JPH0621733A - Level shift circuit - Google Patents
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、レベルシフト回路に関
し、特に５Ｖ以上という大きなシフト量が必要な高周波
用半導体集積回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a level shift circuit, and more particularly to a high frequency semiconductor integrated circuit which requires a large shift amount of 5 V or more.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のレベルシフト回路としては、図４
に示すツェナーダイオード１６を含む回路、図５に示す
直列接続のｎ個のダイオード１７を含む回路、或いは図
６に示す定電流源６と抵抗４との組合せを含む回路が存
在していた。１，１０は直流電圧源、２は交流電圧源、
３とトランジスタ、７は増幅器、８はコンデンサであ
る。2. Description of the Related Art FIG. 4 shows a conventional level shift circuit.
There is a circuit including the Zener diode 16 shown in FIG. 5, a circuit including n diodes 17 connected in series shown in FIG. 5, or a circuit including a combination of the constant current source 6 and the resistor 4 shown in FIG. 1, 10 are DC voltage sources, 2 are AC voltage sources,
Reference numeral 3 is a transistor, 7 is an amplifier, and 8 is a capacitor.
【０００３】ここで、定電流源６は、ツェナーダイオー
ド１６、ｎ個のダイオード１７、或いは抵抗４に電流を
供給してレベルシフト電圧を発生させる。これにより、
次段の入力端子の電圧は、直流的にツェナー電圧分、ｎ
個のダイオード或いは抵抗の電圧降下分シフトした電圧
となる。The constant current source 6 supplies a current to the zener diode 16, the n diodes 17 or the resistor 4 to generate a level shift voltage. This allows
The voltage at the input terminal of the next stage is the Zener voltage for DC, n
The voltage is shifted by the voltage drop of each diode or resistor.
【０００４】入力端子のＤＣバイアス値が直流電圧源１
で等価的に表わされ、その電圧値は大きいものである。
ところで、増幅器７を有し、その出力端子９に大きな振
幅をもつ電圧を発生させるために使用するレベルシフト
回路では、そのシフト量が例えば５Ｖ以上となる。The DC bias value of the input terminal is the DC voltage source 1
Is equivalently expressed and the voltage value is large.
By the way, in the level shift circuit having the amplifier 7 and used to generate a voltage having a large amplitude at the output terminal 9, the shift amount is, for example, 5 V or more.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】この従来のレベルシフ
ト回路のうち、図４のツェナーダイオード１６をレベル
シフトに使う場合、モノリシックＩＣに組み入れて発生
させる電圧のコントロールが困難であり、また素子とし
て信頼性に問題があり、長時間の使用で断線あるいは短
絡状態になり、回路動作不具合が発生する。In the conventional level shift circuit, when the Zener diode 16 of FIG. 4 is used for the level shift, it is difficult to control the voltage generated by incorporating it into the monolithic IC, and the element is reliable. There is a problem in performance, and after a long time of use, the circuit will be broken or short-circuited, and malfunction of the circuit will occur.
【０００６】また、図５のｎ個のダイオード１７をレベ
ルシフトに使う場合、すなわち、下記のような問題があ
る。すなわち、一般的に半導体製造で使われているプロ
セスでは、ダイオード１個の順方向電圧約０．７Ｖに対
し、約−２ｍＶ／℃の温度係数を持つ。このとき、たと
えばレベルシフト量が５Ｖのとき、ｎ＝７個、温度変化
２０℃に対し、−２ｍＶ／℃×７個×２０℃＝−２８０
ｍＶの電圧変化が発生し、次段の増幅器の入力バイアス
値がずれる。このため、（１）増幅器の回路電流が変化
し、出力ＤＣ電圧が変化し、（２）その結果、増幅度も
変化してしまうため、アナログ信号を扱う回路設計では
使えないという不具合が発生する。Further, when the n diodes 17 shown in FIG. 5 are used for level shifting, that is, there are the following problems. That is, in the process generally used in semiconductor manufacturing, the forward voltage of one diode is about 0.7 V, and the temperature coefficient is about −2 mV / ° C. At this time, for example, when the level shift amount is 5 V, n = 7 and temperature change of 20 ° C., −2 mV / ° C. × 7 × 20 ° C. = − 280
A voltage change of mV occurs, and the input bias value of the amplifier at the next stage shifts. Therefore, (1) the circuit current of the amplifier changes, the output DC voltage changes, and (2) as a result, the amplification degree also changes, which causes a problem that it cannot be used in a circuit design that handles analog signals. .
【０００７】さらに、トランジスタ３の周波数特性を無
視し、次段増幅器の入力インピーダンスを入力抵抗分Ｒ
INと入力容量分ＣINとに分けて考え、定電流源を構成す
る素子の寄生容量Ｃs と入力容量分ＣINとを合せた総合
寄生容量値をＣ2 （＝Ｃs ＋ＣIN）、図４のツェナーダ
イオード１６、図５のダイオードｎ個１７の各動作抵抗
と図６の抵抗の値をＲ1 とする。Further, ignoring the frequency characteristic of the transistor 3, the input impedance of the next-stage amplifier is set to the input resistance R
The total parasitic capacitance value obtained by combining the parasitic capacitance Cs of the element forming the constant current source and the input capacitance CIN is C2 (= Cs + CIN), and the Zener diode 16 of FIG. 4 is considered. , R1 is the operating resistance of each of the n diodes 17 shown in FIG. 5 and the resistance of FIG.
【０００８】この場合、交流電圧源２の振幅をＶINとす
ると、レベルシフト回路のＡ点に出力されるレベルＶOU
T は、 ＶOUT ／ＶIN＝ＲIN／｛Ｒ1 （１＋ｊωＣ2 ＲIN）＋ＲIN｝ …（１） （ｊ＝√−１，ω＝２πｆ ｆ：交流電圧源の信号周
波数）であり、高域での−３ｄＢポイントの周波数ｆｃ
は、 ｆｃ＝（ＲIN＋Ｒ1 ）／（２πＣ2 Ｒ1 ＲIN） …（２） となる。In this case, assuming that the amplitude of the AC voltage source 2 is VIN, the level VOU output to the point A of the level shift circuit
T is VOUT / VIN = RIN / {R1 (1 + jωC2 RIN) + RIN} (1) (j = √-1, ω = 2πf f: signal frequency of AC voltage source), and -3 dB point in high range Frequency fc
Is fc = (RIN + R1) / (2.pi.C2R1RIN) (2).
【０００９】ここで、通常、ＲIN＝１０Ｋ〜１００Ｋ
Ω，Ｉ＝１〜３ｍＡ、図４及び図５の各動作抵抗Ｒ1 は
数１０Ω程度であり、高周波用モノリシックＩＣ内部で
は、Ｃ2 ＝０．２〜０．８ｐＦ程度であることから、Ｒ
IN＝１０ＫΩ，Ｒ1 ＝５０Ω，Ｃ2 ＝０．５ｐＦとする
と、 ｆｃ＝（１０×１０3 ＋５０）／ （２π×０．５×１０-12 ×５０×１０×１０3 ）≒６．４ＧＨｚ となるが、図６において、Ｉ＝１ｍＡで、５Ｖのレベル
シフト電圧を発生させる場合、Ｒ1 ＝５ｋΩとなり、Ｒ
IN＝１０ＫΩ，Ｃ2 ＝０．５ｐＦとして、同様にｆｃを
求めると、 ｆｃ＝（１０×１０3 ＋５×１０3 ）／ （２π×０．５×１０-12 ×５×１０3 ×１０×１０3 ） ≒９５．５ＭＨｚ となる。このことから、図６の回路は、高周波回路に
は、使えないという不具合が発生する。Here, usually, RIN = 10K to 100K
Ω, I = 1 to 3 mA, each operating resistance R1 in FIGS. 4 and 5 is about several tens Ω, and C2 = 0.2 to 0.8 pF in the high frequency monolithic IC.
If IN = 10KΩ, R1 = 50Ω, and C2 = 0.5pF, then fc = (10 × 10 3 +50) / (2π × 0.5 × 10 -12 × 50 × 10 × 10 3 ) ≈6.4 GHz However, in FIG. 6, when I = 1 mA and a level shift voltage of 5 V is generated, R1 = 5 kΩ and R
Similarly, when fc is obtained with IN = 10 KΩ and C2 = 0.5 pF, fc = (10 × 10 3 + 5 × 10 3 ) / (2π × 0.5 × 10 −12 × 5 × 10 3 × 10 × 10) 3 ) ≈95.5MHz. Therefore, the circuit of FIG. 6 cannot be used as a high frequency circuit.
【００１０】本発明の目的は、温度係数が小さく、周波
数特性がピーキングなく高域まで維持されたレベルシフ
ト回路を提供することにある。An object of the present invention is to provide a level shift circuit having a small temperature coefficient and a frequency characteristic maintained in a high frequency range without peaking.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明に係るレベルシフト回路は、トランジスタ
と、抵抗と、定電流源と、コンデンサと、増幅器とを有
するレベルシフト回路であって、トランジスタは、ベー
スに、直列接続した直流電圧源と交流電圧源とが接続さ
れたものであり、抵抗と定電流源とは、直列接続され
て、トランジスタのエミッタと接地点との間に接続され
たものであり、コンデンサは、抵抗に並列に接続された
ものであり、増幅器は、抵抗と定電流源との接続点に接
続されたものであり、前記接続点と接地点との間に存在
する容量値Ｃ2 と、前記コンデンサの容量値Ｃ1 と、前
記抵抗の抵抗値Ｒ1 と、前記増幅器の入力抵抗値ＲINと
を、Ｃ1 ／Ｃ2 ＝ＲIN／Ｒ1 の関係に設定したものであ
る。To achieve the above object, a level shift circuit according to the present invention is a level shift circuit having a transistor, a resistor, a constant current source, a capacitor, and an amplifier, The transistor has a base to which a direct-current voltage source and an alternating-current voltage source connected in series are connected.A resistor and a constant current source are connected in series and are connected between the emitter of the transistor and the ground point. The capacitor is connected in parallel with the resistor, the amplifier is connected to the connection point between the resistance and the constant current source, and is present between the connection point and the ground point. The capacitance value C2, the capacitance value C1 of the capacitor, the resistance value R1 of the resistor, and the input resistance value RIN of the amplifier are set in the relationship of C1 / C2 = RIN / R1.
【００１２】[0012]
【作用】定電流源の値Ｉと、抵抗値Ｒとから、ＤＣ分レ
ベルシフト電圧Ｖsf＝Ｉ×Ｒを発生させる。The DC level shift voltage Vsf = I × R is generated from the constant current source value I and the resistance value R.
【００１３】[0013]
【実施例】以下、本発明の実施例を図により説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１４】（実施例１）図１は、本発明の実施例１を
示す回路図である。(First Embodiment) FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
【００１５】図１において、直列した直流電圧源１と交
流電圧源２とは、トランジスタ３のベースに接続されて
いる。トランジスタ３のエミッタには、抵抗４とコンデ
ンサ５との並列回路と、定電流源６とが直列に接続され
ている。In FIG. 1, a DC voltage source 1 and an AC voltage source 2 connected in series are connected to the base of a transistor 3. A parallel circuit of a resistor 4 and a capacitor 5 and a constant current source 6 are connected in series to the emitter of the transistor 3.
【００１６】また、定電流源６には、コンデンサ８が接
続されている。また、増幅器７は、その入力が抵抗４と
定電流源６との接続点Ａに接続されている。９は増幅器
７の出力端子である。１０は、トランジスタ３と増幅器
７とに所要電圧を印加する直流電圧源である。A capacitor 8 is connected to the constant current source 6. The input of the amplifier 7 is connected to the connection point A between the resistor 4 and the constant current source 6. Reference numeral 9 is an output terminal of the amplifier 7. Reference numeral 10 is a DC voltage source that applies a required voltage to the transistor 3 and the amplifier 7.
【００１７】この回路において、ＤＣ成分のレベルシフ
ト電圧Ｖsfは、Ｖsf＝Ｉ×Ｒ1 である。ここに、Ｉは定
電流源６の定電流値、Ｒ1 は抵抗４の抵抗値を示す。In this circuit, the level shift voltage Vsf of the DC component is Vsf = I × R1. Here, I is the constant current value of the constant current source 6, and R1 is the resistance value of the resistor 4.
【００１８】交流電圧源２のレベルＶINと、交流電圧源
２の信号成分がＡ点に発生するＶOUT との比は、高域補
正用コンデンサ５の値をＣ1 とすると、The ratio of the level VIN of the AC voltage source 2 to VOUT at which the signal component of the AC voltage source 2 is generated at the point A is given by the value of the high frequency correcting capacitor 5 is C1.
【００１９】[0019]
【数１】 [Equation 1]
【００２０】となる。Ｃ2 は、Ａ点と接地点との間に存
在し、増幅器７のインピーダンスのうち入力容量分ＣIN
と、定電流源６を構成する素子の寄生容量Ｃs 等とを合
わせた総合寄生容量値を示す。ＲINは、増幅器７のイン
ピーダンスのうち入力抵抗分を示す。[0020] C2 exists between the point A and the ground point, and the input capacitance CIN of the impedance of the amplifier 7
And the total parasitic capacitance value of the parasitic capacitance Cs of the elements forming the constant current source 6 and the like. RIN represents an input resistance component of the impedance of the amplifier 7.
【００２１】上式において、Ｃ1 Ｒ1 ＝Ｃ2 ＲIN、つま
りＣ1 ／Ｃ2 ＝ＲIN／Ｒ1 に設定すると、すべての周波
数で ＶOUT ／ＶIN＝ＲIN／（Ｒ1 ＋ＲIN）（一定）となる。In the above equation, when C1 R1 = C2 RIN, that is, C1 / C2 = RIN / R1 is set, VOUT / VIN = RIN / (R1 + RIN) (constant) at all frequencies.
【００２２】したがって、本発明によれば、ＶINとＶOU
T との比が、総合寄生容量値Ｃ2 による影響を受けず、
高周波特性も良く、無駄なピーキング特性も発生せず、
矩形波入力に対し、邪魔なサグが発生することもない。
また、モノリシックＩＣに組み入れた場合の信頼性に問
題があるツェナーダイオードを使用しないため、信頼性
に問題が生じない。また温度による影響を受けるダイオ
ードを使用しないため、温度特性も良い。Therefore, according to the present invention, VIN and VOU
The ratio with T is not affected by the total parasitic capacitance value C2,
Good high frequency characteristics, no useless peaking characteristics,
No obstructive sag will occur for rectangular wave input.
Further, since the Zener diode, which has a reliability problem when incorporated in a monolithic IC, is not used, the reliability problem does not occur. Further, since the diode which is affected by the temperature is not used, the temperature characteristic is good.
【００２３】（実施例２）図２は、本発明の実施例２を
示す回路図である。(Second Embodiment) FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
【００２４】本実施例では、図１の増幅器７を、トラン
ジスタ１１，抵抗１２，１３で構成したものである。In this embodiment, the amplifier 7 of FIG. 1 is composed of a transistor 11 and resistors 12 and 13.
【００２５】抵抗１２の抵抗値をＲ2 、トランジスタ１
１のエミッタ接地電流増幅率の値をｈFE1 とすると、Ｒ
IN≒ｈFE1 ×Ｒ2 となる。The resistance value of the resistor 12 is R2, and the transistor 1 is
If the value of the grounded-emitter current amplification factor of 1 is hFE1, then R
IN ≈ hFE1 × R2.
【００２６】この場合でも、総合寄生容量値Ｃ2 による
影響を受けることがなく、実施例１と同様の効果を得る
ことができる。Even in this case, the same effect as that of the first embodiment can be obtained without being affected by the total parasitic capacitance value C2.
【００２７】（実施例３）図３は、本発明の実施例３を
示す回路図である。(Third Embodiment) FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
【００２８】本実施例は、図２のトランジスタ１１を中
心に構成した増幅器と、レベルシフト回路との間に、ト
ランジスタ１４と抵抗１５とにより構成したエミッタホ
ロア回路を挿入したものである。In the present embodiment, an emitter follower circuit composed of a transistor 14 and a resistor 15 is inserted between an amplifier composed mainly of the transistor 11 of FIG. 2 and a level shift circuit.
【００２９】抵抗１５の値をＲ3 、トランジスタ１４の
エミッタ接地電流増幅率の値をｈFE2 とすると、ＲIN≒
ｈFE2 ×Ｒ3 となる。When the value of the resistor 15 is R3 and the value of the grounded emitter current amplification factor of the transistor 14 is hFE2, RIN≈
It becomes hFE2 x R3.
【００３０】本実施例においても、総合寄生容量値Ｃ2
による影響を受けることがなく、前記実施例と同様の効
果を得ることができる。Also in this embodiment, the total parasitic capacitance value C2
It is possible to obtain the same effect as that of the above-described embodiment without being affected by.
【００３１】[0031]
【発明の効果】以上説明したように本発明は、ＤＣ的に
レベルシフト電圧Ｖsfを、抵抗の値Ｒ1 と定電流の値Ｉ
とにより決定されるＶsf＝Ｒ1 ×Ｉとし、高域補正用コ
ンデンサの値Ｃ1 を、Ｃ1 ＝Ｃs ×（ＲIN／Ｒ1 ）とし
たため、信頼性に問題なく、温度特性もよく、高周波特
性も良く、かつ無駄なピーキング特性も発生せず、矩形
波入力に対して邪魔なサグが発生することもないレベル
シフト回路を提供できるという効果を有する。As described above, according to the present invention, the DC level shift voltage Vsf is set to the resistance value R1 and the constant current value I.
Since Vsf = R1 × I and C1 = Cs × (RIN / R1) of the high frequency correcting capacitor are determined by Vsf = R1 × I, reliability is not a problem, temperature characteristics are good, high frequency characteristics are good, Moreover, there is an effect that it is possible to provide a level shift circuit that does not generate useless peaking characteristics and does not generate sag that obstructs rectangular wave input.
【図１】本発明の実施例１を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の実施例２を示す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a second embodiment of the present invention.
【図３】本発明の実施例３を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a third embodiment of the present invention.
【図４】従来のレベルシフト回路を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional level shift circuit.
【図５】従来のレベルシフト回路を示す回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a conventional level shift circuit.
【図６】従来のレベルシフト回路を示す回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a conventional level shift circuit.
【符号の説明】 １，１０ 直流電圧源 ２ 交流電圧源 ３，１１，１４ トランジスタ ４，１２，１３，１５ 抵抗 ５，８ コンデンサ ６ 定電流源 ７ 増幅器 １６ ツェナーダイオード １７ ダイオード[Explanation of symbols] 1,10 DC voltage source 2 AC voltage source 3,11,14 Transistor 4,12,13,15 Resistor 5,8 Capacitor 6 Constant current source 7 Amplifier 16 Zener diode 17 Diode
Claims (1)
コンデンサと、増幅器とを有するレベルシフト回路であ
って、 トランジスタは、ベースに、直列接続した直流電圧源と
交流電圧源とが接続されたものであり、 抵抗と定電流源とは、直列接続されて、トランジスタの
エミッタと接地点との間に接続されたものであり、 コンデンサは、抵抗に並列に接続されたものであり、 増幅器は、抵抗と定電流源との接続点に接続されたもの
であり、 前記接続点と接地点との間に存在する容量値Ｃ2 と、前
記コンデンサの容量値Ｃ1 と、前記抵抗の抵抗値Ｒ1
と、前記増幅器の入力抵抗値ＲINとを、 Ｃ1 ／Ｃ2 ＝ＲIN／Ｒ1 の関係に設定したものであるこ
とを特徴とするレベルシフト回路。1. A transistor, a resistor, a constant current source,
A level shift circuit having a capacitor and an amplifier, wherein a transistor has a base to which a direct-current voltage source and an alternating-current voltage source connected in series are connected, and a resistor and a constant current source connected in series. Is connected between the emitter of the transistor and the ground, the capacitor is connected in parallel with the resistor, and the amplifier is connected between the resistor and the constant current source. And the capacitance value C2 existing between the connection point and the ground point, the capacitance value C1 of the capacitor, and the resistance value R1 of the resistor.
And the input resistance value RIN of the amplifier are set in a relationship of C1 / C2 = RIN / R1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17267892A JPH0621733A (en) | 1992-06-30 | 1992-06-30 | Level shift circuit |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP17267892A JPH0621733A (en) | 1992-06-30 | 1992-06-30 | Level shift circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0621733A true JPH0621733A (en) | 1994-01-28 |
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ID=15946341
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17267892A Pending JPH0621733A (en) | 1992-06-30 | 1992-06-30 | Level shift circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0621733A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6696877B2 (en) | 2001-05-15 | 2004-02-24 | Yamaha Corporation | Level shift circuit |
| WO2005074110A1 (en) * | 2004-01-28 | 2005-08-11 | Renesas Technology Corp. | Switching power supply and semiconductor integrated circuit |
-
1992
- 1992-06-30 JP JP17267892A patent/JPH0621733A/en active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6696877B2 (en) | 2001-05-15 | 2004-02-24 | Yamaha Corporation | Level shift circuit |
| WO2005074110A1 (en) * | 2004-01-28 | 2005-08-11 | Renesas Technology Corp. | Switching power supply and semiconductor integrated circuit |
| JPWO2005074110A1 (en) * | 2004-01-28 | 2008-01-10 | 株式会社ルネサステクノロジ | Switching power supply and semiconductor integrated circuit |
| US7514908B2 (en) | 2004-01-28 | 2009-04-07 | Renesas Technology Corp. | Switching power supply device and a semiconductor integrated circuit |
| JP2010136620A (en) * | 2004-01-28 | 2010-06-17 | Renesas Technology Corp | Semiconductor apparatus |
| US7902799B2 (en) | 2004-01-28 | 2011-03-08 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and semiconductor integrated circuit |
| US8063620B2 (en) | 2004-01-28 | 2011-11-22 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and semiconductor integrated circuit |
| US8305060B2 (en) | 2004-01-28 | 2012-11-06 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and a semiconductor integrated circuit |
| US8471541B2 (en) | 2004-01-28 | 2013-06-25 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and a semiconductor integrated circuit |
| US8604764B2 (en) | 2004-01-28 | 2013-12-10 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and a semiconductor integrated circuit |
| US9369045B2 (en) | 2004-01-28 | 2016-06-14 | Renesas Electronics Corporation | Switching power supply device and a semiconductor integrated circuit |
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