JP4152205B2 - ディジタルベースバンド変／復調装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタルベースバンド変／復調装置に関し、更に詳しくは、ＱＰＳＫによる拡散変調を１次変調方式として用いるＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）セルラ通信システムの基地局又は移動局に適用して好適なるものである。
【０００２】
ＩＭＴ−２０００に代表される次世代携帯電話システムでは、ＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access）と呼ばれる大容量パケット伝送の実現が要求されており、また、このような次世代携帯電話システムを普及させるためには、同時に装置の小型化・省電力化も望まれる。
【０００３】
【従来の技術】
図１１，図１２は従来技術を説明する図（１），（２）で、図１１（Ａ）にＩＭＴ−２０００規格に従う３値ＱＰＳＫ変調装置の構成を示す。図において、１１は入力の直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組Ｉｃ，Ｑｃを該Ｉ，Ｑ軸分の拡散コードＩｓ，Ｑｓにより複素拡散する拡散変調部、１２は拡散変調部１１の出力信号の位相を回転させる位相回転部である。また、図１２に前記変調装置に対する復調装置の構成を示す。図において、４５は位相逆回転部、４５は逆拡散復調部である。
【０００４】
図１１（Ａ）において、拡散変調部１１による複素拡散出力は、
Ｉ＝Ｉｃ・Ｉｓ−Ｑｃ・Ｑｓ
Ｑ＝Ｉｃ・Ｑｓ＋Ｑｃ・Ｉｓ
但し、Ｉｃ：チャネライゼーションコードＣｄで拡散された送信情報
Ｑｃ：チャネライゼーションコードＣｃで拡散された送信情報
Ｉｓ：Ｉ軸分の拡散コード
Ｑｓ：Ｑ軸分の拡散コード
により与えられる。
【０００５】
更に、複素拡散出力のＩを実数軸、Ｑを虚数軸に夫々対応させ、該Ｉ，Ｑ信号の組を複素表現すると、
Ｉ＋ｊＱ＝Ａｃ・Ａｓ・ｅi( φ c+ φ s)
但し、 Ａｃ：信号Ｉｃ＋ｊＱｃの振幅
φｃ；信号Ｉｃ＋ｊＱｃの位相
Ａｓ：信号Ｉｓ＋ｊＱｓの振幅
φｓ；信号Ｉｓ＋ｊＱｓの位相
により与えられる。
【０００６】
また、この拡散変調部１１はＡＮＤゲート回路Ａ１〜Ａ４からなる送信停止（ＤＸＴ）機能を備える。そして、位相回転部１２は、同一の送信情報を位相をずらして送出することにより送信ダイバーシティの機能を備える。
【０００７】
図１１（Ｂ）に上記変調装置による複素平面上の信号点配置を示す。図中（ａ）は位相回転無しの場合を示しており、Ｉ／Ｑ軸上の信号振幅が（１，０，−１）の３値であり、複素平面上の信号点は原点（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）を含む合計５点となる。図中（ｂ）は位相回転有りの場合を示しており、回転角が４５°の場合は、複素平面上の信号点は図示の如く合計９点となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記位相回転有りの信号点配置を採用すると、該拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅が、−２〜２の如く、他の信号点の場合の２倍（即ち、信号振幅部のビット数が２ビット必要）となるため、このことがベースバンド変／復調装置の回路規模並びに消費電力を増大させる原因となっていた。
【０００９】
本発明は上記従来技術の問題点に鑑みなされたもので、その目的とする所は、小型かつ低消費電力でより大容量の情報を高速伝送可能なディジタルベースバンド変／復調装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決する一例のディジタルベースバンド変調装置は、入力の直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組（Ｉ，Ｑ）を該Ｉ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素拡散する拡散変調部と、該拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を１／２倍に変換する振幅変換部とを備える。
【００１１】
図１（Ａ）において、振幅変換部は、拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号（Ｉ，Ｑ）＝（−２，０），（２，０），（０，−２），（０，２）の振幅成分（＝２）を１／２倍に変換する。これによって、Ｉ，Ｑ軸上にのみ出力される信号の振幅は信号（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０），（１，０）、（０，−１），（０，１）に縮退され、処理回路（ビット数等）の削減と，送信電力の削減が図られる。従って、回路の小型化につながる。
【００１２】
好ましくは、拡散変調部は、複素拡散後のディジタル信号の組からなる位相角を外部制御に従って回転させる位相回転機能を備える。従って、位相回転による送信ダイバーシティも効率よく実現できる。
【００１３】
また、上記の課題は例えば図１（Ｂ）の復調動作｛但し、図１（Ｂ）に限定されない｝を実現する構成により解決される。即ち、本発明（１）のディジタルベースバンド復調装置は、直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組（Ｉ，Ｑ）につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を２倍に逆変換する振幅逆変換部と、該振幅逆変換部の出力信号をＩ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素逆拡散する逆拡散復調部とを備える。
【００１４】
図１（Ｂ）において、振幅逆変換部は、直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組（１，Ｑ）につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０），（１，０）、（０，−１），（０，１）の振幅成分（＝１）を２倍に逆変換する。これによって、Ｉ，Ｑ軸上にのみ出力される信号の振幅は信号（Ｉ，Ｑ）＝（−２，０），（２，０）、（０，−２），（０，２）に復元され、エアインタフェースに関する処理回路（ビット数等）の削減と，受信処理電力の削減が図られる。従って、回路規模の小型化につながる。
【００１５】
本発明（２）では、上記本発明（１）において、逆拡散復調部は、振幅逆変換後のディジタル信号の組からなる位相角を外部制御に従って回転させる位相回転機能を備える。従って、位相回転による受信ダイバーシティも効率よく実現できる。
【００１６】
また上記の課題は例えば図１０の構成により解決される。即ち、本発明（３）のディジタルベースバンド変調装置は、入力の直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組を該Ｉ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素拡散する複数の拡散変調部１１ １ 〜１１ｎと、該各拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を１／２倍に変換する複数の振幅変換部１３ １ 〜１３ｎと、各振幅変換部１３１〜１３ｎの出力信号を線形加算により多重する多重部１６と、高速の入力信号ＨＳＣＨを複数組ＣＨ１〜ＣＨｎのディジタル信号に分離する分離部１５と、該分離部出力の複数組のディジタル信号と前記入力の複数組のディジタル信号とを切り替えて各拡散変調部１１1〜１１ｎに入力可能なスイッチ部１４と、多重部の出力信号がＩ軸又はＱ軸上にのみ出力されることを検出して該多重部の出力信号に所定のオフセットを加えるオフセット加算部とを備えるものである。
【００１７】
挿入図（ａ）に多重部１６の出力の信号点配置を示す。本発明（３）によれば、各振幅変換部１３1〜１３ｎの出力のうちのＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分が夫々１／２に縮退されているため、これらの信号の加算（多重）出力についてもＩ，Ｑ軸上の信号振幅が図示の如く縮退されている。従って、少ない回路規模と低消費電力とにより大容量データの高速伝送（ＨＳＤＰＡ）を実現できる。更に、Ｉ／Ｑ軸上の信号点が「０」とならないようにオフセットを加えることで、後段の信号処理部の処理量と電力増幅部のダイナミックレンジを削減できる。
また本発明（４）のディジタルベースバンド復調装置は、直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅を２倍に逆変換する振幅逆変換部と、該振幅逆変換部の出力信号をＩ，Ｑ軸についての複数組分の拡散コードにより夫々に複素逆拡散する複数の逆拡散復調部とを備える。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面に従って本発明に好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお 、全図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。
【００１９】
図２は実施の形態による通信装置（例えば携帯端末装置）の一部構成を示す図であり、図において、１１は拡散変調部、１２は位相回転部、１３は振幅変換部、３１はＤ／Ａ変換部、３２は直交変調部（ＱＭＯＤ）、３３は直交変調信号を送信ＲＦ信号にアップコンバートするＲＦ送信部（ＴＸ）、３４は送受波切替部，３５はアンテナ、４１は受信ＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートするＲＦ受信部（ＲＸ）、４２は直交復調部（ＱＤＥＭ）、４３はＡ／Ｄ変換部、４４は振幅逆変換部、４５は位相回転部、４６は逆拡散復調部、４７は検波部、４８ａ，４８ｂはフィンガ部、４９はフィンガ合成部（ＲＡＫＥ合成部）、５０はサーチャである。
【００２０】
図３は第１の実施の形態による変／復調部のブロック図であり、直交Ｉ，Ｑ軸についての１組のディジタル信号系列（Ｉ，Ｑ）を変／復調する場合を示している。図３（Ａ）は変調部の構成を示しており、ここでは拡散変調部１１及び位相回転部１２の後段に振幅変換部１３が設けられている。図３（Ｂ）は復調部の構成を示しており、ここでは振幅逆変換部４４の後段に位相逆回転部４５及び逆拡散復調部４６が設けられている。
【００２１】
図４は第１の実施の形態による振幅変換部を説明する図で、図４（Ａ）に振幅変換処理前後の信号点配置を示す。振幅変換部への入力信号はＩ／Ｑ軸上の信号点振幅が（−２，０，２）の３値を取り、それ以外の信号点振幅が（−１，０，１）の３値を取るものである。振幅変換部はＩ軸又はＱ軸上にのみ入力される信号（Ｉ，Ｑ）＝（−２，０），（２，０）、（０，−２），（０，２）の振幅成分（＝２）を１／２倍に変換する。これによりＩ／Ｑ軸上にのみ出力される信号の振幅は信号（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０），（１，０）、（０，−１），（０，１）に縮退され、処理回路（ビット数等）の削減と，送信電力の削減が図られる。
【００２２】
図４（Ｂ）に上記振幅変換処理を実現するための真理値表を示す。該表によれば、入力信号の振幅成分（Ｉ１，Ｉ０）／（Ｑ１，Ｑ０）＝（１，０）及び（０，１）のときにのみ出力信号の振幅成分（Ｉ０）／（Ｑ０）＝（１）にすれば良い。これにより、出力信号の振幅成分をＩ０／Ｑ０の各１ビットに縮退できる。
【００２３】
図４（Ｃ）に上記真理値表を満たす論理回路図を示す。入力信号の１ビット符号ＳＩ／ＳＱはそのまま出力し、かつ入力信号の２ビット振幅成分（Ｉ１，Ｉ０），（Ｑ１，Ｑ０）については夫々にビットＩ１，Ｉ０間と、ビットＱ１，Ｑ０間のＥＸ−ＯＲ論理をとることにより、出力信号の各１ビット振幅成分Ｉ０，Ｑ０に縮退できる。
【００２４】
図５は第１の実施の形態による振幅逆変換部を説明する図で、図５（Ａ）に振幅逆変換処理前後の信号点配置を示す。振幅逆変換部への入力信号はＩ／Ｑ軸上及びそれ以外の各信号点振幅が共に（−１，０，１）の３値を取るものである。振幅逆変換部はＩ軸又はＱ軸上にのみ入力される信号（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０），（１，０）、（０，−１），（０，１）の振幅成分（＝１）を２倍に変換する。これによりＩ／Ｑ軸上にのみ出力される信号の振幅は信号（Ｉ，Ｑ）＝（−２，０），（２，０）、（０，−２），（０，２）に復元され、送信側との調和が得られる。
【００２５】
図５（Ｂ）に上記振幅逆変換処理を実現するための真理値表を示す。該表によれば、入力の振幅成分（Ｉ０，Ｑ０）＝（１，０）又は（０，１）の時に出力の振幅成分（Ｉ１，Ｉ０），（Ｑ１，Ｑ０）＝（１，０），（０，０）又は（０，０），（１，０）にすれば良い。これにより、出力の振幅成分を（Ｉ１，Ｉ０），（Ｑ１，Ｑ０）の各２ビットに再生できる。
【００２６】
図５（Ｃ）に上記真理値表を満たす論理回路図を示す。入力の１ビット符号ＳＩ／ＳＱはそのまま出力し、かつ入力信号の１ビット振幅成分（Ｉ０），（Ｑ０）については図示のような論理をとることにより、出力の各２ビット振幅成分（Ｉ１，Ｉ０），（Ｑ１，Ｑ０）に復元できる。
【００２７】
図６は第２の実施の形態による変調部の構成を示す図で、各Ｉ，Ｑ信号の組からなる複数チャネル分の信号を多重送信する場合を示している。図において、１１１〜１１ｎは拡散変調部、１３１〜１３ｎは振幅変換部、１４１〜１４ｎは切替スイッチ、１５は高速チャネルＨＳＣＨの入力信号を複数の低速チャネルの信号ＧＨ１〜ＣＨｎに分離するシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）、そして、１６は振幅変換部１３1〜１３ｎの各出力信号を線形加算（多重）する多重部である。
【００２８】
この変調部には音声等を送信するためのｎ本の低速チャネル信号ＣＨ１〜ＣＨｎと画像データ等を送信するための１本の高速チャネル信号ＨＳＣＨとが収容されている。ここで、各チャネル信号ＣＨ１〜ＣＨｎは夫々に直交Ｉ，Ｑ軸信号の組（Ｉ，Ｑ）からなるものとする。
【００２９】
各スイッチ１４1〜１４ｎが端子ａ側に接続しているときは、ｎ本の低速チャネル信号ＣＨ１〜ＣＨｎを多重して送信し、また端子ｂ側に接続しているときは高速チャネル信号ＨＳＣＨを分離した各低速チャネル信号ＣＨ１〜ＣＨｎの内容を多重して送信する。挿入図（ａ）に多重信号の信号点配置を示す。
【００３０】
図７は第２の実施の形態による信号点多重処理を説明する図であり、ここでは説明の簡単のため、トータルで２チャネル分ＣＨ１，ＣＨ２の各Ｉ，Ｑデータの組を多重（線形加算）する場合を示している。
【００３１】
まず、Ｉ又はＱ軸上にのみ多重される信号について説明する。今、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）である。次に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）である。
【００３２】
ところで、これとは逆に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）の場合も、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）となるため、両者の振幅は共に「１」となり、振幅の面からは両者を区別できない。しかし、前者の多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）はＣＨ２の拡散コードで拡散／逆拡散されるものであり、また後者の多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）はＣＨ１の拡散コードで拡散／逆拡散されるものであるため、これらを区別できる。次に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，２）である。それ以外の組合わせについても同様に考えられる。
【００３３】
次に、Ｉ又はＱ軸上以外の象限に多重される信号について説明する。今、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）である。これとは逆に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）の場合も、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）である。更に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（２，２）である。
【００３４】
ところで、ＣＨ１とＣＨ２の位相回転量が共に０°又は４５°（位相同期）の状態であるとすると、上記以外の組合せは生じない。しかし、ＣＨ１とＣＨ２の位相回転量が同一でない（非同期）の場合を考えると、更に次の組合せが生じ得る。即ち、今、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）（即ち、Ｑ軸上に存在）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）（即ち、第１象限に存在）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，２）である。これとは逆に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）の場合も、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，２）である。それ以外の組合わせについても同様に考えられる。かくして、本発明によれば、有限な複素Ｉ，Ｑ平面（無線空間）を有効に活用して、大量の情報を効率よく伝送できる。
【００３５】
図８は第２の実施の形態による復調部の構成を示す図で、受信した多重信号から複数チャネル分の各Ｉ，Ｑ信号の組を分離・復調する場合を示している。図において、６１は多重信号の振幅を逆変換する振幅逆変換部、６２は振幅逆変換後の信号を分配するハイブリッド、４６1〜４６ｎはチャネル対応に設けられた逆拡散復調部、６３1〜６３ｎは切替スイッチ、６４はパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）である。
【００３６】
挿入図（ａ）に振幅逆変換部６１の逆変換特性を示す。ここでは、Ｉ軸上にのみ存在する入力の信号レベル（±Ｎ．０）を（±２Ｎ．０）に、またＱ軸上にのみ存在する入力の信号レベル（０，±Ｎ）を（０，±２Ｎ）に逆変換する。但し、Ｎは実際のチャネル多重数を表す。
【００３７】
図９は第３の実施の形態による変調部の構成を示す図で、送信ダイバーシチ機能を備えた場合を示している。図において、１２１〜１２ｎは位相回転部、１７は位相制御部である。本第３の実施の形態ではチャネル毎に位相回転部１２１〜１２ｎを備える構成により、送信ダイバーシチ制御が可能となる。よって、通信品質の向上が図れる。
【００３８】
図１０は第４の実施の形態による変調部の構成を示す図で、多重部の出力信号に所定のレベルオフセットを加える場合を示している。この場合の多重部１６では以下のオフセット処理が行われる。即ち、加算結果が正（但し、０を＋０と考える）となるＩ又はＱ成分には所定のオフセット値ΔＩ又はΔＱを加算して出力し、それ以外のＩ又はＱ成分はそのまま出力する。
【００３９】
挿入図（ａ）にオフセット後の信号点配置を示す。ここでは、例えば多重出力（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）の場合は（０＋ΔＩ，１＋ΔＱ）にオフセットされ、また多重出力（Ｉ，Ｑ）＝（０，−１）の場合は（０＋ΔＩ，−１）にＩ軸だけオフセットされる。また、多重出力（Ｉ，Ｑ）＝（−１，−１）の場合はオフセットせずにそのまま出力される。こうすれば、多重出力はレベル「０」の信号成分を含まないため、多重信号のダイナミックレンジを削減できる。
【００４０】
なお、上記は正のＩ，Ｑ信号成分を正方向にオフセットする場合を述べたが、これとは逆に負の信号成分を負方向にオフセットしてもよい。また、上記の如く常時オフセットを与えるのではなく、多重出力のＩ，Ｑ信号成分がレベル「０」となる状態を検出すると共に、該「０」となる状態を検出したときにのみ所定のオフセットを加えるようにしても良い。この場合は、オフセットしたか否かを別途受信側に通知する。
【００４１】
また、上記各実施の形態では、各チャネルの対応に個別の拡散変調部１１を備える場合を述べたが、これに限らない。各拡散変調部１１から複素拡散変調のための加算手段を取り除くと共に、その加算機能を多重部の加算手段に集約(統合）させても良い。これにより，拡散変調部の回路規模の削減が図れる。
【００４２】
また、上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部の構成、制御、処理及びこれらの組み合わせの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
【００４３】
（付記１） 入力の直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組を該Ｉ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素拡散する拡散変調部と、該拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を１／２倍に変換する振幅変換部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド変調装置。
【００４４】
（付記２） 拡散変調部は、複素拡散後のディジタル信号の組からなる位相角を外部制御に従って回転させる位相回転機能を備えることを特徴とする付記１記載のディジタルベースバンド変調装置。
【００４５】
（付記３） 直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を２倍に逆変換する振幅逆変換部と、該振幅逆変換部の出力信号をＩ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素逆拡散する逆拡散復調部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド復調装置。
【００４６】
（付記４） 逆拡散復調部は、振幅逆変換後のディジタル信号の組からなる位相角を外部制御に従って回転させる位相回転機能を備えることを特徴とする付記３記載のディジタルベースバンド復調装置。
【００４７】
（付記５） 入力の複数組のディジタル信号に対応して設けられた付記１又は２に記載の複数の拡散変調部及び振幅変換部と、各振幅変換部の出力信号を線形加算により多重する多重部と、高速の入力信号を複数組のディジタル信号に分離する分離部と、該分離部出力の複数組のディジタル信号と前記入力の複数組のディジタル信号とを切り替えて各拡散変調部に入力可能なスイッチ部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド変調装置。
【００４８】
（付記６） 多重部の出力信号がＩ軸又はＱ軸上にのみ出力されることを検出して該多重部の出力信号に所定のオフセットを加えるオフセット加算部を備えることを特徴とする付記５記載のディジタルベースバンド変調装置。Ｉ／Ｑ軸上の信号点が「０」とならないようにオフセットを加えることで、後段の信号処理部の処理量と電力増幅部のダイナミックレンジを削減できる。
【００４９】
（付記７） 直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅を２倍に逆変換する振幅逆変換部と、該振幅逆変換部の出力信号をＩ，Ｑ軸についての複数組分の拡散コードにより夫々に複素逆拡散する複数の逆拡散復調部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド復調装置。
【００５０】
【発明の効果】
以上述べた如く本発明によれば、小型かつ低消費電力でより大容量の情報を高速かつ効率よく伝送可能となるため、次世代携帯電話システム等の普及、発展に寄与するところが大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を示す図である。
【図２】実施の形態による通信装置の一部構成を示す図である。
【図３】第１の実施の形態による変／復調部のブロック図である。
【図４】第１の実施の形態による振幅変換部を説明する図である。
【図５】第１の実施の形態による振幅逆変換部を説明する図である。
【図６】第２の実施の形態による変調部の構成を示す図である。
【図７】第２の実施の形態による信号点多重処理を説明する図である。
【図８】第２の実施の形態による復調部の構成を示す図である。
【図９】第３の実施の形態による変調部の構成を示す図である。
【図１０】第４の実施の形態による変調部の構成を示す図である。
【図１１】従来技術を説明する図（１）である。
【図１２】従来技術を説明する図（２）である。
【符号の説明】
１１ 拡散変調部
１２ 位相回転部
１３ 振幅変換部
１４ 切替スイッチ
１５ シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）
１６ 多重部
１７ 位相制御部
３２ 直交変調部（ＱＭＯＤ）
３３ ＲＦ送信部（ＴＸ）
３４ 送受波切替部
４１ ＲＦ受信部（ＲＸ）
４２ 直交復調部（ＱＤＥＭ）
４４ 振幅逆変換部
４５ 位相回転部
４６ 逆拡散復調部
４７ 検波部
４８ａ，４８ｂ フィンガ部
４９ フィンガ合成部
５０ サーチャ
６１ 振幅逆変換部
６２ ハイブリッド
６３ 切替スイッチ
６４ パラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）
【発明の属する技術分野】
本発明はディジタルベースバンド変／復調装置に関し、更に詳しくは、ＱＰＳＫによる拡散変調を１次変調方式として用いるＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）セルラ通信システムの基地局又は移動局に適用して好適なるものである。
【０００２】
ＩＭＴ−２０００に代表される次世代携帯電話システムでは、ＨＳＤＰＡ（High Speed Downlink Packet Access）と呼ばれる大容量パケット伝送の実現が要求されており、また、このような次世代携帯電話システムを普及させるためには、同時に装置の小型化・省電力化も望まれる。
【０００３】
【従来の技術】
図１１，図１２は従来技術を説明する図（１），（２）で、図１１（Ａ）にＩＭＴ−２０００規格に従う３値ＱＰＳＫ変調装置の構成を示す。図において、１１は入力の直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組Ｉｃ，Ｑｃを該Ｉ，Ｑ軸分の拡散コードＩｓ，Ｑｓにより複素拡散する拡散変調部、１２は拡散変調部１１の出力信号の位相を回転させる位相回転部である。また、図１２に前記変調装置に対する復調装置の構成を示す。図において、４５は位相逆回転部、４５は逆拡散復調部である。
【０００４】
図１１（Ａ）において、拡散変調部１１による複素拡散出力は、
Ｉ＝Ｉｃ・Ｉｓ−Ｑｃ・Ｑｓ
Ｑ＝Ｉｃ・Ｑｓ＋Ｑｃ・Ｉｓ
但し、Ｉｃ：チャネライゼーションコードＣｄで拡散された送信情報
Ｑｃ：チャネライゼーションコードＣｃで拡散された送信情報
Ｉｓ：Ｉ軸分の拡散コード
Ｑｓ：Ｑ軸分の拡散コード
により与えられる。
【０００５】
更に、複素拡散出力のＩを実数軸、Ｑを虚数軸に夫々対応させ、該Ｉ，Ｑ信号の組を複素表現すると、
Ｉ＋ｊＱ＝Ａｃ・Ａｓ・ｅi( φ c+ φ s)
但し、 Ａｃ：信号Ｉｃ＋ｊＱｃの振幅
φｃ；信号Ｉｃ＋ｊＱｃの位相
Ａｓ：信号Ｉｓ＋ｊＱｓの振幅
φｓ；信号Ｉｓ＋ｊＱｓの位相
により与えられる。
【０００６】
また、この拡散変調部１１はＡＮＤゲート回路Ａ１〜Ａ４からなる送信停止（ＤＸＴ）機能を備える。そして、位相回転部１２は、同一の送信情報を位相をずらして送出することにより送信ダイバーシティの機能を備える。
【０００７】
図１１（Ｂ）に上記変調装置による複素平面上の信号点配置を示す。図中（ａ）は位相回転無しの場合を示しており、Ｉ／Ｑ軸上の信号振幅が（１，０，−１）の３値であり、複素平面上の信号点は原点（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）を含む合計５点となる。図中（ｂ）は位相回転有りの場合を示しており、回転角が４５°の場合は、複素平面上の信号点は図示の如く合計９点となる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上記位相回転有りの信号点配置を採用すると、該拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅が、−２〜２の如く、他の信号点の場合の２倍（即ち、信号振幅部のビット数が２ビット必要）となるため、このことがベースバンド変／復調装置の回路規模並びに消費電力を増大させる原因となっていた。
【０００９】
本発明は上記従来技術の問題点に鑑みなされたもので、その目的とする所は、小型かつ低消費電力でより大容量の情報を高速伝送可能なディジタルベースバンド変／復調装置を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決する一例のディジタルベースバンド変調装置は、入力の直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組（Ｉ，Ｑ）を該Ｉ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素拡散する拡散変調部と、該拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を１／２倍に変換する振幅変換部とを備える。
【００１１】
図１（Ａ）において、振幅変換部は、拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号（Ｉ，Ｑ）＝（−２，０），（２，０），（０，−２），（０，２）の振幅成分（＝２）を１／２倍に変換する。これによって、Ｉ，Ｑ軸上にのみ出力される信号の振幅は信号（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０），（１，０）、（０，−１），（０，１）に縮退され、処理回路（ビット数等）の削減と，送信電力の削減が図られる。従って、回路の小型化につながる。
【００１２】
好ましくは、拡散変調部は、複素拡散後のディジタル信号の組からなる位相角を外部制御に従って回転させる位相回転機能を備える。従って、位相回転による送信ダイバーシティも効率よく実現できる。
【００１３】
また、上記の課題は例えば図１（Ｂ）の復調動作｛但し、図１（Ｂ）に限定されない｝を実現する構成により解決される。即ち、本発明（１）のディジタルベースバンド復調装置は、直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組（Ｉ，Ｑ）につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を２倍に逆変換する振幅逆変換部と、該振幅逆変換部の出力信号をＩ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素逆拡散する逆拡散復調部とを備える。
【００１４】
図１（Ｂ）において、振幅逆変換部は、直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組（１，Ｑ）につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０），（１，０）、（０，−１），（０，１）の振幅成分（＝１）を２倍に逆変換する。これによって、Ｉ，Ｑ軸上にのみ出力される信号の振幅は信号（Ｉ，Ｑ）＝（−２，０），（２，０）、（０，−２），（０，２）に復元され、エアインタフェースに関する処理回路（ビット数等）の削減と，受信処理電力の削減が図られる。従って、回路規模の小型化につながる。
【００１５】
本発明（２）では、上記本発明（１）において、逆拡散復調部は、振幅逆変換後のディジタル信号の組からなる位相角を外部制御に従って回転させる位相回転機能を備える。従って、位相回転による受信ダイバーシティも効率よく実現できる。
【００１６】
また上記の課題は例えば図１０の構成により解決される。即ち、本発明（３）のディジタルベースバンド変調装置は、入力の直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組を該Ｉ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素拡散する複数の拡散変調部１１ １ 〜１１ｎと、該各拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を１／２倍に変換する複数の振幅変換部１３ １ 〜１３ｎと、各振幅変換部１３１〜１３ｎの出力信号を線形加算により多重する多重部１６と、高速の入力信号ＨＳＣＨを複数組ＣＨ１〜ＣＨｎのディジタル信号に分離する分離部１５と、該分離部出力の複数組のディジタル信号と前記入力の複数組のディジタル信号とを切り替えて各拡散変調部１１1〜１１ｎに入力可能なスイッチ部１４と、多重部の出力信号がＩ軸又はＱ軸上にのみ出力されることを検出して該多重部の出力信号に所定のオフセットを加えるオフセット加算部とを備えるものである。
【００１７】
挿入図（ａ）に多重部１６の出力の信号点配置を示す。本発明（３）によれば、各振幅変換部１３1〜１３ｎの出力のうちのＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分が夫々１／２に縮退されているため、これらの信号の加算（多重）出力についてもＩ，Ｑ軸上の信号振幅が図示の如く縮退されている。従って、少ない回路規模と低消費電力とにより大容量データの高速伝送（ＨＳＤＰＡ）を実現できる。更に、Ｉ／Ｑ軸上の信号点が「０」とならないようにオフセットを加えることで、後段の信号処理部の処理量と電力増幅部のダイナミックレンジを削減できる。
また本発明（４）のディジタルベースバンド復調装置は、直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅を２倍に逆変換する振幅逆変換部と、該振幅逆変換部の出力信号をＩ，Ｑ軸についての複数組分の拡散コードにより夫々に複素逆拡散する複数の逆拡散復調部とを備える。
【００１８】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面に従って本発明に好適なる複数の実施の形態を詳細に説明する。なお 、全図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。
【００１９】
図２は実施の形態による通信装置（例えば携帯端末装置）の一部構成を示す図であり、図において、１１は拡散変調部、１２は位相回転部、１３は振幅変換部、３１はＤ／Ａ変換部、３２は直交変調部（ＱＭＯＤ）、３３は直交変調信号を送信ＲＦ信号にアップコンバートするＲＦ送信部（ＴＸ）、３４は送受波切替部，３５はアンテナ、４１は受信ＲＦ信号をＩＦ信号にダウンコンバートするＲＦ受信部（ＲＸ）、４２は直交復調部（ＱＤＥＭ）、４３はＡ／Ｄ変換部、４４は振幅逆変換部、４５は位相回転部、４６は逆拡散復調部、４７は検波部、４８ａ，４８ｂはフィンガ部、４９はフィンガ合成部（ＲＡＫＥ合成部）、５０はサーチャである。
【００２０】
図３は第１の実施の形態による変／復調部のブロック図であり、直交Ｉ，Ｑ軸についての１組のディジタル信号系列（Ｉ，Ｑ）を変／復調する場合を示している。図３（Ａ）は変調部の構成を示しており、ここでは拡散変調部１１及び位相回転部１２の後段に振幅変換部１３が設けられている。図３（Ｂ）は復調部の構成を示しており、ここでは振幅逆変換部４４の後段に位相逆回転部４５及び逆拡散復調部４６が設けられている。
【００２１】
図４は第１の実施の形態による振幅変換部を説明する図で、図４（Ａ）に振幅変換処理前後の信号点配置を示す。振幅変換部への入力信号はＩ／Ｑ軸上の信号点振幅が（−２，０，２）の３値を取り、それ以外の信号点振幅が（−１，０，１）の３値を取るものである。振幅変換部はＩ軸又はＱ軸上にのみ入力される信号（Ｉ，Ｑ）＝（−２，０），（２，０）、（０，−２），（０，２）の振幅成分（＝２）を１／２倍に変換する。これによりＩ／Ｑ軸上にのみ出力される信号の振幅は信号（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０），（１，０）、（０，−１），（０，１）に縮退され、処理回路（ビット数等）の削減と，送信電力の削減が図られる。
【００２２】
図４（Ｂ）に上記振幅変換処理を実現するための真理値表を示す。該表によれば、入力信号の振幅成分（Ｉ１，Ｉ０）／（Ｑ１，Ｑ０）＝（１，０）及び（０，１）のときにのみ出力信号の振幅成分（Ｉ０）／（Ｑ０）＝（１）にすれば良い。これにより、出力信号の振幅成分をＩ０／Ｑ０の各１ビットに縮退できる。
【００２３】
図４（Ｃ）に上記真理値表を満たす論理回路図を示す。入力信号の１ビット符号ＳＩ／ＳＱはそのまま出力し、かつ入力信号の２ビット振幅成分（Ｉ１，Ｉ０），（Ｑ１，Ｑ０）については夫々にビットＩ１，Ｉ０間と、ビットＱ１，Ｑ０間のＥＸ−ＯＲ論理をとることにより、出力信号の各１ビット振幅成分Ｉ０，Ｑ０に縮退できる。
【００２４】
図５は第１の実施の形態による振幅逆変換部を説明する図で、図５（Ａ）に振幅逆変換処理前後の信号点配置を示す。振幅逆変換部への入力信号はＩ／Ｑ軸上及びそれ以外の各信号点振幅が共に（−１，０，１）の３値を取るものである。振幅逆変換部はＩ軸又はＱ軸上にのみ入力される信号（Ｉ，Ｑ）＝（−１，０），（１，０）、（０，−１），（０，１）の振幅成分（＝１）を２倍に変換する。これによりＩ／Ｑ軸上にのみ出力される信号の振幅は信号（Ｉ，Ｑ）＝（−２，０），（２，０）、（０，−２），（０，２）に復元され、送信側との調和が得られる。
【００２５】
図５（Ｂ）に上記振幅逆変換処理を実現するための真理値表を示す。該表によれば、入力の振幅成分（Ｉ０，Ｑ０）＝（１，０）又は（０，１）の時に出力の振幅成分（Ｉ１，Ｉ０），（Ｑ１，Ｑ０）＝（１，０），（０，０）又は（０，０），（１，０）にすれば良い。これにより、出力の振幅成分を（Ｉ１，Ｉ０），（Ｑ１，Ｑ０）の各２ビットに再生できる。
【００２６】
図５（Ｃ）に上記真理値表を満たす論理回路図を示す。入力の１ビット符号ＳＩ／ＳＱはそのまま出力し、かつ入力信号の１ビット振幅成分（Ｉ０），（Ｑ０）については図示のような論理をとることにより、出力の各２ビット振幅成分（Ｉ１，Ｉ０），（Ｑ１，Ｑ０）に復元できる。
【００２７】
図６は第２の実施の形態による変調部の構成を示す図で、各Ｉ，Ｑ信号の組からなる複数チャネル分の信号を多重送信する場合を示している。図において、１１１〜１１ｎは拡散変調部、１３１〜１３ｎは振幅変換部、１４１〜１４ｎは切替スイッチ、１５は高速チャネルＨＳＣＨの入力信号を複数の低速チャネルの信号ＧＨ１〜ＣＨｎに分離するシリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）、そして、１６は振幅変換部１３1〜１３ｎの各出力信号を線形加算（多重）する多重部である。
【００２８】
この変調部には音声等を送信するためのｎ本の低速チャネル信号ＣＨ１〜ＣＨｎと画像データ等を送信するための１本の高速チャネル信号ＨＳＣＨとが収容されている。ここで、各チャネル信号ＣＨ１〜ＣＨｎは夫々に直交Ｉ，Ｑ軸信号の組（Ｉ，Ｑ）からなるものとする。
【００２９】
各スイッチ１４1〜１４ｎが端子ａ側に接続しているときは、ｎ本の低速チャネル信号ＣＨ１〜ＣＨｎを多重して送信し、また端子ｂ側に接続しているときは高速チャネル信号ＨＳＣＨを分離した各低速チャネル信号ＣＨ１〜ＣＨｎの内容を多重して送信する。挿入図（ａ）に多重信号の信号点配置を示す。
【００３０】
図７は第２の実施の形態による信号点多重処理を説明する図であり、ここでは説明の簡単のため、トータルで２チャネル分ＣＨ１，ＣＨ２の各Ｉ，Ｑデータの組を多重（線形加算）する場合を示している。
【００３１】
まず、Ｉ又はＱ軸上にのみ多重される信号について説明する。今、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）である。次に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）である。
【００３２】
ところで、これとは逆に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）の場合も、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）となるため、両者の振幅は共に「１」となり、振幅の面からは両者を区別できない。しかし、前者の多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）はＣＨ２の拡散コードで拡散／逆拡散されるものであり、また後者の多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）はＣＨ１の拡散コードで拡散／逆拡散されるものであるため、これらを区別できる。次に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，２）である。それ以外の組合わせについても同様に考えられる。
【００３３】
次に、Ｉ又はＱ軸上以外の象限に多重される信号について説明する。今、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）である。これとは逆に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，０）の場合も、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）である。更に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（２，２）である。
【００３４】
ところで、ＣＨ１とＣＨ２の位相回転量が共に０°又は４５°（位相同期）の状態であるとすると、上記以外の組合せは生じない。しかし、ＣＨ１とＣＨ２の位相回転量が同一でない（非同期）の場合を考えると、更に次の組合せが生じ得る。即ち、今、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）（即ち、Ｑ軸上に存在）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）（即ち、第１象限に存在）の場合は、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，２）である。これとは逆に、ＣＨ１の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，１）で、かつＣＨ２の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）の場合も、多重後の送信データ（Ｉ，Ｑ）＝（１，２）である。それ以外の組合わせについても同様に考えられる。かくして、本発明によれば、有限な複素Ｉ，Ｑ平面（無線空間）を有効に活用して、大量の情報を効率よく伝送できる。
【００３５】
図８は第２の実施の形態による復調部の構成を示す図で、受信した多重信号から複数チャネル分の各Ｉ，Ｑ信号の組を分離・復調する場合を示している。図において、６１は多重信号の振幅を逆変換する振幅逆変換部、６２は振幅逆変換後の信号を分配するハイブリッド、４６1〜４６ｎはチャネル対応に設けられた逆拡散復調部、６３1〜６３ｎは切替スイッチ、６４はパラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）である。
【００３６】
挿入図（ａ）に振幅逆変換部６１の逆変換特性を示す。ここでは、Ｉ軸上にのみ存在する入力の信号レベル（±Ｎ．０）を（±２Ｎ．０）に、またＱ軸上にのみ存在する入力の信号レベル（０，±Ｎ）を（０，±２Ｎ）に逆変換する。但し、Ｎは実際のチャネル多重数を表す。
【００３７】
図９は第３の実施の形態による変調部の構成を示す図で、送信ダイバーシチ機能を備えた場合を示している。図において、１２１〜１２ｎは位相回転部、１７は位相制御部である。本第３の実施の形態ではチャネル毎に位相回転部１２１〜１２ｎを備える構成により、送信ダイバーシチ制御が可能となる。よって、通信品質の向上が図れる。
【００３８】
図１０は第４の実施の形態による変調部の構成を示す図で、多重部の出力信号に所定のレベルオフセットを加える場合を示している。この場合の多重部１６では以下のオフセット処理が行われる。即ち、加算結果が正（但し、０を＋０と考える）となるＩ又はＱ成分には所定のオフセット値ΔＩ又はΔＱを加算して出力し、それ以外のＩ又はＱ成分はそのまま出力する。
【００３９】
挿入図（ａ）にオフセット後の信号点配置を示す。ここでは、例えば多重出力（Ｉ，Ｑ）＝（０，１）の場合は（０＋ΔＩ，１＋ΔＱ）にオフセットされ、また多重出力（Ｉ，Ｑ）＝（０，−１）の場合は（０＋ΔＩ，−１）にＩ軸だけオフセットされる。また、多重出力（Ｉ，Ｑ）＝（−１，−１）の場合はオフセットせずにそのまま出力される。こうすれば、多重出力はレベル「０」の信号成分を含まないため、多重信号のダイナミックレンジを削減できる。
【００４０】
なお、上記は正のＩ，Ｑ信号成分を正方向にオフセットする場合を述べたが、これとは逆に負の信号成分を負方向にオフセットしてもよい。また、上記の如く常時オフセットを与えるのではなく、多重出力のＩ，Ｑ信号成分がレベル「０」となる状態を検出すると共に、該「０」となる状態を検出したときにのみ所定のオフセットを加えるようにしても良い。この場合は、オフセットしたか否かを別途受信側に通知する。
【００４１】
また、上記各実施の形態では、各チャネルの対応に個別の拡散変調部１１を備える場合を述べたが、これに限らない。各拡散変調部１１から複素拡散変調のための加算手段を取り除くと共に、その加算機能を多重部の加算手段に集約(統合）させても良い。これにより，拡散変調部の回路規模の削減が図れる。
【００４２】
また、上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部の構成、制御、処理及びこれらの組み合わせの様々な変更が行えることは言うまでも無い。
【００４３】
（付記１） 入力の直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組を該Ｉ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素拡散する拡散変調部と、該拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を１／２倍に変換する振幅変換部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド変調装置。
【００４４】
（付記２） 拡散変調部は、複素拡散後のディジタル信号の組からなる位相角を外部制御に従って回転させる位相回転機能を備えることを特徴とする付記１記載のディジタルベースバンド変調装置。
【００４５】
（付記３） 直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を２倍に逆変換する振幅逆変換部と、該振幅逆変換部の出力信号をＩ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素逆拡散する逆拡散復調部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド復調装置。
【００４６】
（付記４） 逆拡散復調部は、振幅逆変換後のディジタル信号の組からなる位相角を外部制御に従って回転させる位相回転機能を備えることを特徴とする付記３記載のディジタルベースバンド復調装置。
【００４７】
（付記５） 入力の複数組のディジタル信号に対応して設けられた付記１又は２に記載の複数の拡散変調部及び振幅変換部と、各振幅変換部の出力信号を線形加算により多重する多重部と、高速の入力信号を複数組のディジタル信号に分離する分離部と、該分離部出力の複数組のディジタル信号と前記入力の複数組のディジタル信号とを切り替えて各拡散変調部に入力可能なスイッチ部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド変調装置。
【００４８】
（付記６） 多重部の出力信号がＩ軸又はＱ軸上にのみ出力されることを検出して該多重部の出力信号に所定のオフセットを加えるオフセット加算部を備えることを特徴とする付記５記載のディジタルベースバンド変調装置。Ｉ／Ｑ軸上の信号点が「０」とならないようにオフセットを加えることで、後段の信号処理部の処理量と電力増幅部のダイナミックレンジを削減できる。
【００４９】
（付記７） 直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅を２倍に逆変換する振幅逆変換部と、該振幅逆変換部の出力信号をＩ，Ｑ軸についての複数組分の拡散コードにより夫々に複素逆拡散する複数の逆拡散復調部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド復調装置。
【００５０】
【発明の効果】
以上述べた如く本発明によれば、小型かつ低消費電力でより大容量の情報を高速かつ効率よく伝送可能となるため、次世代携帯電話システム等の普及、発展に寄与するところが大きい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の原理を示す図である。
【図２】実施の形態による通信装置の一部構成を示す図である。
【図３】第１の実施の形態による変／復調部のブロック図である。
【図４】第１の実施の形態による振幅変換部を説明する図である。
【図５】第１の実施の形態による振幅逆変換部を説明する図である。
【図６】第２の実施の形態による変調部の構成を示す図である。
【図７】第２の実施の形態による信号点多重処理を説明する図である。
【図８】第２の実施の形態による復調部の構成を示す図である。
【図９】第３の実施の形態による変調部の構成を示す図である。
【図１０】第４の実施の形態による変調部の構成を示す図である。
【図１１】従来技術を説明する図（１）である。
【図１２】従来技術を説明する図（２）である。
【符号の説明】
１１ 拡散変調部
１２ 位相回転部
１３ 振幅変換部
１４ 切替スイッチ
１５ シリアルパラレル変換部（Ｓ／Ｐ）
１６ 多重部
１７ 位相制御部
３２ 直交変調部（ＱＭＯＤ）
３３ ＲＦ送信部（ＴＸ）
３４ 送受波切替部
４１ ＲＦ受信部（ＲＸ）
４２ 直交復調部（ＱＤＥＭ）
４４ 振幅逆変換部
４５ 位相回転部
４６ 逆拡散復調部
４７ 検波部
４８ａ，４８ｂ フィンガ部
４９ フィンガ合成部
５０ サーチャ
６１ 振幅逆変換部
６２ ハイブリッド
６３ 切替スイッチ
６４ パラレルシリアル変換部（Ｐ／Ｓ）
Claims (4)
- 直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を２倍に逆変換する振幅逆変換部と、
該振幅逆変換部の出力信号をＩ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素逆拡散する逆拡散復調部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド復調装置。 - 逆拡散復調部は、振幅逆変換後のディジタル信号の組からなる位相角を外部制御に従って回転させる位相回転機能を備えることを特徴とする請求項１記載のディジタルベースバンド復調装置。
- 入力の直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組を該Ｉ，Ｑ軸分の拡散コードにより複素拡散する複数の拡散変調部と、
該各拡散変調部によりＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅成分を１／２倍に変換する複数の振幅変換部と、
各振幅変換部の出力信号を線形加算により多重する多重部と、
高速の入力信号を複数組のディジタル信号に分離する分離部と、
該分離部出力の複数組のディジタル信号と前記入力の複数組のディジタル信号とを切り替えて各拡散変調部に入力可能なスイッチ部と、
多重部の出力信号がＩ軸又はＱ軸上にのみ出力されることを検出して該多重部の出力信号に所定のオフセットを加えるオフセット加算部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド変調装置。 - 直交検波され、かつＡ／Ｄ変換された直交Ｉ，Ｑ軸についてのディジタル信号の組につきＩ軸又はＱ軸上にのみ出力される信号の振幅を２倍に逆変換する振幅逆変換部と、
該振幅逆変換部の出力信号をＩ，Ｑ軸についての複数組分の拡散コードにより夫々に複素逆拡散する複数の逆拡散復調部とを備えることを特徴とするディジタルベースバンド復調装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003019986A JP4152205B2 (ja) | 2003-01-29 | 2003-01-29 | ディジタルベースバンド変／復調装置 |
| US10/757,083 US7545884B2 (en) | 2003-01-29 | 2004-01-14 | Digital baseband modulation apparatus and demodulation apparatus |
| DE200460016053 DE602004016053D1 (de) | 2003-01-29 | 2004-01-15 | Digitale Basisband-Modulationsvorrichtung und -Demodulationsvorrichtung |
| EP20060023540 EP1755232B1 (en) | 2003-01-29 | 2004-01-15 | Digital baseband modulation apparatus and demodulation apparatus |
| EP20040000697 EP1443670B1 (en) | 2003-01-29 | 2004-01-15 | Digital baseband modulation apparatus and demodulation apparatus |
| DE200460005087 DE602004005087T2 (de) | 2003-01-29 | 2004-01-15 | Digitale Basisband-Modulationsvorrichtung und -Demodulationsvorrichtung |
| CNB2004100027299A CN100490432C (zh) | 2003-01-29 | 2004-01-19 | 数字基带调制设备和解调设备 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003019986A JP4152205B2 (ja) | 2003-01-29 | 2003-01-29 | ディジタルベースバンド変／復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004235803A JP2004235803A (ja) | 2004-08-19 |
| JP4152205B2 true JP4152205B2 (ja) | 2008-09-17 |
Family
ID=32652864
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003019986A Expired - Fee Related JP4152205B2 (ja) | 2003-01-29 | 2003-01-29 | ディジタルベースバンド変／復調装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7545884B2 (ja) |
| EP (2) | EP1443670B1 (ja) |
| JP (1) | JP4152205B2 (ja) |
| CN (1) | CN100490432C (ja) |
| DE (2) | DE602004005087T2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5312040B2 (ja) * | 2005-12-14 | 2013-10-09 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） | スペクトル拡散受信機において使用されるオンデマンド逆拡散処理 |
| CN1988523B (zh) * | 2005-12-21 | 2011-08-17 | 上海华虹集成电路有限责任公司 | 一种幅度调制信号解调方法及其电路 |
| US8059697B2 (en) | 2008-07-02 | 2011-11-15 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Reduced peak-to-RMS ratio multicode signal |
| US8873603B2 (en) | 2011-08-01 | 2014-10-28 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Method and apparatus for amplitude modulation of spread signal |
Family Cites Families (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2701178A1 (fr) * | 1993-02-03 | 1994-08-05 | Philips Electronique Lab | Système de communication par étalement de spectre à multiutilisateurs. |
| JP3311950B2 (ja) * | 1996-12-19 | 2002-08-05 | 富士通株式会社 | 符号多重無線装置 |
| JP3311951B2 (ja) * | 1996-12-20 | 2002-08-05 | 富士通株式会社 | 符号多重送信装置 |
| US6266320B1 (en) * | 1998-04-08 | 2001-07-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Amplitude limitation in CDMA system |
| JPH11331140A (ja) * | 1998-05-15 | 1999-11-30 | Nec Eng Ltd | フレーム同期回路 |
| JP3031346B2 (ja) * | 1998-08-19 | 2000-04-10 | 日本電気株式会社 | Ｃｄｍａ基地局送信装置およびｃｄｍａ基地局送信装置におけるシリアル信号送信方法 |
| JP3362009B2 (ja) | 1999-03-01 | 2003-01-07 | シャープ株式会社 | スペクトル拡散通信装置 |
| JP4224168B2 (ja) * | 1999-04-23 | 2009-02-12 | パナソニック株式会社 | 基地局装置及びピーク電力抑圧方法 |
| DE20023280U1 (de) * | 1999-07-06 | 2003-07-17 | Samsung Electronics Co., Ltd., Suwon, Kyungki | Gerät zum Codieren/Decodieren des Transport-Format-Combination-Indicator in einem CDMA-Mobilkommunikationssystem |
| DE69943028D1 (de) * | 1999-09-14 | 2011-01-20 | Fujitsu Ltd | CDMA-Empfänger |
| US6535562B1 (en) * | 1999-11-30 | 2003-03-18 | Qualcomm Inc. | Method and apparatus for rotating the phase of a complex signal |
| US6421397B1 (en) * | 2000-01-28 | 2002-07-16 | Alcatel Canada Inc. | Modulation system having on-line IQ calibration |
| US7170952B2 (en) * | 2001-07-02 | 2007-01-30 | Powerwave Technologies, Inc. | System and method for post filtering peak power reduction in communications systems |
| KR100547843B1 (ko) * | 2001-07-13 | 2006-02-01 | 삼성전자주식회사 | 이동통신 시스템의 송신전력 제어장치 및 방법 |
-
2003
- 2003-01-29 JP JP2003019986A patent/JP4152205B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-01-14 US US10/757,083 patent/US7545884B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2004-01-15 DE DE200460005087 patent/DE602004005087T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2004-01-15 DE DE200460016053 patent/DE602004016053D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2004-01-15 EP EP20040000697 patent/EP1443670B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2004-01-15 EP EP20060023540 patent/EP1755232B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2004-01-19 CN CNB2004100027299A patent/CN100490432C/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20040146090A1 (en) | 2004-07-29 |
| EP1443670A2 (en) | 2004-08-04 |
| EP1755232B1 (en) | 2008-08-20 |
| CN1520117A (zh) | 2004-08-11 |
| EP1755232A1 (en) | 2007-02-21 |
| JP2004235803A (ja) | 2004-08-19 |
| EP1443670B1 (en) | 2007-03-07 |
| DE602004005087D1 (de) | 2007-04-19 |
| DE602004016053D1 (de) | 2008-10-02 |
| DE602004005087T2 (de) | 2007-11-08 |
| CN100490432C (zh) | 2009-05-20 |
| US7545884B2 (en) | 2009-06-09 |
| EP1443670A3 (en) | 2004-10-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060123 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20080104 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080205 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080324 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20080624 |
|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20080701 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110711 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110711 Year of fee payment: 3 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120711 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120711 Year of fee payment: 4 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130711 Year of fee payment: 5 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |