンテナ信号によるので、ＩＰＩの減算と組合せてもよい。

これにより、（図２１に示されている）変形ＳＴＴＤフィンガーへの入力が得られる。次の段では、希望信号を回復する。
８．（既に記載したように）合成後の推定値に対して、項目１１ないし１７を反復する。

しかしながら、図２０ａおよび２０ｂの変形ＳＴＴＤ受信機において、干渉消去について、２つの入力があり、Ｒではなく、（それぞれ、アンテナ１および２に対して）ＡおよびＢで示すことにする。ここでは、（２シンボルにおける）２つの入力が示される。両方の場合において、希望信号から、（チャネル推定値と組み合わされた）伝送シンボルの推定値が減算される。

したがって、この構成は、例えば、相対するアンテナの干渉が抑圧されているシンボルＳ１の表現を与える。

したがって、干渉の寄与を減算しても、従来の受信機システムと比較して、単一のパスを使って動作するシステムの性能は劣化しない。シンボルＳ２に対して、同様の表現が得られる。したがって、全体的な性能を劣化せずに、相対するアンテナの信号を完全に消去する（すなわち、例えば、図７ａの構成を使用する）ことができることが分かるであろう。したがって、これは、全ての干渉の減算プロセスを簡単にする。

したがって、チャネル推定値に対して干渉消去を適用する（ＣＰＩＣＨに対してＩＰＩを抑圧する）と、理想的には、よりよい推定値が得られ、ＳＴＴＤの復号器の出力において信号品質を向上する。この性能利得は、一方の送信アンテナストリームから他方の送信アンテナストリームへ（または、この逆）ＩＰＩを抑圧することによって正確になるといった長所に付加されることに注意すべきである。

既に記載した干渉消去技術を組合せると、受信信号の品質をさらに向上することができる。ここでは、いくつかの例示的な組み合わせを記載するが、当業者には、明示的に記載されている組合せ以外の組合わせも可能であることが分かるであろう。
図２２は、ＣＰＩＣＨ、ＳＣＨ、およびＰ−ＣＣＰＣＨからの干渉の寄与が抑圧される受信機2200を示す。受信機は、次のアルゴリズムを実行する。
（ｉ）符号ずれを計算する。
（ｉｉ）チャネル推定値を計算し、これを使用して、ＣＰＩＣＨおよびＳＣＨのチャネルを向上する（ＣＰＩＣＨ／ＳＣＨの消去についてのこれまでの記載を参照）。
（ｉｉｉ）Ｐ−ＣＣＰＣＨを計算する（ＰＣＣＰＣＨの消去についてのこれまでの記載を参照）。
（ｉｖ）例えば、ハイブリッド形の全消去を使用して、ＣＰＩＣＨ、ＳＣＨ、およびＰ−ＣＣＰＣＨを取り除く（すなわち、複雑さは最小であるが、重み付けが行なわれる。図７ｅ参照）。例えば、異なるチャネルの関連する信号電力に依存して、適用される重み付けは、干渉推定値の品質に依存することが好ましい。
（ｖ）既に生成されたチャネル推定値および符号ずれを使用して、専用チャネルを計算する（その代りに、より複雑な予備のチャネル推定器／符号追跡器を使用して、よりよい推定値を得てもよい）。

図２３は、改良形のスペクトラム拡散受信機2300を示しており、スペクトラム拡散受信機2300も、干渉抑圧を向上することを目的として、上述で消去後のチャネル推定値と呼ぶものを用いて、ＣＰＩＣＨ、ＳＣＨ、ＰＣＣＰＣＨから干渉の寄与を抑圧する。受信機は、次のアルゴリズムを実行する。
（ｉ）符号ずれを計算する。
（ｉｉ）前または以前のチャネル推定値および（適切な遅延を加えた）前の符号ずれを使用して、Ｐ−ＣＣＰＣＨを計算する（ＰＣＣＰＣＨの消去についてのこれまでの記載を参照）。存在する雑音のレベルに依存して、合成前または合成後の干渉推定を選択する（例えば、ＳＮＲが低いときは、合成器前を使用し、ＳＮＲが高いときは、合成後を使用する）。
（ｉｉｉ）前のチャネル推定値を使用して、ＣＰＩＣＨおよびＳＣＨのチャネルを向上する（ＣＰＩＣＨ／ＳＣＨの消去についてのこれまでの記載を参照）。
（ｉｖ）好ましくは、ハイブリッド形の消去を使用して、ＣＰＩＣＨ、ＳＣＨ、およびＰ−ＣＣＰＣＨの干渉推定値を取り除く（図７ｄ参照）。適用される重みは、干渉推定値の品質に依存する。例えば、異なるチャネルの相対的な信号電力に依存することが好ましい。（この方法では、共通チャネルからＩＰＩを抑圧するが、特定のパスからは、それらを取り除かない）。
（ｖ）（干渉を取り除かれた）修正された入力信号から、新しいチャネル推定値および符号ずれを計算して、推定値を向上する（ＣＰＩＣＨが取り除かれなかったときは、新しいチャネル推定値、すなわち他のパスに対するＣＰＩＣＨＩＰＩのみを計算することができる）。
（ｖｉ）専用のチャネル出力を計算する。

図２４は、スペクトラム拡散受信機2400を示しており、スペクトラム拡散受信機2400では、専用チャネルの干渉のある特定の部分を消去するが、希望のＤＰＣＨ符号から、それ自体へのＩＰＩは消去しない。図２４の受信機では、ＳＴＴＤおよびマルチコードの干渉の寄与が抑圧される。受信機は、次のアルゴリズムを実行する。
（ｉ）符号ずれを計算する。
（ｉｉ）チャネル推定値を計算し、これを使用して、ＣＰＩＣＨおよびＳＣＨのチャネルを向上する（ＣＰＩＣＣＨ／ＳＣＨの消去についてのこれまでの記載を参照）。
（ｉｉｉ）Ｐ−ＣＣＰＣＨを計算する（ＰＣＣＰＣＨの消去についてのこれまでの記載を参照）。（存在する雑音のレベルに依存して、合成前または合成後の干渉推定を選択する−例えば、ＳＮＲが低いときは、合成器前を使用し、ＳＮＲが高いときは、合成器後を使用する）。
（ｉｖ）マルチコードの専用チャネルの推定値を計算する（マルチコードの干渉消去についてのこれまでの記載を参照）−ここでも、合成器前か、または合成器後の推定を使用することができる。
（ｖ）レーキ合成の前か、またはレーキ合成およびＳＴＴＤ受信／合成の後を除いて、ＳＴＴＤの受信および合成の前か、またはＳＴＴＤの受信／合成の後の何れかに生成された干渉推定値を使用して、ＳＴＴＤのアンテナストリームの推定値を計算する（ＳＴＴＤの干渉消去についてのこれまでの記述を参照）。
（ｖｉ）ハイブリッド全消去を使用して、共通チャネル、マルチコード、およびＳＴＴＤの干渉推定値を取り除く。（図７ｅおよび図９ａ参照）。適用される重み付けは、干渉推定値の品質に依存する。この例では、特定のフィンガーにおける希望のマルチコードからのＩＰＩは抑圧されない。
（ｖｉｉ）既に生成されたチャネル推定値および符号ずれを使用して、専用チャネルを計算する（その代りに、さらに複雑な予備のチャネル推定器／符号追跡器を使用して、よりよい推定値を得てもよい）。

図２５は、スペクトラム拡散受信機2500を示しており、スペクトラム拡散受信機2500は、図２４の受信機2400に類似しているが、付加的に、希望のＤＰＣＨチャネルおよび符号から生じる経路間干渉を抑圧するように構成されている（図１６と、専用チャネルのＩＰＩ抑圧についての付随する記載とを参照）。受信機は、次のアルゴリズムを実行する。
（ｉ）符号ずれを計算する。
（ｉｉ）（適切な遅延を加えて）前または以前のチャネル推定値および前の符号ずれを使用してＰ−ＣＣＰＣＨを計算する（ＰＣＣＰＣＨの消去についてのこれまでの記載を参照）。存在する雑音レベルに依存して、合成前または合成後の干渉推定を選択する（例えば、ＳＮＲが低いときは、合成器前を使用し、ＳＮＲが高いときは、合成器後を使用する）。
（ｉｉｉ）前のチャネル推定値を使用して、ＣＰＩＣＨおよびＳＣＨのチャネルを向上する（上述のＣＰＩＣＨ／ＳＣＨの消去についての記載を参照）。
（ｉｖ）合成器前の推定値を使用して、マルチコードの専用チャネルの推定値を計算する（マルチコードの消去についてのこれまでの記載を参照）。
（ｖｉｉｉ）レーキ合成の前か、またはレーキ合成およびＳＴＴＤ受信／合成の後を除いて、ＳＴＴＤ受信および合成の前か、またはＳＴＴＤ受信／合成の後の何れかに生成された干渉推定値を使用して、ＳＴＴＤのアンテナストリームの推定値を計算する（ＳＴＴＤの消去についてのこれまでの記述を参照）。
（ｉｘ）ハイブリッド消去を使用して、共通チャネル、ＤＰＣＨのＩＰＩのマルチコード、およびＳＴＴＤ干渉推定値を取り除く（図７ｄおよび１９ｂ参照）。適用される重み付けは、干渉推定値の品質に依存する。（この方法は、使用可能なチャネルからＩＰＩを抑圧するが、特定のパスからは、それらを取り除かない）。
（ｘ）（干渉を取り除かれた）修正入力信号から、新しいチャネル推定値および符号ずれを計算して、推定値を向上する。
（ｘｉ）新しいチャネル推定および符号ずれを使用して、専用チャネルの出力を計算する。

全体的な概念は、大要、拡散符号のゼロ以外の相互および自己相関によって生じる経路間干渉を取り除くことである。経路間の直接干渉によってか、あるいはマルチコードの影響または送信ダイバーシチから、取り除かれる干渉源は、ＣＰＩＣＨおよびＰＣＣＰＣＨのような既知の共通チャネルか、または希望信号自体である。上述の技術の何れの組合せが適用されるかに依存して、これらの干渉の寄与の一部または全てが取り除かれる。

これらのタイプの技術を適用する長所は、比較的に小さいように見えるが、重要であり、端末を、干渉に対して性能を向上させるか、または容量を大きくする。確認された直交性の損失が大きく、例えば４０％であるときは、セル内電力の４０％（−４デシベル）が、干渉として確認されることが示唆される。これらの数値を、３ＧＰＰに記載されている標準の試験電力に適用すると、多くの場合に、セル内干渉電力は、セル間干渉電力よりも大きいことが示唆される。セル内干渉電力の約２０％が、共通チャネルに割り当てられるので、これは干渉の相当な部分を構成する。

例えば、データレートが３８４キロビット秒であり、かつ希望のＢＥＲが１０^−２である３ＧＰＰのケース１（すなわち、高品質、高レートの目標）を採用するとき、セル内電力の約６０％が、高レートのユーザに割り当てられ、残りの電力は、他のユーザ（２０％）と共通チャネル（２０％）との間で分割される。したがって、共通チャネルを消去することによって、セル内干渉が３デシベル分低減される。干渉の全体的な低減は、セル間電力対セル内電力の比に依存するが、１ないし２デシベルである可能性が高い。これは、２５ないし６０％のスループットの増加にほぼ対応する。これらの概算値は、専用チャネルのＩＰＩ（または、その除去）の影響を含まないが、これを含めると、より複雑になるといった犠牲を払うが、性能がより大きく向上することになる。

これまで、直列、並列の消去、またはハイブリッド構造（異なる干渉の寄与が異なって重み付けされる）を含めて、多数の干渉消去構造を記載してきた。これらは、ユーザエンドのセルラ移動通信端末にとくに適している。行われる重み付けは、干渉推定値における信頼度に依存し、ゼロ（すなわち、信頼度がなく、このフィンガーの干渉は減算されない）から、１（すなわち、信頼度が最高であり、干渉の寄与の全てが抽出される）の範囲にわたる。各フィンガーおよび各干渉の寄与に異なる重みを加えてもよい。記載されている全消去方法では、必要な処理数はより少ないが、信号が取り除かれる（したがって、この信号は、消去後に使用できない）。この方法の適用についても記載される。干渉の減算は、（一般に、干渉信号を再拡散することによって）チップレベルにおいて、または（希望の符号と不要符号とに相互相関を適用することによって）シンボルレベルにおいて行なうことができる。前のチャネルの推定値を使用して、干渉を消去する場合は、別の技術が記載されている。これは、新しい、より正確な推定を行なうことができ、一方で、チャネル推定器のより多くの処理を必要とせずに、専用チャネルから干渉を消去する。伝送データ（例えば、同報通信チャネル、および専用チャネル）についての事前の知識がないときは、“よりソフトな”、“ソフトな”、または“ハードな”判定を使用して、干渉を消去することができる。“よりソフトな”判定は、合成前（すなわち、１フィンガー／マルチパスに対し、１回のソフトな判定）に対応し、“ソフトな”判定は、ソフトな出力を使用した合成後に対応し、および“ハードな”判定は、ハードな判定を使用した合成後に対応する。消去は、専用チャネルにおいて確認される経路間干渉（ＩＰＩ）に適用される。性能を最大限に活用するために、減算される干渉の寄与の重み付けを取入れる。ＩＰＩ消去の多数の段を取入れて、減算するための干渉推定値の精度を向上する。マルチコードのＤＰＣＨへ適用される干渉消去についても記載されている。ここでは、一方のマルチコードから他方のマルチコードへの干渉の寄与が取り除かれる。さらに加えて、マルチコードからそれ自体への干渉が抑圧されるときは、これを、（上述の）ＩＰＩ消去と組み合わせることができる。専用チャネルに対する干渉消去は、多数の（すなわち、２つ以上の）段で行われ、最初の段では、干渉信号のより正確な表現を生成し、最後の段では、使用されるシンボル推定値を計算する。

ＳＴＴＤへ適用される干渉消去が記載されている。ここでは、２本の伝送ストリーム間で消去して、直交性が損われることにより生じる干渉を取り除く。干渉の計算および消去のためのアーキテクチャと、全干渉の全消去のための方法が記載されている。相対する送信アンテナストリームが、全フィンガー／マルチパスから全て消去されるときでも、直交性が維持されることが証明されている。多数の段（すなわち、（ａ）ＳＴＴＤの受信および合成の前、（ｂ）ＳＴＴＤの受信／合成の後であるが、レーキ合成の前、または（ｃ）レーキ合成およびＳＴＴＤの受信／合成の後）において生成される推定値を使用して、ＳＴＴＤに干渉消去を適用することができる。（ｂ）および（ｃ）の場合において、受信機内の信号を、ＳＴＴＤ符号化され、伝送信号を向上し、干渉を抑圧する。これらの消去技術の例示的な組み合わせについても記載されている。もちろん、当業者は、多くの他の効果的な代わりを生成することができ、本発明は、記載されている実施形態に制限されず、特許請求項の意図および技術的範囲内の変更を含む。

一般的な３Ｇの移動電話システムの構造を示すグラフ。 ＯＶＳＦ符号の自己相関関数を示すグラフ。 ２つのマルチパス成分をもつ信号に対する、理想的な相関器出力を示すグラフ。 ２つのマルチパス成分をもつ信号に対する、例示的な実際の相関器出力を示すグラフ。 ｍ系列の自己相関関数を示すグラフ。 既知のＷ−ＣＤＭＡレーキ受信機を示す図。 チップレベルで干渉を消去するＷ−ＣＤＭＡレーキ受信機の一般的な構造を示す図。 シンボルレベルで干渉を消去するＷ−ＣＤＭＡのレーキ受信機を示す図。 完全消去の干渉消去器の構造を示す図。 並列消去の干渉消去器の構造を示す図。 直列消去の干渉消去器の構造を示す図。 ハイブリッド直列−並列消去のための干渉消去器の構造を示す図。 ハイブリッド完全消去の干渉消去器の構造を示す図。 代わりのハイブリッド干渉消去装置の構造を示す図。 ＥＰＩＣＨの消去のＷ−ＣＤＭＡレーキ受信機を示す図。 ＣＰＩＣＨの消去位置のオプションをもつＷ−ＣＤＭＡのレーキ受信機を示す図。 １２．２キロビット秒の３Ｇの移動電話システムのビット誤り率の性能を、干渉が消去されているときと、干渉が消去されていないときとについて示すグラフ。 ３８４キロビット秒の３Ｇの移動電話システムのビット誤り率の性能を、干渉を消去したときと、干渉を消去しないときとについて示すグラフ。 １２．２キロビット秒で、大きいマルチパス遅延拡散を行う３Ｇ移動電話システムのビット誤り率の性能を、干渉を消去したときと、干渉を消去しないときとについて示すグラフ。 ３８４キロビット秒で、大きいマルチパス遅延拡散を行う３Ｇ移動電話システムのビット誤り率の性能を、干渉を消去したときと、干渉を消去しないときとについて示すグラフ。 合成前の推定値で、ＰＣＣＰＣＨを消去するＷＣＤＭＡレーキ受信機を示す図。 合成後の推定値で、ＰＣＣＰＣＨを消去するＷＣＤＭＡレーキ受信機を示す図。 専用データチャネルにおいて経路間干渉を消去するためのＣＤＭＤＡレーキ受信機のアーキテクチャを示す図。 既知のＷＣＤＭＡのマルチコードのレーキ受信機を示す図。 マルチコードの干渉を消去するＷ−ＣＤＭＡのマルチコードのレーキ受信機を示す図。 合成器前および合成器後の干渉推定値に使用するためのマルチコード干渉消去器を示す図。 合成器後の推定値に使用するためのマルチコードおよび経路間干渉消去器を示す図。 レーキ合成後の推定値で干渉を消去するＳＴＴＤレーキ受信機を示す図。 レーキ合成前の推定値で干渉を消去するＳＴＴＤレーキ受信機を示す図。 干渉を消去するレーキ受信機のフィンガーのための従来のＳＴＴＤ復号器を示す図。 干渉を消去するＳＴＴＤレーキ受信機のための変更されたＳＴＴＤ復号器のフィンガーを示す図。 ＰＣＣＰＣＨ、ＳＣＨ、およびＣＰＩＣＨを消去する端末のためのレーキ受信機を示す図。 ＣＰＩＣＨの干渉推定が向上し、ＰＣＣＰＣＨ、ＳＣＨ、およびＣＰＩＣＨを消去する端末のためのレーキ受信機を示す図。 共通チャネル、ＳＴＴＤ、およびマルチコードの干渉を消去する端末のためのレーキ受信機を示す図。 共通チャネル、ＳＴＴＤ、マルチコード、ＤＰＣＨのＩＰＩを消去する端末のためのレーキ受信機を示す図。

符号の説明

10・・・第３世代ディジタル移動電話システムの一般的な構造、12・・・無線塔、18・・・移動通信装置（ＭＤ）、20・・・無線または空中インターフェイス、22・・・移動交換局（ＭＳＣ）、24・・・ゲートウエイＭＳＣ（ＧＭＳＣ）、26・・・公衆交換電話ネットワーク（ＰＳＴＮ）、28・・・ホーム位置レジスタ（ＨＬＲ）、29・・・動作および管理局（ＯＭＣ）、
30・・・ビジター位置レジスタ（ＶＬＲ）、32・・・パケット制御装置（ＰＣＵ）、34・・・供給側ＧＰＲＳ支援ノード（ＳＧＳＮ）、36・・・ゲートウエイＧＰＲＳ支援ノード（ＧＧＳＮ）、200・・・自己相関関数、202・・・相関器出力、300・・・相関関数、204・・・遅延ずれ、400,500,600,900,1000,1500,1600,1800,2000,2050,2200,2300,2400,2500・・・スペクトラム拡散レーキ受信機、402,502,602,902,1008,1502,1602,1702,1802,2002・・・アンテナ、404,1010,1704,1804・・・ダウンコンバータ、412,528,638,916,1030,1534,1544,
1628,1712,1714,1716,1818,1820,1822,2020,2040・・・レーキ合成器、432,434,518,626,
628,636,932,1050,1530,1542,1620,1738,1740,1742,1844,1846,1848,2030,2032,2120,2122,2166,2168・・・乗算器、512,632,700,720,740,760,780,800,910,1510,1612,1900,1950,
2012,2014・・・干渉消去装置（ＩＣ装置）、616,622,624・・・相関器、704,788,802,804,806,
1922,1924,1926,1958,1960,1962,2128,2130,2162,2164,2178,2180・・・加算器、706,724,
726,728,746,748,766,768,770,792,1904,1906,1908・・・減算器、708,778,794・・・スプリッタ、772,774,776,786・・・重み、1006,1850・・・干渉抑圧器、1104・・・ＡＷＡＧＮ干渉、1106・・・干渉消去されない、1108・・・順次干渉消去、1110・・・並列干渉消去、1112・・・干渉消去なし、1700・・・マルチコード受信機、2100,2150・・・レーキフィンガー、2112,2114,2118,2170,2174,2176・・・共役。

Claims (23)

1. 共通のシンボル系列の第１および第２のシンボルのデータを搬送し、１マルチパス成分内で相互に実質的に直交している第１および第２のスペクトラム拡散信号を第１および第２の送信アンテナからそれぞれ受信し、第１および第２のスペクトラム拡散信号間の干渉を抑圧するように構成される、ディジタル移動通信システムのための空間時間送信ダイバーシチ（ space-time transmit diversity, STTD ）スペクトラム拡散受信機であって、
   伝送された第１および第２のシンボルの少なくとも一方の推定値を判断するための干渉推定器と；
   伝送された第１および第２のシンボルの推定値を符号化して、第１および第２の推定のＳＴＴＤシンボルストリームを供給するための少なくとも１つのＳＴＴＤ符号器と；
   第１および第２の推定のＳＴＴＤシンボルストリームを再拡散して、第１の信号から発生する、第２の信号への干渉の推定値を含む第１の干渉推定値と、第２の信号から発生する、第１の信号への干渉の推定値を含む第２の干渉推定値とを供給するための少なくとも１つの再拡散器と；
   それぞれ第１および第２の入力信号から第２および第１の干渉推定値を減算して、各第１および第２の干渉抑圧された出力信号を供給するための干渉抑圧器とを含むＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
2. 第１および第２の干渉抑圧された出力を、入力として受け取り、復号された第１および第２のシンボル出力を供給するように構成されているＳＴＴＤ復号器をさらに含む請求項１記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
3. 複数のレーキフィンガーを含み、各レーキフィンガーが、前記ＳＴＴＤ復号器をもつ請求項２記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
4. 前記干渉推定器が、複数の干渉推定器レーキフィンガーを含み、各干渉推定器レーキフィンガーが、干渉推定器ＳＴＴＤ復号器を含み、伝送された第１および第２のシンボルの複数の推定値を供給する請求項１ないし３の何れか１項記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
5. 前記第１および第２のシンボルの前記複数の推定値を合成して、前記第１および第２のシンボルの合成された推定値を、前記少なくとも１つのＳＴＴＤ符号器へ符号化のために供給する合成器をさらに含む請求項４記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
6. 複数の前記ＳＴＴＤ符号器であって、各々が、前記第１および第２の伝送されたシンボル推定値を、前記干渉推定器のレーキフィンガーの対応する１つから受信して符号化し、第１および第２の推定のＳＴＴＤシンボルストリームを供給するための複数の前記ＳＴＴＤ符号器と；前記複数の前記ＳＴＴＤ符号器から、複数の第１および第２の推定のＳＴＴＤシンボルストリームを再拡散し、前記第１および第２の受信されたスペクトラム拡散信号の複数のマルチパス成分のための複数の前記第１および第２の干渉推定値を供給するための複数の再拡散器とを含む請求項４記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
7. 前記第１および第２の受信されたスペクトラム拡散信号の複数のマルチパス成分の複数の前記第１および第２の受信された干渉推定値を供給するための複数の再拡散器を含む請求項１記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
8. 第１および第２のチャネル推定値の対を各再拡散器に供給して、前記第１および第２の干渉推定値を変更するためのチャネル推定器をさらに含む請求項１ないし７の何れか１項記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
9. 前記ＳＴＴＤ符号器および前記少なくとも１つの再拡散器を、前記第１および第２のシンボルを再拡散して、共通の干渉推定値を供給するための少なくとも１つの再拡散器と置換して、前記干渉抑圧器が、前記第１および第２の入力信号から、前記共通の干渉推定値を減算して、前記第１および第２の出力信号を供給するように構成されている請求項１記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
10. 前記干渉抑圧器が、前記減算の前に、第１および第２の干渉推定値に重み付けするための複数の調節可能な重み付け手段を含む請求項１ないし９の何れか１項記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
11. 前記第１および第２のスペクトラム拡散信号から、第３の信号からの干渉を抑圧するための手段をさらに含み、第３の信号が第３の拡散符号をもち、第３の拡散符号が、前記第１および第２の信号の拡散符号に実質的に直交している請求項１記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
12. 前記第３の信号が、変調されていないスペクトラム拡散信号を含む請求項１１記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
13. 前記第１および第２のスペクトラム拡散信号から、第４の信号からの干渉を抑圧するための手段をさらに含み、第４の信号が第４の拡散符号をもち、第４の拡散符号が、前記第１および第２の信号の拡散符号と、第３の拡散符号とに実質的に直交している請求項１１または１２記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
14. 前記第４の信号が、前記ディジタル移動通信システムの制御チャネル信号を含む請求項１３記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
15. ＳＴＴＤ受信機が、マルチコードデータを受信するためのマルチコード受信機であり、マルチコードデータが、複数のマルチコードスペクトラム拡散信号によって伝送され、複数のマルチコードスペクトラム拡散信号が、対応する複数のマルチコード拡散符号をもっていて、マルチコード拡散符号が、相互に実質的に直交し、かつ前記第１および第２の信号の拡散符号、第３の拡散符号、並びに請求項１３に依存するときは、第４の拡散符号に実質的に直交し、受信機が、異なるマルチパス成分において受信機に到達するマルチコードスペクトラム拡散信号間の干渉を抑圧するための手段をさらに含む請求項１１ないし１４の何れか１項記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機。
16. ＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機のためのＳＴＴＤ復号器であって、とくに、請求項１ないし１５の何れか１項記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機から、第１および第２の干渉抑圧された出力信号を復号するためのＳＴＴＤ復号器であって、
    第１の伝送アンテナから第１のチャネルに沿って受信される信号を主として含む第１の入力信号と、第２の伝送アンテナから第２のチャネルに沿って受信される信号を主として含む第２の入力信号とを受信して、復号するための第１および第２の復号器入力と、
    それぞれ前記第１および第２の入力信号を受信するための第１および第２の加算器であって、各々が、第１および第２のシンボル期間における受信信号を加算して、第１および第２の中間項を供給するように構成されている第１および第２の加算器と、
    各前記加算器からの前記第１および第２の中間項を、前記第１および第２のチャネルからのチャネル推定値と相互相関させて、各加算器からの部分的な第１および第２のシンボル項を供給するための相互相関器手段と、
    各加算器からの前記部分的な第１のシンボル項を合成し、各加算器からの前記部分的な第２のシンボル項を合成し、第１および第２の復号されたシンボル出力を供給するための合成器とを含むＳＴＴＤ復号器。
17. 請求項１ないし１５の何れか１項記載のＳＴＴＤスペクトラム拡散受信機を実行するか、または請求項１６記載のＳＴＴＤ復号器を実行するためのプロセッサ制御符号を記録した記録媒体。
18. ＳＴＴＤレーキ受信機において干渉を抑圧する方法であって、
    受信機へ伝送されるシンボルデータの対の推定値を判断することと、
    推定されたシンボルデータの対を、ＳＴＴＤデータストリームの対として符号化することと、
    符号化されたＳＴＴＤデータストリームを再拡散して、干渉推定値の対を判断することと、
    受信信号からの干渉推定値の前記対の各々を抑圧して、干渉抑圧された信号の対を復号のために供給することとを含む方法。
19. 複数のシンボルデータの対の推定値を判断することと、前記複数の推定値を合成して、合成された推定値を前記符号化のために供給することをさらに含む請求項１８記載の方法。
20. 前記対のＳＴＴＤデータストリームを再拡散して、複数の対の干渉推定値を供給することと、前記受信信号からの前記複数の対の干渉推定値を抑圧して、前記対の干渉抑圧された信号を復号のために供給することとを含む請求項１９記載の方法。
21. 複数のシンボルデータの対の推定値を判断することと、前記複数のシンボルデータの対の推定値を、複数の符号化されたＳＴＴＤデータストリームとして符号化することと、複数の符号化されたＳＴＴＤデータストリームを再拡散して、複数の対の干渉推定値を供給することと、前記受信信号から前記複数の対の干渉推定値を抑圧して、前記対の干渉抑圧された信号を復号のために供給することとを含む請求項１８記載の方法。
22. 該または各前記対の干渉推定値を、受信信号の１マルチパス成分のチャネル推定値の対によって変更することをさらに含む請求１８ないし２１の何れか１項記載の方法。
23. 請求項１８ないし２２の何れか１項記載の方法を実行するためのプロセッサ制御符号を記録した記録媒体。

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