JP4250329B2

JP4250329B2 - Power supply

Info

Publication number: JP4250329B2
Application number: JP2000387105A
Authority: JP
Inventors: 浩忠吉良
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2000-12-20
Filing date: 2000-12-20
Publication date: 2009-04-08
Anticipated expiration: 2020-12-20
Also published as: JP2002191174A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータで成る電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電車線を入力とする車両用補助電源装置は、図１０に示す構成である。この従来の電源装置はフルブリッジ回路のＤＣ／ＤＣコンバータ回路で、パンタグラフ１、入力回路２、スイッチングデバイスＳＡ，ＳＢとこれらにパラレルに接続されたダイオードから構成される第１アーム３、同様にスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤとこれらにパラレルに接続されたダイオードから構成される第２アームとを備えたフルブリッジ構成のインバータ回路３０、このインバータ回路３０の２出力線に１次巻線が接続された絶縁トランス９、フルブリッジに接続された４つのダイオードから構成され、絶縁トランス９の２次巻線に接続された整流回路１０、この整流回路１０にシリアルに接続されたフィルタリアクトル１１、整流回路１０とフィルタリアクトル１１とにパラレルに接続されたフィルタコンデンサ１２、そしてスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤをスイッチング制御する制御部２０を備えている。
【０００３】
この制御部２０は、フィルタコンデンサ１２の両端電圧を検出する第１の電圧検出器１３の電圧検出信号（VD1）１４と入力回路２からの入力電圧検出信号（VD3）とに基づきインバータ回路３０のスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤそれぞれを制御信号Ａ〜Ｄそれぞれによりスイッチング制御することにより、所定の電圧の直流電力を出力させるものである。
【０００４】
この従来の電源装置では、インバータ回路３０のスイッチングデバイスと整流回路１０にスナバ回路５を接続し、制御部２０によりスイッチングデバイスそれぞれをハードスイッチング（電圧と電流を遮断する）していた。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところが、このような従来の電源装置では、インバータ回路内のスイッチングデバイスと整流回路内のダイオードとをハードスイッチングしていたため、スイッチングデバイスとダイオードの特性により、オフ時には、電圧上昇時の電圧面積×電流降下時の面積、およびオン時には、電圧下降時の電圧面積×電流上昇時の面積各々の周波数倍の損失を発生させる。また、ハードスイッチング時にはスナバ回路が必要であり、スナバ回路からも損失を発生させる。加えて、従来の電源装置では、スイッチング周波数が低い場合には特に変換効率を悪化させることはないが、絶縁トランスやフィルタリアクトルの小型化を目的にして高周波スイッチングを行わせようとすると周波数倍の損失増加となり、変換効率が低下し、無駄な電力の消費を発生させる。このため、従来の電源装置は、スイッチングデバイスによるスイッチング損失が大きく、電力変換効率が十分ではない問題点があった。
【０００６】
本発明は、このような従来の問題点に鑑みてなされたもので、スイッチングデバイスによるスイッチング損失を低減して変換効率を改善できる電源装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明の電源装置は、直流−交流変換する、フルブリッジに接続された４つのスイッチングデバイスから構成されるインバータ回路と、前記インバータ回路内のシリアルに接続された第１アームのスイッチングデバイス２つ各々にパラレルに接続されたスナバコンデンサと、前記インバータ回路内のシリアルに接続された第２アームのスイッチングデバイス２つ各々とシリアルに接続された補助リアクトルと、前記インバータ回路の２出力線に１次巻線が接続された絶縁トランスと、フルブリッジに接続された４つのダイオードから構成され、前記絶縁トランスの２次巻線に接続された整流回路と、前記整流回路にシリアルに接続されたフィルタリアクトルと、前記整流回路とフィルタリアクトルとにパラレルに接続されたフィルタコンデンサと、前記フィルタコンデンサの電圧を検出する第１の電圧検出器と、前記インバータ回路の出力電流を検出する電流検出器と、前記インバータ回路の２出力線間の電圧を検出する第２の電圧検出器と、前記インバータ回路の２出力線間に接続された共振リアクトルと、前記共振リアクトルの接続点と前記絶縁トランスの１次巻線との間にシリアルに接続された共振コンデンサと、前記第１の電圧検出器の出力する前記フィルタコンデンサの電圧検出信号によって２次電圧を一定に制御するために前記スイッチングデバイスの通流率を制御し、前記第２の電圧検出器の電圧検出信号と前記電流検出器の電流検出信号によって、前記第１のアームの２つのスイッチングデバイスそれぞれをオンさせるタイミングを前記第２の電圧検出器の検出電圧がゼロになったタイミングとし、前記第２のアームの２つのスイッチングデバイスそれぞれをオフさせるタイミングを前記電流検出器の検出電流がゼロとなるか逆方向に流れるタイミングとするようにスイッチング制御信号を出力する制御部とを備えたものである。
【０００８】
請求項２の発明は、請求項１の電源装置において、前記共振コンデンサを前記絶縁トランスの２次巻線と整流回路との間に設けたことを特徴とするものである。
【０００９】
請求項３の発明は、請求項１の電源装置において、前記共振リアクトルを前記絶縁トランスの２次巻線間に設けたことを特徴とするものである。
【００１０】
請求項４の発明は、請求項１の電源装置において、前記補助リアクトルを１つにして前記第２アームのスイッチングデバイスの中間点に接続し、当該補助リアクトルの中間点を前記共振リアクトルの片側と共振コンデンサの片側とに接続したことを特徴とするものである。
【００１１】
請求項５の発明は、請求項１の電源装置において、前記絶縁トランスの２次巻線に中間タップを設け、前記整流回路をダイオード２つで構成されるハーフブリッジ回路にしたことを特徴とするものである。
【００１２】
請求項１〜５の発明の電源装置では、制御部が第１および第２の電圧検出器と電流検出器によってスイッチングデバイスに印加される電圧と流れる電流を検出して、ゼロ電圧またはゼロ電流状態の時にスイッチング動作するように制御することにより、スイッチング損失をほぼゼロにする。また絶縁トランスの２次側の整流回路のダイオードに関しても、共振動作を利用することによってゼロ電圧スイッチングするようにし、スイッチング損失を発生させない。また制御部は、出力電圧を一定とするために、スイッチングデバイスの通流率を同時に制御する。
【００１３】
つまり、
（１）第１アームのスイッチングデバイスがオフする場合には、スナバコンデンサに遮断電流を分流し、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００１４】
（２）また第１アームのスイッチングデバイスがオンする場合には、パラレルに接続されたダイオードがオンしているため、このスイッチングデバイスの印加電圧がゼロの状態になっており、結果的にゼロ電圧スイッチングとなる。
【００１５】
（３）他方、第２アームのスイッチングデバイスがオフする場合には、第１アームのスイッチングデバイスがオフした後、電流は共振コンデンサと絶縁トランス内漏れインダクタンス、２次側フィルタリアクトルがシリアル共振を行い、徐々に減衰する。そこで、各電圧検出器と電流検出器とによって、電流がゼロもしくは逆方向に流れるようになったことを検出してオフ制御することにより、ゼロ電流スイッチングを行う。
【００１６】
またこのとき、電流は共振して徐々に減衰し、流れる方向を逆転して流れ、この結果、絶縁トランスの２次側の整流回路の各ダイオードの分担電流も電流の流れる量が上昇するに従って電流量が入れ替わり、負荷側に流れる電流と同値まで上昇すると、オフする側のダイオードは電流がすべて流れ出したダイオードのＶｆ電圧でオフする。このため、オフするダイオードはほぼゼロ電圧によってオフ状態に移行し、ゼロ電圧スイッチングを行う。
【００１７】
（４）さらに、第２アームのスイッチングデバイスがオンする場合には、スイッチングデバイスとシリアルに接続された補助インダクタンスにより、電流の立ち上がり時間が電圧立下り時間に比較して遅くなるため、ゼロ電流スイッチングとなる。
【００１８】
以上のようにしてインバータ回路の各スイッチングデバイスをオンまたはオフ制御することによってスイッチング損失をほぼゼロにし、また絶縁トランスの２次側の整流回路のダイオードに関しても、共振動作を利用することによってゼロ電圧スイッチングするようにし、スイッチング損失を発生させないようにするのである。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図に基づいて詳説する。図１は本発明の第１の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図である。この実施の形態の車両用電源装置は、架線の高圧直流電力を集電するパンタグラフ１、図２に示す回路構成の保護・遮断機能を備えた入力回路２、直流−交流変換する、フルブリッジに接続された４つのスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤから構成されるインバータ回路３０、インバータ回路３０の２出力線に１次巻線が接続された絶縁トランス９、フルブリッジに接続された４つのダイオードから構成され、絶縁トランス９の２次巻線に接続された整流回路１０、そしてインバータ回路３０のスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤを制御信号Ａ〜Ｄにより制御する制御部２０を備えており、整流回路１０の出力に負荷１３が接続される。
【００２０】
加えて、インバータ回路３０内のシリアルに接続された第１アーム３の２つのスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢ各々に、スナバコンデンサ５がパラレルに接続され、同じくインバータ回路３０内のシリアルに接続された第２アーム４の２つのスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤ各々とシリアルに補助リアクトル６が接続されている。また、インバータ回路３０の２出力線間に共振リアクトル７が接続され、この共振リアクトル７の接続点と絶縁トランス９の１次巻線との間に共振コンデンサ８がシリアルに接続されている。
【００２１】
さらに、整流回路１０の出力側にフィルタリアクトル１１がシリアルに接続され、この整流回路１０とフィルタリアクトル１１とにパラレルにフィルタコンデンサ１２が接続されている。
【００２２】
フィルタコンデンサ１２の電圧を検出するために第１の電圧検出器１３が、インバータ回路３０の２出力線間の電圧を検出するために第２の電圧検出器１５が、そしてインバータ回路３０の出力電流を検出するために電流検出器１７がそれぞれ備えられている。
【００２３】
制御部２０は、第１の電圧検出器１３の出力するフィルタコンデンサ１２の電圧検出信号１４によって２次電圧を一定に制御するためにスイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤの通流率を制御し、第２の電圧検出器１５の電圧検出信号１６と電流検出器１７の電流検出信号１８によって、スイッチングデバイスＳＡ〜ＳＤがゼロ電流もしくはゼロ電圧スイッチングするようにスイッチング制御信号Ａ〜Ｄを出力する。
【００２４】
図２は図１における入力回路２の回路ブロック図である。この入力回路２は、保護遮断を行うための電磁接触器２０１、交流成分を抑制するための直流リアクトル２０２、サージ電流保護のためにダイオード２０３及び抵抗器２０５、これらのダイオード２０３と抵抗器２０５とにパラレルに設けられたサイリスタ２０４、電圧保持のための直流コンデンサ２０６から構成されている。そして直流コンデンサ２０６の両端電圧を検出するための第３の電圧検出器２０７が設けられ、この電圧検出器２０７の第３の電圧検出信号（ＶＤ３）１９を制御部２０に入力するようにしてある。
【００２５】
絶縁トランス９の内部漏れインダクタンスの等価回路が図３に示してあり、絶縁トランス２１と漏れインダクタンス２２によって表わされる。
【００２６】
次に、上記構成の第１の実施の形態の車両用電源装置の動作について、図１〜図４を用いて説明する。なお、図４は、主回路動作時の各部の電圧・電流波形と各スイッチングデバイスのオン・オフタイミンクを示している。
【００２７】
いま、第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡと第２アームのスイッチングデバイスＳＤがオンして２次側負荷１３に電力を供給している状態から、制御部２０が信号Ａにより、まずスイッチングデバイスＳＡをオフする。
【００２８】
スイッチングデバイスＳＡがオフすると、スイッチングデバイスＳＡに流れていた電流がこれにパラレルに接続されているロスレススナバコンデンサ５に分流し、充電動作を開始する。これと同時に、スイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているロスレススナバコンデンサ５は放電動作になる。
【００２９】
第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡがオフする時に電流をロスレススナバコンデンサ５に分流するため、電流は遮断されず、よってゼロ電流スイッチングとなり、スイッチング損失はゼロである。
【００３０】
ロスレススナバコンデンサ５の充放電動作が完全に完了すると、絶縁トランス９内の漏れインダクタンス２２と共振リアクトル７とによって電流が流れ続け、スイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているダイオードに流れ始める。この状態を制御部２０は、第２の電圧検出器１５の電圧検出信号１６がゼロになったことから検知する。
【００３１】
第１アーム３のスイッチングデバイスＳＢに印加される電圧は、スイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているダイオードがオンしていてゼロ電圧になっているので、制御部２０は信号ＢによってスイッチングデバイスＳＢをオンさせる。これにより、スイッチングデバイスＳＢはゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失はゼロである。
【００３２】
次に、共振リアクトル７によってスイッチングデバイスＳＢにパラレルに接続されているダイオードとスイッチングデバイスＳＤとに流れていた還流電流は、共振コンデンサ８と共振リアクトル７の共振現象により徐々に減衰し、ゼロ電流となった後に逆方向に流れ始める。このとき電流は、スイッチングデバイスＳＢと、スイッチングデバイスＳＤにパラレルに接続されているダイオードとに流れ始める。
【００３３】
制御部２０は還流電流がゼロになったことを電流検出器１７にて検出し、スイッチングデバイスＳＤに流れる電流がゼロになったタイミングで、信号ＤによりスイッチングデバイスＳＤをオフする。これにより、スイッチングデバイスＳＤはゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングとなり、通常のスナバ回路を設けることなくオフが可能で、スイッチング損失はゼロとなる。
【００３４】
また、還流電流が徐々に減少し、流れる方向が逆転して、２次側を流れている電流値まで増加する。還流電流が２次側を流れている電流と同値になった時点で、整流回路１０内のダイオード中対角上に接続された２つ（スイッチングデバイスＳＡとＳＤがオンしていたとき２次側に電力を供給させていたダイオード）がオフする。このときオフするダイオードへの電圧の印加が、全電流が流れ始めた逆対角上２つのダイオードのＶｆ電圧で行われるため、ほぼ電圧ゼロの状態と同じ状態でオフ状態に移行する。
【００３５】
このため、２次側整流回路１０の整流ダイオードに関してもゼロ電圧スイッチングとなり、スイッチング損失はゼロとなる。また従来のハードスイッチング時にはダイオードのリカバリー（オン状態→オフ状態に移行するタイミング）において、電流の急激な遮断からサージ電圧を発生させるため、サージ電圧抑制のためスナバ回路やシリアルに接続される過飽和リアクトルなどのサージ電圧抑制回路を必要としていたが、本実施の形態の場合には、ゼロ電圧スイッチングのためサージ電圧抑制回路が不要であり、サージ電圧抑制回路から発生する損失も無くなる。
【００３６】
第２アームのスイッチングデバイスＳＤがオフした後に、制御部２０は信号Ｃにより、スイッチングデバイスＳＣをオンする。スイッチングデバイスＳＣをオンすると、第１アームのスイッチングデバイスＳＢと共に２次側に電力を供給するモードとなる。スイッチングデバイスＳＣがオンする時、スイッチングデバイスＳＣに流れる負荷電流は、補助リアクトル６によって立ち上がり時間が抑制されるので、スイッチングデバイスＳＣに印加する電圧がゼロ電圧になる時間に対して流れ始める時間が遅れ、スイッチング損失が抑制された状態でオン状態に移行する。よって、スイッチングデバイスＳＣはゼロ電流スイッチングとなる。
【００３７】
以降は、最初のスイッチングモードに戻って、スイッチングデバイスＳＡ→ＳＢ，ＳＢ→ＳＡ，ＳＣ→ＳＤ，ＳＤ→ＳＣに置き換えた状態でスイッチングを繰り返し、絶縁トランス９の２次側に対して矩形波電圧を出力し、電力を供給することができる。
【００３８】
前述のように、インバータ回路３０内の４つのスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢ，ＳＣ，ＳＤはすべてゼロ電流もしくはゼロ電圧によるスイッチングを繰り返すため、スイッチング損失をほぼゼロでスイッチングを行い、装置の変換効率を改善することができる。
【００３９】
次に、出力電圧を一定にする制御とゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングする制御内容について説明する。前述のロスレススナバコンデンサ５のスイッチングデバイスＳＡもしくはＳＢのオフ時における充放電動作の時間は、負荷電流を分流することによって行うため、負荷１３への電力供給量が変化するとその時間も変化する。つまり、負荷１３への電力供給量が多いと電流が多くなり、充放電時間は短く、負荷１３への電力供給量が少ないと電流が少なくなり、充放電時間は長くなる。
【００４０】
また、第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢそれぞれがオンした後、第２アーム４のスイッチングデバイスＳＤ，ＳＣそれぞれがオフするまでの時間は、共振コンデンサ８による電流減衰時間によって左右される。
【００４１】
このため、各素子をゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングさせるには、前述したようにスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢをオンさせるタイミングを、第２の電圧検出器１５によってデバイス印加電圧ＶＤ２がゼロになったタイミングとし、スイッチングデバイスＳＣ，ＳＤをオフさせるタイミングを、電流検出器１７によってデバイスの電流がゼロとなるか逆方向に流れるタイミングとしなければならない。
【００４２】
このため、制御部２０は、以下に説明する制御例によって、前述のゼロ電流、ゼロ電圧スイッチングに必要な条件を満たしながら、各スイッチングデバイスにオン、オフ信号を出力して出力電圧を一定になるように制御する。
【００４３】
以下にその制御の一例を、図５の制御部２０の制御ブロック図を参照して説明する。なお、負荷１３の変動が少ない場合や、入力電圧の変動が少ない場合には、前述のスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢのオンタイミング、スイッチングデバイスＳＣ，ＳＤのオフタイミングの変動が少ないため、さらに簡易的な制御を用いることもできる。
【００４４】
入力回路２内の第３の電圧検出器２０７が検出する電圧検出信号１９による入力フィルタコンデンサ電圧VD3と、絶縁トランス９の変圧比Ｋと、定格出力電圧Voutからスイッチングデバイスの制御基準値（スイッチングデバイスのオン時間／１周期の時間）αrを、次の数１式により求める。
【００４５】
【数１】

ここで、Vrinは、定格入力フィルタコンデンサ電圧である。
【００４６】
出力基準電圧Voutと第１の電圧検出器１３からの電圧検出信号１４による負荷電圧VD1との差分を求め、この差分に対して比例・積分演算された補正値を、上述の制御基準値αrに加算することによって制御電圧αcntを求める。ただし、Gpは比例ゲイン、Giは積分ゲインである。
【００４７】
【数２】

この制御電圧αcntを、それぞれ１つ置きにのこぎり歯波形が抜けた、１８０度位相のずれた２つの基準のこぎり歯波形１０１，１０２と比較して、各々スイッチングデバイスＳＤがオンしてからスイッチングデバイスＳＡがオフし、スイッチングデバイスＳＣがオンしてからスイッチングデバイスＳＢがオフするまでの時間をＰＷＭ波PwmA，PwmBとして演算する。なお、１０３は三角波発振器である。
【００４８】
それぞれのＰＷＭ波PwmA，PwmBが“Ｈ”のときにスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢはオンした状態であり、“Ｌ”に反転したときにオフする。
【００４９】
また第１アーム３のスイッチングデバイスＳＡ，ＳＢそれぞれがオンするタイミングと第２アーム４のスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤそれぞれがオンするタイミングとは、それぞれ第２の電圧検出器１５の電圧検出信号１６による電圧値VD2と電流検出器１７の電流検出信号１８による電流値CT1によってインターロックを掛けて適当なタイミングにオフ、オンする。
【００５０】
以上の制御によって、負荷１３への電力供給量が少なく、ロスレススナバコンデンサ５の充放電時間が長い場合や、スイッチングデバイスＳＡ，ＳＢがオンした後、それぞれスイッチングデバイスＳＤ，ＳＣがオフするまでの時間が共振コンデンサ８の電流減衰時間より長くなる場合においても、スイッチングタイミングを変化させてゼロ電圧、ゼロ電流スイッチングを行い、出力電圧を一定にすることができる。
【００５１】
次に、本発明の第２の実施の形態の車両用電源装置について、図６に基づいて説明する。第２の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対して、共振コンデンサ８を絶縁トランス９の２次側に接続したことを特徴とする。その他の回路要素は、第１の実施の形態と共通である。
【００５２】
この第２の実施の形態の場合、絶縁トランス９の２次側は対接地電圧が一般的に低いため、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、使用する共振コンデンサ８の絶縁耐圧を低くすることができる。
【００５３】
次に、本発明の第３の実施の形態の車両用電源装置について、図７に基づいて説明する。第３の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対して、共振リアクトル７と共振コンデンサ８を共に絶縁トランス９の２次側に接続したことを特徴とする。その他の回路要素は、第１の実施の形態と共通である。
【００５４】
この第３の実施の形態の場合にも、絶縁トランス９の２次側は対接地電圧が一般的に低いため、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、使用する共振リアクトル７と共振コンデンサ８の絶縁耐圧を低くすることができる。
【００５５】
次に、本発明の第４の実施の形態の車両用電源装置について、図８に基づいて説明する。第４の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態では２つの補助リアクトル６を用いていたものを１つにし、第２アーム４の２つのスイッチングデバイスＳＣ，ＳＤ間にシリアルに挿入したことを特徴とする。その他の回路要素は第１の実施の形態と共通である。
【００５６】
これにより、第４の実施の形態では、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、回路部品点数を減らすことができる。
【００５７】
次に、本発明の第５の実施の形態の車両用電源装置について、図９に基づいて説明する。第５の実施の形態は、図１に示した第１の実施の形態に対して、絶縁トランス９の２次側巻線に中間タップを設け、整流回路１０内のダイオードを２つにし、ハーフブリッジ回路構成としたことを特徴とする。その他の回路要素については第１の実施の形態と共通である。
【００５８】
これにより、第５の実施の形態によれば、第１の実施の形態と同様に従来の補助電源装置より変換効率を改善することができる上に、部品点数を減らすことができる。
【００５９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、インバータ回路の各スイッチングデバイスをゼロ電流、ゼロ電圧スイッチング制御することによってスイッチング損失をほぼゼロにし、また絶縁トランスの２次側の整流回路のダイオードに関しても、共振動作を利用することによってゼロ電圧スイッチングするようにしたので、スイッチング損失を発生させないようにすることができ、電力変換効率を改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図２】上記の実施の形態における入力回路の構成を示す回路ブロック図。
【図３】上記の実施の形態における絶縁トランスの漏れインダクタンスの等価回路図。
【図４】上記の実施の形態による各素子のスイッチング動作のタイミングチャート。
【図５】上記の実施の形態における制御部のブロック図。
【図６】本発明の第２の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図７】本発明の第３の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図８】本発明の第４の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図９】本発明の第５の実施の形態の車両用電源装置の回路ブロック図。
【図１０】従来例の車両用補助電源装置の回路ブロック図。
【符号の説明】
１パンタグラフ
２入力回路
３第１アーム
４第２アーム
５スナバコンデンサ
６補助リアクトル
７共振リアクトル
８共振コンデンサ
９絶縁トランス
１０整流回路
１１フィルタリアクトル
１２フィルタコンデンサ
１３第１の電圧検出器
１４電圧検出信号
１５第２の電圧検出器
１６電圧検出信号
１７電流検出器
１８電流検出信号
１９電圧検出信号
２０制御部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device including a DC / DC converter.
[0002]
[Prior art]
A conventional auxiliary power supply for a vehicle that uses a train line as an input has the configuration shown in FIG. This conventional power supply device is a DC / DC converter circuit of a full bridge circuit, a pantograph 1, an input circuit 2, switching devices SA and SB, and a first arm 3 composed of diodes connected in parallel thereto, similarly switched. Inverter circuit 30 having a full bridge configuration including devices SC and SD and a second arm composed of diodes connected in parallel thereto, and an insulation having a primary winding connected to two output lines of this inverter circuit 30 The transformer 9 is composed of four diodes connected to the full bridge, and the rectifier circuit 10 is connected to the secondary winding of the isolation transformer 9, the filter reactor 11 is serially connected to the rectifier circuit 10, the rectifier circuit 10, A filter capacitor 12 connected in parallel to the filter reactor 11, and The switch ring device SA~SD has a control unit 20 controlling switching.
[0003]
The control unit 20 detects the voltage of the inverter circuit 30 based on the voltage detection signal (VD1) 14 of the first voltage detector 13 that detects the voltage across the filter capacitor 12 and the input voltage detection signal (VD3) from the input circuit 2. The switching devices SA to SD are controlled by switching with the control signals A to D, respectively, to output DC power of a predetermined voltage.
[0004]
In this conventional power supply device, the snubber circuit 5 is connected to the switching device of the inverter circuit 30 and the rectifier circuit 10, and the switching device is hard-switched (cuts off voltage and current) by the control unit 20.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in such a conventional power supply device, the switching device in the inverter circuit and the diode in the rectifier circuit are hard-switched. When the voltage drops, and when it is turned on, a loss that is double the frequency of the voltage area at the time of voltage drop × the area at the time of current rise is generated. Further, a snubber circuit is required at the time of hard switching, and loss is also generated from the snubber circuit. In addition, in the conventional power supply device, the conversion efficiency is not particularly deteriorated when the switching frequency is low, but if the high frequency switching is performed for the purpose of downsizing the insulation transformer and the filter reactor, the frequency is doubled. Loss increases, conversion efficiency decreases, and wasteful power consumption occurs. For this reason, the conventional power supply apparatus has a problem that the switching loss due to the switching device is large and the power conversion efficiency is not sufficient.
[0006]
The present invention has been made in view of such conventional problems, and an object of the present invention is to provide a power supply apparatus that can reduce switching loss due to a switching device and improve conversion efficiency.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The power supply apparatus according to the first aspect of the present invention is an inverter circuit composed of four switching devices connected to a full bridge for DC-AC conversion, and a serially connected first arm switching device in the inverter circuit. A snubber capacitor connected in parallel to each of the two, a switching device of each of the second arm connected in series in the inverter circuit, an auxiliary reactor connected in series, and two output lines of the inverter circuit An isolation transformer connected to the primary winding and four diodes connected to the full bridge, and a rectifier circuit connected to the secondary winding of the isolation transformer and serially connected to the rectification circuit A filter reactor, and a filter connected in parallel to the rectifier circuit and the filter reactor A capacitor, a first voltage detector for detecting the voltage of the filter capacitor, a current detector for detecting an output current of the inverter circuit, and a second voltage for detecting a voltage between two output lines of the inverter circuit. A detector, a resonant reactor connected between two output lines of the inverter circuit, a resonant capacitor connected serially between a connection point of the resonant reactor and a primary winding of the insulation transformer, The conduction rate of the switching device is controlled in order to control the secondary voltage to be constant according to the voltage detection signal of the filter capacitor output from the voltage detector of one, and the voltage detection signal of the second voltage detector and the by the current detection signal of the current detector, the first and the second voltage detector two timing for turning on the respective switching devices of the arm And the timing at which the detection voltage becomes zero, the second switching control signal so that two detection current of the current detector to the timing for turning off the respective switching devices of the arms is a timing flow in the opposite direction or is zero And a control unit that outputs.
[0008]
According to a second aspect of the present invention, in the power supply device of the first aspect, the resonant capacitor is provided between a secondary winding of the insulating transformer and a rectifier circuit.
[0009]
According to a third aspect of the present invention, in the power supply device of the first aspect, the resonance reactor is provided between the secondary windings of the insulating transformer.
[0010]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the power supply device according to the first aspect, wherein the auxiliary reactor is connected to an intermediate point of the switching device of the second arm, and the intermediate point of the auxiliary reactor is connected to one side of the resonant reactor. The resonance capacitor is connected to one side of the resonance capacitor.
[0011]
According to a fifth aspect of the present invention, in the power supply device of the first aspect, an intermediate tap is provided in the secondary winding of the isolation transformer, and the rectifier circuit is a half bridge circuit composed of two diodes. Is.
[0012]
In the power supply device according to the first to fifth aspects of the present invention, the control unit detects the voltage applied to the switching device and the flowing current by the first and second voltage detectors and the current detector, and the zero voltage or the zero current state is detected. By controlling so that the switching operation is performed at the time, the switching loss is almost zero. Also, with respect to the diode of the rectifier circuit on the secondary side of the isolation transformer, zero voltage switching is performed by utilizing the resonance operation, and no switching loss is generated. Further, the control unit simultaneously controls the conduction rate of the switching device in order to keep the output voltage constant.
[0013]
That means
(1) When the switching device of the first arm is turned off, a cutoff current is shunted to the snubber capacitor, and zero current switching is performed.
[0014]
(2) When the switching device of the first arm is turned on, since the diode connected in parallel is turned on, the applied voltage of the switching device is in the zero state, resulting in a zero voltage. It becomes switching.
[0015]
(3) On the other hand, when the switching device of the second arm is turned off, after the switching device of the first arm is turned off, the current undergoes serial resonance between the resonance capacitor and the leakage inductance in the isolation transformer, and the secondary filter reactor. Attenuate gradually. Therefore, zero current switching is performed by detecting that the current has flowed to zero or in the reverse direction by each voltage detector and the current detector, and performing off control.
[0016]
At this time, the current resonates and gradually attenuates, and flows in the reverse direction. As a result, the current shared by each diode of the rectifier circuit on the secondary side of the isolation transformer also increases as the amount of current flowing increases. When the amount is switched and rises to the same value as the current flowing in the load side, the diode on the off side is turned off at the Vf voltage of the diode from which all the current has flowed out. For this reason, the diode to be turned off is shifted to the off state by substantially zero voltage, and zero voltage switching is performed.
[0017]
(4) Furthermore, when the switching device of the second arm is turned on, the current rise time is delayed compared to the voltage fall time due to the auxiliary inductance connected in series with the switching device, so that zero current switching is performed. It becomes.
[0018]
As described above, the switching loss is made almost zero by controlling each switching device of the inverter circuit to be on or off, and the zero voltage is also obtained by utilizing the resonance operation for the diode of the rectifier circuit on the secondary side of the isolation transformer. Switching is performed so that no switching loss occurs.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a circuit block diagram of a vehicle power supply device according to a first embodiment of the present invention. The vehicle power supply device of this embodiment includes a pantograph 1 that collects high-voltage direct current power of an overhead wire, an input circuit 2 that has a protection / shut-off function of the circuit configuration shown in FIG. 2, and a full-bridge that performs DC-AC conversion. An inverter circuit 30 composed of four connected switching devices SA, SB, SC, SD, an insulating transformer 9 in which a primary winding is connected to two output lines of the inverter circuit 30, and four connected to a full bridge A rectifier circuit 10 including a diode and connected to the secondary winding of the isolation transformer 9 and a control unit 20 that controls the switching devices SA to SD of the inverter circuit 30 with control signals A to D are provided. A load 13 is connected to 10 outputs.
[0020]
In addition, a snubber capacitor 5 is connected in parallel to each of the two switching devices SA and SB of the first arm 3 connected in series in the inverter circuit 30, and the second connected in serial in the inverter circuit 30. An auxiliary reactor 6 is connected in series with each of the two switching devices SC and SD of the arm 4. A resonant reactor 7 is connected between the two output lines of the inverter circuit 30, and a resonant capacitor 8 is serially connected between the connection point of the resonant reactor 7 and the primary winding of the insulating transformer 9.
[0021]
Further, a filter reactor 11 is serially connected to the output side of the rectifier circuit 10, and a filter capacitor 12 is connected to the rectifier circuit 10 and the filter reactor 11 in parallel.
[0022]
The first voltage detector 13 detects the voltage of the filter capacitor 12, the second voltage detector 15 detects the voltage between the two output lines of the inverter circuit 30, and the output current of the inverter circuit 30. Current detectors 17 are provided respectively for detecting.
[0023]
The control unit 20 controls the conduction rate of the switching devices SA to SD in order to control the secondary voltage constant by the voltage detection signal 14 of the filter capacitor 12 output from the first voltage detector 13, Switching control signals A to D are output so that the switching devices SA to SD perform zero current or zero voltage switching based on the voltage detection signal 16 of the voltage detector 15 and the current detection signal 18 of the current detector 17.
[0024]
FIG. 2 is a circuit block diagram of the input circuit 2 in FIG. The input circuit 2 includes an electromagnetic contactor 201 for performing protection interruption, a DC reactor 202 for suppressing an AC component, a diode 203 and a resistor 205 for surge current protection, and the diode 203 and the resistor 205. The thyristor 204 is provided in parallel with the DC capacitor 206 for holding the voltage. A third voltage detector 207 for detecting the voltage across the DC capacitor 206 is provided, and the third voltage detection signal (VD3) 19 of the voltage detector 207 is input to the control unit 20. .
[0025]
An equivalent circuit of the internal leakage inductance of the insulation transformer 9 is shown in FIG. 3 and is represented by the insulation transformer 21 and the leakage inductance 22.
[0026]
Next, the operation of the vehicle power supply device according to the first embodiment having the above-described configuration will be described with reference to FIGS. FIG. 4 shows the voltage / current waveforms of each part and the on / off timing of each switching device during main circuit operation.
[0027]
Now, from the state where the switching device SA of the first arm 3 and the switching device SD of the second arm are turned on to supply power to the secondary load 13, the control unit 20 first selects the switching device SA by the signal A. Turn off.
[0028]
When the switching device SA is turned off, the current flowing in the switching device SA is shunted to the lossless snubber capacitor 5 connected in parallel thereto, and the charging operation is started. At the same time, the lossless snubber capacitor 5 connected in parallel to the switching device SB is discharged.
[0029]
Since the current is shunted to the lossless snubber capacitor 5 when the switching device SA of the first arm 3 is turned off, the current is not cut off, so that zero current switching is performed and the switching loss is zero.
[0030]
When the charge / discharge operation of the lossless snubber capacitor 5 is completely completed, a current continues to flow due to the leakage inductance 22 in the isolation transformer 9 and the resonant reactor 7, and starts to flow in the diode connected in parallel to the switching device SB. The control unit 20 detects this state because the voltage detection signal 16 of the second voltage detector 15 has become zero.
[0031]
The voltage applied to the switching device SB of the first arm 3 is zero because the diode connected in parallel to the switching device SB is turned on, and the control unit 20 uses the signal B to switch the switching device SB. Turn it on. Thereby, the switching device SB becomes zero voltage switching, and the switching loss is zero.
[0032]
Next, the return current flowing in the diode connected in parallel to the switching device SB by the resonant reactor 7 and the switching device SD is gradually attenuated by the resonance phenomenon of the resonant capacitor 8 and the resonant reactor 7, and becomes zero current. It starts to flow in the reverse direction after becoming At this time, current starts to flow through the switching device SB and the diode connected in parallel to the switching device SD.
[0033]
The control unit 20 detects that the return current has become zero by the current detector 17 and turns off the switching device SD by the signal D at the timing when the current flowing through the switching device SD becomes zero. Thereby, the switching device SD becomes zero voltage and zero current switching, and can be turned off without providing a normal snubber circuit, and the switching loss becomes zero.
[0034]
Further, the return current gradually decreases, the flow direction reverses, and increases to the current value flowing on the secondary side. When the return current becomes equal to the current flowing through the secondary side, the two diodes in the rectifier circuit 10 that are connected diagonally on the diagonal side (the secondary side when the switching devices SA and SD are on) The diode that was supplying power to the Since the voltage is applied to the diodes that are turned off at this time with the Vf voltages of the two diodes on the opposite diagonals where all currents have started to flow, the state shifts to the off state in substantially the same state as the zero voltage state.
[0035]
For this reason, zero voltage switching is also performed for the rectifier diode of the secondary side rectifier circuit 10, and the switching loss is zero. Also, in conventional hard switching, a surge voltage is generated from the sudden interruption of the current during the recovery of the diode (the timing of transition from the on state to the off state), so a supersaturated reactor connected to a snubber circuit or serial to suppress the surge voltage However, in the case of this embodiment, the surge voltage suppression circuit is unnecessary because of zero voltage switching, and the loss generated from the surge voltage suppression circuit is eliminated.
[0036]
After the switching device SD of the second arm is turned off, the control unit 20 turns on the switching device SC by a signal C. When the switching device SC is turned on, power is supplied to the secondary side together with the switching device SB of the first arm. When the switching device SC is turned on, the rise time of the load current flowing through the switching device SC is suppressed by the auxiliary reactor 6, so that the time when the voltage applied to the switching device SC starts to flow is delayed with respect to the time when the voltage is zero. In the state where the switching loss is suppressed, the state shifts to the on state. Therefore, the switching device SC is zero current switching.
[0037]
Thereafter, returning to the first switching mode, switching is repeated with the switching devices SA → SB, SB → SA, SC → SD, SD → SC, and the rectangular wave voltage is applied to the secondary side of the isolation transformer 9. Can be supplied and power can be supplied.
[0038]
As described above, all four switching devices SA, SB, SC, and SD in the inverter circuit 30 repeat switching at zero current or zero voltage, so switching is performed with almost zero switching loss, improving the conversion efficiency of the device. can do.
[0039]
Next, the control contents for making the output voltage constant and the control contents for zero voltage and zero current switching will be described. Since the charge / discharge operation time when the switching device SA or SB of the lossless snubber capacitor 5 is turned off is performed by diverting the load current, the time also changes when the power supply amount to the load 13 changes. That is, if the amount of power supplied to the load 13 is large, the current increases, and the charge / discharge time is short. If the amount of power supplied to the load 13 is small, the current decreases, and the charge / discharge time becomes long.
[0040]
Also, the time from when the switching devices SA and SB of the first arm 3 are turned on to when the switching devices SD and SC of the second arm 4 are turned off depends on the current decay time of the resonance capacitor 8.
[0041]
Therefore, in order to switch each element to zero voltage and zero current, as described above, the timing when the switching devices SA and SB are turned on is the timing when the device applied voltage VD2 becomes zero by the second voltage detector 15. The timing at which the switching devices SC and SD are turned off must be the timing at which the device current becomes zero or flows in the reverse direction by the current detector 17.
[0042]
Therefore, the control unit 20 outputs an on / off signal to each switching device and keeps the output voltage constant while satisfying the above-described conditions necessary for zero current and zero voltage switching according to the control example described below. To control.
[0043]
An example of the control will be described below with reference to a control block diagram of the control unit 20 in FIG. In addition, when the variation of the load 13 is small or when the variation of the input voltage is small, the variation in the on timing of the switching devices SA and SB and the off timing of the switching devices SC and SD is small. Control can also be used.
[0044]
The control reference value (switching device) of the switching device from the input filter capacitor voltage VD3 by the voltage detection signal 19 detected by the third voltage detector 207 in the input circuit 2, the transformation ratio K of the isolation transformer 9, and the rated output voltage Vout. (On-time / time of one cycle) αr is obtained by the following equation (1).
[0045]
[Expression 1]

Where Vrin is the rated input filter capacitor voltage.
[0046]
The difference between the output reference voltage Vout and the load voltage VD1 based on the voltage detection signal 14 from the first voltage detector 13 is obtained, and the correction value proportional to and integrated with respect to this difference is set as the control reference value αr. The control voltage αcnt is obtained by addition. Here, Gp is a proportional gain, and Gi is an integral gain.
[0047]
[Expression 2]

This control voltage αcnt is compared with two reference

sawtooth waveforms

101 and 102 that are 180 ° out of phase with each other sawtooth waveform, and switching device SA is turned on after each switching device SD is turned on. Is turned off, and the time from when the switching device SC is turned on to when the switching device SB is turned off is calculated as PWM waves PwmA and PwmB. Reference numeral 103 denotes a triangular wave oscillator.
[0048]
The switching devices SA and SB are turned on when the respective PWM waves PwmA and PwmB are “H”, and turned off when inverted to “L”.
[0049]
The timing at which the switching devices SA and SB of the first arm 3 are turned on and the timing at which the switching devices SC and SD of the second arm 4 are turned on are respectively voltages based on the voltage detection signal 16 of the second voltage detector 15. The value VD2 and the current value CT1 based on the current detection signal 18 of the current detector 17 are interlocked and turned off and on at an appropriate timing.
[0050]
With the above control, when the amount of power supplied to the load 13 is small and the charge / discharge time of the lossless snubber capacitor 5 is long, or after the switching devices SA and SB are turned on, the time until the switching devices SD and SC are turned off, respectively. Even when the current decay time is longer than the current decay time of the resonant capacitor 8, the switching timing can be changed to perform zero voltage and zero current switching, thereby making the output voltage constant.
[0051]
Next, a vehicle power supply device according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The second embodiment is characterized in that the resonant capacitor 8 is connected to the secondary side of the insulating transformer 9 with respect to the first embodiment shown in FIG. Other circuit elements are the same as those in the first embodiment.
[0052]
In the case of this second embodiment, the secondary side of the insulating transformer 9 has a generally low voltage to ground, so that the conversion efficiency can be improved over the conventional auxiliary power supply device as in the first embodiment. In addition, the withstand voltage of the resonant capacitor 8 to be used can be lowered.
[0053]
Next, a vehicle power supply device according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The third embodiment is characterized in that the resonant reactor 7 and the resonant capacitor 8 are both connected to the secondary side of the insulating transformer 9 with respect to the first embodiment shown in FIG. Other circuit elements are the same as those in the first embodiment.
[0054]
Also in the case of the third embodiment, the secondary side of the insulating transformer 9 generally has a low voltage to ground, so that the conversion efficiency is improved as compared with the conventional auxiliary power supply device as in the first embodiment. In addition, the withstand voltage of the resonant reactor 7 and the resonant capacitor 8 to be used can be lowered.
[0055]
Next, a vehicle power supply device according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. In the fourth embodiment, the two auxiliary reactors 6 used in the first embodiment shown in FIG. 1 are combined into one, and serially connected between the two switching devices SC and SD of the second arm 4. It is characterized by having been inserted into. Other circuit elements are the same as those in the first embodiment.
[0056]
Thereby, in the fourth embodiment, the conversion efficiency can be improved as compared with the conventional auxiliary power supply device as in the first embodiment, and the number of circuit components can be reduced.
[0057]
Next, a vehicle power supply device according to a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The fifth embodiment is different from the first embodiment shown in FIG. 1 in that an intermediate tap is provided on the secondary side winding of the insulating transformer 9, two diodes in the rectifier circuit 10 are provided, and half It is characterized by having a bridge circuit configuration. Other circuit elements are the same as those in the first embodiment.
[0058]
Thereby, according to the fifth embodiment, the conversion efficiency can be improved as compared with the conventional auxiliary power supply device, and the number of components can be reduced, as in the first embodiment.
[0059]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, each switching device of the inverter circuit is subjected to zero current and zero voltage switching control so that the switching loss is substantially zero, and the diode of the rectifier circuit on the secondary side of the isolation transformer is also resonant. Since the zero voltage switching is performed by utilizing the operation, it is possible to prevent the occurrence of switching loss and improve the power conversion efficiency.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit block diagram of a vehicle power supply device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a circuit block diagram showing a configuration of an input circuit in the above embodiment.
FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of leakage inductance of the insulation transformer in the embodiment.
FIG. 4 is a timing chart of the switching operation of each element according to the embodiment.
FIG. 5 is a block diagram of a control unit in the embodiment.
FIG. 6 is a circuit block diagram of a vehicle power supply device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit block diagram of a vehicle power supply device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a circuit block diagram of a vehicle power supply device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a circuit block diagram of a vehicle power supply device according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a circuit block diagram of a conventional auxiliary power supply device for a vehicle.
[Explanation of symbols]
1 Pantograph 2 Input Circuit 3 First Arm 4 Second Arm 5 Snubber Capacitor 6 Auxiliary Reactor 7 Resonant Reactor 8 Resonant Capacitor 9 Insulation Transformer 10 Rectifier Circuit 11 Filter Reactor 12 Filter Capacitor 13 First Voltage Detector 14 Voltage Detection Signal 15 First 2 voltage detector 16 voltage detection signal 17 current detector 18 current detection signal 19 voltage detection signal 20 control unit

Claims

An inverter circuit composed of four switching devices connected to a full bridge for DC-AC conversion;
A snubber capacitor connected in parallel to each of the two first arm switching devices connected in series in the inverter circuit;
An auxiliary reactor connected in series with each of the two switching devices of the second arm connected in series in the inverter circuit;
An isolation transformer having a primary winding connected to two output lines of the inverter circuit;
A rectifier circuit comprising four diodes connected to a full bridge and connected to the secondary winding of the isolation transformer;
A filter reactor serially connected to the rectifier circuit;
A filter capacitor connected in parallel to the rectifier circuit and the filter reactor;
A first voltage detector for detecting the voltage of the filter capacitor;
A current detector for detecting an output current of the inverter circuit;
A second voltage detector for detecting a voltage between the two output lines of the inverter circuit;
A resonant reactor connected between two output lines of the inverter circuit;
A resonant capacitor connected serially between a connection point of the resonant reactor and a primary winding of the isolation transformer;
The duty ratio of the switching device is controlled in order to control the secondary voltage constant by the voltage detection signal of the filter capacitor output from the first voltage detector, and the voltage detection signal of the second voltage detector And the timing at which each of the two switching devices of the first arm is turned on by the current detection signal of the current detector as the timing when the detection voltage of the second voltage detector becomes zero, and the second arm And a control unit that outputs a switching control signal so that the timing at which each of the two switching devices is turned off is the timing at which the detected current of the current detector becomes zero or flows in the reverse direction .

The power supply apparatus according to claim 1, wherein the resonance capacitor is provided between a secondary winding of the insulating transformer and a rectifier circuit.

The power supply apparatus according to claim 1, wherein the resonance reactor is provided between secondary windings of the insulating transformer.

The one auxiliary reactor is connected to an intermediate point of the switching device of the second arm, and the intermediate point of the auxiliary reactor is connected to one side of the resonant reactor and one side of the resonant capacitor. The power supply device according to 1.

The power supply device according to claim 1, wherein an intermediate tap is provided in a secondary winding of the isolation transformer, and the rectifier circuit is a half-bridge circuit including two diodes.