JPH11313117A

JPH11313117A - 周波数制御方法及び直交検波回路及びｆｓｋ受信機

Info

Publication number: JPH11313117A
Application number: JP11011971A
Authority: JP
Inventors: Hisatsugu Kawai; 久嗣川井
Original assignee: Kokusai Electric Co Ltd
Current assignee: Kokusai Denki Electric Inc
Priority date: 1998-02-27
Filing date: 1999-01-20
Publication date: 1999-11-09
Also published as: US6553083B1

Abstract

(57)【要約】【課題】従来の周波数制御方法及び直交検波回路及び
ＦＳＫ受信機では、ＶＣＯが出力する信号の周波数を適
切に制御できず、また、回路規模が増大するという問題
点があったが、本発明では、回路規模を縮小でき、ＶＣ
Ｏを適切に制御できる周波数制御方法及び直交検波回路
及びＦＳＫ受信機を提供する。【解決手段】遅延回路２１と回転方向デコーダ２８と
第１の積分放電回路２５ａとが受信した信号の信号点の
回転方向を検知し、遅延回路２２とＸＯＲ回路２３と加
算器２４と第２の積分放電回路２５ｂとが受信した信号
の信号点の回転量を検知し、これらを元に判定回路１２
がシンボルを判定し、標準化回路１３が出力する理想的
な信号との比較によって、ＡＦＣ回路１５がＶＣＯ１が
出力する信号の周波数を制御する周波数制御方法及び直
交検波回路及びＦＳＫ受信機である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、デジタル無線受信
機等に用いられる周波数制御方法及び直交検波回路及び
ＦＳＫ（Frequency Shift Keying：周波数偏移）受信機
に係り、特に回路規模を縮小でき、周波数制御の精度を
向上できる、周波数制御方法及び直交検波回路及びＦＳ
Ｋ受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の直交検波回路について図４を用い
て説明する。図４は、従来の直交検波回路の構成ブロッ
ク図である。従来の直交検波回路は、図４に示すよう
に、発振周波数を出力するＶＣＯ（電圧制御発振器）１
と、信号の位相を９０°移相する移相器２と、２つの信
号を乗算する第１のミキサ回路３ａ，第２のミキサ回路
３ｂと、高周波成分を除去する第１のＬＰＦ（低域通過
フィルタ）４ａ，第２のＬＰＦ４ｂと、特定のしきい値
を超えているか否かのディジタル信号を出力する第１の
コンパレータ５ａ，第２のコンパレータ５ｂと、入力信
号を平均化する第１の移動平均回路６ａ，第２の移動平
均回路６ｂと、位相角を演算する位相角検出器７と、位
相角信号を微分する微分器８と、入力信号を１シンボル
時間に当たり積分する積分放電回路９と、入力信号にお
ける位相の変化点を検知する位相検出回路１０と、位相
の変化点の検知を示す信号が入力されると同期信号を出
力する同期回路１１と、積分信号の状態を判定する判定
回路１２と、判定信号に基づいて適正な積分結果を出力
する標準化回路１３と、積分放電回路９の出力と標準化
回路１３の出力との差分を演算する差分回路１４と、Ｖ
ＣＯ１の局部発振周波数を制御するＡＦＣ（自動周波数
制御）回路１５とから構成されている。

【０００３】以下、従来の直交検波回路の各部の働きを
図４及び図５を参照しつつ具体的に説明する。図５は、
従来の直交検波回路の動作を表すタイミングチャート図
である。ＶＣＯ１は、局部発振器として働く発振器であ
り、その発振周波数を後に説明するＡＦＣ回路１５によ
って制御されるものである。移相器２は、ＶＣＯ１から
入力される信号の位相を９０度移相するものである。

【０００４】第１のミキサ回路３ａは、受信した信号と
ＶＣＯ１から入力される信号（発振周波数）とを乗算し
て第１のＬＰＦ４ａに出力するものである。第１のミキ
サ回路３ａが出力する信号は、受信信号のうちＶＣＯ１
が出力する信号と同相の成分（以下、「Ｉ相成分」と称
する）のものである。

【０００５】第２のミキサ回路３ｂは、受信した信号と
移相器２から入力される移相された信号とを乗算して第
２のＬＰＦ４ｂに出力するものである。第２のミキサ回
路３ｂが出力する信号は、受信信号のうちＶＣＯ１が出
力する信号と直交する成分（以下、「Ｑ相成分」と称す
る）のものである。

【０００６】第１のＬＰＦ４ａは、第１のミキサ回路３
ａから入力されるＩ相成分の信号の高周波成分を除去し
て、例えば、図５（ａ）に示されるような信号とし、第
１のコンパレータ５ａに出力するものである。第２のＬ
ＰＦ４ｂは、第２のミキサ回路３ｂから入力されるＱ相
成分の信号の高周波成分を除去して、例えば、図５
（ｂ）に示されるような信号とし、第２のコンパレータ
５ｂに出力するものである。

【０００７】第１のコンパレータ５ａは、第１のＬＰＦ
４ａから入力される信号が一定のしきい値を超えている
か否かを調べ、超えていれば「１」を表す１ビットのデ
ィジタル信号を出力し、超えていなければ「０」を表す
１ビットのディジタル信号を出力するものである。つま
り、例えば、第１のコンパレータ５ａに図５（ａ）の信
号が入力されると、第１のコンパレータ５ａは、図５
（ｃ）に示されるような信号を出力するものである。

【０００８】また、第２のコンパレータ５ｂは、第１の
コンパレータ５ａと同様に、第２のＬＰＦ４ｂから入力
される信号が一定のしきい値を超えているか否かを調
べ、超えていれば「１」を表す１ビットのディジタル信
号を、超えていなければ「０」を表す１ビットのディジ
タル信号を出力するものである。つまり、例えば、第２
のコンパレータ５ｂに図５（ｂ）の信号が入力される
と、第２のコンパレータ５ｂは、図５（ｄ）に示される
ような信号を出力するものである。

【０００９】以下で、第１のコンパレータ５ａが出力す
る信号を「量子化Ｉ信号」と称し、第２のコンパレータ
５ｂが出力する信号を「量子化Ｑ信号」と称する。

【００１０】第１の移動平均回路６ａは、第１のコンパ
レータ５ａから入力される量子化Ｉ信号を平均化して、
徐々に変化する波形の信号を生成するものである。具体
的には、例えば、図５（ｃ）に示すような信号が入力さ
れると、第１の移動平均回路６ａは、図５（ｅ）に示さ
れるような波形の信号を出力するようになる。

【００１１】また、第２の移動平均回路６ｂは、第２の
コンパレータ５ｂから入力される量子化Ｑ信号を平均化
して、徐々に変化する波形の信号を生成するものであ
る。具体的には、例えば、図５（ｄ）に示すような信号
が入力されると、第２の移動平均回路６ｂは、図５
（ｆ）に示されるような波形の信号を出力するようにな
る。

【００１２】位相角検出器７は、第２の移動平均回路６
ｂから入力される信号を第１の移動平均回路６ａから入
力される信号で除すと共に、当該除算で得られた商の逆
正接を演算し、微分器８に出力するものである。すなわ
ち、第１の移動平均回路６ａから入力される信号を
「Ｉ」、第２の移動平均回路６ｂから入力される信号を
「Ｑ」とすると、位相角検出器７の出力する位相角の信
号（位相角信号）θは、次の［数１］で与えられるもの
となる。

【００１３】

【数１】

【００１４】位相角検出器７において、当該［数１］で
演算される位相角信号は、具体的には、図５（ｇ）に示
される波形のようになる。微分器８は、位相角検出器７
から入力される位相角信号を時間で微分して、その増減
を図５（ｈ）に示すような少なくとも２ビットのディジ
タル信号で表現される信号として出力するものである。
すなわち、図５（ｈ）では、位相角信号の大きさが減少
しつつあるときには、「−１」を表す信号を、また、位
相角信号の大きさが増大しつつあるときには、「＋１」
を表す信号を、さらに位相角信号の大きさが変化しない
ときには「０」を表す信号をそれぞれ出力するようにな
っている。以下、この微分器８が出力する信号を「アイ
・パターン」と称することとする。

【００１５】尚、信号の正負はディジタル信号のＭＳＢ
（Most Significant Bit）で表現するのが一般的であ
る。つまり、「−１」は例えば、「１１」、「＋１」は
「０１」、「０」は、「００」で表されることとすれば
よい。

【００１６】積分放電回路９は、後に説明する同期回路
１１から１シンボル時間毎に入力される同期信号によっ
て、微分器８から入力されるアイ・パターンの１シンボ
ル時間あたりの積分値を演算し、積分信号として出力す
るものである。積分信号は、図５（ｉ）に示すように１
シンボル毎に「０」にリセットされ、ほぼ単調に増加又
は減少する関数となっている。

【００１７】位相検出回路１０は、第１のコンパレータ
５ａ、第２のコンパレータ５ｂから入力される量子化Ｉ
信号と量子化Ｑ信号とを基に位相の変化が不連続になる
点（変化点）（図５の点Ａ〜点Ｅ）を検知し、位相の変
化点を検知したことを表す信号を同期回路１１に出力す
るものである。

【００１８】ここで、位相の変化が不連続になる点（変
化点）とは、例えば図５（ｃ），（ｄ）のＢ点の前後で
あるＡ〜Ｂ間及びＢ〜Ｃ間の位相変化を比較して見られ
る通り、位相の進み具合が逆転する点をいう。すなわ
ち、Ａ〜Ｂ間では、図５（ｃ）の量子化Ｉ信号の方が先
進しているが、Ｂ〜Ｃ間では、図５（ｄ）の量子化Ｑ信
号の方が先進しているようになっている。

【００１９】より具体的に説明すると、位相検出回路１
０は、量子化Ｉ信号と量子化Ｑ信号とを監視し、一方の
信号に変化がないにも拘わらず、他方の信号に２回の変
化が生じたときに、当該１回目の変化から２回目の変化
までの時間をカウントし、そのカウント値の半分の時間
に相当する時点で位相の変化点が到来したものと検出す
るようになっている。

【００２０】同期回路１１は、位相検出回路１０から位
相の変化点を検出したことを表す信号の入力を受ける
と、シンボルの変化点としての同期信号を積分放電回路
９に出力するものである。

【００２１】すなわち、位相検出回路１０と同期回路１
１との働きにより、第１のコンパレータ５ａと第２のコ
ンパレータ５ｂとから入力される信号のいずれか、又は
両方の位相が不連続になる点を検出する毎に１シンボル
時間が経過したものとして、同期信号が得られるように
なる。

【００２２】４値判定回路１２は、積分放電回路９から
入力される積分信号が１シンボル区間内に達した値から
判定を行うものである。具体的には、４値判定回路１２
は、積分放電回路９から入力される積分信号が図５の点
Ａ〜Ｂの区間のように、負であり、かつ、しきい値Ｙを
下回っている場合と、図５の点Ｂ〜Ｃの区間のように、
正であり、かつ、しきい値Ｘを上回っている場合と、図
５の点Ｃ〜Ｄの区間のように、正であるが、しきい値Ｘ
を上回っていない場合と、図５の点Ｄ〜Ｅの区間のよう
に、負であるが、しきい値Ｙを下回っていない場合とに
分けて、これら４種類の状態のいずれであるかを表す信
号（判定信号）を標準化回路１３に出力するものであ
る。

【００２３】標準化回路１３は、判定信号の入力を受け
て、判定信号に表される４種類の状態のそれぞれに対応
して予め設定されている適正な積分放電の結果である信
号を差分回路１４に出力するものである。つまり、標準
化回路１３は、受信信号の周波数と局部発振の周波数と
が一致する場合に積分放電回路９が出力すべき、理想的
な積分値を出力するように設定されている。この理想的
な積分値を「理論積分信号」と称する。

【００２４】差分回路１４は、積分放電回路９の出力す
る積分の結果と標準化回路１３が出力する理想的な積分
値との差を演算して、ＡＦＣ回路１５に出力するもので
ある。

【００２５】ＡＦＣ回路１５は、差分回路１４から入力
される差分に従って、ＶＣＯ１が発振する局部発振の周
波数を変化させる制御を行うものである。つまり、ＡＦ
Ｃ回路１５は、フェージングによってずれた受信信号の
周波数にＶＣＯ１が発振する局部発振周波数を合致させ
るように、ＶＣＯ１を調整するものである。

【００２６】次に、従来の直交検波回路の動作について
説明する。受信信号の周波数は、フェージング等の影響
で少々ずれて受信される。一方、ＶＣＯ１は、ずれを生
じる前の周波数で発振し、移相器２が当該ＶＣＯ１が出
力する信号の位相を９０度移相する。

【００２７】そして、第１のミキサ回路３ａと、第１の
ＬＰＦ４ａと、第１のコンパレータ５ａと、第１の移動
平均化回路６ａとが、ＶＣＯ１から入力される信号と受
信信号とを乗算し、高周波を除去して、量子化Ｉ信号を
生成し、さらに徐々に変化する図５（ｅ）に示したよう
な波形の信号を生成する。

【００２８】また、第２のミキサ回路３ｂと、第２のＬ
ＰＦ４ｂと、第２のコンパレータ５ｂと、第２の移動平
均化回路６ｂとが、ＶＣＯ１が出力し、移相器２が９０
度移相した信号と受信信号とを乗算し、高周波を除去し
て、量子化Ｑ信号を生成し、さらに徐々に変化する図５
（ｆ）に示すような波形の信号を生成する。

【００２９】そして、位相角検出器７が、第１の移動平
均化回路６ａと第２の移動平均化回路６ｂとから入力さ
れる各信号から、それらによってつくられる位相角を演
算して位相角信号として微分器８に出力し、微分器８が
位相角信号を時間で微分して、位相角信号が増大する方
向にあるか減少する方向にあるかを示すディジタル信号
（アイ・パターン）を積分放電回路９に出力する。

【００３０】一方、位相検出回路１０と同期回路１１と
の働きにより、１シンボル時間毎に同期信号が得られ、
積分放電回路９が微分器８から入力されるアイ・パター
ンを積分し、当該同期信号の入力を受ける毎に積分値と
して４値判定回路１２に出力する。

【００３１】この積分値は、例えば、受信信号の周波数
とＶＣＯ１が発振している信号の周波数とが一致してい
る場合には、図５（ｉ）に示すように、それぞれの場合
に対応して「０」から放射状に対称に広がるようにな
る。具体的には、受信周波数が高めになっていると、積
分値は図５（ｉ）の点Ｂ〜点Ｃ及び点Ｃ〜点Ｄに示すよ
うに値の大なる方向へシフトする。また、受信周波数が
低めになっていると、積分値は図６（ｉ）の点Ａ〜点Ｂ
及び点Ｄ〜点Ｅに示すように値の小なる方向へシフトす
る。

【００３２】そして、４値判定回路１２が、積分放電回
路９の積分の結果に応じて判定信号を標準化回路１３に
出力する。

【００３３】また、標準化回路１３が、判定信号から受
信信号の周波数とＶＣＯ１が発振している信号の周波数
とが一致している場合に積分放電回路９が出力すべき積
分の結果に相当する値を出力し、差分回路１４が、該標
準化回路１３が出力する値と実際に積分放電回路９が出
力している積分の結果との差を演算してＡＦＣ回路１５
に出力する。

【００３４】そして、ＡＦＣ回路１５が、差分回路１４
からの信号に基づいて、当該積分の結果と標準化回路１
３が出力する値（理論積分信号）との差が「０」となる
ようにＶＣＯ１を調整する。このようにして、やがてＶ
ＣＯ１が出力する信号の周波数と受信している信号の周
波数とが一致するように制御されることとなる。

【００３５】尚、上記のようなＦＳＫ受信機における直
交検波回路については、一例として、特開平９−１１６
５７８号公報「多値ＦＳＫ復調回路」に記載されてい
る。この多値ＦＳＫ復調回路は、ＦＳＫ変調の変調指数
の差が小さい場合でも、回転速度の大小の判定出力のジ
ッターやあいまいさの発生を軽減し、復調精度を向上で
きるものであり、入力信号を零ＩＦ検波回路で直交検波
し、コンパレータで２値整形した同相成分及び直交成分
を平均移動回路で平滑化し、平滑化された同相成分及び
直交成分に対応する位相角とその遅延位相角との差分を
積分放電回路で積分放電し、判定回路で積分放電出力の
大小を判定するものである。尚、この多値ＦＳＫ復調回
路において、［数１］の位相角θを求めるのに、テーブ
ルＲＯＭが用いられている。

【００３６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のディジタル無線受信機に用いられる直交検波回路で
は、受信信号にノイズが混入すると、位相角信号の回転
方向が一時的に逆転し、その区間でのアイ・パターンが
激しく振動して、積分放電回路が出力する積分値が誤っ
たものとなるため、標準化回路が出力する正しい積分値
との差が大きくなり、ＡＦＣ回路が適切に周波数を制御
することができなくなるという問題点があった。

【００３７】また、上記従来の直交検波回路では、［数
１］の演算を行う位相角検知回路をＲＯＭ（Read Only
Memory）で実現するのが一般的であるが、ＲＯＭを用い
ても、回路規模を十分縮小できないという問題点があっ
た。

【００３８】本発明は上記実情に鑑みて為されたもの
で、回路規模を縮小でき、周波数の制御を適正にできる
周波数制御方法及び直交検波回路及びＦＳＫ受信機を提
供することを目的とする。

【００３９】

【課題を解決するための手段】上記従来例の問題点を解
決するための本発明は、受信信号と電圧制御発振器が出
力する信号との同相成分であるＩ相成分と直交成分であ
るＱ相成分とで表される信号点が、ＩＱ平面の基準軸で
あるＩ軸又はＱ軸のいずれかの軸を横断したことを示す
軸横断信号を１シンボル時間に亘って積分し、当該積分
結果によって信号点の回転量を検知し、当該回転量に従
って電圧制御発振器が出力する信号の周波数を制御する
周波数制御方法であり、回転方向とは別に回転量を検知
することで、回路規模を縮小でき、かつ受信信号にノイ
ズが混入して一時的に信号点の回転方向が変わっても、
回転量には影響を与えないこととなって、電圧制御発振
器が出力する信号の周波数を高い精度で適切に制御でき
るものである。

【００４０】上記従来例の問題点を解決するための本発
明は、受信信号と発振周波数とのＩ相成分とＱ相成分と
で表される信号点につて、回転方向検知手段が信号点の
状態で回転方向を検知し、回転速度検知手段がＩ軸又は
Ｑ軸の横断したことを示す軸横断信号を特定時間に亘っ
て積分して回転速度を検知し、制御手段が検知された回
転方向と回転速度に従って発振周波数を制御する直交検
波回路であり、回転方向とは別に回転速度を検知するこ
とで、回路規模を縮小でき、かつ受信信号にノイズが混
入して一時的に信号点の回転方向が変わっても、回転速
度には影響を与えないこととなって、電圧制御発振器が
出力する信号の周波数を高い精度で適切に制御できるも
のである。

【００４１】上記従来例の問題点を解決するための本発
明は、回転方向デコーダが、受信信号及びその遅延信号
と発振周波数の信号とのＩ相成分とＱ相成分とで表され
る信号点について、ＩＱ平面のどの象限にあるかを判定
し、受信信号における象限の値と遅延信号における象限
の値との差分を出力し、同期手段が、１シンボル時間毎
に同期信号を出力し、第１の積分放電回路が、回転方向
デコーダから入力される象限の値の差分を、同期信号に
従って１シンボル時間に亘って積分して出力し、Ｉ軸横
断検知手段が、信号点がＩＱ平面のＩ軸を横断したこと
を検知してＩ軸横断検知信号を出力し、Ｑ軸横断検知手
段が、信号点がＩＱ平面のＱ軸を横断したことを検知し
てＱ軸横断検知信号を出力し、加算器が、Ｉ軸横断検知
信号とＱ軸横断検知信号とを加算して軸横断信号を出力
し、第２の積分放電回路が、軸横断信号を同期信号に従
って１シンボル時間に亘って積分して積分信号を出力
し、反転回路が、第２の積分放電回路における積分結果
を符号を反転させて出力し、セレクタ回路が、第１の積
分積分放電回路からの入力が正であれば第２の積分放電
回路の出力を選択出力し、第１の積分放電回路からの入
力が負であれば反転回路の出力を選択出力し、周波数制
御手段が、セレクタ回路から入力される信号に従って発
振周波数を制御する直交検波回路であり、回転方向とは
別に回転量を検知することで、回路規模を縮小でき、か
つ受信信号にノイズが混入して一時的に信号点の回転方
向が変わっても、回転量には影響を与えないこととなっ
て、電圧制御発振器が出力する信号の周波数を高い精度
で適切に制御できるものである。

【００４２】上記従来例の問題点を解決するための本発
明は、上記直交検波回路を有するＦＳＫ受信機であり、
回路規模を縮小することができ、周波数の制御を適切に
できるものである。

【００４３】

【発明の実施の形態】本発明の実施の形態について図面
を参照しながら説明する。尚、以下で説明する機能実現
手段は、当該機能を実現できる手段であれば、どのよう
な回路又は装置であっても構わず、また機能の一部又は
全部をソフトウェアで実現することも可能である。更
に、機能実現手段を複数の回路によって実現してもよ
く、複数の機能実現手段を単一の回路で実現してもよ
い。

【００４４】本発明の実施の形態に係る周波数制御方法
及び直交検波回路は、受信信号と発振周波数とのＩ相成
分とＱ相成分とで表される信号点の回転方向と回転速度
とを別個の手段で検知し、各手段が検知した回転方向と
回転速度とに従って、ＶＣＯが出力する信号の周波数を
制御するものであり、特に回転速度を検知する手段が、
信号点のＩ軸及びＱ軸の横断の回数を示す信号を１シン
ボル時間に亘って積分することで、積分の結果として回
転速度（１シンボル時間あたりの回転量）を検知するも
ので、回路規模を縮小しつつ、適切なＡＦＣ動作を高い
精度で行うことができるものである。また、上記周波数
制御方法及び直交検波回路をＦＳＫ受信機に用いること
が可能である。

【００４５】本発明の実施の形態に係る直交検波回路
は、受信信号と発振周波数とのＩ相成分とＱ相成分とで
表される信号点の回転方向と回転速度について、当該回
転方向を検知する回転方向検知手段と、当該回転速度を
検知する回転速度検知手段と、これら検知された回転方
向と回転速度に従って発振周波数を制御する制御手段と
から構成されている。

【００４６】ここで、回転方向検知手段は、受信信号と
発振周波数とのＩ相成分とＱ相成分及びそれらを遅延さ
せた遅延Ｉ相成分と遅延Ｑ相成分を入力し、ＩＱ平面上
における回転方向を検知するものである。また、回転速
度検知手段は、受信信号と発振周波数とのＩ相成分とそ
の遅延Ｉ相成分及びＱ相成分とその遅延Ｑ相成分とから
信号点のＩ軸とＱ軸の横断回数によって回転速度を検知
するものである。また、制御手段は、回転方向検知手段
が検知した回転方向で、回転速度検知手段が検知した回
転速度を選択し、検知した回転方向と選択した回転速度
に従って発振周波数の制御を行うものである。尚、制御
手段は、後述するように、検知した回転方向に従って回
転速度を選択する選択手段と、同期を得る同期手段と、
検知された回転方向と選択された回転速度から発振周波
数を制御する周波数制御手段とを有している。

【００４７】本発明の実施の形態に係る直交検波回路
（本回路）は、図１に示すように、発振周波数を出力す
るＶＣＯ（電圧制御発振器）１と、信号の位相を９０°
移相する移相器２と、２つの信号を乗算する第１のミキ
サ回路３ａ，第２のミキサ回路３ｂと、高周波成分を除
去する第１のＬＰＦ（低域通過フィルタ）４ａ，第２の
ＬＰＦ４ｂと、特定のしきい値を超えているか否かのデ
ィジタル信号を出力する第１のコンパレータ５ａ，第２
のコンパレータ５ｂと、本発明の特徴部分である復調部
２０と、入力信号における位相の変化点を検出する位相
検出回路１０と、位相の変化点の検知を示す信号が入力
されると同期信号を出力する同期回路１１と、積分信号
の状態を判定する判定回路１２と、判定信号に基づいて
適正な積分結果を出力する標準化回路１３と、復調部２
０の出力と標準化回路１３の出力との差分を演算する差
分回路１４と、ＶＣＯ１の局部発振周波数を制御するＡ
ＦＣ（自動周波数制御）回路１５とから構成されてい
る。図１は、本発明の実施の形態に係る直交検波回路の
構成ブロック図である。

【００４８】また、本発明の実施の形態に係る直交検波
回路の復調部２０は、受信信号のＩ相成分とＱ相成分と
で表される信号点の回転方向を検知する回転方向検知手
段と、当該信号点の回転速度を検知する回転速度検知手
段とを備えている。

【００４９】復調部２０における回転方向検知手段は、
受信信号のＩ相成分（量子化Ｉ信号）を遅延させる遅延
手段と、受信信号のＱ相成分（量子化Ｑ信号）を遅延さ
せる遅延手段と、量子化Ｉ信号と遅延量子化Ｉ信号と量
子化Ｑ信号と遅延量子化Ｑ信号とからＩＱ平面上におけ
る信号点の回転方向を決定する回転方向決定手段とを有
している。

【００５０】また、復調部２０における回転速度検知手
段は、受信信号のＩ相成分（量子化Ｉ信号）を遅延させ
る遅延手段と、受信信号のＱ相成分（量子化Ｑ信号）を
遅延させる遅延手段と、量子化Ｉ信号と遅延量子化Ｉ信
号と量子化Ｑ信号と遅延量子化Ｑ信号とからＩＱ平面上
における信号点の回転速度を出力する回転速度出力手段
とを有している。

【００５１】特に、回転速度出力手段は、量子化Ｉ信号
と遅延量子化Ｉ信号とからＩ軸横断を検知するＩ軸横断
検知手段と、量子化Ｑ信号と遅延量子化Ｑ信号とからＱ
軸横断を検知するＱ軸横断検知手段と、Ｉ軸横断検知の
信号とＱ軸横断検知の信号とを加算してＩ軸又はＱ軸の
いずれかを横断したことを示す信号（軸横断信号）を出
力する加算手段と、軸横断信号を１シンボル時間に亘っ
て積分する積分手段と、当該積分結果を反転出力する反
転手段とを有している。

【００５２】復調部２０において、制御手段の一部を構
成する選択手段は、回転方向出力手段が出力する回転方
向に従って、回転速度出力手段における積分手段若しく
は反転手段のいずれかから出力される信号を回転速度と
して選択し、回転方向と回転速度とを出力するものであ
る。

【００５３】更に具体的に説明すると、本発明の実施の
形態に係る直交検波回路の復調部２０は、入力信号を予
め定められた一定時間遅延させて出力する遅延手段とし
ての第１の遅延回路２１ａ，第２の遅延回路２１ｂ，第
３の遅延回路２２ａ，第４の遅延回路２２ｂと、入力信
号の排他的論理和を演算するＩ軸横断検知手段又はＱ軸
横断検知手段としての第１のＸＯＲ回路２３ａ，第２の
ＸＯＲ回路２３ｂと、入力信号を加算する加算手段とし
ての加算器２４と、入力信号を積分する積分手段として
の第１の積分放電回路２５ａ，第２の積分放電回路２５
ｂと、入力される信号の値の符号を反転させる反転手段
としての反転回路２６と、入力信号の選択を行う選択手
段としてのセレクタ回路２７と、信号点の回転方向を示
す信号を出力する回転方向決定手段としての回転方向デ
コーダ２８とから構成されている。

【００５４】以下、図１及び図２を参照しつつ、本回路
の各部を具体的に説明するが、ＶＣＯ１と、移相器２
と、第１のミキサ回路３ａと、第２のミキサ回路３ｂ
と、第１のＬＰＦ４ａと、第２のＬＰＦ４ｂと、第１の
コンパレータ５ａと、第２のコンパレータ５ｂと、位相
検出回路１０と、同期回路１１と、判定回路１２と、標
準化回路１３と、差分回路１４と、ＡＦＣ回路１５と
は、従来のものと同等である。図２は、本発明の実施の
形態に係る直交検波回路の各部の動作を表すタイミング
チャート図である。

【００５５】復調部２０は、第１のコンパレータ５ａと
第２のコンパレータ５ｂとからそれぞれ、量子化Ｉ信号
（図２（ｃ））と量子化Ｑ信号（図２（ｄ））との入力
を受けて、信号点の回転方向と回転速度とを検知し、外
部に出力するものである。

【００５６】ここで、信号点とは、量子化Ｉ信号と量子
化Ｑ信号との値をＩＱ平面に図示したものである。ここ
では説明を簡単にするために、量子化Ｉ信号と量子化Ｑ
信号とを１ビットのディジタル信号としているので、信
号点は、図３に示す４つの点となる。図３は、信号点の
概念を表す説明図である。

【００５７】尚、便宜上、量子化Ｉ信号と量子化Ｑ信号
との各信号が「１」と「１」とである場合はＩＱ平面の
第１象限に、「０」と「１」とである場合には第２象限
に、「０」と「０」とである場合には第３象限に、
「１」と「０」とである場合には第４象限に信号点があ
るものとする。

【００５８】具体的には、復調部２０の第１の遅延回路
２１ａと、第２の遅延回路２１ｂと、回転方向デコーダ
２８と、第１の積分放電回路２５ａとが信号点の回転方
向を検知する手段（回転方向検知手段）として動作す
る。また、第３の遅延回路２２ａと、第４の遅延回路２
２ｂと、第１のＸＯＲ回路２３ａと、第２のＸＯＲ回路
２３ｂと、加算器２４と、第２の積分放電回路２５ｂ
と、反転回路２６とが信号点の１シンボル時間あたりの
回転量（以下、単に「回転速度」と称することとする）
を検知する手段（回転速度検知手段）として動作するよ
うになっている。

【００５９】第１の遅延回路２１ａと、第２の遅延回路
２１ｂとは、それぞれ第１のコンパレータ５ａから入力
される量子化Ｉ信号と、第２のコンパレータ５ｂから入
力される量子化Ｑ信号とを予め設定された一定の時間
（τ1 ）だけ遅延させて出力するものである。以下で、
この遅延された量子化Ｉ信号と量子化Ｑ信号とをそれぞ
れ「遅延Ｉ信号」及び「遅延Ｑ信号」と称することとす
る。

【００６０】回転方向デコーダ２８は、第１のコンパレ
ータ５ａと第２のコンパレータ５ｂとからそれぞれ、量
子化Ｉ信号と量子化Ｑ信号との入力を受けて、また、第
１の遅延回路２１ａと第２の遅延回路２１ｂとからそれ
ぞれ、遅延Ｉ信号と遅延Ｑ信号との入力を受けて、信号
点の回転方向と回転速度とを図２（ｇ）に示すようなパ
ルス信号として出力するものである。回転方向検知手段
の一部を構成する回転方向決定手段としての回転方向デ
コーダ２８は、回転方向を検知すれば足りるものである
が、必然的に回転速度も得られるものとなっている。

【００６１】具体的には、回転方向デコーダ２８は、信
号点がＩＱ平面上で反時計回りに回転しているときに
は、正のパルス信号を出力し、時計回りに回転している
ときには、負のパルス信号を出力するようになってい
る。

【００６２】また、回転方向デコーダ２８は、１シンボ
ル時間あたりに出力するパルスの数によって、回転速度
をも表すようにしている。つまり、図２（ｇ）の左半分
では、１シンボル時間あたりにパルスが５個程度出力さ
れているが、この場合には、比較的高速に回転している
ことを表している。また、図２（ｇ）の右半分では、１
シンボル時間あたりにパルスが１個程度出力されている
が、この場合には、比較的回転が遅いことを表してい
る。回転方向デコーダ２８については、後に詳しく説明
する。

【００６３】第１の積分放電回路２５ａは、回転方向デ
コーダ２８から入力されるパルス信号を同期回路１１か
ら入力される同期信号に従って１シンボル区間に亘って
積分を行い、積分の結果をセレクタ回路２７に出力する
ものである。

【００６４】第３の遅延回路２２ａは、第１の遅延回路
２１ａと同様に第１のコンパレータ５ａから入力される
量子化Ｉ信号をτ2 の時間だけ遅延して出力するもので
ある。また、第４の遅延回路２２ｂは、第２の遅延回路
２１ｂと同様に第２のコンパレータ５ｂから入力される
量子化Ｑ信号をτ2 の時間だけ遅延して出力するもので
ある。

【００６５】ここで、遅延時間τ2 と遅延時間τ1 とは
同じであってもよいし、異なる時間であっても構わな
い。尚、図２においては、簡単のために、τ1 とτ2 と
が同じ場合を示している。

【００６６】第１のＸＯＲ回路（排他的論理和回路）２
３ａは、第１のコンパレータ５ａから量子化Ｉ信号と第
３の遅延回路２２ａから遅延Ｉ信号とを入力し、排他的
論理和を演算し、加算器２４に出力するものである。ま
た、第２のＸＯＲ回路２３ｂは、第２のコンパレータ５
ｂから量子化Ｑ信号と第４の遅延回路２２ｂから遅延Ｑ
信号を入力し、排他的論理和を演算し、加算器２４に出
力するものである。ここで、排他的論理和の演算の結果
が論理的に「真」である場合には、第１，第２のＸＯＲ
回路２３は、「１」を出力し、論理的に「偽」である場
合には、「０」を出力するようになっているとする。

【００６７】つまり、第１のＸＯＲ回路２３ａが出力す
る排他的論理和の演算の結果は、第１のコンパレータ５
ａから入力された信号（量子化Ｉ信号）と第３の遅延回
路２２ａから入力される信号（遅延Ｉ信号）との符号が
異なるときにのみ、「１」となる信号である。そのた
め、第１のＸＯＲ回路２３ａが出力する排他的論理和
は、信号点がＩ軸を横断したことを示す信号となってい
る。ここで、Ｉ軸を横断したことを示す信号を「Ｉ軸横
断信号」と称する。

【００６８】同様にして、第２のＸＯＲ回路２３ｂが出
力する排他的論理和は、量子化Ｑ信号と遅延Ｑ信号の符
号が異なるときのみ、「１」の信号となり、信号点がＱ
軸を横断したことを示す信号となっている。ここで、Ｑ
軸を横断したことを示す信号を「Ｑ軸横断信号」と称す
る。

【００６９】尚、請求項において、第３の遅延回路２２
ａと、第１のＸＯＲ回路２３ａとをまとめて「Ｉ軸横断
検知手段」と称し、第４の遅延回路２２ｂと、第２のＸ
ＯＲ回路２３ｂとをまとめて「Ｑ軸横断検知手段」と称
している。

【００７０】加算器２４は、第１のＸＯＲ回路２３ａか
ら入力される信号（Ｉ軸横断信号）と第２のＸＯＲ回路
２３ｂから入力される信号（Ｑ軸横断信号）とを加算し
て、第２の積分放電回路２５ｂに出力するものである。
つまり、加算器２４が出力する信号は、信号点がＩ軸又
はＱ軸のどちらかを横断したことを表す信号（以下、
「軸横断信号」と称する）である。

【００７１】第２の積分放電回路２５ｂは、同期回路１
１から入力される信号（同期信号）に従って、１シンボ
ル時間に亘って、加算器２４から入力される信号（軸横
断信号）を積分して、積分値として反転回路２６とセレ
クタ回路２７とに出力するものである。

【００７２】反転回路２６は、第２の積分放電回路２５
ｂから入力される積分値の符号を反転し、セレクタ回路
２７に出力するものである。

【００７３】セレクタ回路２７は、第１の積分放電回路
２５ａと第２の積分放電回路と反転回路２６とからそれ
ぞれ積分値の入力を受けて、第１の積分放電回路２５ａ
から入力される積分値が正であれば、第２の積分放電回
路２５ｂから入力される積分値を積分信号として、その
まま出力するものである。

【００７４】また、セレクタ回路２７は、第１の積分放
電回路２５ａから入力される積分値が負であれば、反転
回路２６から入力される信号を積分信号として、そのま
ま出力するものである。そして、セレクタ回路２７の出
力信号の波形は、例えば図２（ｎ）に示すようなものと
なる。

【００７５】尚、請求項において、反転回路２６を「反
転手段」と、セレクタ回路２７と「選択手段」と称す
る。また、同様に請求項において、位相検出回路１０
と、同期回路１１とをまとめて「同期手段」と称し、４
値判定回路１２と、標準化回路１３と、差分回路１４
と、ＡＦＣ回路１５とをまとめて「周波数制御手段」と
称することとする。更に、上記選択手段と、同期手段
と、周波数制御手段とを総合して「制御手段」と称する
こととする。

【００７６】ここで、回転方向デコーダ２８について、
より詳しく説明する。回転方向デコーダ２８は、まず、
第１のコンパレータ５ａと第２のコンパレータ５ｂとか
ら入力される量子化Ｉ信号と量子化Ｑ信号との組み合わ
せより、信号点がＩＱ平面上の第何象限にあるのかを判
定して、どの象限にあるかを表す信号（象限信号）を生
成する。

【００７７】例えば、第１のコンパレータ５ａから入力
される信号が「１」であり、第２のコンパレータ５ｂか
ら入力される信号が「１」であれば、回転方向デコーダ
２８は、信号点が第１象限にあると判定して、第１象限
にあることを表す象限信号を生成する。

【００７８】具体的に図２（ｃ）と図２（ｄ）とに表さ
れる量子化Ｉ信号と量子化Ｑ信号との入力を受けると、
これらに対応して、図２（ｅ）に示す象限信号を生成す
るようになる。

【００７９】また、回転方向デコーダ２８は、第１の遅
延回路２１ａと第２の遅延回路２１ｂとから入力される
遅延Ｉ信号と遅延Ｑ信号とに応じて、もう一つの象限信
号（「遅延象限信号」と称する）を生成する。つまり、
この象限信号は、量子化Ｉ信号と量子化Ｑ信号とに応じ
て生成された象限信号より、τ1 の時間だけ遅れている
ようになり、具体的には、図２（ｆ）に示すような信号
となる。

【００８０】そして、回転方向デコーダ２８は、図２
（ｅ）に示す象限信号から図２（ｆ）に示す遅延象限信
号を差し引きして、図２（ｇ）のパルス信号として積分
放電回路２５ａに出力するようになる。原則として、
［図２（ｅ）の象限］−［図２（ｆ）の象限］＞０であ
れば、「正」のパルスを出力し、［図２（ｅ）の象限］
−［図２（ｆ）の象限］＜０であれば、「負」のパルス
を出力する。但し、例外として、［第１象限］−［第４
象限］の場合は、「正」のパルスを出力し、［第４象
限］−［第１象限］の場合は、「負」のパルスを出力す
るようになっている。つまり、回転方向が反時計回りの
場合に「正」パルスを、時計回りの場合に「負」パルス
を出力するものである。

【００８１】ここで、第１象限を表す象限信号から第４
象限を表す遅延象限信号を差し引きした場合に「正」の
パルスが出力されることとなっているのは、回転方向は
反時計回りの場合であり、第４象限から第１象限に移行
することを考慮したものである。同様の理由により、象
限信号が第４象限を表しており、遅延象限信号が第１象
限を表している場合には、「負」のパルスが出力される
ようになっている。

【００８２】次に本回路の動作について説明する。受信
信号の周波数は、フェージング等の影響で少々ずれて受
信される。一方、ＶＣＯ１は、ずれを生じる前の周波数
で振動する信号を出力し、位相器２が当該ＶＣＯ１が出
力する信号の位相を９０度移相する。

【００８３】そして、第１のミキサ回路３ａが、ＶＣＯ
１から出力される信号と受信信号とを乗算し、第１のＬ
ＰＦ４ａが、第１のミキサ回路３ａから入力される信号
について高周波を除去し、第１のコンパレータ５ａが、
当該信号を基に１ビットのディジタル信号である量子化
Ｉ信号を生成し、図２（ｃ）に示すような信号を出力す
るようになる。

【００８４】また、第２のミキサ回路３ｂが、ＶＣＯ１
から出力される信号と受信信号とを乗算し、第２のＬＰ
Ｆ４ｂが、第２のミキサ回路３ｂから入力される信号に
ついて高周波を除去し、第２のコンパレータ５ｂが、当
該信号を基に１ビットのディジタル信号である量子化Ｑ
信号を生成し、図２（ｄ）に示すような信号を出力する
ようになる。

【００８５】回転方向デコーダ２８が、第１のコンパレ
ータ５ａと、第２のコンパレータ５ｂから入力される信
号を基に、ＩＱ平面上の第何象限かを示す象限信号を図
２（ｅ）に示すように生成し、また、第１の遅延回路２
１ａと第２の遅延回路２１ｂとから遅延Ｉ信号と遅延Ｑ
信号との入力を受けて、当該遅延Ｉ信号と遅延Ｑ信号と
を基に、ＩＱ平面上の第何象限かを示す遅延象限信号を
図２（ｆ）に示すように生成する。

【００８６】そして、回転方向デコーダ２８が象限信号
から遅延象限信号を差し引きして、図２（ｇ）に示すよ
うな正負のパルスの信号を生成して出力するようにな
る。

【００８７】一方、位相検出回路１０と同期回路１１と
の働きにより、１シンボル時間毎に同期信号が得られ、
第１の積分放電回路２５ａが、回転方向デコーダ２８か
ら出力されるパルス信号を同期信号に従って１シンボル
時間に亘って積分して、積分値を得て、セレクタ回路２
７に出力する。

【００８８】一方、第３の遅延回路２２ａが、第１のコ
ンパレータ５ａから入力される信号をτ2 の時間だけ遅
延し、第４の遅延回路２２ｂが、第２のコンパレータ５
ｂから入力される信号をτ2 の時間だけ遅延してそれぞ
れ出力する。

【００８９】すると、第１のＸＯＲ回路２３ａが、第３
の遅延回路２２ａから入力される信号と、第１のコンパ
レータ５ａから入力される信号との排他的論理和を演算
して、Ｉ軸横断信号として出力する。また、第２のＸＯ
Ｒ回路２３ｂが、第４の遅延回路２２ｂから入力される
信号と第２のコンパレータ５ｂから入力される信号との
排他的論理和を演算して、Ｑ軸横断信号として出力す
る。

【００９０】そして、加算器２４が第１のＸＯＲ回路２
３ａと第２のＸＯＲ回路２３ｂとから入力されるＩ軸横
断信号とＱ軸横断信号とを加算して、軸横断信号として
出力する。ここで加算器２４が出力する軸横断信号は、
例えば図２（ｋ）のような信号となる。

【００９１】そして、第２の積分放電回路２５ｂが、加
算器２４から入力される軸横断信号を同期信号に従って
１シンボル時間に亘って積分し、当該積分の結果を積分
値として、反転回路２６とセレクタ回路２７とにそれぞ
れ出力する。第２の積分放電回路２５ｂが出力する積分
値は、具体的には、図２（ｌ）に示すような信号となっ
ている。

【００９２】そして、反転回路２６が第２の積分放電回
路２５ｂから入力される積分値の符号を反転し、図２
（ｍ）に示すような信号として、セレクタ回路２７に出
力する。

【００９３】そして、セレクタ回路２７が第１の積分放
電回路２５ａから入力される積分値の符号が「正」であ
ると、第２の積分放電回路２５ｂから入力される積分値
を選択してそのまま積分信号として出力し、第１の積分
放電回路２５ａから入力される積分値の符号が「負」で
あると、反転回路２６から入力される、符号を反転した
積分値を選択して、積分信号として出力する。

【００９４】そして、４値判定回路１２がセレクタ回路
２７から入力される積分信号に応じて、従来と同様にし
て判定信号を出力し、標準化回路１３が、当該判定信号
の入力を受けて判定信号に表される４種類の状態のそれ
ぞれに対応して予め設定されている適正な積分放電の結
果である信号を出力する。つまり、標準化回路１３は、
受信信号の周波数と局部発振の周波数とが一致する場合
に第２の積分放電回路２５ｂが出力すべき、理想的な積
分値を出力されるように設定されている。この理想的な
積分値を「理論的積分値」と称する。

【００９５】そして、差分回路１４が、当該標準化回路
１３から出力される値と、実際にセレクタ回路２７が出
力している積分の結果との差を演算してＡＦＣ回路１５
に出力する。そして、ＡＦＣ回路１５が差分回路１４が
出力する値が「０」になるようにＶＣＯ１を調整して、
やがてＶＣＯ１が出力する信号の周波数と受信している
信号の周波数とが一致するようになる。

【００９６】本発明の実施の形態に係る直交検波回路に
よれば、回転方向が一時的に逆転するようなノイズが混
入しても、ＩＱ平面上のＩ軸又はＱ軸を横切った回数
（軸横断信号の数）を積分しているので、第２の積分放
電回路２５ｂの積分値には影響がなく、つまり、セレク
タ回路２７が出力する積分値もノイズの影響を受けるこ
とがなくなって、ＡＦＣ回路１５がＶＣＯ１から出力さ
れる局部発振の信号の周波数の制御を高い精度で適正に
行うことができる効果がある。

【００９７】また、本発明の実施の形態に係る直交検波
回路では、従来の直交検波回路のように［数１］の演算
を行う必要がないため、演算を行うためのＲＯＭを備え
る必要がなく、替わりに、遅延回路２２、ＸＯＲ回路２
３、加算器２４を用いて軸横断信号の数を検出し、それ
により信号点の回転速度を検知しているため、回路規模
を縮小できる効果がある。

【００９８】

【発明の効果】本発明によれば、信号点がＩＱ平面の基
準軸であるＩ軸又はＱ軸のいずれかの軸を横断したこと
を示す軸横断信号を１シンボル時間に亘って積分し、当
該積分結果によって信号点の回転量を検知し、当該回転
量に従って電圧制御発振器が出力する信号の周波数を制
御する周波数制御方法としているので、回転方向とは別
に受信信号のＩ相成分とＱ相成分のいずれかの符号が変
化した回数により信号点の回転量を検知することで、簡
便な回路で信号点の回転量を検知でき、かつ受信信号に
ノイズが混入して一時的に信号点の回転方向が変わって
も、回転量には影響を与えないこととなって、電圧制御
発振器が出力する信号の周波数を高い精度で適切に制御
できる効果がある。

【００９９】本発明によれば、受信信号と発振周波数と
のＩ相成分とＱ相成分とで表される信号点につて、回転
方向検知手段が信号点の状態で回転方向を検知し、回転
速度検知手段がＩ軸又はＱ軸の横断したことを示す軸横
断信号を特定時間に亘って積分して回転速度を検知し、
制御手段が検知された回転方向と回転速度に従って発振
周波数を制御する直交検波回路としているので、回転方
向とは別に回転速度を検知することで、回路規模を縮小
でき、かつ受信信号にノイズが混入して一時的に信号点
の回転方向が変わっても、回転速度には影響を与えない
こととなって、電圧制御発振器が出力する信号の周波数
を高い精度で適切に制御できる効果がある。

【０１００】本発明によれば、回転方向デコーダが、受
信信号及びその遅延信号と発振周波数の信号とのＩ相成
分とＱ相成分とで表される信号点について、ＩＱ平面の
どの象限にあるかを判定し、受信信号における象限の値
と遅延信号における象限の値との差分を出力し、同期手
段が、１シンボル時間毎に同期信号を出力し、第１の積
分放電回路が、回転方向デコーダから入力される象限の
値の差分を、同期信号に従って１シンボル時間に亘って
積分して出力し、Ｉ軸横断検知手段が、信号点がＩＱ平
面のＩ軸を横断したことを検知してＩ軸横断検知信号を
出力し、Ｑ軸横断検知手段が、信号点がＩＱ平面のＱ軸
を横断したことを検知してＱ軸横断検知信号を出力し、
加算器が、Ｉ軸横断検知信号とＱ軸横断検知信号とを加
算して軸横断信号を出力し、第２の積分放電回路が、軸
横断信号を同期信号に従って１シンボル時間に亘って積
分して積分信号を出力し、反転回路が、第２の積分放電
回路における積分結果を符号を反転させて出力し、セレ
クタ回路が、第１の積分積分放電回路からの入力が正で
あれば第２の積分放電回路の出力を選択出力し、第１の
積分放電回路からの入力が負であれば反転回路の出力を
選択出力し、周波数制御手段が、セレクタ回路から入力
される信号に従って発振周波数を制御する直交検波回路
としているので、回転方向とは別に回転量を検知するこ
とで、回路規模を縮小でき、かつ受信信号にノイズが混
入して一時的に信号点の回転方向が変わっても、回転量
には影響を与えないこととなって、電圧制御発振器が出
力する信号の周波数を高い精度で適切に制御できる効果
がある。

【０１０１】本発明によれば、上記直交検波回路を有す
るＦＳＫ受信機としているので、回転方向とは別に受信
信号と発振周波数のＩ相成分とＱ相成分のいずれかの符
号が変化した回数により回転量を検知することで、回路
規模を縮小でき、かつ受信信号にノイズが混入して一時
的に信号点の回転方向が変わっても、回転量には影響を
与えないこととなって、電圧制御発振器が出力する信号
の周波数を高い精度で適切に制御できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態に係る直交検波回路の構成
ブロック図である。

【図２】本発明の実施の形態に係る直交検波回路の各部
の動作を表すタイミングチャート図である。

【図３】信号点の概念を表す説明図である。

【図４】従来の直交検波回路の構成ブロック図である。

【図５】従来の直交検波回路の動作を表すタイミングチ
ャート図である。

【符号の説明】

１…ＶＣＯ、２…移相器、３…ミキサ回路、４…
ＬＰＦ、５…コンパレータ、６…移動平均回路、
７…移相角検出器、８…微分器、９…積分放電回
路、１０…位相検出回路、１１…同期回路、１２
…判定回路、１３…標準化回路、１４…差分回路、
１５…ＡＦＣ回路、２０…復調部、２１，２２…遅
延回路、２３…ＸＯＲ回路、２４…加算器、２５
…積分放電回路、２６…反転回路、２７…セレクタ
回路、２８…回転方向デコーダ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号と電圧制御発振器が出力する信
号との同相成分であるＩ相成分と直交成分であるＱ相成
分とで表される信号点が、ＩＱ平面の基準軸であるＩ軸
又はＱ軸のいずれかの軸を横断したことを示す軸横断信
号を１シンボル時間に亘って積分し、当該積分結果によ
って信号点の回転量を検知し、当該回転量に従って前記
電圧制御発振器が出力する信号の周波数を制御すること
を特徴とする周波数制御方法。
【請求項２】受信信号と電圧制御発振器が出力する同
相成分のＩ相成分と直交成分のＱ相成分とで表される信
号点の回転方向と回転速度について、信号点の状態によ
って回転方向を検知する回転方向検知手段と、ＩＱ平面
の基準軸であるＩ軸又はＱ軸のいずれかの軸を横断した
ことを示す軸横断信号を特定時間に亘って積分して回転
速度を検知する回転速度検知手段と、検知された回転方
向と回転速度に従って前記電圧制御発振器の発振周波数
を制御する制御手段とを有することを特徴とする直交検
波回路。
【請求項３】回転方向検知手段は、Ｉ相成分とＱ相成
分及びそれらを遅延させた遅延Ｉ相成分と遅延Ｑ相成分
を入力し、ＩＱ平面上における回転方向を検知する回転
方向検知手段であり、回転速度検知手段は、Ｉ相成分と遅延Ｉ相成分及びＱ相
成分と遅延Ｑ相成分とから信号点のＩ軸とＱ軸の横断回
数を特定時間に亘って積分することによって回転速度を
検知する回転速度検知手段であり、制御手段は、前記回転方向検知手段が検知した回転方向
で、前記回転速度検知手段が検知した回転速度を選択
し、検知した回転方向と選択した回転速度に従って発振
周波数の制御を行う制御手段であることを特徴とする請
求項２記載の直交検波回路。
【請求項４】回転速度検知手段は、Ｉ相成分を遅延さ
せる遅延手段と、Ｑ相成分を遅延させる遅延手段と、Ｉ
相成分と遅延Ｉ相成分とＱ相成分と遅延Ｑ成分とからＩ
Ｑ平面上における信号点の回転速度を出力する回転速度
出力手段とを有し、前記回転速度出力手段は、Ｉ相成分と遅延Ｉ相成分とか
らＩ軸横断を検知するＩ軸横断検知手段と、Ｑ相成分と
遅延Ｑ相成分とからＱ軸横断を検知するＱ軸横断検知手
段と、Ｉ軸横断検知の信号とＱ軸横断検知の信号とを加
算してＩ軸又はＱ軸のいずれかを横断したことを示す軸
横断信号を出力する加算手段と、前記軸横断信号を１シ
ンボル時間に亘って積分する積分手段と、当該積分結果
を反転出力する反転手段とを有する回転速度出力手段で
あることを特徴とする請求項３記載の直交検波回路。
【請求項５】制御手段は、回転方向検知手段で検知し
た回転方向に従って、回転速度検知手段における回転速
度出力手段の積分手段若しくは反転手段のいずれかから
出力される信号を回転速度として選択する選択手段と、
同期を得る同期手段と、検知された回転方向と選択され
た回転速度から発振周波数を制御する周波数制御手段と
を有する制御手段であることを特徴とする請求項４記載
の直交検波回路。
【請求項６】受信信号及び当該受信信号の遅延信号と
電圧制御発振器が出力する信号との同相成分であるＩ相
成分と直交成分であるＱ相成分とで表される信号点が、
ＩＱ平面のどの象限にあるかを判定し、前記受信信号に
おける象限の値と前記遅延信号における象限の値との差
分を出力する回転方向デコーダと、１シンボル時間毎に同期信号を出力する同期手段と、前記回転方向デコーダから入力される象限の値の差分
を、前記同期信号に従って１シンボル時間に亘って積分
して出力する第１の積分放電回路と、前記信号点が前記ＩＱ平面のＩ軸を横断したことを検知
してＩ軸横断検知信号を出力するＩ軸横断検知手段と、前記信号点が前記ＩＱ平面のＱ軸を横断したことを検知
してＱ軸横断検知信号を出力するＱ軸横断検知手段と、前記Ｉ軸横断検知手段から入力されるＩ軸横断検知信号
と前記Ｑ軸横断検知手段から入力されるＱ軸横断検知信
号とを加算して軸横断信号として出力する加算器と、前記加算器から入力される軸横断信号を前記同期信号に
従って１シンボル時間に亘って積分して積分信号を出力
する第２の積分放電回路と、前記第２の積分放電回路における積分結果を符号を反転
させて出力する反転回路と、前記第１の積分積分放電回路からの入力が正であれば前
記第２の積分放電回路の出力を選択出力し、前記第１の
積分放電回路からの入力が負であれば前記反転回路の出
力を選択出力するセレクタ回路と、前記セレクタ回路から入力される信号に従って電圧制御
発振器が出力する信号の周波数を制御する周波数制御手
段とを有することを特徴とする直交検波回路。
【請求項７】Ｉ軸横断検知手段は、受信信号と電圧制
御発振器が出力する信号との同相成分であるＩ相成分の
符号をディジタル信号で表現した量子化Ｉ信号の入力を
受けて、前記量子化Ｉ信号を一定の時間遅延して出力す
る遅延回路と、前記量子化Ｉ信号と前記遅延回路で遅延された量子化Ｉ
信号との排他的論理和を演算して、量子化Ｉ信号の符号
の変化を検知することにより、Ｉ軸を横断したことを表
すＩ軸横断検知信号を出力する排他的論理和回路とを有
するＩ軸横断検知手段であることを特徴とする請求項６
記載の直交検波回路。
【請求項８】Ｑ軸横断検知手段は、受信信号と電圧制
御発振器が出力する信号との直交成分であるＱ相成分の
符号をディジタル信号で表現した量子化Ｑ信号の入力を
受けて、前記量子化Ｑ信号を一定の時間遅延して出力す
る遅延回路と、前記量子化Ｑ信号と前記遅延回路で遅延された量子化Ｑ
信号との排他的論理和を演算して、量子化Ｑ信号の符号
の変化を検知することにより、Ｑ軸を横断したことを表
すＱ軸横断検知信号を出力する排他的論理和回路とを有
するＱ軸横断検知手段であることを特徴とする請求項６
記載の直交検波回路。
【請求項９】同期手段は、受信信号と電圧制御発振器
が出力する信号との同相成分であるＩ相成分と、受信信
号と前記電圧制御発振器が出力する信号との直交成分で
あるＱ相成分とのそれぞれの位相の変化を監視し、いず
れかの位相の変化が不連続になる変化点を検出する位相
検出回路と、前記変化点が検出されると、同期信号を出力する同期回
路とを有する同期手段であることを特徴とする請求項６
記載の直交検波回路。
【請求項１０】周波数制御手段は、セレクタ回路から
入力される積分信号を基にして、シンボルの判定を行
い、判定値を出力する４値判定回路と、前記４値判定回路から入力される判定値に対応して、予
め設定されている理想的な積分信号となる理論積分信号
を出力する標準化回路と、前記セレクタ回路から入力される前記積分信号と前記標
準化回路から入力される前記理論積分信号との差分を演
算する差分回路と、前記差分回路から入力される差分がゼロとなるように電
圧制御発振器が出力する信号の周波数を制御する自動周
波数制御回路とを有する周波数制御手段であることを特
徴とする請求項６記載の直交検波回路。
【請求項１１】請求項６記載の直交検波回路を有する
ことを特徴とするＦＳＫ受信機。