JP4147972B2

JP4147972B2 - Micro current generator

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Publication number: JP4147972B2
Application number: JP2003043203A
Authority: JP
Inventors: 重範森
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2002-05-14
Filing date: 2003-02-20
Publication date: 2008-09-10
Anticipated expiration: 2023-02-20
Also published as: US6781441B2; US20030218496A1; JP2004046787A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は微小電流発生回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＣＲ発振回路や過電流保護機能付き負荷駆動回路には、微小電流に基づいてコンデンサの放電時間を決めているものがある。そのための微小電流発生回路の一例を図７に示す。図７において、電源・グランド間においてｐｎｐトランジスタ１００と抵抗１０１と定電流回路１０２とが直列に接続され、ｐｎｐトランジスタ１００のベース端子が抵抗１０１と定電流回路１０２の間に接続されている。この直列回路に定電流Ｉ１が流れる。また、電源・グランド間においてｐｎｐトランジスタ１０３が設けられ、ｐｎｐトランジスタ１０３のベース端子がｐｎｐトランジスタ１００のコレクタ端子と接続されている。そして、ｐｎｐトランジスタ１０３には定電流Ｉ１に比例した微小電流Ｉｃが流れる。
【０００３】
図７の回路を用いて図８に示すＣＲ発振の放電回路を構成することができる。つまり、微小電流Ｉｃの経路にカレントミラー回路を構成するトランジスタ１０４を設け、カレントミラー回路を構成するトランジスタ１０５に対しコンデンサ１０６を接続するとともにコンデンサ１０６にスイッチ１０７を介して充電回路１０８を接続している。そして、微小電流Ｉｃによりコンデンサ１０６の放電電流が決定される。
【０００４】
ここで、微小電流Ｉｃは、トランジスタ１００，１０３が同じ特性であった場合に、抵抗１０１の抵抗値をＲ１とした時に、
Ｉｃ＝Ｉ１／ｅｘｐ｛（Ｉ１・Ｒ１・ｑ）／（ｋＴ）｝
となる。ただし、ｑは電子の単位電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。
【０００５】
この式から、微小電流（コンデンサの放電電流）Ｉｃは温度に大きく依存してしまい、全温度範囲での安定した動作が難しいという問題がある。
そのため、図８に示す回路構成とした場合、室温時と高温時の比較において高温時の放電時間が室温時に比べて非常に短くなり、高温時に合わせて設計すると、室温で放電が遅くなってしまうという問題が発生する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明はこのような背景の下になされたものであり、その目的は、温度変化による微小電流の変動を抑えて安定なる微小電流を発生させることができる微小電流発生回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１，２に記載のように、第１の定電流（ｉ１）が流れる第１の電流経路として、一定電圧が加わる端子間において第１の抵抗と、当該第１の抵抗にコレクタ端子が接続された第１のｎｐｎトランジスタとが直列に接続され、かつ、当該第１のｎｐｎトランジスタのベース端子とコレクタ端子が接続されたものとする。また、第２の定電流（ｉ２）が流れる第２の電流経路は、一定電圧が加わる端子間において第１のｐｎｐトランジスタと、当該第１のｐｎｐトランジスタのコレクタ端子に接続された第２の抵抗と、当該第２の抵抗にコレクタ端子が接続された第２のｎｐｎトランジスタと、当該第２のｎｐｎトランジスタのエミッタ端子に接続された第３の抵抗とが直列に接続され、かつ、前記第１のｐｎｐトランジスタのベース端子が第２のｎｐｎトランジスタのコレクタ端子と接続されるとともに、第２のｎｐｎトランジスタのベース端子が前記第１のｎｐｎトランジスタのコレクタ端子と接続されている。そして、前記第１の抵抗（１０）および第３の抵抗（１５）の抵抗値と前記第１のｎｐｎトランジスタ（１１）および前記第２のｎｐｎトランジスタ（１４）のエミッタ面積比とを調整することにより、前記第２の定電流（ｉ２）に比例した出力用の微小な定電流（ｉ３）の温度特性の傾きを調整した。そして、この微小電流発生回路は微小電流に基づいてコンデンサの放電時間が決定される回路に用いられる。よって、第２の電流経路において流れる第２の定電流（ｉ２）は、第１の定電流（ｉ１）に比例し、かつ、負の温度特性を持つことになる。その結果、第３の電流経路において流れる出力用の微小な定電流（ｉ３）は、第２の定電流（ｉ２）に比例し、かつ、温度が変化しても変動しにくい特性を持つ。
【０００８】
このようにして、温度変化による微小電流の変動を抑えて安定なる微小電流を発生させることができる。
ここで、請求項２に記載の発明においては、第３の電流経路での第４の抵抗の抵抗値を調整することにより、流れる電流（ｉ３）の温度特性を調整することができる。
【０００９】
請求項１または２に記載の構成に対し、請求項３に記載のように、一定電圧が加わる端子間は、第１の電流経路においては電源からの電力供給を受けて生成される内部基準定電圧を用いて形成したものであり、第２および第３の電流経路においては電源電圧を用いて形成したものとすると、より安定した微小電流（ｉ３）とすることができる。
【００１０】
請求項１〜３のいずれか１項に記載の構成において、請求項４に記載のように、第２の抵抗を、温度係数の異なる複数の素子を組み合わせて構成することにより、温度変化による微小電流の変動を更に抑制して更に安定なる微小電流を発生させることが可能となる。
【００１１】
請求項１〜４のいずれか１項に記載の構成に対し、請求項５に記載のように、前記出力用の微小な定電流の経路に設けられ、カレントミラー回路を構成するトランジスタと、前記カレントミラー回路を構成するトランジスタのうち、出力側トランジスタに接続された充放電用コンデンサと、前記充放電用コンデンサにスイッチを介して接続された充電回路と、を備えているようにすると、ＣＲ発振の放電回路を構成することができる。
【００１２】
さらには、請求項５に記載の構成に対し、請求項６に記載のように、負荷の通電電流が所定値より大きくなった時にスイッチを閉じる過電流検出回路と、充放電用コンデンサの電位と比較値を比較してその大小関係により負荷と直列接続されたパワートランジスタをオフするための信号を出力するコンパレータと、を備えたものとすると、過電流保護機能付き負荷駆動回路を構成することができる。
【００１３】
【発明の実施の形態】
以下、この発明を具体化した一実施の形態を図面に従って説明する。
図１には、本実施形態における微小電流発生回路１の構成を示す。
【００１４】
図１において、微小電流発生回路１は定電圧回路２を具備している。この定電圧回路２は外部電源と接続されている。そして、同回路２は外部の電源からの電力の供給を受けて５ボルトの電源電圧から内部基準定電圧として１．２ボルトを生成する。この内部基準定電圧（１．２ボルト）は微小電流発生回路１での各回路において動作電圧として用いられることになる。
【００１５】
一定電圧が加わる端子間としての内部基準定電圧端子とグランド端子との間において、第１の抵抗１０と第１のｎｐｎトランジスタ１１とが直列に接続されている。第１のｎｐｎトランジスタ１１のコレクタ端子は第１の抵抗１０と接続されているとともに、第１のｎｐｎトランジスタ１１のベース端子とコレクタ端子とが接続されている。この直列回路によって第１の電流経路が構成され、第１の定電流ｉ１が流れる。第１の定電流ｉ１は、１００μＡである。
【００１６】
また、一定電圧が加わる端子間としての電源端子とグランド端子との間において、第１のｐｎｐトランジスタ１２と第２の抵抗１３と第２のｎｐｎトランジスタ１４と第３の抵抗１５とが直列に接続されている。第２の抵抗１３は第１のｐｎｐトランジスタ１２のコレクタ端子と接続されている。第２のｎｐｎトランジスタ１４のコレクタ端子は第２の抵抗１３と接続されている。第３の抵抗１５は第２のｎｐｎトランジスタ１４のエミッタ端子と接続されている。また、第１のｐｎｐトランジスタ１２のベース端子が第２のｎｐｎトランジスタ１４のコレクタ端子と接続されている。さらに、第２のｎｐｎトランジスタ１４のベース端子が前述の第１のｎｐｎトランジスタ１１のコレクタ端子と接続されている。この直列回路によって第２の電流経路が構成され、第２の定電流ｉ２が流れる。第２の定電流ｉ２は、前述の第１の定電流ｉ１に比例し、かつ、負の温度特性を有する。
【００１７】
ここで、ｎｐｎトランジスタ１１，１４に関して、トランジスタ１４のエミッタ面積はトランジスタ１１のエミッタ面積の１／８になっており、トランジスタ１４にはトランジスタ１１に流れる電流の１／８の電流が流れる。また、抵抗１０，１５に関して、抵抗１０，１５は温度が変化しても抵抗値が変化しにくい特性を有する素子が用いられている。そして、ｎｐｎトランジスタ１１，１４のエミッタ面積の比と抵抗１０，１５の抵抗値を調整することにより、第２の定電流ｉ２を１０μＡにしている。
【００１８】
さらに、一定電圧が加わる端子間としての電源端子とグランド端子との間において、第４の抵抗１６と第２のｐｎｐトランジスタ１７とが直列に接続されている。第２のｐｎｐトランジスタ１７はエミッタ端子が第４の抵抗１６と接続されている。また、第２のｐｎｐトランジスタ１７のベース端子が前述の第１のｐｎｐトランジスタ１２のコレクタ端子と接続されている。この直列回路によって第３の電流経路が構成され、出力用の微小な定電流ｉ３（＝Ｉｃ）が流れる。微小な定電流ｉ３（＝Ｉｃ）は、前述の第２の定電流ｉ２に比例し、かつ、温度が変化しても電流値が変化しにくい特性を有する。第３の定電流ｉ３（＝Ｉｃ）は５〜１０ｎＡである。このようにして温度変化による微小電流ｉ３（＝Ｉｃ）の変動を抑えて安定なるｎＡオーダーの微小電流ｉ３（＝Ｉｃ）を発生させることができる。
【００１９】
図１に示した微小電流発生回路１が図２に示すように、過電流保護機能付き負荷駆動回路に組み込まれている。この回路は、負荷駆動用パワーＭＯＳトランジスタ２０を備え、通電電流を制限して過電流から保護する機能を有する。
【００２０】
図２において、電源・グランド間においてパワーＭＯＳトランジスタ２０と負荷２１とが直列に接続されている。パワーＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子にはアンドゲート２２を介して駆動信号が入力されるようになっている。そして、パワーＭＯＳトランジスタ２０がオンすると負荷２１に電流が流れて負荷２１が駆動されることになる。過電流検出回路２３は負荷２１（パワーＭＯＳトランジスタ２０）に流れる電流を検出するためのものである。充電回路（具体的には電源端子）２４とグランド間において、スイッチ２５と充放電用コンデンサ２６とが直列に接続されている。スイッチ２５は、過電流検出回路２３により、負荷２１の通電電流が所定値より大きくなった時に閉じられる。コンデンサ２６にはコンパレータ２７の一方の入力端子が接続されている。コンパレータ２７のもう一方の入力端子には閾値電圧（比較電圧）が印加されており、この閾値電圧には最大閾値ＶＴＨと最小閾値ＶＴＬを有する。コンパレータ２７は、充放電用コンデンサ２６の電位Ｖ１と比較値（閾値）を比較してその大小関係により負荷２１と直列接続されたパワーＭＯＳトランジスタ２０をオフするための信号を出力する。
【００２１】
また、コンデンサ２６は放電用ｎｐｎトランジスタ２８を介して接地されている。前述の微小電流発生回路１での微小電流Ｉｃの経路にはｎｐｎトランジスタ２９が配置されている。ｎｐｎトランジスタ２９のベース端子とｎｐｎトランジスタ２８のベース端子とが接続されるとともに同ベース端子はｎｐｎトランジスタ２９のコレクタ端子と接続され、カレントミラー回路を構成している。つまり、微小電流発生回路１における出力用の微小な定電流Ｉｃの経路にカレントミラー回路を構成するトランジスタ２９が設けられ、カレントミラー回路を構成するトランジスタ２８，２９のうち、出力側トランジスタ２８に充放電用コンデンサ２６が接続されている。
【００２２】
このように、コンデンサ２６にはスイッチ２５を介して充電のための充電回路２４が接続されるとともに、その電荷を放電させるために微小電流発生回路１が用いられている。
【００２３】
前述のアンドゲート２２は、外部からの駆動信号と、コンパレータ２７の出力信号を反転した信号を入力してパワーＭＯＳトランジスタ２０のゲート端子に出力する。つまり、パワーＭＯＳトランジスタ２０は外部からの駆動信号の他にコンパレータ２７からの信号を反転した信号によってオン／オフする。
【００２４】
次に、図２の回路における作用を、図３を用いて説明する。
図３においては、駆動信号、コンパレータ２７の出力信号、パワーＭＯＳトランジスタ２０のオン・オフ状態、パワーＭＯＳトランジスタ２０（負荷２１）の通電電流Ｉｐ、スイッチ２５の切り換え状態、コンデンサ２６の電圧レベルＶ１を示す。
【００２５】
図２の過電流検出回路２３はパワーＭＯＳトランジスタ２０（負荷２１）に流れる電流Ｉｐが一定値Ｉｍａｘ以上になると（図３のｔ１のタイミング）、充電回路２４に接続されているスイッチ２５を閉じる。これにより、コンデンサ２６が充電される。ここで、充電電流と放電電流を比較した場合に充電電流が放電電流よりも充分に大きく設定されており、充電中の放電はほとんど無視できる。
【００２６】
その後、コンデンサ２６の電圧レベルＶ１がコンパレータ２７での閾値ＶＴＨ以上になると（図３のｔ２のタイミング）、コンパレータ２７の出力は反転してＨレベルになる。これにより、パワーＭＯＳトランジスタ２０はオフとなり、設定された以上の電流は流れないことになる。
【００２７】
そして、パワーＭＯＳトランジスタ２０がオフとなると負荷通電電流Ｉｐは低下し、過電流検出回路２３において負荷通電電流Ｉｐが所定電流値Ｉｍａｘ以下になると（図３のｔ３のタイミング）、スイッチ２５はオフされる（開路される）。これにより、コンデンサ２６は放電のみが行われ、コンデンサ電圧レベルＶ１が下がる。コンパレータ２７においてコンデンサ電圧レベルＶ１が閾値ＶＴＬ以下になると（図３のｔ４のタイミング）、コンパレータ２７の出力は反転してＬレベルとなる。これによりパワーＭＯＳトランジスタ２０はオンする。
【００２８】
以上の動作を繰り返すことにより、負荷２１に流れる電流は、ある一定の範囲で制御されることになる。つまり、温度変化による微小電流の変動を抑えて制御部分の動作を保証する全温度範囲において安定化させることができる。
【００２９】
ここで、図７，８に示した回路を用いた場合を考える。
トランジスタ１０３のベース・エミッタ電圧ＶBE１は、
ＶBE１＝（ｋＴ／ｑ）・ｌｎ（Ｉ１／Ｉs1）
で表される。ただし、ｑは電子の単位電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｉs1は逆方向コレクタ飽和電流である。
【００３０】
トランジスタ１００のベース・エミッタ電圧ＶBE２は、
ＶBE２＝（ｋＴ／ｑ）・ｌｎ（Ｉ１／Ｉs2）
で表される。ただし、ｑは電子の単位電荷、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｉs2は逆方向コレクタ飽和電流である。
【００３１】
また、抵抗１０１の抵抗値をＲ１とすると、
ＶBE２＝ＶBE１−Ｒ１・Ｉ１
が成り立ち、トランジスタ１０３とトランジスタ１００が同じ特性であった場合を考えると、Ｉs１＝Ｉs2であるので、これから

となる。
【００３２】
この式から、電流Ｉ１が一定の場合には、電流Ｉｃは温度に大きく依存することになり、温度が上昇するとその指数関数で電流Ｉｃが増加する。電流Ｉｃは放電電流であるので、温度が上昇したときに充電・放電のデューティ比が大きく変わってしまう。つまり、図３においてコンデンサ電圧レベルＶ１の推移を示す線において破線で示すように、高温時にはスイッチ２５のオン／オフ動作での一周期Ｔ１においてのオン時間ＴONの比率（デューティ比）ＴON／Ｔ１が増加することになり、消費電力・発熱の点で不具合が生じる。
【００３３】
これに対し本回路（図１）では、動作電圧や温度にほとんど依存しない内部基準定電圧とｎｐｎトランジスタ１１，１４、抵抗１６，１５，１０によって電流Ｉｃの温度特性を緩和するような温度特性を持つ電流ｉ２（＝Ｉ１）とすることで、充電・放電のデューティ比の変化を抑えることが可能である。より詳しくは、ｎｐｎトランジスタ１１，１４のエミッタ面積比を調整する。例えば、エミッタ面積比を８対１とすることにより電流比を８対１にするといったように調整する。また、抵抗１０，１５についてはなるべく温度が変化しても抵抗値が変化しない材料を選択するとよい。また、抵抗１６，１５，１０の抵抗値についても選択（最適化）する。特に、抵抗１６の抵抗値を調整することによって、微小電流ｉ３（＝Ｉｃ）の温度特性の傾き（後記する図４での温度特性線の傾き）を微調整できる。
【００３４】
このようにして、電流ｉ２に負の温度特性を持たせることにより温度変化に伴なう微小電流ｉ３（＝Ｉｃ）の変動を抑えることにより、安定した放電時間を確保できる。
【００３５】
つまり、図２のコンデンサ２６の放電時間ｔはコンデンサ２６に充電された電荷をＱとしたとき
ｔ＝Ｑ／Ｉｃ
であるので、図１の回路により作られる微小電流ｉ３（＝Ｉｃ）によって、保証する動作温度での放電時間の変動を抑えることが可能となる。
【００３６】
即ち、ＣＲ発振回路や過電流保護機能付き負荷駆動回路には、微小電流に基づいてコンデンサの放電時間を決めているものがあるが、その回路において、温度変化による微小電流Ｉｃの変動を抑えて制御部分の動作を保証する全温度において安定化させることができる。
【００３７】
図４には、従来の回路（図７）と本実施形態の回路（図１）での温度に対するＩｃ値の測定結果を示す。この図４から、本実施形態の回路（図１）の方が温度が変化しても電流Ｉｃの変動が小さいことが分かる。
【００３８】
以上説明してきたように、図１において第１の定電流ｉ１が流れる第１の電流経路として、一定電圧が加わる端子間（内部基準定電圧・グランド間）において第１の抵抗１０と第１のｎｐｎトランジスタ１１とが直列に接続され、かつ、当該第１のｎｐｎトランジスタ１１のベース端子とコレクタ端子が接続されたものとする。また、第２の電流経路は、一定電圧が加わる端子間（電源・グランド間）において第１のｐｎｐトランジスタ１２と第２の抵抗１３と第２のｎｐｎトランジスタ１４と第３の抵抗１５とが直列に接続され、かつ、第１のｐｎｐトランジスタ１２のベース端子が第２のｎｐｎトランジスタ１４のコレクタ端子と接続されるとともに、第２のｎｐｎトランジスタ１４のベース端子が第１のｎｐｎトランジスタ１１のコレクタ端子と接続されている。よって、第２の電流経路において流れる第２の定電流ｉ２は、第１の定電流ｉ１に比例し、かつ、負の温度特性を持つことになる。その結果、第３の電流経路において流れる出力用の微小な定電流ｉ３（＝Ｉｃ）は、第２の定電流ｉ２に比例し、かつ、温度が変化しても変動しにくい特性を持つ。このようにして、温度変化による微小電流ｉ３（＝Ｉｃ）の変動を抑えて安定なる微小電流ｉ３（＝Ｉｃ）を発生させることができる。
【００３９】
なお、図１においては電源・グランド間において第４の抵抗１６と第２のｐｎｐトランジスタ１７を直列に接続したが、抵抗１６を無くしてもよい。
また、図２において微小電流発生回路１とトランジスタ２９，２８と充電回路２４とスイッチ２５とコンデンサ２６により、ＣＲ発振の放電回路を構成してもよい。さらに、微小電流を保証する動作温度において微小電流Ｉｃを安定的に作ることができるため、タイマー回路やフィルター回路などに応用が可能である。
【００４０】
図５には、図１に代わる応用例を示す。
図４において、図１に示す回路構成とした場合には微小電流Ｉｃは温度が上昇すると僅かながら増加する。そこで、図５では改良を加えている。
【００４１】
図１での第２の抵抗１３を、図５においては温度係数の異なる複数の素子３０，３１を組み合わせて構成している。詳しくは、図１においてはｐｎｐトランジスタ１２とｎｐｎトランジスタ１４の間に抵抗１３を配置した構成となっている。これに対し、図５においては、ｐｎｐトランジスタ１２とｎｐｎトランジスタ１４の間に、抵抗素子３０と抵抗素子３１とを直列に接続している。抵抗素子３０と抵抗素子３１とは温度係数が異なっている。図５の抵抗素子３０と抵抗素子３１は、材料が異なることにより温度係数が異なる抵抗素子を用いる（例えば、拡散抵抗とポリシリコン抵抗）、あるいは、材料が同じであっても温度係数が異なる抵抗素子を用いる。
【００４２】
抵抗素子３０，３１の温度係数に関して、例えば、図１の抵抗１３の温度係数を「１０」としたならば、図５での抵抗素子３０の温度係数を「１０」とするとともに抵抗素子３１の温度係数を「２０」とする。
【００４３】
このように、抵抗素子３０と抵抗素子３１としてその温度係数を選択して使用することにより、微小電流ｉ３（＝Ｉｃ）の温度特性を任意に設定でき、図１に比べ改善することができる。
【００４４】
図６には、比較例（図７）と図１の回路構成と図５の回路構成での温度に対するＩｃ値の測定結果を示す。この図６により、図５の回路構成とした場合には抵抗素子３０，３１としてその温度特性を組み合わせて使用することにより微小電流Ｉｃについての温度特性を任意に設定できることが分かる。そして、図５の回路構成とすることにより温度が変化しても電流Ｉｃの変動を小さくすることが可能となる。
【００４５】
以上のように、図１に比べ図５のようにすることにより、微小電流Ｉｃの温度特性を改善することができる。つまり、図１での第２の抵抗１３を、温度係数の異なる複数の素子３０，３１を組み合わせて構成することにより、図１に比べ温度変化による微小電流の変動を更に抑制して更に安定なる微小電流を発生させることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態における微小電流発生回路の構成図。
【図２】過電流保護機能付き負荷駆動回路の構成図。
【図３】作用を説明するためのタイムチャート。
【図４】温度特性を示す図。
【図５】応用例における微小電流発生回路の構成図。
【図６】温度特性を示す図。
【図７】従来技術を説明するための微小電流発生回路の構成図。
【図８】ＣＲ発振の放電回路を示す構成図。
【符号の説明】
１…微小電流発生回路、２…定電圧回路、１０…第１の抵抗、１１…第１のｎｐｎトランジスタ、１２…第１のｐｎｐトランジスタ、１３…第２の抵抗、１４…第２のｎｐｎトランジスタ、１５…第３の抵抗、１６…第４の抵抗、１７…第２のｐｎｐトランジスタ、２０…パワーＭＯＳトランジスタ、２１…負荷、２２…アンドゲート、２３…過電流検出回路、２４…充電回路、２５…スイッチ、２６…充放電用コンデンサ、２７…コンパレータ、２８，２９…ｎｐｎトランジスタ、３０…抵抗素子、３１…抵抗素子。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a minute current generating circuit.
[0002]
[Prior art]
Some CR oscillation circuits and load drive circuits with an overcurrent protection function determine the discharge time of a capacitor based on a minute current. An example of a minute current generating circuit for this purpose is shown in FIG. In FIG. 7, a pnp transistor 100, a resistor 101, and a constant current circuit 102 are connected in series between a power source and a ground, and a base terminal of the pnp transistor 100 is connected between the resistor 101 and the constant current circuit 102. A constant current I1 flows through this series circuit. A pnp transistor 103 is provided between the power supply and the ground, and the base terminal of the pnp transistor 103 is connected to the collector terminal of the pnp transistor 100. A small current Ic proportional to the constant current I1 flows through the pnp transistor 103.
[0003]
The CR oscillation discharge circuit shown in FIG. 8 can be configured using the circuit of FIG. In other words, the transistor 104 constituting the current mirror circuit is provided in the path of the minute current Ic, the capacitor 106 is connected to the transistor 105 constituting the current mirror circuit, and the charging circuit 108 is connected to the capacitor 106 via the switch 107. Yes. The discharge current of the capacitor 106 is determined by the minute current Ic.
[0004]
Here, the minute current Ic is obtained when the resistance value of the resistor 101 is R1 when the

transistors

100 and 103 have the same characteristics.
Ic = I1 / exp {(I1 · R1 · q) / (kT)}
It becomes. Where q is a unit charge of electrons, k is a Boltzmann constant, and T is an absolute temperature.
[0005]
From this equation, the minute current (capacitor discharge current) Ic greatly depends on the temperature, and there is a problem that it is difficult to operate stably over the entire temperature range.
Therefore, when the circuit configuration shown in FIG. 8 is used, the discharge time at the high temperature is very short compared to the room temperature in the comparison between the room temperature and the high temperature, and when designed for the high temperature, the discharge becomes slow at the room temperature. The problem occurs.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention has been made under such a background, and an object of the present invention is to provide a minute current generation circuit capable of generating a stable minute current by suppressing a fluctuation of the minute current due to a temperature change. .
[0007]
[Means for Solving the Problems]
As described in

claims

1 and 2, as a first current path through which the first constant current (i1) flows, a first resistor is connected between terminals to which a constant voltage is applied, and a collector terminal is connected to the first resistor. It is assumed that the connected first npn transistor is connected in series, and the base terminal and collector terminal of the first npn transistor are connected. The second current path through which the second constant current (i2) flows is the second resistor connected to the first pnp transistor and the collector terminal of the first pnp transistor between the terminals to which a constant voltage is applied. A second npn transistor having a collector terminal connected to the second resistor, and a third resistor connected to the emitter terminal of the second npn transistor, and the first resistor The base terminal of the pnp transistor is connected to the collector terminal of the second npn transistor, and the base terminal of the second npn transistor is connected to the collector terminal of the first npn transistor. Then, to adjust the pre-Symbol first resistor (10) and a third resistor (15) resistance and the first npn transistor (11) and an emitter area ratio of the second npn transistor (14) As a result, the gradient of the temperature characteristic of the minute constant current (i3) for output proportional to the second constant current (i2) was adjusted. The minute current generating circuit is used for a circuit in which the discharge time of the capacitor is determined based on the minute current. Therefore, the second constant current (i2) flowing in the second current path is proportional to the first constant current (i1) and has a negative temperature characteristic. As a result, the small constant current (i3) for output flowing in the third current path is proportional to the second constant current (i2) and has a characteristic that hardly changes even if the temperature changes.
[0008]
In this way, it is possible to generate a stable minute current while suppressing the fluctuation of the minute current due to a temperature change.
Here, in the second aspect of the invention, the temperature characteristic of the flowing current (i3) can be adjusted by adjusting the resistance value of the fourth resistor in the third current path.
[0009]
In contrast to the configuration according to

claim

1 or 2, as described in claim 3, between the terminals to which a constant voltage is applied, an internal reference constant generated by receiving power supply from the power source in the first current path. If the second and third current paths are formed using the power supply voltage, a more stable minute current (i3) can be obtained.
[0010]
In the configuration according to any one of claims 1 to 3, as described in claim 4, the second resistor is configured by combining a plurality of elements having different temperature coefficients, so that a minute amount due to a temperature change can be obtained. It becomes possible to further suppress a fluctuation in current and generate a more stable minute current.
[0011]
In contrast to the configuration according to any one of claims 1 to 4, as described in claim 5, a transistor that is provided in a path of the minute constant current for output and constitutes a current mirror circuit; Among the transistors constituting the current mirror circuit, a CR oscillation occurs when a charging / discharging capacitor connected to the output side transistor and a charging circuit connected to the charging / discharging capacitor via a switch are provided. The discharge circuit can be configured.
[0012]
Further, in contrast to the configuration described in claim 5, as described in claim 6, an overcurrent detection circuit that closes the switch when the load energizing current exceeds a predetermined value, and the potential of the charge / discharge capacitor Comparing the comparison value and outputting a signal for turning off the power transistor connected in series with the load according to the magnitude relationship, a load driving circuit with an overcurrent protection function can be configured. it can.
[0013]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration of a minute current generating circuit 1 in the present embodiment.
[0014]
In FIG. 1, the minute current generating circuit 1 includes a constant voltage circuit 2. This constant voltage circuit 2 is connected to an external power source. The circuit 2 receives power supplied from an external power supply and generates 1.2 volts as an internal reference constant voltage from the power supply voltage of 5 volts. This internal reference constant voltage (1.2 volts) is used as an operating voltage in each circuit in the minute current generating circuit 1.
[0015]
A first resistor 10 and a first npn transistor 11 are connected in series between an internal reference constant voltage terminal and a ground terminal as a terminal to which a constant voltage is applied. The collector terminal of first npn transistor 11 is connected to first resistor 10, and the base terminal and collector terminal of first npn transistor 11 are connected. The series circuit forms a first current path, and a first constant current i1 flows. The first constant current i1 is 100 μA.
[0016]
In addition, the first pnp transistor 12, the second resistor 13, the second npn transistor 14, and the third resistor 15 are connected in series between a power supply terminal and a ground terminal as a terminal to which a constant voltage is applied. Has been. The second resistor 13 is connected to the collector terminal of the first pnp transistor 12. The collector terminal of the second npn transistor 14 is connected to the second resistor 13. The third resistor 15 is connected to the emitter terminal of the second npn transistor 14. The base terminal of the first pnp transistor 12 is connected to the collector terminal of the second npn transistor 14. Furthermore, the base terminal of the second npn transistor 14 is connected to the collector terminal of the first npn transistor 11 described above. The series circuit forms a second current path, and a second constant current i2 flows. The second constant current i2 is proportional to the first constant current i1 described above and has a negative temperature characteristic.
[0017]
Here, regarding the

npn transistors

11 and 14, the emitter area of the transistor 14 is 1/8 of the emitter area of the transistor 11, and a current that is 1/8 of the current flowing through the transistor 11 flows through the transistor 14. Further, regarding the

resistors

10 and 15, elements having a characteristic that the resistance value hardly changes even when the temperature changes are used. The second constant current i2 is set to 10 μA by adjusting the ratio of the emitter areas of the

npn transistors

11 and 14 and the resistance values of the

resistors

10 and 15.
[0018]
Further, a fourth resistor 16 and a second pnp transistor 17 are connected in series between a power supply terminal and a ground terminal as a terminal to which a constant voltage is applied. The second pnp transistor 17 has an emitter terminal connected to the fourth resistor 16. The base terminal of the second pnp transistor 17 is connected to the collector terminal of the first pnp transistor 12 described above. A third current path is configured by this series circuit, and a small constant current i3 (= Ic) for output flows. The minute constant current i3 (= Ic) is proportional to the second constant current i2 described above, and has a characteristic that the current value hardly changes even if the temperature changes. The third constant current i3 (= Ic) is 5 to 10 nA. In this way, it is possible to generate a stable nA-order minute current i3 (= Ic) while suppressing fluctuations in the minute current i3 (= Ic) due to temperature changes.
[0019]
As shown in FIG. 2, the minute current generating circuit 1 shown in FIG. 1 is incorporated in a load driving circuit with an overcurrent protection function. This circuit includes a load driving power MOS transistor 20 and has a function of limiting an energization current to protect it from an overcurrent.
[0020]
In FIG. 2, a power MOS transistor 20 and a load 21 are connected in series between the power source and the ground. A drive signal is input to the gate terminal of the power MOS transistor 20 via the AND gate 22. When the power MOS transistor 20 is turned on, a current flows through the load 21 and the load 21 is driven. The overcurrent detection circuit 23 is for detecting a current flowing through the load 21 (power MOS transistor 20). A switch 25 and a charge / discharge capacitor 26 are connected in series between the charging circuit (specifically, a power supply terminal) 24 and the ground. The switch 25 is closed by the overcurrent detection circuit 23 when the energization current of the load 21 becomes larger than a predetermined value. One input terminal of a comparator 27 is connected to the capacitor 26. A threshold voltage (comparison voltage) is applied to the other input terminal of the comparator 27, and this threshold voltage has a maximum threshold VTH and a minimum threshold VTL. The comparator 27 compares the potential V1 of the charge / discharge capacitor 26 with a comparison value (threshold value), and outputs a signal for turning off the power MOS transistor 20 connected in series with the load 21 according to the magnitude relationship.
[0021]
The capacitor 26 is grounded via a discharging npn transistor 28. An npn transistor 29 is disposed in the path of the minute current Ic in the minute current generating circuit 1 described above. The base terminal of the npn transistor 29 and the base terminal of the npn transistor 28 are connected and the base terminal is connected to the collector terminal of the npn transistor 29 to constitute a current mirror circuit. In other words, the transistor 29 constituting the current mirror circuit is provided in the path of the minute constant current Ic for output in the minute current generating circuit 1, and the output side transistor 28 is charged among the

transistors

28 and 29 constituting the current mirror circuit. A discharging capacitor 26 is connected.
[0022]
As described above, the charging circuit 24 for charging is connected to the capacitor 26 via the switch 25, and the minute current generating circuit 1 is used to discharge the charge.
[0023]
The aforementioned AND gate 22 receives an external drive signal and a signal obtained by inverting the output signal of the comparator 27 and outputs the signal to the gate terminal of the power MOS transistor 20. That is, the power MOS transistor 20 is turned on / off by a signal obtained by inverting the signal from the comparator 27 in addition to the drive signal from the outside.
[0024]
Next, the operation of the circuit of FIG. 2 will be described with reference to FIG.
In FIG. 3, the drive signal, the output signal of the comparator 27, the on / off state of the power MOS transistor 20, the energization current Ip of the power MOS transistor 20 (load 21), the switching state of the switch 25, and the voltage level V1 of the capacitor 26 are shown. Show.
[0025]
The overcurrent detection circuit 23 in FIG. 2 closes the switch 25 connected to the charging circuit 24 when the current Ip flowing through the power MOS transistor 20 (load 21) becomes equal to or greater than a certain value Imax (timing t1 in FIG. 3). As a result, the capacitor 26 is charged. Here, when the charging current and the discharging current are compared, the charging current is set sufficiently larger than the discharging current, and the discharging during charging can be almost ignored.
[0026]
Thereafter, when the voltage level V1 of the capacitor 26 becomes equal to or higher than the threshold value VTH in the comparator 27 (timing t2 in FIG. 3), the output of the comparator 27 is inverted and becomes H level. As a result, the power MOS transistor 20 is turned off, and no more current than the set current flows.
[0027]
When the power MOS transistor 20 is turned off, the load energizing current Ip decreases. When the load energizing current Ip becomes equal to or less than the predetermined current value Imax in the overcurrent detection circuit 23 (timing t3 in FIG. 3), the switch 25 is turned off. (Opened). As a result, the capacitor 26 is only discharged, and the capacitor voltage level V1 is lowered. When the capacitor voltage level V1 becomes equal to or lower than the threshold value VTL in the comparator 27 (timing t4 in FIG. 3), the output of the comparator 27 is inverted and becomes L level. As a result, the power MOS transistor 20 is turned on.
[0028]
By repeating the above operation, the current flowing through the load 21 is controlled within a certain range. That is, it is possible to stabilize in the entire temperature range in which the operation of the control part is guaranteed by suppressing the fluctuation of the minute current due to the temperature change.
[0029]
Here, consider the case of using the circuits shown in FIGS.
The base-emitter voltage VBE1 of the transistor 103 is
VBE1 = (kT / q) · ln (I1 / Is1)
It is represented by Where q is the unit charge of electrons, k is the Boltzmann constant, T is the absolute temperature, and Is1 is the reverse collector saturation current.
[0030]
The base-emitter voltage VBE2 of the transistor 100 is
VBE2 = (kT / q) · ln (I1 / Is2)
It is represented by Where q is the unit charge of electrons, k is the Boltzmann constant, T is the absolute temperature, and Is2 is the reverse collector saturation current.
[0031]
If the resistance value of the resistor 101 is R1,
VBE2 = VBE1-R1 · I1
Considering the case where the transistor 103 and the transistor 100 have the same characteristics, since Is1 = Is2,

It becomes.
[0032]
From this equation, when the current I1 is constant, the current Ic greatly depends on the temperature, and when the temperature rises, the current Ic increases with an exponential function. Since the current Ic is a discharge current, the charge / discharge duty ratio changes greatly when the temperature rises. That is, as indicated by the broken line in the line indicating the transition of the capacitor voltage level V1 in FIG. 3, the ratio (duty ratio) TON / T1 of the ON time TON in one cycle T1 in the ON / OFF operation of the switch 25 at high temperature is It will increase, causing problems in terms of power consumption and heat generation.
[0033]
On the other hand, in this circuit (FIG. 1), the internal reference constant voltage almost independent of the operating voltage and temperature, the

npn transistors

11 and 14, and the

resistors

16, 15, and 10 have temperature characteristics that relax the temperature characteristics of the current Ic. By setting the current i2 (= I1) to be possessed, it is possible to suppress changes in the duty ratio of charging / discharging. More specifically, the emitter area ratio of the

npn transistors

11 and 14 is adjusted. For example, by adjusting the emitter area ratio to 8: 1, the current ratio is adjusted to 8: 1. For the

resistors

10 and 15, it is preferable to select a material whose resistance value does not change even if the temperature changes as much as possible. In addition, the resistance values of the

resistors

16, 15, and 10 are selected (optimized). In particular, by adjusting the resistance value of the resistor 16, the gradient of the temperature characteristic of the minute current i3 (= Ic) (the gradient of the temperature characteristic line in FIG. 4 described later) can be finely adjusted.
[0034]
In this way, a stable discharge time can be secured by suppressing the fluctuation of the minute current i3 (= Ic) accompanying the temperature change by giving the current i2 a negative temperature characteristic.
[0035]
That is, the discharge time t of the capacitor 26 in FIG. 2 is t = Q / Ic, where Q is the charge charged in the capacitor 26.
Therefore, the minute current i3 (= Ic) generated by the circuit of FIG. 1 can suppress fluctuations in the discharge time at the guaranteed operating temperature.
[0036]
In other words, some CR oscillation circuits and load drive circuits with overcurrent protection function determine the discharge time of the capacitor based on a minute current. In that circuit, the fluctuation of the minute current Ic due to a temperature change is suppressed. It can be stabilized at all temperatures that guarantee the operation of the control part.
[0037]
FIG. 4 shows the measurement result of the Ic value with respect to the temperature in the conventional circuit (FIG. 7) and the circuit of this embodiment (FIG. 1). From FIG. 4, it can be seen that the circuit of the present embodiment (FIG. 1) has a smaller fluctuation in the current Ic even when the temperature changes.
[0038]
As described above, as the first current path through which the first constant current i1 flows in FIG. 1, the first resistor 10 and the first resistor 10 are connected between the terminals to which a constant voltage is applied (between the internal reference constant voltage and the ground). It is assumed that the npn transistor 11 is connected in series and the base terminal and the collector terminal of the first npn transistor 11 are connected. The second current path is such that the first pnp transistor 12, the second resistor 13, the second npn transistor 14, and the third resistor 15 are connected in series between the terminals to which a constant voltage is applied (between the power supply and the ground). And the base terminal of the first pnp transistor 12 is connected to the collector terminal of the second npn transistor 14, and the base terminal of the second npn transistor 14 is connected to the collector terminal of the first npn transistor 11. Connected with. Therefore, the second constant current i2 flowing in the second current path is proportional to the first constant current i1 and has a negative temperature characteristic. As a result, the output small constant current i3 (= Ic) flowing in the third current path is proportional to the second constant current i2 and has a characteristic that hardly changes even if the temperature changes. In this way, it is possible to generate a stable minute current i3 (= Ic) while suppressing the fluctuation of the minute current i3 (= Ic) due to a temperature change.
[0039]
In FIG. 1, the fourth resistor 16 and the second pnp transistor 17 are connected in series between the power source and the ground, but the resistor 16 may be omitted.
In FIG. 2, a CR oscillation discharge circuit may be configured by the minute current generating circuit 1, the

transistors

29 and 28, the charging circuit 24, the switch 25, and the capacitor 26. Furthermore, since the minute current Ic can be stably produced at the operating temperature that guarantees the minute current, it can be applied to a timer circuit, a filter circuit, and the like.
[0040]
FIG. 5 shows an application example instead of FIG.
In FIG. 4, in the case of the circuit configuration shown in FIG. 1, the minute current Ic slightly increases as the temperature rises. Therefore, the improvement is added in FIG.
[0041]
The second resistor 13 in FIG. 1 is configured by combining a plurality of elements 30 and 31 having different temperature coefficients in FIG. Specifically, in FIG. 1, a resistor 13 is disposed between the pnp transistor 12 and the npn transistor 14. In contrast, in FIG. 5, a resistance element 30 and a resistance element 31 are connected in series between the pnp transistor 12 and the npn transistor 14. The resistance element 30 and the resistance element 31 have different temperature coefficients. The resistance element 30 and the resistance element 31 in FIG. 5 use resistance elements having different temperature coefficients due to different materials (for example, diffusion resistance and polysilicon resistance), or resistances having different temperature coefficients even if the materials are the same. Use elements.
[0042]
Regarding the temperature coefficient of the resistance elements 30 and 31, for example, if the temperature coefficient of the resistor 13 in FIG. 1 is “10”, the temperature coefficient of the resistance element 30 in FIG. The temperature coefficient is “20”.
[0043]
Thus, by selecting and using the temperature coefficient as the resistance element 30 and the resistance element 31, the temperature characteristic of the minute current i3 (= Ic) can be arbitrarily set, which can be improved as compared with FIG.
[0044]
6 shows measurement results of Ic values with respect to temperature in the comparative example (FIG. 7), the circuit configuration of FIG. 1, and the circuit configuration of FIG. 6 that the temperature characteristics of the minute current Ic can be set arbitrarily by using the resistance elements 30 and 31 in combination with the temperature characteristics in the case of the circuit configuration of FIG. The circuit configuration of FIG. 5 makes it possible to reduce the fluctuation of the current Ic even if the temperature changes.
[0045]
As described above, the temperature characteristics of the minute current Ic can be improved by using FIG. 5 as compared with FIG. That is, the second resistor 13 in FIG. 1 is configured by combining a plurality of elements 30 and 31 having different temperature coefficients, thereby further suppressing the fluctuation of the minute current due to the temperature change as compared with FIG. A minute current can be generated.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a minute current generation circuit in an embodiment.
FIG. 2 is a configuration diagram of a load drive circuit with an overcurrent protection function.
FIG. 3 is a time chart for explaining the operation.
FIG. 4 is a graph showing temperature characteristics.
FIG. 5 is a configuration diagram of a minute current generating circuit in an application example.
FIG. 6 is a graph showing temperature characteristics.
FIG. 7 is a configuration diagram of a minute current generation circuit for explaining a conventional technique.
FIG. 8 is a configuration diagram showing a discharge circuit for CR oscillation.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Minute electric current generation circuit, 2 ... Constant voltage circuit, 10 ... 1st resistance, 11 ... 1st npn transistor, 12 ... 1st pnp transistor, 13 ... 2nd resistance, 14 ... 2nd npn transistor 15 ... 3rd resistor, 16 ... 4th resistor, 17 ... 2nd pnp transistor, 20 ... Power MOS transistor, 21 ... Load, 22 ... AND gate, 23 ... Overcurrent detection circuit, 24 ... Charge circuit, 25 ... Switch, 26 ... Charge / discharge capacitor, 27 ... Comparator, 28, 29 ... npn transistor, 30 ... Resistance element, 31 ... Resistance element.

Claims

A first resistor (10) and a first npn transistor (11) having a collector terminal connected to the first resistor (10) are connected in series between terminals to which a constant voltage is applied, and the first resistor A first current path in which a base terminal and a collector terminal of one npn transistor (11) are connected and a first constant current (i1) flows;
Between the terminals to which a constant voltage is applied, the first pnp transistor (12), the second resistor (13) connected to the collector terminal of the first pnp transistor (12), and the second resistor (13) A second npn transistor (14) having a collector terminal connected to the second npn transistor (14) and a third resistor (15) connected to the emitter terminal of the second npn transistor (14) are connected in series, and The base terminal of the first pnp transistor (12) is connected to the collector terminal of the second npn transistor (14), and the base terminal of the second npn transistor (14) is connected to the first npn transistor (11). A second current path through which a second constant current (i2) having a negative temperature characteristic proportional to the first constant current (i1) flows.
A second pnp transistor (17) is provided between terminals to which a constant voltage is applied, and a base terminal of the second pnp transistor (17) is connected to a collector terminal of the first pnp transistor (12), A third current path through which a small constant current (i3) for output proportional to the second constant current (i2) flows,
By adjusting the pre-Symbol first resistor (10) and a third resistor (15) resistance and the first npn transistor (11) and an emitter area ratio of the second npn transistor (14) The discharge time of the capacitor is determined based on the minute current, wherein the slope of the temperature characteristic of the minute constant current (i3) for output proportional to the second constant current (i2) is adjusted. A micro-current generator used in circuits.

A first resistor (10) and a first npn transistor (11) having a collector terminal connected to the first resistor (10) are connected in series between terminals to which a constant voltage is applied, and the first resistor A first current path in which a base terminal and a collector terminal of one npn transistor (11) are connected and a first constant current (i1) flows;
Between the terminals to which a constant voltage is applied, the first pnp transistor (12), the second resistor (13) connected to the collector terminal of the first pnp transistor (12), and the second resistor (13) A second npn transistor (14) having a collector terminal connected to the second npn transistor (14) and a third resistor (15) connected to the emitter terminal of the second npn transistor (14) are connected in series, and The base terminal of the first pnp transistor (12) is connected to the collector terminal of the second npn transistor (14), and the base terminal of the second npn transistor (14) is connected to the first npn transistor (11). A second current path through which a second constant current (i2) having a negative temperature characteristic proportional to the first constant current (i1) flows.
A fourth resistor (16) and a second pnp transistor (17) having an emitter terminal connected to the fourth resistor (16) are connected in series between terminals to which a constant voltage is applied, and the second resistor The base terminal of the second pnp transistor (17) is connected to the collector terminal of the first pnp transistor (12), and a small constant current (i3) for output proportional to the second constant current (i2) is generated. A third current path that flows,
Adjust the front Symbol first resistor (10) and a third resistor (15) resistance and the first npn transistor (11) and an emitter area ratio of the second npn transistor (14), and The slope of the temperature characteristic of the minute constant current (i3) for output proportional to the second constant current (i2) is adjusted by adjusting the resistance value of the fourth resistor (16). A minute current generating circuit used for a circuit in which the discharge time of the capacitor is determined based on the minute current.

Between the terminals to which the constant voltage is applied, the first current path is formed using an internal reference constant voltage generated by receiving power supply from the power source. In the second and third current paths, 3. The minute current generating circuit according to claim 1, wherein the minute current generating circuit is formed by using a power supply voltage.

The minute current generation circuit according to any one of claims 1 to 3, wherein the second resistor (13) is configured by combining a plurality of elements (30, 31) having different temperature coefficients.

A transistor (29) provided in a path of a minute constant current for output and constituting a current mirror circuit;
Among the transistors (28, 29) constituting the current mirror circuit, a charge / discharge capacitor (26) connected to the output side transistor (28),
A charging circuit (24) connected to the charging / discharging capacitor (26) via a switch (25);
5. The minute current generating circuit according to claim 1, comprising:

An overcurrent detection circuit (23) that closes the switch (25) when an energization current of the load (21) becomes larger than a predetermined value;
A comparator (27) that compares the potential of the charging / discharging capacitor (26) with a comparison value and outputs a signal for turning off the power transistor (20) connected in series with the load (21) according to the magnitude relationship; ,
6. The minute current generating circuit according to claim 5, further comprising: