JP6714987B2 - 同期電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、例えばポンプ、ファン、圧縮機、スピンドルモータなどの回転速度制御や、コンベア、昇降機、機械装置の位置決め制御、ならびに電動アシストなどトルク制御を必要とする用途に適用する電動機駆動技術に関する。

家電・産業・自動車などの分野では、例えば、ファン、ポンプ、圧縮機などの回転速度制御、ならびに電動パワーステアリングなどのトルク制御、さらには、搬送機、昇降機、位置決め制御などにモータ駆動装置が用いられている。これらの分野のモータ駆動装置では、小形・高効率の交流電動機である永久磁石型同期電動機（以下、「ＰＭモータ」と称する）が幅広く用いられている。しかし、ＰＭモータの駆動を制御するには、モータの回転子の磁極位置の情報が必要であり、そのためのレゾルバやホールＩＣ等の位置センサが必須となる。近年では、この位置センサを用いずに、ＰＭモータの回転数やトルク制御を行うセンサレス制御が普及している。

センサレス制御の実現によって、位置センサにかかる費用（センサそのもののコストや、センサの配線にかかるコスト、センサの取り付け調整作業にかかる費用）が削減でき、また、センサが不要となる分、装置の小型化や、劣悪な環境下での使用が可能になるなどのメリットも生まれている。

現在、ＰＭモータのセンサレス制御は、ロータが回転することによって発生する誘起電圧（速度起電圧）を直接検出し、回転子の位置情報としてＰＭモータの駆動を行う方式や、ＰＭモータの数式モデルから、回転子位置を推定演算する位置推定技術などが採用されている。

これらは原理的には速度起電圧を利用する方式であり、停止、低速域など、速度起電圧が小さくなる領域では適用困難となる。よって、これらの技術は、主に中高速域以上の速度域にて適用されており、低速域はＶ／Ｆ一定制御のようなオープンループ制御が用いられている。オープンループ制御の場合、モータの発生トルクを自在に制御することができないため、低速域の制御性は悪く、また、効率も劣化してしまう。

これらに対し、低速域から回転子位置情報を得る方式がすでに提案されている。

特許文献１は、三相のＰＭモータの２つの相にパルス電圧を印加し、通電していない残りの１相の開放電圧を検出して、その電圧から位置情報を得るものである。この開放相の起電圧は、ＰＭモータの回転子の位置に応じて発生するため、回転子位置の推定に利用できる。この起電圧は、ＰＭモータの回転子に取り付けられた永久磁石磁束と、パルス電圧による通電電流との関係によって、モータ内のインダクタンスが微小に変化することで発生する電圧であり、停止状態においても観測可能である。これを「磁気飽和起電圧」と称している。

また、この方式では、通電していない相（開放相）の起電圧を観測するため、三相のうち、二相を選択して通電する１２０通電駆動が必須となっている。位置センサレスで駆動するには、これらの通電相を回転子の位置に応じて切り替えていく必要がある。その通電相切替に、開放相に発生する「磁気飽和起電圧」を利用している。

磁気飽和起電圧は、回転子の位置に応じて単調増加、あるいは減少するように変化する。そこで、特許文献１では、開放相起電圧に「閾値」を設け、その閾値に磁気飽和起電圧が到達した時点で、次の通電相へ切り替えるようにして、位置センサレス制御を行っている。その際、「閾値」が極めて重要な設定要素となる。閾値は、モータ毎、あるは、モータの相巻線毎に微妙にばらつきを持っており、それらを適切に設定する必要がある。その調整作業を、モータ毎に自動的に実施する手法が、特許文献２に記されている。

特許文献２では、特許文献１に記された手法に対し、予め、閾値の自動調整ルーチンを実行することで、作業者が手動で調整する必要がなくなり、システムの立ち上げ作業が省力化される。

これらの先行技術は、１２０度通電駆動を前提としているものであるが、正弦波駆動の手法もすでに報告されている。特許文献３、４では、ＰＭモータとして三相固定子巻線がＹ結線されたものを用いて、そのＹ結線された三相巻線の接続点電位（これを中性点電位と呼ぶ）を観測することで、回転子の位置を推定している。

特許文献１のように開放相を観測する必要がないため、三相に同時に通電することが可能であり、ＰＭモータを理想的な正弦波電流で駆動することができる。しかし、中性点電位の検出は不可欠である。

特許文献３では、中性点電位を観測するための電圧パルスの挿入方法が記されている。また、特許文献４では、ＰＭモータを駆動するインバータの印加電圧を利用し、パルス幅変調を行う際のＰＷＭパルスに連動して中性点電位を観測し、瞬時に回転子位置の推定演算が可能であることが記されている。

特開２００９−１８９１７６号公報 特開２０１２−１０４７７号公報 特開２０１０−７４８９８号公報 国際公開第ＷＯ１３／１５３６５７号パンフレット

特許文献１記載のものは、モータが停止・低速状態において、脱調することなくトルクを発生することができる。また、特許文献２では特許文献１のセンサレス駆動を実現するための重要な設定定数である「閾値」の自動調整に関する記載がある。しかしながら、これら特許文献１、２の手法は、いずれも１２０度通電駆動がベースとなるため、ＰＭモータ駆動時の電流高調波は極めて大きい。その結果、高調波損失の増大化や、トルク脈動による振動・騒音が問題となる場合がある。ＰＭモータを駆動するには、理想的には正弦波電流での駆動が望ましい。

特許文献３、４記載のものは、ＰＭモータの固定子巻線の中性点電位を観測することで、正弦波電流によってＰＭモータを零速度から駆動できることが示されている。また、ＰＭモータの構造的な制限（例えば、埋め込み磁石型に限定されるなどの制限）はなく、汎用性も高い。しかしながら、これら特許文献３、４には、解決されていない以下の課題がある。

特許文献３には、観測された中性点電位を用いて三相の通電相を切り替える手法が示されているが、具体的な切替の中性点電位をどのように設定するのかという点や、モータの仕様による違い、三相のアンバランスへの対応が記されていない。さらに、モータの磁気回路特性によっては、トルク電流によっても中性点電位が変化する場合があり、それらに対する対応策が記載されていない。このため、特許文献３の手法を実現するには、モータ毎の調整作業や、負荷トルクに対する位置推定誤差が増加するなど、実用上問題である。

特許文献４では、２種類の電圧パターンを印加した際に、各々の電圧パターンにおける中性点電位を観測し、それらの信号処理によってＰＭモータの回転子位置を推定演算できることが示されている。しかしながら、三相アンバランスへの対応はできず、例えば、ある特定相のインダクタンスのみが他と異なっている場合、推定された回転子位置に大きな脈動成分が発生してしまう。また、２種類の電圧パターンは、通常の三角波キャリアによるパルス幅変調によって作成可能であるが、それぞれの電圧パターンに対応した中性点電位を検出するには、制御器の機能として、ＡＤコンバータやタイマーなどが豊富に用意されている必要がある。安価なマイコンを使用した場合、これらの機能は不十分であり、特許文献４の手法をそのまま適用することはできない。また、特許文献３と同様に、トルク電流によっても中性点電位が変動する場合には、位置推定誤差が増えてしまい、トルク性能が劣化する可能性がある。

以上の課題、その中でも特に、トルク電流によっても中性点電位が変動するという点での課題に鑑み、本発明は、制御対象となるモータ個体毎の磁気飽和特性、ならびにトルク電流の依存性、三相アンバランス特性などの磁気回路特性を自動調整し、かつ、零速度近傍において、回転子位置センサを用いずに、高トルクなモータ駆動を実現する同期電動機の制御装置を提供することを目的とする。

本発明の同期電動機の制御装置は、三相固定子巻線がＹ接続された同期電動機と、前記同期電動機のＹ接続点の電位である中性点電位を検出する手段と、前記同期電動機を駆動するインバータと、に接続され、前記インバータを用いて前記同期電動機を制御する同期電動機の制御装置において、前記同期電動機の制御装置は、前記同期電動機の回転子の位置が互いに異なる複数の回転子位置において、前記同期電動機の平均トルクが０となる交番電流を前記同期電動機に通電した状態で、前記交番電流の複数のピーク値に対する前記中性点電位の値をそれぞれ取得し、取得した前記複数の回転子位置における前記交番電流のピーク値ごとの前記中性点電位の値に基づいて、前記同期電動機に流れるトルク電流と前記回転子位置との複数の組み合わせに対して前記中性点電位と前記回転子位置との関係を表す線形補間式のパラメータをそれぞれ取得する測定モードを備え、前記同期電動機の制御装置は、前記測定モードにおいて取得した前記パラメータと、実運転モードにおいて測定した前記中性点電位とに基づいて前記回転子の位置推定を行い、前記同期電動機を制御することを特徴とする。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば以下の通りである。

本発明によれば、ＰＭモータの中性点電位と回転子位置の関係、ならびに、トルク電流と中性点電位の関係を予め取得できるため、どのような磁気回路特性を持ったモータであっても、簡単な調整アルゴリズムによって低速域のセンサレス駆動が実現できる。この結果、これまで公開された方式に対して、振動・騒音の少ない高トルク駆動が可能となる。また、調整後の実運転駆動では、簡便なアルゴリズムによる位置推定演算が可能となるため、安価なマイコンによる実現も可能となる。

同期電動機の制御装置の構成を表す図である。 インバータの出力電圧をαβ座標上でベクトル表示した図である。 ＰＭモータの回転子位置θｄとの関係を示す図である。 第１の実施形態に係るＰＭモータの中性点電位の発生原理を示す図である。 第１の実施形態に係るＰＭモータの中性点電位の発生原理を示す図である。 第１の実施形態に係る中性点電位の実測例の波形図である。 第１の実施形態に係る中性点電位の線形化に係わる波形図である。 第１の実施形態に係るすべての種類の中性点電位の変化を示す波形図である。 第１の実施形態に係るセンサレス駆動に用いる中性点電位の変化を示す波形図である。 第１の実施形態に係るセンサレス駆動に用いる中性点電位の電流依存による変化を示す波形図である。 通常駆動時におけるＰＭモータ内部の磁束とトルク電流の関係を示す図である。 第１の実施形態に係るＰＭモータ内部の磁束とトルク電流の関係を示す図である。 第１の実施形態に係る測定モードにおける電流依存性取得時の波形を示す図である。 第１の実施形態に係る測定モード時のアルゴリズムを示すフロー図である。 電圧ベクトルＶＡを出力することができる電圧指令Ｖ＊の位置を示す図である。 非パルスシフト時における各相の電圧パルスと中性点電位を示す図である。 パルスシフト時における各相の電圧パルスと中性点電位を示す図である。 第１の実施形態に係る位置推定器のブロック構成図である。 第２の実施形態に係るセンサレス駆動に用いる中性点電位のばらつきの様子を示す波形図である。 第２の実施形態に係る測定モード時のアルゴリズムを示すフロー図である。 第３の実施形態に係る中性点電位の線形化に係わる波形図である。 第３の実施形態に係る測定モード時のアルゴリズムを示すフロー図である。 第４の実施形態に係る測定モード時のアルゴリズムを示すフロー図である。 第５の実施形態に関わる一体型のモータ駆動システムの構成を表す図である。 第６の実施形態に関わる油圧ポンプシステムの構成を表す図である。 第６の実施形態に関わる油圧ポンプシステムにて、リリーフバルブを取り除いた構成を表す図である。 第７の実施形態に関わる位置決め制御システムの構成を表すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態を図を用いて説明する。

（第１の実施の形態）
図１〜１３を用いて、本発明の第１の実施の形態に関わる交流電動機の制御装置について説明する。

この装置は、三相の永久磁石同期電動機４（以下ＰＭモータ４と略）の駆動を目的とするものであり、大別すると、Ｉｑ＊発生器１、制御器２、インバータ３、駆動対象であるＰＭモータ４を含んで構成される。インバータ３は、直流電源３１、インバータ主回路３２、ゲートドライバ３３、仮想中性点電位発生器３４、電流検出器３５を含む。

なお、本実施形態では駆動対象としてＰＭモータを例に挙げるが、回転子位置に対する磁気飽和特性が得られる電動機であれば、他の種類の交流電動機であっても適用可能である。

Ｉｑ＊発生器１は、ＰＭモータ４のトルク電流指令Ｉｑ＊を生成する制御ブロックであり、制御器２の上位の制御器に相当する。たとえば、ＰＭモータ４の回転速度を制御する速度制御器としてや、ポンプなどの負荷装置の状態から必要なトルク電流指令を演算して制御器２へ与えるブロックとして、機能する。

制御器２は、ＰＭモータ４を回転子位置センサレスでベクトル制御する制御器である。制御器２は、通常の位置センサレスを実現する「実運転モード」と、実運転前のＰＭモータ個別への調整作業を自動で行う「測定モード」の両方の機能を搭載している。制御器２は、ブロック内の切替器によってこれらの動作を切り替えている。

制御器２は、実運転モードと測定モードとを切り替える切替器ＳＷ２１ａ〜ｅを有する。実運転モードでは、ＳＷ２１ａ〜ｅは「１」側に切り替えられ、測定モードでは、ＳＷ２１ａ〜ｅは「０」側に切り替えられる。実運転モードでは、中性点電位に基づく位置推定、ならびにｄｑ軸の電流制御を用いたベクトル制御系が実現される。測定モードでは、後述するアルゴリズムによって、実運転モード時に位置推定器１５で必要となるパラメータを取得する。

制御器２は、インバータ３の直流母線電流に基づいて三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを再現する電流再現器１１を備える。なお、本実施形態では、電流検出器３５によって直流母線電流を検出することで相電流を再現しているが、直接、相電流センサを用いても良い。電流再現器１１の詳細な動作については、ここでは説明を省略する。

再現された三相交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃは、ｄｑ変換器１２によって、ＰＭモータ４の回転子座標軸であるｄｑ座標軸の値（Ｉｄ、Ｉｑ）に変換される。ｄ軸電流Ｉｄは、加算器６を介してｄ軸電流制御器ＩｄＡＣＲ７に入力される。ｑ軸電流Ｉｑは、加算器６を介してｑ軸電流制御器ＩｑＡＣＲ８に入力される。

ｄ軸電流制御器ＩｄＡＣＲ７は、ｄ軸電流Ｉｄと、ＰＭモータ４への励磁電流指令Ｉｄ＊に基づいて、電流制御を行う。電流制御を行う際に入力されるＩｄ＊は、切替器ＳＷ２１ｃによって切り替えられる。実運転モードでは、Ｉｄ＊発生器５ａからの信号が使用される。測定モードでは、Ｉｄ＊発生器５ｂからの信号が使用される。

ｑ軸電流制御器ＩｑＡＣＲ８は、ｑ軸電流Ｉｑと、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊に基づいて、電流制御を行う。電流制御を行う際に入力されるＩｑ＊は、切替器ＳＷ２１ｄによって切り替えられる。実運転モードでは、Ｉｑ＊発生器１からの信号が使用される。測定モードでは、零発生器１９によってＩｑ＊は零に設定される。

実運転モード時においては、ｄ軸電流制御器ＩｄＡＣＲ７から出力されるｄ軸電圧指令Ｖｄ＊と、ｑ軸電流制御器ＩｑＡＣＲ８から出力されるｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とが、ｄｑ逆変換器９に入力される。ｄｑ逆変換器９は、ｄｑ軸上の電圧指令Ｖｄ＊、Ｖｑ＊を三相交流電圧指令Ｖｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０に変換する。そして、パルス幅変調（ＰＷＭ）器１０は、三相交流電圧指令に基づいて、インバータ３を駆動するゲートパルス信号を生成する。

ｄｑ逆変換器９及びｄｑ変換器１２において用いられる変換位相の決定について説明する。

制御器２は、中性点電位増幅器１３を備える。中性点電位増幅器１３は、仮想中性点電位発生器３４の仮想中性点電位Ｖｎｃを基準に、ＰＭモータ４の中性点電位Ｖｎを増幅して検出する。なお、本実施形態では、仮想中性点電位発生器３４の仮想中性点電位Ｖｎｃを基準に、中性点電位を観測しているが、基準となる電位は任意に取ることができる。例えば、インバータ３の直流電源３１のグランドレベルなど、他の基準電位を基準に用いても検出可能である。

サンプル／ホールダー１４は、観測された中性点電位をサンプル／ホールドして制御器内部に取り込む。そして、観測された中性点電位Ｖｎ０（実際には、ＶｎＡ〜ＶｎＦのいずれか一つ）に基づいて、位置推定器１５がＰＭモータ４の回転子位置θｄｃを推定演算する。実運転モード時には、当該推定された回転子位置θｄｃがｄｑ逆変換器９及びｄｑ変換器１２に入力される。また、速度演算器１６が推定された回転子位置θｄｃに基づいて回転子速度ω１を推定する。

後述するように、本実施形態の制御装置は、交番電流をＰＭモータ４に通電し、そのときの中性点電位Ｖｎの電流依存性を取得する点に特徴を有する。そのための構成として、本実施形態に係る交流電動機の制御装置は、測定モード時において、交流電圧Ｖｈ＊をｑ軸電圧としてｄｑ逆変換器に印加する交流指令発生器２０を備える。

そして、測定モード時（すなわち、交番電流の通電時）において観測された中性点電位Ｖｎ０は、切替器ＳＷ２１ａによって、推定パラメータ設定器１８に入力される。推定パラメータ設定器１８は、中性点電位Ｖｎ０に基づき、実運転時の位置推定に必要となるパラメータを設定する。

また、制御器２は、測定モード時に回転子位置を強制的に所定位置に移動させる位相設定器１７を備える。測定モード時には、ｄｑ逆変換器９及びｄｑ変換器１２に入力される変換位相は、切替器ＳＷ２１ｂによって位相設定器１７から出力される信号に切り替えられる。

そして、本実施形態に係る交流電動機の制御装置は、測定モード時において、交流電圧Ｖｈ＊をｑ軸電圧としてｄｑ逆変換器に印加する交流指令発生器２０を備える。これにより交番電流を発生させ、中性点電位の電流依存性を取得する。

次に、図２〜図７を用いて、中性点電位に基づく位置センサレス駆動の原理について説明する。

図２（ａ）は、インバータの出力電圧をαβ座標上でベクトル表示したものである。図中において、Ｖ（１，０，０）の数値「１，０，０」は、インバータ主回路のＵ、Ｖ、Ｗ相のスイッチ状態を示しており、「１」は上側素子のオン、「０」は下側素子のオンを意味する。例えば、Ｖ（１，０，０）は、Ｕ相が上側素子がオン、Ｖ相、Ｗ相は下側素子がオンの状態を意味する。インバータ３の出力電圧は、三相のスイッチングデバイス（Ｓｕｐ〜Ｓｗｎ）のそれぞれのスイッチ状態に応じて、２つの零ベクトル（Ｖ（０，０，０）及びＶ（１，１，１））と、６つの零でないベクトル（ＶＡ〜ＶＦ）との合計８通りの電圧パターンとなる。

インバータは、これら８つの電圧ベクトルを用いて、正弦波状のパルスパターンを作成する。例えば、ある任意の電圧指令Ｖ＊に対し、その指令が図２（ａ）の領域３にあるとすると、それを囲むベクトルＶＢ、ＶＣならびに零ベクトルを組み合わせて、Ｖ＊相当の電圧を作成している。

図２（ｂ）は、αβ座標上でＰＭモータの回転子位置θｄを表した図である。通常はα軸（Ｕ相固定子巻線位置に一致）を基準に、反時計方向回りにθｄを定義する。

図３（ａ）は、電圧ベクトルＶＡを印加した際の中止点電位ＶｎＡを示し、図３（ｂ）は、電圧ベクトルＶＤを印加した際の中止点電位ＶｎＤを示す。中性点電位は、仮想中性点電位を基準として、図中において示される式で表される。このように、各中性点電位は、固定子巻線Ｌｕ、Ｌｖ、Ｌｗの分圧電位として観測される。仮に、各巻線のインダクタンスが等しいとすると、中性点電位は完全に零となる。しかしながら、実際には、回転子の磁石磁束が巻線に影響することで、インダクタンスは回転子位置に応じた変化を示す。なお以後においては、電圧ベクトルＶＡ、ＶＢ、ＶＣ、ＶＤ、ＶＥ、ＶＦを印加した際に生じる中性点電位のそれぞれの名称として、ＶｎＡ、ＶｎＢ、ＶｎＣ、ＶｎＤ、ＶｎＥ、ＶｎＦを用いる。

図４は、実際のＰＭモータに対して電圧ベクトルを印加して、中性点電位を観測した結果である。Ｖ_ｎＡ、Ｖ_ｎＤとも、回転子位置に応じた変化を示している。この回転子位置による中性点電位の依存性を利用することで、回転子の位置推定が可能になる。本実施例では、図４の波形の一部分を利用して、回転子位置の推定演算を行うこととする。図４のＶｎＡの変化に着目した線形化の例として、図５（ａ）乃至図５（ｃ）を示す。

図５（ａ）は、−６０［ｄｅｇ］から０［ｄｅｇ］までのＶｎＡの変化を直線とみなし、Ｖｎ＝Ｆａ（θｄ）として関数化した場合である。位置推定の際には、その逆関数であるθｄ＝Ｆａ^−１（Ｖｎ）を用いることで、Ｖｎから回転子位置θｄを推定することが可能である。

これを実現するには、θｄに対する２点の中性点電位が取得できればよい。例えば、−６０［ｄｅｇ］に回転子を移動し、その位置でＶＡを印加して中性点電位ＶｎＡ０を取得する。そして、回転子を０［ｄｅｇ］の位置に移動し、その位置でＶＡを印加して中性点電位ＶｎＡ１を取得する。

図５（ｂ）は、図５（ａ）とは別の線形化の例である。図５（ｂ）に示すように、−６０［ｄｅｇ］から０［ｄｅｇ］の範囲の任意の点で近似することも可能である。

基本的には、中性点電位Ｖｎ０（実際には、ＶｎＡ〜ＶｎＦのいずれか）を入力し、以下の（１）式で表されるような線形化を行う。
θｄｃ６０＝Ａ１・Ｖｎ０＋Ｂ１・・・（１）

図５（ｃ）は、さらに別の線形化の例である。図５（ｃ）に示す方法では、−６０［ｄｅｇ］から０［ｄｅｇ］の範囲内で、複数点の中性点電位を取得する。このように、上式のＡ１、Ｂ１を複数個用意しておき、推定精度を向上させてもよい。

図６は、６種類の中性点電位であるＶｎＡ、ＶｎＢ、ＶｎＣ、ＶｎＤ、ＶｎＥ、ＶｎＦの観測結果の例を示す。なお、図中において実線と破線とが混在しているが、これは単に視認しやすくするためである。これら６つの中性点電位を回転子位置６０度毎に選択して使用すると、図７のような波形になる。

図７は、回転子位置６０度ごとに、６種類の中性点電位を選択した図である。このように６種類の中性点電位を６０度毎に順番に使用することで、対象な波形が観測でき、シンプルなアルゴリズムによって回転子位置の推定が可能になる。なお、６種類の中性点電位の選び方について、図７は一例である。

以上のアルゴリズムは、中性点電位を用いた位置推定の基本動作を説明するものである。これは、磁石磁束の位置によって変化する中性点電位の位置依存性を利用している。しかし、実際のモータにおいては、中性点電位の値を決定付ける別の要因として、トルク電流によって変化する電流依存性が存在する場合がある。

図８は、ｑ軸電流（すなわち、トルク成分の電流）を２５％、５０％、１００％、２００％と値を変えながら、中性点電位（ここではＶｎＡ）を測定した結果である。ここでは、回転子位置θｄｃが−６０［ｄｅｇ］、−３０［ｄｅｇ］、０［ｄｅｇ］のときの中性点電位の値をそれぞれ、ＶｎＡ０、ＶｎＡ１、ＶｎＡ２としている。例えば、ＶｎＡ０＿０２５は、回転子位置θｄｃが−６０［ｄｅｇ］で、ｑ軸電流が２５％のときの中性点電位の値である。

モータの磁気回路特性によって依存度は異なるものの、図８に示されるような電流依存性が生じる場合がある。このことから、図５に示したような単純なフィッティングでは正確な位置推定が行えず、トルク仕様を満足しないばかりか、位置推定不可能になる可能性があることが分かる。

そこで本発明は、中性点電位の値を決定付ける要因として、（１）磁石磁束の位置によって変化する位置依存性だけでなく、（２）トルク電流によって変化する電流依存性についても考慮することで、零速度から高トルク駆動が可能な同期電動機の制御装置が実現できるようにした。

続いて、中性点電位の電流依存性の取得方法について説明する。まず、図９（ａ）を用いて、通常駆動時の永久磁石磁束Φｍとトルク電流Ｉｑの関係を説明する。図９（ａ）に示されるように、通常駆動では、磁石磁束Φｍに直交する方向にトルク電流Ｉｑを流し、回転力を得ている。このＩｑによる磁束Φｑは、磁石磁束Φｍに対して直交方向に発生する。その結果、モータ内部のトータルの磁束Φ１は、ΦｍとΦｑとが合成された磁束になる。このため、中性点電位もΦｑの影響を受けて変化することになるが、その影響度はモータの設計で異なる。

したがって、Ｉｑを通電した状態で中性点電位の測定を行えば電流依存性の取得は可能であるが、Ｉｑを流すことでモータは回転力を発生してしまうため、回転子を機械的に固定しなければならず、簡便に測定することは難しい。

そこで本発明では、図９（ｂ）に示すように、磁石磁束Φｍに対して±９０度の方向への交流（これを交番電流を呼ぶ）を流すようにしている。Ｉｑを直流の一定電流ではなく、交流とすることで、平均トルクは零となり、回転力を発生させることなく、大電流を流すことが可能となる。

図１０を用いて、交番電流を流すことによる電流依存性の取得原理について説明する。図１０に示されるように、ｄ軸電流は零に維持し、ｑ軸に交番電流を流し込む。この交流は、図１における交流指令発生器２０が生成する交流電圧Ｖｈ＊をｑ軸電圧Ｖｑ＊として印加することで、生成される。この交流は、回転磁界を形成しない交番電流であるため、モータの平均トルクは零となる。

また、本実施形態では、図１０（ｂ）に示すように交流振幅を零から徐々に上げることで、モータの回転子位置が動くことを抑制している。交流とはいえ、ｑ軸に一気に大電流を流すと、そのショックで回転子位置が動いてしまう可能性があるが、それを抑制している。

また、交流の振幅を徐々に増加し、所望の電流値に到達した時の中性点電位を取得することで、電流値と中性点電位の値を取得することが可能である。すなわち、図８に示したような、ある回転子位置における電流依存性を取得できることになる。

図１１に、電流依存性も含めた中性点電位の取得のための「測定モード」のフローを示す。図における（Ｓ１）から（Ｓ１４）の処理について説明する。

（Ｓ１）において、ＳＷ２１ａ〜ｄを「０」側にし、ＳＷ２１ｅのみ「１」側のままにしておく。次に（Ｓ２）にて、位相設定器１７においてθｄｃ＝−６０［ｄｅｇ］を出力し、同時にＩｄ＊発生器５ｂの出力をＩ０に設定する。このＩ０は、回転子を動かすに必要な電流値とするが、目安としては、ＰＭモータ４の定格電流相当とすればよい。（Ｓ２）の設定によって、θｄｃ＝−６０［ｄｅｇ］の位置に直流電流が発生する。この電流に引き付けられて、回転子は移動し、θｄｃ＝−６０［ｄｅｇ］の位置で停止する。次に、（Ｓ３）にてＳＷ２１ｅを「０」に切り替え、同時にＩｄ＊を零にする。この時点で、直流電流は一旦遮断される。

次に、（Ｓ４）にて、交流電圧発生器２０から交流電圧を徐々に印加し、流れる交番電流のピーク値に対する中性点電位ＶｎＡを取得する（図１０の波形）。この時得られるＶｎＡは、回転子位置θｄが−６０［ｄｅｇ］であることから、図８におけるＶｎＡ０＿０２５〜ＶｎＡ０＿２００に対応する。

同様にして、（Ｓ５）から（Ｓ８）の処理によって、θｄｃ＝−３０［ｄｅｇ］とすることで、回転子位置が−３０度での電流依存性ＶｎＡ１＿０２５〜ＶｎＡ１＿２００を取得する。そして、（Ｓ９）から（Ｓ１２）の処理によって、θｄｃ＝０［ｄｅｇ］とすることで、回転子位置が０度での電流依存性ＶｎＡ２＿０２５〜ＶｎＡ２＿２００を取得する。

（Ｓ１３）では、これらの中性点電位の値に基づき、中性点電位と回転子位置とを関係づけて補間する近似関数を計算する。本実施形態では、近似関数として図５に示したような線形補間式を用いることとし、式（１）における係数Ａ１及びＢ１をそれぞれの回転子位置やｑ軸電流値に対して取得する。これにより、電流依存性を考慮したテーブルを作成することができ、推定精度を向上させた位置推定演算を行うことができる。

ＰＭモータは、原理的に三相対称となるため、電気角においてある６０度の区間で測定を行えば、その結果を他の位相においても適用可能である（図７に示す通り、６０度毎の波形は等しくなる）。

なお、図１１のフローを実現するに当たり、（Ｓ４）、（Ｓ８）、（Ｓ１２）では、交流電流を流しつつ、ＶｎＡを検出する必要がある。すなわち、インバータ３にてｑ軸に交流を発生させる際、必ず電圧ベクトルとしてＶＡを含ませる必要がある。これは、インバータのパルス幅変調時において、パルスの発生方法を工夫することで実現可能である。図１２において、そのようなパルス発生法の例を説明する。

図１２（ａ）に示すように、電圧指令Ｖ＊の位置が±６０度の範囲であれば、ＶＡは必ずインバータから出力されることになる。したがって、図１２（ｂ）のように、通常の三角波キャリアを用いたＰＷＭによって、ＶＡは出力される。この電圧ベクトルＶＡが出力されているときに中性点電位を測定することで、ＶｎＡを検出することができる。

しかし、条件によってはＶＡの出力期間が極端に短くなる場合や、±６０度以外の領域ではＶＡが出力されない可能性もある。その場合は、図１２（ｃ）のような「パルスシフト」を実施する。パルスシフトは、三角波キャリアの下り区間（図のＴｃ１の期間）と上り区間（同図のＴｃ２の期間）で、元の電圧指令（Ｖｕ０、Ｖｖ０、Ｖｗ０）のトータルの値を変えずに補正を加えるものであり、シフト量を変更することによって、ＶＡの電圧パルスを出力することができる。パルスシフトは、図１におけるＰＷＭ発生器にて実施される。

図１３に、実運転モード時に動作する位置推定器１５の構成を示す。図１３では、中性点電位Ｖｎ０を入力し、式（１）に従って、回転位置の計算を乗算器１５２、加算器６を用いて実施する。なお、式（１）におけるＡ１、Ｂ１の値は、電流Ｉｑに応じて修正されるように、係数テーブル１５１１ならびに１５１２に測定値を保存しておく。実施例では、４点の電流（２５、５０、１００、２００％）で測定を行っているが、これらの間は線形補間することで全電流値に対して対応可能となる。あるいは、さらに測定ポイントを増やして、係数テーブルの精度を向上させてもよい。

θｄｃ６０は±３０［ｄｅｇ］の範囲で算出されるように設定し、それにθｄ基準値発生器１５３が出力する６０度毎の階段波信号θｄｃ０を加算し、０〜３６０［ｄｅｇ］の推定位相θｄｃが得られる。

以上のように、本実施形態の同期電動機の制御装置は、三相固定子巻線がＹ接続されたＰＭモータを駆動対象とし、実運転駆動前にインバータによって回転力を生じさせない交番電流を通電し、その通電電流の大きさに応じたＰＭモータの中性点電位（Ｙ接続点の電位）を取得する。この取得した値を制御器の不揮発メモリ上に記憶しておき、この値に基づいてＰＭモータの回転子位置推定を実施することで、零速度から高トルク駆動が可能な同期電動機の制御装置が実現できる。本実施形態に従えば、どのようなＰＭモータを用いても、簡単に位置センサレス駆動に必要なパラメータの自動調整が可能となり、汎用性の高いＰＭモータのセンサレス駆動が実現できる。

（第２の実施の形態）
次に、図１４、１５を用いて、本発明の第２の実施の形態に関わる同期電動機の制御装置について説明する。

第１の実施形態では、簡便な調整アルゴリズムによって、特性が未知のＰＭモータへの対応が可能となる手法を示した。本実施形態では、個々のＰＭモータにおける三相アンバランスの問題を解決する手段を提供する。

第１の実施形態では、中性点電位の検出特性は、例えば図６や７に示したように、各電圧ベクトルに対する中性点電位が等しく変化するものとして、調整アルゴリズムを構成した。しかし、実際のＰＭモータでは、製造誤差や材料のばらつきによって、三相のアンバランスが発生することが多い。特に、本発明で利用している中性点電位は、各相のインダクタンスの微小変化の影響を検出するものでもあり、アンバランスの影響を受け易い方式である。

図１４は、中性点電位の測定結果が、６種類の電圧ベクトルに対してそれぞればらついている様子を示すものである。これらは、モータそのものの三相アンバランスによるものと、中性点電位の検出回路（図１の仮想中性点発生器３４）のばらつきによる影響も同時に含まれている。しかしながら、第１の実施形態では、これらの相毎のばらつきは、測定モードでは補償することはできない。

本実施形態では、これらの問題を解決するため、６種類それぞれの中性点電位毎に調整作業を実施する。図１１のフローでは、θｄ＝−６０度から０度までの中性点電位を測定したが、それを電気角３６０度すべての領域で実施する。すなわち、図１１の（Ｓ１）〜（Ｓ１３）を６回繰り返し、３６０度をカバーする。中性点電位の測定結果を用いて、図１５に示す位置推定器１５Ｂ内部の係数テーブル１５１１Ｂ、ならびに１５１２Ｂをそれぞれ６０度毎に用意しておき、スイッチ１５４ａ、ならびに１５４ｂを用いて係数テーブルを切り替えるようにする。

この結果、三相個別のばらつきは補償され、回転子位相θｄｃは正確な値を演算できるようになる。

（第３の実施の形態）
次に、図１６を用いて、本発明の第３の実施の形態に関わる同期電動機の制御装置について説明する。

第１、第２の実施形態では、回転子位相として、零度を基準として、電気角３６０度を６０度毎に分割して位置推定を行った。しかしながら、検出される中性点電位の波形は、各６０度期間において対象ではなく、線形近似するには誤差が大きくなってしまう。もちろん、図５（ｃ）のように、何点かの基準点を取得して、折れ線での近似も可能であるが、処理が複雑化し、また測定モードの動作時間も長くなってしまう。

本発明による第３の実施形態では、この問題を解決する。

図１６に、これまでの実施形態（図１６（ａ））と、本実施形態（図１６（ｂ））の原理上の比較を示す。例えば、ＶｎＡを検出する６０度期間を−６０〜０度の範囲で行うと、一部分で大きな誤差が発生する。本実施形態では、図１６（ｂ）のように１５度だけずらして、−７５〜−１５度の範囲で線形化を実施する。これにより、検出されるＶｎＡが対称波形となり、線形近似する際の誤差が大幅に縮小する。なお、ずらす角度は１５度でなくともその近傍であれば、当然に、同様の効果が期待できる。

この方式の測定モードのフローは、図１１のフローにおける位相θｄの設定を変えるだけである。例えば、図１１における（Ｓ２）の処理において、θｄｃ＝−６０度を、θｄｃ＝−７５度と設定すればよい。さらに、（Ｓ５）〜（Ｓ８）を削除し、（Ｓ９）でのθｄｃ＝０度を、θｄｃ＝−１５度とすれば実現できる。その修正したフローを図１７に示す。

以上のように、測定モードの回転子位置を１５度ずらすことで、より高精度な位置推定が可能なセンサレス駆動が実現できる。なお、三相アンバランスに関しては、第２の実施形態に基づいて実施し、測定モード時の回転子の移動位置を全体に１５度ずらせば、全く同様に実現することが可能である。

（第４の実施の形態）
次に、図１８を用いて、本発明の第４の実施の形態に関わる同期電動機の制御装置について説明する。

これまでの実施形態で述べたように、測定モードによって所定位相の中性点電位を得ることで、ＰＭモータを高応答に、かつ、高品位（低トルク脈動、低損失など）に駆動することができる。しかしながら、測定モードは、モータを制御器と組み合わせた際に、初回の作業として一度だけ実施するものであり、モータ特性の時間的な変化には対応できない。ＰＭモータは、原理的に経時変化の少ないモータであるが、駆動中にモータの温度は数１０度から１００度程度は変化する可能性がある。温度変化によって、回転子に取り付けられた永久磁石の特性が変化し、結果として中性点電位が変動する恐れがある。特に、測定モードは初回限りの動作モードであり、ＰＭモータの温度が低い条件にて調整する可能性が高い。一方、実運転モードにてＰＭモータを駆動していると、銅損や鉄損によってモータ本体が発熱し、測定モード時とは異なる特性になる可能性がある。

よって、測定モードにおける中性点電位の検出は、実運転モードにおける温度条件にできるだけ近い方がよい。

そこで、図１８に示すように、第１の実施形態の測定モードアルゴリズム（図９）に対して、新たに（Ｐ１）、（Ｐ２）の処理を追加する。（Ｐ１）では、一旦ＳＷ２１ａ〜ｄを測定モードに設定し、（Ｐ２）にてＩ_０を所定値に、また、位相θ_ｄｃを０、１２０、−１２０［ｄｅｇ］と順番に変化させ、ＰＭモータ４に通電する。この（Ｐ２）の通電は、電流による銅損を発生させて、モータの温度を実運転に近い値にまで上昇させることが目的であり、通電パターンは任意なものでよい。しかし、ある特定相に電流が集中しないように、通電位相は変化させた方がよい。

（Ｐ２）によって、ＰＭモータ４を通電した後、これまでの実施形態で示した測定モードを実施すれば、実運転に近い温度条件での中性点電位が得られることになる。

以上のように、本発明による第４の実施形態によれば、測定モードにおいて実際の動作温度条件に近い中性点電位を取得することができ、より、実運転注の位置推定精度を向上させることが可能である。

（第５の実施の形態）
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。

図１９は、本実施の形態に関わる同期電動機の駆動システムの実態図である。この図においては、同期電動機駆動システム２３が一つのシステムとして、モータ４の内部にパッケージしている。このようにすべてを一体化することで、モータとインバータ間の配線をなくすことができる。図１９に示すように、一体化された駆動システムの配線は、インバータ３への電源線と、回転数指令や動作状態を戻すなどの通信線のみとなる。

本発明では、モータ４の中性点電位を引き出す必要があるが、このようにモータと駆動回路部分を一体化することで、中性点電位の配線は容易となる。また、位置センサレスを実現できるために、一体化したシステムは極めてコンパクトにまとめ上げることができ、小型化を実現できる。

（第６の実施の形態）
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。

図２０は、油圧駆動システムであり、自動車内部のトランスミッション油圧や、ブレーキ油圧などに用いられるものである。図２０において、部品番号２３は、図１９における同期電動機駆動システムであり、モータにオイルポンプ２４が取り付けられている。オイルポンプ２４によって、油圧回路５０の油圧を制御する。油圧回路５０は、油を貯蔵するタンク５１、油圧を設定値以下に保つリリーフバルブ５２、油圧回路を切り替えるソレノイドバルブ５３、油圧アクチュエータとして動作するシリンダ５４で構成される。

オイルポンプ２４は、同期電動機駆動システム２３によって油圧を生成し、油圧アクチュエータであるシリンダ５４を駆動する。油圧回路では、ソレノイドバルブ５３により回路が切り替わることで、オイルポンプ２４の負荷が変化し、同期電動機駆動システム２３に負荷外乱が発生する。油圧回路では、定常状態の圧力に対し、数倍以上の負荷が加わることもあり、モータは停止してしまうことがある。しかし、本実施形態による同期電動機駆動システムでは、停止状態であっても回転子位置を推定可能であるため、何ら問題が生じない。これまでのセンサレスでは、中高速域以上でしか適用が難しかったため、リリーフバルブ５２によってモータの多大な負荷となる油圧を逃がすことが必須であったが、本実施形態によれば、図２１のように、リリーフバルブ５２を排除することも可能である。すなわち、モータへの過大負荷を避けるための機械的な保護装置であるリリーフバルブなしで、油圧のコントロールが可能となる。

なお、本実施形態では油圧のコントロールシステムとして説明したが、その他の液体ポンプ用としても勿論適用可能である。

（第７の実施の形態）
次に、本発明の第７の実施の形態について説明する。

図２２は、モータを用いた位置決め装置であり、その全体ブロック構成を示したものである。図２２において、位置決め装置７０がモータ４の負荷として接続されている。Ｉｑ＊発生器１Ｅは、ここでは速度制御器として機能している。また、速度指令ωｒ＊は、上位の制御ブロックである位置制御器７１の出力として与えられている。減算器６Ｅにて、実際の速度ωｒとの比較を行い、その偏差が零になるように、Ｉｑ＊が演算される。位置決め装置７０は、例えばボールねじなどを利用した装置であり、所定の位置θ＊に位置が制御されるように、位置制御器７１によって調整される。位置センサとしては、位置決め装置７０には取り付けられておらず、制御器２における位置推定値θｄｃをそのまま用いる。これによって、位置決め装置に位置センサを取り付ける必要はなく、位置制御を行うことが可能となる。

以上、本発明の実施の形態を具体的に説明したが、本発明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更が可能であることは言うまでもない。

既述の通り、本発明は位置センサレスを前提とした同期電動機の制御装置およびそれを用いたドライブシステムを構築するための技術である。このモータの適用範囲は、ファン、ポンプ（油圧ポンプ、水ポンプ）、圧縮機、スピンドルモータや、冷暖房機器、などの回転速度制御を初め、コンベア、昇降機、押し出し機、工作機械としても利用可能である。

１…Ｉｑ＊発生器
２…制御器
３…インバータ
３１…直流電源
３２…インバータ主回路
３３…ゲートドライバ
３４…仮想中性点電位発生器
３５…電流検出器
４…ＰＭモータ
５…Ｉｄ＊発生器
６…加算器
６、７…ｄ軸電流制御器ＩｄＡＣＲ
８…ｑ軸電流制御器ＩｑＡＣＲ
９…ｄｑ逆変換器
１０…パルス幅変調器
１１…電流再現器
１２…ｄｑ変換器
１３…中性点電位増幅器
１４…サンプル／ホールダー
１５…位置推定器
１６…速度演算器
１７…位相設定器
１８…推定パラメータ設定器
１９…零発生器
２０…交流指令発生器
２１…切替器

Claims (16)

1. 三相固定子巻線がＹ接続された同期電動機と、前記同期電動機のＹ接続点の電位である中性点電位を検出する手段と、前記同期電動機を駆動するインバータと、に接続され、前記インバータを用いて前記同期電動機を制御する同期電動機の制御装置において、
   前記同期電動機の制御装置は、前記同期電動機の回転子の位置が互いに異なる複数の回転子位置において、前記同期電動機の平均トルクが０となる交番電流を前記同期電動機に通電した状態で、前記交番電流の複数のピーク値に対する前記中性点電位の値をそれぞれ取得し、取得した前記複数の回転子位置における前記交番電流のピーク値ごとの前記中性点電位の値に基づいて、前記同期電動機に流れるトルク電流と前記回転子位置との複数の組み合わせに対して前記中性点電位と前記回転子位置との関係を表す線形補間式のパラメータをそれぞれ取得する測定モードを備え、
   前記同期電動機の制御装置は、前記測定モードにおいて取得した前記パラメータと、実運転モードにおいて測定した前記中性点電位とに基づいて前記回転子の位置推定を行い、前記同期電動機を制御することを特徴とする同期電動機の制御装置。
2. 請求項１における同期電動機の制御装置において、
   前記測定モードでは、前記同期電動機に直流を通電して回転子を移動させ、その後、前記交番電流による前記中性点電位の値の取得を行うことを特徴とした同期電動機の制御装置。
3. 請求項２における同期電動機の制御装置において、
   前記直流通電と前記交番電流による前記中性点電位の値の取得を、複数の回転子位置にて繰り返し実施することを特徴とした同期電動機の制御装置。
4. 請求項３における同期電動機の制御装置において、
   前記直流通電による回転子の複数回の移動範囲は、前記同期電動機の電気角に対して、少なくとも６０度の範囲内の複数点であることを特徴とした同期電動機の制御装置。
5. 請求項３における同期電動機の制御装置において、
   前記直流通電による回転子の複数回の移動範囲は、前記同期電動機の電気角に対して、３６０度の範囲の複数点であることを特徴とした同期電動機の制御装置。
6. 請求項３における同期電動機の制御装置において、
   前記同期電動機への直流通電位相は、Ｕ相固定子巻線の位置を電気角位相の零度と定義し、該零度に対して１５度ずらした位相を基準にした６０度間隔の複数点の、少なくともいずれかの１つの位相を含むことを特徴とした同期電動機の制御装置。
7. 請求項１乃至６のいずれかにおける同期電動機の制御装置において、
   前記同期電動機へ通電する前記交番電流は、該交番電流の振幅を変えながら通電することを特徴とした同期電動機の制御装置。
8. 請求項７における同期電動機の制御装置において、
   前記同期電動機へ通電する前記交番電流の最大振幅値は、少なくとも前記同期電動機の通常駆動時の電流の大きさ以上であることを特徴とした同期電動機の制御装置。
9. 請求項７における同期電動機の制御装置において、
   前記同期電動機へ通電する前記交番電流の振幅は、零から徐々に増加することを特徴とした同期電動機の制御装置。
10. 請求項１乃至９における同期電動機の制御装置において、
    前記測定モードを実施する際、予め前記同期電動機への通電を行い、その後、前記中性点電位の測定を行うことを特徴とした同期電動機の制御装置。
11. 請求項１乃至１０における同期電動機の制御装置において、
    前記測定モードにおける中性点電位の値の取得後に、前記同期電動機を通常駆動する際、前記同期電動機の駆動中の中性点電位を観測するため、前記インバータによって中性点電位観測用の電圧パルスを印加して中性点電位の値を取得し、該取得値と、前記予め測定した中性点電位の値から前記同期電動機の回転位置を推定演算し、これに基づき前記同期電動機を駆動する同期電動機の制御装置。
12. 請求項１１における同期電動機の制御装置において、
    前記同期電動機の通常駆動中に出力する中性点電位観測用電圧パルスは、前記インバータのパルス幅変調時の三角波キャリア波に対して、前記三角波の上り期間、ならびに下り期間の、少なくとも一方の期間に印加して中性点電位の値を検出し、該検出値に基づいて回転位置を推定することを特徴とした同期電動機の制御装置。
13. 請求項１１乃至１２における同期電動機の制御装置において、
    前記同期電動機の回転子位置推定演算は、前記予め取得した中性点電位の値に基づいた関数によって演算することを特徴とした同期電動機の制御装置。
14. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置と、前記同期電動機の制御装置によって駆動される前記三相同期電動機の回転子および固定子とを共通の筐体に収納した、一体型電動機システム。
15. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置と、前記同期電動機の制御装置によって駆動される前記三相同期電動機と、前記三相同期電動機により駆動される液体用ポンプと、を備えたポンプシステム。
16. 請求項１乃至１３のいずれか一項に記載の同期電動機の制御装置と、前記同期電動機の制御装置によって駆動される前記三相同期電動機と、該電動機によって物体を移動させ、該物体の位置を制御すること特徴とした位置決めシステム。

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