JP5107248B2 - 単一のベクトル信号解析装置による複数の直交周波数分割多重送信機の同時試験用の装置及び方法 - Google Patents

Description

本願は、２００５年９月２３日に出願された米国仮特許出願第６０／５９６４４４号の優先権主張を伴うものである。

本発明は、直交周波数分割多重(OFDM)送信機の試験に関し、特に、ベクトル信号解析装置(VSA)を使ったＯＦＤＭ送信機の試験に関する。

周知のように、多重入力、多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムは、通信リンクの信頼性及び信号容量を強化するために、複数の送信機及び受信機を使用する。しばしば、各送信機の試験は、個々の送信機をＶＳＡに接続し、かつ、各送信機に対して連続的に測定を繰り返すことにより実行される。他に、各送信機をそれ自身のＶＳＡに接続し、同時にテストを実行する方法がある。第１の方法はひとつのＶＳＡしか必要ではないが、より多くの時間がかかるのに対して、第２の方法は複数のＶＳＡシステムを必要とするがより少ない時間しかかからない。

伝統的に、無線装置の試験は一度にひとつのアクティブな送信機のみをテストしてきた。装置が複数の送信機を備えていても、典型的にそれらは並行に作動することはなかった。しかし、データ速度を増加させる試みが引き続き為されている。これを達成するために、より複雑な変調及びより広い帯域幅が使用されてきた。これらの方法は、ひとつの送信機を使用するため、測定は単一の入力設定計器により実行可能であった。

ＭＩＭＯ技術の導入に伴い、送信用に同じ周波数及び帯域幅を使って、個々の送信機に別々の情報を伝送させることにより、所与の帯域幅内での許容データ速度を増加させるために、複数の並列送信機が使用されている。通常動作中に、システムは、同じ帯域幅にわたって並列データストリームを安全に同時に送信するための多重経路を必要とする。当該システムは、必要な複数の受信機内で、異なる送信信号を分離するために最新の信号処理を使用する。受信機は複数の送信機により送信されたデータを分離しかつ抽出する。したがって、正しいＭＩＭＯ信号を完全に解析するために複数の並列受信機が必要となり、送信された信号を完全に解析するのに単一の信号入力試験計器は使用されなくなった。

これは、特に、被試験デバイス（ＤＵＴ）に関するできるだけ多くの情報を取得する必要のある場合の、研究開発（Ｒ＆Ｄ）試験にとって顕著である。しかし、製品試験に対して、ＤＵＴが正しく組立てられているか、及びすべてのコンポーネントが完全に機能しているかを決定するための試験である場合などでは、それほど多くの情報が必要とされない。すべての主要なコンポーネント（例えば、チップ）はすでに試験済みであり、アセンブリが完了しかつ正しければ、正しく動作すると仮定されており、それにより、詳細な試験設定の必要性が無くなる。

製品の観点から、当業者は要求された試験を完全にカバーすることができる最低試験コストを探す。しばしば、製品試験は、製品確認と、より重要な製品キャリブレーションの両方を含む。製品キャリブレーションの間、デバイスの性能は、所望の性能に一致するよう調節される。

製品試験の最適化コストは、妥当な価格の試験器具によりできるだけ高速な試験時間を保証することを含む。ＭＩＭＯ送信機の試験は、並列試験器具を使用することを指示し、その結果、各送信機が並行に試験される。これにより、試験時間は従来のデバイスに比べ短くなるが、テスト設定のコストは２倍になり、よって全体の試験コストは増加する。

近年の試験機器は、より多くの信号処理能力を与えるため、すべての試験を単純に並行処理する以外のオプションが存在する。上記したように、製品中のＤＵＴのすべてのパラメータを測定する必要はなく、製品デバイス中において変更が予期されるパラメータのみを測定すればよい。これは、不具合なコンポーネント及びアセンブリの問題を識別すること、並びに、個々の送信機の性能を最適な状態に近づけるようキャリブレーションする能力を含む。

本発明に従い、単一のＶＳＡにより、２つまたはそれ以上のＯＦＤＭ送信機からの信号を同時に試験するための装置及び方法が与えられる。

本発明のひとつの態様に従う、同時に存在する複数の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を試験するためのベクトル信号解析装置は、
周波数ドメインの複数の変換されたデータ信号を与えるべく、信号通信経路を通じて受信されかつ同時に存在する複数のＯＦＤＭ信号を含む、時間ドメインの合成データ信号を変換するための信号変換手段であって、
当該合成データ信号はそれに関連する複数の信号送信処理を有する遠隔信号ソースから発生し、同時の存在する複数のデータパケットを含み、そのデータパケットの各々が、複数の処理送信信号のそれぞれから実質的に同時に生じ、かつ複数のプリアンブルデータ部分及び複数の送信データ部分を含み、
複数の送信データ部分の各部分は、複数の信号送信処理及び信号通信経路の各々に関連する時間ドメインの複数の既知データのそれぞれの部分に対応し、
複数の変換されたデータ信号の各々は、同時の存在する複数のデータパケットの各々の周波数表示の部分を含む、ところの信号変換手段と、
合成データ信号に関連するエラーベクトルマグニチュード（ＥＶＭ）を表す周波数ドメインの複数の試験データを与えるべく、複数の既知データ、周波数ドメインの複数のプリアンブルデータ部分及び周波数ドメインの複数の送信データ部分を受信しかつ処理するための信号処理手段と、
を備える。

本発明の他の態様に従い、同時に存在する複数の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を同時に試験するための方法は、
周波数ドメインの複数の変換されたデータ信号を与えるべく、信号通信経路を通じて受信されかつ複数のＯＦＤＭ信号を含む、時間ドメインの合成データ信号を変換する工程であって、
当該合成データ信号はそれに関連する複数の信号送信処理を有する遠隔信号ソースから発生し、かつ同時の存在する複数のデータパケットを含み、その各々のパケットは、複数の信号送信処理のそれぞれから実質的に同時に生じ、かつ複数のプリアンブルデータ部分及び複数の送信データ部分を含み、
複数の送信データ部分の各部分は、複数の信号送信処理及び信号通信経路の各々に関連する時間ドメインの複数の既知データのそれぞれの部分に対応し、
複数の変換されたデータ信号の各々は、同時に存在する複数のデータパケットの各々の部分を含む、ところの工程と、
合成データ信号に関連するエラーベクトルマグニチュード（ＥＶＭ）を表す周波数ドメインの複数の試験データを与えるべく、複数の既知データ、周波数ドメインの複数のプリアンブルデータ部分及び周波数ドメインの複数の送信データ部分を受信しかつ処理する工程と、
を備える。

以下、図面を参照しながら、本発明の実施形態について詳細に説明する。ここでの説明は例示に過ぎず、本発明の態様を限定するものではない。ここでの実施形態は当業者が本発明を実施することができるように十分詳細に説明されており、本発明の思想及び態様から離れることなく他の実施形態がある変更を伴って実施可能であることは言うまでもない。

本発明の開示全体を通して、文脈とは反対の明確な指示が無い限り、記述する個々の回路エレメントはひとつまたは複数である。例えば、用語“回路”は、単一のコンポーネントまたは複数のコンポーネントのいずれも含み、それは、能動及び／または受動のいずれかで、記述された機能を与えるよう接続されまたは連結されたものである（例えば、ひとつまたはそれ以上の集積回路チップ）。付加的に、用語“信号”は、ひとつ若しくはそれ以上の電流、ひとつ若しくはそれ以上の電圧またはデータ信号を言及するものである。図中、同じまたは関連する要素は、同じかまたは関連する符号、アルファベット記号等で示す。

本発明に従う試験方法は、単一のＶＳＡによる２つまたはそれ以上のＯＦＤＭ送信機の同時試験を与える。この方法は、典型的なＭＩＭＯ ＯＦＤＭ送信機が、その出力信号を特定の情報を有するバースト内のそのバーストの最初において、すなわち、プリアンブル中で送信し、信号バーストの残り部分の信頼できる受信及び復調を容易にするという事実を利用する。

図１を参照すると、本発明のひとつの実施形態に従う２つの送信機を試験する際に使用するための信号セットの例は、２つの信号バーストを含む。この例において、３つのプリアンブルが使用され、各々がそれ自身の循環送り（ＣＳ）を有する。第２送信機のプリアンブルは、循環送りを除き、第１送信機のプリアンブルと同一である。例えば、プリアンブル１、２及び３の循環送りは、それぞれ４００、３１００、１６００ナノ秒である。しかし、ＭＩＭＯ動作用に指定された他のプリアンブルも使用可能である。

図２を参照して、本発明を実施するのに適したシステムのひとつの実施形態２００は、受信機２０２、制御器２０４、及びコンピュータを含むインターフェース２０６を備える。入力高周波（ＲＦ）信号２０１（以下で詳細に説明する）は制御器２０４からの制御信号２０５にしたがって受信機２０２により処理される。生成されたサンプルデータベクトル２０３はインターフェース２０６に与えられる。インターフェース２０６がコンピュータを含む場合には、サンプルデータベクトル２０３は局部的に処理可能である。それ以外の場合には、サンプルデータベクトル２０３はネットワーク（インターネットのような）を通じて、外部の処理用コンピュータに中継される。制御データ２０７は、インターフェース２０６の内部コンピュータにより、または、ネットワークインターフェース２０９を介して受信されるインターフェース２０６を通じて外部コンピュータにより、制御器２０４に与えられる。

図３を参照して、受信機２０２のひとつの実施形態２０２ａは、従来の方法で接続された多くの従来の要素を含む。入力ＲＦ信号２０１は、制御器２０４からの制御信号２０５ａに従い可変利得増幅器３０２により増幅される。生成信号３０３は、制御器２０４からの制御信号２０５ｂにより制御される第１局部発信器（ＬＯ）３０４により与えられる局部発信器信号により、ミキサー３０６内で周波数逓降変換される。生成された周波数逓降変換信号は、帯域フィルタ３０８によりフィルタリングされる。フィルタリングされた信号３０９は、制御器２０４からの制御信号２０５ｃに従い、他の可変利得増幅器３１０により増幅される。

周波数逓降変換され、かつ、フィルタリングされた信号３１１は、制御器２０４からの制御信号２０５ｄにより制御される第２ＬＯ３１２からの直交ＬＯ信号３１３ｉ、３１３ｑによりミキサー３１４ｉ、３１４ｑ内でさらに周波数逓降変換される。生成されたベースバンド直交信号３１５ｉ、３１５ｑは、低域フィルタ３１６ｉ、３１６ｑによりフィルタリングされる。代わりに、単一の周波数逓降変換が実行されてもよい。例えば、入力ＲＦ信号２０１がひとつの可変利得アンプ３１０により増幅され、かつ、第２ＬＯ３１２が、低域フィルタ３１６ｉ、３１６ｑに対する適当な周波数で直交ＬＯ信号３１３ｉ、３１３ｑを与えることも可能である。

フィルタリングされた信号３１７ｉ、３１７ｑはアナログ形式の直交データ信号であり、制御器２１４からの制御信号２０５ｅ、２０５ｆにより制御されるアナログ・デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）３１８ｉ、３１８ｑによりデジタルデータ信号３１９ｉ、３１９ｑに変換される。これらのデータ信号３１９ｉ、３１９ｑは、制御器２０４からの制御信号２０５ｇに従い、同相データ信号３２１ｉ及び直角位相データ信号３２１ｑとして利用可能なようにメモリ３２０内に格納される。

図４Ａを参照して、インターフェース２０６のひとつの実施形態２０６ａは、測定ソフトウエア４０２及び制御ソフトウエア４０４によりプログラムされたコンピュータを含む。ユーザによる操作は、グラフィカル・ユーザ・インターフェースを通じて実行され、それはデータ情報４０３及び制御情報４０５を通じて、測定ソフトウエア４０２及び制御ソフトウエア４０４と通信する。

図４Ｂを参照して、外部コンピュータが使用される際には、このコンピュータ４００はインターフェース４４０を含み、それを通じて測定ソフトウエア４０２及び制御ソフトウエア４０４はネットワーク接続２０９を介して局部インターフェース２０６と相互作用する。データ情報４４１ｍ及び制御情報４４１ｃは、インターフェース４４０と、測定ソフトウエア４０２及び制御ソフトウエア４０４との間で交換される。

図５を参照して、本発明のひとつの実施形態に従う方法によって試験されるべきＲＦ信号２０１は、同数の送信機からの２つまたはそれ以上（この例では２つ）の送信信号の組み合わせである。この例において、試験されるべき送信機のセット５００は、２つの信号送信システムを含む。送信されるべきデータ５０１ａ、５０１ｂは送信処理５０２ａ、５０２ｂにしたがって処理される。生成された信号５０３ａ、５０３ｂは、送信用に時間ドメインデータ信号５０７ａ、５０７ｂを生成するべく、フィルタ５０６ａ、５０６ｂによりフィルタリングされた時間ドメイン信号５０５ａ、５０５ｂを生成するようアンプ５０４ａ、５０４ｂによって増幅される。フィルタ５０６ａ、５０６ｂは線形歪みのモデリングを与えるが、他の形式の歪み（例えば、アンプノイズ、非線形アンプ及びミキサー歪み、Ｉ/Ｑ不均衡、位相ノイズ等）は、信号結合器５５２ａ、５５２ｂを通じて導入される付加的なエラー信号５５１ａ、５５１ｂによりモデリングされる。生成された信号５５３ａ、５５３ｂは、信号結合器５５４で加算されＲＦ信号２０１が生成される。

図５Ａを参照して、送信処理５０２ａ、５０２ｂのひとつの例が以下に詳細に説明される。入力データ５０１ａ、５０１ｂは、最初に処理５１０により処理され、そこでは、入力データが符号化され、インターリーブされ、直列から並列形式に変換され、かつ、直交振幅変調（ＱＡＭ）に従ってマッピングされる。生成された直交信号Ｕ１（ｋ）５１１ｉ、５１１ｑは、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）５１２により処理され、続いて、生成された信号５１３ｉ、５１３ｑは変換処理５１４において並列から直列形式に変換される。生成された直列信号５１５ｉ、５１５ｑは次の処理で付加される循環プレフィクスを有し、それにより、送信用の直交データ信号５１７ｉ、５１７ｑが生成される。

プリアンブル生成器５１８は直交プリアンブル信号５１９ｉ、５１９ｑを生成する。データ信号５１７ｉ、５１７ｑ及びプリアンブル信号５１９ｉ、５１９ｑは、信号ルータ、例えばスイッチ５２０に与えられる。制御信号５２１ｃにしたがって、ルータ５２０はプリアンブル信号５１９ｉ、５１９ｑを選択し、データ信号５１７ｉ、５１７ｑがそれに続く。選択された信号５２１ｉ、５２１ｑは、バッファアンプ５２２ｉ、５２２ｑ内にバッファされる前に、デジタル・アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）５３２ｉ、５３２ｑにより、アナログ信号５３３ｉ、５３３ｑに変換され、信号ミキサー５２４ｉ及び５２４ｑ内で直交変換信号５３１ｉ、５３１ｑと混合され、そうして生成された信号５２５ｉ、５２５ｑは信号結合器５２６において加算されて出力信号５０３ａ、５０３ｂが得られる。

局部発振器回路５２８は、直交局部発振器信号５２９ｉ、５２９ｑを与え、それは、信号送信経路の直交不均衡をモデリングするのに使用される直交信号５３１ａ、５３１ｂと信号ミキサー５３０ｉ、５３０ｑ内で混合され、それにより、直交局部発振器信号５３１ｉ、５３１ｑが生成される。バッファアンプ５２２ｉ、５２２ｑの信号利得Ｇｉ、Ｇｑは、直交信号送信経路の振幅不均衡をモデリングするのに使用される。

図６を参照して、本発明のひとつの実施形態に従い、測定ソフトウエア４０２は、処理フロー６００として表される多くの試験及び動作を実行する。入力サンプリングデータベクトル３２１ｉ／３２１ｑは、スペクトル計算６０２、一致フィルタ検出６０４、及び周波数補正６０６を含む多くの処理で使用される。スペクトル計算６０２は、例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理の結果を平均することにより、結合された信号の出力スペクトルを表すデータ６０３を与える。

一致フィルタ検出処理６０４は、入力信号３２１ｉ／３２１ｑの信号開始、記号境界及び周波数エラーを検出する。周波数エラー情報６０５ａは周波数補正処理６０６に与えられ、信号の開始情報６０５ｂ及び記号境界情報６０５ｃは並列変換処理６０８に与えられる。

入力信号３２１ｉ／３２１ｑは、周波数エラー情報６０５ａに従って周波数補正処理６０６で補正された公称周波数を有する。補正された信号情報６０７は、信号開始情報６０５ｂ及び記号境界情報６０５ｃに従って、並列変換処理６０８により並列信号情報に変換される。

並列信号情報６０９は、オリジナルデータ送信信号２０１に対応する周波数ドメイン情報Ｙ１（ｋ）*＋Ｙ２（ｋ）*６１１を生成するべく、ＦＦＴ処理６１０を使って処理される。この情報６１１は、プリアンブル処理６１２に与えられる。付加的に、加算処理６１６は、基準信号情報６１５を抽出することによりこの情報６１１をさらに処理し、オリジナルのデータ送信信号２０１内に存在する周波数ドメインのエラー信号６１７を生成する。

プリアンブル処理６１２は、フィルタ処理５０６ａａ、５０６ｂａ用の制御データ６１３ａ、６１３ｂを生成する。付加的に、それは、各データ送信信号５５３ａ、５５３ｂの出力レベルを表すデータ６１３ｃ、各送信機用のＩ及びＱデータ信号間の不均衡（例えば、位相及び振幅）を表すデータ、及び各データ送信信号のスペクトル平坦性（データ送信信号５５３ａ、５５３ｂ内の各ＯＦＤＭキャリアの振幅）を生成する。

試験目的のために、試験中の送信システム５００により送信されているオリジナルデータは既知であり、測定ソフトウエア４０２内で一対の送信処理５０２ａａ、５０２ｂａ用の既知データ５０１ａａ、５０１ｂａとして与えられる。生成された複製周波数ドメインデータ信号Ｕ１（ｋ）*５０３ａａ、Ｕ２（ｋ）*５０３ｂａは、フィルタ制御データ６１３ａ、６１３ｂにしたがって、送信システム５００のオリジナルフィルタ５０６ａ、５０６ｂを真似ることを意図したフィルタリング処理５０６ａａ、５０６ｂａによりフィルタリングされる。生成されたフィルタリング済みデータＳ１（ｋ）*５０７ａａ、Ｓ２（ｋ）*５０７ｂａは、再構成された理想の送信信号６１５を生成するべく結合処理６１４において加算され、それは合成エラー信号Ｅ１（ｋ）*＋Ｅ２（ｋ）*６１７を生成するべく受信した信号６１１から抽出される。標準的な計算式を使って、ＥＶＭはこの合成エラー信号６１７から計算可能である。

既知データ５０１ａａ、５０１ｂａは、未知の開始状態を有するスクランブラ（例えば、送信処理５０２ａ、５０２ｂ内）により送信機のセット５００内で処理されてもよい。この不確定性は、入力信号３２１ｉ／３２１ｑから検索されたデータがすべての可能なスクランブラ開始状態に対して相関するような処理を使って、受信機６００内で解決可能である。

上記した議論に基づき、図６に示す信号測定は以下のように要約することができる。入力信号の開始及び記号境界が、例えばプリアンブルに一致したフィルタを使って検出される。一致したフィルタの出力は信号キャリア周波数オフセットを抽出するために使用され、そこから適当な周波数補正が計算されかつ時間ドメインに応用される。パワーエンベロープ検出または自動補正などの他の周知技術を使ってこれを達成することも可能である。

入力信号の残りの部分、例えば、プリアンブルに続くデータは、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使って処理され、各ＦＦＴ出力はひとつの記号を表す。各ＦＦＴ出力がＮ個の値を有する場合、これらの値のサブセットＮ１は情報を含む直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号キャリアを表す。典型的に、値Ｎは２の累乗を有し、Ｎ１はＮ−１０とほぼ等しい。Ｍ個の送信機用に使用されるＭＩＭＯプリアンブル構造は、送信信号Ｙ１（ｋ）、Ｙ２（ｋ）内に存在する各ＯＦＤＭキャリアＮ１に対してＭ個の未知数を有するＭ個の方程式を設定する。チャネル平坦性はフィルタＨ１、Ｈ２の振幅応答により決定され、出力レベルは送信信号Ｙ１（ｋ）、Ｙ２（ｋ）内の各キャリアの出力を加算することにより決定され、Ｉ／Ｑ不均衡は送信信号Ｙ１（ｋ）、Ｙ２（ｋ）の各々に対する中心周波数付近の正及び負キャリアの間の相関を評価することにより計算される。

プリアンブルの制御は既知であり、入力プリアンブルは別個の循環送りを有するため、さまざまな送信機からの信号は各キャリア信号に対して分離可能である。異なる多重入力、多重出力（ＭＩＭＯ）実行に関して、異なるプリアンブルが使用可能であり、このプリアンブルは少なくとも実質的に直交するように設計されている。オリジナルデータが既知であれば、スクランブラ設定が一致したフィルタにより導出されるため、送信機５００はスクランブルがイネーブルの状態で動作し、スクランブラ設定が既知であれば、所望の基準信号が導出される。

上記したように、各送信機からの各キャリア信号に対して出力レベルが確立され、各送信機からの有用な出力は、スペクトル平坦性、すなわち、周波数スペクトル全体にわたる信号出力の均一性とともに、そこから決定される。各送信機に対する各キャリア信号の出力及び位相は、フィルタ処理５０６ａａ、５０６ｂａでモデリングされるように、各送信機に対するチャネル応答を示す。

これらの分割された送信機信号を比較することにより、各送信機に対する直交（Ｉ／Ｑ）不均衡が導出される。

データコンテンツが既知であれば、試験条件の間に期待されるように（上記したように、スクランブラの不確定性を考慮しながら）、エラーベクトルマグニチュード（ＥＶＭ）はＦＦＴ処理の出力をチャネル相関の適用に従う理想のＦＦＴ出力と比較することにより計算可能である。ＦＦＴ出力を平均することにより、結合信号の出力スペクトルが計算可能である。

相対的タイミングは一致したフィルタ６０４の出力のピーク位置に従って決定可能である。

図６Ａ及び６Ｂを参照して、例として周波数ドメインデータ信号Ｕ１（ｋ）*５０３ａａを使い、信号中の時間及び周波数ドメイン関係が以下で説明される。図６Ａを参照して、信号Ｕ１（ｋ）はカラムベクトルの連続であり、各々はＮ個のＦＦＴ要素を有し、各カラムは周波数ドメインのパケットの記号を表している。例えば、Ｎが典型的に６４であるＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ信号に対して、ＩＦＦＴ及びＦＦＴ機能が６４個の要素ベクトル入力によって実行される。信号Ｕ１（ｋ）はパケット内のｋ番目の記号に対するカラムベクトルである。図６Ｂを参照して、信号ｕ１（ｔ）は、Ｕ１（ｋ）に対応する時間ドメイン信号である。例えば、周波数ドメインベクトルＵ１（２）は、以下のように時間インターバルｔにわたって時間ドメイン信号ｕ１（ｔ）に対応している。

Ｔ_０＋Ｔ_ＣＰ＋２Ｔ_Ｓ＜ｔ＜Ｔ_０＋３Ｔ_Ｓ
周波数ドメイン信号Ｕ１（ｋ）は以下のように時間ドメイン信号ｕ１（ｔ）から導出される。

Ｕ１（ｋ）＝ＦＦＴ（ｕ１（ｔ）・ｅ^−ｊωｔ）
ここで、
ｔ＝ｍＴ_ｓａ−ｋＴ_ｓ＋Ｔ_０＋Ｔ_ＣＰ
ω＝２πｆｃ、ｆｃは局部発振器信号５２９ｉ、５２９ｑの周波数
Ｔ_ｓａ＝１／デジタル・アナログ・コンバータのサンプリングクロック周波数
Ｔ_ｓ＝循環プレフィクスを含む記号間隔
Ｔ_０＝プリアンブルの後の最初の記号の開始
Ｔ_ＣＰ＝循環プレフィクスの間隔
ｋ＝記号番号
ｍ＝サンプル番号（例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇに対してｍ＝０：６３）。

上記したように、ＭＩＭＯ送信機は並行に試験される。そこでは、個々の送信機の出力は、例えば出力結合器により結合され、結合された信号は正しい信号解析を実行することができる単一の試験装置に送られる。最新の信号処理アルゴリズムを使用することにより、多くの個々のパラメータは結合された信号を使って個々の送信機に対して抽出される。この解析は送信されたデータ並びに、ＭＩＭＯデータパケットの固定部分（例えば、データパケットヘッダ）を知ることに基づいている。この能力は、単一の試験器具のみを使用するＭＩＭＯ送信システムの並列試験を可能とし、それによって高速試験及び低コストを実現し、最低の製造コスト要求を満たす点で、製造システムにおいて大きな利点を有する。

ひとつの所望の試験は、ＭＩＭＯシステム内で使用される異なる送信機の個々の圧縮を測定し、各送信機に品質尺度を割り当てることである。送信機が送信信号を圧縮する際、これは信号の品質を劣化させ、それは送信信号が理想信号とどのくらい異なるかの尺度として、ＥＶＭにより表すことができる。ＯＦＤＭ信号に対して、ＥＶＭは各キャリアに対する星座図と理想の星座図との間の差として表現され、例えばＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ標準に対するＥＶＭ要件内に記載されている。圧縮レベルを個々の送信チェーンと関連づけるひとつの方法は、相補累積分布関数（ＣＣＤＦ）を測定することであり、それは周知の特性である。

図７を参照して、他の方法は、圧縮を生じさせる非線形的性質を特徴付けることである。パワーアンプのような非線形要素からの出力ｘ（ｔ）は、以下のような入力信号ｙ（ｔ）によって表すことができる。

ｘ（ｔ）＝ａ_１*ｙ（ｔ）＋ａ_３*ｙ^３（ｔ）＋ａ_５*ｙ^５（ｔ）＋・・・
ここで、ａ_３及びａ_５は、３次及び５次のレスポンスのパワーを決定する非線形係数である。ＥＶＭによる各送信機の信号品質は、圧縮特性、すなわち、合成信号からの各送信機に対する係数ａ_３及びａ_５より導出される。

周波数ドメインの、合成エラー信号６１７、第1局部生成理想送信機信号５０７ａａ及び、第2局部生成理想送信機信号５０７ｂａは、時間ドメインに変換され、それぞれのＩＦＦＴ処理７０２ａ、７０４ａ、７０４ｂを通じて、時間あたりひとつの記号が与えられる。第1送信機時間ドメイン信号７０５ａは、３次７０６ａ及び５次７０８ａの非線形処理に従って処理される。その結果７０７ａ、７０９ａは合成エラー信号７０３ｅ_１（ｔ）*＋ｅ_２（ｔ）*と相関される。第１相関器の出力７１１ａａ^_１３は、各記号に対する第1送信機用のａ_３の推定値であり、第２相関器の出力７１１ｂａ^_１５は各記号に対する第１送信機用のａ_５の推定値である。同様に、第３相関器の出力７１１ｃａ^_２３は、各記号に対する第２送信機用のａ_３の推定値であり、第４相関器の出力７１１ｄａ^_２５は各記号に対する第２送信機用のａ_５の推定値である。ＥＶＭ計算処理７１２はパケット全体にわたってこれらの推定値を平均し、この平均された推定値は、ＥＶＭ推定値７１３ｂ、７１３ｃに基づいて、圧縮と送信機との間の予期したＥＶＭ差７１３ａを決定するべくルックアップテーブルをアドレスするのに使用される。

図８Ａを参照して、試験構成８００ａは、複数（例えば、２つ）の送信機８０４ａ、８０４ｂ、信号結合器８０６、ＶＳＡ８０８、及びコンピュータ８１０を有するＤＵＴ８０２を含む。コンピュータ８１０は、インターフェース８１３を通じてＤＵＴ８０２に指令及びデータを与えかつそこからデータを受信するＤＵＴ制御ソフトウエア８１２を含みかつ実行し、また、他のインターフェース８１５を通じてＶＳＡとともにデータ及び指令を相互に交換するＶＳＡ制御ソフトウエア８１４及び解析ソフトウエア８１６を含みかつ実行する。

図８Ｂを参照して、他の試験構成８００ｂにおいて、スイッチ８２０ａ、８２０ｂが送信機８０４ａ、８０４ｂと信号結合器８０６との間に組み込まれ、コンピュータ８１０内のＶＡＳ及びスイッチ制御ソフトウエア８１４ｂからの指令により制御される。

図８Ｃを参照して、他の試験構成８００ｃにおいて、信号結合器８０６が除去され、かつ、各送信機の出力８０５ａ、８０５ｂはそれ自身のＶＳＡ８０８ａ、８０８ｂにより直接測定される。

図８Ａを再び参照して、ひとつの試験構成に従って、第１送信機８０４ａは一定の出力信号圧縮８０５ａで動作しそれにより−３２dBのＥＶＭが生成され、第２送信機８０４ｂの圧縮は変更される。第２送信機８０４ｂのＥＶＭは単一のＶＳＡ８０８を使って測定される。ＥＶＭ参照を得るために、第２送信機８０４ｂからのＥＶＭは第２送信機８０４ｂのみに接続されたＶＳＡ８０８により直接測定される。すなわち、第１送信機８０４ａの信号８０５ａが付加されることはない。

図９Ａ及び９Ｂを参照して、２つの測定のＥＶＭが比較可能である。横軸は、参照ソフトウエアにより解析される際の第２送信機８０４ｂのＥＶＭを示す。縦軸は、合成測定技術を使用する際のＥＶＭ内のエラー（dB）を示す。ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇシステムとともに使用することを意図した特定の試験に対して、特に興味あるＥＶＭの範囲は、−２４ｄＢと−２７ｄＢの間であり、高速データ速度に対する許容限度は−２５ｄＢである。図９Ａは２つの送信機が圧縮前に等しい出力で送信するよう設定される場合を示しており、図９Ｂは第１送信機８０４ａが第２送信機８０４ｂより１デシベル高いレベルである場合を示している。興味ある範囲において、エラーがわずかな正バイアスを示し、±１ｄＢのエラー範囲を有する場合（図９Ａ）と、±１．５ｄＢのエラー範囲を有する場合（図９Ｂ）を示している。これらの試験は２４個の記号の比較的短いパケットで実行されたものである。パケット長が増加すれば精度が改善される。

図１０Ａ及び１０Ｂを参照して、各送信機８０４ａ、８０４ｂのＥＶＭは他の傷ついたソースにより影響される。異なる送信チェーンからの相関レベルを比較することにより、各送信機の圧縮がモニター可能である。横軸は３次相関係数の比の関数（＝１０*log₁₀(average(a^₁₃)/average(a^₂₃))）とし、縦軸は送信機８０４ａ、８０４ｂの間のＥＶＭの差として、図１０Ａは出力信号８０５ａ、８０５ｂのパワーが圧縮前に等しい場合を示し、図１０Ｂは第１送信機８０４ａが第２送信機８０４ｂより１デシベル高いレベルである場合を示している。

他の所望の試験は、ＭＩＭＯシステム内で使用される異なる送信機の個々の圧縮を測定することである。しばしば圧縮は、平均とピーク値との比率を伴う信号のＣＣＤＦ形式、例えばＯＦＤＭ信号で測定され、送信機の性能を確認するのを助ける重要な情報を提供する。設計システムにおいて、送信品質要求が満たされるように、送信信号パワーは圧縮のあるレベルに調節される。出力信号パワーの減少は供給電流の消費を増加させるが、パワーの増加はシステムをより深い出力信号圧縮に導き、それによりシステム性能が貧弱な送信品質により制限されるポイントまで送信品質が劣化する。

図１１Ａを参照して、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ（ＯＦＤＭ）用の典型的なＣＣＤＦ曲線は、平均パワーに対してＸ−ｄＢまたはそれ以上の瞬間的パワーを有する信号の確率を与える。曲線１１０２は典型的な送信機の測定ＣＣＤＦを表し、曲線１１０４は信号圧縮がない場合の理論的ＣＣＤＦを表す。平均パワーに対するオフセットが横軸であり、確率が縦軸である。圧縮ＣＣＤＦ曲線の終点１１０６は、入力信号の最大ピークの圧縮程度を示しているので、圧縮レベルを表している。この例において、出力信号は理論的信号に対して約３ｄＢ圧縮されている。このポイント１１０６は、パケットコンテンツ（非圧縮）がこのレベルのピークを取得する比較的低い確率のために理論的曲線１１０４に正確に従わないために、より短いデータパケットに関していくらか変化する。したがって、このポイント１１０６は、しばしば視覚的に圧縮を識別するのに使用され、圧縮の指標と見るべきである。

ＣＣＤＦは導出するのが比較的簡単な関数である。問題は、製品セットアップにおいて、例えば、劣った回路コンポーネントにより生じる典型的に高圧縮の信号が検知されることである。単一の送信機システムにおいて、より大きい曲率が圧縮の指標である場合（図１１Ａ）に圧縮を容易に識別することができる。信号は絶対パワーに関して１０ｄＢピークパワーまで示すことができるが、測定される送信機出力は約７ｄＢのピークを示すのみであり、したがって送信機は最大ピークを約７ｄＢまで圧縮する。これらのピークレベルは比較的まれであるため、この圧縮は一般に、通常の性能マージン及びエラー補正に基づいて送信されたデータの回復を防止するのに十分な送信機の性能に影響を与えることはない。これは、両方の送信機が同じ圧縮を示す場合のＭＩＭＯに対しても成立する。

しかし、複数の送信機を有するＭＩＭＯシステムは、圧縮信号及び非圧縮信号の両方を生成し、異なる信号送信特性を示す。信号ピークが多重ストリームのＭＩＭＯ信号に対して相関されなければ、結合信号を見ることにより圧縮を観測することは困難である。両方の信号が圧縮を示さなければ、絶対ピークは各信号のピークの上の３ｄＢにある。しかし、ＲＭＳパワーもまた３ｄＢ高いため、平均に対して最大１０ｄＢピークが維持される。ひとつの信号が圧縮を示さず、他の信号が、例えば上記のような７ｄＢ最大ピークの圧縮を示せば、２つの信号が組み合わされると、ＣＣＤＦは等しいＲＭＳ信号パワーに対するピークで約１．３ｄＢの減少を示す。圧縮が５ｄＢまで増加すると、合成ＣＣＤＦは理論信号に対して１．８ｄＢ圧縮を示し、それがさらに３ｄＢピークまで減少すると、ＣＣＤＦは理論信号に対して２．２ｄＢを示す。典型的に、圧縮は６．５ｄＢと７ｄＢとの間のピーク範囲に送信機の性能を限定し、２つの送信機のひとつが停止すると、ＭＩＭＯシステム全体が故障になる。

図１１Ｂを参照して、合成のＣＣＤＦ曲線と二重ＭＩＭＯ信号に対するＣＣＤＦ曲線との比較が示されている。曲線１１０８はＭＩＭＯ ＯＦＤＭ信号用の理論曲線であり、曲線１１１０は合成（組み合わせた）ＣＣＤＦである。２つのＭＩＭＯ送信機のひとつの非圧縮入力に対する曲線は理論的曲線１１０８と仮想的に一致する。曲線１１１２は他のＭＩＭＯ送信機に対するものであり、最適にキャリブレーションされた送信機に対するものに近い有意な圧縮を示す。これより、合成信号にＣＣＤＦ測定を使用するとほとんど情報が得られないことがわかる。理論的信号と合成信号とを区別することは困難であり、同時に送信機のひとつがシステムの最大値まで圧縮される。したがって、製品試験セットアップに対して所望されるように、ＣＣＤＦを測定することができる単一の従来の機器により適切にＣＣＤＦを測定することは容易ではない。しかし、単純な解析でありかつ信号合成への重要な洞察を提供するため、ＣＣＤＦは製品試験速度を改善することができる所望の解析ツールである。

合成信号ＥＶＭを測定することにより、合成ＥＶＭに対する他の寄与が識別でき、圧縮特性を知ることにより、異なる信号送信経路に対してＥＶＭ寄与が同様であるか否か、または、ひとつの信号送信経路の効果が合成ＥＶＭを抑制するか否かが決定できる。

図１２Ａ及び１２Ｂを参照して、理想の非圧縮信号の時間サンプル（図１２Ａ）と、同じ時間サンプルの圧縮バージョン（図１２Ｂ）の時間ドメインでの比較が示されている。これらは、図１１Ａの曲線１１０２に類似のＣＣＤＦ特性を表し、圧縮はピークの位置に影響を与えず、小さいピークより大きいピークを減衰させるという事実を示している。

図１３Ａ及び１３Ｂを参照して、２つのＭＩＭＯ信号の合成信号に対して、図１３Ａは両方の信号が圧縮されない場合の結果を示し、図１３Ｂは２つの信号の一方が図１１Ａの曲線１１０２に示されるレベルまで圧縮された場合の結果を示している。これより、ある場合には圧縮が見られ、他の場合には信号は完全なピークを示し続けることがわかる。期待通り、圧縮信号（図１３Ｂ）のピークは小さくなるが、参照非圧縮信号（図１３Ａ）と比較せずに圧縮を識別するのは容易ではない。

図１４Ａ〜１４Ｃを参照して、２つの個々の送信信号（図１４Ａ及び１４Ｂ）は、合成信号（図１４Ｃ）を生成する。これから、ある場合にはひとつの信号がピークを抑制し、他の場合には他の信号が抑制し、さらに他の場合には両方の信号が同時にピークとなり、合成信号のピークはさらに大きくなることがわかる。

図１５Ａ〜１５Ｄを参照して、同じ個々の送信信号（図１５Ａ及び１５Ｂ）であるが、ひとつの信号が圧縮されており（図１５Ａ）、他の信号が圧縮されておらず、（図１５Ｂ）、他の合成信号（図１５Ｃ）が生成される。比較のために、信号が圧縮されていない、他の合成信号（図１５Ｄ）が生成される。

上記したように、ＭＩＭＯ信号を通じて送信されたデータが既知であれば、理想的な合成信号を推定しかつそれからＥＶＭを推定するのは可能である。処理は受信信号を抽出し、それを周波数及び時間で理想の基準信号に整合させ、基準信号に対してそれを比較し、抽出された信号及び基準信号は図１５Ｃ及び１５Ｄにそれぞれ示された信号と類似する。個々の信号測定から、２つの個別の基準信号が存在し、別個の信号も存在することがわかる。したがって、２つの信号の異なるピーク点が識別でき、それらが合成信号とどのように相関するのかを識別可能である。この知見から、ひとつの信号がパワーで他に優位であるポイントにおいて、合成信号を解析することが可能となり、そのポイントにおいて、理想の合成信号が実際の測定信号と比較され、優性信号に対する圧縮が決定される。

図１６を参照して、測定信号を取り込み、かつ、それを基準信号と比較するための回路１６００の一例は、信号エンベロープ検出回路１６０２、１６１４ａ、１６１４ｂ、ＩＦＦＴ回路１６１２ａ、１６１２ｂ、閾値比較回路１６１６ａ、１６１６ｂ、スイッチング回路１６０４ａ、１６０４ｂ、パワー計算回路１６０６ａ、１６０６ｂ、及びヒストグラム計算回路１６０８ａ、１６０８ｂを含む。エンベロープ入力サンプリングデータベクトル信号３２１ｉ／３２１ｑが検出され、制御信号１６１７ａ、１６１７ｂにより決定される際にスイッチングするのに利用される。スイッチされた信号１６０５ａ、１６０５ｂのパワーレベルが決定され、生成された信号パワーデータ１６０７ａ、１６０７ｂが各送信機に対するＣＣＤＦ曲線を計算するのに使用される。

局部的に生成された、周波数ドメインの理想送信機信号５０７ａａ、５０７ｂａは、ＩＦＦＴ処理１６１２ａ、１６１２ｂを通じて時間ドメインに変換される。送信機時間ドメイン信号１６１３ａ、１６１３ｂのエンベロープが検出され、かつ、送信機信号の低パワーポイントを決定するためにそれぞれの閾値と比較される。生成された制御信号１６１７ａ、１６１７ｂは、検出した合成信号エンベロープ１６０３のエンベロープをスイッチし、またはイネーブルにするのに使用される。

他の技術は、各送信機に対するＣＣＤＦ曲線の実際の導出の他の変形例及び双方向アプローチを含み、それらすべては信号の相対的パワーを知るべく異なる信号を比較し、その後、その結果を測定した合成ＣＣＤＦ曲線と比較する基本的アプローチに基づいている。

発明の思想及び態様から離れることなく、本発明の構成及び動作方法のさまざまな修正及び変更が可能であることは当業者の知るところである。発明は、特定の実施形態について説明されたが、本発明はこれらの実施形態に限定されない。本発明の思想及び態様は特許請求の範囲により定められるべきものであり、構成及び方法がその範囲内で同等に包含されるべきものである。

図１は、本発明のひとつの実施形態に従う方法で使用するのに適した、典型的なＭＩＭＯ ＯＦＤＭ信号バースト構成を示す。 図２は、本発明のひとつの実施形態に従う方法を実施するための受信装置を示すブロック図である。 図３は、図２の受信機サブシステムのブロック図である。 図４Ａは、図２のインターフェース／コンピュータの他の実施形態を示すブロック図である。 図４Ｂは、図２のインターフェース／コンピュータの他の実施形態を示すブロック図である。 図５は、本発明のひとつの実施形態に従う、試験されるべき複数のＯＦＤＭ送信機を示すブロック図である。 図５Ａは、図５の送信処理ステージのひとつの実施形態を示すブロック図である。 図６は、本発明の実施形態に従う試験方法を実施する際の処理を示すブロック図である。 図６Ａは、図６で識別された選択された信号の時間及び周波数ドメイン表示である。 図６Ｂは、図６で識別された選択された信号の時間及び周波数ドメイン表示である。 図７は、信号圧縮を生じさせる非線形的性質を特徴付けるための技術を示すブロック図である。 図８Ａは、本発明を実施するための試験器具構成を示すブロック図である。 図８Ｂは、本発明を実施するための試験器具構成を示すブロック図である。 図８Ｃは、本発明を実施するための試験器具構成を示すブロック図である。 図９Ａは、信号ＥＶＭ測定の結果を示すグラフである。 図９Ｂは、信号ＥＶＭ測定の結果を示すグラフである。 図１０Ａは、信号の相関関係の測定結果を示すグラフである。 図１０Ｂは、信号の相関関係の測定結果を示すグラフである。 図１１Ａは、ＣＣＤＦ曲線を示すグラフである。 図１１Ｂは、ＣＣＤＦ曲線を示すグラフである。 図１２Ａは、非圧縮ＭＩＭＯ信号のグラフである。 図１２Ｂは、圧縮ＭＩＭＯ信号のグラフである。 図１３Ａは、合成ＭＯＮＯ圧縮信号のグラフである。 図１３Ｂは、合成ＭＯＮＯ非圧縮信号のグラフである。 図１４Ａは、送信機１の非圧縮信号のグラフである。 図１４Ｂは、送信機２の非圧縮信号のグラフである。 図１４Ｃは、合成ＭＩＭＯ非圧縮信号のグラフである。 図１５Ａは、送信機１の非圧縮信号のグラフである。 図１５Ｂは、送信機２の圧縮信号のグラフである。 図１５Ｃは、圧縮がない場合の合成信号のグラフである。 図１５Ｄは、合成信号のグラフである。 図１６は、本発明のひとつの実施形態に従う測定値と基準信号とを比較するための技術を示すブロック図である。

Claims (12)

1. 同時に存在する複数の直交周波数分割多重（OFDM）信号を試験するためのベクトル信号解析器を含む装置であって、
   周波数ドメインの複数の変換データ信号を与えるべく、信号通信経路を通じて受信されかつ同時に存在する複数のOFDM信号を含む時間ドメインの合成データ信号を変換するための信号変換手段であり、
   前記合成データ信号はそれに関連する複数の信号送信処理を有する遠隔信号ソースから生じ、かつ、同時に存在する複数のデータパケットを含み、そのデータパケットの各々は、前記複数の信号送信処理のそれぞれから実質的に同時に生じ、かつ複数のプリアンブルデータ部分及び複数の送信データ部分を含み、
   前記複数の送信データ部分の各部分は、前記複数の信号送信処理及び前記信号通信経路のそれぞれに関連する時間ドメインの複数の既知データのそれぞれの部分に対応し、
   前記複数の変換データ信号の各々は、前記同時に存在する複数のデータパケットのそれぞれの周波数表示の部分を含む、
   ところの信号変換手段と、
   前記合成データ信号に関連するエラーベクトルマグニチュード（EVM）を示す周波数ドメインの複数の試験データを与えるべく、前記複数の既知データ、周波数ドメインの前記複数のプリアンブルデータ部分、及び、周波数ドメインの前記複数の送信データ部分を受信しかつ処理するための信号処理手段と、
   を備えたことを特徴とする装置。
2. 前記信号変換手段は、
   前記合成データ信号の周波数に対応する複数の制御データ、前記同時に存在する複数のデータパケットのそれぞれに対する開始時間、及び、前記同時に存在する複数のデータパケット内のデータに対する記号境界を与えるべく、前記合成データ信号の複数の特性を検出するための信号検出手段と、
   所望の公称周波数を有する対応するデータ信号を与えるべく、前記合成データ信号周波数を補正することにより、前記複数の制御データの一部に応答するための信号周波数補正手段と、
   前記対応するデータ信号を複数の並列データ信号に変換するための信号変換手段と、
   前記複数の変換データ信号を与えるべく、前記複数の並列データ信号を変換するための高速フーリエ変換（FFT）手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の装置。
3. 前記信号処理手段は、
   少なくとも複数の制御データを与えるべく、前記複数のプリアンブルデータ部分を処理するためのプリアンブル処理手段と、
   複数の再構成信号を与えるべく、前記複数の信号送信処理と実質的に類似の複数の処理に従って、前記複数の既知データを処理することにより、前記複数の制御データに応答するためのデータ処理手段と、
   前記複数の試験データを与えるべく、前記複数の変換データ信号及び前記複数の再構成信号を加算するための信号加算手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の装置。
4. 前記プリアンブル処理手段は、前記同時に存在する複数のOFDM信号のひとつまたはそれ以上の信号送信特性を示す複数の付加的データを与えるべく、前記複数のプリアンブルデータの少なくとも前記部分を処理する、
   ことを特徴とする請求項３記載の装置。
5. 前記ひとつまたはそれ以上の信号送信特性は、前記同時に存在する複数のOFDM信号の各々のひとつまたはそれ以上のパワーレベル、直交信号不均衡及びスペクトル平坦性を含む、
   ことを特徴とする請求項４記載の装置。
6. さらに、前記合成データ信号のひとつまたはそれ以上のスペクトル特性を解析し、該ひとつまたはそれ以上のスペクトル特性の少なくともひとつを示す複数のスペクトルデータを与える、信号スペクトル解析手段を含む、
   ことを特徴とする請求項１記載の装置。
7. 同時に存在する複数の直交周波数分割多重（OFDM）信号を試験するための方法であって、
   周波数ドメインの複数の変換データ信号を与えるべく、信号通信経路を通じて受信されかつ同時に存在する複数のOFDM信号を含む時間ドメインの合成データ信号を変換する工程であり、
   前記合成データ信号はそれに関連する複数の信号送信処理を有する遠隔信号ソースから生じ、かつ、同時に存在する複数のデータパケットを含み、そのデータパケットの各々は、前記複数の信号送信処理のそれぞれから実質的に同時に生じ、かつ複数のプリアンブルデータ部分及び複数の送信データ部分を含み、
   前記複数の送信データ部分の各部分は、前記複数の信号送信処理及び前記信号通信経路のそれぞれに関連する時間ドメインの複数の既知データのそれぞれの部分に対応し、
   前記複数の変換データ信号の各々は、前記同時に存在する複数のデータパケットのそれぞれの周波数表示の部分を含む、ところの工程と、
   前記合成データ信号に関連するエラーベクトルマグニチュード（EVM）を示す周波数ドメインの複数の試験データを与えるべく、前記複数の既知データ、周波数ドメインの前記複数のプリアンブルデータ部分、及び、周波数ドメインの前記複数の送信データ部分を受信しかつ処理する工程と、
   を備えたことを特徴とする方法。
8. 前記変換する工程は、
   前記合成データ信号の周波数に対応する複数の制御データ、前記同時に存在する複数のデータパケットのそれぞれに対する開始時間、及び前記同時に存在する複数のデータパケット内のデータに対する記号境界を与えるべく、前記合成データ信号の複数の特性を検出する工程と、
   所望の公称周波数を有する対応するデータ信号を与えるべく、前記合成データ信号周波数を補正することにより前記複数の制御データの一部に応答する工程と、
   前記対応するデータ信号を複数の並列データ信号に変換する工程と、
   前記複数の変換データ信号を与えるべく、高速フーリエ変換（FFT）に従って、前記複数の並列データ信号を変換する工程と、
   を備えることを特徴とする請求項７記載の方法。
9. 前記受信しかつ処理する工程は、
   少なくとも複数の制御データを与えるべく、前記複数のプリアンブルデータ部分を処理する工程と、
   複数の再構成信号を与えるべく、前記複数の信号送信処理と実質的に類似する複数の処理に従って、前記複数の既知データを処理することにより、前記複数の制御データに応答する工程と、
   前記複数の試験データを与えるべく、前記複数の変換データ信号及び前記複数の再構成信号を加算する工程と、
   を備えたことを特徴とする請求項７記載の方法。
10. 前記処理する工程は、さらに、前記同時に存在する複数のOFDM信号のひとつまたはそれ以上の信号送信特性を示す複数の付加的データを与えるべく、前記複数のプリアンブルデータ部分を処理する工程を含む、ことを特徴とする請求項９記載の方法。
11. 前記ひとつまたはそれ以上の信号送信特性は、前記同時の存在する複数のOFDM信号の各々のひとつまたはそれ以上のパワーレベル、直交信号不均衡及びスペクトル平坦性を含む、
    ことを特徴とする請求項１０記載の方法。
12. さらに、前記合成データ信号のひとつまたはそれ以上のスペクトル特性を解析し、該ひとつまたはそれ以上のスペクトル特性の少なくともひとつを示す複数のスペクトルデータを与える工程を含む、
    ことを特徴とする請求項７記載の方法。

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