JPH03123879A - 超音波エコーグラフ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は中心周波数ｆｅで作動し、電子走査装置に接続
されたＭ個の単位トランスジューサを有する圧電トラン
スジューサと、超音波ビームの送信段と、各単位トラン
スジューサに戻るエコー信号を受信し処理する段とを具
え、この信号受信処理段は各チャネルに対しサンプリン
グ周波数ｆｅで作動するアナログ−デジタル変換器を有
するＭ個のチャネルを形成する装置を具える超音波エコ
ーグラフ装置に関するものである。

（従来の技術） 本発明は特に器官の像を形成する医療用エコーグラフの
分野に用いる。

この種のエコーグラフ装置の信号受信処理段はチャネル
の形成として既知の機能を呈する。この操作は、超音波
ビームの受信中の集束にあり、特に実際にはＭ個の単位
トランスデユーサにより受信され且つ同一の走査点から
発生するＭ個のエコーを同相で加算することにある。種
々の単位トランスデユーサは焦点から同一距離の個所に
位置しないため、一般にチャネル形成装置は遅延線を具
え、これにより距離の差を補償すると共に全てのエコー
を加算のために同相とし得るようにする。

エコーグラフの走査は、幾つかの方法で行い、全ての方
向が、直線性アレイ又はフェーズアレイとし得るアレイ
の形状で行に配列されたＭ個の単位トランスデユーサを
通る面に延在し得るようにする。直線性アレイの場合に
は種々の走査方向は走査面で互いに平行に延在し、且つ
、フェーズアレイの場合にはこれら走査方向は扇形走査
となる。

これら２つのアレイの場合、走査は、所定の方向に対し
最も近い点から最も遠い点に向かって数点に集束し、次
いで隣接方向にステップ状に切換えることにより行なう
。記載を簡単にするために、所定の走査方向の数点に集
束を行なう場合に限定して説明する。又、２つのアレイ
（直線性アレイ及びフェーズアレイ）において信号受信
段は各単位トランスデユーサに対し１つのチャネルで作
動し、従ってＭ個のトランスデユーサに対してＭ個のチ
ャネルが存在するものとする。

これらのチャネルは通常アナログ処理により形成し、各
チャネルは１群の遅延線で形成し、これら遅延線を所定
の走査方向の各集束点に対し正しい位相を得るために切
換え得るようにする。次いで種々の遅延線により遅延さ
れた信号を加算する。

従って、成る集束点は各方向に対し１５〜２０の点とす
ることができる。これら点の各々は、小さな鋭敏なフィ
ールド（光学のフィールド深さに相当）に関連させてチ
ャネル形成装置で信号を再構成して器官の像を形成する
。しかし、このアナログ処理を用いて得た精度は不充分
と見なされ、走査方向に対し多数の点を必要とする場合
には各チャネルがその入力側に接続されたＡ／Ｄ変換器
を具えるデジタルチャネル形成装置を用いるのが極めて
有利であり、そのサンプリング周波数を以下ｆｅと称す
る。

このサンプリング周波数ｆｅはナイキストの規準を満足
させる必要があり、高集束精度を得るためには、サンプ
リング間隔（周期）をできるだけ小さくする際に極めて
高いサンプリング周波数ｆｅで作動を行い得るようにす
るのが有利である。しかし、サンプリング周波数ｒ６を
極めて高くするには使用素子の費用が高くなる。その理
由はアナログチャネル形成アーキテクチュアに用いる素
子の数が極めて多いからである。デジタルチャネル形成
装置を得るには、先ず各チャネルに、プログラムメモリ
により制御し得るジットレジスタ又はＦＩＦＯメモリの
ような可変デジタル遅延装置を設けて所定瞬時に一方の
チャネルから他方のチャネルに切換え得ると共に所定チ
ャネル内で一方の瞬時から他方の瞬時に切換え得るステ
ップ状の遅延を得るようにしてアナログ装置を直接変換
し得るようにする。

単位ステップがサンプリング周期１／［６に等しいこれ
ら遅延の値を以下に示す。

所望の単位遅延ステップがｌ／ｆｅよりも小さい場合に
は各チャネルの出力信号を増大する必要のある技術的に
問題が生じる。この技術的な問題は、例えば刊行物、“
ジャーナル　オブ　アコースティカル　ソサエティ　オ
ブ　アメリカ”第６３巻、第２号、１９７８年２月、ア
メリカ　ニューヨーク、第４２５〜４３４頁に記載され
ているように解決することができる。この刊行物に記載
されているチャネル形成装置の構成は、上記変換された
アナログ装置の構成とほぼ同様であり、即ち各チャネル
に対し１個のデジタル遅延装置を用いるものである。

しかし、特定の構成では補間フィルタを各チャネルに挿
入して各チャネルの出力信号を増大し得るようにしてい
るが、この場合にはチャネル形成装置の入出力間の周波
数変化は考慮に入れられていない。

本発明の目的は上述した技術的な問題を種々の方法で解
決して各チャネルの出力信号をも一層増大せんとするも
のである。

本発明の目的は全ての素子をサンプリング周波数１／ｆ
ｅで制御する補間装置を用いるデジタルチャネル形成装
置を得んとするにある。

本発明の他の目的はチャネル当たりＮ個の補間フィルタ
（Ｎはサンプリング周期１／ｆｅと所望の単位遅延ステ
ップ１／Ｎｆｅとの比）を用いるデジタルチャネル形成
装置を得んとするにある。

本発明の更に他の目的は各サンプリング周期中容チャネ
ルの入力サンプルを基にして補間を行うか、又は行わな
い点を選択し、所望の単位遅延ステップをできるだけ近
接させるようにせんとするにある。

本発明は中心周波数ｆｅで作動し、電子走査装置ニ接続
されたＭ個の単位トランスジューサを有スる圧電トラン
スジューサと、超音波ビームの送信段と、各単位トラン
スジューサに戻るエコー信号を受信し処理する段とを具
え、この信号受信処理段は各チャネルに対しサンプリン
グ周波数ｆｅで作動するアナログ−デジタル変換器を有
するＭ個のチャネルを形成する装置を具える超音波エコ
ーグラフ装置において、前記信号受信処理段は、各チャ
ネルに対し１／ｆｅの遅延ステップを有するデジタル遅
延装置と、各入力サンプルに対しＮ個のサンプルから補
間および選択を行う回路を具え、この補間選択回路は、
Ｎ個の並列処理チェンと、Ｎ個の並列処理チェンに対し
各周期１／「。中Ｎ個のチェンのうちの１つを選択する
マルチプレクサとにより構成し、前記チェンのうちのＮ
−１個はＮ番目のチェンの非補間信号に対しｊ／Ｎｆｅ
たけシフトされたサンプルを供給する個別のデジタル補
間フィルタを具え、最後のチェンはこの補間フィルタに
より導入された遅延を補償して同一の固定遅延と、所定
周期Ｌ／ｆｅ中所定のチャネルの全てのチェンに対し１
／ｆｅの倍数とを得る固定遅延線を具え、前記デジタル
遅延装置は周期ｒ６で固定補償遅延を含むに／ｆｅに等
しい遅延（ｋは整数）を得るように制御され、ｋのプロ
グラム値は所定サンプリング周期中Ｍチャネルの変数と
するとともに各チャネルに対し１つのサンプリング周期
から次のサンプリング周期に変化し得るようにしたこと
を特徴とする。

これがため、本発明によるエコーグラフ装置の信号受信
モードにおいて各チャネルに導入され、Ｎ個のチェンの
全部に対して同一の遅延を２つの部分、即ち補償遅延線
により形成され、各チェンにおける補間フィルタの遅延
が同一の固定部分と、下流に発生し、各チェンにおいて
同一値に制御される可変部分とに細分割する。これら２
つの遅延の和は１／ｆｅの倍数ｋに等しい。各チャネル
において導入すべき遅延は、走査が所定の方向に行われ
、サンプリング周波数ｆｅよりも低い周波数でエコーグ
ラフ信号の位相が回転する際に増大する。

アナログからデジタルに簡単に変換されたチャネルでは
、各チャネルの出力側に入力サンプル以外のサンプル、
即ち期間１／［。だけ少なくとも分離されたサンプルを
発生し、これは後述するように時間毎に出力側に所定の
サンプルを繰返し発生させるようにする。しかし、各チ
ャネルのマルチプレクサを適宜制御する。本発明による
装置を用いることにより、所望の単位遅延のステップ（
減少ステップと称する）を次に切換える度毎にマルチプ
レクサの出力側に値１／Ｎｆｅたけ前のサンプルから分
離されたサンプリング値を得ることができ、従ってその
都度具なるサンプルを出力側に得ることができる。従っ
て各チャネルの信号に対してはマルチプレクサの出力側
に得られたサンプル列はマルチプレクサのない場合に得
られたサンプル列よりも良好となる。

本発明によれば、チャネル形成装置に必要な遅延線の数
を最小とすることができる。

又、所定の作動周波数［。に対し、本発明超音波エコー
グラフ装置によれば周期１／ｆつ当たりＮ個のサンプル
から選択を行い、従って低周波成分を用いることができ
、装置を廉価とし、しかも集束を改善することができる
。又、多数の複雑な制御を必要とし、論理回路よりも集
積化が困難な既知のアナログアーキテクチュアよりも有
利なデジタル信号処理を行なうことによっても装置を廉
価とすることができる。更に本発明装置によれば全ての
遅延点にアクセスすることができ、従ってデジタルチャ
ネル形成装置を任意の型のプローブに適合させることが
できる。又、任意瞬時に任意の遅延を選択し得るため、
チャネルの形成を大きく変化させて“追跡”集束又は“
複合”像を得ることができる。

図面につき本発明を説明する。

第１図はピエゾエレクトリック（圧電）トランスデユー
サ１００を具える超音波エコーグラフ装置を示し、この
トランスデユーサ１００は中心周波数ｆ。で作動するＭ
個の単位トランスデユーサ１０１゜（ｉ・１．２．−一
〜Ｍ）より成ると共に電子走査制御装置１０２に接続す
る。送信段２００によって超音波走査ビームを形成する
と共に各単位トランスデユーサ１０１１に戻ってきたエ
コー信号を受信し、且つ処理する信号処理段３００によ
って観察された媒体のエコー像を形成し得るようにする
。

通常送信段２００は、発振器および分周器を有するシー
ケンサを具え、分周器によって選択された繰返し周波数
で信号発生器を制御し、この発生器からの励振信号をト
ランスデユーサ１００に供給し、これによりこれら信号
を超音波パルス信号の周期パルス列に変換する。送信段
２００および信号受信兼処理段３００を分断する分離器
１０３をトランスデユーサ１００と、これら回路段２０
０．３００との間に挿入して送信信号により受信回路が
過負荷となるのを防止する。

第１図に示す超音波エコーグラフ装置は位相アレイ　１
００を具え、このアレイは第１図に示すように角度方向
１０４に走査され、これにより焦点Ｆが関連し得るよう
にする。走査は同一角度方向１０４に焦点に従って継続
され、この焦点は焦点Ｆよりも位相アレイから更に遠い
個所に位置する。

信号受信処理段３００は前記分離段１０３の出力側に接
続すると共にチャネル形成装置４００と、対数圧縮増幅
器５００と、記憶兼走査変換装置６００とを具え、この
変換装置６００によって例えば表示装置を制御する。

第２図はチャネル形成装置を示し、この装置は各チャネ
ルｉに対しアナログ−デジタル変換器４１０１を具え、
これによりｉ番目の単位トランスデユーサが受けたエコ
ーｅ１をフィルタ処理および増幅処理した後デジタル信
号に変換する。第２図から明らかなように、チャネル形
成装置は、サンプルの補間および選択を行う回路４２０
１を具え、この回路をこの場合Ｎ＝２の並列処理チェン
によって形成し、一方のチェン（ｊ＝１）にはデジタル
間挿フィルタ４２１及び遅延線４２３を具え、この遅延
線によって遅延ステップ１／ｆｅの整数倍である遅延量
ΔＴ、を生ぜしめると共に他方のチェン（ｊ・２）は遅
延線４２２を具え、これによりチェンｊ＝１で間挿フィ
ルタ４２１により導入される遅延ΔＴを補償すると共に
チェンｊ＝ｔの遅延線と同一の遅延線４２３をも具える
。一般にチェンｊ・２によって周波数ｆ０でサンプルさ
れた信号を供給し、この周波数はに／ｆｅ　（ｋ／ｆｅ
−ΔＴ：ΔＴｏ）、ｋは整数だけ遅延し得る周波数とし
、受信中に必要とする焦点の関数として選択される。こ
のデジタル遅延線４２４はプログラマブルでなく、その
値は一方のチャネルから他方のチャネルに向かって相違
する。

しかし、第２図のデジタル遅延線４２３及び第３図の他
の遅延線４２３１並びに第４図の遅延線４２３４２３１
−１．４２３１−２．４２４１．　＋−＋の全部は、こ
れらをＦＩＦＯメモリ又はシフトレジスタにより形成す
る際には制御することができる。この場合の可変遅延値
は１／ｆｅの倍数であるため、これらの値は変換器と同
期したままであり、従って装置の全素子はクロック周波
数１／ｆ。で便宜上図示しない態様で作動する。

シフトレジスタの場合には、各クロック周波数１／ｆｅ
に必要な遅延値を含むプログラムメモリからアドレス指
定されたポインタによって各レジスタに対しその出力の
うちの１つを、レジスタの各素子に対する１つの可能な
出力の比で選択する。

一方のチャネルから他方のチャネルに向かって遅延量が
異なる所定の遅延構造に対しては走査方向１０４に焦点
が存在する。これは従来のデジタルチャネル形成装置か
ら既知であり、従って更に詳細には示されない。チャネ
ルｊ＝１　（第２図）によって成る列のサンプルを発生
させるが、これらサンプルは間挿フィルタ４２１により
計算されたサンプリング周波数「。でもチェンｊ・２に
より生じるサンプルから偏位し、このフィルタ４２１は
サンプルの他の列が、チェンｊ＝２の直接サンプルに対
し１／２サンプルステップ１／２ｆ、シフトするように
する。

一般には、２以上のＮに対しＮ−１補間装置を適宜に設
計して、２つの隣接するチェンｊ及びｊ＋１に対しｊに
無関係に互いに１／Ｎｆｅだけ推移した２列のサンプル
を供給する。これがため、回路４２０（第２図）の出力
側には直接又は補間された２（又はＮ）列のサンプルが
得られ、これらの信号によって周波数２／ｆｅ　　（又
はＮ［６）の信号を表わすようにする。これがため、２
（又はＮ）並列ラインに対するマルチプレクサ４２２．
にょって直接又は間挿された信号を選択し、この信号は
チャネルｉに必要な遅延に対し好適である。このマルチ
プレクサは周波数［６で作動すると共に選択制御信号を
、可変遅延線の制御信号の場合と同様に、マルチプレク
サ（図示せず）当り１メモリの割合で、プログラムされ
たメモリにより供給する。これがため、焦点解像度が増
大する。その理由は、既知のデジタルチャネル形成装置
ではｌ／ｆｅ、　２／ｆｅ。

３／ｆｅのようなサンプリングステップの１のステップ
で変化する遅延のみが得られ、しかも第２図につき説明
した装置によっても中間の遅延１．５／ｆ。。

２．５／ｆｅ、　３．５／ｆｅ、−ｍ−を得ることがで
きる。第１図に示す例では、Ｎを２に等しくするが、高
い値はＮ２即ち３，４，５．−−−にし、これが実際に
は焦点解像度を３．４．５−一一倍とすることを意味す
る。

Ｎ＝２に対し下表の例によって、焦点解像度が本発明に
より得られる手段を示す。

直接サンプル　　０１２３４５６７８９補間サンプル　
　−０，５１，５２，５３，５４，５５，５６，５７，
５８，５減衰遅延（λ／４）　　３　３　３　３　３　
３．５３．５３．５４　４出力サンプル　　−　−−０
１１，５２，５３，５４５上記表では、所望の単位遅延
ステップ（減少ステラフリをλ／４の関数として表わす
。ここにλは単位トランスデユーサから発生する信号の
波長である。この減少ステップはλ／８のエコーグラフ
信号の移動時間の差に相当するが、サンプリング周期は
２倍の値即ちλ／４に相当する。前述したように遅延は
走査方向に増大する。

上記表によれば、所望の遅延はサンプリング瞬時０で３
λ／４に等しくなると思われる。瞬時３では、遅延線４
２３の出力側にはサンプル数０が現れるが、その後瞬時
４でサンプルＩが現れる。瞬時５で遅延が３．５λ／４
となる場合には直接サンプル数２と補間サンプル数１．
５との間で選択を行なうことができる（サンプル１及び
２間で補間されたサンプル）。次いでマルチプレクサを
制御して、補間装置を具えるチェンｊ＝１への切換えを
行ってサンプル１．５、次いで瞬時６にサンプル２．５
及び瞬時７にサンプル３．５を発生する。

遅延が瞬時８に３．５から４に変化すると、再びマルチ
プレクサにより直接チェンに切換えて直接サンプルを発
生し、遅延線４２３により発生した遅延の１／〔。に等
しい追加の平均増大を用い得るようにする。直接チェン
に供給されるサンプルは瞬時９のサンプル５である。

しかし、アナログ装置を直接変換したデジタルチャネル
形成装置では、３．５λ／４のような減少中間遅延を考
慮しないで、作動を、各中間減少遅延に対し２つの連続
クロックビットｆ、の同一サンプルを所期のチャネルの
遅延線の出力側に供給するのを制限する。

圧電トランスデユーサの指向性曲線の“リム”部分を除
去するために、アポダイゼーション処理を行なう。この
処理は既知であり、電圧トランスデユーサ１００の中央
を中心として位置するガラス曲線の所期の単位トランス
デユーサ１０１．に関連する係数ＡＩによる各チャネル
ｉの信号の重みで構成する。このアポダイゼーションは
乗算器４３０゜により実施する。このアポダイゼーショ
ン乗算器は、その数がアポダイゼーション係数のビット
に多（とも等しい多数のシフトレジスタと、加算器とに
よってアポダイゼーションの効率に影響を及ぼすことな
く簡単に形成することができる。

アポダイゼーション後、かくしてリフェーズした各チャ
ネルｉから発生する信号の全部を加算器４４０１により
加算して回路５００に供給する。

第５図は回路４２０１において周波数乗算に用い得るデ
ジタル補間フィルタ４２１の第１例を示す。

このフィルタはＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタ
として既知である。このフィルタは、その入出力を夫々
Ｉ及び０として示すと共に遅延線τ、。

−一一一τ、及び乗算器並びに加算器により構成する。

この種のフィルタは市販品として人手し得ることである
。

所定のステップを用いて超音波エコーグラフ信号の通過
帯域よりも充分に高いサンプリング周波数を選択する場
合には直線性補間よりも良好な補間を達成するフィルタ
を用いることができる。その理由はこれらフィルタが極
めて良好な性能を有しているからである。例えばエコー
グラフ信号の中心周波数をｆｅ＝　７．５　ＭＨｚとし
て、その通過帯域をｌＯ，５ＭＨｚまでとし、サンプリ
ング周波数をｆ、・３０　ＭＨｚとする。かように設定
する場合には使用し得る補間フィルタを例えば、データ
及び係数に対し９ビツトで３０　Ｍ）ｌｚで作動し、８
セルを集積化した米国の会社ＺＱＲＡＮ社製のＺＲ３３
８９１型のフィルタとすることができる。補間フィルタ
を得るにはそのうちの３チツプのみを特徴とする特許で
ある。更にＳＲＡ＼１メモリを用いてＰ係数の値を容易
に変更することができる。一般に、ＦＩＲフィルタに対
しては、係数の数及び値を推定するために既知の最適の
アルゴリズムを用いることができる。

第６図はデジタル補間フィルタの他の例を示す。

このフィルタはＩＩＲ（無限インパルス応答）フィルタ
である。この既知のフィルタはＦＩＲフィルタよりも少
数の回路素子を必要とするが最適化するのが困難であり
、発散フィルタとなる。

サンプリング周波数ｆ。を圧電極トランスデユーサの中
心作動周波数ｆｅ（例えば［。＝　１０Ｍｔ（ｚ、ｆ、
　＝　４０　！１ｌＨｚ）の倍数に等しくなるように選
定することによって、補間フィルタの係数は、中心作動
周波数ｆ、に関係なく固定され、従ってこのフィルタの
乗算器を除去することができ、その結果、回路素子数を
節約することができる。

逆に、周波数ｆｅを中心周波数［ｅに無関係とする場合
には、補間係数を中心周波数［。に適合させると共に乗
算器を保持する必要がある。

第２図に示す例ではデジタル遅延線４２３の数をｊとし
、その長さを５００素子程度とする。従って可能であれ
ば、これら遅延線の量を減少させる必要があり、これが
第３及び４図に示す変形例の目的である。

第３図は、遅延量ａＴｏの単一遅延線４２３１を用い、
これをマルチプレクサ４２２．に接続するようにした第
２図の装置の変形例を示す。本例によれば遅延線の数を
少なくとも２分の１　（Ｎ分の１）とし、従って使用す
る回路素子の数を減少させることができる。しかし、所
定の場合には特に遅延線及びマルチプレクサを制御する
信号の値が瞬時変動する際に適用した遅延線にエラーが
発生するようになる。これは第３及び４図に示す変形例
の性能に悪影響を及ぼすようになる。

第４図は第２図に示す装置の池の変形例を示す。

本例によれば電子部品の数を更に減少させることができ
る。又、本例によれば適用する遅延線の数が多い場合で
も連続チャネル間の遅延は小さくなり、素子の長さを短
くシ（例えば２０素子程度）従って遅延線が簡単となる
。第４図は２つの連続チャネルが制限されない場合の例
を示す。本例では前記遅延量を細分割する。即ち、先ず
最初連続チャネル間の小さな遅延、！ＩＴ１．ｌ−１を
第３図に示す所と同一の装置により形成し、次いで遅延
線４２３゜及び４２３により供給される遅延量と同量の
第２の遅延を２つのチャネルｉ及びｉ−１の加算後に導
入する。かくして群別したチャネルの数を３，４゜５、
−−−一とする。遅延線４２３＋　、　４２３＋−＋及
び４２４ｉ、　＋−＋の全部には個別の遅延命令を与え
るようにする。

本発明は上述した例にのみ限定されるものではない。従
って直線性アレイのトランスデユーサの代わりに環状の
トランスデユーサの回路網を具えるエコーグラフ装置を
本発明に用いることもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明超音波エコーグラフ装置の構成を示すブ
ロック図、 第２図は第１図のエコーグラフ装置のチャネル形成装置
を示すブロック図、 第３図は第２図の装置の変形例を示すブロック図、 第４図は第２図の装置の他の変形例を示すブロック図、 第５及び６図は第２〜４図に示すチャネル形成装置に用
いるに好適な２つのデジタル補間フィルタを示すブロッ
ク図である。 １００・・・圧電トランスデユーサ １０１□〜ＩＯＩＭ・・・単位トランスデユーサ１０２
・・・電子走査制御装置 １０３・・・分離器 ２００・・・送信段 ３００・・・信号受信処理段 ４００・・・チャネル形成装置 ５００・・・対数圧縮増幅器 ・・・記憶兼変換装置 ・・・Ａ／Ｄ変換器 ・・・サンプル補間選択回路 ・・・補間フィルタ ４２３・・・遅延線 ・・・マルチプレクサ ・・・乗算器 ロ Ｕコ ロ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、中心周波数ｆｅで作動し、電子走査装置（１０２）
   に接続されたＭ個の単位トランスジューサ（１０１＿ｉ
   ｉ＝１、・・・、Ｍ）を有する圧電トランスジューサと
   、超音波ビームの送信段（２００）と、各単位トランス
   ジューサ（１０１＿ｉ）に戻るエコー信号を受信し処理
   する段（３００）とを具え、この信号受信処理段（３０
   ０）は各チャネル（ｉ）に対しサンプリング周波数ｆｅ
   で作動するアナログ−デジタル変換器（４１０＿ｉ）を
   有するＭ個のチャネルを形成する装置（４００）を具え
   る超音波エコーグラフ装置において、前記信号受信処理
   段は、各チャネルに対し１／ｆｅの遅延ステップを有す
   るデジタル遅延装置（４２３、４２３＿ｉ）と、各入力
   サンプルに対しＮ個のサンプルから補間および選択を行
   う回路（４２０＿ｉ）を具え、この補間選択回路は、Ｎ
   個の並列処理チェン（ｊ＝・・・１Ｎ）と、Ｎ個の並列
   処理チェンに対し各周期１／ｆｅ中Ｎ個のチェンのうち
   の１つを選択するマルチプレクサ（４２２＿ｉ）とによ
   り構成し、前記チェンのうちのＮ−１個はＮ番目のチェ
   ンの非補間信号に対しｊ／Ｎｆｅだけシフトされたサン
   プルを供給する個別のデジタル補間フィルタ（４２１）
   を具え、最後のチェンはこの補間フィルタにより導入さ
   れた遅延を補償して同一の固定遅延と、所定周期１／ｆ
   ｅ中所定のチャネルの全てのチェンに対し１／ｆｅの倍
   数とを得る固定遅延線（４２２）を具え、前記デジタル
   遅延装置は周期ｆｅで固定補償遅延を含むｋ／ｆｅに等
   しい遅延（ｋは整数）を得るように制御され、ｋのプロ
   グラム値は所定サンプリング周期中Ｍチャネルの変数と
   するとともに各チャネルに対し１つのサンプリング周期
   から次のサンプリング周期に変化し得るようにしたこと
   を特徴とする超音波エコーグラフ装置。 ２、前記遅延装置（４２３）は、各チャネルに対しＮ個
   の並列チェンの各々に設けられたＮ個の同一の遅延線（
   ΔＴ＿０）により形成することを特徴とする請求項１に
   記載の超音波エコーグラフ装置。 ３、前記遅延装置（４２３＿ｉ）は前記マルチプレクサ
   （４２２＿ｉ）に接続れた単一遅延線（ＡＴｏ）により
   形成することを特徴とする請求項１記載の超音波エコー
   グラフ装置。 ４、前記遅延線（４２３＿ｉ、４２４＿ｉ、＿ｉ＿−＿
   １）は前記マルチプレクサ（４２２＿ｉ）に接続された
   小さな遅延量（ΔＴ＿ｉ）の遅延線（４２３＿ｉ）と、
   加算器を介し接続された大きな遅延量（ΔＴ＿ｉ、＿ｉ
   ＿−＿１）の遅延線（４２４＿ｉ、＿ｉ＿−＿１）とに
   よって形成し、大きな遅延量の遅延線を、少なくとも２
   つの共役の連続チャネル（ｉ、ｉ−１）により供給され
   る信号の和の信号に適用するようにしたことを特徴とす
   る請求項１記載の超音波エコーグラフ装置。 ５、サンプリング周波数ｆｅを圧電トランスデューサ（
   １００）の中心作動周波数ｆｃの倍数としたことを特徴
   とする請求項１〜４の何れかの項に記載の超音波エコー
   グラフ装置。 ６、各チャネル（ｉ）はその出力側に接続されたアポダ
   イゼーションマルチプレクサ（４２３＿ｉ）を具えるこ
   とを特徴とする請求項１〜５の何れかの項に記載の超音
   波エコーグラフ装置。 ７、前記アポダイゼーションマルチプレクサ（４２３＿
   ｉ）はアポダイゼーション係数のビット数に多くとも等
   しい数のシフトレジスタと、加算器とにより形成するこ
   とを特徴とする請求項６記載の超音波エコーグラフ装置
   。 ８、前記デジタル補間フィルタ（４２３＿ｉ）をＦＩＲ
   フィルタとしたことを特徴とする請求項１〜７の何れか
   の項に記載の超音波エコーグラフ装置。