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JPH1075274A - 軟判定復号器 - Google Patents

軟判定復号器

Info

Publication number
JPH1075274A
JPH1075274A JP8228858A JP22885896A JPH1075274A JP H1075274 A JPH1075274 A JP H1075274A JP 8228858 A JP8228858 A JP 8228858A JP 22885896 A JP22885896 A JP 22885896A JP H1075274 A JPH1075274 A JP H1075274A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
soft decision
reliability information
data
error
adaptive equalizer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP8228858A
Other languages
English (en)
Inventor
Hideki Igarashi
秀樹 五十嵐
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Priority to JP8228858A priority Critical patent/JPH1075274A/ja
Priority to CA002196480A priority patent/CA2196480C/en
Priority to US08/798,214 priority patent/US5920599A/en
Publication of JPH1075274A publication Critical patent/JPH1075274A/ja
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03178—Arrangements involving sequence estimation techniques
    • H04L25/03312—Arrangements specific to the provision of output signals
    • H04L25/03318—Provision of soft decisions

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Error Detection And Correction (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【課題】 適応等化器の出力から軟判定ビタビ復号を行
うための信頼度情報を生成するためには指数関数や対数
関数の演算が必要であり、これらの演算をＤＳＰなどの
ハードウェアで実現するためには、莫大な演算量あるい
はハードウェア規模が必要となる課題があった。 【解決手段】 信頼度情報生成部１２ｂにおいて適応等
化器１１が出力する軟判定データ１０２と等化２乗誤差
１０３を受けて、その軟判定データ１０２を遅延検波し
た後、送信データ成分に対応させるために位相回転さ
せ、その結果に対して、等化２乗誤差１０３の平均値で
重みづけを行って軟判定ビタビ復号のための信頼度情報
１０４ｂを生成するものである。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えばディジタ
ル移動体通信、ディジタル衛星通信、ディジタル移動体
衛星通信等のディジタル無線通信機器に使用される軟判
定復号器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタルデータ伝送には、通常、伝送
路において生じたデータの誤りを訂正する誤り訂正が用
いられることが多い。この誤り訂正に用いられる符号の
一つに畳込み符号があり、その復号法としてはビタビ復
号が最も良く用いられる。ビタビ復号には復号器の入力
データを０か１かの２値で判定する方法（硬判定）と、
復号器の入力データを２値ではなく多値にする方法（軟
判定）とがある。一般的には軟判定ビタビ復号を行うこ
とによって、硬判定ビタビ復号を行った場合と比べて特
性を改善することができる。
【０００３】また、ディジタル移動体通信においては、
マルチパス伝搬により遅延波が次のシンボルの信号に影
響を与える符号間干渉が生じることがある。この符号間
干渉の影響を軽減する技術の一つとして、適応等化器が
有効である。
【０００４】図１９は例えばアイ・イー・イー・イー
ジャーナル オン セレクテッドエリアズ イン コミ
ュニケーションズ（ＩＥＥＥ Ｊｏｕｒｎａｌ ｏｎ
Ｓｅｌｅｃｔｅｄ Ａｒｅａｓ ｉｎ Ｃｏｍｍｕｎｉ
ｃａｔｉｏｎｓ）の第１１巻、第７号（１９９３）の第
１０３４〜１０４５頁に掲載の、リュー他による論文
（“Ａ Ｓｏｆｔ−０ｕｔｐｕｔ Ｂｉｄｉｒｅｃｔｉ
ｏｎａｌ Ｄｅｃｉｓｉｏｎ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｅｑ
ｕａｌｉｚａｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｆｏｒ Ｔ
ＤＭＡ Ｃｅｌｌｕｌａｒ Ｒａｄｉｏ”：Ｙ．Ｌｉ
ｕ，Ｍ．Ｗａｌｌａｃｅ ａｎｄ Ｊ．Ｗ．Ｋｅｔｃｈ
ｕｍ）に示された、従来の軟判定復号器の構成を示すブ
ロック図である。図において、１１は適応等化器、１２
は信頼度情報生成部、１３はデインタリーブ回路、１４
は軟判定ビタビ復号器であり、１０１は受信信号として
のべースバンド信号、１０２は軟判定データ、１０３は
等化２乗誤差、１０４は信頼度情報、１０５はデインタ
リーブされた信頼度情報、１０６は復号データである。
【０００５】次に動作について説明する。適応等化器１
１はベースバンド信号１０１が入力されると、等化２乗
誤差１０３ができるだけ小さくなるように動作して、当
該ベースバンド信号１０１における符号間干渉などの影
響を軽減し、軟判定データ１０２と等化２乗誤差１０３
とを出力する。すなわち、適応等化器１１は入力された
べースバンド信号１０１を遅延させて順次所定のタップ
係数と乗算し、それらを加算してその結果を軟判定デー
タ１０２として出力する。また、この軟判定データ１０
２とその硬判定結果に基づいて算出した等化誤差より等
化２乗誤差１０３を生成して出力する。その際、適応等
化器１１は等化２乗誤差１０３ができるだけ小さくなる
ようにタップ係数を制御することによって、ベースバン
ド信号１０１における符号間干渉などの影響を軽減して
いる。
【０００６】信頼度情報生成部１２はこの適応等化器１
１からの軟判定データ１０２と等化２乗誤差１０３が入
力されると、それらに基づいて差動符号化された４相位
相変調（以下、ＱＰＳＫという）信号を同期検波した場
合に、ガウス伝送路において最尤となる尤度関数を用い
て、軟判定ビタビ復号のための信頼度情報１０４を生成
する。送信データＸ，Ｙ成分に対応する信頼度情報Ｌ
（Ｘ），Ｌ（Ｙ）は、次に示す式（１ａ）および式（１
ｂ）のように、送信データＸあるいはＹが１になる確率
と０になる確率の比に対して対数を取ることによって得
られる。ただし、ｐｄｆ［ ］は［ ］内の条件が成立
する確率を示す。
【０００７】
【数１】
【０００８】ここで、図２０および図２１は前述の差動
符号化を説明するための説明図であり、以下、それらを
用いて差動符号化について説明する。差動符号化とは送
信データを連続する２つのシンボルの位相差に変換して
送信することである。図２０は差動符号化規則の一例を
示したもので、図中には送信データ（Ｘ，Ｙ）に対し
て、実際に送信される位相差Δθ、前シンボルの信号点
（ｘ- n-1，ｙ- n-1）および現シンボルの信号点（ｘ- n，
ｙ- n）を示している。例えば、前シンボルの信号点（ｘ
- n-1，ｙ- n-1）が（−１，−１）だったとすると、
（０，１）のデータを送信するときには、π／２の位相
差をつけて現シンボルの信号点（ｘ- n，ｙ- n）を（１，
−１）として送信する。図２１はこの様子を位相平面上
で示したものである。ディジタル移動体通信では、フェ
ージングにより受信信号の振幅と位相が急激に変動する
ため、このような差動符号化が行われることが多い。
【０００９】以下、この信頼度情報生成部１２の動作に
ついて説明する。ここで、図２２は図１９に示した信頼
度情報生成部１２の内部構成を示すブロック図であり、
図において、２１ａ〜２１ｈは誤差計算回路、２２ａ〜
２２ｈは重みづけ回路、２３は平均回路、２４ａ〜２４
ｈは指数演算回路、２５ａ、２５ｂは加算器、２６ａ、
２６ｂは対数演算回路、２７は減算器である。
【００１０】信頼度情報生成部１２は誤差計算回路２１
ａ〜２１ｄにおいて、適応等化器１１からの軟判定デー
タ１０２と送信データＸが１となるパターンとの誤差を
計算するとともに、誤差計算回路２１ｅ〜２１ｈにおい
て軟判定データ１０２と送信データＸが０となるパター
ンとの誤差を計算する。例えば、送信データＸが１とな
るパターン（図２０において現シンボルの信号点の枠の
右半分）を列挙すると、（ｘ- n，ｙ- n）が（１，１）で
ｘ- n-1が−１のとき、（ｘ- n，ｙ- n）が（１，−１）で
ｙ- n-1が１のとき、（ｘ- n，ｙ- n）が（−１，−１）で
ｘ- n-1が１のとき、（ｘ- n，ｙ- n）が（−１，１）でｙ
- n-1が−１のときの４つのパターンが存在する。誤差計
算回路２１ａ〜２１ｄではこれら４つのパターンと軟判
定データ１０２との誤差をそれぞれ計算して出力する。
同様にして、誤差計算回路２１ｅ〜２１ｈでは送信デー
タＸが０となる４つのパターン（図２０において現シン
ボルの信号点の枠の左半分）と軟判定データ１０２との
誤差をそれぞれ計算して出力する。
【００１１】重みづけ回路２２ａ〜２２ｄでは、誤差計
算回路２１ａ〜２１ｄの出力に対して、適応等化器１１
からの等化２乗誤差１０３を平均回路２３で平均した値
σｎ ２で除算することによって重みづけを行う。この重
みづけ回路２２ａ〜２２ｄの出力に対して指数演算回路
２４ａ〜２４ｄでそれぞれ指数演算を行い、指数演算回
路２４ａ〜２４ｄの出力を加算器２５ａで加算し、加算
器２５ａの出力に対して対数演算回路２６ａで対数演算
を行う。同様にして、誤差計算回路２１ｅ〜２１ｈの出
力に対しても、重みづけ回路２２ｅ〜２２ｈ、指数演算
回路２４ｅ〜２４ｈ、加算器２５ｂおよび対数演算回路
２６ｂにて、重みづけ、指数演算、加算、対数演算を行
う。これら対数演算回路２６ａおよび２６ｂの出力は減
算器２７に送られ、それらの差が求められ、その値Ｌ
（Ｘ）が信頼度情報１０４として出力される。なお、送
信データＹについても同様に、算出された値Ｌ（Ｙ）が
信頼度情報１０４として出力される。
【００１２】以上の処理を式で表すと、次に示した式
（２ａ）および式（２ｂ）のようになる。ここで、（ｘ
ｎ ，ｙn ）はｎシンボル目の軟判定データ１０２であ
り、σn 2は次の式（３）で示される等化２乗誤差１０３
のＮωシンボルにわたる平均値である。なお、この式
（３）において、ｅn 2はｎシンボル目の等化２乗誤差１
０３を示す。
【００１３】
【数２】
【数３】
【数４】
【００１４】今、差動符号化について説明したときの例
と同様に、前シンボルでは（−１，−１）が、現シンボ
ルでは（１，−１）がそれぞれ送信され、送信データ
Ｘ，Ｙとしては（０，１）が送信されたとする。伝送路
に雑音が少ない状態では、図１９に示す適応等化器１１
が出力する軟判定データ１０２は、（ｘn-1 ，ｙn-1 ）
が（−１，−１）に近い値となり、（ｘn ，ｙn ）が
（１，−１）に近い値となる。その場合、式（２ａ）に
おいて６番目の指数関数（ｅｘｐ）の項のみが１に近い
値となり、その他の指数関数（ｅｘｐ）の項は０に近い
値となる。従って、式（２ａ）の信頼度情報Ｌ（Ｘ）は
負の値となり、送信データＸとして０が送信された可能
性の高い信頼度情報となる。一方、式（２ｂ）において
は、２番目の指数関数（ｅｘｐ）の項のみが１に近い値
となり、その他の指数関数（ｅｘｐ）の項は０に近い値
となる。従って、式（２ｂ）の信頼度情報Ｌ（Ｙ）は正
の値となり、送信データＹとして１が送信された可能性
の高い信頼度情報となる。
【００１５】この信頼度情報生成部１２が生成した信頼
度情報１０４はデインタリーブ回路１３に送られ、デイ
ンタリーブ回路１３では受け取った信頼度情報１０４を
送信側のインタリーブ規則に従って、畳込み符号化デー
タに対応するように並べ替えてデインタリーブされた信
頼度情報１０５を生成する。軟判定ビタビ復号器１４は
このデインタリーブ回路１３からのデインタリーブされ
た信頼度情報１０５が入力されると、それをもとに軟判
定ビタビ復号を行い、復号データ１０６を出力する。す
なわち、軟判定ビタビ復号器１４はデインタリーブ回路
１３より受け取ったデインタリーブされた信頼度情報１
０５と送信データの候補との２乗誤差を求めてブランチ
メトリックを生成し、そのブランチメトリックとパスメ
トリックとを加算して、複数のブランチの加算結果を比
較、選択する（以下、ＡＣＳ（Ａｄｄ−Ｃｏｍｐａｒｅ
−Ｓｅｌｅｃｔ）演算という）ことによって更新された
パスメトリックをパスメトリックメモリに記憶し、パス
メトリックが最小のパスを起点として、順次パスをたど
ることによって復号データ１０６を出力する。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】従来の軟判定復号器は
以上のように構成されているので、信頼度情報生成部１
２における式（２ａ）および式（２ｂ）の指数関数（ｅ
ｘｐ）や対数関数（ｌｏｇ）の演算をＤＳＰ（ディジタ
ル・シグナル・プロセッサ：Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎ
ａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）などのハードウェアで実現
しようとした場合、莫大な演算量あるいはハードウェア
規模が必要になるという課題があった。
【００１７】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、軟判定ビタビ復号のための信頼度
情報を生成する際の演算量あるいはハードウェア規模を
削減可能な軟判定復号器を得ることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
る軟判定復号器は、受信信号における符号間干渉などの
影響を軽減して軟判定データを出力する適応等化器、そ
の軟判定データの遅延検波をした後、送信データ成分に
対応するように位相回転させて信頼度情報を生成する信
頼度情報生成部、その信頼度情報に基づいた軟判定ビタ
ビ復号を行う軟判定ビタビ復号器を備えたものである。
【００１９】請求項２記載の発明に係る軟判定復号器
は、適応等化器より等化２乗誤差も出力するようにし、
信頼度情報生成部では、軟判定データを遅延検波した
後、送信データ成分に対応するように位相回転させた結
果に対して、等化２乗誤差の平均値によって重みづけを
することにより、信頼度情報を生成するようにしたもの
である。
【００２０】請求項３記載の発明に係る軟判定復号器
は、適応等化器よりさらにタップ係数も出力するように
して、信頼度情報生成部では、軟判定データを遅延検波
した後、送信データ成分に対応するように位相回転させ
た結果に対して、等化２乗誤差の平均値と、タップ係数
から適応等化器のアルゴリズムの発散を検出した結果と
によって重みづけをすることにより、信頼度情報を生成
するようにしたものである。
【００２１】請求項４記載の発明に係る軟判定復号器
は、受信信号における符号間干渉などの影響を軽減し
て、軟判定データと等化２乗誤差とを出力する適応等化
器、その軟判定データと送信データが１となるパターン
との誤差の最小値と、軟判定データと送信データが０と
なるパターンとの誤差の最小値の差に対して、等化２乗
誤差の平均値によって重みづけをすることにより、信頼
度情報を生成する信頼度情報生成部、その信頼度情報に
基づいた軟判定ビタビ復号を行う軟判定ビタビ復号器を
備えたものである。
【００２２】請求項５記載の発明に係る軟判定復号器
は、適応等化器よりさらにタップ係数も出力するように
して、信頼度情報生成部では、軟判定データと送信デー
タが１となるパターンとの誤差の最小値と、軟判定デー
タと送信データが０となるパターンとの誤差の最小値の
差に対して、等化２乗誤差の平均値と、タップ係数から
適応等化器のアルゴリズムの発散を検出した結果とによ
って重みづけをすることにより、信頼度情報を生成する
ようにしたものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
説明する。 実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１による軟
判定復号器の構成を示すブロック図である。図におい
て、１１ａは受信信号としてのベースバンド信号１０１
における符号間干渉などの影響を軽減して軟判定データ
１０２を出力する適応等化器であり、１２ａはこの適応
等化器１１ａの出力する軟判定データ１０２を入力し、
当該軟判定データ１０２を遅延検波した後、送信データ
成分に対応するように位相回転させて信頼度情報１０４
ａを出力する信頼度情報生成部である。１３はこの信頼
度情報生成部１２ａの出力する信頼度情報１０４ａを入
力し、当該信頼度情報１０４ａを送信側のインタリーブ
規則に従って並べ替えることによって、デインタリーブ
された信頼度情報１０５を出力するデインタリーブ回路
であり、１４はこのデインタリーブ回路１３の出力する
デインタリーブされた信頼度情報１０５を入力し、当該
デインタリーブされた信頼度情報１０５をもとに軟判定
ビタビ復号を行って復号データ１０６を出力する軟判定
ビタビ復号器である。なお、これらデインタリーブ回路
１３と軟判定ビタビ復号器１４は図１９に同一符号を付
して示した従来のそれらと同等のものである。
【００２４】次に動作について説明する。適応等化器１
１ａはベースバンド信号１０１が入力されると、当該ベ
ースバンド信号１０１における符号間干渉などの影響を
軽減して軟判定データ１０２を生成する。図２はその適
応等化器１１ａの内部構成を示すブロック図であり、図
において、３１は入力されたベースバンド信号１０１を
順次遅延させる遅延器、３２はこの遅延器３１の各出力
に後述するタップ係数制御回路からのタップ係数をそれ
ぞれ乗算する乗算器、３３は各乗算器３２の乗算出力を
加算して、それを軟判定データ１０２として出力する加
算器、３４はその軟判定データ１０２の硬判定を行う判
定器、３５はこの判定器３４の出力と軟判定データ１０
２との差を演算して等化誤差を求める減算器、３６はこ
の減算器３５からの等化誤差に基づいて、乗算器３２へ
の各タップ係数を制御するタップ係数制御回路である。
【００２５】このように構成された適応等化器１１ａで
は、遅延器３１において入力されたべースバンド信号１
０１を遅延させ、その遅延器３１の各遅延出力とタップ
係数制御回路３６において決定されたタップ係数とを乗
算器３２で乗算する。この乗算器３２による乗算結果は
加算器３３に送られて加算され、その加算結果が軟判定
データ１０２として出力される。また、この軟判定デー
タ１０２は判定器３４にも入力されて硬判定が行われ、
減算器３５でその硬判定結果と軟判定データ１０２とを
減算して等化誤差が算出される。この減算器３５で算出
された等化誤差はタップ係数制御回路３６に入力され、
タップ係数制御回路３６ではこの減算器３５からの等化
誤差に基づいて、乗算器３２において遅延器３１の出力
と乗算されるタップ係数を、符号間干渉などの影響がで
きるだけ小さくなるように制御する。なお、このタップ
係数を制御するためのアルゴリズムとしては、最小２乗
平均（以下、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａ
ｒｅ）という）アルゴリズムや、逐次最小２乗（以下、
ＲＬＳ（Ｒｅｃｕｒｓｉｖｅ Ｌｅａｓｔ Ｓｑｕａｒ
ｅｓ）という）アルゴリズムが用いられることが多い。
【００２６】適応等化器１１ａは以上のように、タップ
係数制御回路３６でタップ係数を制御することによっ
て、ベースバンド信号１０１における符号間干渉などの
影響を軽減することができる。なお、図２に示した適応
等化器１１ａは１次元で示してあるが、送信側の変調方
式がＱＰＳＫなどのように、ベースバンド信号１０１が
２次元で表される場合には、図２の各処理を複素演算と
することにより実現することが可能である。
【００２７】このようにして適応等化器１１ａの生成し
た軟判定データ１０２は信頼度情報生成部１２ａに送ら
れる。信頼度情報生成部１２ａはこの軟判定データ１０
２を遅延検波した後、送信データ成分に対応するように
位相回転させて信頼度情報１０４ａを生成し、それをデ
インタリーブ回路１３に出力する。図３はその信頼度情
報生成部１２ａの内部構成を示すブロック図であり、図
において、４１は適応等化器１１ａからの軟判定データ
１０２を遅延検波する遅延検波回路、４２はこの遅延検
波回路４１の出力に対して位相回転を施し、信頼度情報
１０４ａを生成する位相回転回路である。
【００２８】このように構成された信頼度情報生成部１
２ａでは、遅延検波回路４１で入力された軟判定データ
１０２を用いて遅延検波を行い、次の式（４）に示す遅
延検波結果ＤＤout を出力する。なお、この式（４）に
おいて、（ｘn＋ｊｙn）はｎシンボル目の軟判定データ
１０２を示す。
【００２９】 ＤＤout ＝（ｘn ＋ｊｙn ）×（ｘn-1 −ｊｙn-1 ） ・・・・・（４）
【００３０】この遅延検波回路４１の出力する遅延検波
結果ＤＤout は位相回転回路４２に送られ、位相回転回
路４２では次に示す式（５ａ）および式（５ｂ）のよう
に、その遅延検波結果ＤＤout を送信データＸ，Ｙ成分
に対応させるために位相回転させ、その虚数成分Ｌ
（Ｘ）と実数成分Ｌ（Ｙ）を信頼度情報１０４ａとして
出力する。なお、この式（５ａ）および式（５ｂ）で
は、遅延検波結果ＤＤout の位相を５π／４回転させて
いるが、この位相回転させる値は送信側の差動符号化規
則に依存する。
【００３１】
【数５】
【００３２】このようにして信頼度情報生成部１２ａの
生成した信頼度情報１０４ａはデインタリーブ回路１３
に送られ、送信側のインタリーブ規則に従って畳込み符
号化データに対応するように並べ替えが行われ、その結
果としてのデインタリーブされた信頼度情報１０５が軟
判定ビタビ復号器１４に出力される。図４はこのデイン
タリーブ回路１３の動作を説明するための説明図であ
る。このデインタリーブ回路１３は信頼度情報生成部１
２ａより入力された信頼度情報１０４ａの順番を、送信
側のインタリーブ規則に従って畳込み符号化データに対
応するように並べ替え、デインタリーブされた信頼度情
報１０５を出力する。例えば、信頼度情報生成部１２が
出力するＬ（Ｘ），Ｌ（Ｙ）の信頼度情報１０４ａを１
スロット分順番に並べたものをＬ1 〜ＬNMと表記する
と、これらの信頼度情報Ｌ1 〜ＬNMを図４（ａ）に示す
ように、行方向に順番にＮ×Ｍ行列に並べて図４（ｂ）
のように配置し、それを図４（ｃ）に示すように列方向
に順番にデインタリーブされた信頼度情報１０５として
出力する。
【００３３】ここで、畳込み符号化・ビタビ復号を用い
た誤り訂正は、ガウス伝送路で生じるようなランダム誤
りに対しては絶大な効果を発揮するが、バースト誤りに
対してはあまり顕著な効果が得られないという特徴を有
している。従って、フェージングなどによってバースト
誤りが生じやすいディジタル移動体通信では、畳込み符
号化・ビタビ復号を用いた誤り訂正の効果を高めるため
に、上述したようなインタリーブ／デインタリーブを行
って誤りビットのランダム化を図ることが多い。なお、
図４は１スロット内においてデータの順番を変更するも
のを例示したものであるが、例えば図４（ｂ）の奇数行
は前スロットのデータ、偶数行は現スロットのデータを
使用するというように、連続する数スロットにわたって
データの順番を変更するインタリーブ／デインタリーブ
を行うようにすることも可能である。
【００３４】デインタリーブ回路１３より出力されるデ
インタリーブされた信頼度情報１０５を受け取った軟判
定ビタビ復号器１４は、そのデインタリーブされた信頼
度情報１０５をもとに軟判定ビタビ復号を行って復号デ
ータ１０６を生成し、それを出力する。図５はその軟判
定ビタビ復号器１４の内部構成を示すブロック図であ
り、図において、５１は入力されるデインタリーブされ
た信頼度情報１０５よりブランチメトリックを生成する
ブランチメトリック生成部、５２はそのブランチメトリ
ックに対してＡＣＳ演算を施し、パスメトリックを出力
するＡＣＳ演算回路、５３はそのパスメトリックを記憶
するパスメトリックメモリ、５４はどちらのパスが選択
されたかを記憶するパスメモリである。
【００３５】このように構成された軟判定ビタビ復号器
１４では、デインタリーブ回路１３よりデインタリーブ
された信頼度情報１０５を受け取ると、ブランチメトリ
ック生成部５１にてそのデインタリーブされた信頼度情
報１０５と送信データの候補との２乗誤差を求めてブラ
ンチメトリックＥn ［Ｓn-1 ／Ｓn ］を生成する。ＡＣ
Ｓ演算回路５２ではそのブランチメトリックＥn ［Ｓ
n-1 ／Ｓn ］受け取ってパスメトリックＦn-1 ［Ｓ
n-1 ］と加算し、２つのブランチの加算結果を比較、選
択するＡＣＳ演算を行うことによって更新されたパスメ
トリックＦn ［Ｓn ］を出力する。パスメトリックメモ
リ５３ではこのパスメトリックＦn ［Ｓn ］を記憶し、
一時刻後にパスメトリックＦn-1 ［Ｓn-1 ］としてＡＣ
Ｓ演算回路５２およびパスメモリ５４に出力する。ま
た、ＡＣＳ演算回路５２においてどちらのパスが選択さ
れたかについてはパスメモリ５４に記憶される。パスメ
モリ５４ではパスメトリックＦn-1 ［Ｓn-1 ］が最小の
パスを起点として、順次パスをたどることによって復号
データ１０６を出力する。
【００３６】次に、そのブランチメトリックの生成およ
びＡＣＳ演算についてさらに詳細に説明する。ここで、
図６は畳込み符号化を説明するための説明図であり、図
において５５は入力データ１４１が保持されるシフトレ
ジスタ、５６、５７はシフトレジスタ５５に保持された
データのｍｏｄ２加算を行って畳込み符号１４２、１４
３を生成する加算器である。また、図７および図８はビ
タビ復号の原理を説明するための説明図である。
【００３７】ここで、畳込み符号の簡単な例として、図
６に示すように、１ビットの入力データ１４１に対して
２ビットの畳込み符号１４２、１４３を出力する場合に
ついて考える。この場合、１ビットの入力から２ビット
の出力を得ることになるので、この畳込み符号の符号化
率は１／２である。また、この例では、出力に影響を与
える入力データ１４１の数（以下、拘束長という）は３
であり、２つ前の入力が決まるとその次に入力されるデ
ータによる出力はすべて規則性を持っている。すなわ
ち、図６に示した符号化器に１ビットの入力データ１４
１が入力されるとき、すでにシフトレジスタ５５に保持
されている２ビット分のデータ（ａ）および（ｂ）によ
って状態（ステート）が決まり、このステート毎に次の
入力データ１４１によって符号の状態が決まることにな
る。
【００３８】時刻ｎにおける入力データをＩn とする
と、時刻ｎにおけるステートＳn および時刻ｎ−１にお
けるステートＳn-1 は次に示す式（６）および式（７）
で表される。ただし、この式（６）、式（７）において
は、拘束長から１を減じたものをＶとしている。
【００３９】 Ｓn ＝［Ｉn-V+1，Ｉn-V+2，・・・・，Ｉn ］ ・・・・（６） Ｓn-1 ＝［Ｉn-V ，Ｉn-V+1 ，・・・・，Ｉn-1 ］ ・・・・（７）
【００４０】ここで、これら２つのステートＳn 、Ｓ
n-1 のうち、Ｉn-V+1 からＩn-1 までのＶ−１個の入力
データは同一となるという性質を利用して、図７に示し
たトレリス図を作成することができる。このトレリス図
とは、符号器の状態と入力データとから定まる状態遷移
図であり、ビタビ復号を行う際に用いられるものであ
る。図７において、入力データの候補の数Ｕが２、すな
わち０と１の２値をとる場合、ステート個数ＭはＭ＝Ｕ
V ＝２2 ＝４となる。この例においては、Ｓn は００、
１０、０１、１１の４つのステートでトレリスが構成さ
れ、これらのステートを仮にＡ、Ｂ、Ｃ、Ｄとする。
【００４１】なお、この図７の縦方向は上から順にステ
ートＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄを示し、横方向は左から順に時刻ｎ
−１，ｎ，ｎ＋１，ｎ＋２，ｎ＋３，ｎ＋４を示してい
る。また、各ステート（白丸）から次の時刻の２つのス
テートにそれぞれ線分が引かれているが、この線分は時
刻変化に伴うステートの変化を示すものである。例え
ば、ステートＡからはステートＡとＢに対して２本の線
分が引かれている。ステートＡからステートＡへの線分
は入力データが０である場合を示しており、これはデー
タ入力前とデータ入力後とでステートが同じ００である
ことを示している。一方、ステートＡからステートＢへ
の線分は入力データが１の場合を示しており、これはデ
ータ入力前のステート００からステート１０に変化する
ことを意味している。
【００４２】なお、このトレリスにおける線分Ｓn-1 ／
Ｓn はブランチと呼ばれる。このブランチは入力データ
Ｉn-1 〜Ｉn により一意に決定され、次に示す式（８）
のように表される。
【００４３】 Ｓn-1 ／Ｓn ＝［Ｉn-V ，Ｉn-V+1 ，・・・・，Ｉn ］ ・・・・（８）
【００４４】また、トレリスにおいて、互いに接続され
た折れ線ＳV ＳV+1 ・・・・Ｓn はパスと呼ばれる。こ
のパスは一意にブランチＳV ／ＳV+1 、ＳV+1 ／Ｓ
V+2 、・・・・、Ｓn-1 ／Ｓn を決定するとともに、Ｉ
1 からＩn までの送信系列を決定する。図８にこの図７
に示したトレリスを用いて、送信系列［Ｉn-2 ，Ｉ
n-1 ，・・・・，Ｉn+4 ］＝［１，０，１，１，０，
０，１］に対応するパスＳn-1 ，Ｓn ・・・・Ｓn+4 を
示す。なお、図８中の太線はパスであり、太い白抜きの
丸はパスの通るステート、ステートとステートを結ぶ太
線はパスによって決定されるブランチである。
【００４５】また逆に、パスが決定できれば送信系列を
特定することができる。信頼度情報からパスを推定する
ために各ブランチにおいて推定がなされる。この推定に
はブランチメトリックが用いられる。図５に示した軟判
定ビタビ復号器１４の例では、ブランチメトリックは信
頼度情報１０５と各ブランチによって決定される送信デ
ータの候補、すなわちブランチに相当する入力データが
畳込み符号器に入力されたときの出力との２乗誤差で与
えられる。この２乗誤差はステートから次のステートへ
の遷移の確からしさ、すなわちブランチの生起する確か
らしさを表している。
【００４６】なお、信頼度情報ｒn とブランチＳn-1 ／
Ｓn によって決定されるブランチメトリックＥn ［Ｓ
n-1 ／Ｓn ］は、以下の式（９）に示すように表現でき
る。
【００４７】 Ｅn ［Ｓn-1 ／Ｓn ］＝｛ＡＢＳ（ｒn −ｈn ）｝2 ・・・・・（９）
【００４８】ただし、ＡＢＳ（ ）は、ユークリッド空
間におけるベクトルの長さを意味しており、ｈn はブラ
ンチＳn-1 ／Ｓn により決定される送信データの候補を
示している。なお、この式（９）は点ｒn と点ｈn との
距離の２乗を示しており、ブランチＳn-1 ／Ｓn によっ
て一意にブランチメトリックＥn ［Ｓn-1 ／Ｓn ］が決
定される。
【００４９】また、パスに沿って一意に決定されるブラ
ンチについてブランチメトリックを全て合計したものを
パスメトリックと呼ぶ。各ステートにおいて、Ｕ個（図
７ではＵ＝２）のパスがあるが、これらのパスの中でパ
スメトリックが最小のパスを生き残りパスと呼ぶ。各ス
テート毎に生き残りパスが存在する。この生き残りパス
を求めるための処理が、図５に示したＡＣＳ演算回路５
２によるＡＣＳ演算である。
【００５０】なお、ＡＣＳ演算における加算処理とは、
以下の式（１０）に示すように、１時刻過去のステート
Ｓn-1 に対応した生き残りパスメトリックＦn-1 ［Ｓ
n-1 ］とブランチメトリックＥn ［Ｓn-1 ／Ｓn ］とを
加算する操作である。
【００５１】 Ｆn ［Ｓn-1 ／Ｓn ］＝Ｅn ［Ｓn-1 ／Ｓn ］＋Ｆn-1 ［Ｓn-1 ］ ・・・・・・・（１０）
【００５２】ここで、Ｆn ［Ｓn ］はステートＳn に対
応する生き残りパスメトリックを表しており、Ｆn ［Ｓ
n-1 ／Ｓn ］はブランチＳn-1 ／Ｓn に対応するパスメ
トリックである。
【００５３】ビタビ復号器全体としては、Ｍ個のステー
トにＵ個のブランチが存在しているため（Ｍ・Ｕ）個の
パスメトリックが作成される。ＡＣＳ演算における比較
処理とは、各ステートに対して作成されるＵ個のパスメ
トリックを比較する操作であり、選択処理とは、各ステ
ートにおいて比較処理の結果からパスメトリックの最も
小さいものを選択し、選択したパスメトリックに対応す
る系列を現時刻の生き残りパスとして選択する操作であ
る。
【００５４】以上がブランチメトリック生成およびＡＣ
Ｓ演算についての説明である。ビタビ復号器は、シンボ
ルごとに信頼度情報を入力し、各ステートに対して逐次
ＡＣＳ演算の処理を実行する。全ての信頼度情報を入力
した後、最終的に残った生き残りパスの中で最小のパス
メトリックを有するパスを最尤パスとし、この最尤パス
によって決定される唯一の系列が送信系列として判定さ
れる。
【００５５】以上のように、この実施の形態１によれ
ば、上記処理によって求めた信頼度情報１０４ａを用い
て軟判定ビタビ復号を行うことによって、硬判定ビタビ
復号を行った場合と比較してビタビ復号後の特性を改善
することができ、また、従来の軟判定復号器と比べて特
性的には劣るが、指数関数（ｅｘｐ）や対数関数（ｌｏ
ｇ）の演算がないので、信頼度情報１０４ａの生成のた
めに必要な演算量あるいはハードウェア規模を削減する
ことができるなどの効果がある。
【００５６】実施の形態２．図９はこの発明の実施の形
態２による軟判定復号器の構成を示すブロック図であ
り、実施の形態１と同等の部分およびデータには図１と
同一符号を付してその説明を省略する。図において、１
１は受信信号としてのベースバンド信号１０１における
符号間干渉などの影響を軽減して軟判定データ１０２お
よび等化２乗誤差１０３を出力する適応等化器であり、
この適応等化器１１は図１９に同一符号を付して示した
従来のそれと同等のものである。また、１２ｂはこの適
応等化器１１の出力する軟判定データ１０２と等化２乗
誤差１０３を入力し、当該軟判定データ１０２を遅延検
波した後、送信データ成分に対応するように位相回転さ
せて、その結果に対して等化２乗誤差１０３の平均値で
重みづけを行い、信頼度情報１０４ｂを生成して出力す
る信頼度情報生成部である。なお、この実施の形態２に
よる軟判定復号器は、適応等化器１１より軟判定データ
１０２と等化２乗誤差１０３とを出力し、信頼度情報生
成部１２ｂにおいて軟判定データ１０２および等化２乗
誤差１０３より信頼度情報１０４ｂを生成している点
で、実施の形態１とは異なっている。
【００５７】次に動作について説明する。適応等化器１
１はベースバンド信号１０１が入力されると、等化２乗
誤差１０３ができるだけ小さくなるように動作して当該
ベースバンド信号１０１における符号間干渉などの影響
を軽減し、軟判定データ１０２および等化２乗誤差１０
３を生成する。図１０はその適応等化器１１の内部構成
を示すブロック図であり、相当部分には実施の形態１に
おける図２と同一の符号を付してその説明を省略する。
図において、３７は減算器３５よりタップ係数制御回路
３６に出力されている等化誤差を２乗して、それを等化
２乗誤差１０３として図９の信頼度情報生成部１２ｂに
出力する２乗回路である。
【００５８】このように構成された適応等化器１１で
は、実施の形態１の場合と同様に、遅延器３１にて入力
されたべースバンド信号１０１を遅延させ、それにタッ
プ係数制御回路３６からのタップ係数を乗算器３２で乗
算した乗算結果を加算器３３で加算して軟判定データ１
０２を生成、出力する。また、その軟判定データ１０２
を判定器３４で硬判定し、その硬判定結果と軟判定デー
タ１０２より減算器３５で等化誤差を算出する。この算
出された等化誤差は２乗回路３７に送られて２乗され、
等化２乗誤差１０３として出力される。なお、この減算
器３５の出力する等化誤差はタップ係数制御回路３６に
も入力され、タップ係数制御回路３６はこの減算器３５
からの等化誤差をもとに、乗算器３２にて遅延器３１の
出力に乗算するタップ係数を、等化２乗誤差１０３がで
きるだけ小さくなるように、ＬＭＳアルゴリズムやＲＬ
Ｓアルゴリズムなどを用いて制御する。
【００５９】適応等化器１１は、以上のように等化２乗
誤差１０３ができるだけ小さくなるようにタップ係数を
制御することによって、ベースバンド信号１０１におけ
る符号間干渉などの影響を軽減することができる。な
お、図１０に示した適応等化器１１は１次元で示してあ
るが、送信側の変調方式がＱＰＳＫなどのように、ベー
スバンド信号が２次元で表される場合には、図１０の各
処理を複素演算とすることにより実現されることは実施
の形態１の場合と同様である。
【００６０】このようにして適応等化器１１の生成した
軟判定データ１０２および等化２乗誤差１０３は信頼度
情報生成部１２ｂに送られる。信頼度情報生成部１２ｂ
はこの軟判定データ１０２を遅延検波した後、送信デー
タ成分に対応するように位相回転させ、その結果に対し
て等化２乗誤差１０３の平均値で重みづけをし、信頼度
情報１０４を生成してデインタリーブ回路１３に出力す
る。図１１はその信頼度情報生成部１２ｂの内部構成を
示すブロック図であり、相当部分には図３と同一符号を
付してその説明を省略する。図において、４３は適応等
化器１１から入力された等化２乗誤差１０３の平均値を
求める平均回路であり、４４は位相回転回路４２の出力
に対してこの平均回路４３の出力で重みづけを行い、信
頼度情報１０４ｂを生成して図９のデインタリーブ回路
１３に出力する重みづけ回路である。
【００６１】このように構成された信頼度情報生成部１
２ｂでは、実施の形態１の場合と同様に、遅延検波回路
４１で入力された軟判定データ１０２を用いて遅延検波
を行い、前記式（４）に示した遅延検波結果ＤＤout を
出力する。この遅延検波回路４１の出力する遅延検波結
果ＤＤout は位相回転回路４２に送られ、位相回転回路
４２では次に示す式（１１）のように、その遅延検波結
果ＤＤout を送信データＸ，Ｙ成分に対応させるため
に、その位相を５π／４回転させてＰＲout を出力す
る。
【００６２】
【数６】
【００６３】一方、平均回路４３では適応等化器１１か
らの等化２乗誤差１０３をＮωシンボルにわたって平均
し、前記式（３）に示す等化２乗誤差１０３の平均値σ
n 2を生成して重みづけ回路４４に入力する。重みづけ回
路４４では次の式（１２ａ）および式（１２ｂ）に示す
ように、位相回転回路４２の出力ＰＲout の虚数成分と
実数成分とを等化２乗誤差１０３の平均値σn 2にて除算
することによって重みづけした値Ｌ（Ｘ）およびＬ
（Ｙ）を信頼度情報１０４ｂとして出力する。
【００６４】
【数７】
【００６５】この信頼度情報生成部１２ｂにて生成され
た信頼度情報１０４ｂはデインタリーブ回路１３に送ら
れ、以下、実施の形態１の場合と同様に、デインタリー
ブ回路１３で送信側のインタリーブ規則に従って並べ替
えが行われて、デインタリーブされた信頼度情報１０５
として軟判定ビタビ復号器１４に出力され、この軟判定
ビタビ復号器１４において、そのデインタリーブされた
信頼度情報１０５をもとに軟判定ビタビ復号が行われて
復号データ１０６が生成、出力される。
【００６６】ここで、適応等化器１１はフェージング伝
送路において受信信号レベルが落ち込んだときにはタッ
プ係数を大きくして、軟判定データ１０２とその硬判定
結果との誤差ができるだけ小さくなるように動作する。
従って、実施の形態１のように軟判定データ１０２を遅
延検波して信頼度情報１０４ａを求めた場合には、伝送
路状態の悪化が各シンボルの信頼度情報に反映されない
可能性がある。そこで、この実施の形態２のように、式
（１２ａ）および式（１２ｂ）に示した等化２乗誤差１
０３の平均値σn 2による重みづけをすることにより、伝
送路状態が悪化したときには等化２乗誤差１０３の平均
値σn 2が大きくなり信頼度情報１０４ｂの値Ｌ（Ｘ）お
よびＬ（Ｙ）が低くなるので、実施の形態１と比べてフ
ェージング伝送路におけるビタビ復号後の特性を改善す
ることができる。
【００６７】実施の形態３．図１２はこの発明の実施の
形態３による軟判定復号器の構成を示すブロック図であ
り、実施の形態２と同等の部分およびデータには図９と
同一符号を付してその説明を省略する。図において、１
１ｂは受信信号としてのベースバンド信号１０１におけ
る符号間干渉などの影響を軽減して、軟判定データ１０
２および等化２乗誤差１０３とともにタップ係数１０７
も出力する適応等化器であり、１２ｃはこの適応等化器
１１ｂの出力する軟判定データ１０２、等化２乗誤差１
０３およびタップ係数１０７を入力し、当該軟判定デー
タ１０２を遅延検波した後、送信データ成分に対応する
ように位相回転させた結果に対して、等化２乗誤差１０
３の平均値と、タップ係数１０７から適応等化器１１ｂ
のアルゴリズムの発散を検出した結果とで重みづけを行
うことによって、軟判定ビタビ復号のための信頼度情報
１０４ｃを生成して出力する信頼度情報生成部である。
なお、この実施の形態３による軟判定復号器は、適応等
化器１１ｂより軟判定データ１０２、等化２乗誤差１０
３およびタップ係数１０７を出力し、信頼度情報生成部
１２ｃにおいてそれら軟判定データ１０２、等化２乗誤
差１０３およびタップ係数１０７より信頼度情報１０４
ｃを生成している点で、実施の形態２とは異なってい
る。
【００６８】次に動作について説明する。適応等化器１
１ｂはベースバンド信号１０１が入力されると、等化２
乗誤差１０３ができるだけ小さくなるように動作して当
該ベースバンド信号１０１における符号間干渉などの影
響を軽減し、軟判定データ１０２および等化２乗誤差１
０３を生成するとともに、そのときのタップ係数１０７
を出力する。図１３はその適応等化器１１ｂの内部構成
を示すブロック図であり、相当部分には実施の形態２に
おける図１０と同一の符号を付してその説明を省略す
る。図において、３８は判定器３４の出力を遅延させる
遅延器、３９はこの遅延器３８の出力にタップ係数制御
回路３６からのタップ係数を乗算する乗算回路、４０は
この乗算器３９の出力と加算器３３の出力とを加算して
軟判定データ１０２を生成する加算器である。この適応
等化器１１ｂは、これら遅延器３８、乗算器３９、加算
器４０を新たに設けて軟判定データ１０２の硬判定結果
を帰還するとともに、乗算器３２および３９への各タッ
プ係数を出力する構成となっている点で、図１０に示し
た実施の形態２の適応等化器１１とは相違する。なお、
この図１３において、遅延器３１、乗算器３２、加算器
３３からなる帰還構成となっていない部分をフィードフ
ォワード部、遅延器３８、乗算器３９からなる硬判定結
果を帰還する部分をフィードバック部という。
【００６９】このように構成された適応等化器１１ｂで
は、実施の形態２の場合と同様に、入力されたべースバ
ンド信号１０１を遅延器３１で遅延させ、タップ係数制
御回路３６からのタップ係数を乗算器３２でそれに乗算
し、その乗算結果を加算器３３で加算する。また、判定
器３４による軟判定データ１０２の硬判定結果と軟判定
データ１０２より減算器３５で等化誤差を算出し、タッ
プ係数制御回路３６がこの等化誤差に基づいてタップ係
数の制御を行うとともに、その等化誤差は２乗回路３７
で２乗されて等化２乗誤差１０３として出力される。な
お、このタップ係数制御回路３６の生成するタップ係数
１０７は各乗算器３２および３９に送られるとともに、
図１２に示す信頼度情報生成部１２ｃにも出力される。
また、判定器３４による硬判定結果は遅延器３８で遅延
され、乗算器３９にてタップ係数制御回路３６からのタ
ップ係数が乗算される。このフィードバック部の出力と
前記フィードフォワード部の出力とが加算器４０で加算
され、軟判定データ１０２として信頼度情報生成部１２
ｃに出力されるとともに、判定器３４および減算器３５
にも入力される。このように、適応等化器１１ｂとし
て、硬判定結果を帰還する構成とすることにより、フェ
ージング伝送路において遅延波の遅延時間が大きい場合
にも良好な特性を得ることができるという利点がある。
【００７０】このようにして適応等化器１１ｂの生成し
た軟判定データ１０２、等化２乗誤差１０３およびタッ
プ係数１０７は信頼度情報生成部１２ｃに送られる。信
頼度情報生成部１２ｃはこの軟判定データ１０２を遅延
検波した後、送信データ成分に対応するように位相回転
させ、その結果に対して、等化２乗誤差１０３の平均値
と、タップ係数１０７から適応等化器１１ｂのアルゴリ
ズムの発散を検出した結果とによって重みづけをした信
頼度情報１０４ｃを生成してデインタリーブ回路１３に
出力する。図１４はその信頼度情報生成部１２ｃの内部
構成を示すブロック図であり、相当部分には図１１と同
一符号を付してその説明を省略する。図において、４５
は適応等化器１１ｂより入力されたタップ係数１０７か
ら図１２に示す適応等化器１１ｂのアルゴリズムの発散
を検出する発散検出回路であり、４４ａは位相回転回路
４２の出力に対して、平均回路４３から出力される等化
２乗誤差１０３の平均値とともに、この発散検出回路４
５より出力される発散検出の結果とに基づいて重みづけ
を行い、信頼度情報１０４ｃを生成して図１２のデイン
タリーブ回路１３に出力する重みづけ回路である。
【００７１】このように構成された信頼度情報生成部１
２ｃでは、実施の形態２の場合と同様に、遅延検波回路
４１で入力された軟判定データ１０２を用いて遅延検波
を行い、前記式（４）に示した遅延検波結果ＤＤout を
出力する。この遅延検波結果ＤＤout は位相回転回路４
２に入力され、位相回転回路４２では前記式（１１）の
ようにその位相を５π／４回転させてＰＲout を出力す
る。一方、平均回路４３では、前記式（３）のように等
化２乗誤差１０３をＮωシンボルにわたって平均した等
化２乗誤差１０３の平均値σn 2を出力する。
【００７２】また、発散検出回路４５では入力されたタ
ップ係数１０７を用いて、図１２に示す適応等化器１１
ｂのアルゴリズムの発散を検出し、発散検出信号Ｄdet
を出力する。具体的な発散検出方法としては、適応等化
器１１ｂのアルゴリズムが発散したときにフィードフォ
ワード部のタップ係数は０に近い値、フィードバック部
のタップ係数は１に近い値となるため、タップ係数１０
７を所定のしきい値と比較することによってアルゴリズ
ムの発散を検出することができる。重みづけ回路４４ａ
はこれら等化２乗誤差１０３の平均値σn 2および発散検
出信号Ｄdet が入力されると、次に示す式（１３ａ）お
よび式（１３ｂ）のように、位相回転回路４２の出力Ｐ
Ｒout の虚数成分と実数成分に対して、等化２乗誤差１
０３の平均値σn 2と発散検出信号Ｄdet にて重みづけし
た値Ｌ（Ｘ）およびＬ（Ｙ）を信頼度情報１０４ｃとし
て出力する。ただし、この式（１３ａ）、式（１３ｂ）
では、発散検出回路４５が発散を検出した場合には発散
検出信号Ｄdet として１を出力し、発散を検出していな
い場合には発散検出信号Ｄdet として０を出力するもの
としている。
【００７３】
【数８】
【００７４】図１３に示すように、適応等化器１１ｂに
軟判定データ１０２の硬判定結果を帰還する構成のもの
を用いた場合、この適応等化器１１ｂのアルゴリズムが
発散したときには送信データと関連のないランダムな軟
判定データ１０２が出力される。しかし、この軟判定デ
ータ１０２は硬判定結果との誤差が小さいので等化２乗
誤差１０３は小さな値となり、実施の形態２のようにし
て信頼度情報１０４ｃを求めた場合には、実際には信頼
度が低いのにもかかわらず、信頼度の高い信頼度情報１
０４ｃを出力してしまう。そこでこの実施の形態３にお
いては、適応等化器１１ｂのタップ係数１０７から当該
適応等化器１１ｂのアルゴリズムの発散を検出し、アル
ゴリズムが発散したと判断したときには信頼度情報１０
４ｃの信頼度を低くしており、これにより実施の形態２
と比べてビタビ復号後の特性を改善することが可能とな
る。
【００７５】実施の形態４．図１５はこの発明の実施の
形態４による軟判定復号器の構成を示すブロック図であ
り、実施の形態２と同等の部分およびデータには図９と
同一符号を付してその説明を省略する。図において、１
２ｄは適応等化器１１の出力する軟判定データ１０２と
等化２乗誤差１０３を入力し、軟判定データ１０２と位
相差に対応する情報が１となる連続する２シンボルの信
号点の組み合わせ、すなわち送信データが１となるパタ
ーンとの誤差の最小値と、軟判定データ１０２と位相差
に対応する情報が０となる連続する２シンボルの信号点
の組み合わせ、すなわち送信データが０となるパターン
との誤差の最小値をそれぞれ求めて、それら誤差の最小
値の差に対して等化２乗誤差１０３の平均値による重み
づけを行い、軟判定ビタビ復号のための信頼度情報１０
４ｄを生成して出力する信頼度情報生成部である。な
お、この実施の形態４による軟判定復号器は、信頼度情
報生成部１２ｄが軟判定データ１０２と送信データが１
あるいは０となるパターンとの誤差の最小値の差に対し
て、等化２乗誤差１０３の平均値で重みづけを行ってい
る点で、実施の形態２とは異なっている。
【００７６】次に動作について説明する。適応等化器１
１はベースバンド信号１０１が入力されると、実施の形
態２の場合と同様に、等化２乗誤差１０３ができるだけ
小さくなるように動作して、当該ベースバンド信号１０
１における符号間干渉などの影響を軽減し、軟判定デー
タ１０２と等化２乗誤差１０３とを出力する。この軟判
定データ１０２および等化２乗誤差１０３は信頼度情報
生成部１２ｄに入力され、信頼度情報生成部１２ｄはそ
の軟判定データ１０２と送信データが１となるパターン
との誤差の最小値、および軟判定データ１０２と送信デ
ータが０となるパターンの誤差の最小値を求め、両者の
差に対して等化２乗誤差１０３の平均値に基づく重みづ
けを行って、軟判定ビタビ復号のための信頼度情報１０
４ｄを生成する。
【００７７】図１６はそのような信頼度情報生成部１２
ｄの内部構成を示すブロック図である。図において、４
６ａ〜４６ｄは適応等化器１１からの軟判定データ１０
２と、送信データＸ（Ｙ）が１となるパターンとの誤差
ＥXa〜ＥXd（ＥYa〜ＥYd）を計算する誤差計算回路であ
り、４６ｅ〜４６ｈは前記軟判定データ１０２と、送信
データＸ（Ｙ）が０となるパターンとの誤差ＥXe〜ＥXh
（ＥYe〜ＥYh）を計算する誤差計算回路である。４７ａ
はその誤差計算回路４６ａ〜４６ｄで算出された誤差Ｅ
Xa〜ＥXd（ＥYa〜ＥYd）の中から最小値ＥX1min （Ｅ
Y1min ）を選択する最小値選択回路であり、４７ｂは誤
差計算回路４６ｅ〜４６ｈで算出された誤差ＥXe〜ＥXh
（ＥYe〜ＥYh）の中から最小値ＥX0min （ＥY0min ）を
選択する最小値選択回路である。４８はこれら最小値選
択回路４７ａおよび４７ｂよりそれぞれ出力される誤差
の最小値ＥX1min （ＥY1min ）とＥX0min （ＥY0min ）
との差を求める減算器である。４３は適応等化器１１か
らの等化２乗誤差１０３の平均値σn 2を求める平均回路
であり、４４ｂは減算器４８の出力に対して、この平均
回路４３からの等化２乗誤差１０３の平均値σn 2で重み
づけを行って信頼度情報１０４ｄを生成する重みづけ回
路である。
【００７８】このように構成された信頼度情報生成部１
２ｄでは、その誤差計算回路４６ａ〜４６ｄにおいて、
適応等化器１１より入力された軟判定データ１０２と送
信データＸが１となるパターンとの誤差ＥXa〜ＥXdを計
算するとともに、その誤差計算回路４６ｅ〜４６ｈにお
いて、前記軟判定データ１０２と位相差に対応する情報
が０となる連続する２シンボルの信号点の組み合わせと
の誤差として、軟判定データ１０２と送信データＸが０
となるパターンとの誤差ＥXe〜ＥXhを計算する。
【００７９】ここで、例えば、図２０に示した作動符号
化規則において、送信データＸが１となるパターンを列
挙すると、（ｘ- n，ｙ- n）が（１，１）でｘ- n-1が−１
のとき、（ｘ- n，ｙ- n）が（１，−１）でｙ- n-1が１の
とき、（ｘ- n，ｙ- n）が（−１，−１）でｘ- n-1が１の
とき、および（ｘ- n，ｙ- n）が（−１，１）でｙ- n-1が
−１のときの４つのパターンが存在する。これは図２０
における現シンボルの信号点の枠の右半分に相当する。
同様に、送信データＸが０となるパターンとしては、
（ｘ- n，ｙ- n）が（−１，−１）でｘ- n-1が−１のと
き、（ｘ- n，ｙ- n）が（−１，１）でｙ- n-1が１のと
き、（ｘ- n，ｙ- n）が（１，１）でｘ- n-1が１のとき、
および（ｘ- n，ｙ- n）が（１，−１）でｙ- n-1が−１の
ときの４つのパターンが存在し、これは図２０における
現シンボルの信号点の枠の左半分に相当する。
【００８０】誤差計算回路４６ａ〜４６ｄではそれら送
信データＸが１となる４つのパターン（図２０の現シン
ボルの信号点の枠の右半分）と軟判定データ１０２との
誤差ＥXa〜ＥXdを、それぞれ次の式（１４ａ）に従って
計算する。また、誤差計算回路４６ｅ〜４６ｈでは同様
にして、それら送信データＸが０となる４つのパターン
（図２０の現シンボルの信号点の枠の左半分）と軟判定
データ１０２との誤差ＥXe〜ＥXhを、それぞれ次の式
（１４ｂ）に従って計算する。
【００８１】 ＥXa＝［（ｘn −１）2 ＋（ｙn −１）2＋（ｘn-1 ＋１）2 ］ ＥXb＝［（ｘn −１）2 ＋（ｙn ＋１）2＋（ｙn-1 −１）2 ］ ＥXc＝［（ｘn ＋１）2 ＋（ｙn ＋１）2＋（ｘn-1 −１）2 ］ ＥXd＝［（ｘn ＋１）2 ＋（ｙn −１）2＋（ｙn-1 ＋１）2 ］ ・・・・・・（１４ａ） ＥXe＝［（ｘn −１）2 ＋（ｙn −１）2＋（ｘn-1 −１）2 ］ ＥXf＝［（ｘn −１）2 ＋（ｙn ＋１）2＋（ｙn-1 ＋１）2 ］ ＥXg＝［（ｘn ＋１）2 ＋（ｙn ＋１）2＋（ｘn-1 ＋１）2 ］ ＥXh＝［（ｘn ＋１）2 ＋（ｙn −１）2＋（ｙn-1 ＋１）2 ］ ・・・・・・（１４ｂ）
【００８２】この誤差計算回路４６ａ〜４６ｄで算出さ
れた誤差ＥXa〜ＥXdは最小値選択回路４７ａに、誤差計
算回路４６ｅ〜４６ｈで算出された誤差ＥXe〜ＥXhは最
小値選択回路４７ｂにそれぞれ入力され、最小値選択回
路４７ａおよび４７ｂでは次の式（１５ａ）に示すよう
に、誤差ＥXa〜ＥXdの最小値ＥX1min および誤差ＥXe〜
ＥXhの最小値ＥX0min をそれぞれ選択して出力する。
【００８３】 ＥX1min ＝ｍｉｎ｛ＥXa，ＥXb，ＥXc，ＥXd｝ ＥX0min ＝ｍｉｎ｛ＥXe，ＥXf，ＥXg，ＥXh｝ ・・・・・・・・（１５ａ）
【００８４】また、平均回路４３では適応等化器１１か
らの等化２乗誤差１０３を受け取ると、その等化２乗誤
差１０３を前記式（３）に示したようにＮωシンボルに
わたって平均し、等化２乗誤差１０３の平均値σn 2を求
めて重みづけ回路４４ｂに出力する。一方、減算器４８
は最小値選択回路４７ａおよび４７ｂの出力する誤差の
最小値ＥX1min とＥX0min との差を求め、それを重みづ
け回路４４ｂに出力する。重みづけ回路４４ｂではその
減算器４８の出力に対して、次の式（１６ａ）に示すよ
うに、それを平均回路４３からの等化２乗誤差１０３の
平均値σn 2で除算することによって重みづけを行い、得
られた値Ｌ（Ｘ）を信頼度情報１０４ｄとしてデインタ
リーブ回路１３に出力する。
【００８５】
【数９】
【００８６】なお、送信データＹについても同様に、誤
差計算回路４６ａ〜４６ｄおよび４６ｅ〜４６ｈにおい
て、次の式（１４ｃ）と式（１４ｄ）に従って、軟判定
データ１０２と送信データＹが１あるいは０となるパタ
ーンとの誤差ＥYa〜ＥYdおよびＥYe〜ＥYhをそれぞれ計
算し、最小値選択回路４７ａおよび４７ｂにて次の式
（１５ｂ）に示すように、それらの誤差ＥYa〜ＥYdある
いはＥYe〜ＥYhの最小値ＥY1min およびＥY0min をそれ
ぞれ選択する。
【００８７】 ＥYa＝［（ｘn −１）2 ＋（ｙn −１）2 ＋（ｙn-1 ＋１）2 ］ ＥYb＝［（ｘn −１）2 ＋（ｙn ＋１）2 ＋（ｘn-1 ＋１）2 ］ ＥYc＝［（ｘn ＋１）2 ＋（ｙn ＋１）2 ＋（ｙn-1 −１）2 ］ ＥYd＝［（ｘn ＋１）2 ＋（ｙn −１）2 ＋（ｘn-1 −１）2 ］ ・・・・・・（１４ｃ） ＥYe＝［（ｘn −１）2 ＋（ｙn −１）2 ＋（ｙn-1 −１）2 ］ ＥYf＝［（ｘn −１）2 ＋（ｙn ＋１）2 ＋（ｘn-1 −１）2 ］ ＥYg＝［（ｘn ＋１）2 ＋（ｙn ＋１）2 ＋（ｙn-1 ＋１）2 ］ ＥYh＝［（ｘn ＋１）2 ＋（ｙn −１）2 ＋（ｘn-1 ＋１）2 ］ ・・・・・・（１４ｄ） ＥY1min ＝ｍｉｎ｛ＥYa，ＥYb，ＥYc，ＥYd｝ ＥY0min ＝ｍｉｎ｛ＥYe，ＥYf，ＥYg，ＥYh｝ ・・・・・・・・（１５ｂ）
【００８８】そして、その誤差の最小値ＥY1min とＥ
Y0min との差を減算器４８で求め、それに対して重みづ
け回路４４ｂで、次の式（１６ｂ）に示すように等化２
乗誤差１０３の平均値σn 2で除算することによって重み
づけし、得られた値Ｌ（Ｙ）を信頼度情報１０４ｄとし
てデインタリーブ回路１３に出力する。
【００８９】
【数１０】
【００９０】なお、以上の処理は、従来の軟判定復号器
における信頼度情報１０４の算出式である式（２ａ）お
よび式（２ｂ）において、４つの指数関数（ｅｘｐ）の
項のうち最大のもののみを用いた場合に相当し、従来の
軟判定復号器を用いた場合と同等の特性を得ることがで
きる。また、この実施の形態４による軟判定復号器で
は、指数関数（ｅｘｐ）や対数関数（ｌｏｇ）の演算が
ないので、従来の軟判定復号器に比べて信頼度情報１０
４の生成に必要な演算量あるいはハードウェア規模を削
減することができる。
【００９１】実施の形態５．図１７はこの発明の実施の
形態５による軟判定復号器の構成を示すブロック図であ
り、実施の形態４と同等の部分およびデータには図９と
同一符号を付してその説明を省略する。図において、１
１ｂは受信信号としてのベースバンド信号１０１におけ
る符号間干渉などの影響を軽減して、軟判定データ１０
２および等化２乗誤差１０３とともにタップ係数１０７
も出力する適応等化器であり、１２ｅは適応等化器１１
ｂの出力する軟判定データ１０２、等化２乗誤差１０３
およびタップ係数１０７を入力し、軟判定データ１０２
と送信データが１あるいは０となるパターンとの誤差の
最小値をそれぞれ求め、それら両者の差に対して、等化
２乗誤差１０３の平均値と、タップ係数１０７から適応
等化器１１ｂのアルゴリズムの発散を検出した結果とに
よって重みづけを行い、軟判定ビタビ復号のための信頼
度情報１０４ｅを生成して出力する信頼度情報生成部で
ある。なお、この実施の形態５による軟判定復号器は、
信頼度情報生成部１２ｅが軟判定データ１０２と送信デ
ータが１あるいは０となるパターンとの誤差の最小値の
差に対する重みづけを、等化２乗誤差１０３と、タップ
係数１０７から検出した適応等化器１１ｂのアルゴリズ
ムの発散検出結果とに基づいて行っている点で、実施の
形態４とは異なっている。
【００９２】次に動作について説明する。適応等化器１
１ｂはベースバンド信号１０１が入力されると、実施の
形態３の場合と同様に、等化２乗誤差１０３ができるだ
け小さくなるように動作して当該ベースバンド信号１０
１における符号間干渉などの影響を軽減し、軟判定デー
タ１０２、等化２乗誤差１０３およびそのときのタップ
係数１０７を出力する。この軟判定データ１０２、等化
２乗誤差１０３およびタップ係数１０７は信頼度情報生
成部１２ｅに入力され、信頼度情報生成部１２ｅはその
軟判定データ１０２と送信データが１となるパターンと
の誤差の最小値と、軟判定データ１０２と送信データが
０となるパターンとの誤差の最小値をそれぞれ求め、そ
れら両者の差に対して等化２乗誤差１０３の平均値と、
タップ係数１０７から適応等化器１１ｂのアルゴリズム
の発散を検出した結果とに基づいて重みづけを行って信
頼度情報１０４ｅを生成する。
【００９３】図１８はそのような信頼度情報生成部１２
ｅの内部構成を示すブロック図であり、相当部分には図
１６と同一の符号を付してその説明を省略する。図にお
いて、４５は適応等化器１１ｂから受けたタップ係数１
０７より、適応等化器１１ｂのアルゴリズムの発散を検
出して発散検出信号Ｄdet を生成する発散検出回路であ
り、４４ｃは減算器４８が算出した、最小値選択回路４
７ａより出力される誤差ＥXa〜ＥXd（ＥYa〜ＥYd）の最
小値ＥX1min（ＥY1min）と、最小値選択回路４７ｂより
出力される誤差ＥXe〜ＥXh（ＥYe〜ＥYh）の最小値Ｅ
X0min（ＥY0min）との差に対して、平均回路４３から出
力される等化２乗誤差１０３の平均値σn 2と、この発散
検出回路４５より出力される発散検出信号Ｄdet とに基
づいて重みづけを行い、信頼度情報１０４ｅを生成して
図１７のデインタリーブ回路１３に出力する重みづけ回
路である。
【００９４】このように構成された信頼度情報生成部１
２ｅでは、実施の形態４の場合と同様に、誤差計算回路
４６ａ〜４６ｄにおいて入力された軟判定データ１０２
と送信データＸが１となるパターンとの誤差ＥXa〜ＥXd
を、誤差計算回路４６ｅ〜４６ｈにおいて送信データＸ
が０となるパターンとの誤差ＥXe〜ＥXhを、それぞれ式
（１４ａ）に従って計算する。また、最小値選択回路４
７ａおよび４７ｂでは式（１５ａ）のように、誤差ＥXa
〜ＥXdの最小値ＥX1min および誤差ＥXe〜ＥXhの最小値
ＥX0min をそれぞれ選択し、それを減算器４８に出力す
る。一方、平均回路４３では式（３）に示すように等化
２乗誤差１０３をＮωシンボルにわたって平均し、その
等化２乗誤差１０３の平均値σn 2を出力する。また、発
散検出回路４５はタップ係数１０７を所定のしきい値と
比較することによって、図１７に示す適応等化器１１ｂ
のアルゴリズムの発散を検出し、発散検出信号Ｄdet を
出力する。
【００９５】減算器４８では前記最小値選択回路４７ａ
および４７ｂからの誤差ＥXa〜ＥXdの最小値ＥX1min お
よび誤差ＥXe〜ＥXhの最小値ＥX0min を受け取ると、そ
れらの差を求めてそれを重みづけ回路４４ｃに送る。重
みづけ回路４４ｃではその減算器４８の出力に対して、
平均回路４３から出力された等化２乗誤差１０３の平均
値σn 2と発散検出回路４５から出力された発散検出信号
Ｄdet とを用いて、以下に示した式（１７ａ）に基づい
た重みづけを行い、得られた値Ｌ（Ｘ）を信頼度情報１
０４ｅとしてデインタリーブ回路１３に出力する。
【００９６】
【数１１】
【００９７】なお、送信データＹについても同様に、式
（１４ｂ）に従って算出された誤差ＥYa〜ＥYdおよびＥ
Ye〜ＥYhの最小値ＥY1min およびＥY0min を式（１５
ｂ）のように求め、その両者の差に対して、等化２乗誤
差１０３の平均値σn 2と発散検出信号Ｄdet を用いて以
下に示した式（１７ｂ）に基づいた重みづけを行い、得
られた値Ｌ（Ｙ）を信頼度情報１０４ｅとしてデインタ
リーブ回路１３に出力する。
【００９８】
【数１２】
【００９９】ここで、この実施の形態５においても、適
応等化器１１ｂとして図１３に示すような軟判定データ
１０２の硬判定結果を帰還する構成のものを用いた場
合、この適応等化器１１ｂのアルゴリズムが発散したと
きには送信データと関連のないランダムな軟判定データ
１０２が出力される。しかし、この軟判定データ１０２
は硬判定結果との誤差が小さいので等化２乗誤差１０３
は小さな値となり、実施の形態４のようにして信頼度情
報１０４ｅを求めた場合には、実際には信頼度が低いの
にもかかわらず、信頼度の高い信頼度情報１０４ｅを出
力してしまう。そこでこの実施の形態５においては、適
応等化器１１ｂのタップ係数１０７から当該適応等化器
１１ｂのアルゴリズムの発散を検出し、アルゴリズムが
発散したと判断したときには信頼度情報１０４ｅの信頼
度を低くしており、これにより実施の形態４と比べてビ
タビ復号後の特性を改善することが可能となる。
【０１００】
【発明の効果】以上のように、請求項１記載の発明によ
れば、信頼度情報生成部が、適応等化器の出力する軟判
定データを入力し、その軟判定データを用いて遅延検波
した後、送信データ成分に対応させるためにそれを位相
回転させ、軟判定ビタビ復号のための信頼度情報を出力
するように構成したので、信頼度情報生成に必要な演算
量あるいはハードウェア規模の増加を抑えつつ、硬判定
ビタビ復号を行った場合と比べてビタビ復号後の特性を
改善することが可能な軟判定復号器が得られる効果があ
る。
【０１０１】請求項２記載の発明によれば、信頼度情報
生成部が、適応等化器の出力する軟判定データおよび等
化２乗誤差を入力し、その軟判定データを用いて遅延検
波した後、送信データ成分に対応させるためにそれを位
相回転させ、その結果に対して、等化２乗誤差の平均値
にて重みづけを行うことにより軟判定ビタビ復号のため
の信頼度情報を出力するように構成したので、フェージ
ング伝送路におけるビタビ復号後の特性をさらに改善す
ることができる効果がある。
【０１０２】請求項３記載の発明によれば、信頼度情報
生成部が、適応等化器の出力する軟判定データ、等化２
乗誤差およびタップ係数を入力し、その軟判定データを
用いて遅延検波した後、送信データ成分に対応させるた
めにそれを位相回転させ、その結果に対して、等化２乗
誤差の平均値と、タップ係数から適応等化器のアルゴリ
ズムの発散を検出した結果とによって重みづけを行うこ
とにより、軟判定ビタビ復号のための信頼度情報を出力
するように構成したので、ビタビ復号後の特性をさらに
改善することができる効果がある。
【０１０３】請求項４記載の発明によれば、信頼度情報
生成部が、適応等化器の出力する軟判定データおよび等
化２乗誤差を入力し、その軟判定データと、送信データ
が１となるパターンとの誤差の最小値、および送信デー
タが０となるパターンとの誤差の最小値を求め、それら
の差に対して等化２乗誤差の平均値にて重みづけを行う
ことにより、軟判定ビタビ復号のための信頼度情報を出
力するように構成したので、信頼度情報生成に必要な演
算量あるいはハードウェア規模の増加を抑えつつ、硬判
定ビタビ復号を行った場合と比べてビタビ復号後の特性
を改善することが可能な軟判定復号器が得られる効果が
ある。
【０１０４】請求項５記載の発明によれば、信頼度情報
生成部が、適応等化器の出力する軟判定データ、等化２
乗誤差およびタップ係数を入力し、その軟判定データ
と、送信データが１となるパターンとの誤差の最小値、
および送信データが０となるパターンとの誤差の最小値
を求め、それらの差に対して、等化２乗誤差の平均値
と、タップ係数から適応等化器のアルゴリズムの発散を
検出した結果とによって重みづけを行うことにより、軟
判定ビタビ復号のための信頼度情報を出力するように構
成したので、ビタビ復号後の特性をさらに改善すること
ができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による軟判定復号器
の構成を示すブロック図である。
【図２】 実施の形態１における適応等化器の内部構成
を示すブロック図である。
【図３】 実施の形態１における信頼度情報生成部の内
部構成を示すブロック図である。
【図４】 実施の形態１におけるデインタリーブ回路の
動作の概念を示す説明図である。
【図５】 実施の形態１における軟判定ビタビ復号器の
内部構成を示すブロック図である。
【図６】 実施の形態１における畳込み符号化を説明す
るための説明図である。
【図７】 実施の形態１におけるビタビ復号の原理を示
す説明図である。
【図８】 実施の形態１におけるビタビ復号の原理を示
す説明図である。
【図９】 この発明の実施の形態２による軟判定復号器
の構成を示すブロック図である。
【図１０】 実施の形態２における適応等化器の内部構
成を示すブロック図である。
【図１１】 実施の形態２における信頼度情報生成部の
内部構成を示すブロック図である。
【図１２】 この発明の実施の形態３による軟判定復号
器の構成を示すブロック図である。
【図１３】 実施の形態３における適応等化器の内部構
成を示すブロック図である。
【図１４】 実施の形態３における信頼度情報生成部の
内部構成を示すブロック図である。
【図１５】 この発明の実施の形態４による軟判定復号
器の構成を示すブロック図である。
【図１６】 実施の形態４における信頼度情報生成部の
内部構成を示すブロック図である。
【図１７】 この発明の実施の形態５による軟判定復号
器の構成を示すブロック図である。
【図１８】 実施の形態５における信頼度情報生成部の
内部構成を示すブロック図である。
【図１９】 従来の軟判定復号器の構成を示すブロック
図である。
【図２０】 差動符号化規則の一例を示す説明図であ
る。
【図２１】 差動符号化の概念を位相平面上で示した説
明図である。
【図２２】 従来の軟判定復号器における信頼度情報生
成部の内部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１，１１ａ，１１ｂ 適応等化器、１２ａ，１２ｂ，
１２ｃ，１２ｄ，１２ｅ 信頼度情報生成部、１４ 軟
判定ビタビ復号器、１０１ べースバンド信号（受信信
号）、１０２ 軟判定データ、１０３ 等化２乗誤差、
１０４ａ，１０４ｂ，１０４ｃ，１０４ｄ，１０４ｅ
信頼度情報、１０６ 復号データ，１０７ タップ係
数。

Claims (5)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 受信信号における符号間干渉などの影響
    を軽減し、軟判定データを出力する適応等化器と、 前記適応等化器より出力される軟判定データを受けて、
    その遅延検波を行った後、それを送信データ成分に対応
    するように位相回転させて信頼度情報を生成する信頼度
    情報生成部と、 前記信頼度情報生成部の生成した信頼度情報に基づいた
    軟判定ビタビ復号を行って復号データを出力する軟判定
    ビタビ復号器とを備えた軟判定復号器。
  2. 【請求項２】 適応等化器が、軟判定データとともに等
    化２乗誤差も出力するものであり、 信頼度情報生成部が、前記適応等化器より出力される軟
    判定データおよび等化２乗誤差を受けて、前記軟判定デ
    ータの遅延検波を行った後、それを送信データ成分に対
    応するように位相回転させ、その結果に対して、前記等
    化２乗誤差の平均値で重みづけを行うことにより信頼度
    情報を生成するものであることを特徴とする請求項１記
    載の軟判定復号器。
  3. 【請求項３】 適応等化器が、軟判定データおよび等化
    ２乗誤差とともに、タップ係数も出力するものであり、 信頼度情報生成部が、前記適応等化器より出力される軟
    判定データ、等化２乗誤差およびタップ係数を受けて、
    前記軟判定データの遅延検波を行った後、それを送信デ
    ータ成分に対応するように位相回転させ、その結果に対
    して、前記等化２乗誤差の平均値と、前記タップ係数か
    ら前記適応等化器のアルゴリズムの発散を検出した結果
    とに基づいて重みづけを行うことにより信頼度情報を生
    成するものであることを特徴とする請求項２記載の軟判
    定復号器。
  4. 【請求項４】 受信信号における符号間干渉などの影響
    を軽減し、軟判定データおよび等化２乗誤差を出力する
    適応等化器と、 前記適応等化器より出力される軟判定データおよび等化
    ２乗誤差を受けて、前記軟判定データと位相差に対応す
    る情報が１となる連続する２シンボルの信号点の組み合
    わせとの誤差の最小値、および前記軟判定データと位相
    差に対応する情報が０となる連続する２シンボルの信号
    点の組み合わせとの誤差の最小値をそれぞれ求め、それ
    ら２つの誤差の最小値の差に対して、前記等化２乗誤差
    の平均値で重みづけを行うことにより信頼度情報を生成
    する信頼度情報生成部と、 前記信頼度情報生成部の生成した信頼度情報に基づいた
    軟判定ビタビ復号を行って復号データを出力する軟判定
    ビタビ復号器とを備えた軟判定復号器。
  5. 【請求項５】 適応等化器が、軟判定データおよび等化
    ２乗誤差とともに、タップ係数も出力するものであり、 信頼度情報生成部が、前記適応等化器より出力される軟
    判定データ、等化２乗誤差およびタップ係数を受けて、
    前記軟判定データと位相差に対応する情報が１となる連
    続する２シンボルの信号点の組み合わせとの誤差の最小
    値、および前記軟判定データと位相差に対応する情報が
    ０となる連続する２シンボルの信号点の組み合わせとの
    誤差の最小値をそれぞれ求め、それら２つの誤差の最小
    値の差に対して、前記等化２乗誤差の平均値と、前記タ
    ップ係数から前記適応等化器のアルゴリズムの発散を検
    出した結果とに基づいて重みづけを行うことにより信頼
    度情報を生成するものであることを特徴とする請求項４
    記載の軟判定復号器。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012070369A1 (ja) 2010-11-26 2012-05-31 三菱電機株式会社 軟判定値生成回路

Families Citing this family (38)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6314441B1 (en) * 1997-04-30 2001-11-06 Agere Systems Inc Robust method for providing tap leakage in adaptive equalizer systems
US6438180B1 (en) 1997-05-09 2002-08-20 Carnegie Mellon University Soft and hard sequence detection in ISI memory channels
US6201839B1 (en) * 1997-05-09 2001-03-13 Carnegie Mellon University Method and apparatus for correlation-sensitive adaptive sequence detection
US6078625A (en) * 1997-10-20 2000-06-20 Sicom, Inc. Pragmatic decoder and method therefor
IL132888A0 (en) 1999-11-11 2001-03-19 Surf Comm Solutions Ltd Channel load balancing
US6792039B1 (en) * 1997-11-13 2004-09-14 Surf Communication Solutions Ltd. Method for controlled reducing of processor utilization by a soft modem and a soft modem with controlled different processor utilization modes
US7200168B1 (en) 1997-11-13 2007-04-03 Surf Communication Solutions Ltd. Stable operation of media gateway
FR2776873B1 (fr) * 1998-03-25 2000-06-02 Matra Communication Procede de detection d'une sequence de symboles discrets a partir d'un signal d'observation, et processeur de viterbi mettant en oeuvre un tel procede
US6226318B1 (en) * 1998-03-31 2001-05-01 Zenith Electronics Corporation Detection of code vectors in single frequency, multiple transmitter networks
US6947481B1 (en) * 2000-05-17 2005-09-20 Zenith Electronics Corporation Code enhanced equalization based upon a reliability factor
JP3183266B2 (ja) * 1998-08-18 2001-07-09 日本電気株式会社 自動周波数制御回路
JP4147647B2 (ja) * 1998-11-09 2008-09-10 ソニー株式会社 データ処理装置およびデータ処理方法、並びに記録媒体
JP4517409B2 (ja) * 1998-11-09 2010-08-04 ソニー株式会社 データ処理装置およびデータ処理方法
JP4344964B2 (ja) * 1999-06-01 2009-10-14 ソニー株式会社 画像処理装置および画像処理方法
JP3796076B2 (ja) * 1999-09-07 2006-07-12 松下電器産業株式会社 Ｏｆｄｍ通信装置
JP4344968B2 (ja) * 1999-10-28 2009-10-14 ソニー株式会社 画像処理装置および画像処理方法、並びにデータ処理装置およびデータ処理方法
US7257642B1 (en) 1999-11-11 2007-08-14 Surp Communication Solutions Ltd. Channel load balancing
US6625236B1 (en) * 2000-02-08 2003-09-23 Ericsson Inc. Methods and systems for decoding symbols by combining matched-filtered samples with hard symbol decisions
US20030014484A1 (en) * 2000-11-09 2003-01-16 Arnon Netzer Scheduling in a remote-access server
DE10009443A1 (de) * 2000-02-29 2001-08-30 Philips Corp Intellectual Pty Empfänger und Verfahren zum Detektieren und Dekodieren eines DQPSK-modulierten und kanalkodierten Empfangssignals
AU2001241011A1 (en) * 2000-05-09 2001-11-20 Surf Communication Solutions, Ltd. Always-on access server pool
US6760385B1 (en) * 2000-05-30 2004-07-06 Adtran, Inc. Universal parallel processing decoder
FI20001513A7 (fi) 2000-06-26 2001-12-27 Nokia Corp Menetelmä tiedonsiirron laadun parantamiseksi
FR2811181B1 (fr) * 2000-06-29 2005-08-12 Sagem Procede d'egalisation d'un signal transmis via un canal et utilisation en telephonie mobile
US6671852B1 (en) * 2000-09-06 2003-12-30 Motorola, Inc. Syndrome assisted iterative decoder for turbo codes
EP1217798B1 (en) * 2000-12-19 2007-11-07 NTT DoCoMo, Inc. Adaptive equalization method and adaptive equalizer
ATE377315T1 (de) * 2001-09-10 2007-11-15 Alcatel Lucent Empfänger mit drei entscheidungsschaltungen
US7313122B2 (en) * 2002-07-10 2007-12-25 Broadcom Corporation Multi-user carrier frequency offset correction for CDMA systems
US7050514B2 (en) * 2003-08-13 2006-05-23 Motorola, Inc. Interference estimation and scaling for efficient metric storage and interference immunity
US7424003B2 (en) * 2004-03-08 2008-09-09 Surf Communication Solutions Multi-parameter scheduling in communication systems
US7502412B2 (en) * 2004-05-20 2009-03-10 Qisda Corporation Adaptive channel estimation using decision feedback
JP2005341258A (ja) * 2004-05-27 2005-12-08 Matsushita Electric Ind Co Ltd 多値変調対応等化処理装置、受信信号処理システム、受信機及び多値変調対応等化処理方法
US20050289433A1 (en) * 2004-06-25 2005-12-29 Itschak Weissman Discrete universal denoising with error correction coding
US7269781B2 (en) * 2004-06-25 2007-09-11 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Discrete universal denoising with reliability information
US7971131B1 (en) 2005-05-06 2011-06-28 Hewlett-Packard Development Company, L.P. System and method for iterative denoising and error correction decoding
US7434146B1 (en) 2005-05-06 2008-10-07 Helwett-Packard Development Company, L.P. Denoising and error correction for finite input, general output channel
US8098773B1 (en) 2005-09-19 2012-01-17 Piesinger Gregory H Communication method and apparatus
WO2014091879A1 (ja) * 2012-12-14 2014-06-19 三菱電機株式会社 Ｑａｍ変調通信システムの多値差動復号装置および方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA2054049C (en) * 1990-11-05 1996-02-06 Henry L. Kazecki Apparatus and method for removing distortion in a received signal
US5363408A (en) * 1992-03-24 1994-11-08 General Instrument Corporation Mode selective quadrature amplitude modulation communication system
US5583889A (en) * 1994-07-08 1996-12-10 Zenith Electronics Corporation Trellis coded modulation system for HDTV

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2012070369A1 (ja) 2010-11-26 2012-05-31 三菱電機株式会社 軟判定値生成回路
US8914715B2 (en) 2010-11-26 2014-12-16 Mitsubishi Electric Corporation Soft decision value generation circuit to reduce calculation amounts and hardware scale

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Publication number Publication date
CA2196480A1 (en) 1998-03-01
US5920599A (en) 1999-07-06
CA2196480C (en) 2002-04-16

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