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KR100584491B1 - 다수의 소스들을 갖는 오디오 처리 장치 - Google Patents

다수의 소스들을 갖는 오디오 처리 장치 Download PDF

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KR100584491B1
KR100584491B1 KR1019997006620A KR19997006620A KR100584491B1 KR 100584491 B1 KR100584491 B1 KR 100584491B1 KR 1019997006620 A KR1019997006620 A KR 1019997006620A KR 19997006620 A KR19997006620 A KR 19997006620A KR 100584491 B1 KR100584491 B1 KR 100584491B1
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

오디오 처리 장치(2)에서, 복수의 입력소스들(4,6)로부터 입력 신호들은 가중 요소들(10,12)을 사용하여 가중 인자(x,y)에 의해 가중된다. 가중 입력 신호들은 가산기(18)에 의해 결합된 신호로 결합된다. 가산기(18)의 출력 신호는 오디오 처리 장치의 출력을 구성한다. 강력한 신호를 가진 신호를 발음하기위해서, 가중 계수들 (x,y)은 가중계수들의 제곱의 합이 상수와 같다는 제한하에서 가산기(18)의 출력을 최대화하기 위해 제어된다.
제어요소, 마이크로폰, 정규화기, 공액, 가산기, 감산기

Description

다수의 소스들을 갖는 오디오 처리 장치{Audio processing arrangement with multiple sources}
본 발명은 입력 오디오 신호들을 발생시키는 복수의 오디오 소스들과 그 입력 오디오 신호들로부터 처리된 오디오 신호들을 얻기 위한 처리 수단을 포함하는 오디오 처리 장치로서, 상기 오디오 처리 장치는 상기 처리된 오디오 신호들로부터 결합된 오디오 신호를 얻기 위한 결합 수단을 포함하는, 상기 오디오 처리 장치에 관한 것이다.
본 발명은 또한 오디오 신호 처리 장치와 오디오 처리 방법에 관한 것이다.
본 발명에 따른 오디오 처리는 음성 및 오디오 처리에 관한 IEEE 회보(IEEE Transactions on Speech and Audio Processing), Vol. 5, NO. 5에서, 1997년 9월에, 발명자가 에스. 아페스(S.Affes)와 와이. 그르니에(Y.Grenier)이고, 발명의 명칭이 "음성의 마이크로폰 어레이 처리를 위한 신호 서브공간 추적 알고리즘(A Signal Subspace Tracking Algorithm for Microphone Array Processing of Speech)"인 논문에 알려져 있다.
이동 전화, 비디오 회의 및 인터넷(TCP/IP) 베이스 통신과 같은 현재와 미래의 통신 시스템들에 있어서, 핸즈프리(hands free) 동작의 중요성이 증가하고 있다. 또한 음성 인식을 사용하는 유저 인터페이스들에서 핸즈프리 동작은 중요한 역할을 한다.
음성 명료성(speech intelligibility)을 저하시키는 하나의 음향 현상은 스피커에서 마이크로폰으로의 다중경로 전파에 의한 반향(reverberation)이다. 이 다중경로 전파는 벽, 가구 등과 같은 스피커의 주변환경에 의한 음성 신호들의 반사에 의해 야기된다. 이 다중경로 전파를 처리하기 위해 소위 지연-합(Delay-Sum) 빔형성기(beamformer)가 자주 사용된다. 지연-합 빔형성기에서, 복수의 마이크로폰들로부터의 신호들은 스피커와 각각의 마이크로폰들 사이의 지연 차이들을 보상하기 위해 지연 값에 적용된다. 그 지연된 신호들은 그것들을 더함으로써 결합된다. 만일 지연 보상이 완전히 수행되면, 지연 보상된 오디오 신호들의 다이렉트 필드 성분(the direct field component)들은 간섭적으로(coherently) 더하는 반면, 반향적 음성 성분들은 비간섭적으로(incoherently) 더한다. 이것은 음성 명료성의 증가를 초래할 것이다.
지연-합 빔형성기의 문제는 움직이는 스피커를 추적하거나 말하기 시작하는 다른 사람에게 적응시키기에 충분히 빠르고 정확하게 그 지연 값들을 결정하는 것이 매우 어렵다는 것이다. 이는 특히 반향하는 방들에서의 경우이다. 결과적으로 그 지연 추정 값들은 틀릴 수 있고, 마이크로폰 신호들은 더 이상 간섭적으로 더해지지 않는다. 결국, 음성 신호의 명료도의 어떤 개선도 얻어지지 않는다. 심지어는, 음성 명료도의 저하가 발생할 수 있다.
앞서 언급된 논문에서, 음성 신호 명료성의 성능 개선에 대한 방법이 기재되었다. 상기 논문에서 스피커가 움직일 경우 에너지 전달함수가 현저하게 변화하지는 않는다는 가정 하에서 스피커로부터 마이크로폰들로의 에너지 전달함수가 사용된다. 앞서 언급된 에너지 전달함수는 측정에 의해 결정되어야 한다. 각 사이트에 대한 측정들을 요구하는 것은 이 방법을 이용하는 제품의 배치(deployment)를 매우 성가시게 한다.
본 발명의 목적은 오디오 처리 장치의 배치 전에는 어떠한 측정도 수행될 필요가 없는 오디오 처리 장치를 제공하는 것이다.
이러한 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 따른 상기 오디오 처리 장치는 상기 결합된 오디오 신호의 전력 측정을 최대화하기 위해 상기 처리 수단을 제어하기 위한 제어 수단을 포함하며, 상기 제어 수단은 상기 처리된 오디오 신호들의 결합된 전력 이득 측정값을 미리 결정된 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 한다.
결합된 전력 이득 측정값(예를 들어, 개별 신호들의 전력 합)이 미리 결정된 값으로 제한된다는 제한 하에서 결합된 오디오 신호의 전력 측정값을 최대화함으로써, 측정된 데이터는 사용될 필요가 없게 된다. 실험들은 음성 신호의 명료도가 종래 기술 장치에 대해 저하되지 않음을 보여준다.
실험들은 또한 종래 기술 장치에서, 긴 임펄스 응답(impulse response)을 갖는 필터들이 사용될 때 소위 프리-에코들(Pre-echoes)이 발생함을 보여준다. 프리-에코들은 음성 신호의 다이렉트 필드 성분의 재생 전에 그것의 스케일링된 버전(scaled version)이 재생되었을 때 발생한다. 프리-에코들의 발생은 청취자에게 매우 성가신 것으로 간주된다. 실험들은 또한 본 발명에 따른 처리 장치에서 프리-에코들의 발생이 종래 기술에 따른 처리 장치에서 보다 실질적으로 적음을 보여준다.
본 발명의 일실시예는, 상기 처리 수단은 상기 처리된 오디오 신호를 얻기 위해 상기 입력 오디오 신호들을 스케일링 인자로 스케일링하기 위한 스케일링 수단을 포함하며, 상기 제어 수단은 상기 스케일링 수단의 상기 스케일링 인자에 대응하는 스케일링 인자로 복수의 스케일링된 결합된 오디오 신호들을 얻기 위한 추가 스케일링 수단을 포함하고, 상기 제어 수단은 상기 결합된 오디오 신호의 전력 측정값을 최대화하고, 상기 입력 오디오 신호들과 상기 오디오 신호들에 대응하는 상기 스케일링된 결합된 오디오 신호들간의 차이를 최소화함으로써 상기 처리된 오디오 신호들의 결합된 전력 이득 측정값을 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 한다.
처리 수단으로 간단한 스케일링 인자를 사용하면, 명료도의 매우 실질적인 개선이 얻어질 수 있음을 실험에서 보여준다. 이제, 적절한 제한 사항은 다른 입력소스들에 대한 스케일링 인자들의 제곱의 합이 미리 결정된 상수와 동일하다는 것이다.
본 발명의 다른 실시예는, 상기 처리 수단은 상기 처리된 오디오 신호를 얻기 위한 복수의 조정가능 필터들을 포함하며, 상기 제어 수단은 상기 조정가능 필터들의 전달함수의 공액(conjugate)인 전달함수를 갖는 복수의 추가 조정가능 필터들을 포함하며, 상기 추가 적응가능 필터들은 상기 결합된 오디오 신호로부터 필터링된 결합된 오디오 신호들을 얻도록 배열되며, 상기 제어 수단은 상기 결합된 오디오 신호의 상기 전력 측정값을 최대화하고, 상기 입력 오디오 신호들과 상기 입력 오디오 신호들에 대응하는 상기 필터링된 결합된 오디오 신호간의 차이 측정값을 최소화하기 위해, 상기 조정가능 필터들과 상기 추가 조정가능 필터들의 전달함수들을 제어함으로써 상기 처리된 오디오 신호들의 결합된 전력 이득 측정값을 미리 결정된 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 한다.
처리 수단으로서 조정가능 필터들을 사용함으로써, 음성 신호의 품질은 더 개선될 수 있다. 입력 오디오 신호와 대응하는 필터링된 결합된 오디오 신호간의 차이 측정값을 최소함으로써, 결합된 오디오 신호의 전력 측정값은 주파수 성분당 조정가능 필터들의 전력 이득들의 합이 미리 결정된 상수와 동일하다는 제한 하에서 최대화된다 것이 얻어진다. 앞서 언급된 두 기준간의 일치는 간소화된 예를 사용함으로써 도면들의 상세한 설명에 설명될 것이다.
조정가능 필터들의 사용은 어떤 지연-합 빔형성기에 사용된 것과 같은 조정가능 지연 요소들도 필요치 않도록 한다.
본 발명의 다른 실시예는, 상기 오디오 소스들은 복수의 마이크로폰들을 포함하고, 상기 마이크로폰들은 그들의 방향성 패턴들이 실질적으로 분리되도록 하는 위치에 배열되는 것을 특징으로 한다.
분리된 방향성 패턴들을 갖는 복수의 마이크로폰들을 본 발명에 따른 결합 장치와 결합함으로써, 가장 강한 음성 신호를 수신하는 마이크로폰으로부터의 신호는 저절로 강조된다는 것이 얻어진다. 그러한 시스템은 가장 강한 신호를 갖는 마이크로폰을 선택할 수 있는 스위치를 필요로 하지 않고도, 말하는 사람에 의해 생성되는 소리가 강조되어야 하는 회의 시스템에서 유리하게 사용될 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예는, 상기 오디오 소스들은 선형 장치로 장치된 복수의 마이크로폰들을 포함하는 것을 특징으로 한다.
오디오 소스들은 선형장치에 놓여진 복수의 마이크로폰들을 포함하는 특징을 가진다.
마이크로폰들의 선형 장치가 처리 수단에서 조정가능 필터들과 조합하여 오디오 소스로 사용되는 경우의 실험들이 도시되고, 음성 신호들과 그것들의 제 1 반사는 간섭적으로 더해져서, 음성 명료도의 개선을 초래한다. 이러한 구성은, 합-지연 빔형성기를 사용한 구성보다 더 강인한 것으로 판명되고, 훨씬 더 빠른 수렴을 보였다. 상기 선형 장치에서 상기 마이크로폰들은 주요 로브(main lobe)의 방향성 패턴의 방향에 실질적으로 직교하는 라인 상에 배열되지만, 그 마이크로폰은 주요 로브의 방향성 패턴의 방향과 일치하는 라인 상에 배열되는 것 또한 가능하다는 것이 관찰된다.
본 발명은 이제 도면들을 참조하여 설명될 것이다.
삭제
도 1은 실수치 가중 인자들이 처리 수단에 사용되는 본 발명에 따른 오디오 처리 장치를 도시한 도면.
도 2는 주파수 영역 적응성 필터들과 주파수 영역 프로그램가능 필터들이 사용되는 본 발명에 따른 오디오 처리 장치를 도시한 도면.
도 3은 도 2에 따른 장치에 사용되는 정규화 수단(73)의 상세한 실시예를 도시한 도면.
도 4는 도 2에 사용된 주파수 영역 적응성 필터들(62, 66, 68)의 구현을 도시한 도면.
도 5는 도 2에 사용된 주파수 영역 프로그램가능 필터들의 구현을 도시한 도면.
도 6은 시간 영역 적응성 필터들과 시간 영역 프로그램가능 필터들이 사용되는 본 발명에 따른 오디오 처리 장치의 구현을 도시한 도면.
도 1에 따른 오디오 처리 장치(2)에서, 도 1에서 마이크로폰(4)인 제 1오디오 소스의 출력이 오디오 처리 장치(2)의 제 1 입력에 접속되고, 도 1에서 마이크로폰(6)인 제 2오디오 소스의 출력이 상기 오디오 처리 장치(2)의 제 2 입력에 접속된다. 마이크로폰들(4,6)이 감쇄 인자들(a,b)을 거쳐 신호 VIN을 수신한다고 가정되면, 마이크로폰(4)의 출력 신호는 a·VIN과 같고, 마이크로폰(6)의 출력 신호는 b·VIN과 같다. 처리 수단은 각각 스케일링 인자(X,Y)를 가진 그들의 입력 신호들을 스케일하는 제 1 스케일링 수단(10)과 제 2 스케일링 수단(12)를 포함한다. 처리 수단(11)의 출력에서, 처리된 신호들(VP,VQ)는 유용하다. 이런 처리된 신호들에 대해 표현하면:
Figure 111999008361974-pct00001
과
Figure 111999008361974-pct00002
결합 수단(18)의 출력에서, 처리된 신호들(VP,VQ)의 합 VSUM이 이용 가능하다. 이 신호 VSUM은
Figure 111999008361974-pct00003
다른 스케일링 수단(14, 16)은 스케일링 인자들(X, Y)을 사용하여 결합된 신호로부터 스케일링된 결합된 신호들을 얻는다. 제 1 스케일링된 결합된 신호는
Figure 111999008361974-pct00004
와 같고 제 2 스케일링된 결합된 신호는
Figure 111999008361974-pct00005
과 같다.
제 1 입력 오디오 신호와 제 1 스케일링된 결합된 오디오 신호간에 제 1 차 측정값은 감산기(24)에 의해 결정된다. 감산기(24)의 출력 신호에 대해서는
Figure 111999008361974-pct00006
이다. 제 2 입력 오디오 신호와 제 2 스케일링된 결합된 오디오 신호간에 제 2 차 측정값은 감산기(26)에 의해 결정된다. 감산기(26)의 출력 신호에 대해서는
Figure 111999008361974-pct00007
도 1에 따른 장치는 감산기(24)의 출력 신호 VDIFF1을 0과 동일하게 하는 스케일링 인자(x)를 조정하기 위한 제어 요소(20)를 포함한다. 그 장치는 감산기(26)의 출력 신호 VDIFF2를 0과 동일하게 하는 제어 요소(22)를 더 포함한다. 양쪽 차이 신호들을 0과 동일하게 하기 위한 x 및 y 값들을 찾기 위해, 다음 방정식들의 세트가 해결되어야 한다.
Figure 111999008361974-pct00008
Figure 111999008361974-pct00009
수학식 9로 수학식 8을 나눔으로써 수학식 8과 수학식 9로부터 (a·x + b·y)항을 소거하면:
Figure 111999008361974-pct00010
수학식 10을 수학식 9에 대입하면 y에 대한 다음의 식이 주어진다.
Figure 111999008361974-pct00011
수학식 11을 수학식 10에 대입하여 x로 바꾸면:
Figure 111999008361974-pct00012
수학식 11과 수학식 12로부터 a가 증가할 때(또는 b가 감소할 때) x의 값은 증가하고, b가 증가할 때(또는 a가 감소할 때) y의 값은 증가한다는 것은 명백하다. 그러한 방법에서 강한 입력 신호가 단언된다. 이것은 종래 기술장치에서 요구되는 바와 같이, 스피커로부터 마이크로폰들로의 경로 a와 b의 주파수 의존성을 알 필요없이, 그 음성 신호의 배경 잡음 및 반향 성분을 통해 스피커의 음성 신호를 개선하는데 유용하다. a와 b의 추정 값들은 마이크로폰의 입력 신호들의 평균 레벨로부터 얻어질 수 있다.
처리 수단의 전력 이득의 합이 제한된다는 제약조건 하에서 그 결합된 오디오 신호의 전력을 최대화하는 것은, 감산기들(24, 26)의 출력 신호들을 0과 동일함으로써 x와 y에 대해 같은 값을 초래한다는 것이 아래에 설명될 것이다.
결합된 오디오 신호 VSUM의 전력 측정값 PSUM에 대해 다음과 같이 쓰여질 수 있다:
Figure 111999008361974-pct00013
스케일링 수단의 전력 이득의 합이 일정한 값으로 제한된다는 경계 조건에 대해 식으로 나타내면:
Figure 111999008361974-pct00014
결과적으로, (a·x + b·y)2 항은 x2 + y2 - 1 = 0이라는 경계 조건 하에서 최대화되어야 한다. 이것은 잘 알려진 라그랑주 승수법(Lagrange multiplier method)을 사용함으로써 행해질 수 있다. 상기 방법에 따라서, 다음 식은 최대화되어야 한다.
Figure 111999008361974-pct00015
수학식 15를 x 및 y에 대해 미분하고 도함수들을 0으로 설정하면:
Figure 111999008361974-pct00016
Figure 111999008361974-pct00017
y로 수학식 16을 곱하고, x로 수학식 17을 곱하고, 그 결과를 빼면,
Figure 111999008361974-pct00018
수학식 14에 수학식 18을 대입하여 x와 y에 대해서 풀면:
Figure 111999008361974-pct00019
이 결과들은 수학식 11 및 수학식 12에 대응한다. 결과적으로, 차이 신호들을 0과 동일하게 하기 위해 x와 y를 제어하는 것은 처리 수단의 다른 분기에서의 전력 이득의 합이 최대 값으로 제한된다는 경계 조건 하에서 결합된 신호의 전력을 최대화하는 것과 동등하다는 것이 명백하다.
상기는 1≤i≤N인 전달인자 ai를 각각 가지는 N개의 입력 신호들에 대하여 쉽게 일반화될 수 있다. 처리 수단은 신호 i에 각각 대응하며 전달인자 xi를 갖는 N개의 분기들을 가진다고 가정하면, xi의 이 값들에 대해서는 다음과 같이 쓰여질 수 있다:
Figure 111999008361974-pct00020
도 1에 따른 장치는 오디오 신호의 소스와 몇몇 마이크로폰들로부터의 경로 지연에 대한 차이를 보상하기 위하여, 지연 요소들과 결합될 수 있다. 본 발명에 따른 장치는 또한 경로 지연을 보상하기 위한 지연 요소들의 지연 값이 그들의 최적 값으로 아직 조정되지 않은 변이 주기 동안에도 향상된 성능을 제공한다.
도 2에 따른 오디오 처리 장치에서, 마이크로폰들(30, 32, 34)이 되는 오디오 소스들로부터의 입력 신호들은 각각의 직/병렬 변환기들(36, 38, 40)에 의해 L개의 샘플들의 블록으로 변환된 디지털 신호들로 변환된다. 직/병렬 변환기들(36, 38, 40)의 출력은 처리 수단(41)에 대응하는 입력들과 각각의 블록 지연 요소들(54, 56, 58)의 입력에 접속된다.
처리 수단(41)에서, 직/병렬 변환기(36)의 출력 신호는 블록 연쇄 유닛(42)에 적용된다. 블록 연쇄 유닛(42)은 L개의 샘플들의 현재 블록으로부터 N+L개의 샘플들의 블록들을 구성하고, 직/병렬 변환기(36)의 출력에서 이용가능한 샘플들의 이전 블록들로부터 N개의 샘플들의 블록들을 구성한다. 블록 연쇄 유닛(42)의 출력은 주파수 영역 프로그램가능 필터(44)의 입력에 접속된다. 처리된 오디오 신호를 전달하는 주파수 영역 프로그램가능 필터(44)의 출력은 여기서 가산기(76)인 결합 수단의 제 1 입력에 접속된다. 주파수 영역 프로그램가능 필터(44)는 그것의 출력에서 N+L개의 샘플들의 블록들을 나타낸다.
같은 방법으로, 직/병렬 변환기(38)의 출력 신호는 블록 연쇄 유닛(48)과 주파수 영역 프로그램가능 필터(46)에 의해 처리되고, 직/병렬 변환기(40)의 출력 신호는 블록 연쇄 유닛(52)과 주파수 영역 프로그램가능 필터(50)에 의해 처리된다. 처리된 오디오 신호들을 전달하는 주파수 영역 프로그램가능 필터들(46, 50)의 출력들은 가산기(76)에 대응하는 입력들에 접속된다.
가산기(76)의 출력은 가산기(76)의 출력 신호로부터 역 고속 푸리에 변환 신호를 결정하는 IFFT 유닛(77)의 입력에 접속된다. IFFT 유닛(77)의 출력은 IFFT 유닛(77)의 출력에서 N+L개의 샘플들 중에서 N개의 샘플들을 버리는 유닛(79)의 입력에 접속된다.
유닛(77)의 출력 신호는 병/직렬 변환기(78)에 의해 샘플들의 직렬 스트림 (stream)으로 변환된다. 평행한 일련의 변환기(78)의 출력에서, 오디오 처리 장치의 출력 신호는 유용하다. 유닛(79)의 출력 신호는 또한 가산기(76)의 출력에서 L개의 샘플들의 현재 블럭과 유닛(79)의 출력에서 N개의 이전 샘플들의 블록으로부터 N+L개의 샘플들의 블록들을 얻는 블록 연쇄 유닛(74)에 또한 적용된다. 블록 연쇄 유닛(74)의 출력은 그것의 입력에서 N+L개의 샘플들로부터 N+L개의 점(points) FFT을 계산하는 고속 푸리에 변환기(72)의 입력에 접속된다. 고속 푸리에 변환기(72)의 출력 신호는 결합된 신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 이 주파수 스펙트럼은 주파수 영역 적응성 필터들(62, 66, 68)의 입력들과 정규화기(73)의 입력에 적용된다. 정규화기(73)의 출력은 주파수 영역 적응성 필터들(62, 66, 68)의 입력들에 접속된다.
블록 지연 요소(54)의 출력은 감산기(60)의 제 1 입력에 접속된다. 블록 지연 요소(56)의 출력은 감산기(64)의 제 1 입력에 접속되고, 블록 지연 요소(58)의 출력은 감산기(70)의 제 1 입력에 접속된다. 블록 지연 요소들(54, 56, 58)은 오디오 신호들이 주파수 영역 프로그램가능 필터들(44, 46, 50)과 주파수 영역 적응성 필터들(62, 66, 68)에 적용되는 지연을 보상하기 위해 존재한다.
주파수 영역 적응성 필터(62)의 출력은 감산기(60)의 제 2 입력에 접속되고, 감산기(60)의 출력은 주파수 영역 적응성 필터의 제어 입력에 접속된다. 주파수 영역 적응성 필터(66)의 출력은 감산기(64)의 제 2 입력에 접속되고, 감산기(64)의 출력은 주파수 영역 적응성 필터의 제어 입력에 접속된다. 주파수 영역 적응성 필터(68)의 출력은 감산기(70)의 제 2 입력에 접속되고, 감산기(70)의 출력은 주파수 영역 적응성 필터의 제어 입력에 접속된다.
주파수 영역 적응성 필터들(62, 66, 68)은 그들의 제어 입력들에서 입력 신호의 전력을 최소화하기 위해 그들의 전달함수를 조정하도록 장치된다. 주파수 영역 적응성 필터들(62, 66, 68)은 주파수 영역 프로그램가능 필터(44, 46, 48)에 그들의 N+L개의 필터 계수들을 제공한다. 이 주파수 영역 적응성 필터들은 블록 연쇄 유닛들(42, 48, 52)로부터 수신된 신호들을 필터링하기 위해 그들을 사용하기 전에, N+L개의 필터 계수들의 공액(conjugate)값을 결정한다.
도 3에 따른 주파수 영역 적응성 필터들(62, 66, 68)에서, 패딩 요소(padding element)(80)는 N+L개의 샘플들을 갖는 블록을 위해, 각각의 주파수 영역 적응성 필터의 제어 입력에서 이용가능한 L개의 샘플들과 0의 값을 갖는 N개의 샘플들을 결합한다. N+L개의 샘플들의 이 블록은 FFT 요소(82)에 의해 실행되는 N+L개의 점들 고속 푸리에 변환에 적용된다. FFT를 실행하기 전에, L개의 샘플들의 블록들을 N+L개의 샘플들의 블록들로 확장하는 것은 샘플링 주파수의 1/2의 주파수 주변에 대한 FFT 신호의 대칭에 기인한 신호의 왜곡을 방지하기 위해서 행해진다. 이런 조치는 주파수 영역(적응) 필터들의 기술에 숙련된 자들에게 잘 알려져 있다.
FFT 요소(82)의 출력에서, 주파수 영역 적응성 필터의 제어 입력(=각각 감산기(60, 64, 70)의 출력)에서 신호의 주파수 스펙트럼은 유용하다. FFT 요소(82)의 출력 신호는 정규화기(73)의 출력 신호와 곱해진다. 정규화기(73)의 출력 신호의 N+L개의 성분들은 주파수 영역 적응성 필터의 계수들의 적응 속도를 결정하는 적응 속도 값들을 나타낸다.
곱셈기(84)의 출력 신호는 블록 지연 요소(112)의 출력 신호에 더해진다. 블록 지연 요소(112)의 출력 신호는 주파수 영역 적응성 필터의 필터 계수들의 이전 값을 나타낸다. 가산기(86)의 출력 신호는 IFFT 요소(94)에 의해 실행되는 역 고속 푸리에 변환에 적용된다. IFFT 요소(94)의 2·L 출력 샘플로부터, 마지막 L블록의 값이 요소(96)에 의해 0으로 설정된다. 그 후에 2·L 샘플들(L 샘플들이 0)이 FFT 요소(110)에 의해 실행된 FFT 동작에 종속된다. IFFT 요소(94)와 요소(96) 및 FFT 요소(110)의 결합은 FFT 프로세서(82)에 의해 수행된 FFT 변환의 사이클 특성에 의한 신호 왜곡을 피하기 위해서 존재한다.
FFT 요소(110)의 출력에서, N+L 계수들은 필터 작동에 사용함에 있어 유용하다. 이 계수들은 또한 대응하는 프로그램가능 필터에 전달된다. 필터 계수들은 블록 지연 요소(112)를 거쳐 가산기(86)의 출력에 전달된다. 가산기(86), IFFT 요소(94), 요소(96), FFT 요소(110), 블록 지연 요소(112)의 결합은 다음 식에 따른 필터 계수를 결정한다.
Figure 111999008361974-pct00021
수학식 21에서 Vi,k는 순간 k에서의 N+L개의 필터 계수들을 나타내고, Vi,k-l은 순간 k-1에서의 N+L개의 필터 계수들을 나타내며, λi,k는 곱셈기(84)의 제 2 출력에 정규화기(73)에 의해 제공된 적응성 계수들을 나타내며, Ek,i는 도 2의 감산기(60, 64, 70)의 출력에서의 에러 신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸다.
도 4에 따른 정규화기에 있어서, 공액 요소(106)가 도 2의 FFT 유닛에 의해 제공된 입력 신호의 공액값을 결정한다. 이 공액값은 곱셈기(104)에 의해 상기 입력 신호와 곱해진다. 곱셈기(104)의 출력에서, 입력 신호의 전력 스펙트럼이 이용가능하다. 곱셈기(104)의 출력은 곱셈기(102)의 입력에 접속된다.
곱셈기(102), 가산기(100), 곱셈기(98), 블록 지연 요소(92)의해 구성된 저역 통과 필터(low Pass filter)는 곱셈기(104)의 출력에서 이용가능한 주파수 영역 적응성 필터의 입력 신호 전력 스펙트럼에 대한 시간 평균을 결정한다. b에 대해 적당한 값은 다음과 같다:
Figure 111999008361974-pct00022
수학식 22에서, fsample은 오디오 신호들이 샘플링되고 처리되는 샘플링 주파수이다. L에 대한 32의 값은 유용한 값이라고 입증되었다. 시간 평균화된 전력 스펙트럼을 수반하는 가산기(100)의 출력은 제산기(88)의 제 1 입력에 접속된다. 공액 요소(106)의 출력 신호는 스케일링 요소(90)에 의해 스케일링 인자(2a)로 스케일링된다. a에 대한 적당한 값은 0.01이다. 스케일링 요소(90)의 출력 신호는 제산기(88)의 제 2 입력에 접속된다.
제산기(88)는 디지털 필터의 입력 신호의 공액화된 FFT 변환(스케일링 인자(2a)로 스케일링됨)과 정규화기(73)의 입력 신호의 시간 평균화된 전력 스펙트럼의 비를 계산함으로써 λi,k의 값들을 결정한다. λi,k의 값은 입력 신호 스펙트럼의 k번째 성분과 시간 평균화된 전력 스펙트럼의 k번째 성분 사이의 비에 비례하여 증가한다. 이는 그들의 세기에 관계없이 모든 주파수 성분들에 대해 동일한 적응 음성을 초래한다.
도 5에 따른 주파수 영역 프로그램가능 필터(44, 46, 50)에서, 입력 신호는 상기 입력 신호로부터 N+L개의 점들 FFT를 계산하는 FFT 요소(120)의 입력에 적용된다. 공액 요소(122)는 주파수 영역 적응성 필터들(62, 66, 68)로부터 수신된 파라메타들의 공액 값을 결정한다. 곱셈기(124)는 입력 신호의 FFT를 주파수 영역 적응성 필터들로부터 수신된 공액화된 필터 계수들과 곱함으로써 필터링된 신호를 계산한다.
IFFT 요소(126)는 곱셈기(126)의 출력에서 유용한 필터링된 출력 신호로부터 시간 영역 출력 신호를 계산한다. 버리는 요소는 IFFT 요소(126)의 출력 신호로부터 L개의 마지막 샘플들을 버리고, 그것의 출력에서 주파수 영역 프로그램가능 필터의 출력 신호를 나타낸다.
N에 대한 적절한 선택은 L과 동일하게 하는 것이지만, L보다 작거나 L보다 큰 N을 선택하는 것도 가능함이 관찰된다. FFT와 IFFT 동작들의 쉬운 구현을 가능하게 하기 위해, N+L개의 2의 제곱수(a power of two)와 같게 하는 것이 바람직하다.
도 6에 따른 오디오 처리 장치의 시간 영역 구현에서 상기 마이크로폰들 (30, 32, 34)의 출력들은 처리 수단(131)과 지연 요소들(186, 188, 190)에 접속된다. 처리 수단(131)은 시간 영역 프로그램가능 필터들(133, 135, 137)을 포함한다.
시간 영역 프로그램가능 필터(133)는 복수의 직렬 접속된 지연 요소들(130, 132, 134)과 가중 인자(W1,1ㆍㆍㆍㆍW1,N)로 가중된 지연 요소들의 출력 신호들을 더하는 가산기(146)를 포함한다. 가중은 가중 요소들(136, 138, 140, 142, 144)에 의해 수행된다. 시간 영역 프로그램가능 필터(135)는 복수의 직렬 접속된 지연 요소들(148, 150, 152)과 가중 인자(W1,1ㆍㆍㆍㆍW1,N)로 가중된 지연 요소들의 출력 신호들을 더하는 가산기(164)를 포함한다. 가중은 가중 요소들(154, 156, 158, 160, 162)에 의해 수행된다. 시간 영역 프로그램가능 필터(137)은 복수의 직렬 접속된 지연 요소들(166, 168, 170)과 가중 인자(WM,1ㆍㆍㆍㆍWM,N)로 가중된 지연 요소들의 출력 신호들을 더하는 가산기(182)를 포함한다.
처리된 오디오 신호들을 전달하는 시간 영역 프로그램가능 필터(133, 135, 137)의 출력들은 본 예에서 가산기(184)인 결합 수단에 접속된다. 가산기(184)의 출력에서, 향상된 오디오 신호는 유용하다. 가산기(184)의 출력은 시간 영역 적응성 필터들(191, 193, 195)의 입력에 접속된다.
시간 영역 적응성 필터(191)는 복수의 지연 요소들(194, 196, 198)을 포함한다. 지연 요소들(194, 196, 198)의 출력 신호들은 가중 요소들(200, 202, 206, 208)에 의해 가중 인자들(W1,1ㆍㆍㆍㆍW1,N)로 가중된다. 가중 요소들(200ㆍㆍ ㆍㆍ208)의 출력 신호들은 적응성 필터(191)의 출력 신호를 제공하는 가산기(192)에 의해 더해진다.
시간 영역 적응성 필터(193)는 복수의 지연 요소들(226, 228, 230)을 포함한다. 지연 요소들(226, 228, 230)의 출력 신호들은 가중 요소들(216, 218, 220, 222, 224)에 의해 가중 인자들(W2,1ㆍㆍㆍㆍW2,N)로 가중된다. 가중 요소들(216ㆍㆍㆍㆍ224)의 출력 신호들은 적응성 필터(193)의 출력 신호를 제공하는 가산기(210)에 의해 더해진다.
시간 영역 적응성 필터(195)는 복수의 지연 요소들(236, 240, 246)을 포함한다. 지연 요소들(236, 240, 246)의 출력 신호들은 가중 요소들(234, 238, 242, 244, 248)에 의해 가중 인자들(WM,1ㆍㆍㆍㆍWM,N)로 가중된다. 가중 요소들(234ㆍㆍㆍㆍ248)의 출력 신호들은 시간 영역 적응성 필터(195)의 출력 신호를 제공하는 가산기(232)에 의해 더해진다.
지연 요소들(186, 188, 190)의 출력들은 감산기들(212, 214, 250)의 제 1 입력들에 접속된다. 시간 영역 프로그램가능 필터들의 임펄스 응답에 대해 상대적으로 반대의-원인의(anti-causal)(시간보다 이르게) 프로그램가능 필터들의 임펄스 응답을 만들기 위해 지연 요소들(186, 188, 190)이 제시된다. 감산기들(212, 214, 230)의 제 2 입력들은 시간 영역 적응성 필터들(191, 193, 195)의 출력들에 결합된다. 감산기들(212, 214, 250)의 출력들은 제어 수단들(231, 233, 235)에 각각 접속된다. 그 제어 수단들은 대응하는 감산기의 출력 신호의 전력을 최소화하기 위해 대응하는 적응성 필터(191, 193, 195)의 전달함수를 조정하도록 장치된다.
제어 수단들(231, 233, 235)은 다음 식에 따른 적응성 필터들(192, 193, 195)의 계수들을 조정하도록 장치된다.
Figure 112003043756642-pct00023
수학식 23에서 Wj,k(n)은 j번째 적응성 필터 내의 k번째 가중 요소의 가중 인자이고, μ는 적응 상수이며, ej[n]는 입력 신호를 지연하는 j번째 블록 지연 요소의 출력 신호와 j번째 적응성 필터의 출력 신호간의 차이이다. yj[n-k]는 오디오 처리 장치의 전체 k개의 샘플 주기들이 지연된 출력 신호이다. 이 신호들 y[n-k]는 적응성 필터의 지연 요소들의 출력에서 이용가능하다. 적응성 필터들 모두는 동일한 입력 신호들을 가지기 때문에, 그 지연 요소들은 공유될 수 있어서 지연 요소들의 요구되는 수의 감소를 유도하여 공유될 수 있다.
계수들 Wj,k(n)이 결정된 후에, 이러한 계수들은 시간 영역 프로그램가능 필터들(133, 135, 137)에 역으로 전달된다. 이것은 적응성 필터들에 대한 제 1 탭들에 대응하는 계수들은 그 대응하는 프로그램가능 필터에 대한 마지막 탭들의 계수들에 전달됨을 의미한다.

Claims (10)

  1. 입력 오디오 신호들을 발생시키는 복수의 오디오 소스들과, 상기 입력 오디오 신호들로부터 처리된 오디오 신호들을 얻기 위한 처리 수단을 포함하는 오디오 처리 장치로서, 상기 오디오 처리 장치는 상기 처리된 오디오 신호들로부터 결합된 오디오 신호를 얻기 위한 결합 수단을 포함하는, 상기 오디오 처리 장치에 있어서,
    상기 오디오 처리 장치는 상기 결합된 오디오 신호의 전력 측정값을 최대화하기 위해 상기 처리 수단을 제어하기 위한 제어 수단을 포함하며,
    상기 제어 수단은 상기 처리된 오디오 신호들의 상기 처리 수단의 전력 이득들의 합을 일정한 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 하는, 오디오 처리 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 처리 수단은 상기 처리된 오디오 신호를 얻기 위해 상기 입력 오디오 신호들을 스케일링 인자로 스케일링하기 위한 스케일링 수단을 포함하며, 상기 제어 수단은 상기 스케일링 수단의 상기 스케일링 인자에 대응하는 스케일링 인자로 복수의 스케일링되고 결합된 오디오 신호들을 얻기 위한 추가 스케일링 수단을 포함하고,
    상기 제어 수단은 상기 결합된 오디오 신호의 전력 측정값을 최대화하고, 상기 입력 오디오 신호들과 상기 오디오 신호들에 대응하는 상기 스케일링되고 결합된 오디오 신호들간의 차이를 최소화함으로써 상기 처리된 오디오 신호들의 결합된 전력 이득 측정값을 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 하는, 오디오 처리 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 처리 수단은 상기 처리된 오디오 신호를 얻기 위한 복수의 조정가능 필터들을 포함하며,
    상기 제어 수단은 상기 조정가능 필터들의 전달함수의 공액(conjugate)인 전달함수를 갖는 복수의 추가 조정가능 필터들을 포함하며, 상기 추가 조정가능 필터들은 상기 결합된 오디오 신호로부터 필터링된 결합된 오디오 신호들을 얻도록 배열되며,
    상기 제어 수단은 상기 결합된 오디오 신호의 상기 전력 측정값을 최대화하고, 상기 입력 오디오 신호들과 상기 입력 오디오 신호들에 대응하는 상기 필터링된 결합된 오디오 신호간의 차이 측정값을 최소화하기 위해, 상기 조정가능 필터들과 상기 추가 조정가능 필터들의 전달함수들을 제어함으로써 상기 처리된 오디오 신호들의 결합된 전력 이득 측정값을 미리 결정된 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 하는, 오디오 처리 장치.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 오디오 처리 장치는 상기 입력 오디오 신호들에 존재하는 공통 오디오 신호의 지연 차를 보상하기 위한 지연 요소들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 오디오 처리 장치.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 오디오 소스들은 복수의 마이크로폰들을 포함하고,
    상기 마이크로폰들은 그들의 방향성 패턴들(directionality patterns)이 실질적으로 분리되도록 하는 위치에 위치되는 것을 특징으로 하는, 오디오 처리 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 마이크로폰들은 360°를 마이크로폰들의 수로 나눈 각도와 동일한 각들로 중심 위치 둘레에 위치되는 것을 특징으로 하는, 오디오 처리 장치.
  7. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 오디오 소스들은 선형 장치로 위치된 복수의 마이크로폰들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 오디오 처리 장치.
  8. 입력 오디오 신호들을 수신하기 위한 복수의 입력들과, 상기 입력 오디오 신호들로부터 처리된 오디오 신호들을 얻기 위한 처리 수단을 포함하는 오디오 신호 처리 장치로서, 상기 오디오 신호 처리 장치는 상기 처리된 오디오 신호들로부터 결합된 오디오 신호를 얻기 위한 결합 수단을 포함하는, 상기 오디오 신호 처리 장치에 있어서,
    상기 오디오 신호 처리 장치는 상기 결합된 오디오 신호의 전력 측정값을 최대화하기 위해 상기 처리 수단을 제어하기 위한 제어 수단을 포함하며,
    상기 제어 수단은 상기 처리된 오디오 신호들의 결합된 전력 이득 측정값을 미리 결정된 값으로 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 하는, 오디오 신호 처리 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 처리 수단은 상기 처리된 오디오 신호들을 얻기 위해 상기 입력 오디오 신호들을 스케일링 인자로 스케일링하기 위한 스케일링 수단을 포함하며, 상기 제어 수단은 상기 스케일링 수단의 상기 스케일링 인자에 대응하는 스케일링 인자로 복수의 스케일링되고 결합된 오디오 신호들을 얻기 위한 추가 스케일링 수단을 포함하고,
    상기 제어 수단은 상기 결합된 오디오 신호의 전력 측정값을 최대화하고, 상기 입력 오디오 신호들과 상기 오디오 신호들에 대응하는 상기 스케일링되고 결합된 오디오 신호들간의 차이를 최소화함으로써 상기 처리된 오디오 신호들의 결합된 전력 이득 측정값을 제한하도록 배열되는 것을 특징으로 하는, 오디오 신호 처리 장치.
  10. 복수의 오디오 소스들로부터 복수의 입력 오디오 신호들을 수신하는 단계, 상기 입력 오디오 신호들로부터 처리된 오디오 신호들을 얻는 단계, 및 상기 처리된 오디오 신호들로부터 결합된 오디오 신호를 얻는 단계를 포함하는, 오디오 처리 방법에 있어서,
    상기 오디오 처리 방법은 상기 결합된 오디오 신호의 전력 측정값을 최대화하기 위해 상기 오디오 신호들의 처리를 제어하는 단계를 포함하고,
    상기 방법은 상기 처리된 오디오 신호들의 상기 처리 수단의 전력 이득들의 합을 일정한 값으로 제한하기 위한 처리를 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 오디오 처리 방법.
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