JP5394905B2

JP5394905B2 - 自動レベル制御回路およびそれを用いたオーディオ用デジタル信号プロセッサならびに可変利得増幅器の利得制御方法

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Publication number: JP5394905B2
Application number: JP2009276814A
Authority: JP
Inventors: 靖友横山
Original assignee: Rohm Co Ltd
Current assignee: Rohm Co Ltd
Priority date: 2009-01-14
Filing date: 2009-12-04
Publication date: 2014-01-22
Anticipated expiration: 2029-12-04
Also published as: US8615094B2; JP2010187366A; US20100195846A1

Description

本発明は、アナログオーディオ信号の信号レベルを調節する自動レベル制御回路に関する。

テレビ、カーオーディオ、ホームシアターシステム、オーディオコンポーネントをはじめとする、音声（オーディオ信号）を出力する機器は、視聴者が音声を聞き取りやすくするために、オーディオ信号のボリウムを自動制御する機能（ＡＬＣ：Automatic Level Control）を備えている。ＡＬＣによって、たとえば映画などを視聴する際に、音声のダイナミックレンジが非常に広い場合、小さな音はレベルを高くし、大きな音はレベルを低く抑えることができる。あるいはテレビ番組を視聴する際に、番組中とコマーシャル中とで、ボリウムが大きく異なる場合にも、ＡＬＣが有効である。

ＡＬＣ回路は、オーディオ信号を増幅する可変利得増幅器と、可変利得増幅器に入力されるオーディオ信号のレベル（振幅）を監視し、そのレベルに応じて可変利得増幅器の利得を制御する制御部とで構成されるのが一般的である。

米国特許第５，６３１，７１４Ａ号明細書

本発明はこうした状況においてなされたものであり、その包括的な目的のひとつは、柔軟なボリウム制御が可能なＡＬＣ回路の提供にある。

本発明のある態様は、自動レベル制御回路に関する。自動レベル制御回路は、入力オーディオ信号を増幅する可変利得増幅器と、入力オーディオ信号のレベルを監視し、所定の最小しきい値より低いとき、可変利得増幅器の利得を所定値に固定する第１制御部と、を備える。

最小しきい値以下のレベルの信号は、ノイズ成分の相対的な比率が高いか、あるいはノイズとみなすことができる。そこで態様によれば、入力信号レベルが最小しきい値より小さい場合には、可変利得増幅器の利得を所定値に固定することにより、ノイズが不要に増幅されるのを防止できる。

ある態様の自動レベル制御回路は、可変利得増幅器の出力信号のレベルを監視し、所定の最大しきい値を超えると可変利得増幅器の利得を低下させ、最大しきい値を下回ると可変利得増幅器の利得を増加させる第２制御部をさらに備えてもよい。第１制御部は、入力オーディオ信号のレベルが最小しきい値より低いとき、第２制御部による可変利得増幅器の利得制御を無効化してもよい。
この態様によれば、可変利得増幅器の出力信号のレベルの上限を、最大しきい値に固定することができる。また入力信号のレベルが最小しきい値より低い領域においては、可変利得増幅器の利得を所定値に固定することができ、ノイズの増幅を抑制できる。

ある態様の自動レベル制御回路は、入力オーディオ信号を増幅するサブ増幅器と、可変利得増幅器の出力信号とサブ増幅器の出力信号を合成する出力合成部と、をさらに備えてもよい。
この場合、自動レベル制御回路の出力信号のレベルをシフトさせることができる。

第１制御部は、入力オーディオ信号のレベルが最小しきい値より低いとき、サブ増幅器の利得をゼロとしてもよい。
この場合、入力信号のレベルが最小しきい値より低い領域においては、自動レベル制御回路全体の利得を所定値に固定することができ、ノイズの増幅を抑制できる。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明に係る自動レベル制御回路によれば、柔軟なボリウム制御が可能となる。

本発明の実施形態に係るＡＬＣ回路の構成を示すブロック図である。図１のＡＬＣ回路の入出力特性を示す図である。図１のＡＬＣ回路を備える音声ＤＳＰの構成を示すブロック図である。図４（ａ）、（ｂ）は、疑似ステレオユニットおよびサラウンドユニットの構成を示すブロック図である。図５（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、７バンドパラメトリックイコライザおよびサブ出力３バンドパラメトリックイコライザの構成を示すブロック図である。

図１は、本発明の実施形態に係るＡＬＣ回路１００の構成を示すブロック図である。たとえば可変利得増幅器１０は、テレビやカーオーディオをはじめとする、オーディオ出力機能を備えた電子機器に搭載される。可変利得増幅器１０は、その前段に設けられた再生部（不図示）からのアナログオーディオ信号を受け、そのレベルを調節し、後段のスピーカやヘッドホンなどの電気音響変換素子（不図示）に出力する。

ＡＬＣ回路１００は、可変利得増幅器１０、第１制御部１２、第２制御部１４、サブ増幅器１６、出力合成部１８を備える。

可変利得増幅器１０は、入力オーディオ信号ＶＩを設定された利得αで増幅する。可変利得増幅器１０の出力信号ＶＯは、ＶＯ＝α・ＶＩで与えられる。たとえば利得αは、−∞〜＋２４ｄＢの範囲の離散的な値のいずれかに設定される。第１制御部１２は、入力オーディオ信号ＶＩのレベルを監視し、そのレベルが所定の最小しきい値ＶＩｍｉｎより低いとき、可変利得増幅器１０の利得αを所定値α１に固定する。たとえば所定値はα１＝１（＝０ｄＢ）である。可変利得増幅器１０は、ＶＩ＜ＶＩｍｉｎのとき制御信号ＣＮＴ１をアサートする。制御信号ＣＮＴ１がアサートされると、可変利得増幅器１０の利得αは所定値α１に設定される。

第２制御部１４は、可変利得増幅器１０の出力信号ＶＯ（＝α・ＶＩ）のレベルを監視し、所定の最大しきい値ＶＯｍａｘを超えると、可変利得増幅器１０の利得αを低下させ（アタック動作）、最大しきい値ＶＯｍａｘを下回ると可変利得増幅器１０の利得αを増加させる（リカバリ動作）。たとえば第２制御部１４は、出力信号ＶＯのレベルが最大しきい値ＶＯｍａｘに達すると、アタック信号ＡＴＫをアサートし、最大しきい値ＶＯｍａｘを下回るとリカバリ信号ＲＥＣをアサートする。可変利得増幅器１０はアタック信号ＡＴＫがアサートされると、利得αを所定ステップ分減少させ、リカバリ信号ＲＥＣがアサートされると利得αを所定ステップ分、増加させる。第２制御部１４および可変利得増幅器１０によって、可変利得増幅器１０の出力信号のレベルが入力信号のレベルにかかわらずに一定値に保たれる。第２制御部１４の構成は、従来のＡＬＣ回路やＡＧＣ（Automatic Gain Control）回路の技術を利用すればよく、本発明で特に限定されるものではない。

さらに第２制御部１４は、可変利得増幅器１０の利得制御動作のオン、オフが切りかえ可能に構成されており、イネーブル端子ＥＮ＃（＃は論理反転を示す）に入力される制御信号がアサートされると、可変利得増幅器１０の利得制御を停止し、制御信号ＣＮＴ１がネゲートされると、利得制御を実行する。つまり、入力オーディオ信号ＶＩのレベルが最小しきい値ＶＩｍｉｎより低くなり、制御信号ＣＮＴ１がアサートされると、第２制御部１４による可変利得増幅器１０の利得制御が無効化される。

サブ増幅器１６は、入力オーディオ信号ＶＩを利得Ｋで増幅する。サブ増幅器１６の出力信号は、Ｋ・ＶＩで与えられる。出力合成部１８は、可変利得増幅器１０の出力信号ＶＯとサブ増幅器１６の出力信号を合成（加算）する。出力合成部１８の出力信号ＶＯ’は、
ＶＯ’＝α・ＶＩ＋Ｋ・ＶＩ
で与えられる。この出力信号ＶＯ’がＡＬＣ回路１００全体の出力となる。

第１制御部１２は、入力オーディオ信号ＶＩのレベルが最小しきい値ＶＩｍｉｎより低いとき、サブ増幅器１６の利得Ｋをゼロとする。具体的には、サブ増幅器１６には第１制御部１２からの制御信号ＣＮＴ１が入力されており、制御信号ＣＮＴ１がアサートされると、サブ増幅器１６の利得Ｋが０に設定される。利得Ｋをゼロとする際には、サブ増幅器１６の電源をオフしてもよいし、サブ増幅器１６の出力信号のレベルをゼロに固定してもよい。制御信号ＣＮＴ１がネゲートされるとき、サブ増幅器１６の利得Ｋは、所定値Ｋ１に設定される。所定Ｋ１は、図示しないプロセッサ等からのコマンドによって設定可能であることが望ましい。

以上がＡＬＣ回路１００の構成である。続いてその動作を説明する。図２は、図１のＡＬＣ回路１００の入出力特性を示す図である。横軸はＡＬＣ回路１００の入力オーディオ信号ＶＩのレベルを、縦軸はＡＬＣ回路１００の出力オーディオ信号ＶＯ’のレベルを示す。ＡＬＣ回路１００の動作は、入力オーディオ信号ＶＩおよび出力オーディオ信号ＶＯ’のレベルに応じて、領域（I）〜（III）の３つに分けて理解される。

１．領域（I）
ＶＩ＜ＶＩｍｉｎの範囲（I）では、α＝α１、Ｋ＝０となるため、
ＶＯ’＝ＶＩ
が成立する。つまり、入力オーディオ信号ＶＩのレベルが十分に小さい領域では、ノイズ成分が支配的であるとみなして、信号の増幅利得を下げることによりノイズの増幅を抑制することができる。

２．領域（II）
入力オーディオ信号ＶＩのレベルが、最小しきい値ＶＩｍｉｎを超えると、つまりノイズレベルよりも大きくなると、制御信号ＣＮＴ１がネゲートされ、第２制御部１４による可変利得増幅器１０の自動利得制御が開始される。入力オーディオ信号ＶＩのレベルが最小しきい値ＶＩｍｉｎより高く、かつ可変利得増幅器１０の出力信号ＶＯのレベルが最大しきい値レベルＶＯｍａｘより低い領域（II）では、利得αは刻々と変化するが、リカバリ動作を繰り返すことにより、最終的には取り得る範囲の最大値（２４ｄＢ）に収束するであろう。

３．領域（III）
可変利得増幅器１０の出力信号ＶＯが最大しきい値ＶＯｍａｘに達すると、アタック動作が発生し、可変利得増幅器１０の出力信号ＶＯのレベルは一定に保たれる（領域（III））。ＡＬＣ回路１００全体の出力オーディオ信号ＶＯ’は、可変利得増幅器１０の出力信号ＶＯと、サブ増幅器１６の出力信号の和で与えられる。したがって、領域（III）においては、サブ増幅器１６の利得Ｋが非ゼロの値Ｋ１に設定されるとき、可変利得増幅器１０の出力信号のレベルが一定に保たれるにも関わらず、入力オーディオ信号ＶＩのレベルが大きくなるに従って出力オーディオ信号ＶＯ’のレベルも増大させることができる。言い換えれば、サブ増幅器１６の利得Ｋの所定値Ｋ１は、領域（III）の傾きに応じて設定すればよい。なお、Ｋ１＝０と設定すれば、領域（III）において、出力オーディオ信号ＶＯ’のレベルを一定に保つことができる。

図１のＡＬＣ回路１００の利点は、従来のＡＬＣ回路との対比によってさらに明確となる。図２には、入力オーディオ信号ＶＩのレベルにもとづいて可変利得増幅器１０の自動レベル制御する従来のＡＬＣ回路の入出力特性が、一点鎖線で示される。このタイプのＡＬＣ回路では、ノイズレベルの入力オーディオ信号ＶＩが長時間入力され続けると、リカバリ動作を繰り返すため、利得が増加していき、ノイズが増幅されてしまい、スピーカやヘッドホンから出力されるという問題があった。これに対して、図１のＡＬＣ回路１００では、ノイズの増幅が抑制されるため、高品質なオーディオ再生が可能となる。

また、従来のＡＬＣ回路では、入力オーディオ信号ＶＩのレベルがある程度大きくなると、出力オーディオ信号ＶＯ’のレベルが一定に固定される。これに対して、図１のＡＬＣ回路１００では、サブ増幅器１６を設けたことにより、可変利得増幅器１０の出力レベルをクランプしつつも、入力オーディオ信号ＶＩのレベルの上昇にともない、出力オーディオ信号ＶＯ’のレベルを変化させることができる。

続いて、図１のＡＬＣ回路１００を備えるデジタルサラウンド処理ユニット（音声ＤＳＰ）について説明する。

図３は、図１のＡＬＣ回路１００を備えるデジタルサラウンド処理ユニット（音声ＤＳＰという）２の構成を示すブロック図である。デジタルサラウンド処理ユニット２は、たとえば薄型テレビに搭載され、オーディオ信号にさまざまな信号処理を施す。音声ＤＳＰ２は以下のブロックを備える。

１．プリスケーラ２０
デジタルサラウンド処理ユニット２に入力されるデジタル信号のレベルはフルスケールの場合があり、このときにサラウンドやイコライザ処理を行うとオーバーフローする。プリスケーラ２０は入力信号に対する入力ゲインを調節する。調節は＋２４ｄＢから−１０３ｄＢまで０．５ｄＢで可能である。

２．ＨＰＦ２２
音声ＤＳＰ２に入力されるデジタル信号のＤＣオフセット成分を除去するフィルタである。ＨＰＦ２２は、たとえばカットオフ周波数ｆｃは１Ｈｚの１次のフィルタである。

３．チャネルミキサ２４
音声ＤＳＰ２に入力されたデジタル信号の左チャンネルＬと右チャンネルＲの音のミキシング設定を行う。チャネルミキサ２４によってステレオ信号のモノラル化が行われる。

４．Ｐ^２Ｖｏｌｕｍｅ（Perfect Pure Volume）１００
図１に示すＡＬＣ回路１００に対応するユニットである。

５．トーンコントロール部２６
５．１ＢＡＳＳ
ピーキングフィルタもしくはローシェルフフィルタが利用可能である。周波数ｆ０、Ｑ値、ゲインＧａｉｎを与えると、ＩＣ内でデジタルフィルタの係数が演算により算出され、それらを保持する係数ＲＡＭに転送される。ソフト遷移機能によって設定時の切りかえショック音が防止される。

５．２ＭＩＤＤＬＥ
ピーキングフィルタが利用可能である。周波数ｆ、Ｑ値、ゲインＧａｉｎを与えると、ＩＣ内でデジタルフィルタの係数が演算により算出され、それらを保持する係数ＲＡＭに転送される。ソフト遷移機能によって設定時の切りかえショック音が防止される。

５．３ＴＲＥＢＬＥ
ピーキングフィルタもしくはローシェルフフィルタが利用可能である。周波数ｆ、Ｑ値、ゲインＧａｉｎを与えると、ＩＣ内でデジタルフィルタの係数が演算により算出され、それらを保持する係数ＲＡＭに転送される。ソフト遷移機能によって設定時の切りかえショック音が防止される。

６．第１スケーラ２８
音声ＤＳＰ２内でのオーバーフローを防止するために、第１スケーラ２８によりゲインが調節される。調節は＋２４ｄＢから−１０３ｄＢまで０．５ｄＢで可能である。

７．疑似ステレオ・サラウンド処理部３０
７．１疑似ステレオユニット
モノラル信号に信号処理を施し、ステレオ感を再現する。その構成は図４（ａ）に示される。

７．２サラウンドユニット（Matrix Surround 3D）
広いスイートスポットと長時間視聴でも疲労感の少ないサラウンド空間を実現するために設けられる。中高音での自然な音の広がり感を再現し、ボーカルの定位感を損ねない音場を実現する。その構成は図４（ｂ）に示される。ループをオンすることにより位相シフタの段数を擬似的に増やすことが可能となる。

８．重低音イコライザ（P²Bass:Perfect Pure Bass）３２
スピーカのエンクロージャに制約のある薄型テレビでも迫力のある重低音、原音に近いリアルサウンドを再現するためのイコライザである。厚みのある歪み感の少ないクリアな重低音が実現される。低音をブーストしてもボーカル帯域に干渉しないため豊かで自然な重低音を実現できる。

９．中高音イコライザ（P²Treble: Perfect Pure Treble）３４
明瞭度、音の伸び、歯切れの良さを実現するために設けられる。スピーカがディスプレイの下側に設けられるセットでは、音が持ち上がって聞こえる効果を実現できる。

１０．第２スケーラ３６
音声ＤＳＰ２内でのオーバーフローを防止するために、第２スケーラ３６によりゲインが調節される。調節は＋２４ｄＢから−１０３ｄＢまで０．５ｄＢで可能である。

１１．７バンドパラメトリックイコライザ３８
７バンドパラメトリックイコライザ３８は、ピーキングフィルタ、ローシェルフフィルタ、もしくはハイシェルフフィルタが利用可能である。周波数ｆ０、Ｑ値、ゲインＧａｉｎを与えると、ＩＣ内でデジタルフィルタの係数が演算により算出され、それらを保持する係数ＲＡＭに転送される。

１２．メイン出力電子ボリウム４０
１２．１メイン出力ＥＶＲ
ボリウムは＋２４ｄＢから−１０３ｄＢまで０．５ｄＢで選択可能である。ボリウムを切りかえたときはソフト遷移を行う。ソフト遷移時間は０ｄＢからの場合、約２２ｍｓである。

１２．２メイン出力バランスユニット
バランスユニットは、ボリウム設定値から１ｄＢステップで音量を減衰させることが可能である。切りかえ時にはソフト遷移が実行される。ソフト遷移時間は約２２ｍｓである。

１３．メイン出力ポストスケーラ４２
１３．１メイン出力ポストスケーラ
３２ビット幅のＤＳＰで演算したデータを２４ビット幅で出力する際にレベル調節するユニットである。調節は＋２４ｄＢから−１０３ｄＢまで０．５ｄＢで選択可能である。

１３．２メイン出力クリッパー
テレビの定格出力（実用最大出力）を測定する際には総合歪率（ＴＨＤ＋Ｎ）が１０％のレベルが利用される。クリッパー機能を用いることにより任意の出力振幅で音声信号をクリップすることが可能となる。たとえば１５Ｗ出力のアンプを用いて１０Ｗや５Ｗの定格出力を実現することができる。

１４．サブ入力データ選択ユニット４４
サブ入力（サブ・ウーハ処理など）を選択するユニットである。第１スケーラ２８の処理後のデータ、Ｐ^２Ｂａｓｓ処理後のデータあるいは別の経路からのデジタル信号（入力２）を受け、いずれかを選択する。Ｐ^２Ｂａｓｓ処理後のデータを選択した場合、Ｐ^２Ｂａｓｓのゲイン設定と連動したサブ・ウーハー出力を実現できる。

１５．サブ出力チャネルミキサ４６
音声ＤＳＰ２に入力されたサブ出力用デジタル信号の左チャンネルＬと右チャンネルＲの音のミキシング設定を行う。サブ出力チャネルミキサ４６によってステレオ信号のモノラル化が行われる。

１６．サブ出力ＬＰＦ４８
サブ・ウーハ出力用のクロスオーバーフィルタである。

１７．サブ出力３バンドパラメトリックイコライザ５０
サブ出力３バンドパラメトリックイコライザ５０は、ピーキングフィルタ、ローシェルフフィルタ、もしくはハイシェルフフィルタが利用可能である。周波数ｆ０、Ｑ値、ゲインＧａｉｎを与えると、ＩＣ内でデジタルフィルタの係数が演算により算出され、それらを保持する係数ＲＡＭに転送される。

１８．サブ出力電子ボリウム５２
１８．１サブ出力ＥＶＲ
サブ出力用ボリウムは＋２４ｄＢから−１０３ｄＢまで０．５ｄＢで選択可能である。ボリウムを切りかえたときはソフト遷移を行う。ソフト遷移時間は０ｄＢからの場合、約２２ｍｓである。

１８．２サブ出力バランスユニット
バランスユニットは、ボリウム設定値から１ｄＢステップで音量を減衰させることが可能である。切りかえ時にはソフト遷移が実行される。ソフト遷移時間は約２２ｍｓである。

１９．サブ出力ポストスケーラ５４
１９．１サブ出力ポストスケーラ
３２ビット幅のＤＳＰで演算したデータを２４ビット幅で出力する際にレベル調節するユニットである。調節は＋２４ｄＢから−１０３ｄＢまで０．５ｄＢで選択可能である。

１９．２サブ出力クリッパー
テレビの定格出力（実用最大出力）を測定する際には総合歪率（ＴＨＤ＋Ｎ）が１０％のレベルが利用される。クリッパー機能を用いることにより任意の出力振幅で音声信号をクリップすることが可能となる。たとえば１５Ｗ出力のアンプを用いて１０Ｗや５Ｗの定格出力を実現することができる。

以上が音声ＤＳＰ２の構成である。続いて、各ユニットの構成を説明する。

図４（ａ）、（ｂ）は、疑似ステレオユニットおよびサラウンドユニットの構成を示すブロック図である。図４（ａ）の疑似ステレオユニット３０ａはチャンネルごとに、信号の位相を変化させる位相シフタ６０と、位相シフタの出力信号を増幅する増幅器６２と、増幅器６２の出力ともとの入力信号のいずれかを選択するセレクタ６４を備える。

図４（ｂ）のサラウンドユニット３０ｂを参照する。減算器７０は、左チャンネル信号Ｌｃｈから右チャンネル信号Ｒｃｈを減算する。スイッチ７２は、減算器７０と加算器７４の間に設けられる。位相シフタ７６は、加算器７４の出力の位相を変化させる。増幅器７８は位相シフタ７６の出力を増幅する。ＬＰＦ８０は、増幅器７８の出力の高周波成分を除去する。ＬＰＦ８０の出力はスイッチ８２を介して加算器７４に入力される。加算器９０Ｌは左チャンネル信号ＬｃｈとＬＰＦ８０の出力を加算する。同様に加算器９０Ｒは右チャンネル信号ＲｃｈとＬＰＦ８０の出力を加算する。

図５（ａ）、（ｂ）はそれぞれ、７バンドパラメトリックイコライザ３８およびサブ出力３バンドパラメトリックイコライザ５０の構成を示すブロック図である。７バンドパラメトリックイコライザ３８およびサブ出力３バンドパラメトリックイコライザ５０はそれぞれ、２次ＩＩＲ型デジタルフィルタ（Bi-quad Filter）である。このフィルタの５つの係数ｂ０，ｂ１，ｂ２，ａ１，ａ２は、外部から直接設定可能に構成される。この機能を用いることによりピーキング、ローシェルフ、ハイシェルフ以外のフィルタ形式や、周波数設定、Ｑ値設定、ゲイン設定を自在に行うことができる。

係数ｂ０，ｂ１，ｂ２，ａ１，ａ２の係数は、係数ＲＡＭに格納される。音声ＤＳＰ２は、係数ＲＡＭの自動更新機能を有しており、この機能を用いることで係数ＲＡＭの自動上書き更新が可能となる。

実施の形態にもとづき、特定の語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が可能である。

１００…ＡＬＣ回路、１０…可変利得増幅器、１２…第１制御部、１４…第２制御部、１６…サブ増幅器、１８…出力合成部。

Claims

入力オーディオ信号を増幅する可変利得増幅器と、
前記入力オーディオ信号のレベルを監視し、所定の最小しきい値より低いとき、前記可変利得増幅器の利得を所定値に固定する第１制御部と、
前記入力オーディオ信号を増幅するサブ増幅器と、
前記可変利得増幅器の出力信号と前記サブ増幅器の出力信号を合成する出力合成部と、
を備えることを特徴とする自動レベル制御回路。
前記可変利得増幅器の出力信号のレベルを監視し、所定の最大しきい値を超えると前記可変利得増幅器の利得を低下させ、前記最大しきい値を下回ると前記可変利得増幅器の利得を増加させる第２制御部をさらに備え、
前記第１制御部は、前記入力オーディオ信号のレベルが前記最小しきい値より低いとき、前記第２制御部による前記可変利得増幅器の利得制御を無効化することを特徴とする請求項１に記載の自動レベル制御回路。
前記第１制御部は、前記入力オーディオ信号のレベルが前記最小しきい値より低いとき、前記サブ増幅器の利得をゼロとすることを特徴とする請求項１に記載の自動レベル制御回路。
前記第１制御部は、前記入力オーディオ信号が前記最小しきい値より低いとき、前記サブ増幅器の利得をゼロとすることを特徴とする請求項３に記載の自動レベル制御回路。
入力されたオーディオ信号のレベルを調節する請求項１から４のいずれかに記載の自動レベル制御回路と、
オーバーフローを防止するために、前記自動レベル制御回路を経た前記オーディオ信号のレベルを調節する第１スケーラと、
前記第１スケーラを経た信号のボリウムを調節するメイン出力電子ボリウムと、
前記メイン出力電子ボリウムを経た信号のレベルを、ボリウムの設定値から減衰させるメイン出力バランスユニットと、
を備えることを特徴とするオーディオ用デジタル信号プロセッサ。
入力されたオーディオ信号のレベルを、オーバーフローしないように調節するプリスケーラと、
前記プリスケーラの出力の直流成分をカットするハイパスフィルタと、
前記ハイパスフィルタの出力の左チャンネル成分と右チャンネル成分をミキシングするチャネルミキサと、
前記チャネルミキサの出力のレベルを調節する請求項１から４のいずれかに記載の自動レベル制御回路と、
を備えることを特徴とするオーディオ用デジタル信号プロセッサ。
サブ入力データを受け、左チャンネル成分と右チャンネル成分をミキシングするサブ出力チャネルミキサと、
前記サブ出力チャネルミキサの出力の高周波成分を除去するローパスフィルタと、
前記ローパスフィルタの出力をイコライジングするパラメトリックイコライザと、
前記パラメトリックイコライザの出力のボリウムを調節するサブ出力電子ボリウムと、
前記サブ出力電子ボリウムの出力のレベルを、ボリウムの設定値から減衰させるサブ出力バランスユニットと、
をさらに備えることを特徴とする請求項６に記載のオーディオ用デジタル信号プロセッサ。
入力オーディオ信号を増幅する可変利得増幅器の利得制御方法であって、
前記入力オーディオ信号のレベルを監視し、所定の最小しきい値より低いとき、前記可変利得増幅器の利得を所定値に固定するステップと、
前記可変利得増幅器の出力信号のレベルを監視し、所定の最大しきい値を超えると前記可変利得増幅器の利得を低下させ、前記最大しきい値を下回ると前記可変利得増幅器の利得を増加させるステップと、
前記入力オーディオ信号を、前記可変利得増幅器と並列に設けられた所定の利得を有するサブ増幅器により増幅し、前記可変利得増幅器の出力信号と前記サブ増幅器の出力信号を合成するステップと、
前記入力オーディオ信号のレベルが前記最小しきい値より低いとき、前記サブ増幅器の利得をゼロに設定するステップと、
を備えることを特徴とする利得制御方法。