JPH0779121A - 広い同調範囲の演算トランスコンダクタンス増幅器 - Google Patents
広い同調範囲の演算トランスコンダクタンス増幅器Info
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- JPH0779121A JPH0779121A JP6198999A JP19899994A JPH0779121A JP H0779121 A JPH0779121 A JP H0779121A JP 6198999 A JP6198999 A JP 6198999A JP 19899994 A JP19899994 A JP 19899994A JP H0779121 A JPH0779121 A JP H0779121A
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45479—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of common mode signal rejection
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/0422—Frequency selective two-port networks using transconductance amplifiers, e.g. gmC filters
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- H03H11/42—Gyrators
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- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 低い電源電圧でノイズを増大させることなく
動作可能なプログラム可能演算トランスコンダクタンス
増幅器を実現する。 【構成】 広いダイナミックレンジの演算トランスコン
ダクタンス増幅器（ＯＴＡ）（１００）は入力電圧を電
流レベルに変換するための差動電圧−電流変換器（２０
６）を含む。一対のプログラム可能な折り返しカスコー
ド（２０１）が変換器（２０６）の出力に結合されて前
記増幅器（１００）をプログラム可能にする。電流源
（２２２および２２６）が使用されて出力供給電流を与
える。コモンモードフィードバック（１０６）が含まれ
て出力信号を動作電圧（２０８）の実質的にかつ等間隔
で中心に維持する。
動作可能なプログラム可能演算トランスコンダクタンス
増幅器を実現する。 【構成】 広いダイナミックレンジの演算トランスコン
ダクタンス増幅器（ＯＴＡ）（１００）は入力電圧を電
流レベルに変換するための差動電圧−電流変換器（２０
６）を含む。一対のプログラム可能な折り返しカスコー
ド（２０１）が変換器（２０６）の出力に結合されて前
記増幅器（１００）をプログラム可能にする。電流源
（２２２および２２６）が使用されて出力供給電流を与
える。コモンモードフィードバック（１０６）が含まれ
て出力信号を動作電圧（２０８）の実質的にかつ等間隔
で中心に維持する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は一般的には増幅器に関
し、かつより特定的には演算トランスコンダクタンス増
幅器（ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕ
ｃｔａｎｃｅａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ）に関する。
し、かつより特定的には演算トランスコンダクタンス増
幅器（ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕ
ｃｔａｎｃｅａｍｐｌｉｆｉｅｒｓ）に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線受信機内における信号のろ波は送信
された情報をデコードするための信号処理の重要な部分
である。しばしば、ろ波はＬＣラダーフィルタをベース
としたアクティブフィルタを設計することによって行な
われるが、それはこの構成がその構成要素の値の誤差に
対し非常に低い敏感度を有することが知られているから
である。ＬＣフィルタを設計する試みにともなう主たる
問題はそれらのフィルタが現在の集積回路技術と非常に
両立性がないことである。これは主としてインダクタ
（Ｌ）部品の集積不能性のためである。インダクタはジ
ャイレータ（ｇｙｒａｔｏｒ）と称される電子部品によ
ってシミュレートできることが知られている。ジャイレ
ータはトランジスタ、バイポーラまたはＭＯＳあるいは
両方、そして容量で構成される。これらの構成部品の全
ては今日の集積回路技術と完全に両立する。
された情報をデコードするための信号処理の重要な部分
である。しばしば、ろ波はＬＣラダーフィルタをベース
としたアクティブフィルタを設計することによって行な
われるが、それはこの構成がその構成要素の値の誤差に
対し非常に低い敏感度を有することが知られているから
である。ＬＣフィルタを設計する試みにともなう主たる
問題はそれらのフィルタが現在の集積回路技術と非常に
両立性がないことである。これは主としてインダクタ
（Ｌ）部品の集積不能性のためである。インダクタはジ
ャイレータ（ｇｙｒａｔｏｒ）と称される電子部品によ
ってシミュレートできることが知られている。ジャイレ
ータはトランジスタ、バイポーラまたはＭＯＳあるいは
両方、そして容量で構成される。これらの構成部品の全
ては今日の集積回路技術と完全に両立する。
【０００３】これらの信号フィルタに対するさらに他の
要求事項はそれらのフィルタが帯域幅においてプログラ
ム可能（同調可能）であることである。プログラム可能
な帯域幅はジャイレータの設計において使用されている
演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）のトラン
スコンダクタンスを変えることにより達成される。フィ
ルタの帯域幅はＯＴＡのトランスコンダクタンスに正比
例しかつ容量に反比例することが知られている。したが
って、ＯＴＡによるインダクタをプログラム可能なトラ
ンスコンダクタンスによってシリコン上に構築すること
が望まれる。
要求事項はそれらのフィルタが帯域幅においてプログラ
ム可能（同調可能）であることである。プログラム可能
な帯域幅はジャイレータの設計において使用されている
演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）のトラン
スコンダクタンスを変えることにより達成される。フィ
ルタの帯域幅はＯＴＡのトランスコンダクタンスに正比
例しかつ容量に反比例することが知られている。したが
って、ＯＴＡによるインダクタをプログラム可能なトラ
ンスコンダクタンスによってシリコン上に構築すること
が望まれる。
【０００４】従来、設計者はトランスリニア（ｔｒａｎ
ｓｌｉｎｅａｒ）回路段による構成を用いてプログラム
可能性を達成することができた。そのような構成の１つ
の動作の詳細な説明はＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ
Ｓｏｌｉｄ ＳｔａｔｅＣｉｒｃｕｉｔｓ，Ｖｏｌ．
ＳＣ−３，＃４，１９６８年１２月において発行された
Ｂａｒｒｉｅ Ｇｉｌｂｅｒｔによる“Ａ Ｎｅｗ Ｗ
ｉｄｅ ＢａｎｄＡｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｔｅｃｈｎｉｑ
ｕｅ”に見ることができる。
ｓｌｉｎｅａｒ）回路段による構成を用いてプログラム
可能性を達成することができた。そのような構成の１つ
の動作の詳細な説明はＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｆ
Ｓｏｌｉｄ ＳｔａｔｅＣｉｒｃｕｉｔｓ，Ｖｏｌ．
ＳＣ−３，＃４，１９６８年１２月において発行された
Ｂａｒｒｉｅ Ｇｉｌｂｅｒｔによる“Ａ Ｎｅｗ Ｗ
ｉｄｅ ＢａｎｄＡｍｐｌｉｆｉｅｒ Ｔｅｃｈｎｉｑ
ｕｅ”に見ることができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上に述べた論文に示さ
れているように、トランスリニア回路段はアクティブカ
レントミラーを備えた差動対からなる。そのようなトラ
ンスリニア回路段の問題は多数の装置が全体の回路ノイ
ズに対しかなりの装置ノイズを与え、それによってノイ
ズフロア（ｎｏｉｓｅ ｆｌｏｏｒ）を増大することで
ある。これは、最小の使用可能な信号（またはノイズフ
ロアにひずみを加えたもの）に対する最大の使用可能な
信号の比率として規定される、ダイナミックレンジ（Ｄ
Ｒ）におおいに影響を与える。トランスリニア回路段の
回路を設計する場合に５Ｖ以上の電源電圧が使用されて
いるから、設計者は数ボルトの出力スイングまたは変化
を達成することが可能であった。この大きな電圧出力ス
イングはノイズフロアが高くても受入れ可能なダイナミ
ックレンジを可能にした。しかしながら、電源電圧が５
Ｖより大幅に低下した場合、出力信号スイングの大きな
部分が失われる。電源電圧によっては、この損失は出力
スイングの６５％までにもなり得る。したがって、当然
の結論としてＤＲ量が大幅に低下する。
れているように、トランスリニア回路段はアクティブカ
レントミラーを備えた差動対からなる。そのようなトラ
ンスリニア回路段の問題は多数の装置が全体の回路ノイ
ズに対しかなりの装置ノイズを与え、それによってノイ
ズフロア（ｎｏｉｓｅ ｆｌｏｏｒ）を増大することで
ある。これは、最小の使用可能な信号（またはノイズフ
ロアにひずみを加えたもの）に対する最大の使用可能な
信号の比率として規定される、ダイナミックレンジ（Ｄ
Ｒ）におおいに影響を与える。トランスリニア回路段の
回路を設計する場合に５Ｖ以上の電源電圧が使用されて
いるから、設計者は数ボルトの出力スイングまたは変化
を達成することが可能であった。この大きな電圧出力ス
イングはノイズフロアが高くても受入れ可能なダイナミ
ックレンジを可能にした。しかしながら、電源電圧が５
Ｖより大幅に低下した場合、出力信号スイングの大きな
部分が失われる。電源電圧によっては、この損失は出力
スイングの６５％までにもなり得る。したがって、当然
の結論としてＤＲ量が大幅に低下する。
【０００６】したがって、本発明の目的は、総合的なノ
イズフロアの大幅な増大なしに低い電源電圧で動作でき
るプログラム可能なＯＴＡを実現することにある。
イズフロアの大幅な増大なしに低い電源電圧で動作でき
るプログラム可能なＯＴＡを実現することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段および作用】簡単に言え
ば、本発明によれば、広いダイナミックレンジの演算ト
ランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）が開示される。
該増幅器は入力電圧を電流レベルに変換するための差動
電圧−電流変換器を含む。一対のプログラム可能な折り
返しカスコード（ｆｏｌｄｅｄ ｃａｓｃｏｄｅｓ）が
前記変換器の出力に結合されて前記増幅器をプログラム
可能にする。出力供給電流を提供するために電流源が使
用される。動作電圧の線路（ｒａｉｌｓ）の電圧間で出
力信号を実質的にかつ等間隔で中心に維持するための手
段も含まれる。
ば、本発明によれば、広いダイナミックレンジの演算ト
ランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）が開示される。
該増幅器は入力電圧を電流レベルに変換するための差動
電圧−電流変換器を含む。一対のプログラム可能な折り
返しカスコード（ｆｏｌｄｅｄ ｃａｓｃｏｄｅｓ）が
前記変換器の出力に結合されて前記増幅器をプログラム
可能にする。出力供給電流を提供するために電流源が使
用される。動作電圧の線路（ｒａｉｌｓ）の電圧間で出
力信号を実質的にかつ等間隔で中心に維持するための手
段も含まれる。
【０００８】本発明の他の態様においては、プログラム
可能な折り返しカスコードが開示される。該プログラム
可能な折り返しカスコードは入力信号を増幅するための
増幅器を含む。電流装置が前記増幅器のための電流供給
（ｓｏｕｒｃｉｎｇ）または吸引（ｓｉｎｋｉｎｇ）を
提供する前記増幅器および前記電流装置に結合された最
少数の部品によるプログラム可能な回路段がノイズの付
加を最小にしながら前記増幅器のゲインのプログラミン
グを可能にする。
可能な折り返しカスコードが開示される。該プログラム
可能な折り返しカスコードは入力信号を増幅するための
増幅器を含む。電流装置が前記増幅器のための電流供給
（ｓｏｕｒｃｉｎｇ）または吸引（ｓｉｎｋｉｎｇ）を
提供する前記増幅器および前記電流装置に結合された最
少数の部品によるプログラム可能な回路段がノイズの付
加を最小にしながら前記増幅器のゲインのプログラミン
グを可能にする。
【０００９】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例につき
説明する。非常に低い供給電圧で動作できる集積化イン
ダクタを設計する上で、低いノイズフロアを有する回路
が必要とされる。この要求に応えるために、２段目のト
ランスリニア増幅器を除去しかつそれでもインダクタの
プログラム可能性を維持することが望ましい。これはプ
ログラム可能な折り返しカスコードによって達成でき
る。本発明によれば、プログラム可能なカレントミラー
の概念を、折り返しカスコード回路は本質的により良好
な高周波応答および精度を提供するという事実と結合し
て使用することによって折り返しカスコード型のプログ
ラム可能なカレントミラーが設計される。この手法によ
り前記出力段は電圧レベル変換器を通るのではなく直接
この入力段に接続される。
説明する。非常に低い供給電圧で動作できる集積化イン
ダクタを設計する上で、低いノイズフロアを有する回路
が必要とされる。この要求に応えるために、２段目のト
ランスリニア増幅器を除去しかつそれでもインダクタの
プログラム可能性を維持することが望ましい。これはプ
ログラム可能な折り返しカスコードによって達成でき
る。本発明によれば、プログラム可能なカレントミラー
の概念を、折り返しカスコード回路は本質的により良好
な高周波応答および精度を提供するという事実と結合し
て使用することによって折り返しカスコード型のプログ
ラム可能なカレントミラーが設計される。この手法によ
り前記出力段は電圧レベル変換器を通るのではなく直接
この入力段に接続される。
【００１０】このような構成の主たる利点は図２の出力
段（２３０および２３８）において接続された装置がコ
モンゲートモードで動作することである。この動作モー
ドは低い入力インピーダンスおよび高い出力インピーダ
ンスを提供する。後者の高い出力インピーダンスはＯＴ
Ａがより精密な電圧／電流変換器として動作することを
助けるため基本的な利点となる。
段（２３０および２３８）において接続された装置がコ
モンゲートモードで動作することである。この動作モー
ドは低い入力インピーダンスおよび高い出力インピーダ
ンスを提供する。後者の高い出力インピーダンスはＯＴ
Ａがより精密な電圧／電流変換器として動作することを
助けるため基本的な利点となる。
【００１１】図１を参照すると、本発明に係わる演算ト
ランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）のブロック図が
示されている。該増幅器１００は２つの電流源１０２お
よび１０４を含む。これらの２つの電流源はコモンモー
ドのフィードバック信号回路１０６を共有する。基準電
圧Ｖｒｅｆ１１２が該コモンモード回路１０６に印加さ
れる。ＯＴＡ１００の中心には入力差動電圧のための入
力差動電圧−電流変換器１０８がある。このブロック図
１０８への入力は２つの電圧１１８および１１６であ
る。この差動変換器の出力は前記入力電圧の差を反映す
る２つの電流である。該電流出力はプログラム可能折り
返しカスコード回路１２０および１２４に供給される。
図示のごとく、２つのプログラム可能折り返しカスコー
ド１２０および１２４はゲイン制御信号入力Ｖｃ１２２
を共有する。回路１００の出力は出力電流１１０および
１１４である。
ランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）のブロック図が
示されている。該増幅器１００は２つの電流源１０２お
よび１０４を含む。これらの２つの電流源はコモンモー
ドのフィードバック信号回路１０６を共有する。基準電
圧Ｖｒｅｆ１１２が該コモンモード回路１０６に印加さ
れる。ＯＴＡ１００の中心には入力差動電圧のための入
力差動電圧−電流変換器１０８がある。このブロック図
１０８への入力は２つの電圧１１８および１１６であ
る。この差動変換器の出力は前記入力電圧の差を反映す
る２つの電流である。該電流出力はプログラム可能折り
返しカスコード回路１２０および１２４に供給される。
図示のごとく、２つのプログラム可能折り返しカスコー
ド１２０および１２４はゲイン制御信号入力Ｖｃ１２２
を共有する。回路１００の出力は出力電流１１０および
１１４である。
【００１２】図２は、前記ブロック図１００に対応する
好ましい実施例の回路図を示す。２つの差動入力１１８
および１１６は単一ゲイン（ｕｎｉｔｙ ｇａｉｎ）モ
ードで構成された２つの演算増幅器（ＯＡ）２１０およ
び２１６に結合される。該ＯＡ２１０および２１６はロ
ーノイズの大きな入力スイングのデバイスを含むことが
好ましい。実際に、好ましい本実施例では、これらのＯ
Ａ２１０および２１６はそれらの入力が事実上電源レー
ル（電源導体）の電圧から電源レールの電圧へとスイン
グできるように構成される。さらに、ＯＡ２１０および
２１６は好ましくはＭＯＳデバイスとして非常に高い入
力インピーダンスおよび非常に低いゲート電流を達成で
きるようにする。ＯＡ２１０および２１６は２つのトラ
ンジスタ２１２および２１４のベースをドライブし、こ
れらのトランジスタ２１２および２１４の差動コレクタ
電流は前記差動入力電圧１１８および１１６に比例す
る。回路１００のダイナミックレンジを増大するため
に、総合的な回路ノイズが最小にされなければならな
い。これはローノイズの入力段演算増幅器、単一Ｐチャ
ネル電流源および前記入力演算増幅器の回りのネガティ
ブフィードバックを設計することにより達成される。
好ましい実施例の回路図を示す。２つの差動入力１１８
および１１６は単一ゲイン（ｕｎｉｔｙ ｇａｉｎ）モ
ードで構成された２つの演算増幅器（ＯＡ）２１０およ
び２１６に結合される。該ＯＡ２１０および２１６はロ
ーノイズの大きな入力スイングのデバイスを含むことが
好ましい。実際に、好ましい本実施例では、これらのＯ
Ａ２１０および２１６はそれらの入力が事実上電源レー
ル（電源導体）の電圧から電源レールの電圧へとスイン
グできるように構成される。さらに、ＯＡ２１０および
２１６は好ましくはＭＯＳデバイスとして非常に高い入
力インピーダンスおよび非常に低いゲート電流を達成で
きるようにする。ＯＡ２１０および２１６は２つのトラ
ンジスタ２１２および２１４のベースをドライブし、こ
れらのトランジスタ２１２および２１４の差動コレクタ
電流は前記差動入力電圧１１８および１１６に比例す
る。回路１００のダイナミックレンジを増大するため
に、総合的な回路ノイズが最小にされなければならな
い。これはローノイズの入力段演算増幅器、単一Ｐチャ
ネル電流源および前記入力演算増幅器の回りのネガティ
ブフィードバックを設計することにより達成される。
【００１３】出力が適切な電圧レベル（通常電源電圧の
１／２）に留まることを保証するため、前記コモンモー
ドのフィードバック信号が相補出力段におけるＰＭＯＳ
デバイス２２２および２２６に印加される。コモンモー
ド信号２２４はそれ自体を入力信号の変動に合わせ、そ
れによって適切にＰＭＯＳドレイン電流を制御する。コ
モンモード信号２２４の発生源は技術的に良く知られて
いるため図２では詳しく示されていない。
１／２）に留まることを保証するため、前記コモンモー
ドのフィードバック信号が相補出力段におけるＰＭＯＳ
デバイス２２２および２２６に印加される。コモンモー
ド信号２２４はそれ自体を入力信号の変動に合わせ、そ
れによって適切にＰＭＯＳドレイン電流を制御する。コ
モンモード信号２２４の発生源は技術的に良く知られて
いるため図２では詳しく示されていない。
【００１４】入力ポート１１６および１１８は到来信号
により差動的にドライブされる。２つのＯＡ２１０およ
び２１６は単一ゲインの演算増幅器である。ＯＰアンプ
の仮想グランド（ｖｉｒｔｕａｌ ｇｒｏｕｎｄ）の概
念から、ＯＰアンプ２１０および２１６の２つの対の入
力の間の差動電圧はほぼゼロである。したがって、トラ
ンジスタ２１２および２１４のコレクタは、それぞれ、
入力ドライブ信号１１８および１１６に追従する。言い
換えれば、前記ドライブ信号は抵抗２１３および２１５
に与えられる。これらの抵抗２１３および２１５はＯＴ
Ａ回路１００の総合の静的トランスコンダクタンスの設
定の主要な役割を果たす。
により差動的にドライブされる。２つのＯＡ２１０およ
び２１６は単一ゲインの演算増幅器である。ＯＰアンプ
の仮想グランド（ｖｉｒｔｕａｌ ｇｒｏｕｎｄ）の概
念から、ＯＰアンプ２１０および２１６の２つの対の入
力の間の差動電圧はほぼゼロである。したがって、トラ
ンジスタ２１２および２１４のコレクタは、それぞれ、
入力ドライブ信号１１８および１１６に追従する。言い
換えれば、前記ドライブ信号は抵抗２１３および２１５
に与えられる。これらの抵抗２１３および２１５はＯＴ
Ａ回路１００の総合の静的トランスコンダクタンスの設
定の主要な役割を果たす。
【００１５】入力段の伝達関数は次の式で表される。
【式１】Ｉｏｄ＝２Ｖｉｄ／Ｒｇｍ この場合、Ｉｏｄは出力差動電流、［Ｉｃ１（トランジ
スタ２１２）−Ｉｃ２（トランジスタ２１４）］を表
し、Ｖｉｄは入力差動電圧、［Ｖｉｎｐ−Ｖｉｎｍ］を
表し、Ｒｇｍは負帰還（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）抵
抗（２１３および２１５の和）を表す。
スタ２１２）−Ｉｃ２（トランジスタ２１４）］を表
し、Ｖｉｄは入力差動電圧、［Ｖｉｎｐ−Ｖｉｎｍ］を
表し、Ｒｇｍは負帰還（ｄｅｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ）抵
抗（２１３および２１５の和）を表す。
【００１６】前記ＯＡ２１０および２１６はそれらの出
力スイングが事実上電源レールのレベルまでおよびグラ
ンドレールのレベルまで到達できるようにする。これは
回路のダイナミックレンジを最大にするための必要なス
テップの１つである。装置２０４は電流源として動作す
る。装置２０４を流れる電流の量によって回路１００全
体が処理できる最大入力スイングをセットすることがで
きる。好ましい実施例では、この最大入力スイングは２
Ｖであり、これは１００キロオーム（２１３および２１
５の抵抗の組合わせ）および２０ｍＡ（２０４によって
供給される電流）の積である。入力段の電流の大きさは
電源電圧に比例するようにして電源電圧Ｖｃｃ２０８の
範囲にわたり最大の可能な入力スイングを維持できるよ
うにすることができる。このＶｃｃ２０８は回路１００
のための動作電圧を提供する。電流源トランジスタ２０
４および出力トランジスタ２１２，２１４の組合わせに
加えて２つのＯＡ２１０および２１６を用いることによ
り本発明に係わる入力差動対電圧−電流コンバータが構
成される。２つの出力トランジスタ２１２および２１４
はこの変換器を一対のプログラム可能な差動折り返しカ
スコード（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｆｏｌｄｅｄ
ｃａｓｃｏｄｅｓ）２０１に結合する。
力スイングが事実上電源レールのレベルまでおよびグラ
ンドレールのレベルまで到達できるようにする。これは
回路のダイナミックレンジを最大にするための必要なス
テップの１つである。装置２０４は電流源として動作す
る。装置２０４を流れる電流の量によって回路１００全
体が処理できる最大入力スイングをセットすることがで
きる。好ましい実施例では、この最大入力スイングは２
Ｖであり、これは１００キロオーム（２１３および２１
５の抵抗の組合わせ）および２０ｍＡ（２０４によって
供給される電流）の積である。入力段の電流の大きさは
電源電圧に比例するようにして電源電圧Ｖｃｃ２０８の
範囲にわたり最大の可能な入力スイングを維持できるよ
うにすることができる。このＶｃｃ２０８は回路１００
のための動作電圧を提供する。電流源トランジスタ２０
４および出力トランジスタ２１２，２１４の組合わせに
加えて２つのＯＡ２１０および２１６を用いることによ
り本発明に係わる入力差動対電圧−電流コンバータが構
成される。２つの出力トランジスタ２１２および２１４
はこの変換器を一対のプログラム可能な差動折り返しカ
スコード（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ ｆｏｌｄｅｄ
ｃａｓｃｏｄｅｓ）２０１に結合する。
【００１７】トランジスタ２１２および２１４のエミッ
タはそれぞれ２つの電流シンク（ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｉ
ｎｋｓ）２４４および２４６に接続されている。また、
２１２および２１４のエミッタには、それぞれ、増幅器
トランジスタ２３０および２３８が接続されている。該
増幅器トランジスタ２３０および２３８には２つの差動
プログラム可能トランジスタ２３２および２３６が接続
されており、これらのトランジスタ２３２および２３６
は本発明にしたがって折り返しカスコードにプログラム
可能性を加える。これらの電流装置２４４および２４６
の組合わせ、プログラム可能装置２３２および２３６、
そして増幅装置２３０および２３８はプログラム可能な
差動折り返しカスコード２０１を構成する。
タはそれぞれ２つの電流シンク（ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｉ
ｎｋｓ）２４４および２４６に接続されている。また、
２１２および２１４のエミッタには、それぞれ、増幅器
トランジスタ２３０および２３８が接続されている。該
増幅器トランジスタ２３０および２３８には２つの差動
プログラム可能トランジスタ２３２および２３６が接続
されており、これらのトランジスタ２３２および２３６
は本発明にしたがって折り返しカスコードにプログラム
可能性を加える。これらの電流装置２４４および２４６
の組合わせ、プログラム可能装置２３２および２３６、
そして増幅装置２３０および２３８はプログラム可能な
差動折り返しカスコード２０１を構成する。
【００１８】前記折り返しカスコード２０１の動作は装
置２３２および２３６がオフになっている瞬間を想定す
ることによりより良く理解される。装置２３０および２
３８は非プログラム可能折り返しカスコード段を形成す
る。トランジスタ２１２のバイアス電流はトランジスタ
２０４によってＩ１に等しくセットされる。トランジス
タ２４４のバイアス電流は通常Ｉ１の２倍にセットされ
る。このことによって次にトランジスタ２３０のバイア
ス電流がＩ１に等しくセットされる。折り返しカスコー
ド型のミラーは良好な高周波応答の利点を有するが、そ
れは前記出力装置がコモンゲートモードで動作するから
である。それはまた非常に高い出力インピーダンスを提
供し、これはＯＴＡから構成されるフィルタの良好な性
能のために必要なものである。出力の立下り（ｎｅｇａ
ｔｉｖｅ−ｇｏｉｎｇ）のスイングはグランドから１０
分の数ボルトの範囲内に至ることが許容され、トランジ
スタ２４４を飽和しないようにすることおよびトランジ
スタ２３０を通常のピンチオフ領域の動作に保つことに
よってのみ制約される。
置２３２および２３６がオフになっている瞬間を想定す
ることによりより良く理解される。装置２３０および２
３８は非プログラム可能折り返しカスコード段を形成す
る。トランジスタ２１２のバイアス電流はトランジスタ
２０４によってＩ１に等しくセットされる。トランジス
タ２４４のバイアス電流は通常Ｉ１の２倍にセットされ
る。このことによって次にトランジスタ２３０のバイア
ス電流がＩ１に等しくセットされる。折り返しカスコー
ド型のミラーは良好な高周波応答の利点を有するが、そ
れは前記出力装置がコモンゲートモードで動作するから
である。それはまた非常に高い出力インピーダンスを提
供し、これはＯＴＡから構成されるフィルタの良好な性
能のために必要なものである。出力の立下り（ｎｅｇａ
ｔｉｖｅ−ｇｏｉｎｇ）のスイングはグランドから１０
分の数ボルトの範囲内に至ることが許容され、トランジ
スタ２４４を飽和しないようにすることおよびトランジ
スタ２３０を通常のピンチオフ領域の動作に保つことに
よってのみ制約される。
【００１９】前記折り返しカスコードはプログラミング
用トランジスタ２３２および２３６を加えることにより
プログラム可能とされる。プログラミング入力２３４は
これらの装置に対する制御を提供するために使用され
る。２つのトランジスタ２３２および２３６のゲート電
圧が増大すると、これらの装置はターンオンし始め、出
力装置２３０および２３８から信号（およびＤＣ）電流
を取り込む。２つの電流源２２２および２２６は折り返
しカスコード２０１そして結局は回路１００のための出
力供給電流を提供する。出力段は、入力段と同様に、対
称的であり、かつプッシュプル方法を使用して構成され
る。出力段はトランジスタ２２２および２３０（および
２２６および２３８）からなり、これらのトランジスタ
は、それぞれ、好ましくはＰＭＯＳおよびＮＭＯＳ装置
である。装置２３０および２３８のソースはトランジス
タ２４４および２４６のコレクタに接続されている。こ
の形式の出力段は非常に低い電圧の用途に理想的に適し
ているが、それはこのような出力段は、従来技術におい
て行なわれたような、第２のトランスリニア回路段を含
める必要性を除去するからである。
用トランジスタ２３２および２３６を加えることにより
プログラム可能とされる。プログラミング入力２３４は
これらの装置に対する制御を提供するために使用され
る。２つのトランジスタ２３２および２３６のゲート電
圧が増大すると、これらの装置はターンオンし始め、出
力装置２３０および２３８から信号（およびＤＣ）電流
を取り込む。２つの電流源２２２および２２６は折り返
しカスコード２０１そして結局は回路１００のための出
力供給電流を提供する。出力段は、入力段と同様に、対
称的であり、かつプッシュプル方法を使用して構成され
る。出力段はトランジスタ２２２および２３０（および
２２６および２３８）からなり、これらのトランジスタ
は、それぞれ、好ましくはＰＭＯＳおよびＮＭＯＳ装置
である。装置２３０および２３８のソースはトランジス
タ２４４および２４６のコレクタに接続されている。こ
の形式の出力段は非常に低い電圧の用途に理想的に適し
ているが、それはこのような出力段は、従来技術におい
て行なわれたような、第２のトランスリニア回路段を含
める必要性を除去するからである。
【００２０】前記高い出力インピーダンスはＯＴＡがほ
ぼ完全な電流源のように見えるようにする。プログラム
可能性は装置２３２および２３６を２３０および２３８
と並列に配置することにより、かつもし並列な装置の一
方が他方より強くドライブされれば信号およびＤＣ電流
は抵抗の小さい経路を選択するという事実によって達成
される。これらの並列プログラミング装置をオンまたは
オフにする電圧はマイクロプロセッサまたはフィルタ同
調回路（マスタ−スレイブ構成におけるマスタフィルタ
出力）のようなフィルタ回路の外部の要素によって制御
される。これらの装置を含めることによって最小量のひ
ずみが生成されることになるが、それはこれらは直接ソ
ースを介して折り返しカスコード構造に結合されるから
である。（プログラミングを提供するために）２つの装
置によって加えられるノイズは明らかに第２のトランス
リニア段全体によって加えれるものより少ない。出願人
のシミュレーションにおいて１０対１のトランスコンダ
クタンス（したがって総合のフィルタ帯域幅）の変化を
達成することが可能であったことに注目すべきである。
ぼ完全な電流源のように見えるようにする。プログラム
可能性は装置２３２および２３６を２３０および２３８
と並列に配置することにより、かつもし並列な装置の一
方が他方より強くドライブされれば信号およびＤＣ電流
は抵抗の小さい経路を選択するという事実によって達成
される。これらの並列プログラミング装置をオンまたは
オフにする電圧はマイクロプロセッサまたはフィルタ同
調回路（マスタ−スレイブ構成におけるマスタフィルタ
出力）のようなフィルタ回路の外部の要素によって制御
される。これらの装置を含めることによって最小量のひ
ずみが生成されることになるが、それはこれらは直接ソ
ースを介して折り返しカスコード構造に結合されるから
である。（プログラミングを提供するために）２つの装
置によって加えられるノイズは明らかに第２のトランス
リニア段全体によって加えれるものより少ない。出願人
のシミュレーションにおいて１０対１のトランスコンダ
クタンス（したがって総合のフィルタ帯域幅）の変化を
達成することが可能であったことに注目すべきである。
【００２１】従来技術によって使用された、第２のトラ
ンスリニア段はトランスリニア差動対のテイル電流（ｔ
ａｉｌ ｃｕｒｒｅｎｔ）を変えることによりＯＴＡ回
路をプログラムするための適切な手段を提供する。しか
しながら、このことは総合的な回路ノイズを増大させる
という付加的なコストによって達成される。このノイズ
の増大は高い電源電圧では許容されるが、それは得られ
る信号スイングがより大きいからである。明らかに、こ
れは非常に低い電源電圧ではうまくいきそうにない。実
際に、ＯＴＡのダイナミックレンジは第２のトランスリ
ニア段によって加えられるノイズの影響を受ける。プロ
グラミング電圧の範囲は２３２および２３６の物理的寸
法により設定されることに注意を要する。もしＷ／Ｌの
比率が大きくなれば、プログラミング電圧範囲は低下
し、かつ逆も同様である。前記出力段装置はそれらのド
レイン電流がコモンモードフィードバック信号２２４に
よって制御される。この信号はＰＭＯＳ電流装置２２６
および２２２がそれらのＮＭＯＳカウンタパート２３８
および２３０と同じ量の電流を流すことを保証し、それ
によって出力電流供給およびシンク能力の対称性を保証
する。
ンスリニア段はトランスリニア差動対のテイル電流（ｔ
ａｉｌ ｃｕｒｒｅｎｔ）を変えることによりＯＴＡ回
路をプログラムするための適切な手段を提供する。しか
しながら、このことは総合的な回路ノイズを増大させる
という付加的なコストによって達成される。このノイズ
の増大は高い電源電圧では許容されるが、それは得られ
る信号スイングがより大きいからである。明らかに、こ
れは非常に低い電源電圧ではうまくいきそうにない。実
際に、ＯＴＡのダイナミックレンジは第２のトランスリ
ニア段によって加えられるノイズの影響を受ける。プロ
グラミング電圧の範囲は２３２および２３６の物理的寸
法により設定されることに注意を要する。もしＷ／Ｌの
比率が大きくなれば、プログラミング電圧範囲は低下
し、かつ逆も同様である。前記出力段装置はそれらのド
レイン電流がコモンモードフィードバック信号２２４に
よって制御される。この信号はＰＭＯＳ電流装置２２６
および２２２がそれらのＮＭＯＳカウンタパート２３８
および２３０と同じ量の電流を流すことを保証し、それ
によって出力電流供給およびシンク能力の対称性を保証
する。
【００２２】図３を参照すると、本発明に係わるジャイ
レータ３００のブロック図が示されている。ジャイレー
タ３００は浮動インダクタ（ｆｌｏａｔｉｎｇ ｉｎｄ
ｕｃｔｏｒ）でありかつ４つのＯＴＡ３０２，３０４，
３０８および３１０と容量３０６とを含む。ジャイレー
タ３００の構成は技術的に良く知られておりかつしたが
って詳細な説明は必要ではない。ＯＴＡ３０２，３０
４，３０８および３１０は図２で示されかつ説明された
ＯＴＡと同様のものである。ジャイレータ３００は集積
回路化できるが、それはその構成要素の全てが現存する
集積回路技術を使用して集積できるからである。さら
に、ＯＴＡ３０２，３０４，３０８および３１０はプロ
グラム可能であるから、ジャイレータ３００もプログラ
ム可能である。同調可能なＬＣフィルタの設計はプログ
ラム可能なＯＴＡ１００の構成を用いることによって極
めて容易に行なわれることが理解できる。
レータ３００のブロック図が示されている。ジャイレー
タ３００は浮動インダクタ（ｆｌｏａｔｉｎｇ ｉｎｄ
ｕｃｔｏｒ）でありかつ４つのＯＴＡ３０２，３０４，
３０８および３１０と容量３０６とを含む。ジャイレー
タ３００の構成は技術的に良く知られておりかつしたが
って詳細な説明は必要ではない。ＯＴＡ３０２，３０
４，３０８および３１０は図２で示されかつ説明された
ＯＴＡと同様のものである。ジャイレータ３００は集積
回路化できるが、それはその構成要素の全てが現存する
集積回路技術を使用して集積できるからである。さら
に、ＯＴＡ３０２，３０４，３０８および３１０はプロ
グラム可能であるから、ジャイレータ３００もプログラ
ム可能である。同調可能なＬＣフィルタの設計はプログ
ラム可能なＯＴＡ１００の構成を用いることによって極
めて容易に行なわれることが理解できる。
【００２３】次に図４を参照すると、本発明に係わる容
量およびインダクタを備えた同調可能なフィルタ４００
が示されている。該フィルタは容量４０２および４０６
とインダクタ４０６および４０８とを含む。該インダク
タ４０４および４０６は本発明に係わるジャイレータ３
００を使用して実現できる。該ジャイレータ３００はプ
ログラム可能であるから、インダクタ４０４および４０
８も同様に同調可能であることがわかる。インダクタ４
０４および４０８の同調可能性は可変帯域幅を備えたフ
ィルタ４００を提供する。
量およびインダクタを備えた同調可能なフィルタ４００
が示されている。該フィルタは容量４０２および４０６
とインダクタ４０６および４０８とを含む。該インダク
タ４０４および４０６は本発明に係わるジャイレータ３
００を使用して実現できる。該ジャイレータ３００はプ
ログラム可能であるから、インダクタ４０４および４０
８も同様に同調可能であることがわかる。インダクタ４
０４および４０８の同調可能性は可変帯域幅を備えたフ
ィルタ４００を提供する。
【００２４】図５を参照すると、通信装置５００のブロ
ック図が示されている。該装置５００は無線周波信号が
受信されるアンテナ５０２を含む。該信号はフィルタ５
０４に結合され、該フィルタ５０４にはＲＦ回路５０６
が続く。ＲＦ回路５０６は装置５００の残りのＲＦ要素
を構成する。ブロック５０６において受信された無線周
波信号は復調器５０８に結合され、該復調器５０８は該
信号を復調して情報信号を生成する。この情報信号はス
ピーカ５１０に結合される。フィルタ５０４は、前記フ
ィルタ４００と同様の少なくとも１つのＬＣフィルタを
含む。このフィルタは前に説明したような可変帯域幅を
備えている。
ック図が示されている。該装置５００は無線周波信号が
受信されるアンテナ５０２を含む。該信号はフィルタ５
０４に結合され、該フィルタ５０４にはＲＦ回路５０６
が続く。ＲＦ回路５０６は装置５００の残りのＲＦ要素
を構成する。ブロック５０６において受信された無線周
波信号は復調器５０８に結合され、該復調器５０８は該
信号を復調して情報信号を生成する。この情報信号はス
ピーカ５１０に結合される。フィルタ５０４は、前記フ
ィルタ４００と同様の少なくとも１つのＬＣフィルタを
含む。このフィルタは前に説明したような可変帯域幅を
備えている。
【００２５】
【発明の効果】要するに、本発明によって、ある技術の
組合わせを使用することにより、すなわち完全に差動的
な構成を使用し、入力段の電圧−電流変換を提供するた
めに単一ゲインモードで構成された事実上「電源導体−
電源導体間の（ｒａｉｌ−ｔｏ−ｒａｉｌ）電圧の」入
力スイング範囲を備えたローノイズ入力段ＯＰアンプを
使用し、かつゲインがプログラム可能な折り返しカスコ
ード出力段を使用することにより、非常に広い（少なく
とも１０対１の）範囲のトランスコンダクタンスおよび
非常に低い１／ｆおよびフラットバンドノイズレベルを
達成する方法が提供される。このローノイズ動作によっ
て回路が低い電源電圧においても有用となる。折り返し
カスコード回路の他の利点はプログラム装置を除き同調
可能性を提供するためになんらの他の回路も付加されな
いということである。
組合わせを使用することにより、すなわち完全に差動的
な構成を使用し、入力段の電圧−電流変換を提供するた
めに単一ゲインモードで構成された事実上「電源導体−
電源導体間の（ｒａｉｌ−ｔｏ−ｒａｉｌ）電圧の」入
力スイング範囲を備えたローノイズ入力段ＯＰアンプを
使用し、かつゲインがプログラム可能な折り返しカスコ
ード出力段を使用することにより、非常に広い（少なく
とも１０対１の）範囲のトランスコンダクタンスおよび
非常に低い１／ｆおよびフラットバンドノイズレベルを
達成する方法が提供される。このローノイズ動作によっ
て回路が低い電源電圧においても有用となる。折り返し
カスコード回路の他の利点はプログラム装置を除き同調
可能性を提供するためになんらの他の回路も付加されな
いということである。
【００２６】この明細書において与えられた各実施例は
本発明の原理を教示するためのものでありかつ限定的な
ものでないことが理解されるべきである。特に、ＯＴＡ
１００において使用されているトランジスタ装置は好ま
しい実施例における構成部品を表している。他のタイプ
のトランジスタを使用しても同じ結果を生成することが
できる。
本発明の原理を教示するためのものでありかつ限定的な
ものでないことが理解されるべきである。特に、ＯＴＡ
１００において使用されているトランジスタ装置は好ま
しい実施例における構成部品を表している。他のタイプ
のトランジスタを使用しても同じ結果を生成することが
できる。
【図１】本発明に係わる演算トランスコンダクタンス増
幅器を示すブロック図である。
幅器を示すブロック図である。
【図２】本発明に係わる演算トランスコンダクタンス増
幅器の詳細な回路図である。
幅器の詳細な回路図である。
【図３】ジャイレータを示すブロック図である。
【図４】フィルタを示すブロック図である。
【図５】本発明に係わる通信装置を示すブロック図であ
る。
る。
１００ 演算トランスコンダクタンス増幅器 １０２，１０４ 電流源 １０６ コモンモードフィードバック信号回路 １０８ 入力差動対電圧−電流変換器 １１０，１１４ 出力電流 １１２ 基準電圧 １１６，１１８ 差動入力電圧 １２０，１２４ プログラマブル折り返しカスコード回
路 ２０１ プログラマブル差動折り返しカスコード ２１０，２１６ 演算増幅器（ＯＡ） ２２２，２２６ ＰＭＯＳ装置 ２１２，２１４，２４４，２４６ バイポーラトランジ
スタ ２０４，２３０，２３２，２３６，２３８ ＭＯＳトラ
ンジスタ ２１３，２１５ 抵抗 ３００ ジャイレータ ３０２，３０４，３０８，３１０ 演算トランスコンダ
クタンス増幅器（ＯＴＡ） ３０６ 容量 ４００ 同調可能なフィルタ ４０４，４０８ インダクタ ４０２，４０６ 容量 ５００ 通信装置 ５０４ フィルタ ５０６ ＲＦ回路 ５０８ 復調器 ５１０ スピーカ
路 ２０１ プログラマブル差動折り返しカスコード ２１０，２１６ 演算増幅器（ＯＡ） ２２２，２２６ ＰＭＯＳ装置 ２１２，２１４，２４４，２４６ バイポーラトランジ
スタ ２０４，２３０，２３２，２３６，２３８ ＭＯＳトラ
ンジスタ ２１３，２１５ 抵抗 ３００ ジャイレータ ３０２，３０４，３０８，３１０ 演算トランスコンダ
クタンス増幅器（ＯＴＡ） ３０６ 容量 ４００ 同調可能なフィルタ ４０４，４０８ インダクタ ４０２，４０６ 容量 ５００ 通信装置 ５０４ フィルタ ５０６ ＲＦ回路 ５０８ 復調器 ５１０ スピーカ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジョセフ・ピー・ヘック アメリカ合衆国フロリダ州33324、フォー ト・ロウダーデイル、イースト・オーク・ ノール・サークル 1940
Claims (10)
- 【請求項１】 出力および動作電圧を有する広いダイナ
ミックレンジの演算トランスコンダンクタンス増幅器
（ＯＴＡ）であって、 差動電圧−電流変換器であって、 出力と、 少なくとも１つのローノイズ大入力スイングの増幅器
と、 該増幅器に結合された少なくとも１つの電流源と、を含
む前記差動電圧−電流変換器、 各々前記変換器の出力に結合された一対のプログラム可
能な折り返しカスコード、 前記出力信号を前記動作電圧の線路電圧間の実質的にか
つ等しい間隔で中心に維持するための手段、そして出力
供給電流を与えるための一対の電流源、 を具備することを特徴とする広いダイナミックレンジの
演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴＡ）。 - 【請求項２】 プログラム可能な差動折り返しカスコー
ドであって、 あるゲインを有する差動増幅器段、 前記差動増幅器段に結合された差動電流装置、そして前
記差動増幅器段および前記差動電流装置に結合され前記
差動増幅器段のゲインをプログラムするための差動プロ
グラム可能回路段、 を具備することを特徴とするプログラム可能な差動折り
返しカスコード。 - 【請求項３】 集積回路化された低電圧広ダイナミック
レンジ演算トランスコンダンクタンス増幅器（ＯＴＡ）
であって、 差動電圧−電流変換器、そして前記差動電圧−電流変換
器に結合され、 あるゲインを有する差動増幅器段と、 前記増幅器段に結合された差動電流源と、 前記増幅器段および前記電流源に結合され前記増幅器段
のゲインをプログラムするための差動プログラム可能回
路段と、を含むプログラム可能な差動折り返しカスコー
ド、 を具備することを特徴とする集積回路化低電圧広ダイナ
ミックレンジ演算トランスコンダクタンス増幅器（ＯＴ
Ａ）。 - 【請求項４】 さらに、前記出力信号を前記動作電圧の
線路電圧間に実質的にかつ等距離で中心に維持するため
の手段を含むことを特徴とする請求項３に記載の集積回
路化低電圧広ダイナミックレンジ演算トランスコンダク
タンス増幅器。 - 【請求項５】 さらに出力供給電流を与えるために一対
の電流源を含むことを特徴とする請求項３に記載の集積
回路化低電圧広ダイナミックレンジ演算トランスコンダ
クタンス増幅器。 - 【請求項６】 前記差動プログラム可能回路段は少なく
とも１つのトランジスタを含むことを特徴とする請求項
３に記載の集積回路化低電圧広ダイナミックレンジ演算
トランスコンダクタンス増幅器。 - 【請求項７】 前記差動電圧−電流変換器は、 出力、 少なくとも１つのローノイズ大入力スイング増幅器、そ
して前記増幅器に結合された少なくとも１つの電流源、 を具備することを特徴とする請求項３に記載の集積回路
化低電圧広ダイナミックレンジ演算トランスコンダクタ
ンス増幅器。 - 【請求項８】 集積回路化されたジャイレータであっ
て、 少なくとも１つの演算トランスコンダクタンス増幅器
（ＯＴＡ）を具備し、該演算トランスコンダクタンス増
幅器は、 差動電圧−電流変換器、そして前記差動電圧−電流変換
器に結合され、 あるゲインを有する差動増幅器段と、 前記増幅器段に結合された差動電流源と、 前記増幅器段および前記電流源に結合され前記増幅器段
のゲインをプログラムするための差動プログラム可能回
路段と、を含むプログラム可能差動折り返しカスコー
ド、 を具備することを特徴とする集積回路化されたジャイレ
ータ。 - 【請求項９】 集積回路化されたフィルタであって、 低い電源電圧で動作する少なくとも１つのジャイレータ
を具備し、該ジャイレータは、 少なくとも１つの演算トランスコンダクタンス増幅器を
具備し、該少なくとも１つの演算トランスコンダクタン
ス増幅器は、 差動電圧−電流変換器、そして前記差動電圧−電流変換
器に結合され、 あるゲインを有する差動増幅器段と、 前記増幅器段に結合された差動電流源と、 前記増幅器段および前記電流源に結合され前記増幅器段
のゲインをプログラムするための差動プログラム可能回
路段と、を含むプログラム可能差動折り返しカスコー
ド、 を備えたことを特徴とする集積回路化されたフィルタ。 - 【請求項１０】 無線通信装置であって、 無線周波信号を受信するための受信機、そして可変帯域
幅フィルタ、を具備し、前記可変帯域幅フィルタは、 低い電源電圧で動作する少なくとも１つのジャイレータ
を具備し、該ジャイレータは、 少なくとも１つの演算トランスコンダクタンス増幅器、
を具備し、該少なくとも１つの演算トランスコンダクタ
ンス増幅器は、 差動電圧−電流変換器、そして前記差動電圧−電流変換
器に結合され、 あるゲインを有する差動増幅器段と、 前記増幅器段に結合された差動電流源と、 前記増幅器段および前記電流源に結合され前記増幅器段
のゲインをプログラムするための差動プログラム可能回
路段と、を含むプログラム可能差動折り返しカスコー
ド、 を具備することを特徴とする無線通信装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US103,655 | 1993-08-09 | ||
| US08/103,655 US5392003A (en) | 1993-08-09 | 1993-08-09 | Wide tuning range operational transconductance amplifiers |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0779121A true JPH0779121A (ja) | 1995-03-20 |
Family
ID=22296329
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6198999A Pending JPH0779121A (ja) | 1993-08-09 | 1994-08-01 | 広い同調範囲の演算トランスコンダクタンス増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5392003A (ja) |
| JP (1) | JPH0779121A (ja) |
| GB (1) | GB2280999A (ja) |
| NL (1) | NL9401293A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5999055A (en) * | 1997-08-12 | 1999-12-07 | Nec Corporation | Tunable CMOS Operational Transconductance Amplifier |
| KR100711525B1 (ko) * | 2004-12-10 | 2007-04-27 | 한국전자통신연구원 | 저전압 차동신호 구동회로 및 제어방법 |
Families Citing this family (59)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5598129A (en) * | 1995-08-24 | 1997-01-28 | Motorola, Inc. | Low current drain operational transconductance amplifier |
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