JP4001563B2

JP4001563B2 - High frequency dielectric heating device

Info

Publication number: JP4001563B2
Application number: JP2003117072A
Authority: JP
Inventors: 治雄末永; 英明守屋; 伸一酒井
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-04-22
Filing date: 2003-04-22
Publication date: 2007-10-31
Anticipated expiration: 2023-04-22
Also published as: JP2004327123A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電子レンジなどのようにマグネトロンを用いた高周波誘電加熱に関するもので、特にインバータに用いられている半導体スイッチング素子、例えばＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の過熱保護に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図９は従来のマグネトロン駆動電源の構成図である。
図において、商用電源１１からの交流は整流回路１３によって直流に整流され、整流回路１３の出力側のチョークコイル１４と平滑コンデンサ１５で平滑され、インバータ１６の入力側に与えられる。直流はインバータ１６の中のＩＧＢＴのオン・オフにより所望の高周波（例えば、２０〜４０ｋＨｚ）に変換される。インバータ１６は、直流を高速でスイッチングするＩＧＢＴと、ＩＧＢＴを駆動制御するインバータ制御回路１６１によって駆動され、昇圧トランス１８の１次側を流れる電流が高速でオン／オフにスイッチングされる。
【０００３】
整流回路１３の１次側電流をＣＴ１７で検出した信号はインバータ制御回路１６１に入力され、インバータ１６の電力制御に用いられる。また、ＩＧＢＴを冷やす冷却フィンに温度センサ（サーミスタ）９'を取り付けてこの温度センサによる検出温度情報をインバータ制御回路１６１に入力して、インバータ１６の制御に用いている。
【０００４】
昇圧トランス１８では１次巻線１８１にインバータ１６の出力である高周波電圧が加えられ、２次巻線１８２に巻線比に応じた高圧電圧が得られる。また、昇圧トランス１８の２次側に巻回数の少ない巻線１８３が設けられマグネトロン１２のフィラメント１２１の加熱用に用いられている。昇圧トランス１８の２次巻線１８２はその出力を整流する倍電圧半波整流回路１９を備えている。倍電圧半波整流回路１９は高圧コンデンサ１９１及び２個の高圧ダイオード１９２，１９３により構成される。
【０００５】
ところで、このような電子レンジを壁際にくっつけて置いたりして電子レンジの給排気口が塞がれてしまうといった設置条件や、あるいは電子レンジの冷却ファンに箸などの異物が挟まって冷却ファンがロックされてしまうといったトラブルが発生することがある。
このような時において、インバータ電源のスイッチングを司るＩＧＢＴの熱破壊を防ぐ方法として、従来よりサーミスタを用いて半導体ＩＧＢＴの熱破壊前に停止あるいはパワーダウンを行い温度上昇を防ぐものがあった。
【０００６】
この場合、サーミスタを取り付けて温度を検出する方法としては、
（１）メガネ端子付きのサーミスタリードセンＵにてＩＧＢＴのパッケージと共締めする方法があったが、パッケージ部への共締め方法には、人による作業でしか実現できないので工数が増え、したがってコスト高となった。
（２）また、ラジアルサーミスタにてＩＧＢＴの足元に共に挿入する方法等があったが、ラジアルサーミスタ使用方法には、ＩＧＢＴの脚部に後付けとなり、手で取り付けていたので工数が増し、また冷却風の影響を直に受けるのでサーミスタの熱時定数が悪くなるという欠点があった。
（３）また、サーミスタを放熱フィンに別途ビス締めして放熱フィンより検出する方法もあったが、ビス締め方法にも、同じく工数が増し、コスト高となり、しかも検出温度がＩＧＢＴの直接の温度ではなく放熱フィンの温度であるため温度検出精度および感度が共に悪いという欠点があった。
【０００７】
そこで、本出願人は、高熱を発するＩＧＢＴの放熱部が放熱フィンに固定されており、その３本の脚がプリント基板のスルーホールに挿入され反対側（裏側、すなわち半田側）において半田づけされていることに着目し、そのＩＧＢＴの半田側の脚部又は脚部近傍、それもエミッタ側の脚部又は脚部近傍にチップサーミスタを半田付けすると、サーミスタがチップ部品なので自動機で素早く実装が可能となり、また、このサーミスタはＩＧＢＴのジャンクション温度に対して熱伝導率が高くまたその時定数が短く、しかもＩＧＢＴ脚部に流れる電流を直接受けるのでＩＧＢＴのジャンクション温度に依存する温度を短い時定数で（すなわち、高い追従性で）検出できることとなり、またサーミスタが取り付けられるのは冷却フィン側ではなくプリント基板裏の半田面なので冷却風の影響をほとんど受けないので好都合であることを見出した。さらに特筆されることは、熱容量の小さなチップサーミスタを用いてしかも熱容量の小さなＩＧＢＴ脚部又は脚部近傍に取り付けているので、熱時定数が小さくなり、速度の速いパワーダウン制御が可能となることである。
【０００８】
一方、ＩＧＢＴを制御する従来の制御回路は、前記従来配置のサーミスタを用いて制御をしており、熱時定数が大きく制御に迅速性が得られなかった。しかもその制御回路自体にも、後述のようにサーミスタの温度情報をインバータ制御回路に入力せず、中央のマイコンに入力して温度制御を行っていた。
【０００９】
図１０はマグネトロンの起動制御回路を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。
図１０（ａ）において、コンパレータＣＯ１の２入力端子の１方の（Ａ）端子にはＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧抵抗Ｒ３とＲ４で分圧した点Ｐ３の電位が入力され、他方の（Ｂ）端子には当初の起動中には切り替えスイッチＳ１がａ端子側にあって３Ｖが印加される。そしてマグネトロンが加熱して安定して定常状態になったら、切り替えスイッチＳ１がｂ端子側に切り替わってＶｃｃ電圧を分圧抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧した点Ｐｃの電位が入力される。
したがって、起動中は点Ｐ３の電位が３Ｖより小さいときはオフ、３Ｖより高くなればオンとなるオン・オフが繰り返され、この情報を基にインバータ制御回路１６１はＰ３電位が３Ｖと略一致するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦデューティを制御するので、ＩＧＢＴのコレクタ電圧は定常時よりも低くなる。
ところが定常状態になると、コンパレータＣＯ１の（Ｂ）端子は起動時の３Ｖに比べて十分高いＰｃ電位が入力されるので、インバータ制御回路１６１は前記Ｐ３電位がＰｃ電位に略一致するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ制御のＯＮデューティーを高めるので、ＩＧＢＴのコレクタ電圧も高くなる。
ただし、図示していないがインバータ制御回路１６１に併せ持つ、他の入力信号（例えば従来例で示される入力電流情報）を基に制御する電力制御機能により前記ＯＮデューティーの上昇に制限が加わるので、図１０に示されるようにＰｃ電位が常にＰ３電位より高くなりコンパレータＣＯ１の出力は常時オン状態が維持される。
【００１０】
このように、図１０のマグネトロンの起動制御回路は、インバータ回路が動作開始した後、マグネトロンのフィラメントに加熱電流を流しつつマグネトロンが発振開始するまでの期間（すなわち、起動中）はＩＧＢＴのコレクタ電圧を所定値に制御することでマグネトロンに過大電電圧が印加されるのを防止する。
本発明のパワーダウン制御は後述するが、この図１０のマグネトロンの起動制御回路を利用することにある。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、何らかの原因で異物がファンにはさまりファンが急に回らなくなったとき、従来は故障と判断して調理を中止させていたので、調理する者にとって故障といったことで心理的に大きな不安を与えることとなった。
本発明によれば、このような課題を解決するもので、何らかの原因で異物がファンにはさまりファンが急に回らなくなったときでも、ＩＧＢＴが簡単に熱破壊するものでない点に着目してそのまま調理を続行させ、ＩＧＢＴの温度が上昇してゆきＩＧＢＴの熱破壊に至る温度の前に至って始めてパワーを半分程度ダウンしてさらに加熱を継続させることで、調理者は少し温まりが遅いと感ずる程度で、故障といった不安を与えないで調理を続けさせるようにすることにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、請求項１記載の高周波誘電加熱装置の発明は、直流をインバータ制御回路によって半導体スイッチング素子をスイッチング制御して所定周波数の交流に変換するインバータ部と、前記半導体スイッチング素子を取り付けて該半導体スイッチング素子から出る熱を放熱する放熱フィンと、前記半導体スイッチング素子の温度を検出するサーミスタを前記半導体スイッチング素子の脚部又は脚部近傍にプリント基板の半田面側にて半田付けして成るプリント基板と、前記インバータ部の出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、前記昇圧トランスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、前記高圧整流部の出力をマイクロ波として放射するマグネトロンと、から成るマイクロ波出力部、および前記マグネトロンから放射されるマイクロ波を供給される加熱調理室と、を備えた前記被加熱物を加熱処理する高周波誘電加熱装置において、前記インバータ部は、前記マグネトロンが起動した後、前記インバータ部の出力電力を前記サーミスタの抵抗値に依存させるパワーダウン制御機能を有することを特徴とする。
【００１３】
請求項２記載の高周波誘電加熱装置の発明は、直流をインバータ制御回路によって半導体スイッチング素子をスイッチング制御して所定周波数の交流に変換するインバータ部と、前記半導体スイッチング素子を取り付けて該半導体スイッチング素子から出る熱を放熱する放熱フィンと、前記半導体スイッチング素子の温度を検出するサーミスタを前記半導体スイッチング素子の脚部又は脚部近傍にプリント基板の半田面側にて半田付けして成るプリント基板と、前記インバータ部の出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、前記昇圧トランスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、前記高圧整流部の出力をマイクロ波として放射するマグネトロンと、から成るマイクロ波出力部、および前記マグネトロンから放射されるマイクロ波を供給される加熱調理室と、を備えた前記被加熱物を加熱処理する高周波誘電加熱装置において、前記インバータ部は、前記サーミスタが所定抵抗値になったとき、前記インバータ部の出力電力を所定値に下げるパワーダウン制御機能を有することを特徴とする。
【００１４】
請求項３記載の発明は、マグネトロンの起動時に前記半導体スイッチング素子のコレクタ電圧を定常時よりも低く制御する起動制御回路を前記インバータ部に備えた請求項２記載の高周波誘電加熱装置において、前記インバータ部の出力電力を所定値に下げる場合、前記起動制御回路を利用することを特徴とする。
【００１５】
請求項４記載の高周波誘電加熱装置の発明は、直流をインバータ制御回路によって半導体スイッチング素子をスイッチング制御して所定周波数の交流に変換するインバータ部と、前記半導体スイッチング素子を取り付けて該半導体スイッチング素子から出る熱を放熱する放熱フィンと、前記半導体スイッチング素子の温度を検出するサーミスタを前記半導体スイッチング素子の脚部又は脚部近傍にプリント基板の半田面側にて半田付けして成るプリント基板と、前記インバータ部の出力電圧を昇圧する昇圧トランスと、前記昇圧トランスの出力電圧を倍電圧整流する高圧整流部と、前記高圧整流部の出力をマイクロ波として放射するマグネトロンと、から成るマイクロ波出力部、および前記マグネトロンから放射されるマイクロ波を供給される加熱調理室と、を備えた前記被加熱物を加熱処理する高周波誘電加熱装置において、前記インバータ部は、前記サーミスタが所定抵抗値になったとき、前記インバータ部の出力電力を所定値に下げ、その後前記インバータ部の出力電力を前記サーミスタの抵抗値に依存させるパワーダウン制御機能を有することを特徴とする。
【００１６】
請求項５記載の発明は、請求項１〜４のいずれか１項記載の高周波誘電加熱装置において、前記サーミスタが所定抵抗値になった時、前記インバータ部の出力電力を所定値に下げる制御をさせることを特徴とする。
【００１７】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係るマグネトロン駆動電源の構成図である。
図において、商用電源１１からの交流は整流回路１３によって直流に整流され、整流回路１３の出力側のチョークコイル１４と平滑コンデンサ１５で平滑され、インバータ１６の入力側に与えられる。直流はインバータ１６の中の半導体スイッチング素子ＩＧＢＴのオン・オフにより所望の高周波（２０〜４０ｋＨｚ）に変換される。インバータ１６は、直流を高速でスイッチングするＩＧＢＴ１６ａとこのＩＧＢＴ１６ａを制御するインバータ制御回路１６１によって駆動され、昇圧トランス１８の１次側を流れる電流が高速でオン／オフにスイッチングされる。
【００１８】
昇圧トランス１８では１次巻線１８１にインバータ１６の出力である高周波電圧が加えられ、２次巻線１８２に巻線比に応じた高圧電圧が得られる。また、昇圧トランス１８の２次側に巻回数の少ない巻線１８３が設けられマグネトロン１２のフィラメント１２１の加熱用に用いられている。昇圧トランス１８の２次巻線１８２はその出力を整流する倍電圧全波整流回路２０を備えている。倍電圧全波整流回路２０は高圧コンデンサ２０１、２０２及び２個の高圧ダイオード２０３，２０４により構成される。
【００１９】
本発明によると、ＩＧＢＴ１６ａの温度を検出するサーミスタ９を従来の放熱フィンではなくて、直接、ＩＧＢＴ１６ａの脚部又は脚部近傍に取り付けているのが特徴で、しかも脚部でもエミッタ脚であり、放熱フィン側ではなくてプリント基板６の裏の半田面においてチップサーミスタを半田付けしているのが特徴である。
そしてこのサーミスタによる温度情報はインバータ制御回路１６１に入力され、インバータ１６の制御に用いられている。
【００２０】
図２は本発明に係るプリント基板を示している。
図において、７は放熱フィン、８はＩＧＢＴ、９はサーミスタである。
高熱を発するＩＧＢＴ８の放熱部は放熱フィン７に固定されて、その３本の脚がプリント基板のスルーホールに挿入され反対側（裏側、半田側）において半田づけされている。サーミスタ９にはチップサーミスタを使用し、これを放熱フィン側ではなくてプリント基板６の裏の半田面のＩＧＢＴ１６ａの脚に直接半田付けしているのが見られる。
【００２１】
以下、このようなサーミスタを用いた本発明の係るパワーダウン制御について説明する。
（１）本発明で行う検出後のパワーダウン制御とは、ＩＧＢＴ温度が検知温度になるとパワーを切るのではなくてパワーをまず第１の所定値（例えば半分程度）に下げ、やがてＩＧＢＴ温度が下がって検知温度以下になると再度所定のパワーに戻し、ＩＧＢＴ温度が上昇して再び検知温度になるとまたパワーダウンを行うといった動作を繰り返して検知温度をキープする制御をいう。
（２）マイコン側からは常に一定の制御幅信号を与えておいて、インバータ側でＩＧＢＴの温度をサーミスタが検知して検出値をインバータ制御回路に送り、ＩＧＢＴの温度を下げるようにインバータ制御が行なわれる。
（３）抵抗分割回路の一方にサーミスタを挿入しておいて、サーミスタが過熱温度を検知したときの分圧比を基に漸減制御する。
（４）漸減制御において、ある時点までいったら目標値を大きく下げる制御をし、これを繰り返していく制御をする。この繰り返し制御の１サイクルは短くて１〜２秒程度である。このような制御は前述のように、チップサーミスタをＩＧＢＴの端子裏側に設けたことにより、熱時定数が小さくできたから初めて可能になったことである。
【００２２】
したがって、何らかの原因で異物がファンにはさまりファンが急に回らなくなったとき、従来は故障として判断して調理を中止させていたが、本発明ではファンが故障してもＩＧＢＴは簡単に熱破壊するものでない点に着目してそのまま調理を続行させ、ＩＧＢＴの温度が上昇してゆきＩＧＢＴの熱破壊に至る温度の前に至って始めてパワーを半分程度ダウンしてさらに加熱を継続させる点が大きく異なる点である。このようにしてもＩＧＢＴが熱破壊に至らないことが確認できた。このようにすることで普通に調理をしている場合に、調理者は少し温まりが遅いと感ずる程度で、故障といった不安を与えないで調理を続けさせることができるという心理的に不安を与えない大きな効果がある。
これはファンロック時においても同じであり、電源を切断せずに、ＩＧＢＴが熱破壊しない程度の最低出力にて加熱動作を継続させるようにしている。
【００２３】
以下、本発明で行うパワーダウン制御について、図面を参照して具体的に説明する。
［第１の実施の形態］
図３は本発明に係る１番目のパワーダウン制御方式を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。図３（ａ）において、コンパレータＣＯ１の２入力端子の１方の（Ａ）端子にはＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧抵抗Ｒ３とＲ４で分圧した点Ｐ３の電位が入力され、他方の（Ｃ）端子には起動中には切り替えスイッチＳ１がａ端子側にあって３Ｖが印加されるが、マグネトロンが加熱して定常状態になったら、切り替えスイッチＳ１がｂ端子側に切り替わってＶｃｃ電圧を分圧抵抗Ｒ１とサーミスタＴ１で分圧したＰｃ点の電位が入力されることは先に述べた通りである。
【００２４】
図１０の起動制御回路と異なるのは、Ｖｃｃ電圧を分圧抵抗Ｒ１とサーミスタＴ１で分圧した点Ｐｃの電位が入力される（図１０は分圧抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２で分圧した値）点である。サーミスタは温度上昇と共に抵抗値が減少していく特性を有するから図３（ｂ）の（ｃ）のようにサーミスタの検出温度が所定値を検出したらその点からコレクタ電圧が漸減するようになる。起動中はコンパレータＣＯ１のＯＮ／ＯＦＦ情報を基にインバータ制御回路１６１はＰ３電位が３Ｖと略一致するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦデューティーを制御するので、ＩＧＢＴのコレクタ電圧は定常時よりも低くなり、定常状態になると、コンパレータＣＯ１の（Ｂ）端子は起動時の３Ｖに比べて十分高いＰｃ電位が入力されるので、インバータ制御回路１６１は前記Ｐ３電位（Ａ）がＰｃ電位（Ｃ）に略一致するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ制御のＯＮデューティーを高めるので、ＩＧＢＴのコレクタ電圧も高くなる。ただし、図示していないがインバータ制御回路１６１に併せ持つ、他の入力信号（例えば従来例で示される入力電流情報）を基に制御する電力制御機能により前記ＯＮデューティーの上昇に制限が加わるので、図３に示されるようにＰｃ電位（Ｃ）が常にＰ３電位（Ａ）より高くなりコンパレータＣＯ１の出力は常時オン状態が維持される。ところがＩＧＢＴが加熱されるに伴ってサーミスタＴ１の抵抗が減っていくので、やがてＰ３電位（Ａ）と同じ電位になると、再びＯＮ／ＯＦＦを始め、インバータ制御回路１６１はＰｃ電位（Ｃ）の低下に追随してＰ３電位（Ａ）が低下するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ制御のＯＮデューティーを下げるので、インバータの出力は減少していく。
【００２５】
このように、第１の実施の形態に係るパワーダウン制御では、インバータ部は、前記マグネトロンが起動し、定常状態になった後サーミスタの抵抗値にインバータ部の出力電力を依存させるようにしているので、何らかの原因でファンが回らなくなっても従来のように電源遮断することをせずに、インバータ部を動作させ続け、ＩＧＢＴの温度が上昇するに伴ってサーミスタの抵抗値が減少し、インバータの出力が減少していくので、調理者は加熱温度が少々低いと感ずる程度で調理を続行することができる。
【００２６】
［第２の実施の形態］
図４は本発明に係る２番目のパワーダウン制御方式を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。
２番目の方式は、サーミスタの検出温度が所定値以下であればコレクタ電圧を制限する回路を働かせないが、前記所定値を超えるとコレクタ電圧を制限する回路を働かせるものである。そして、コレクタ電圧を制限する回路として、前述の図１０の起動制御回路を利用する点が特徴である。
【００２７】
図４（ａ）において、コンパレータＣＯ１の２入力端子の１方の（Ａ）端子にはＩＧＢＴのコレクタ電圧を分圧抵抗Ｒ３とＲ４で分圧した点Ｐ３の電位が入力され、他方の（Ｄ）端子には当初の起動時には切り替えスイッチＳ１がａ端子側にあって３Ｖが印加されるが、マグネトロンが加熱して定常状態になったら、切り替えスイッチＳ１がｂ端子側に切り替わってＥ２（＝６Ｖ）の電圧が印加されるようになる。ところがさらに、Ｖｃｃ電圧を分圧抵抗Ｒ１とサーミスタＴ１で分圧したＰｃ点の電位がＩＧＢＴの温度上昇に伴ってサーミスタＴ１の抵抗値が減少し、その値が「３＋α」Ｖを下回ったとき、再び切り替えスイッチＳ１がａ端子側に切り替わり３Ｖが印加される。
【００２８】
起動中はコンパレータＣＯ１のＯＮ／ＯＦＦの情報を基にインバータ制御回路１６１はＰ３電位が３Ｖと略一致するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦデューティーを制御するので、ＩＧＢＴのコレクタ電圧は定常時よりも低くなり、定常状態になると、インバータ制御回路１６１は前記Ｐ３電位（Ａ）が６Ｖに略一致するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ制御のＯＮデューティーを高めるので、ＩＧＢＴのコレクタ電圧も高くなる。ただし、図示していないがインバータ制御回路１６１に併せ持つ、他の入力信号（例えば従来例で示される入力電流情報）を基に制御する電力制御機能により前記ＯＮデューティーの上昇に制限が加わるので、図４に示されるように常にＰ３電位（Ａ）はコンパレータの一入力端子（Ｄ）の６Ｖより低くなり、コンパレータＣＯ１の出力は常時オン状態が維持される。
ところがＩＧＢＴが加熱されるに伴ってサーミスタＴ１の抵抗が減っていくので、点Ｐｃの電位Ｖｐｃが所定値（３＋α）Ｖを下回ったとき、切り替えスイッチＳ１の可動接点Ｋ１を６Ｖのｂ端子側から３Ｖのａ端子側に切り換えてコンパレータＣＯ１の＋入力端子Ｄを急激に低下させ、再びＯＮ／ＯＦＦを始め、コンパレータＣＯ１のＯＮ／ＯＦＦ情報を基にインバータ制御回路１６１はＰ３電位が３Ｖと略一致するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦデューティーを制御するので、インバータの出力は大きく減少する。
【００２９】
このように、第２の実施の形態に係るパワーダウン制御では、インバータ部は、前記サーミスタが所定抵抗値になったとき、前記インバータ部の出力電力を第１の所定値に大きく下げるようにしているので、何らかの原因でファンが回らなくなっても従来のように電源遮断することをせずに、インバータ部を動作させ続け、ＩＧＢＴの温度が上昇するに伴ってサーミスタの抵抗値が所定値まで減少したらインバータの出力が大きく下がるので、調理者は加熱温度が少々低いと感ずる程度で調理を続行することができる。
【００３０】
［第３の実施の形態］
図５は本発明に係る３番目のパワーダウン制御方式を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。
３番目の方式は２番目の制御の変形例で、この２番目の方式で使っている基準信号の３Ｖをサーミスタ検出温度がさらに上がったときにはサーミスタの検出温度にしたがってさらに下げるように制御するものである。
【００３１】
図５（ａ）において、起動時は切り替えスイッチＳ１、Ｓ２の各可動接点Ｋ１、Ｋ２はそれぞれ端子ａ側に接触しているので、Ｖｃｃを抵抗Ｒ５とＲ６で分圧した点Ｐ５の電位である３Ｖが比較器ＣＯ１の一方の入力端子ｂに入る。
また、比較器ＣＯ１の他の入力端子ａには、起動中はＩＧＢＴのコレクタ電圧を抵抗Ｒ３とＲ４で分圧したＰ３点の電位が入り、定常状態ではサーミスタＴ１の両端の電位がＥ３（３＋α）Ｖより高いときにはスイッチＳ１、Ｓ２の各可動接点Ｋ１、Ｋ２はそれぞれ端子ｂ側に接触している。
そしてさらに、定常状態でサーミスタＴ１の両端の電位ＶｐｃがＥ３（３＋α）Ｖより低くなったときスイッチＳ１の可動接点Ｋ１は再び端子ａ側に移り（このとき、トランジスタＴｒ１はまだオフ。）、３Ｖが印加されることになり、コンパレータＣＯ１の＋入力端子Ｄを急激に低下させ、再びＯＮ／ＯＦＦを始め、コンパレータＣＯ１のＯＮ／ＯＦＦ情報を基にインバータ制御回路１６１はＰ３電位が３Ｖと略一致するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦデューティーを制御するので、インバータの出力は大きく減少する。
さらにサーミスタＴ１の抵抗が減ってトランジスタＴｒ１がオンすると、抵抗Ｒ６に並列にトランジスタＴｒ１のエミッタ・ベースを介してサーミスタＴ１の電位が加わるようになり、これ以降は、インバータ制御回路１６１はＰｃ電位（Ｃ）の低下に追随してＰ３電位（Ａ）が低下するようにＩＧＢＴのＯＮ／ＯＦＦ制御のＯＮデューティーを下げるので、ＩＧＢＴのコレクタ電圧はさらに減少する。
【００３２】
このように、第３の実施の形態に係るパワーダウン制御では、インバータ部はサーミスタが所定抵抗値になったとき、インバータ部の出力電力を所定値に大きく下げるようにし、さらにサーミスタが別の所定抵抗値になったとき（図５（ｂ）の▲１▼）、インバータ部の出力電力をサーミスタのその抵抗値に依存させるようになり、何らかの原因でファンが回らなくなっても従来のように電源遮断することをせずに、インバータ部を動作させ続け、ＩＧＢＴの温度が上昇するに伴ってサーミスタの抵抗値が所定値まで減少したらインバータの出力が大きく下がり、さらに減少し続けるようになるので、調理者は加熱温度が少々低いと感ずる程度で調理を続行することができる。
【００３３】
従来回路であれば温度が急勾配のままであり温度が上昇しつづけ、過熱温度になったらいきなり電源遮断していたが、ここではまず一回パワーを大きく落すことによって温度・勾配を急減に緩やかにし、そのあとそれでもまだ温度が上昇しようとしたとき、また温度・勾配を緩やかにする機能を持たせている。
【００３４】
また、仮に従来回路において過熱温度になっても本発明のように電源遮断せずにパワーダウンさせようとすれば、その実現回路は中央のマイクロプロセッサで行わせることになるが、従来回路でこのような制御を中央のマイコンで制御させるには、インバータが使っている制御電位をマイコンに入れる必要がある。
ところがインバータが使っている制御電位（エミッタ電位）はアース電位（ＯＶ）ではなくて、ある電位を持っているので、この制御電圧を直接マイコンに入力することができず、フォトカプラを使用するなど何らかの介在物を使用する必要がある。
したがって仮に従来回路において本発明のようなパワーダウン制御をさせようとしても、応答速度が遅くなり、かつ正確な制御をすることができない。
【００３５】
図６および図７は本発明によるパワーダウン制御方式の実験結果である。
図６は本発明の３番目の制御方式を採用し、冷却用の吸気口を塞ぎ、最大出力連続１２０Ｖ／６０Ｈｚ、水負荷で実験した。
温度センサであるサーミスタを用いた温度検知回路は図示のようにＶｃｃ電源を抵抗（１６ｋΩ）とサーミスタ（１５０ｋΩ）の直列回路を用い、Ｖ１はこの接続点ＳＳの電位である。Ｔ１はＩＧＢＴケース温度である。
上記条件下で電子レンジを動作させたところ、Ｔ１は急激な勾配で上昇していくが、サーミスタの抵抗値が下がっていくのでＶ１が定常状態の６．４Ｖ近傍から１段目のＣ点付近で本発明により３．５Ｖ近傍になるとＩＧＢＴに与えるパワーが半分に落ち、これによってＩＧＢＴの急激な上昇勾配で上昇していた温度Ｔ１の勾配がＣ点で大きく緩やかになる。しかし緩やかな勾配になってもまだＩＧＢＴの温度は上り続けるが、２段目のＤ点で３番目の方式のサーミスタの値がコンパレータの入力となりＩＧＢＴの温度は１２０℃程度で再度緩やかになり、ＩＧＢＴの熱破壊がされずにそのまま動作を続行させることができることがわかる。
このように、電子レンジの吸気口が塞がれてしまう状態であっても、本発明ではＩＧＢＴが簡単に熱破壊するものでない点に着目ししかも本発明に係るサーミスタ検出部の熱時定数が小さいことで迅速な温度検出ができるようになったことと相まって、本発明では即時に加熱停止させることなくパワーダウン制御で運転させることにより、調理時間はかかるものの使用者に何ら心配かけずに調理を行わせることができる。
【００３６】
図７は本発明の３番目の制御方式を採用し、冷却用ファンをロックさせて、最大出力連続１２０Ｖ／６０Ｈｚ、水負荷で実験した。温度センサであるサーミスタを用いた温度検知回路は図示のようにＶｃｃ電源を抵抗（１６ｋΩ）とサーミスタ（１５０ｋΩ）の直列回路を用い、Ｖ１はこの接続点ＳＳの電位である。Ｔ１はＩＧＢＴケース温度である。Ｔ２はマグネトロンのアノード温度である。
上記条件下で電子レンジを動作させたところ、Ｔ１およびＴ２は急勾配で上昇していく（このときＩＧＢＴの電流値１６Ａ）が、サーミスタの抵抗値が下がっていくのでＶ１が定常状態の６．４Ｖ近傍から１段目のＣ点付近で本発明により３．５Ｖ近傍になるとＩＧＢＴに与えるパワーが半分に落ち（このときＩＧＢＴの電流値８．５Ａ）、これによってＩＧＢＴの急激な上昇勾配で上昇していた温度Ｔ１およびＴ２の勾配がＣ点で大きく緩やかになる。
しかしＴ１は緩やかな勾配になった状態でＩＧＢＴの温度は上り続ける。Ｖ１はしばらく（３０〜４０秒）一定となるが、サーミスタの値が下がり始め、Ｖ１も下がり、２段目のＤ点でこれがコンパレータの入力となる。したがってＴ１の勾配が緩やかになり、Ｔ２のそれまでの上昇も降下し始め、そのまま動作を続行させ（このときＩＧＢＴの電流値４Ａ）る。そしてＴ１の緩やかな勾配ながら１５０℃を超えるＥ点（加熱動作開始６分）で動作を停止させている。
このように、電子レンジのファンがロックされてしまうというアクシデントであっても、本発明ではＩＧＢＴが簡単に熱破壊するものでない点に着目ししかも本発明に係るサーミスタ検出部の熱時定数が小さいことで迅速な温度検出ができるようになったことと相まって、本発明では即時に加熱停止させることなく、パワーダウン制御で運転させるので６分もの間加熱動作をさせることができる。６分加熱動作をさせれば、大抵の調理は出来上がるので、使用者に何ら心配かけずに調理を行わせることができる。
【００３７】
［第４の実施の形態］
図８は本発明に係る４番目のパワーダウン制御方式を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。
４番目の方式は３番目の制御の変形例で、この３番目の方式において、コンパレータＣＯ１の出力端とアースの間にトランジスタＴｒ２を挿入し、それのオンオフ制御信号としてトランジスタＴｒ１の出力信号（コレクタ電流）をトランジスタＴｒ２のベースに与えるようにしているのが特徴である。そしてその他の回路は同じである。図５では、基準信号の３Ｖをサーミスタ検出温度がさらに上がったとき（図５（ｂ）の▲１▼）にはサーミスタの検出温度にしたがってさらに下げるように制御していたが、図８では、基準信号の３Ｖをサーミスタ検出温度がさらに上がったとき（図８（ｂ）の▲１▼）にはトランジスタＴｒ１によりトランジスタＴｒ２がオンとなり、強制的にコンパレータＣＯ１の出力をトランジスタＴｒ２のエミッタ−コレクタの導通電位にまで下げるので、さらにパワーダウン制御が行われるようになる。
このように、何らかの原因でファンが回らなくなっても従来のように電源遮断することをせずに、インバータ部を動作させ続け、ＩＧＢＴの温度が上昇するに伴ってサーミスタの抵抗値が所定値まで減少したらインバータの出力を２段で大きく下げるので、高周波誘電加熱装置のＩＧＢＴを故障させることなく、調理者は加熱温度が少々低いと感ずる程度で調理を続行することができるようになる。
【００３８】
【発明の効果】
以上、本発明によれば、何らかの原因で異物がファンにはさまりファンが急に回らなくなったとき、従来は故障として判断して調理を中止させていたが、本発明ではファンが故障してもＩＧＢＴは簡単に熱破壊するものでない点に着目ししかも本発明に係るサーミスタ検出部の熱時定数が小さいことで迅速な温度検出ができるようになったことと相まって、そのまま調理を続行させても差し支えなく、ＩＧＢＴの温度が上昇してゆきＩＧＢＴの熱破壊に至る温度の前に至って始めてパワーを大きくダウンしてさらに加熱を継続させることで、調理者は少し温まりが遅いと感ずる程度で、故障といった不安を与えないで調理を続けさせることができるという心理的に不安を与えない大きな効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるサーミスタ付きマグネトロン駆動電源の構成図である。
【図２】本発明に係るプリント基板を示している。
【図３】本発明に係る１番目のパワーダウン制御方式を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。
【図４】本発明に係る２番目のパワーダウン制御方式を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。
【図５】本発明に係る３番目のパワーダウン制御方式を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。
【図６】電子レンジの吸気口を塞いだときの本発明の３番目の制御方式に係る装置の動作グラフである。
【図７】電子レンジのファンをロックしたときの本発明の３番目の制御方式に係る装置の動作グラフである。
【図８】本発明に係る４番目のパワーダウン制御方式を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。
【図９】従来のサーミスタ付きマグネトロン駆動電源の構成図である。
【図１０】マグネトロンの起動制御回路を示す図で、（ａ）は回路図、（ｂ）コンパレータの動作線図である。
【符号の説明】
７放熱フィン
８ＩＧＢＴ
９サーミスタ
１１商用電源
１２マグネトロン
１３整流回路
１４チョークコイル
１５平滑コンデンサ
１６インバータ
１６１インバータ制御回路
１８昇圧トランス
１８１１次巻線
１８２２次巻線
１８３フィラメント加熱用巻線
１９倍電圧半波整流回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to high-frequency dielectric heating using a magnetron such as a microwave oven, and more particularly to overheating protection of a semiconductor switching element used in an inverter, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
[0002]
[Prior art]
FIG. 9 is a configuration diagram of a conventional magnetron driving power source.
In the figure, the alternating current from the commercial power supply 11 is rectified to a direct current by the rectifier circuit 13, smoothed by the choke coil 14 and the smoothing capacitor 15 on the output side of the rectifier circuit 13, and given to the input side of the inverter 16. The direct current is converted to a desired high frequency (for example, 20 to 40 kHz) by turning on and off the IGBT in the inverter 16. The inverter 16 is driven by an IGBT that switches DC at high speed and an inverter control circuit 161 that drives and controls the IGBT, and the current flowing through the primary side of the step-up transformer 18 is switched on and off at high speed.
[0003]
  The signal obtained by detecting the primary side current of the rectifier circuit 13 using the CT 17 isThe signal is input to the inverter control circuit 161 and used for power control of the inverter 16. Further, a temperature sensor (thermistor) 9 ′ is attached to a cooling fin that cools the IGBT, and temperature information detected by the temperature sensor is input to the inverter control circuit 161 and used for controlling the inverter 16.
[0004]
In the step-up transformer 18, a high-frequency voltage that is the output of the inverter 16 is applied to the primary winding 181, and a high-voltage voltage corresponding to the winding ratio is obtained in the secondary winding 182. A winding 183 with a small number of turns is provided on the secondary side of the step-up transformer 18 and is used for heating the filament 121 of the magnetron 12. The secondary winding 182 of the step-up transformer 18 includes a voltage doubler half-wave rectifier circuit 19 that rectifies its output. The voltage doubler half wave rectifier circuit 19 includes a high voltage capacitor 191 and two high voltage diodes 192 and 193.
[0005]
By the way, installation conditions such as placing such a microwave oven against the wall and closing the air supply / exhaust port of the microwave oven, or foreign objects such as chopsticks caught between the cooling fan of the microwave oven, Troubles such as being locked may occur.
In such a case, as a method for preventing the thermal destruction of the IGBT that controls the switching of the inverter power supply, there has conventionally been a method using a thermistor to stop or power down the semiconductor IGBT before the thermal destruction to prevent the temperature rise.
[0006]
  In this case, as a method of detecting the temperature by installing a thermistor,
(1) At thermistor reed sensor U with glasses terminalIGBTThere was a way to fasten together with the package,BothSince the tightening method can be realized only by human work, the number of man-hours is increased and the cost is increased accordingly.
(2) In addition, there was a method of inserting it together with the step of the IGBT with a radial thermistor. However, the method of using the radial thermistor was retrofitted to the leg of the IGBT and it was attached by hand, so man-hours increased and cooling Since it is directly affected by the wind, there is a drawback that the thermal time constant of the thermistor is deteriorated.
(3) There was also a method in which the thermistor was screwed separately to the heat dissipating fin and detected from the heat dissipating fin, but the screw tightening method also increased man-hours and increased costs, and the detection temperature was the direct temperature of the IGBT. However, since it is the temperature of the radiating fin, there is a drawback that both the temperature detection accuracy and sensitivity are poor.
[0007]
  Therefore, the applicant of the present invention is that the heat radiating portion of the IGBT that generates high heat is fixed to the heat radiating fin, and the three legs are inserted into the through holes of the printed circuit board and soldered on the opposite side (back side, that is, the solder side). If the chip thermistor is soldered to the leg or the leg on the solder side of the IGBT, or near the leg or the leg on the emitter side, the thermistor is a chip component and can be mounted quickly by an automatic machine. This thermistor has high thermal conductivity with respect to the junction temperature of the IGBT, and its time constant is short, and since it directly receives the current flowing through the IGBT leg, the temperature depending on the junction temperature of the IGBT has a short time constant. (I.e., with high followability) and the thermistor is not attached to the cooling fin side It is advantageous because hardly affected by the cooling air because the solder side of the printed circuit boards backFound. What is even more noteworthy is that it uses a chip thermistor with a small heat capacity and is attached to the leg portion of the IGBT or near the leg portion with a small heat capacity, so that the thermal time constant becomes small and a fast power-down control becomes possible. It is.
[0008]
On the other hand, the conventional control circuit for controlling the IGBT is controlled by using the conventional thermistor, and the thermal time constant is large, so that the control is not quick. In addition, the temperature information of the thermistor is not input to the inverter control circuit as described later, but is input to the central microcomputer as described later.
[0009]
FIG. 10 is a diagram showing a magnetron activation control circuit, where (a) is a circuit diagram and (b) an operation diagram of a comparator.
In FIG. 10A, the potential at the point P3 obtained by dividing the collector voltage of the IGBT by the voltage dividing resistors R3 and R4 is input to one (A) terminal of the two input terminals of the comparator CO1, and the other (B During the initial startup, the changeover switch S1 is on the a terminal side and 3V is applied to the terminal. Then, when the magnetron is heated and is stably in a steady state, the changeover switch S1 is switched to the b terminal side, and the potential at the point Pc obtained by dividing the Vcc voltage by the voltage dividing resistor R1 and the resistor R2 is input.
Therefore, during start-up, when the potential at the point P3 is smaller than 3V, it is turned off when it is higher than 3V, and it is turned on / off repeatedly. Based on this information, the inverter control circuit 161 substantially matches the P3 potential with 3V. Thus, since the ON / OFF duty of the IGBT is controlled, the collector voltage of the IGBT becomes lower than that in the steady state.
However, when the steady state is reached, the (B) terminal of the comparator CO1 receives a sufficiently high Pc potential compared to 3V at the time of start-up, so that the inverter control circuit 161 causes the IGBT control circuit 161 to substantially match the Pc potential. Since the ON duty of the ON / OFF control is increased, the collector voltage of the IGBT is also increased.
However, although not shown in the figure, an increase in the ON duty is limited by a power control function that is controlled based on other input signals (for example, input current information shown in the conventional example) that is also included in the inverter control circuit 161. As shown in FIG. 10, the Pc potential is always higher than the P3 potential, and the output of the comparator CO1 is always kept on.
[0010]
As described above, the magnetron start-up control circuit of FIG. 10 is the IGBT collector voltage during the period after the inverter circuit starts operating until the magnetron starts to oscillate while supplying the heating current to the magnetron filament (that is, during start-up). Is controlled to a predetermined value to prevent an excessive electric voltage from being applied to the magnetron.
Although the power-down control of the present invention will be described later, the magnetron start-up control circuit shown in FIG. 10 is used.
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, when a foreign object gets stuck in the fan for some reason and the fan stops suddenly, it was judged that it was malfunctioning and cooking was stopped so far, so it gives psychological great anxiety to the cook because of a malfunction. It became.
According to the present invention, in order to solve such a problem, even when a foreign object gets stuck in the fan for some reason and the fan stops suddenly, paying attention to the fact that the IGBT is not easily thermally destroyed, cooking as it is. The temperature of the IGBT rises until it reaches the temperature that leads to the thermal destruction of the IGBT, then the power is reduced by about half and the heating continues further, so that the cook feels that the warming is a little slow It is to make cooking continue without worrying about failure.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has been made to solve the above problems, and the invention of the high frequency dielectric heating device according to claim 1 converts direct current into alternating current of a predetermined frequency by switching control of the semiconductor switching element by an inverter control circuit. A printed circuit board having an inverter portion, a heat dissipating fin for dissipating heat generated from the semiconductor switching element by attaching the semiconductor switching element, and a thermistor for detecting the temperature of the semiconductor switching element at or near the leg of the semiconductor switching element A printed circuit board that is soldered on the solder surface side, a step-up transformer that boosts the output voltage of the inverter, a high-voltage rectifier that doubles the output voltage of the boost transformer, and an output of the high-voltage rectifier A magnetron that emits as a microwave, and a microwave output unit, and In the high-frequency dielectric heating apparatus that heats the object to be heated, which is provided with a cooking chamber to which microwaves radiated from the magnetron are supplied, the inverter unit is configured such that after the magnetron is activated, It has a power-down control function that makes output power dependent on the resistance value of the thermistor.
[0013]
According to a second aspect of the present invention, there is provided an inverter for converting direct current into alternating current of a predetermined frequency by switching the semiconductor switching element by an inverter control circuit, and attaching the semiconductor switching element to the semiconductor switching element. A heat dissipating fin for dissipating heat, a printed circuit board formed by soldering a thermistor for detecting the temperature of the semiconductor switching element on or near the leg of the semiconductor switching element on the solder surface side of the printed circuit board; A microwave output unit comprising: a step-up transformer that boosts the output voltage of the inverter unit; a high-voltage rectification unit that doubles the output voltage of the step-up transformer; and a magnetron that radiates the output of the high-voltage rectification unit as a microwave; And supplied with microwaves emitted from the magnetron In the high-frequency dielectric heating device that heat-treats the object to be heated provided with a cooking chamber, the inverter unit is configured to reduce the output power of the inverter unit to a predetermined value when the thermistor reaches a predetermined resistance value. It has a down control function.
[0014]
According to a third aspect of the present invention, in the high-frequency dielectric heating device according to the second aspect, the start-up control circuit that controls the collector voltage of the semiconductor switching element to be lower than that in a steady state at the start-up of the magnetron is provided in the inverter unit. When the output power of the unit is lowered to a predetermined value, the start control circuit is used.
[0015]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an inverter for converting a direct current to an alternating current having a predetermined frequency by switching the semiconductor switching element by an inverter control circuit, and attaching the semiconductor switching element to the semiconductor switching element. A heat dissipating fin for dissipating heat, a printed circuit board formed by soldering a thermistor for detecting the temperature of the semiconductor switching element on or near the leg of the semiconductor switching element on the solder surface side of the printed circuit board; A microwave output unit comprising: a step-up transformer that boosts the output voltage of the inverter unit; a high-voltage rectification unit that doubles the output voltage of the step-up transformer; and a magnetron that radiates the output of the high-voltage rectification unit as a microwave; And supplied with microwaves emitted from the magnetron In the high-frequency dielectric heating apparatus that heats the object to be heated provided with a cooking chamber, when the thermistor reaches a predetermined resistance value, the output power of the inverter unit is lowered to a predetermined value. After that, it has a power-down control function that makes the output power of the inverter part depend on the resistance value of the thermistor.
[0016]
According to a fifth aspect of the present invention, in the high-frequency dielectric heating device according to any one of the first to fourth aspects, when the thermistor reaches a predetermined resistance value, control is performed to reduce the output power of the inverter unit to a predetermined value. It is characterized by making it.
[0017]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 is a configuration diagram of a magnetron driving power source according to the present invention.
In the figure, the alternating current from the commercial power supply 11 is rectified to a direct current by the rectifier circuit 13, smoothed by the choke coil 14 and the smoothing capacitor 15 on the output side of the rectifier circuit 13, and given to the input side of the inverter 16. The direct current is converted to a desired high frequency (20 to 40 kHz) by turning on and off the semiconductor switching element IGBT in the inverter 16. The inverter 16 is driven by an IGBT 16a that switches DC at high speed and an inverter control circuit 161 that controls the IGBT 16a, and the current flowing through the primary side of the step-up transformer 18 is switched on / off at high speed.
[0018]
In the step-up transformer 18, a high-frequency voltage that is the output of the inverter 16 is applied to the primary winding 181, and a high-voltage voltage corresponding to the winding ratio is obtained in the secondary winding 182. A winding 183 with a small number of turns is provided on the secondary side of the step-up transformer 18 and is used for heating the filament 121 of the magnetron 12. The secondary winding 182 of the step-up transformer 18 includes a voltage doubler full wave rectification circuit 20 that rectifies its output. The voltage doubler full-wave rectifier circuit 20 includes high-voltage capacitors 201 and 202 and two high-voltage diodes 203 and 204.
[0019]
According to the present invention, the thermistor 9 for detecting the temperature of the IGBT 16a is directly attached to the leg portion of the IGBT 16a or in the vicinity of the leg portion instead of the conventional radiating fin, and the leg portion is also an emitter leg. A feature is that the chip thermistor is soldered not on the heat radiating fin side but on the solder surface on the back of the printed circuit board 6.
The temperature information from the thermistor is input to the inverter control circuit 161 and used for controlling the inverter 16.
[0020]
FIG. 2 shows a printed circuit board according to the present invention.
In the figure, 7 is a radiation fin, 8 is an IGBT, and 9 is a thermistor.
The heat radiating part of the IGBT 8 that emits high heat is fixed to the heat radiating fin 7, and its three legs are inserted into through holes of the printed circuit board and soldered on the opposite side (back side, solder side). It can be seen that a chip thermistor is used as the thermistor 9 and is soldered directly to the leg of the IGBT 16a on the solder surface on the back of the printed circuit board 6 instead of the heat dissipating fin side.
[0021]
Hereinafter, power down control according to the present invention using such a thermistor will be described.
(1) The power-down control after detection performed in the present invention is not to turn off the power when the IGBT temperature reaches the detection temperature, but first to lower the power to a first predetermined value (for example, about half), and eventually the IGBT temperature is reduced. Control that keeps the detected temperature by repeating the operation of returning to a predetermined power again when the temperature falls below the detected temperature, and again when the IGBT temperature rises and becomes the detected temperature again.
(2) A constant control width signal is always given from the microcomputer side, and the inverter control is performed so that the thermistor detects the IGBT temperature on the inverter side, sends the detected value to the inverter control circuit, and lowers the IGBT temperature. Done.
(3) A thermistor is inserted in one side of the resistor divider circuit, and the gradual reduction control is performed based on the voltage division ratio when the thermistor detects the overheat temperature.
(4) In the gradual reduction control, the control is performed so as to greatly decrease the target value until a certain point in time, and the control is repeated. One cycle of this repetitive control is as short as about 1 to 2 seconds. As described above, such control is possible only when the thermal time constant can be reduced by providing the chip thermistor on the back side of the IGBT terminal.
[0022]
  Therefore, when a foreign object gets stuck in the fan for some reason and the fan stops suddenly, it is conventionally judged as a malfunction and cooking is stopped.TheHowever, in the present invention, attention is paid to the fact that the IGBT is not easily thermally destroyed even if the fan breaks down, so that cooking is continued as it is, and the temperature of the IGBT rises before the temperature leading to the thermal destruction of the IGBT. Only then is the point that the power is reduced by about half and heating is continued further. Even in this way, it was confirmed that the IGBT did not cause thermal destruction. In this way, when cooking normally, the cook feels that the warming is a little slow, and does not give psychological anxiety that cooking can be continued without giving anxiety such as failure There is a big effect.
  This is the same even when the fan is locked, and the heating operation is continued at the lowest output that does not cause thermal destruction of the IGBT without cutting off the power supply.
[0023]
  Hereinafter, the power-down control performed in the present invention is referred to the drawings.do itThis will be specifically described.
  [First Embodiment]
  3A and 3B are diagrams showing a first power-down control system according to the present invention, in which FIG. 3A is a circuit diagram, and FIG. 3B is an operation diagram of a comparator. In FIG. 3A, the potential at the point P3 obtained by dividing the collector voltage of the IGBT by the voltage dividing resistors R3 and R4 is input to one (A) terminal of the two input terminals of the comparator CO1, and the other (C ) During the start-up, the changeover switch S1 is on the a terminal side and 3V is applied to the terminal, but when the magnetron is heated and becomes in a steady state, the changeover switch S1 is switched to the b terminal side to separate the Vcc voltage. As described above, the potential at the point Pc divided by the resistance R1 and the thermistor T1 is input.
[0024]
  The difference from the start control circuit of FIG. 10 is that the potential at the point Pc obtained by dividing the Vcc voltage by the voltage dividing resistor R1 and the thermistor T1 is inputted (FIG. 10 shows the value divided by the voltage dividing resistor R1 and the resistor R2). Is a point. Since the thermistor has a characteristic that the resistance value decreases as the temperature rises, the collector voltage gradually decreases from that point when the detected temperature of the thermistor detects a predetermined value as shown in (c) of FIG. During startup, the inverter control circuit 161 controls the IGBT ON / OFF duty so that the P3 potential substantially matches 3 V based on the ON / OFF information of the comparator CO1, so that the collector voltage of the IGBT is lower than in the normal state. In the steady state, the (B) terminal of the comparator CO1 receives a sufficiently high Pc potential compared to 3V at the time of startup, so that the inverter control circuit 161 has the P3 potential (A) substantially reduced to the Pc potential (C). Since the ON duty of the IGBT ON / OFF control is increased so as to match, the collector voltage of the IGBT also increases. However, although not shown in the figure, an increase in the ON duty is limited by a power control function that is controlled based on other input signals (for example, input current information shown in the conventional example) that is also included in the inverter control circuit 161. As shown in FIG. 3, the Pc potential (C) is always higher than the P3 potential (A), and the output of the comparator CO1 is always kept on. However, as the IGBT is heated, the resistance of the thermistor T1 decreases. When the potential reaches the same potential as the P3 potential (A), the inverter control circuit 161 starts to turn on / off again and the inverter control circuit 161 decreases the Pc potential (C). Since the ON duty of the ON / OFF control of the IGBT is lowered so that the P3 potential (A) decreases following this, the output of the inverter decreases..
[0025]
As described above, in the power-down control according to the first embodiment, the inverter unit makes the output power of the inverter unit depend on the resistance value of the thermistor after the magnetron is activated and becomes in a steady state. Therefore, even if the fan stops running for some reason, the power supply is not shut off as in the conventional case, the inverter unit is kept operating, and the resistance value of the thermistor decreases as the temperature of the IGBT rises. Since the output decreases, the cook can continue cooking to the extent that the cook feels that the heating temperature is a little low.
[0026]
[Second Embodiment]
4A and 4B are diagrams showing a second power-down control method according to the present invention. FIG. 4A is a circuit diagram, and FIG. 4B is an operation diagram of a comparator.
In the second method, the circuit for limiting the collector voltage is not activated when the detected temperature of the thermistor is not more than a predetermined value, but the circuit for limiting the collector voltage is activated when the temperature exceeds the predetermined value. As a circuit for limiting the collector voltage, the start control circuit shown in FIG. 10 is used.
[0027]
In FIG. 4A, the potential at the point P3 obtained by dividing the collector voltage of the IGBT by the voltage dividing resistors R3 and R4 is input to one (A) terminal of the two input terminals of the comparator CO1, and the other (D ) When the switch is initially activated, 3V is applied to the terminal S on the side of the a terminal, but when the magnetron is heated to a steady state, the switch S1 is switched to the terminal b and E2 (= 6V). ) Voltage is applied. However, when the potential at the point Pc obtained by dividing the Vcc voltage by the voltage dividing resistor R1 and the thermistor T1 decreases as the temperature of the IGBT increases, the resistance value of the thermistor T1 decreases below “3 + α” V. The changeover switch S1 is again switched to the a terminal side and 3V is applied.
[0028]
During startup, the inverter control circuit 161 controls the ON / OFF duty of the IGBT so that the P3 potential substantially matches 3 V based on the ON / OFF information of the comparator CO1, so the collector voltage of the IGBT is lower than in the steady state. In the steady state, the inverter control circuit 161 increases the ON duty of the ON / OFF control of the IGBT so that the P3 potential (A) substantially matches 6V, so that the collector voltage of the IGBT also increases. However, although not shown in the figure, an increase in the ON duty is limited by a power control function that is controlled based on other input signals (for example, input current information shown in the conventional example) that is also included in the inverter control circuit 161. 4, the P3 potential (A) is always lower than 6 V of one input terminal (D) of the comparator, and the output of the comparator CO1 is always kept on.
However, since the resistance of the thermistor T1 decreases as the IGBT is heated, when the potential Vpc at the point Pc falls below a predetermined value (3 + α) V, the movable contact K1 of the changeover switch S1 is moved from the b terminal side of 6V. Switching to the 3V a terminal side, the + input terminal D of the comparator CO1 is suddenly lowered, and then ON / OFF is started again. Based on the ON / OFF information of the comparator CO1, the inverter control circuit 161 has the P3 potential substantially equal to 3V. Thus, since the ON / OFF duty of the IGBT is controlled, the output of the inverter is greatly reduced.
[0029]
As described above, in the power-down control according to the second embodiment, when the thermistor reaches a predetermined resistance value, the inverter unit greatly reduces the output power of the inverter unit to the first predetermined value. Therefore, even if the fan does not turn for some reason, the inverter unit is kept operating without shutting off the power supply as in the past, and the resistance value of the thermistor decreases to a predetermined value as the IGBT temperature rises. Then, since the output of the inverter is greatly reduced, the cook can continue cooking to the extent that he feels that the heating temperature is a little low.
[0030]
[Third Embodiment]
5A and 5B are diagrams showing a third power-down control system according to the present invention, in which FIG. 5A is a circuit diagram, and FIG. 5B is an operation diagram of a comparator.
The third method is a modification of the second control, and controls the reference signal 3V used in the second method to be further lowered according to the thermistor detection temperature when the thermistor detection temperature further increases. is there.
[0031]
In FIG. 5A, the movable contacts K1 and K2 of the changeover switches S1 and S2 are in contact with the terminal a side at the time of start-up, so that the potential at the point P5 obtained by dividing Vcc by the resistors R5 and R6. 3V enters one input terminal b of the comparator CO1.
The other input terminal a of the comparator CO1 receives a potential at the point P3 obtained by dividing the collector voltage of the IGBT by the resistors R3 and R4 during startup, and the potential at both ends of the thermistor T1 is E3 (3 + α) in a steady state. ) When it is higher than V, the movable contacts K1 and K2 of the switches S1 and S2 are in contact with the terminal b side.
Further, when the potential Vpc at both ends of the thermistor T1 becomes lower than E3 (3 + α) V in a steady state, the movable contact K1 of the switch S1 moves again to the terminal a side (at this time, the transistor Tr1 is still off), 3V. Is applied, and the + input terminal D of the comparator CO1 is suddenly lowered to start ON / OFF again. Based on the ON / OFF information of the comparator CO1, the inverter control circuit 161 has a P3 potential substantially equal to 3V. Thus, since the ON / OFF duty of the IGBT is controlled, the output of the inverter is greatly reduced.
When the resistance of the thermistor T1 further decreases and the transistor Tr1 is turned on, the potential of the thermistor T1 is applied in parallel to the resistor R6 via the emitter and base of the transistor Tr1, and thereafter, the inverter control circuit 161 has the Pc potential ( Since the ON duty of the ON / OFF control of the IGBT is decreased so that the P3 potential (A) decreases following the decrease in C), the collector voltage of the IGBT further decreases.
[0032]
As described above, in the power-down control according to the third embodiment, when the thermistor reaches a predetermined resistance value, the inverter unit greatly reduces the output power of the inverter unit to a predetermined value, and the thermistor is set to another predetermined value. When the resistance value is reached ((1) in FIG. 5 (b)), the output power of the inverter section depends on the resistance value of the thermistor. Even if the fan does not turn for some reason, Without shutting down, the inverter unit continues to operate, and when the thermistor resistance value decreases to a predetermined value as the temperature of the IGBT increases, the output of the inverter greatly decreases and continues to decrease further. The cook can continue cooking to the extent that he feels that the heating temperature is slightly lower.
[0033]
In the conventional circuit, the temperature remained steep and the temperature continued to rise, and the power was shut off suddenly when the temperature reached an overheated temperature, but here the temperature and the gradient are gradually reduced by drastically decreasing the power once. After that, when the temperature is still going to rise, it has a function to make the temperature / gradient gentler.
[0034]
In addition, even if the conventional circuit is overheated, if it is attempted to power down without shutting off the power supply as in the present invention, the realization circuit will be executed by the central microprocessor. In order to control such control with a central microcomputer, it is necessary to put the control potential used by the inverter into the microcomputer.
However, since the control potential (emitter potential) used by the inverter is not the ground potential (OV) but has a certain potential, this control voltage cannot be directly input to the microcomputer, and a photocoupler is used. It is necessary to use some kind of inclusion.
Therefore, even if it is attempted to perform power-down control as in the present invention in the conventional circuit, the response speed becomes slow and accurate control cannot be performed.
[0035]
6 and 7 show experimental results of the power-down control system according to the present invention.
FIG. 6 employs the third control method of the present invention, and the cooling inlet was closed, and the experiment was performed with a maximum output of 120 V / 60 Hz and a water load.
As shown in the figure, a temperature detection circuit using a thermistor which is a temperature sensor uses a series circuit of a resistor (16 kΩ) and a thermistor (150 kΩ) as a Vcc power supply, and V1 is a potential at the connection point SS. T1 is the IGBT case temperature.
When the microwave oven is operated under the above conditions, T1 rises with a steep slope, but the resistance value of the thermistor decreases, so V1 is around 6.4V from the steady state to around C point in the first stage. Thus, when the voltage is close to 3.5 V according to the present invention, the power applied to the IGBT is reduced to half, and the gradient of the temperature T1, which has been increasing due to the rapid increase gradient of the IGBT, becomes large and gentle at the point C. However, the temperature of the IGBT continues to rise even if the slope becomes gentle, but the value of the third thermistor becomes the input of the comparator at the D point in the second stage, and the temperature of the IGBT becomes gentle again at about 120 ° C. It can be seen that the operation can be continued as it is without thermal destruction of the IGBT.
Thus, even in a state where the intake port of the microwave oven is blocked, the present invention pays attention to the fact that the IGBT is not easily thermally destroyed, and the thermal time constant of the thermistor detection unit according to the present invention is Coupled with the fact that it is possible to quickly detect the temperature by being small, in the present invention, it is possible to cook without worrying to the user though it takes cooking time by operating with power down control without stopping heating immediately. Can be performed.
[0036]
  FIG. 7 employs the third control method of the present invention, and the experiment was performed with the cooling fan locked and the maximum output continuous 120 V / 60 Hz and water load. As shown in the figure, a temperature detection circuit using a thermistor which is a temperature sensor uses a series circuit of a resistor (16 kΩ) and a thermistor (150 kΩ) as a Vcc power supply, and V1 is a potential at the connection point SS. T1 is the IGBT case temperature. T2 is the anode temperature of the magnetron.
  When the microwave oven is operated under the above conditions, T1 and T2 rise with a steep slope (current value 16A of the IGBT at this time), but the resistance value of the thermistor decreases, so V1 is in a steady state. The power applied to the IGBT is reduced to half when the voltage is near 3.5 V according to the present invention in the vicinity of the first stage C point from the vicinity of 4 V (at this time, the current value of the IGBT is 8.5 A), and this increases with a rapid rising gradient of the IGBT. The gradients of the temperatures T1 and T2 that have been made become large and gentle at the point C.
  However, the temperature of the IGBT continues to rise while T1 has a gentle slope. V1 becomes constant for a while (30 to 40 seconds), but the thermistor value starts to decrease, V1 also decreases, and this becomes the input of the comparator at the second point D. Therefore, the gradient of T1 becomes gentle, and the rise until then of T2 starts to fall, and the operation is continued as it is (current value 4A of the IGBT at this time). The operation is stopped at a point E exceeding 150 ° C. (6 minutes from the start of the heating operation) with a gentle gradient of T1.
  As described above, even in the case of an accident that the fan of the microwave oven is locked, it is noted that in the present invention, the IGBT is not easily thermally destroyed, and the thermal time constant of the thermistor detection unit according to the present invention is small. In combination with the fact that the temperature can be detected quickly, the present invention does not stop heating immediately, but operates with power-down control.Rube able to. If the heating operation is performed for 6 minutes, most cooking is completed, so that the user can perform cooking without worrying about anything.
[0037]
[Fourth Embodiment]
8A and 8B are diagrams showing a fourth power-down control system according to the present invention, in which FIG. 8A is a circuit diagram and FIG. 8B is an operation diagram of a comparator.
The fourth method is a modification of the third control. In the third method, a transistor Tr2 is inserted between the output terminal of the comparator CO1 and the ground, and an output signal (collector) of the transistor Tr1 is used as an on / off control signal. The characteristic is that a current is applied to the base of the transistor Tr2. The other circuits are the same. In FIG. 5, when the thermistor detection temperature is further increased ((1) in FIG. 5B), the reference signal 3V is controlled to be further decreased according to the thermistor detection temperature. When the thermistor detection temperature further rises to 3 V of the reference signal ((1) in FIG. 8B), the transistor Tr2 is turned on by the transistor Tr1, and the output of the comparator CO1 is forcibly changed to the emitter-collector of the transistor Tr2. Since it is lowered to the conduction potential, further power down control is performed.
In this way, even if the fan does not turn for some reason, the inverter unit is kept operating without shutting off the power supply as in the past, and the resistance value of the thermistor reaches a predetermined value as the temperature of the IGBT rises. If it decreases, the output of the inverter is greatly reduced in two stages, so that the cook can continue cooking to the extent that he feels that the heating temperature is a little lower without damaging the IGBT of the high frequency dielectric heating apparatus.
[0038]
【The invention's effect】
  As described above, according to the present invention, when a foreign object gets stuck in the fan for some reason and the fan does not rotate suddenly, it is conventionally determined that the failure has occurred and cooking is stopped.TheHowever, in the present invention, attention is paid to the fact that the IGBT is not easily thermally destroyed even if a fan breaks down. Moreover, the thermal time constant of the thermistor detection unit according to the present invention is small, so that the temperature can be detected quickly. In combination with this, cooking can be continued as it is, and the temperature of the IGBT rises until it reaches the temperature that leads to the thermal destruction of the IGBT. The person feels that the warming is a little slow, and there is a great effect that does not cause psychological anxiety that cooking can be continued without anxiety such as failure.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a magnetron drive power supply with a thermistor according to the present invention.
FIG. 2 shows a printed circuit board according to the present invention.
3A and 3B are diagrams showing a first power-down control method according to the present invention, in which FIG. 3A is a circuit diagram, and FIG. 3B is an operation diagram of a comparator.
4A and 4B are diagrams showing a second power-down control method according to the present invention, where FIG. 4A is a circuit diagram, and FIG. 4B is an operation diagram of a comparator.
5A and 5B are diagrams showing a third power-down control method according to the present invention, where FIG. 5A is a circuit diagram, and FIG. 5B is an operation diagram of a comparator.
FIG. 6 is an operation graph of the device according to the third control method of the present invention when the air inlet of the microwave oven is blocked.
FIG. 7 is an operation graph of the device according to the third control method of the present invention when the microwave oven fan is locked.
8A and 8B are diagrams showing a fourth power-down control system according to the present invention, where FIG. 8A is a circuit diagram, and FIG. 8B is an operation diagram of a comparator.
FIG. 9 is a configuration diagram of a conventional magnetron drive power supply with a thermistor.
10A and 10B are diagrams showing a magnetron activation control circuit, where FIG. 10A is a circuit diagram, and FIG. 10B is an operation diagram of a comparator.
[Explanation of symbols]
7 Radiation fins
8 IGBT
9 Thermistor
11 Commercial power
12 Magnetron
13 Rectifier circuit
14 Choke coil
15 Smoothing capacitor
16 Inverter
161 Inverter control circuit
18 Step-up transformer
181 Primary winding
182 Secondary winding
183 Filament heating coil
19 voltage doubler half-wave rectifier circuit

Claims

Inverter unit for switching direct current to an alternating current having a predetermined frequency by switching the semiconductor switching element by an inverter control circuit, a heat dissipating fin for attaching the semiconductor switching element and dissipating heat from the semiconductor switching element, and the semiconductor switching element A thermistor for detecting the temperature of the semiconductor switching element is soldered on the solder surface side of the printed circuit board at or near the leg of the semiconductor switching element and to the emitter of the semiconductor switching element so as to have the same potential as the emitter potential. A printed circuit board, a step-up transformer that boosts the output voltage of the inverter unit, a high-voltage rectifier unit that rectifies the output voltage of the boost transformer, and a magnetron that radiates the output of the high-voltage rectifier unit as a microwave. Microwave output unit and magnetro In high-frequency dielectric heating apparatus for heating an object to be heated with a heating cooking chamber fed with microwaves radiated from,
After the magnetron is activated, the inverter unit directly inputs a potential change caused by a change in resistance value of the thermistor to the inverter control circuit and makes the output power of the inverter unit depend on the resistance value of the thermistor. A high-frequency dielectric heating device having a function.

Inverter unit for switching direct current to an alternating current having a predetermined frequency by switching the semiconductor switching element by an inverter control circuit, a heat dissipating fin for attaching the semiconductor switching element and dissipating heat from the semiconductor switching element, and the semiconductor switching element A thermistor for detecting the temperature of the semiconductor switching element is soldered on the solder surface side of the printed circuit board at or near the leg of the semiconductor switching element and to the emitter of the semiconductor switching element so as to have the same potential as the emitter potential. A printed circuit board, a step-up transformer that boosts the output voltage of the inverter unit, a high-voltage rectifier unit that rectifies the output voltage of the boost transformer, and a magnetron that radiates the output of the high-voltage rectifier unit as a microwave. Microwave output unit and magnetro In high-frequency dielectric heating apparatus for heating an object to be heated with a heating cooking chamber fed with microwaves radiated from,
The inverter unit is configured to directly input a potential change caused by a resistance value change of the thermistor to the inverter control circuit, and when the thermistor reaches a predetermined resistance value, the output power of the inverter unit is set to a predetermined value. A high-frequency dielectric heating device having a power-down control function for lowering.

In a high-frequency dielectric heating apparatus provided with a startup control circuit in the inverter unit that controls a collector voltage of the semiconductor switching element to be lower than that in a steady state at the time of startup of the magnetron, when the output power of the inverter unit is lowered to a predetermined value, the startup 3. The high frequency dielectric heating apparatus according to claim 2, wherein a control circuit is used.

Inverter unit for switching direct current to an alternating current having a predetermined frequency by switching the semiconductor switching element by an inverter control circuit, a heat dissipating fin for attaching the semiconductor switching element and dissipating heat from the semiconductor switching element, and the semiconductor switching element A thermistor for detecting the temperature of the semiconductor switching element is soldered on the solder surface side of the printed circuit board at or near the leg of the semiconductor switching element and to the emitter of the semiconductor switching element so as to have the same potential as the emitter potential. A printed circuit board, a step-up transformer that boosts the output voltage of the inverter unit, a high-voltage rectifier unit that rectifies the output voltage of the boost transformer, and a magnetron that radiates the output of the high-voltage rectifier unit as a microwave. Microwave output unit and magnetro In high-frequency dielectric heating apparatus for heating an object to be heated with a heating cooking chamber fed with microwaves radiated from,
The inverter unit is configured to directly input a potential change caused by a resistance value change of the thermistor to the inverter control circuit, and when the thermistor reaches a predetermined resistance value, the output power of the inverter unit is set to a predetermined value. A high-frequency dielectric heating apparatus having a power-down control function of lowering and then making the output power of the inverter unit depend on the resistance value of the thermistor.

5. The control according to claim 1, wherein when the thermistor reaches a predetermined resistance value, control is performed to lower the output power of the inverter unit to a second predetermined value equal to or less than the predetermined value. 6. High frequency dielectric heating device.