JPH06176881A - 安定器回路 - Google Patents
安定器回路Info
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- JPH06176881A JPH06176881A JP5203376A JP20337693A JPH06176881A JP H06176881 A JPH06176881 A JP H06176881A JP 5203376 A JP5203376 A JP 5203376A JP 20337693 A JP20337693 A JP 20337693A JP H06176881 A JPH06176881 A JP H06176881A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
- H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
- H05B41/14—Circuit arrangements
- H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
- H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
- H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
- H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
- H05B41/2828—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using control circuits for the switching elements
-
- H—ELECTRICITY
- H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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- H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
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-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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- Y10S315/05—Starting and operating circuit for fluorescent lamp
-
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- Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
- Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Lighting Device Outwards From Vehicle And Optical Signal (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 インダクタ（Ｌ7 ）とコンデンサ（Ｃ10）を
直列に接続し電灯負荷（ＬＬ）をコンデンサと並列に接
続した安定器回路の提供。 【構成】 電灯負荷の点灯準備期間中インバーターから
基本周波数ｆ1 を含む実質的に矩形波である駆動信号が
供給される。直列接続Ｌ−Ｃ回路の共振周波数ｆ 0 は少
なくとも基本周波数ｆ1 の２倍より大きく、駆動信号の
第３次高調波の周波数より小さい。
直列に接続し電灯負荷（ＬＬ）をコンデンサと並列に接
続した安定器回路の提供。 【構成】 電灯負荷の点灯準備期間中インバーターから
基本周波数ｆ1 を含む実質的に矩形波である駆動信号が
供給される。直列接続Ｌ−Ｃ回路の共振周波数ｆ 0 は少
なくとも基本周波数ｆ1 の２倍より大きく、駆動信号の
第３次高調波の周波数より小さい。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、インダクタ、該インダ
クタに直列に接続された静電容量、並びに、少なくとも
基本周波数ｆ1 を有する信号を発生し且つ該直列に接続
されたインダクタ及び静電容量に印加する信号発生器を
具え、該インダクタ及び該静電容量が共振周波数ｆ0 を
持つ、電灯負荷を点灯するために充分な実質的に矩形の
駆動信号を発生するための安定器回路に関するものであ
る。ここで、インダクタは、インダクタの属性を表すた
めに用いられる手段であり、静電容量は、静電容量の属
性を表すために用いられる手段であると解するべきであ
る。
クタに直列に接続された静電容量、並びに、少なくとも
基本周波数ｆ1 を有する信号を発生し且つ該直列に接続
されたインダクタ及び静電容量に印加する信号発生器を
具え、該インダクタ及び該静電容量が共振周波数ｆ0 を
持つ、電灯負荷を点灯するために充分な実質的に矩形の
駆動信号を発生するための安定器回路に関するものであ
る。ここで、インダクタは、インダクタの属性を表すた
めに用いられる手段であり、静電容量は、静電容量の属
性を表すために用いられる手段であると解するべきであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、電灯負荷は静電容量の両端に接続
されていた。既知の回路では、直列Ｌ−Ｃ回路が電灯負
荷の点灯準備期間に実質的にその共振周波数で動作す
る。即ち、直列Ｌ−Ｃ回路に印加される駆動信号は直列
Ｌ−Ｃ回路の共振周波数か又はそれに近い周波数であ
る。このようにして充分に高い点灯準備電圧が点灯のた
めに電灯負荷の両端に印加される。
されていた。既知の回路では、直列Ｌ−Ｃ回路が電灯負
荷の点灯準備期間に実質的にその共振周波数で動作す
る。即ち、直列Ｌ−Ｃ回路に印加される駆動信号は直列
Ｌ−Ｃ回路の共振周波数か又はそれに近い周波数であ
る。このようにして充分に高い点灯準備電圧が点灯のた
めに電灯負荷の両端に印加される。
【０００３】蛍光灯型を代表とする電灯負荷では、点灯
の後は、駆動信号周波数は直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数
より充分低くなり、実質的に定常状態の正弦波電流に到
達する。共振周波数とは異なった定常状態における動作
周波数への切替え時期を決定するに当たって、既知の安
定器回路では、電灯の点灯を感知するためのフィードバ
ック回路が必要である。
の後は、駆動信号周波数は直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数
より充分低くなり、実質的に定常状態の正弦波電流に到
達する。共振周波数とは異なった定常状態における動作
周波数への切替え時期を決定するに当たって、既知の安
定器回路では、電灯の点灯を感知するためのフィードバ
ック回路が必要である。
【０００４】電灯の点灯準備期間における充分に高い電
圧と点灯に続く（即ち定常動作状態の）正弦波点灯電流
は、通常ブリッジインバーターによって供給される。全
ブリッジインバーター及び半ブリッジインバーターの両
者共、安定器回路技術において既知である。（半）ブリ
ッジインバーターは、直列Ｌ−Ｃ回路に印加される駆動
信号の周波数を制御するスイッチング機構を含む。フィ
ードバック回路に応答する制御回路は、スイッチが動作
する速度を制御することが必要である。
圧と点灯に続く（即ち定常動作状態の）正弦波点灯電流
は、通常ブリッジインバーターによって供給される。全
ブリッジインバーター及び半ブリッジインバーターの両
者共、安定器回路技術において既知である。（半）ブリ
ッジインバーターは、直列Ｌ−Ｃ回路に印加される駆動
信号の周波数を制御するスイッチング機構を含む。フィ
ードバック回路に応答する制御回路は、スイッチが動作
する速度を制御することが必要である。
【０００５】上記のような既知の電灯安定器回路はいく
つかの欠点を有する。例えば、既知の電灯安定器回路
は、２つの異なった周波数、即ち電灯負荷の点灯準備期
間中の共振周波数及びそれとは異なった定常状態の動作
周波数を発生することを必要とする。このような安定器
回路は、更に共振周波数から定常状態の動作周波数への
切替え時期を決めるための感知回路をも必要とする。
つかの欠点を有する。例えば、既知の電灯安定器回路
は、２つの異なった周波数、即ち電灯負荷の点灯準備期
間中の共振周波数及びそれとは異なった定常状態の動作
周波数を発生することを必要とする。このような安定器
回路は、更に共振周波数から定常状態の動作周波数への
切替え時期を決めるための感知回路をも必要とする。
【０００６】危険であり、高い（即ち安定器回路の部品
のいくつかの最大規格を超えた）電圧及び電流が起きる
可能性があるため、電灯の点灯前には直列Ｌ−Ｃ回路の
共振周波数又はこれに近い周波数で動作させることは特
に望ましくない。電灯負荷の点灯準備期間の間共振周波
数以下で動作すると、インバーターの静電容量的なスイ
ッチングは容易に大きなスイッチング損失を生み出して
しまう。従って、付加回路によって、電灯負荷の点灯準
備期間中インバーターが直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数以
下で動作することを防ぐ必要がある。
のいくつかの最大規格を超えた）電圧及び電流が起きる
可能性があるため、電灯の点灯前には直列Ｌ−Ｃ回路の
共振周波数又はこれに近い周波数で動作させることは特
に望ましくない。電灯負荷の点灯準備期間の間共振周波
数以下で動作すると、インバーターの静電容量的なスイ
ッチングは容易に大きなスイッチング損失を生み出して
しまう。従って、付加回路によって、電灯負荷の点灯準
備期間中インバーターが直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数以
下で動作することを防ぐ必要がある。
【０００７】インダクタＬのインダクタンスは、通常定
常状態で必要な電灯電流に基づいて決められる。コンデ
ンサＣの静電容量は、その後で共振条件（通常蛍光灯で
は 20 −50kHz ）を満足するように選択される。一般的
に、コンデンサＣの静電容量は５−10ｎＦであるが、特
別に高い耐電圧が必要であり、このため比較的高価なも
のになり且つプリント回路板上で比較的大きな部分を占
めることになる。
常状態で必要な電灯電流に基づいて決められる。コンデ
ンサＣの静電容量は、その後で共振条件（通常蛍光灯で
は 20 −50kHz ）を満足するように選択される。一般的
に、コンデンサＣの静電容量は５−10ｎＦであるが、特
別に高い耐電圧が必要であり、このため比較的高価なも
のになり且つプリント回路板上で比較的大きな部分を占
めることになる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】従って、比較的低いス
イッチング損失で且つ安全な点灯回路（即ち点灯準備）
電圧及び電流を持つ電灯安定器回路を得ることが望まれ
ている。改良された電灯安定器回路は、駆動信号として
はただ１つの周波数しか必要とせず、この周波数は直列
Ｌ−Ｃ回路の共振周波数より充分低い周波数としなけれ
ばならない。改良された電灯安定器回路は、更に比較的
安価な小さいコンデンサを使用でき、電灯安定器の製造
コストを引き下げ、点灯後にコンデンサを通る無効電流
を減らし、回路の電力損失を低くすることが望ましい。
イッチング損失で且つ安全な点灯回路（即ち点灯準備）
電圧及び電流を持つ電灯安定器回路を得ることが望まれ
ている。改良された電灯安定器回路は、駆動信号として
はただ１つの周波数しか必要とせず、この周波数は直列
Ｌ−Ｃ回路の共振周波数より充分低い周波数としなけれ
ばならない。改良された電灯安定器回路は、更に比較的
安価な小さいコンデンサを使用でき、電灯安定器の製造
コストを引き下げ、点灯後にコンデンサを通る無効電流
を減らし、回路の電力損失を低くすることが望ましい。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、電灯負荷を点
灯するために充分な駆動信号を発生するための前記のよ
うな安定器回路において、ｎを偶数の整数とするとき、
基本周波数ｆ1 と共振周波数ｆ0 とが、ｎｆ1 ＜ｆ0 ＜
（ｎ＋１）ｆ1 の関係を保持することを特徴とする安定
器回路を提供するものである。
灯するために充分な駆動信号を発生するための前記のよ
うな安定器回路において、ｎを偶数の整数とするとき、
基本周波数ｆ1 と共振周波数ｆ0 とが、ｎｆ1 ＜ｆ0 ＜
（ｎ＋１）ｆ1 の関係を保持することを特徴とする安定
器回路を提供するものである。
【００１０】点灯準備期間中この範囲で動作することに
より、安全な電圧値及び電流値を保持することができ
る。駆動周波数が１つであることは、電灯の点灯前にお
いては安全で共振しない動作をもたらし、同時に点灯後
においても正しい電灯電流をもたらす。異なった定常状
態の電灯動作周波数へ切替えるための電灯負荷の点灯を
感知するフィードバック回路は不要になる。電灯負荷の
点灯準備期間中直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数で動作させ
る必要がなくなることによって、コンデンサの値従って
その大きさは、既知の安定器回路において従来用いられ
ている直列Ｌ−Ｃ回路に通常使用されるものより遙に小
さいものを選ぶことができる。
より、安全な電圧値及び電流値を保持することができ
る。駆動周波数が１つであることは、電灯の点灯前にお
いては安全で共振しない動作をもたらし、同時に点灯後
においても正しい電灯電流をもたらす。異なった定常状
態の電灯動作周波数へ切替えるための電灯負荷の点灯を
感知するフィードバック回路は不要になる。電灯負荷の
点灯準備期間中直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数で動作させ
る必要がなくなることによって、コンデンサの値従って
その大きさは、既知の安定器回路において従来用いられ
ている直列Ｌ−Ｃ回路に通常使用されるものより遙に小
さいものを選ぶことができる。
【００１１】本発明の１つの特徴によれば、矩形波の列
である信号は、半ブリッジインバーター又は全ブリッジ
インバーターによって発生される。本発明の他の特徴に
よれば、直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数は発生された矩形
波の第３次高調波より低くなっており、これにより電灯
負荷の点灯準備期間中、危険な第３次高調波の電圧及び
電流を防ぐ。電灯負荷の点灯準備期間中及び定常状態で
の動作中、発生される信号の周波数は実質的に同一の周
波数が用いられる。
である信号は、半ブリッジインバーター又は全ブリッジ
インバーターによって発生される。本発明の他の特徴に
よれば、直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数は発生された矩形
波の第３次高調波より低くなっており、これにより電灯
負荷の点灯準備期間中、危険な第３次高調波の電圧及び
電流を防ぐ。電灯負荷の点灯準備期間中及び定常状態で
の動作中、発生される信号の周波数は実質的に同一の周
波数が用いられる。
【００１２】従って、本発明の目的は、無負荷で開路状
態での電圧値及び電流値が安定器回路の部品の動作限界
の中にある改良型安定器回路を提供することである。本
発明の他の目的は、電灯負荷の点灯準備期間中及び定常
状態での動作中、同一のインバーター駆動信号を使用で
きる改良型安定器回路を提供することである。本発明の
更に他の目的は、安価な部品を使用できるようにし、従
って安定器の製造コストを下げることができる改良型安
定器回路を提供することである。本発明の更に他の目的
は、インバーター周波数を変えるために電灯の点灯を感
知するフィードバック回路を不要にする改良型安定器回
路を提供することである。本発明の更に他の目的は、イ
ンバーター駆動信号の周波数が、電灯負荷の点灯準備期
間中、直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数より充分低い改良型
安定器回路を提供することである。
態での電圧値及び電流値が安定器回路の部品の動作限界
の中にある改良型安定器回路を提供することである。本
発明の他の目的は、電灯負荷の点灯準備期間中及び定常
状態での動作中、同一のインバーター駆動信号を使用で
きる改良型安定器回路を提供することである。本発明の
更に他の目的は、安価な部品を使用できるようにし、従
って安定器の製造コストを下げることができる改良型安
定器回路を提供することである。本発明の更に他の目的
は、インバーター周波数を変えるために電灯の点灯を感
知するフィードバック回路を不要にする改良型安定器回
路を提供することである。本発明の更に他の目的は、イ
ンバーター駆動信号の周波数が、電灯負荷の点灯準備期
間中、直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数より充分低い改良型
安定器回路を提供することである。
【００１３】従って、本発明は、相互に関連した複数の
ステップ並びにそれらのステップに有効な構成、組み合
わせ及び部品の配置を具体化する装置から成り立ってお
り、以下に述べる実施例は例示であり、本発明の範囲は
特許請求の範囲に示したとおりである。
ステップ並びにそれらのステップに有効な構成、組み合
わせ及び部品の配置を具体化する装置から成り立ってお
り、以下に述べる実施例は例示であり、本発明の範囲は
特許請求の範囲に示したとおりである。
【００１４】
【実施例】図面は本発明の実施例を示すものである。２
つ以上の図面に同じ番号又は文字で示される要素或いは
部品は、同様の構成及び動作を行うものである。
つ以上の図面に同じ番号又は文字で示される要素或いは
部品は、同様の構成及び動作を行うものである。
【００１５】図１には安定器回路が示されている。安定
器回路10は矩形波発生器13の出力の両端子間に直列に接
続されたインダクタＬ及びコンデンサＣを含む。矩形波
発生器13は、実質的に電圧±Ｅ（即ちインバーター出力
電圧）の矩形波を発生するブリッジインバーターが好適
であるが、これに限ることはない。電灯負荷16は、スイ
ッチSWを通してコンデンサＣの両端に接続される。イン
ダクタＬを流れる電流Ｉは、基本周波数成分Ｉf1及び基
本周波数の第３次高調波成分Ｉ3f1 を含む。更に高次の
奇数次高調波電流も存在するが、これらは僅かである。
実施例における計算を簡潔にするため、基本周波数ｆ1
及び第３次高調波の項のみを計算の対象にする。
器回路10は矩形波発生器13の出力の両端子間に直列に接
続されたインダクタＬ及びコンデンサＣを含む。矩形波
発生器13は、実質的に電圧±Ｅ（即ちインバーター出力
電圧）の矩形波を発生するブリッジインバーターが好適
であるが、これに限ることはない。電灯負荷16は、スイ
ッチSWを通してコンデンサＣの両端に接続される。イン
ダクタＬを流れる電流Ｉは、基本周波数成分Ｉf1及び基
本周波数の第３次高調波成分Ｉ3f1 を含む。更に高次の
奇数次高調波電流も存在するが、これらは僅かである。
実施例における計算を簡潔にするため、基本周波数ｆ1
及び第３次高調波の項のみを計算の対象にする。
【００１６】フーリェ変換によれば、矩形波電圧13は基
本周波数ｆ1 及び基本周波数の奇数次高調波の正弦波を
含む。これには第３次高調波３f1の正弦波を含む。電圧
Ｅの第３次高調波成分の振幅は、電圧Ｅの基本周波数成
分の振幅の１／３である。
本周波数ｆ1 及び基本周波数の奇数次高調波の正弦波を
含む。これには第３次高調波３f1の正弦波を含む。電圧
Ｅの第３次高調波成分の振幅は、電圧Ｅの基本周波数成
分の振幅の１／３である。
【００１７】電灯負荷16の点灯準備期間中における矩形
波発生器13のスイッチング損失（通常電圧Ｅのトレーリ
ングエッジＥT におけるもの）（図２(a) ）を小さくす
るために、電圧Ｅの電圧遷移期間中、電流Ｉは誘導性
（即ち電流が駆動電圧に遅れる）である方が容量性（即
ち電流が駆動電圧より進む）であるよりも好ましい。従
って、基本周波数電流成分Ｉf1はＩの容量性成分であ
り、第３次高調波電流成分Ｉ3f1 はＩの誘導性成分であ
るが、Ｉf1とＩ3f1 との合計を誘導性にする。全体にわ
たって電流Ｉが誘導性であるために、矩形波発生器13か
ら見た回路10のインピーダンスＺについては、第３次高
調波における誘導性インピーダンスＺ3f1 が基本周波数
における容量性インピーダンスＺf1の１／３より小さい
ことが必要である。換言すれば、第３次高調波成分電流
Ｉ3f1 が基本周波数成分電流Ｉf1より大きいことが必要
である。この関係は、図２(b) 及び２(c) に示されてい
る。振幅Ｐは基本周波数電流成分Ｉf1のピーク値を示
す。この値は第３次高調波電流成分Ｉ3f1 のピーク値よ
り小さくする。このようにすれば、Ｉf1とＩ3f1 との和
は、電圧Ｅの電圧遷移期間中誘導性に保たれる。
波発生器13のスイッチング損失（通常電圧Ｅのトレーリ
ングエッジＥT におけるもの）（図２(a) ）を小さくす
るために、電圧Ｅの電圧遷移期間中、電流Ｉは誘導性
（即ち電流が駆動電圧に遅れる）である方が容量性（即
ち電流が駆動電圧より進む）であるよりも好ましい。従
って、基本周波数電流成分Ｉf1はＩの容量性成分であ
り、第３次高調波電流成分Ｉ3f1 はＩの誘導性成分であ
るが、Ｉf1とＩ3f1 との合計を誘導性にする。全体にわ
たって電流Ｉが誘導性であるために、矩形波発生器13か
ら見た回路10のインピーダンスＺについては、第３次高
調波における誘導性インピーダンスＺ3f1 が基本周波数
における容量性インピーダンスＺf1の１／３より小さい
ことが必要である。換言すれば、第３次高調波成分電流
Ｉ3f1 が基本周波数成分電流Ｉf1より大きいことが必要
である。この関係は、図２(b) 及び２(c) に示されてい
る。振幅Ｐは基本周波数電流成分Ｉf1のピーク値を示
す。この値は第３次高調波電流成分Ｉ3f1 のピーク値よ
り小さくする。このようにすれば、Ｉf1とＩ3f1 との和
は、電圧Ｅの電圧遷移期間中誘導性に保たれる。
【００１８】点灯以前には（点灯準備期間中）電灯負荷
16は開路状態にある。この開路状態はスイッチSWが開い
た状態（ＯＦＦ状態）になっていることで表される。点
灯に続いて、電灯負荷16は動作の定常状態になり、スイ
ッチSWがＯＮ状態になり、電灯負荷16がコンデンサＣに
並列の接続される。
16は開路状態にある。この開路状態はスイッチSWが開い
た状態（ＯＦＦ状態）になっていることで表される。点
灯に続いて、電灯負荷16は動作の定常状態になり、スイ
ッチSWがＯＮ状態になり、電灯負荷16がコンデンサＣに
並列の接続される。
【００１９】インピーダンスＺ3f1 は電灯負荷16の点灯
準備期間中インピーダンスＺf1の１／３より小さくなけ
ればならず、従って、スイッチSWは開いた状態（ＯＦＦ
状態）になっている。この状態は次のように表される。 ｜Ｚf1｜＞｜３Ｚ3f1 ｜ （式１） 即ち、 ｜２πf1・Ｌ−１／（２πf1・Ｃ）｜＞３｜６πf1・Ｌ−１／（６πf1・Ｃ）｜ （式２）
準備期間中インピーダンスＺf1の１／３より小さくなけ
ればならず、従って、スイッチSWは開いた状態（ＯＦＦ
状態）になっている。この状態は次のように表される。 ｜Ｚf1｜＞｜３Ｚ3f1 ｜ （式１） 即ち、 ｜２πf1・Ｌ−１／（２πf1・Ｃ）｜＞３｜６πf1・Ｌ−１／（６πf1・Ｃ）｜ （式２）
【００２０】インピーダンスＺは、基本周波数f1では容
量性であり、第３次高調波３f1では誘導性であるから、
式２は、 １／(２πf1・Ｃ) −２πf1・Ｌ＞１８πf1・Ｌ−１／(２πf1・Ｃ) 即ち、 １／(２πf1・Ｃ) ＞５( ２πf1・Ｌ) （式３） となり、式３は次のように書くことができる。 １／（√ＬＣ）＞（√５）・２πf1 （式４）
量性であり、第３次高調波３f1では誘導性であるから、
式２は、 １／(２πf1・Ｃ) −２πf1・Ｌ＞１８πf1・Ｌ−１／(２πf1・Ｃ) 即ち、 １／(２πf1・Ｃ) ＞５( ２πf1・Ｌ) （式３） となり、式３は次のように書くことができる。 １／（√ＬＣ）＞（√５）・２πf1 （式４）
【００２１】点灯準備期間（即ちスイッチSWが開状態）
中、回路10の共振周波数ｆ0 は次のように定められる。 １／（√ＬＣ）＝２πｆ0 （式５） 式５で定められた１／（√ＬＣ）の値を式４に代入すれ
ば、 ２πｆ0 ＞（√５）・２πｆ1 （式６） 従って、共振周波数ｆ0 は次のように表すことができ
る。 ｆ0 ＞√５ｆ1 （式７）
中、回路10の共振周波数ｆ0 は次のように定められる。 １／（√ＬＣ）＝２πｆ0 （式５） 式５で定められた１／（√ＬＣ）の値を式４に代入すれ
ば、 ２πｆ0 ＞（√５）・２πｆ1 （式６） 従って、共振周波数ｆ0 は次のように表すことができ
る。 ｆ0 ＞√５ｆ1 （式７）
【００２２】換言すれば、共振周波数ｆ0 が電圧Ｅの基
本周波数の√５倍より大きいときは、第３次高調波誘導
性電流成分Ｉ3f1 は、基本周波数容量性電流成分Ｉf1よ
り大きい。
本周波数の√５倍より大きいときは、第３次高調波誘導
性電流成分Ｉ3f1 は、基本周波数容量性電流成分Ｉf1よ
り大きい。
【００２３】共振周波数ｆ0 で危険な電圧及び電流が起
きないことを確実にするため、共振周波数ｆ0 は電圧Ｅ
の第３次高調波周波数３f1より低くするべきである。従
って、インダクタＬ及びコンデンサＣの値は、 √５ｆ1 ＜ｆ0 ＜３ｆ1 （式８） となるように選択されるべきである。
きないことを確実にするため、共振周波数ｆ0 は電圧Ｅ
の第３次高調波周波数３f1より低くするべきである。従
って、インダクタＬ及びコンデンサＣの値は、 √５ｆ1 ＜ｆ0 ＜３ｆ1 （式８） となるように選択されるべきである。
【００２４】共振周波数ｆ0 が式８で定められた周波数
範囲にあるように安定器回路10を設計することにより、
電灯負荷16の点灯準備期間中共振周波数ｆ0 で起きる危
険な電圧及び電流は避けられ、矩形波発生器13で発生さ
れる全電流が誘導性に保たれる。従来の安定器回路の場
合と異なり、電灯負荷16の点灯準備期間中の共振周波数
ｆ0 とその直後の別の周波数との間で、電圧Ｅの周波数
を変える必要はない。電圧Ｅの周波数を共振周波数ｆ0
からこれと異なった動作周波数に変える時期を決めるた
めの電灯負荷16の点灯を感知するフィードバック回路は
不要になる。本発明によれば、共振周波数ｆ0 を式８で
定められた範囲とすることにより、安全で且つ簡潔な回
路が実現される。前記の計算は、基本周波数ｆ1 とその
第３次高調波周波数３f1のみを考慮したものであるた
め、共振周波数ｆ0 の範囲の下限はｆ1 の√５倍であ
る。しかしながら、更に高次の高調波を考慮すれば、こ
の値は極限値２に近づく。
範囲にあるように安定器回路10を設計することにより、
電灯負荷16の点灯準備期間中共振周波数ｆ0 で起きる危
険な電圧及び電流は避けられ、矩形波発生器13で発生さ
れる全電流が誘導性に保たれる。従来の安定器回路の場
合と異なり、電灯負荷16の点灯準備期間中の共振周波数
ｆ0 とその直後の別の周波数との間で、電圧Ｅの周波数
を変える必要はない。電圧Ｅの周波数を共振周波数ｆ0
からこれと異なった動作周波数に変える時期を決めるた
めの電灯負荷16の点灯を感知するフィードバック回路は
不要になる。本発明によれば、共振周波数ｆ0 を式８で
定められた範囲とすることにより、安全で且つ簡潔な回
路が実現される。前記の計算は、基本周波数ｆ1 とその
第３次高調波周波数３f1のみを考慮したものであるた
め、共振周波数ｆ0 の範囲の下限はｆ1 の√５倍であ
る。しかしながら、更に高次の高調波を考慮すれば、こ
の値は極限値２に近づく。
【００２５】少なくとも最初の２５の高調波を考慮に入
れてシミュレーションを行った結果を図５に示す。図５
の曲線は、発生器13の電圧が−Ｅから＋Ｅへ切替えられ
た瞬間における図１の回路の全電流Ｉt=0 を、基本周波
数ｆ1 と共振周波数ｆ0 との比の関数として示す曲線で
ある。この回路は、電流Ｉt=0 が電圧に遅れている、即
ち負性のこの全範囲で誘導性モードで動作している。図
５から、ｎを偶数の整数とすると、これらの範囲では次
の関係を満足することが明らかである。 ｎｆ1 ＜ｆ0 ＜（ｎ＋１）ｆ1
れてシミュレーションを行った結果を図５に示す。図５
の曲線は、発生器13の電圧が−Ｅから＋Ｅへ切替えられ
た瞬間における図１の回路の全電流Ｉt=0 を、基本周波
数ｆ1 と共振周波数ｆ0 との比の関数として示す曲線で
ある。この回路は、電流Ｉt=0 が電圧に遅れている、即
ち負性のこの全範囲で誘導性モードで動作している。図
５から、ｎを偶数の整数とすると、これらの範囲では次
の関係を満足することが明らかである。 ｎｆ1 ＜ｆ0 ＜（ｎ＋１）ｆ1
【００２６】本発明による安定器回路20を図３に示す。
電圧 277Ｖで６０Ｈｚの入力が電磁障害（ＥＭＩ）除去
フィルター23に印加される。フィルター23は入力された
高周波成分を除去し、伝送され或いは発信されるＥＭＩ
を低減する。フィルター23の出力は一対の端子24及び25
から、ダイオードＤ1,Ｄ2,Ｄ3 及びＤ4 を含む全波整流
器30に供給される。ダイオードＤ1 のアノード及びダイ
オードＤ2 のカソードが端子24に接続される。ダイオー
ドＤ3 のアノード及びダイオードＤ4 のカソードが端子
25に接続される。整流器30の出力（整流された交流信
号）は一対の端子31及び32からブーストコンバーター40
に供給される。ダイオードＤ1 及びダイオードＤ3 のカ
ソードが端子31に接続される。ダイオードＤ2 及びダイ
オードＤ4のアノードが端子32に接続される。
電圧 277Ｖで６０Ｈｚの入力が電磁障害（ＥＭＩ）除去
フィルター23に印加される。フィルター23は入力された
高周波成分を除去し、伝送され或いは発信されるＥＭＩ
を低減する。フィルター23の出力は一対の端子24及び25
から、ダイオードＤ1,Ｄ2,Ｄ3 及びＤ4 を含む全波整流
器30に供給される。ダイオードＤ1 のアノード及びダイ
オードＤ2 のカソードが端子24に接続される。ダイオー
ドＤ3 のアノード及びダイオードＤ4 のカソードが端子
25に接続される。整流器30の出力（整流された交流信
号）は一対の端子31及び32からブーストコンバーター40
に供給される。ダイオードＤ1 及びダイオードＤ3 のカ
ソードが端子31に接続される。ダイオードＤ2 及びダイ
オードＤ4のアノードが端子32に接続される。
【００２７】コンバーター40は、整流器30から供給され
た整流交流信号を増強し、一対の端子41及び42に調整さ
れた直流電力を出力する。ブーストコンバーター40は、
チョークＬ3 、ダイオードＤ5 を含み、ダイオードＤ5
のアノードがチョークＬ3 の一端に接続される。チョー
クＬ3 の他端が整流器30の出力端子31に接続される。ブ
ーストコンバーター40の出力は、出力端子41，42で電解
コンデンサＣE の両端に印加され、電解コンデンサＣE
の一端が更にダイオードＤ5 のカソードに接続される。
トランジスタ（スイッチ）Ｑ1 がチョークＬ3 とダイオ
ードＤ5 のアノードとの間に接続される。トランジスタ
Ｑ1 の他端が、コンデンサＣE の他端と整流器30の出力
端子32と出力端子42とを結ぶ点に接続される。
た整流交流信号を増強し、一対の端子41及び42に調整さ
れた直流電力を出力する。ブーストコンバーター40は、
チョークＬ3 、ダイオードＤ5 を含み、ダイオードＤ5
のアノードがチョークＬ3 の一端に接続される。チョー
クＬ3 の他端が整流器30の出力端子31に接続される。ブ
ーストコンバーター40の出力は、出力端子41，42で電解
コンデンサＣE の両端に印加され、電解コンデンサＣE
の一端が更にダイオードＤ5 のカソードに接続される。
トランジスタ（スイッチ）Ｑ1 がチョークＬ3 とダイオ
ードＤ5 のアノードとの間に接続される。トランジスタ
Ｑ1 の他端が、コンデンサＣE の他端と整流器30の出力
端子32と出力端子42とを結ぶ点に接続される。
【００２８】直流電源Ｖで動作する前置コンディショナ
ー制御装置50は、トランジスタＱ1のスイッチング間隔
及び周波数を制御する。前置コンディショナー制御装置
50としてはモトローラＭＣ33261 力率制御用ＩＣを使用
できるが、これに限定されることはない。トランジスタ
Ｑ1 にはＭＯＳＦＥＴが好適であり、そのゲートが前置
コンディショナー制御装置50に接続される。整流器30及
びブーストコンバーター40は、前置コンディショナー制
御装置50を含めて、安定器回路20の前置コンディショナ
ー80を構成する。ブーストコンバーター40の出力端子41
及び42は、前置コンディショナー80の出力端子としての
機能をも有し、それらの間に調整された直流電圧を出力
する。
ー制御装置50は、トランジスタＱ1のスイッチング間隔
及び周波数を制御する。前置コンディショナー制御装置
50としてはモトローラＭＣ33261 力率制御用ＩＣを使用
できるが、これに限定されることはない。トランジスタ
Ｑ1 にはＭＯＳＦＥＴが好適であり、そのゲートが前置
コンディショナー制御装置50に接続される。整流器30及
びブーストコンバーター40は、前置コンディショナー制
御装置50を含めて、安定器回路20の前置コンディショナ
ー80を構成する。ブーストコンバーター40の出力端子41
及び42は、前置コンディショナー80の出力端子としての
機能をも有し、それらの間に調整された直流電圧を出力
する。
【００２９】前置コンディショナー80によって調整され
た直流電力が供給される電灯駆動装置90は、レベルシフ
ター60及び半ブリッジ駆動装置70を有する半ブリッジイ
ンバーターを含む。半ブリッジインバーターは、スイッ
チとして動作する一対のトランジスタＱ6 及びＱ7 、一
対のコンデンサＣ5 及びＣ6 並びに変圧器Ｔ1 を含む。
半ブリッジ駆動装置70は、トランジスタＱ7 を駆動する
ための矩形波駆動信号を生成するもので、50−50の衝撃
係数を有する。レベルシフター60は、トランジスタＱ7
に供給される駆動信号をトランジスタＱ6 を駆動する信
号に変換する。レベルシフター60及び半ブリッジ駆動装
置70で生成された駆動信号は、互いにほぼ 180°の位相
差を有し、トランジスタＱ6 及びＱ7 とが同時に導通状
態になるのを防いでいる。
た直流電力が供給される電灯駆動装置90は、レベルシフ
ター60及び半ブリッジ駆動装置70を有する半ブリッジイ
ンバーターを含む。半ブリッジインバーターは、スイッ
チとして動作する一対のトランジスタＱ6 及びＱ7 、一
対のコンデンサＣ5 及びＣ6 並びに変圧器Ｔ1 を含む。
半ブリッジ駆動装置70は、トランジスタＱ7 を駆動する
ための矩形波駆動信号を生成するもので、50−50の衝撃
係数を有する。レベルシフター60は、トランジスタＱ7
に供給される駆動信号をトランジスタＱ6 を駆動する信
号に変換する。レベルシフター60及び半ブリッジ駆動装
置70で生成された駆動信号は、互いにほぼ 180°の位相
差を有し、トランジスタＱ6 及びＱ7 とが同時に導通状
態になるのを防いでいる。
【００３０】トランジスタＱ6 のソースＳとレベルシフ
ター60の一端がブーストコンバーター40の出力端子41に
接続される。トランジスタＱ6 のドレインＤが端子Ａに
接続される。レベルシフター60の他端と半ブリッジ駆動
装置70の一端とトランジスタＱ7 のソースＳも端子Ａに
接続される。半ブリッジ駆動装置70の他端とトランジス
タＱ7 のドレインＤがブーストコンバーター40の出力端
子42に接続される。コンデンサＣ5 の一端が出力端子41
に接続される。コンデンサＣ5 の他端とコンデンサＣ6
の一端が端子Ｂに接続される。コンデンサＣ6 の他端が
出力端子42に接続される。
ター60の一端がブーストコンバーター40の出力端子41に
接続される。トランジスタＱ6 のドレインＤが端子Ａに
接続される。レベルシフター60の他端と半ブリッジ駆動
装置70の一端とトランジスタＱ7 のソースＳも端子Ａに
接続される。半ブリッジ駆動装置70の他端とトランジス
タＱ7 のドレインＤがブーストコンバーター40の出力端
子42に接続される。コンデンサＣ5 の一端が出力端子41
に接続される。コンデンサＣ5 の他端とコンデンサＣ6
の一端が端子Ｂに接続される。コンデンサＣ6 の他端が
出力端子42に接続される。
【００３１】変圧器Ｔ1 の１次巻線ＴP が端子ＡとＢに
接続される。２次巻線ＴS の一端がインダクタＬ7 に接
続される。インダクタＬ7 は通常変圧器Ｔ1 の漏洩イン
ダクタンスか或いは個別のチョークを表す。インダクタ
Ｌ7 の他端がコンデンサＣ10の一端と電灯負荷LLの一端
に接続される。電灯負荷LLは、電灯をどのように組み合
わせてもよく、図では２つの蛍光灯LL1 とLL2 とを直列
に結合しているがこれに限定されるものではない。コン
デンサＣ10と電灯負荷LLの他端が２次巻線ＴSの他端に
接続される。
接続される。２次巻線ＴS の一端がインダクタＬ7 に接
続される。インダクタＬ7 は通常変圧器Ｔ1 の漏洩イン
ダクタンスか或いは個別のチョークを表す。インダクタ
Ｌ7 の他端がコンデンサＣ10の一端と電灯負荷LLの一端
に接続される。電灯負荷LLは、電灯をどのように組み合
わせてもよく、図では２つの蛍光灯LL1 とLL2 とを直列
に結合しているがこれに限定されるものではない。コン
デンサＣ10と電灯負荷LLの他端が２次巻線ＴSの他端に
接続される。
【００３２】変圧器Ｔ1 の１次巻線ＴP と２次巻線ＴS
との巻線比はＮP ／ＮS である。変圧器Ｔ1 は、電灯負
荷LLを前置コンディショナー80が生成した出力電圧から
電気的に分離し、電灯負荷LLを点灯するための点灯準備
期間中充分な開路電圧を供給する。インダクタＬ7 のイ
ンダクタンスは、電灯負荷LLが点灯されて定常状態の動
作に入ったときに電灯負荷LLに流れる電流値によって決
まる。各コンデンサＣ5 及びＣ6 にかかる直流電圧は、
前置コンディショナー80の出力電圧のほぼ半分である。
との巻線比はＮP ／ＮS である。変圧器Ｔ1 は、電灯負
荷LLを前置コンディショナー80が生成した出力電圧から
電気的に分離し、電灯負荷LLを点灯するための点灯準備
期間中充分な開路電圧を供給する。インダクタＬ7 のイ
ンダクタンスは、電灯負荷LLが点灯されて定常状態の動
作に入ったときに電灯負荷LLに流れる電流値によって決
まる。各コンデンサＣ5 及びＣ6 にかかる直流電圧は、
前置コンディショナー80の出力電圧のほぼ半分である。
【００３３】図４(a) 、４(b) 、４(c) 及び４(d) に示
された波形は、巻線比ＮS ／ＮP が1.5、インダクタＬ
7 が約 4.3ｍＨ、コンデンサＣ10が約 1.2ｎＦ、コンデ
ンサＣ5 及びＣ6 が約0.33μＦ、公称定格 630Ｖの安定
器回路20で生成されたものである。電灯LL1 及びLL2 は
双方とも40Ｗ低圧水銀蒸気封入管状蛍光灯電灯である。
半ブリッジインバーターで生成された矩形波の基本周波
数は、およそ28kHz である。インダクタＬ7 とコンデン
サＣ10の共振周波数は約70kHz 即ち基本周波数ｆ1 の約
2.5倍である。
された波形は、巻線比ＮS ／ＮP が1.5、インダクタＬ
7 が約 4.3ｍＨ、コンデンサＣ10が約 1.2ｎＦ、コンデ
ンサＣ5 及びＣ6 が約0.33μＦ、公称定格 630Ｖの安定
器回路20で生成されたものである。電灯LL1 及びLL2 は
双方とも40Ｗ低圧水銀蒸気封入管状蛍光灯電灯である。
半ブリッジインバーターで生成された矩形波の基本周波
数は、およそ28kHz である。インダクタＬ7 とコンデン
サＣ10の共振周波数は約70kHz 即ち基本周波数ｆ1 の約
2.5倍である。
【００３４】電灯負荷LLの点灯準備期間中、端子Ａ−Ｂ
に現れる半ブリッジインバーターの出力は実質的に矩形
波電圧列を形作る。インダクタＬ7 とコンデンサＣ10は
直列Ｌ−Ｃ回路を形成する。点灯準備期間中、電灯負荷
LLは、（電灯LL1 及びLL2 が例えばクィックスタート型
の蛍光灯とすれば）フィラメントを加熱する以外は殆ど
電力を必要としない実質的に開路状態（即ち無負荷状
態）に等しい。
に現れる半ブリッジインバーターの出力は実質的に矩形
波電圧列を形作る。インダクタＬ7 とコンデンサＣ10は
直列Ｌ−Ｃ回路を形成する。点灯準備期間中、電灯負荷
LLは、（電灯LL1 及びLL2 が例えばクィックスタート型
の蛍光灯とすれば）フィラメントを加熱する以外は殆ど
電力を必要としない実質的に開路状態（即ち無負荷状
態）に等しい。
【００３５】図４(a) は、電圧ＶAB即ち端子ＡとＢとの
間の電圧を示す。電圧ＶABは、１次巻線ＴP の両端に印
加される矩形波の電圧列であり、無負荷状態の間ほぼ＋
240Ｖと−240 Ｖの間を変化する。図４(b) は、無負荷
状態即ち電灯負荷LLが点灯する前に１次巻線ＴP を通っ
て流れる電流ＩPRI を示す。この電流のピーク値はおよ
そ±400 ｍＡである。電灯負荷LLが点灯し定常状態の動
作に入ると、１次巻線ＴP を通って流れる電流Ｉ
PRI は、図４(c) に示すように、ピーク値がおよそ±80
0 ｍＡの正弦曲線に似た曲線になる。コンデンサＣ
10は、この正弦曲線に似た電流波形を平滑にし、図４
(d) に示すようにピーク値がおよそ±380 ｍＡの実質的
に正弦波形の電灯電流ＩLAMPを生成する。
間の電圧を示す。電圧ＶABは、１次巻線ＴP の両端に印
加される矩形波の電圧列であり、無負荷状態の間ほぼ＋
240Ｖと−240 Ｖの間を変化する。図４(b) は、無負荷
状態即ち電灯負荷LLが点灯する前に１次巻線ＴP を通っ
て流れる電流ＩPRI を示す。この電流のピーク値はおよ
そ±400 ｍＡである。電灯負荷LLが点灯し定常状態の動
作に入ると、１次巻線ＴP を通って流れる電流Ｉ
PRI は、図４(c) に示すように、ピーク値がおよそ±80
0 ｍＡの正弦曲線に似た曲線になる。コンデンサＣ
10は、この正弦曲線に似た電流波形を平滑にし、図４
(d) に示すようにピーク値がおよそ±380 ｍＡの実質的
に正弦波形の電灯電流ＩLAMPを生成する。
【００３６】インダクタＬ7 は電灯電流安定化素子とし
て作用する。電灯負荷LLの両端に設けられたコンデンサ
Ｃ10は、更に正弦波状の開路電圧を供給し、全半ブリッ
ジ電流を誘導性に保持し、更に電灯負荷LLに流れる高次
の高調波成分を低減する。インダクタＬ7 とコンデンサ
Ｃ10は両者で直列接続Ｌ−Ｃ回路を構成する。コンデン
サＣ10の値は、安全な開路動作が可能な値、即ち式８で
定められた共振周波数の範囲に選ばれる。従って、電灯
駆動回路90に他の保護回路を付加する必要はない。
て作用する。電灯負荷LLの両端に設けられたコンデンサ
Ｃ10は、更に正弦波状の開路電圧を供給し、全半ブリッ
ジ電流を誘導性に保持し、更に電灯負荷LLに流れる高次
の高調波成分を低減する。インダクタＬ7 とコンデンサ
Ｃ10は両者で直列接続Ｌ−Ｃ回路を構成する。コンデン
サＣ10の値は、安全な開路動作が可能な値、即ち式８で
定められた共振周波数の範囲に選ばれる。従って、電灯
駆動回路90に他の保護回路を付加する必要はない。
【００３７】安定器回路20が最初に立ち上がると、電圧
が前置コンディショナー80によってブーストされる前
に、ピーク−ピーク間の電圧約 277Ｖの入力が約 390Ｖ
のピーク−ピーク間電圧を持つ矩形波電圧になり、この
矩形波電圧が変圧器Ｔ1 の１次巻線ＴP の両端に印加さ
れる。変圧器Ｔ1 は２次巻線ＴS の両端のピーク−ピー
ク間電圧を約 570Ｖに引き上げる。この間電灯のカソー
ドが加熱される。約 0.5秒後に前置コンディショナー80
が起動し、約 480Ｖの調整された直流電力をブーストコ
ンバーター40の出力端子41、42の間に出力し、２次巻線
ＴS の両端のピーク−ピーク間電圧を約 700Ｖに引き上
げる。２次巻線ＴS の両端のピーク−ピーク間電圧の値
はこれで電灯負荷LLを点灯するのに充分である。電灯負
荷LLが点灯すると（即ち定常状態の電灯動作の間）、電
灯の電圧（即ち電灯負荷LLの両端の電圧）はピーク電圧
で約±300 Ｖに降下し、残余の出力電圧は２次巻線ＴS
のインダクタＬ7 の両端に残る。インダクタＬ7 の値を
電灯負荷LLの定常状態の動作の間の電灯電流ＩLAMPが必
要な値になるように選ぶことにより、電灯負荷LLの電灯
の数とそれらの間の接続を変更できる。
が前置コンディショナー80によってブーストされる前
に、ピーク−ピーク間の電圧約 277Ｖの入力が約 390Ｖ
のピーク−ピーク間電圧を持つ矩形波電圧になり、この
矩形波電圧が変圧器Ｔ1 の１次巻線ＴP の両端に印加さ
れる。変圧器Ｔ1 は２次巻線ＴS の両端のピーク−ピー
ク間電圧を約 570Ｖに引き上げる。この間電灯のカソー
ドが加熱される。約 0.5秒後に前置コンディショナー80
が起動し、約 480Ｖの調整された直流電力をブーストコ
ンバーター40の出力端子41、42の間に出力し、２次巻線
ＴS の両端のピーク−ピーク間電圧を約 700Ｖに引き上
げる。２次巻線ＴS の両端のピーク−ピーク間電圧の値
はこれで電灯負荷LLを点灯するのに充分である。電灯負
荷LLが点灯すると（即ち定常状態の電灯動作の間）、電
灯の電圧（即ち電灯負荷LLの両端の電圧）はピーク電圧
で約±300 Ｖに降下し、残余の出力電圧は２次巻線ＴS
のインダクタＬ7 の両端に残る。インダクタＬ7 の値を
電灯負荷LLの定常状態の動作の間の電灯電流ＩLAMPが必
要な値になるように選ぶことにより、電灯負荷LLの電灯
の数とそれらの間の接続を変更できる。
【００３８】再び図３を参照すると、ダイオードブリッ
ジ整流器30から前置コンディショナー80に供給される整
流された交流（即ちパルス化された直流）信号は、チョ
ークＬ3 とダイオードＤ5 とによってブーストされ、コ
ンデンサＣE 、Ｃ5 及びＣ6を充電する。図３におい
て、コンデンサＣE はＣ5 及びＣ6 から離れており、５
乃至100 μＦの範囲の大型電解コンデンサである。コン
デンサＣ5 及びＣ6 は高周波ブリッジコンデンサであ
る。コンデンサＣE がコンデンサＣ5 とＣ6 との直列接
続と並列に接続されているため、３つのコンデンサはコ
ンデンサＣ5'及びＣ 6'のように変えてもよい。
ジ整流器30から前置コンディショナー80に供給される整
流された交流（即ちパルス化された直流）信号は、チョ
ークＬ3 とダイオードＤ5 とによってブーストされ、コ
ンデンサＣE 、Ｃ5 及びＣ6を充電する。図３におい
て、コンデンサＣE はＣ5 及びＣ6 から離れており、５
乃至100 μＦの範囲の大型電解コンデンサである。コン
デンサＣ5 及びＣ6 は高周波ブリッジコンデンサであ
る。コンデンサＣE がコンデンサＣ5 とＣ6 との直列接
続と並列に接続されているため、３つのコンデンサはコ
ンデンサＣ5'及びＣ 6'のように変えてもよい。
【００３９】前置コンディショナー80はアップコンバー
ターであり、入力した整流された交流を次のようにブー
ストする。トランジスタＱ6 （スイッチとして動作す
る）が閉じると、チョークＬ3 が接地される。電流はチ
ョークＬ3 を通って流れる。トランジスタＱ1 が開く
（オフになる）。トランジスタＱ1 の開動作に伴ってチ
ョークＬ3 は蓄積しているエネルギーをダイオードＤ5
を通してコンデンサＣE に送る。コンデンサＣE に送ら
れるエネルギーの量は、トランジスタＱ1 がオンになる
迄の時間に依存する。即ち、前置コンディショナー制御
装置50からトランジスタＱ1 のゲートに印加される駆動
信号の周波数と時間に依存する。トランジスタＱ1 は電
圧ＶLNに関して非同期的に動作する。
ターであり、入力した整流された交流を次のようにブー
ストする。トランジスタＱ6 （スイッチとして動作す
る）が閉じると、チョークＬ3 が接地される。電流はチ
ョークＬ3 を通って流れる。トランジスタＱ1 が開く
（オフになる）。トランジスタＱ1 の開動作に伴ってチ
ョークＬ3 は蓄積しているエネルギーをダイオードＤ5
を通してコンデンサＣE に送る。コンデンサＣE に送ら
れるエネルギーの量は、トランジスタＱ1 がオンになる
迄の時間に依存する。即ち、前置コンディショナー制御
装置50からトランジスタＱ1 のゲートに印加される駆動
信号の周波数と時間に依存する。トランジスタＱ1 は電
圧ＶLNに関して非同期的に動作する。
【００４０】チョークＬ3 は、非連続モードで動作す
る。即ち各サイクルの間チョークＬ3を通る電流は、新
しいサイクルが始まる前に実質的にゼロになる。トラン
ジスタＱ1 がオン−オフする周波数は、チョークＬ3 を
通るピーク電流が一定になるように前置コンディショナ
ー制御装置50によって制御される。トランジスタＱ6 及
びＱ7 は内部のダイオード（図示されていない）を有す
る。これらのダイオードは、内部或いは外部のいずれに
あってもよく、トランジスタＱ6 及びＱ7 の最初のオン
−オフ時に、トランジスタＱ6 及びＱ7 を通って誘導電
流が流れるのを可能にする。
る。即ち各サイクルの間チョークＬ3を通る電流は、新
しいサイクルが始まる前に実質的にゼロになる。トラン
ジスタＱ1 がオン−オフする周波数は、チョークＬ3 を
通るピーク電流が一定になるように前置コンディショナ
ー制御装置50によって制御される。トランジスタＱ6 及
びＱ7 は内部のダイオード（図示されていない）を有す
る。これらのダイオードは、内部或いは外部のいずれに
あってもよく、トランジスタＱ6 及びＱ7 の最初のオン
−オフ時に、トランジスタＱ6 及びＱ7 を通って誘導電
流が流れるのを可能にする。
【００４１】コンデンサＣ5 及びＣ6 は、好ましくは、
それぞれ並列に接続した一対の放電抵抗器を有する電解
コンデンサである。変圧器Ｔ1 は、漏洩変圧器、即ちイ
ンダクタンスLMを有する漏洩インダクタを具え、電灯負
荷LLの安定器として作用する変圧器である。代わって変
圧器Ｔ1 の漏洩インダクタンスが小さいか或いは皆無の
ときは、安定器の目的のためにはインダクタンスLMの外
部インダクタが必要である。
それぞれ並列に接続した一対の放電抵抗器を有する電解
コンデンサである。変圧器Ｔ1 は、漏洩変圧器、即ちイ
ンダクタンスLMを有する漏洩インダクタを具え、電灯負
荷LLの安定器として作用する変圧器である。代わって変
圧器Ｔ1 の漏洩インダクタンスが小さいか或いは皆無の
ときは、安定器の目的のためにはインダクタンスLMの外
部インダクタが必要である。
【００４２】変圧器Ｔ1 は主２次巻線ＴM を有する。共
振コンデンサＣ10はインダクタＬ7と直列に接続され、
半ブリッジインバーターの両端に結合された直列ＬＣと
して変圧器Ｔ1 の１次巻線に反射する。
振コンデンサＣ10はインダクタＬ7と直列に接続され、
半ブリッジインバーターの両端に結合された直列ＬＣと
して変圧器Ｔ1 の１次巻線に反射する。
【００４３】前記から明らかなように、基本正弦波周波
数ｆ1 を直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数ｆ0 よりかなり低
く保つことにより、従来の安定器回路において電灯負荷
LLの点灯準備期間中に生じる不要且つ危険な高電圧と高
電流を避けることができる。特に、インダクタＬ7 及び
コンデンサＣ10の値を共振周波数ｆ0 が前記のように決
まる値に選ぶことにより、インダクタＬ7 及びコンデン
サＣ10の両端の電圧値とそれらを流れる電流値とを、従
来電灯負荷LLの点灯準備期間中安定器回路に現れる値に
比べて、遙に低く抑えることができる。
数ｆ1 を直列Ｌ−Ｃ回路の共振周波数ｆ0 よりかなり低
く保つことにより、従来の安定器回路において電灯負荷
LLの点灯準備期間中に生じる不要且つ危険な高電圧と高
電流を避けることができる。特に、インダクタＬ7 及び
コンデンサＣ10の値を共振周波数ｆ0 が前記のように決
まる値に選ぶことにより、インダクタＬ7 及びコンデン
サＣ10の両端の電圧値とそれらを流れる電流値とを、従
来電灯負荷LLの点灯準備期間中安定器回路に現れる値に
比べて、遙に低く抑えることができる。
【００４４】電灯負荷LLの点灯準備期間中共振周波数ｆ
0 で動作するようなインダクタＬ7及びコンデンサＣ10
の組み合わせが不要になることによって、コンデンサＣ
10の値は著しく低くすることができる。例えば、従来の
コンデンサＣ10の値は公称値およそ 6.8ｎＦから 9.2ｎ
Ｆの範囲であるのに対し、本発明によれば、これを１／
４乃至１／６（例えば、 1.2ｎＦ）に低減できる。その
結果として、遙に小さい、より安価なコンデンサＣ10を
用いることができ、安定器回路の製造コストと体積を低
減することができる。
0 で動作するようなインダクタＬ7及びコンデンサＣ10
の組み合わせが不要になることによって、コンデンサＣ
10の値は著しく低くすることができる。例えば、従来の
コンデンサＣ10の値は公称値およそ 6.8ｎＦから 9.2ｎ
Ｆの範囲であるのに対し、本発明によれば、これを１／
４乃至１／６（例えば、 1.2ｎＦ）に低減できる。その
結果として、遙に小さい、より安価なコンデンサＣ10を
用いることができ、安定器回路の製造コストと体積を低
減することができる。
【００４５】コンデンサＣ10の値を小さくすることによ
って、これに加えてコンデンサＣ10を流れる電流が比較
的小さくなり、実質的に全電流が電灯負荷LLを流れるよ
うになる。安定器回路の必要な電力値を低減することが
でき、更に従来の安定器回路と同じ電力値の直列接続Ｌ
−Ｃ安定器回路においては、より定価格の電線（高抵抗
値の電線）を使用することができる。換言すれば、本発
明によって低コストで小型で効率のよい安定器回路が得
られる。
って、これに加えてコンデンサＣ10を流れる電流が比較
的小さくなり、実質的に全電流が電灯負荷LLを流れるよ
うになる。安定器回路の必要な電力値を低減することが
でき、更に従来の安定器回路と同じ電力値の直列接続Ｌ
−Ｃ安定器回路においては、より定価格の電線（高抵抗
値の電線）を使用することができる。換言すれば、本発
明によって低コストで小型で効率のよい安定器回路が得
られる。
【００４６】好ましくは、共振周波数ｆ0 は、矩形波発
生器で発生された矩形波の基本周波数ｆ1 のほぼ 2.3倍
から 2.6倍の範囲になければならない。従って、計算す
ることが困難な浮遊インダクタンス及び類似の要素は、
全体のインダクタンスを増加させることはない。共振周
波数ｆ0 は第３次高調波３f1に近づくことはない。安定
器回路の危険な動作（即ち直列Ｌ−Ｃ回路の共振動作）
は防がれる。
生器で発生された矩形波の基本周波数ｆ1 のほぼ 2.3倍
から 2.6倍の範囲になければならない。従って、計算す
ることが困難な浮遊インダクタンス及び類似の要素は、
全体のインダクタンスを増加させることはない。共振周
波数ｆ0 は第３次高調波３f1に近づくことはない。安定
器回路の危険な動作（即ち直列Ｌ−Ｃ回路の共振動作）
は防がれる。
【００４７】一般に、共振周波数ｆ0 を定めるためのイ
ンダクタＬ0 のインダクタンスの計算においては、変圧
器Ｔ1 の漏洩インダクタンス又はインダクタＬ7 に用い
られる個別のチョークのインダクタンスは、安定器回路
20の浮遊インダクタンス又は他のインダクタンスより遙
に大きい。従って、１次近似では、共振周波数ｆ0 を求
める際には、浮遊インダクタンス及び類似の要素を考慮
せずにインダクタＬ7のインダクタンスを用いてもよ
い。極めて小さく不充分な量の漏洩インダクタンスしか
存在しない堅く巻かれた変圧器Ｔ1 については、電灯負
荷LLの安定器として作用する（即ち電灯電流ＩLAMPを制
御するために）個別のインダクタが必要になる。
ンダクタＬ0 のインダクタンスの計算においては、変圧
器Ｔ1 の漏洩インダクタンス又はインダクタＬ7 に用い
られる個別のチョークのインダクタンスは、安定器回路
20の浮遊インダクタンス又は他のインダクタンスより遙
に大きい。従って、１次近似では、共振周波数ｆ0 を求
める際には、浮遊インダクタンス及び類似の要素を考慮
せずにインダクタＬ7のインダクタンスを用いてもよ
い。極めて小さく不充分な量の漏洩インダクタンスしか
存在しない堅く巻かれた変圧器Ｔ1 については、電灯負
荷LLの安定器として作用する（即ち電灯電流ＩLAMPを制
御するために）個別のインダクタが必要になる。
【００４８】これまでに詳述したように、発生電圧（即
ち図１の電圧Ｅ及び図４(a) の電圧ＶAB）は直列Ｌ−Ｃ
回路の共振周波数より遙に低い周波数におけるものであ
り、従って、安全な開路（点灯準備）電圧値及び電流値
になる。この発生された信号の周波数は、直列接続Ｌ−
Ｃ回路の共振周波数ｆ0 又はその近傍にはないので、点
灯準備に続いてこの周波数を変更する必要はない。異な
った定常状態の電灯動作周波数へ切替えるための電灯負
荷LLの点灯を感知するフィードバック回路は不要にな
る。電灯負荷LLの点灯準備期間中直列Ｌ−Ｃ回路の共振
周波数ｆ0 で動作させる必要がなくなることによって、
直列Ｌ−Ｃ回路のコンデンサの値従ってその大きさは、
既知の安定器回路において従来用いられている直列Ｌ−
Ｃ回路に通常使用されるものより遙に小さいものにする
ことができる。
ち図１の電圧Ｅ及び図４(a) の電圧ＶAB）は直列Ｌ−Ｃ
回路の共振周波数より遙に低い周波数におけるものであ
り、従って、安全な開路（点灯準備）電圧値及び電流値
になる。この発生された信号の周波数は、直列接続Ｌ−
Ｃ回路の共振周波数ｆ0 又はその近傍にはないので、点
灯準備に続いてこの周波数を変更する必要はない。異な
った定常状態の電灯動作周波数へ切替えるための電灯負
荷LLの点灯を感知するフィードバック回路は不要にな
る。電灯負荷LLの点灯準備期間中直列Ｌ−Ｃ回路の共振
周波数ｆ0 で動作させる必要がなくなることによって、
直列Ｌ−Ｃ回路のコンデンサの値従ってその大きさは、
既知の安定器回路において従来用いられている直列Ｌ−
Ｃ回路に通常使用されるものより遙に小さいものにする
ことができる。
【図１】図１は、本発明による安定器回路の回路図であ
る。
る。
【図２】図２(a) 、２(b) 及び２(c) は、図１の回路に
おける波形図であって、それぞれ、実質的に矩形波であ
るインバーター出力電圧の時間波形図、その基本周波数
における出力電流の時間波形図及びその第３次高調波に
おける出力電流の時間波形図である。
おける波形図であって、それぞれ、実質的に矩形波であ
るインバーター出力電圧の時間波形図、その基本周波数
における出力電流の時間波形図及びその第３次高調波に
おける出力電流の時間波形図である。
【図３】図３は、本発明による安定器回路の構成図であ
る。
る。
【図４】図４(a) 、４(b) 、４(c) 及び４(d) は、電灯
負荷の点灯準備期間中及び動作の定常状態において図３
の安定器回路に生じる信号の時間波形図である。
負荷の点灯準備期間中及び動作の定常状態において図３
の安定器回路に生じる信号の時間波形図である。
【図５】図５は、図１の回路において、電流を基本周波
数と共振周波数との比の関数としてシミュレートした波
形図である。
数と共振周波数との比の関数としてシミュレートした波
形図である。
１０、２０ 安定器回路 １３ 矩形波発生器 １６ 電灯負荷 ２３ 電磁障害除去フィルター ２４、２５ 出力端子 ３０ 整流器 ３１、３２ 出力端子 ４０ ブーストコンバーター ４１、４２ 出力端子 ５０ 前置コンディショナー制御装置 ６０ レベルシフター ７０ 半ブリッジ駆動装置 ８０ 前置コンディショナー ９０ 電灯駆動装置 ＣE 、Ｃ5 、Ｃ6 、Ｃ10 コンデンサ Ｄ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 ダイオード Ｌ3 、Ｌ7 チョーク ＮP １次巻数 ＮS ２次巻数 Ｑ1 、Ｑ6 、Ｑ7 トランジスタ Ｔ1 変圧器 ＴP １次巻線 ＴS ２次巻線 ＬＬ 電灯負荷 Ａ、Ｂ 接続点
Claims (6)
- 【請求項１】 インダクタ、該インダクタに直列に接続
された静電容量、並びに、少なくとも基本周波数ｆ1 を
有する信号を発生し且つ該直列に接続されたインダクタ
及び静電容量に印加する信号発生器を具え、該インダク
タ及び該静電容量が共振周波数ｆ0 を持つ、電灯負荷を
点灯するために充分な実質的に矩形の駆動信号を発生す
るための安定器回路において、ｎを偶数の整数とすると
き、基本周波数と共振周波数とが、 ｎｆ1 ＜ｆ0 ＜（ｎ＋１）ｆ1 の関係を保持することを特徴とする安定器回路。 - 【請求項２】 前記信号発生器が半ブリッジインバータ
ーを含むことを特徴とする請求項１に記載の安定器回
路。 - 【請求項３】 共振周波数ｆ0 が前記基本周波数ｆ1 の
第３次高調波より低いことを特徴とする請求項１又は２
に記載の安定器回路。 - 【請求項４】 電灯負荷が点灯後、該電灯負荷を流れる
電流が実質的に一定のレベルに保持される定常状態に入
った状態で、信号発生器が発生した信号を前記直列に接
続したインダクタ及び静電容量に印加することを特徴と
する請求項１乃至３のいずれか１項に記載の安定器回
路。 - 【請求項５】 電灯負荷が静電容量の両端に接続される
ことを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載
の安定器回路。 - 【請求項６】 電灯負荷が少なくとも１つの蛍光灯を含
むことを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記
載の安定器回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US93284092A | 1992-08-20 | 1992-08-20 | |
| US07/932840 | 1992-08-20 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06176881A true JPH06176881A (ja) | 1994-06-24 |
Family
ID=25463035
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5203376A Pending JPH06176881A (ja) | 1992-08-20 | 1993-08-17 | 安定器回路 |
Country Status (12)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US5463284A (ja) |
| EP (1) | EP0583838B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06176881A (ja) |
| KR (1) | KR100289019B1 (ja) |
| AT (1) | ATE147925T1 (ja) |
| CA (1) | CA2104252A1 (ja) |
| DE (1) | DE69307427T2 (ja) |
| ES (1) | ES2099369T3 (ja) |
| FI (1) | FI108910B (ja) |
| MX (1) | MX9305064A (ja) |
| SG (1) | SG48129A1 (ja) |
| TW (1) | TW394493U (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2012518985A (ja) * | 2009-02-26 | 2012-08-16 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 共振コンバータ |
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