KR100592631B1

KR100592631B1 - 협대역 간섭이 있는 확산 스펙트럼 신호 수신방법 및 장치

Info

Publication number: KR100592631B1
Application number: KR1020007008010A
Authority: KR
Inventors: 위다우슨테렌스
Original assignee: 브리티쉬 텔리커뮤니케이션즈 파블릭 리미티드 캄퍼니
Priority date: 1998-01-22
Filing date: 1999-01-15
Publication date: 2006-06-23
Anticipated expiration: 2019-01-15
Also published as: DE69931465D1; US6807222B1; DE69941741D1; JP4194755B2; JP2002502143A; EP1662672B1; EP1050115B1; EP1050115A2; DE69931465T2; KR20010040386A; WO1999038270A3; CN1290429B; EP1662672A2; WO1999038270A2; CN1290429A; EP1662672A3; ES2265179T3

Abstract

본 발명은 협대역 간섭을 갖는 확산 스펙트럼 신호를 수신하는 방법 및 장치에 관한 것으로, 수신기는 GSM ETSI 표준코딩을 이용하는 신호소스로부터의 신호와 CDMA 코딩을 이용하는 신호소스로부터의 신호의 혼합으로 이루어지는 무선신호와 같은 바람직하지 못한 협대역 신호를 포함하는 확산 스펙트럼 신호를 수신하고, 본 발명에서 확산 스펙트럼 신호를 디스프레딩하는 단계 및 확산 스펙트럼 신호의 (협대역 신호에 대응하는) 소정 주파수를 감쇠하는 단계 모두 저역변환에 앞서 수행되며, 오류보정성능을 갖는 코딩방식을 이용하여 바람직하지 못한 협대역 신호가 코딩된 확산 스펙트럼 신호 디코딩방법에 대한 또다른 구성에서, 확산 스펙트럼 신호의 디스프레딩단계에 앞서 협대역 신호가 디코딩되고 재생성되며 감산되는 것을 특징으로 한다.

Description

협대역 간섭이 있는 확산 스펙트럼 신호 수신방법 및 장치{RECEIVING SPREAD SPECTRUM SIGNALS WITH NARROWBAND INTERFERENCE}

[기술분야]
본 발명은 신호 소스중 2개가 서로 다른 코딩방식을 이용하는 경우에 다수의 소스로부터의 신호의 혼합으로 이루어지는 신호를 수신하는 수신기에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 GSM(Group Special Mobile) ETSI 표준코딩을 이용하는 신호소스 및 CDMA(Code Division Multiple Access) 코딩을 이용하는 신호소스로부터의 신호의 혼합으로 이루어지는 전파신호와 같은 원치않는 협대역 신호를 포함하는 확산(spread) 스펙트럼 신호를 수신하는 수신기에 관한 것이다.

[배경기술]
최근 전파스펙트럼의 사용을 요구하는 서비스와 시스템에 대한 수요가 현존 시스템의 역량을 훨씬 능가했다. 이것은 미래의 시스템이 상당히 개선된 스펙트럼 능률을 제공해야 한다는 것을 의미한다. 제안된 하나의 방법은 광대역 확산 스펙트럼 신호가 종래의 협대역신호와 공통 스펙트럼을 공유하도록 하는 것이다.

확산 스펙트럼 신호는 신호내 정보를 전송하도록 요구되는 최소 대역폭을 초과하는 대역폭을 이용한다. 확산 스펙트럼 신호를 생성하는 한가지 방법은 의사 무작위 잡음변조(pseudo random noise modulation)(또는 직접 연속 변조(direct sequence modulation))로 알려져 있다. 신호의 스펙트럼은 확산코드를 이용하여 송신기내에서 확산된다. 대응하는 수신기는 스펙트럼을 디스프레딩(despreading) 하기 위해 동일한 코드를 이용한다. 최초 데이터신호를 재생성하기 위해 스펙트럼을 디스프레딩하기 위해 사용된 방법은 송신기에 의해 사용된 확산코드와 상관관계가 없는 임의의 다른 신호의 스펙트럼을 확산하는 효과를 갖는다. 의례적으로, 다른 소스로부터의 여러 광대역 신호가 (다른 코드를 이용하여) 동일한 주파수 스펙트럼을 공유하는 경우, 이러한 방법이 CDMA(Code Division Multiple Access)로 공지되어 있다.

일반적으로 송신된 협대역 신호는 송신된 광대역 신호와 비교하여 고전력 스펙트럼밀도를 갖는다. 협대역 신호 수신기에서, 광대역 신호는 협대역 신호에 간섭을 형성한다. 동일하게, 일단 결합된 수신신호가 확산 스펙트럼 수신기에 의해 디코딩되면, 협대역 신호는 디코딩된 확산 스펙트럼 신호에 간섭을 일으킨다.

협대역 신호와 광대역 신호 사이의 간섭을 줄이기위해 사용된 한가지 방법은 협대역 신호에 의해 사용된 그들 주파수를 감쇠하기 위해 확산 스펙트럼 송신기 및 수신기내 대응 필터를 이용하는 것이다. 확산 스펙트럼 송신기내 노치필터는 광대역 신호로부터 협대역 신호내 간섭을 감소시킨다. 확산 스펙트럼 수신기내 대응 노치필터는 확산 스펙트럼 신호를 디코딩하기 위해 스펙트럼을 디스프레딩하기에 앞서 협대역 신호에 의해 사용된 주파수를 감쇠시킨다.

교차 신호 간섭을 줄이기 위해 그러한 방법을 이용할 때의 문제점이 있다. 협대역 신호에 의해 사용된 대역 외부에 있는 감쇠 필터에 의해 제거된 신호를 최소화하기 위해서 매우 뚜렷한 차단을 갖는 필터가 요구된다.

그러나, GSM 셀방식 네트워크와 같은 시스템에서, 인접한 셀들은 다른 주파 수를 이용하는 송신기를 갖는다. 따라서, 수신기는 어떤 송신기가 이용되는가에 따라서 다른 주파수 대역을 수신하도록 요구된다. 이들 협대역 주파수를 감쇠시키도록 요구되는 필터는 프로그램가능할 필요가 있다. 고차 FIR(finite impulse response) 필터의 사용을 수반하는 디지털 하드웨어를 이용하여 프로그램가능한 필터가 가장 용이하게 얻어진다. 최근 그러한 필터는 수십 ㎒의 최대값까지의 신호에 대해서만 작용하므로, 베이스밴드에서 그러한 여과를 구현하기에 가장 편리하다.

1996년 확산 스펙트럼 기술 및 응용에 대한 국제심포지엄(International Symposium on Spread Spectrum Technologies and Applications)의 Milstein과 Schilling의 "The CDMA Overlay Concept"에서는 노치필터를 이용하는 확산 스펙트럼 송신기 및 수신기에 대해 개시하고 있다. 수신기는 베이스밴드에서의 디스프레딩과 동시에 여과를 수행한다.

협대역 신호에 의해 사용된 그들 주파수를 감쇠시키기에 앞서 신호에 대한 어떠한 비선형 왜곡은 협대역 주파수 범위내 임의의 신호가 그 범위밖의 잡음을 삽입한다는 것을 의미한다. 협대역 신호의 전력 스펙트럼밀도는 대개 광대역 신호의 전력 스펙트럼밀도보다 수십 ㏈ 더 높다. 그러한 비선형 왜곡에 의해 남아있는 광대역 신호에 삽입된 잡음을 최소화하기 위해 무선주파수 수신기와 필터 사이의 임의의 구성요소는 매우 큰 동적 범위를 가져야 한다.

만일 그러한 구성요소의 동적범위를 증가시키기 위해 비선형코딩방법이 사용된다면, 저위(low-level) 광대역 신호에 대한 해상도 문제가 있게 된다.

따라서, 감쇠필터를 이용하는 공지된 시스템이 갖는 문제점은 베이스밴드에서 여과를 수행하는 단계는 여과단계에 앞서 구성요소들이 매우 큰 동적범위를 갖도록 요구하지만, 고주파에서의 여과는 현재 유효한 디지털 프로그램가능 필터를 이용해서는 가능하지 않다는 것이다.

[발명의 상세한 설명]
본 발명에 따르면, 확산 스펙트럼 신호를 디코딩하는 장치에 있어서, 신호의 스펙트럼을 디스프레딩하기 위해 디스프레딩 신호를 생성하는 수단;
상기 디스프레딩 신호를 이용하여 신호의 상기 스펙트럼을 디스프레딩하는 수단;
저주파신호를 생성하기 위해 신호를 저역변환하는 수단; 및
신호의 소정 주파수를 감쇠하는 노치필터수단을 포함하고,
(ⅰ) 상기 디스프레딩에 앞서 상기 확산 스펙트럼 신호의 저역변환이 발생하지 않고,
(ⅱ) 상기 감쇠에 앞서 상기 확산 스펙트럼 신호의 저역변환이 발생하지 않는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치를 제공한다.
대개, 수신된 신호는 확산 스펙트럼 신호 성분 및 상기 확산 스펙트럼 신호 성분보다 매우 높은 전력 스펙트럼밀도를 갖는 협대역 신호 성분을 포함하는 복합신호이고, 상기 감쇠된 주파수는 상기 협대역 신호 성분에 존재한다. 선택적으로 의사잡음(PN; Pseudo Noise)코드를 이용하여 스펙트럼이 디스프레딩된다.
유리하게, 감쇠수단은 상기 디스프레딩 신호의 소정 주파수를 감쇠시키도록 연결되고, 상기 결과로 생성된 노치된 디스프레딩 신호는 동시에 상기 확산 스펙트럼 신호를 디스프레딩하고, 상기 확산 스펙트럼 신호의 상기 소정 주파수를 감쇠하도록 연결된다.
본 발명의 또다른 측면에 따르면, 확산 스펙트럼 신호를 디코딩하는 장치에 있어서, 상기 확산 스펙트럼 신호 디코딩 장치는,
상기 신호의 스펙트럼을 디스프레딩하기 위해 디스프레딩 신호를 생성하는 수단; 및
노치된 디스프레딩 신호를 제공하기 위해 상기 디스프레딩 신호의 소정 주파수를 감쇠하도록 연결된 감쇠수단을 포함하고,
고역변환된 노치된 디스프레딩 신호를 제공하기 위해 국부 발진기로부터의 신호와 상기 노치된 디스프레딩 신호를 혼합하도록 연결된 혼합수단; 및
상기 확산 스펙트럼 신호와 상기 고역변환된 노치된 디스프레딩 신호를 혼합하도록 연결된 혼합수단을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치가 제공된다.
본 발명의 또다른 측면에 따르면, 신호가 바람직한 확산 스펙트럼 신호 성분과 바람직하지 못한 상기 협대역 신호 성분을 구비하고, 상기 협대역 신호는 오류보정성능을 갖는 코딩방식을 이용하여 코딩되는, 전송채널을 통해 전송된 확산 스펙트럼 신호를 디코딩하는 장치에 있어서,
상기 협대역 신호의 디코딩된 버전을 제공하기 위해 상기 협대역 신호 코딩방식에 따라 상기 복합신호를 디코딩 및 보정하는 수단;
상기 전송채널의 진폭 및 위상특성을 추정하는 수단;
추정된 협대역 신호를 생성하기 위해 상기 협대역 신호 코딩방식에 따라 상기 디코딩된 보정신호를 인코딩하는 수단;
상기 추정된 진폭 및 위상특성에 따라 상기 추정된 협대역 신호의 위상 및 진폭을 조정하는 수단; 및
상기 확산 스펙트럼 신호 성분의 추정을 제공하기 위해 상기 수신된 복합신호에서 상기 조정된 신호를 감산하는 수단을 구비하는 협대역 신호 감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치을 제공된다.
대개, 상기 협대역 코딩방식은 또한 보정불가능한 오류를 검출할 수 있고, 상기 디코딩수단은 보정불가능한 오류를 검출할 때 상기 감산을 억제하도록 구성된다.
또다른 실시예에서, 상기 협대역 신호 성분에 대응하는 상기 신호의 주파수를 감쇠시키는 수단을 추가로 포함하고, 상기 디코딩 수단은 보정불가능한 오류를 검출할 때 상기 감쇠수단이 사용되도록 구성된다.

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확산 스펙트럼 신호를 디코딩하는 대응적 방법 또한 제공된다.

지금부터 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 예를 통해 설명한다.

도 1은 고전력 스펙트럼밀도 협대역 신호와 저전력 스펙트럼밀도 광대역 신호에 대한 반송파대 간섭비를 나타내는 도면,

도 2는 송신된 광대역 신호내 일부 주파수를 감쇠시키기 위해 노치필터를 이용하는 공지된 복합신호 송신기의 블럭도,

도 3a는 종래의 확산 스펙트럼 신호 수신기의 블럭도,

도 3b는 수신된 광대역 신호내 일부 주파수를 감쇠시키기 위해 압축필터를 갖는 공지된 확산 스펙트럼 신호 수신기의 블럭도,

도 4는 7비트 PN코드(pseudo noise code)를 이용하여 인코딩된 데이터신호를 나타내는 도면,

도 5는 저역변환에 앞서 신호를 디스프레딩하는 가능한 수신기 구조를 나타 내는 도면,

도 6은 신호의 저역변환에 앞서 수신된 신호의 소정 주파수를 감쇠시키기 위해 노치필터를 이용하는 가설적 수신기를 나타내는 도면,

도 7은 본 발명의 한 실시예에 따른 저역변환에 앞서 신호의 디스프레딩단계 및 여과단계를 결합하는 수신기를 나타내는 도면,

도 8은 본 발명의 한 실시예에 따른 결합된 디스프레딩 및 여과수단을 나타내는 도면,

도 9는 본 발명의 한 실시예에 따른 결합된 디스프레딩 및 여과수단을 나타내는 도면,

도 9a는 본 발명의 또다른 실시예에 따른 결합된 디스프레딩, 여과 및 저역변환수단을 나타내는 도면,

도 10은 본 발명의 한 실시예에 따른 협대역 신호 감산기를 갖는 수신기를 나타내는 도면,

도 11은 협대역 신호 감산기의 세부사항을 나타내는 도면,

도 12는 보정불가능한 오류가 검출되는 경우 추정된 협대역 신호를 감산하지 않는 좀더 복잡한 협대역 신호 감산기를 나타내는 도면, 및

도 13은 보정불가능한 오류가 검출되는 경우 추정된 협대역 신호가 감산되지 않고, 그러한 환경하에서 노치필터가 사용되는 본 발명의 한 실시예를 나타내는 도면이다.

[실시예]
도 1은 협대역 신호(2)를 송신하는 협대역 신호 송신기(1) 및 광대역 신호(4)를 송신하는 광대역 송신기(3)를 나타내고 있다. 광대역 송신기 및 협대역 송신기는 가산기(5)와 연결된다. 광대역 신호와 협대역 신호가 가산기(5)에서 합해져서 복합신호(6)를 생성한다. 물론, 다른 위치에서의 다른 송신기가 사용될 수도 있고, 본 발명에 관한한 효과는 동일하다. 신호가 디코딩되는 경우 광대역 신호 디코더(8)에 의해 복합신호가 수신되어, 새로운 복합신호(9)를 생성한다. 최초 광대역 신호(4)의 스펙트럼은 디코더에 의해 디스프레딩되어, 새로운 복합신호(9)의 디코딩된 신호 성분(4')을 생성하고, 최초 협대역 신호(2)의 스펙트럼은 새로운 복합신호(9)의 새로운 성분(2')을 생성하도록 확산된다. 새로운 복합신호(9)는 디코딩된 광대역 신호(4')에 대한 반송파대 간섭비(10)를 갖는다.

협대역 신호에 관한한, 복합신호(6)는 반송파대 간섭비(7)를 갖는다. 협대역 신호(2)에 대한 반송파대 간섭비(7)를 증가시키기 위해서, 노치필터가 광대역 신호 송신기(3)에 삽입될 수도 있어서 협대역 신호에 의해 사용된 주파수를 감쇠시킨다. 그러한 노치필터는 광대역 신호에 의해 협대역 신호에 발생된 간섭을 감소시킬 것이다. 도 2는 변조기(16) 및 업컨버터(17)와 차례로 연결된 노치필터(12)와 연결된 인코더(11)를 구비하는 공지된 광대역 신호 송신기(15)를 나타내고 있다. 가산기(5)에서 협대역 신호(2)와 합산하기전에 변조되고 고역변환 (upconverting)되는 노치된 신호(14)를 생산하기 위해 광대역 신호(13)를 여과하도록 노치필터(12)가 사용된다. 다시, 만일 다른 위치의 다른 송신기가 사용된다면, 본 발명에 관한 중대한 효과는 없게 된다.

디스프레딩된 광대역 신호(4')에 대한 반송파대 간섭비(10)를 증가시키기 위해서, 노치필터는 광대역 신호 디코더(8)에 삽입될 수도 있어서 협대역 신호에 의해 사용된 주파수를 감쇠시킨다. 도 3a는 차례로 디스프레더(21)와 연결된 복조기(19)와 연결된 다운컨버터(18)를 구비하는 광대역 신호 디코더(8)와 연결된 수신기 증폭기(23)를 구비하는 종래의 확산 스펙트럼 신호 수신기의 블럭도를 나타낸다. 물론, 복조는 디스프레딩전이나 후에 발생할 수도 있다. 도 3b는 디스프레더(21)전에 노치필터(20)가 사용된 광대역 신호 디코더(30)의 또다른 실시예를 나타낸다. 광대역 신호로부터 제거된 스펙트럼을 최소화시키기 위해서 매우 뚜렷한 차단을 갖는 노치필터가 필요하다.

확산 스펙트럼 신호를 생성하기 위해서 데이터신호를 코딩하는 한가지 방법은 정보비트를 '칩(chips)'으로 알려진 시간의 더 작은 양으로 자르는 것이다. 이러한 칩은 PN코드를 데이터신호에 가함으로써 생성된다. 도 4는 7비트 PN코드를 이용하여 인코딩된 디지털신호를 나타낸다. 실제 구현에서, PN코드는 이것보다 훨씬 더 길다. 인코딩된 신호가 약간 잡음 비슷하게 나타나게 하는 특정한 수학적 특성에 근거하여 PN코드가 선택된다. 어떤 PN코드가 데이터신호상에 있는가를 아는 대응하는 디코더가 사용되어 최초 데이터신호를 검색하기 위해 확산 스펙트럼 신호의 스펙트럼을 디스프레딩한다.

도 3a에 도시된 바와 같이 베이스밴드에서 신호를 디스프레딩하는 단점은 다운컨버터(18) 또는 복조기(19)에 의해 신호에 부가된 어떠한 잡음이 간섭을 발생시킬 것이라는 것이다. 도 5에 도시된 바와 같이 저역변환전에 수신된 신호를 디스프레딩하는 것이 이론적으로는 가능하다. 광대역 신호 디코더(31)에서, 디스프레딩 신호(9)(도 1 참조)의 좁은 대역폭에서의 잡음만이 간섭을 일으킬 것이고, 디스프레딩 신호가 최초 광대역 신호보다 훨씬 높은 전력 스펙트럼밀도를 갖기 때문에 그러한 간섭의 결과가 적어질 것이다. 그러나, 협대역 신호(2)(도 1 참조)로부터의 간섭을 줄이기 위해서 도 3b에 도시된 바와 같이 디스프레딩단계전에 압축필터가 요구되고, 요구된 고주파에서 동작하는 매우 뚜렷한 차단을 갖는 프로그램가능 디지털 노치필터를 구현하는 것이 현재로는 가능하지 않다.

또한, 필터전에 신호를 처리하는 구성요소만이 비선형성으로 인해 잡음이 삽입되는 것을 방지하기 위해 요구된 큰 동적범위를 필터가 필요로 하기 때문에 저역변환 및 복조전에 여과를 수행하는 것이 유리하다. 도 6은 그러한 수신기를 위한 가설적 구조를 나타내지만, 상기한 바와 같이 그러한 구조는 현재 유효한 하드웨어에서 프로그램가능 디지털 필터를 이용하여 실현될 수 없다. 요구된 필터가 유효 필터의 뱅크에서 선택되는 경우, 매우 크다면, 유사 필터를 이용한 구조가 가능하다.

도 7은 신호의 디스프레딩 및 여과 양쪽을 함께 수행하는 확산 스펙트럼 신호 수신기의 블럭도를 나타내고 있다. 그러한 구성은 상기한 이점, 즉 감소된 잡음 대역폭과 큰 동적범위를 요구하는 구성요소만이 수신기 증폭기(23)인 이점을 갖는다. 복합수단은 도 8에 도시된 바와 같이 구현될 수도 있다. 본 명세서에서 PN코드 생성기(27)에 의해 생성된 PN코드는 디지털 프로그램가능 노치필터(26)에 의해 베이스밴드에서 여과된다. 그후, 여과된 PN코드는 혼합기(25)를 이용하여 들어오는 신호를 디스프레딩하기 위해 사용되어, 수신된 주파수에서, 들어오는 신호의 디스프레딩과 여과를 동시에 실현한다. 혼합기(25)에 의해 혼합한 후, 신호는 대 역통과 필터(35)에 의해 여과되고 증폭기(36)에 의해 증폭된다.

도 9는 현재 유효한 하드웨어로 구현될 수 있는 개선된 구성을 나타낸다. 도 8의 혼합기에서 요구되는 것과 같은, 하나의 고주파 입력 및 하나의 저주파 입력으로 동작하도록 최적화되는 혼합기는 대개 고전력 고주파신호를 요구한다. 그러나, 도 8에 도시된 실시예에서, 고주파신호는 안테나로부터의 저전력신호가 된다. 도 9에 도시된 실시예에서, 혼합기(25)는 2개 혼합기(28,29) 및 국부 발진기로 교체된다. 따라서 혼합기(28)는 노치필터(26)로부터 수신된 여과된 PN코드와 혼합된 국부 발진기(34)로부터 고전력신호를 수신한다. 그후 이러한 고전력신호는 안테나 증폭기(23)로부터 수신된 저전력신호와 혼합된다. 이러한 구성에서, 수신된 신호는 동시에 여과되고 저역변환되며 디스프레딩되어서, 다운컨버터(18)가 생략될 수도 있고, 또는 만일 추가 저역변환이 요구되는 경우 다운컨버터(18)가 유지될 수도 있다. 혼합기(28)와 혼합기(29)는 하나의 혼합기로 교체될 수도 있다.

도 9에 도시된 구성에서, 혼합기(28)에 의해 생성된 신호는 중심주파수(F_c)에 대해 대칭적이고, F_c에서의 감쇠 주파수±노치필터(26)를 감쇠시킴으로써 감쇠된 주파수의 2개 범위를 갖는다. 이 결과로 필요한 것보다 2배 양의 스펙트럼이 제거되게 된다. 만일 도 9a에 도시된 바와 같이 추가 고역변환 단계(50,51)가 이용된다면, PN코드는 노치필터(28)의 동작범위내 중간 주파수로 고역변환되어서, 혼합기(28)에 의해서 생성된 신호는 한 범위의 감쇠 주파수만을 갖도록 한다.

도 10은 일부 오류보정성능을 갖는 코딩방식을 이용하여 코딩된 고전력 협대역 신호 성분; 및 저전력 확산 스펙트럼 신호 성분으로 이루어지는 복합신호를 디코딩하는 또다른 수신기(39)에 대한 블럭도를 나타내고 있다. 협대역 신호 감산기(40)는 확산 스펙트럼 신호 성분을 디스프레딩하기에 앞서 고전력 협대역 신호 성분을 제거한다. 협대역 신호 감산기(40)에서, 협대역 신호 코딩방식에 따라 복합신호가 디코딩되고, 저위 확산 스펙트럼 신호의 결과로 협대역 신호에 삽입된 임의의 오류가 이 단계에서 보정되며, 결과적인 협대역 신호 추정이 복합신호에서 감산되어서, 송신된 확산 스펙트럼 신호의 우수한 추정인 광대역신호를 발생시킨다. 명확하게, 수신기(39)는 협대역 주파수범위의 주파수가 도 2에 따른 송신기에 의해 감쇠되지 않은 신호를 수신하기에 유리하다.

저역변환 및 복조후에 협대역 신호 감산을 수행하는 것이 가능하다. 그러나, 만일 저역변환 및 복조전에 협대역 신호 감산이 수행된다면, 상기한 바와 같이 수신기 증폭기(23)만이 큰 동적범위를 가질 필요가 있다는 이점이 있다.

도 11은 협대역 신호가 GSM을 이용하여 코딩되는 경우 협대역 신호 감산기(40)의 한 실시예를 나타낸다. 수신된 복합신호는 GSM 복조기(42)에 의해 복조된다. GSM 복조기(42)는 요구되는 바와 같이 순방향 오류 보정 및 디인터리빙(deinterleaving)을 포함한다. 복조하는 동안 오류보정이 발생해서, 임의의 확산 스펙트럼 신호 성분에 의해 삽입된 오류의 일부 또는 전부를 제거한다. 그후, 복조된 보정 신호는 송신된 GSM 신호의 추정을 생성하기 위해 GSM 변조기(44)에 의해 변조된다. GSM 변조기는 필요하다면 순방향 오류보정 비트 및 인터리빙을 제공한다. 변조 및 복조단계와 동시에, 수신된 복합신호가 GSM 채널 추정기(43)에 의해 처리된다. 이것은 송신채널에 의해 삽입된 다중경로지연 및 위상 및 진폭 변경의 추정을 제공한다. 이러한 추정은 역등화기(45)에 의해 추정 신호의 위상 및 진폭을 조정하기 위해 사용된다. 이러한 조정된 신호는 지연된 버전의 수신된 복합신호로부터 감산기(46)에 의해 감산된다. 지연구성요소(41)는 구성요소(42,43,44,45)에 의해 삽입된 지연을 보상한다. GSM 복조기(42), GSM 변조기(44), 및 GSM 채널 추정기(43)는 공통으로 유효한 표준 GSM 마이크로칩을 이용하여 구현될 수도 있다. 역등화기(45)는 프로그램가능 디지털 필터를 이용하여 구현될 수도 있다.

실제로, 역등화가 역등화기(45)에서 수행된 후 GSM 변조기(44)에 포함된 고역변환이 대신 처리되는 경우, 수신된 주파수보다 낮은 주파수에서 역등화를 수행할 필요가 있을 수도 있다.

도 12는 만일 협대역 신호 코딩방식이 보정불가능한 오류를 검출할 수 있는 경우에 사용될 수 있는 개선된 협대역 신호 감산기(40')의 블럭도를 나타낸다. 만일 보정불가능한 오류가 복조기(42)에 의해 검출된다면, 스위치(51)를 제어하기 위해 출력(50)이 사용되고, "46"에서 협대역 신호 감산이 발생하지 않는다.

도 13은 디스프레더(21)(도 10)를 개선된 수신기로 교체하는 결합된 디스프레더와 노치필터(24'')와 연결된 협대역 신호 감산기(40'')의 또다른 실시예의 블럭도를 나타낸다. 이러한 실시예에서, 협대역 신호 감산을 바이패스하도록 스위치(51)를 제어하고, 노치필터(26)가 바이패스되는가를 제어하기 위해 출력(50)이 사용된다. 보정불가능한 오류가 검출되는 경우, 협대역 신호 감산이 바이패스되고, 노치필터(26)가 대신 사용된다.

Claims

확산 스펙트럼 신호를 디코딩하는 장치에 있어서,

신호의 스펙트럼을 디스프레딩하기 위해 디스프레딩 신호를 생성하는 수단(27);

상기 디스프레딩 신호를 이용하여 신호의 상기 스펙트럼을 디스프레딩하는 수단(25);

저주파신호를 생성하기 위해 신호를 저역변환하는 수단(18); 및

신호의 소정 주파수를 감쇠하는 노치필터수단(26)을 포함하고,

(ⅰ) 상기 디스프레딩에 앞서 상기 확산 스펙트럼 신호의 저역변환이 발생하지 않고,

(ⅱ) 상기 감쇠에 앞서 상기 확산 스펙트럼 신호의 저역변환이 발생하지 않는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치.
제 1 항에 있어서,

수신된 신호는 확산 스펙트럼 신호 성분 및 상기 확산 스펙트럼 신호 성분보다 매우 높은 전력 스펙트럼밀도를 갖는 협대역 신호 성분을 포함하는 복합신호이고, 상기 감쇠된 주파수는 상기 협대역 신호 성분에 존재하는 주파수인 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 스펙트럼은 PN코드를 이용하여 디스프레딩되는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

감쇠수단은 상기 디스프레딩 신호의 소정 주파수를 감쇠시키도록 연결되고, 상기 결과로 생성된 노치된 디스프레딩 신호는 동시에 상기 확산 스펙트럼 신호를 디스프레딩하고, 상기 확산 스펙트럼 신호의 상기 소정 주파수를 감쇠하도록 연결되는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치.
확산 스펙트럼 신호를 디코딩하는 장치에 있어서,

상기 확산 스펙트럼 신호 디코딩 장치는,

상기 신호의 스펙트럼을 디스프레딩하기 위해 디스프레딩 신호를 생성하는 수단(27); 및

노치된 디스프레딩 신호를 제공하기 위해 상기 디스프레딩 신호의 소정 주파수를 감쇠하도록 연결된 감쇠수단(26)을 포함하고,

고역변환된 노치된 디스프레딩 신호를 제공하기 위해 국부 발진기(34)로부터의 신호와 상기 노치된 디스프레딩 신호를 혼합하도록 연결된 혼합수단(28); 및

상기 확산 스펙트럼 신호와 상기 고역변환된 노치된 디스프레딩 신호를 혼합하도록 연결된 혼합수단(29)을 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치.
신호가 바람직한 확산 스펙트럼 신호 성분과 바람직하지 못한 상기 협대역 신호 성분을 구비하고, 상기 협대역 신호는 오류보정성능을 갖는 코딩방식을 이용하여 코딩되는, 전송채널을 통해 전송된 확산 스펙트럼 신호를 디코딩하는 장치에 있어서,

상기 협대역 신호의 디코딩된 버전을 제공하기 위해 상기 협대역 신호 코딩방식에 따라 상기 복합신호를 디코딩 및 보정하는 수단;

상기 전송채널의 진폭 및 위상특성을 추정하는 수단;

추정된 협대역 신호를 생성하기 위해 상기 협대역 신호 코딩방식에 따라 상기 디코딩된 보정신호를 인코딩하는 수단;

상기 추정된 진폭 및 위상특성에 따라 상기 추정된 협대역 신호의 위상 및 진폭을 조정하는 수단; 및

상기 확산 스펙트럼 신호 성분의 추정을 제공하기 위해 상기 수신된 복합신호에서 상기 조정된 신호를 감산하는 수단을 구비하는 협대역 신호 감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치.
제 6 항에 있어서,

상기 협대역 코딩방식은 또한 보정불가능한 오류를 검출할 수 있고, 상기 디코딩수단은 보정불가능한 오류를 검출할 때 상기 감산을 억제하도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치.
제 7 항에 있어서,

상기 협대역 신호 성분에 대응하는 상기 신호의 주파수를 감쇠시키는 수단을 추가로 포함하고,

상기 디코딩 수단은 보정불가능한 오류를 검출할 때 상기 감쇠수단이 사용되도록 구성되어 있는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩장치.
확산 스펙트럼 신호를 디코딩하는 방법에 있어서,

신호의 상기 스펙트럼을 디스프레딩하기 위해 디스프레딩 신호를 생성하는 단계;

상기 디스프레딩 신호를 이용하여 신호의 상기 스펙트럼을 디스프레딩하는 단계;

저주파신호를 생성하기 위해 신호를 저역변환하는 단계; 및

신호의 소정 주파수를 감쇠하는 단계를 포함하고,

상기 확산 스펙트럼 신호의 디스프레딩 단계는 저역변환 단계에 앞서 수행되고, 상기 확산 스펙트럼 신호의 소정 주파수를 감쇠하는 단계는 저역변환 단계에 앞서 수행되는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩방법.
제 9 항에 있어서,

수신된 신호는 확산 스펙트럼 신호 성분 및 상기 확산 스펙트럼 신호 성분보다 매우 높은 전력 스펙트럼밀도를 갖는 협대역 신호 성분을 포함하는 복합신호이고, 상기 감쇠된 주파수는 상기 협대역 신호 성분에 존재하는 주파수인 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩방법.
제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,

상기 스펙트럼은 PN코드를 이용하여 디스프레딩되는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩방법.
제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,

상기 디스프레딩 신호의 상기 소정 주파수를 감쇠되고, 상기 결과로 생성된 노치된 디스프레딩 신호는 동시에 상기 확산 스펙트럼 신호를 디스프레딩하고, 상기 확산 스펙트럼 신호의 상기 소정 주파수를 감쇠하도록 사용되는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩방법.
확산 스펙트럼 신호를 디코딩하는 방법에 있어서,

상기 확산 스펙트럼 신호 디코딩 방법은,

상기 신호의 스펙트럼을 디스프레딩하기 위해 디스프레딩 신호를 생성하는 단계; 및

노치된 디스프레딩 신호를 제공하기 위해 상기 디스프레딩 신호의 소정 주파수를 감쇠하는 단계를 포함하고,

고역변환된 노치된 디스프레딩 신호를 제공하기 위해 국부 발진기로부터의 신호와 상기 노치된 디스프레딩 신호를 혼합하는 단계; 및

상기 확산 스펙트럼 신호와 상기 고역변환된 노치된 디스프레딩 신호를 혼합하는 단계를 추가로 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩방법.
신호가 바람직한 확산 스펙트럼 신호 성분과 바람직하지 못한 상기 협대역 신호 성분을 구비하고, 상기 협대역 신호는 오류보정성능을 갖는 코딩방식을 이용하여 코딩되는, 전송채널을 통해 전송된 확산 스펙트럼 신호를 디코딩하는 방법에 있어서,

상기 협대역 신호의 디코딩된 버전을 제공하기 위해 상기 협대역 신호 코딩방식에 따라 상기 복합신호를 디코딩 및 보정하는 단계;

상기 전송채널의 진폭 및 위상특성을 추정하는 단계;

추정된 협대역 신호를 생성하기 위해 상기 협대역 신호 코딩방식에 따라 상기 디코딩된 보정신호를 인코딩하는 단계;

상기 추정된 진폭 및 위상특성에 따라 상기 추정된 협대역 신호의 위상 및 진폭을 조정하는 단계; 및

상기 확산 스펙트럼 신호 성분의 추정을 제공하기 위해 상기 수신된 복합신호에서 상기 조정된 신호를 감산하는 단계를 구비하는 협대역 신호 감산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩방법.
제 14 항에 있어서,

상기 협대역 코딩방식은 또한 보정불가능한 오류를 검출할 수 있고, 상기 협대역 신호를 감산하는 단계는 보정불가능한 오류를 검출할 때 생략되는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩방법.
제 15 항에 있어서,

상기 협대역 신호 성분에 대응하는 상기 신호의 상기 주파수를 감쇠시키는 선택적 단계를 선택적으로 포함하고, 상기 감쇠시키는 단계는 보정불가능한 오류를 검출할 때 수행되는 것을 특징으로 하는 확산 스펙트럼 신호 디코딩방법.