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KR101077349B1 - 적응형 부대역 전치왜곡기를 사용한 ｒｆ 전력 증폭기의 선형화 - Google Patents

적응형 부대역 전치왜곡기를 사용한 ｒｆ 전력 증폭기의 선형화 Download PDF

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KR101077349B1 KR1020097019767A KR20097019767A KR101077349B1 KR 101077349 B1 KR101077349 B1 KR 101077349B1 KR 1020097019767 A KR1020097019767 A KR 1020097019767A KR 20097019767 A KR20097019767 A KR 20097019767A KR 101077349 B1 KR101077349 B1 KR 101077349B1
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제임스 톤티
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해리스 코포레이션
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Abstract

RF 전력 증폭기(206)의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 것은 각각이 상기 입력 신호(s(t))의 일부를 표시하는 복수의 부대역 신호들을 분리하는 것을 포함한다. 상기 방법은 상기 복수의 부대역 신호들 각각의 진폭 및 위상을 독립적으로 변경하는 것을 포함한다. 상기 진폭 및/또는 위상의 변경은 선형 및 비선형 변경을 각각 제어하면서, 적응형 제어기(224)에 의해 적응형 프로세스에서 측정되는 한 세트의 신호 가중 매개 변수들(가중치)(w, W)을 사용하여 수행된다. 변경 후에, 각각의 부대역들은 RF 전력 증폭기(206)에 대한 전치왜곡된 입력 신호를 얻기 위해 다함께 합계된다.
Figure R1020097019767
전치왜곡, 가중치, 진폭, 위상, 변조, 선형, 비선형, 왜곡, 증폭기, 대역, 분리, RF 전력 증폭기

Description

적응형 부대역 전치왜곡기를 사용한 ＲＦ 전력 증폭기의 선형화{LINEARIZATION OF RF POWER AMPLIFIERS USING AN ADAPTIVE SUBBAND PREDISTORTER}
본 발명은 RF 전력 증폭기를 선형화하는 방법에 관한 것이며, 더 상세하게는 강화 선형성으로 포락선 제거 및 복원(EER : Envelope Elimination and Restoration)을 제공하는 방법에 관한 것이다.
전력 증폭기들은 고유하게는 비선형 장치들이며, 실질적으로 모든 통신 시스템들에 사용된다. 장거리 통신들은 전체 시스템에 있어서 단연 최대 전력을 소비하는 장치들인 고 전력 증폭기들을 필요로 한다. 증폭기 효율은 출력 전력 대 필요 DC 전력 소비의 비율로 측정된다. 초효율 전력 증폭기들은 고도로 비선형인 것이 널리 주지되었다. 초효율 증폭기들은 휴대폰, 랩탑, 및 군용 무선기와 같은, 배터리 수명 증가와 크기 감소를 위해 저전력 소비를 필요로 하는 이동 통신 시스템들에 중요하다.
비선형성을 가지는 고효율 증폭기들은 인접 채널의 방해를 이끄는 스펙트럼 재성장(re-growth)(대역외 잡음)을 야기한다. 또한, 그들은 디지털 변조 파형들에 대한 비트 오차율(BER)의 이행을 저하시키는 대역내(in-band) 왜곡을 야기한다. 이 러한 이행의 저하(degradation)는 새로 생겨난 고 데이터비의 디지털 파형들이 전송에 사용됨에 따라 최근 중대한 문제가 되었다. 선형화는 FCC 스펙트럼 마스크 요건에 준수하고, BER을 감소시키고, 허용가능한 증폭기의 효율을 달성하는 것이 필요하다.
RF 전력 증폭기들과 관련한 왜곡은 진폭 대 진폭(AM-AM) 변조 곡선 및 진폭 대 위상(AM-PM) 변조 곡선에 의해 종종 특징된다. AM-AM 변조 곡선은 입력 전력의 함수(function)로서 RF 전력 증폭기의 이득을 도시한다. AM-PM 변조 곡선은 입력 전력의 함수로서 RF 전력 증폭기의 출력 위상 변화를 도시한다. AM-AM 왜곡 및 AM-PM 왜곡은 RF 통신 장치의 효율에 반작용한다.
디지털 기저대역 전치왜곡은 증폭기에 의해 야기되는 왜곡에 보완적인 입력 신호에 대한 보정을 적용하는 비용 효과적인 기술이다. 전치왜곡기는 전력 증폭기(PA)를 선행하고, 역증폭기의 비선형성을 야기한다. 완벽한 선형의 PA 출력은 간단하게 PA에 대한 입력 신호의 스칼라 곱(scalar multiple)일 것이다(즉, y=G*x, 상기 G는 증폭기 이득). 증폭기가 상기 입력 신호에 왜곡(distortio)을 "부가"하기 때문에, 출력은 일부 왜곡 항(즉, y=G*x + d)을 더한 상기 입력 신호의 스케일된 버젼(scaled version)으로 간주될 수 있다. 상기 왜곡 항이 시간에 불변하며, 사전에 정확하게 예측될 수 있다면, 소이득 정리(small gain theorem)는 PA 입력으로부터 상기 왜곡을 제거함에 의해 상기 왜곡 항을 취소할 수 있게 한다(즉, y=G*(x - d/G)+ d = G*x).
오차항이 동일한 입력 신호를 사용하여 반복가능함에 따라, 대부분의 전력 증폭기들은 소이득 정리의 일부 동작을 나타낸다. 그러나, 일부 전력 증폭기들은 마찬가지로 메모리 효과들을 나타낸다. 이는 AM-AM 및 AM-PM 곡선들(즉, 상승 기울기 대 하강 기울기를 위한 상이한 AM-AM 곡선)에서 이력 현상(hysteresis)으로서 나타나며, 아마도 전열 효과들(즉, 전력 반도체 성분들의 가열/냉각) 및/또는 주파수 대역을 가로지르는 특정군의 지연으로 인한 것이다. 상기와 같이, 증폭기는 현재 출력이 오직 현재 입력에 따라서 달라지는 메모리가 없는 것으로 더 이상 설계될 수 없다. 메모리를 가진 PA를 위한 비메모리의 전치왜곡은 종종 낮은 선형화 수행으로 결과한다. 이에 따라, 메모리 효과들과 결합한 증폭기의 비선형성 효과를 언급할 필요가 있다.
향상된 효율성을 제공하는 일 형태의 RF 전력 증폭기는 포락선 제거 및 복원(EER) 증폭기이다. EER 증폭기들은 본 기술분야에 잘 알려졌으며, 포락선의 변화를 가지는 복합 파형들에 대한 DC 에너지 대 RF 에너지의 초고효율 변환을 달성할 수 있다. 그들은 변조 입력 신호에 포함된 포락선 및 위상 정보를 개별적으로 처리함에 의해 동작한다. 상기 위상 정보는 이가 일정한 포락선 신호로서 증폭되는 전력 증폭기로 전달된다. 이는 상기 위상 정보가 고효율의 비선형 증폭기들을 사용하여 증폭되게 한다. 입력 신호에 포함된 상기 포락선 정보는 신호가 증폭된 후에 상기 위상 정보로 반환된다.
E 등급의 토폴로지(topologies)를 사용하는 고효율의 EER 증폭기들은 낮은 선형성을 가진 것으로 알려졌다. 이러한 낮은 선형성은 상당한 양의 신호 왜곡을 야기한다. 예를 들어, 상기 왜곡은 출력 포락선 전압을 제어하는데 사용되는 펄스 폭 변조기 회로로부터 및 상기 위상 정보를 증폭하는데 사용되는 회로에 존재하는 비선형성들을 스위칭하는 것으로부터 비롯된다. EER 증폭기와 관련한 대부분의 왜곡 생성물들은 입력 파형을 전치왜곡함에 의해 보정될 수 있다. 그러나, 실용적인 전치왜곡 신호 처리기의 구성은 광대역 신호들을 증폭하는데 사용되는 EER 증폭기들의 경우에는 어려운 것으로 확인되었다.
RF 전력 증폭기의 수행을 선형화하는 다른 기술은 피드포워드 선형화(feedforward linearization)로서 알려졌다. 피드포워드 선형화로, 180도의 신호결합기는 전형적으로 비왜곡된 버젼의 신호로부터 왜곡된 버젼의 신호를 공제하는데 사용된다. 상기 결과는 오차 신호이다. 오차 신호는 출력 신호로부터의 오차를 제거하기 위해 증폭되어, 이어서 RF 전력 증폭기의 출력 신호로부터 공제될 수 있다.
본 발명은 고효율 전력 증폭기들의 비선형 최적화에 대한 적응 접근법을 설명한다. 더 상세하게는 본 발명은 RF 전력 증폭기의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
상기 방법은 복수의 부대역 신호들을 분리하는 단계로 시작하는 다수의 단계들을 포함한다. 각각의 부대역 신호는 상기 입력 신호의 일부를 포함한다. 특히, 각각의 부대역 신호는 상기 입력 신호의 대역폭 내에 한정된 소정의 주파수 대역에 포함된 입력 신호의 일부를 나타낸다. 상기 분리 단계는 필터의 통과 대역과 일치하기 위해 각 부대역 신호의 중심 주파수를 선택적으로 편이한다(shifting).
상기 방법은 복수의 부대역 신호들 각각의 진폭과 위상 중에서 적어도 하나를 독립적으로 변경하는 단계로 계속된다. 진폭 및/또는 위상 변경은 적응형 프로세스에서 측정된 한 세트 신호의 가중 매개 변수들(가중치)을 사용하여 수행된다. 각각의 부대역들을 변경하는데 사용되는 가중치(weight)들은 이롭게는, 각각이 실제가상의 성분들을 포함하는 복소 가중치를 포함하도록 선택된다. 이러한 변경 단계 후에, 각각의 부대역들은 전치왜곡된 입력 신호를 얻기 위해 다함께 합쳐진다. 본 발명의 일 측면에 의하여, 상기 방법은 또한 RF 전력 증폭기를 포락선 제거 및 복원(EER)형 전력 증폭기로 선택하는 것을 포함할 수 있다.
상기 변경 단계는 각 부대역 신호의 선형 보정, 각 부대역 신호의 비선형 보정 또는 양쪽 형태의 보정을 포함한다. 상기 적응형 프로세스는 각 형태의 보정을 위해 각각의 부대역 신호에 필요한 가중치를 산출하는데 사용된다. 예를 들어, 제1 세트의 가중치들은 각 부대역 신호의 선형 보정을 위해 산출될 수 있으며, 제2 세트의 가중치들은 각 부대역 신호의 비선형 보정을 위해 산출될 수 있다. 상기 변경 방법이 비선형 보정을 포함하면, 그때 상기 비선형 보정은 진폭 변조 대 진폭 변조(AM-AM)형 증폭기 왜곡, 진폭 변조 대 위상 변조(AM-PM)형 왜곡, 또는 양쪽 형태의 왜곡을 보완하기 위한 각 부대역의 전치왜곡을 포함한다.
또한, 전력 증폭기가 메모리 효과(AM-AM 및 AM-PM 곡선들의 이력 현상으로서 그들 자체를 나타내는)를 나타내는 경우, 그때 본 발명에 따른 적응형성 부대역 전치왜곡기는 메모리 효과가 결합된 비선형성을 보정하는데 필요한 전치왜곡을 제공한다.
전치왜곡이 적용될 입력 신호는 복합(동위상/직각 위상(I/Q) 성분)형 신호로 선택될 수 있다. 또한, 입력 신호는 광대역폭(예, 증폭기의 설계된 동작 대역폭의 20% 이상과 비슷한 대역폭)을 가지게 선택될 수 있다. 상기 입력 신호는 왜곡 생성 메카니즘(istortion generation mechanism)의 시간 지연 성분들에 대하여 현저한 시간 응답을 가질 수 있다.
또한 본 발명은 RF 전력 증폭기에서 입력 신호의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 장치를 포함한다. 상기 장치는 부대역 분리기를 포함한다. 상기 부대역 분리기는 복수의 부대역 신호들 중의 각 하나를 복수의 부대역 채널들 중의 하나로 분리하는 신호 처리 성분들을 포함한다. 상술한 바와 같이, 각 부대역 신호는 입력 신호의 전체 대역폭 내에서 소정의 상이한 주파수 대역에 포함된 입력 신호의 일부를 포함할 수 있다. 상기 각각의 부대역 채널들은 적어도 하나의 신호 가중 장치를 더 포함한다. 각 신호 가중 장치는 복수의 부대역 신호들 중의 하나의 진폭과 위상 중에서 적어도 하나를 독립적으로 변경하기 위해 가중치에 반응한다. 본 발명의 일 측면에 의하여, 신호 가중 장치는 복수의 부대역 신호들 각각의 진폭과 위상 모두를 변경하기 위해 가중치들에 반응한다. 이러한 점에서, 여기 기술된 가중치들은 이롭게도 실제가상 성분들을 포함하는 복소 가중치들이다.
상기 장치는 또한 적응형 제어기를 포함한다. 상기 적응형 제어기는 적응 처리 알고리즘에 의해 상기 가중치들을 산출하는 오차 신호에 반응한다. 상기 장치는 또한, 상기 변경 과정 후에 각각의 부대역 신호들을 합산하는 합산 장치를 포함한다. 상기 합산 장치는 상기 변경된 부대역 신호들의 각각에 기반하여 전치왜곡된 입력 신호를 구성하는데 사용된다.
상기 적응형 프로세서는 각 부대역 신호의 선형 보정, 각 부대역 신호의 비선형 보정 또는 양쪽을 위한 각 신호 가중 장치에 대한 가중치들을 산출하도록 구성될 수 있다. 이러한 점에서, 상기 장치는 각 부대역 채널을 위한 두 개 이상의 신호 가중 장치들을 포함할 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 상기 장치가 비선형 보정을 위해 설계된 경우, 상기 적응형 프로세서는 진폭 변조 대 진폭 변조(AM-AM)형 증폭기 왜곡, 진폭 변조 대 위상 변조(AM-PM), 또는 양쪽 형태의 왜곡을 보정하는데 필요한 가중치들을 산출하도록 구성된다. 부대역 채널들을 얻기 위해 사인(x)/x의 횡단 필터를 사용할 때에, 각각의 부대역 신호는 서로 직교하며, 이는 각 부대역의 가중치가 독립적으로 변경되는 방법을 허용한다. 환언하자면, 한 부대역의 가중치가 독립적으로 변경되는 동안, 전체 평균 제곱 오차(MSE)에 대한 다른 부대역의 가중치 기여는 변하지 않는다.
도 1A는 적응형 전치왜곡 장치를 병합한 종래의 RF 전력 증폭기 배치의 블록도이며,
도 1B는 도 1A의 RF 전력 증폭기 배치의 더 상세한 블록도이며,
도 2는 적응형 부대역 전치왜곡 장치의 배치를 이해하는데 유용한 블록도이며,
도 3은 도 2의 적응형 부대역 전치왜곡 블록의 동작을 이해하는데 유용한 더 상세한 블록도이다.
본 발명은 본 발명의 도시 실시형태들이 나타난 첨부 도면과 관련하여 이후에 더 충분히 설명될 것이다. 그러나, 이러한 발명은 다수의 다양한 형태로 구현될 것이며, 여기 전술한 실시형태들에 제한되는 것으로서 해석되어서는 아니 된다. 예를 들어, 본 발명은 방법, 데이터 처리 장치, 또는 컴퓨터 프로그램물로서 구형될 수 있다. 이에 따라, 본 발명은 전체 하드웨어 실시형태, 전체 소프트웨어 실시형태 또는 하드웨어/소프트웨어 실시형태로서 형태를 취할 수 있다.
여기 기술된 상기 장치는 RF 전력 증폭기의 선형성을 향상시키기 위해 의도되었으며, 더 상세하게는 메모리 효과를 나타내는 RF 전력 증폭기들의 선형성을 향상시키는 것이다. 여기 사용된 바와 같이, 상기 용어 선형 및/또는 선형성은 RF 증폭기가, 상기 RF 증폭기의 정의된 동적 동작 범위에 걸쳐 일부 스케일링 상수(constant scaling factor)에 의해 그의 입력 신호에 관련된 진폭을 가지는 증폭된 출력 신호를 생성할 수 있는 범위(extent)를 기술하는데 사용된다. 유사하게, 위상에 관하여, 상기 용어 선형 또는 선형성은 상기와 같은 RF 증폭기가 상기 RF 증폭기의 정의된 동적 동작 범위에 걸쳐 일부 상수값에 의해 그의 입력 신호에 관련된 위상을 가지는 증폭된 출력 신호를 생성할 수 있는 정도(degree)를 기술하는데 사용된다. 여기 사용된 용어 동적 동작 범위는 신호 진폭의 예상 범위 및 예상 신호 대역폭을 포함한다.
전례없는 수준의 선형성을 가지고 더 효율적으로 동작하는 증폭기들에 대한 지속된 수요가 있다. 포락선 제거 및 복원(EER) 증폭기들과 같은 특정 형태의 증폭 기들은 초고의 동작 효율을 가진 것으로 알려졌다. 그러나, 이들 동일한 증폭기들은 또한 낮은 선형성을 가지는 것으로 알려졌다. 본 발명의 일 실시형태에 따라, 상기 증폭기들의 선형성은 개선된 적응형 전치왜곡 기술을 사용함에 의해 향상될 수 있다.
도 1A는 RF 증폭기 시스템(100)에서 실행되는 전치왜곡 개념을 도시한다. 증폭될 신호는 전치왜곡 수단(101)에 관련한 전치왜곡기(102)에 적용되고, 다음으로 선형화될 전력 증폭기(110)에 적용된다. 전력 증폭기의 출력 표본은 전형적으로 방향성 결합 기구(112)를 사용하여 취해진다. 최초의 입력 신호는 지연 수단(122)에 의해 지연되며, 이로 인해 이는 대략 제때에 상기 출력 표본과 정렬된다. 상기 지연된 최초 신호 및 표본 신호는 DSP(103)에서 차감되며, 전치왜곡기(102)에 의해 사용된 결과 오차는 상기 오차가 최소화되는 방법으로 그의 동작을 변경하기 위해 는 최소화된다.
도 1B를 지금 참조하면, RF 전력 증폭기 시스템(100)의 좀 더 상세한 블록도가 도시된다. RF 전력 증폭기 시스템은 디지털 프로세스와 종종 사용되는 공통 IQ 변조 기술을 사용한다. IQ 변조 도식이 사용되는 경우, 상기 "I" 용어는 파형의 "위상내(in-phase)" 성분을 언급하며, 상기 "Q" 용어는 직각 위상(quadrature) 성분을 언급한다. IQ 변조는 본 기술분야에 널리 공지되었기 때문에 여기 상세히 설명하지 않을 것이다.
상기 적응형 전치왜곡 시스템(101)은 RF 전력 증폭기(PA)(110)의 출력으로부터의 피드백을 사용한다. 기저대역 전치왜곡 시스템(101)은 기저대역 전치왜곡 기(102)와 DSP부(103)을 포함한다. 기저대역 전치왜곡기는 PA(110)의 비선형 동작을 왜곡하기 위해 디지털 기저대역 신호의 I 및 Q 성분들을 변경한다. 다르게 말하자면, 상기 디지털 기저대역 신호를 형성하는 I 및 Q 성분들은 PA(110)가 입력 신호에 좀 더 선형으로 관련된 출력을 가지게 야기하도록 증폭 이전에 "전치왜곡"된다.
기저대역 전치왜곡기(102)로부터 출력된 전치왜곡의 I,Q 신호 성분들은 원하지 않은 고 주파수 신호 성분을 제거하기 위해 디지털 아날로그 변환기(DAC)(104)로, 이후에 저 대역 통과 필터(LPF)(106)로 전달된다. I,Q 성분들은 그 후에 직교 혼합기(quadrature mixer)(108)로 전달된다. 국부 발진기(LO)(120)는 직교 혼합기(108)로 RF 반송파 신호를 제공한다. 그 후에, 합성 전치왜곡 파형(composite predistorted waveform)은 그가 증폭되며 안테나(114)로 전달되는 PA(110)의 입력으로 전달된다. 피드백 신호가 RF 결합기(112)에서 생성되어, 직교 혼합기(116)에 의해 기저대역 I 및 Q 신호들로 변환된다. 상기 혼합기 출력은 LPF(118) 및 아날로그 디지털 변환기(ADC)(120)를 통해 DSP부(103)로 피드백된다. DSP(103)는 지연선(122)에서 시간 지연된 최초 I,Q 성분값들에 대한 피드백 신호를 비교한다. 상기 시간 지연은 아날로그, 디지털, 또는 DSP 수단들에 의해 수행될 수 있다는 것을 유의해야한다. 상기 DSP(103)는 오차 신호를 산출하기 위해 피드백 신호와 최초 I,Q 값들을 사용한다. 다음으로 오차 신호는 디지털 기저대역 신호를 형성하는 I 및 Q 성분들을 위한 가중 계수들(weighting factors)을 생성하기 위해 적응형 알고리즘에서 사용된다. 이들 가중 계수들은 다음으로 기저대역 전치왜곡기(102)에 의해 사용된다.
RF 증폭기들의 성능에 영향을 미치는 왜곡은 일반적으로 (1)비선형 왜곡 또는 (2)선형 왜곡으로서 특징될 수 있다. 비선형 왜곡은 보통, 특정 동작 주파수에서 상이한 위상 및 이득 오차들의 형태로 지속된다. 가장 일반적인 형태의 비선형 왜곡은 포락선 압축(envelope compression) 및 부차적 위상 변조를 포함한다. 포락선 압축과 부차적 위상 변조는 RF 증폭기의 이득 및/또는 위상 응답이 입력 신호의 진폭에 반응하여 변화할 때에 일어난다. 상기 비선형 동작들은 때때로 AM-AM형 증폭기 왜곡 및 AM-PM형 증폭기 왜곡으로서 언급된다. 반대로, 선형 왜곡은 특정 RF 채널의 대역폭을 가로지르는 군 지연시간 변화(group delay variation) 및 주파수 응답 오차들에 의해 생성된다.
도 2는 RF 전력 증폭기들에서 발생하는 선형 및 비선형 왜곡을 보정하는데 유용한 적응형 부대역 전치왜곡 시스템(200)의 간소화된 블록도를 도시한다. 도시된 배치는 메모리 기반 왜곡(즉, 입력 신호의 현재 및 이전 값들 모두에 의존하는 왜곡)을 나타내는 RF 전력 증폭기들을 보정하는데 특히 유용하다. 지금 도 2를 참조하면, 상기 시스템(200)은 상기 신호를 RF 전력 증폭기에 전달하기 전에 입력 신호(s(t))를 처리한다. 상기 입력 신호(s(t))는 동위상(I) 및 직각 위상(Q) 성분들로 이루어질 수 있다는 점에서 복소 신호일 수 있다. 상기 I 및 Q 성분들은 적응형 부대역 전치왜곡기(202)로 전달된다.
도 2에 도시된 상기 시스템에서, 적응형 부대역 전치왜곡기(202)는 복수의 부대역들 상에 I 및 Q 신호 성분들을 위한 적응형 전치왜곡을 제공한다. 각 부대역 은 복소 신호(s(t))의 대역폭을 포함한 전체 주파수 스펙트럼의 상대적으로 작은 일부를 포함한다. 이와 함께, 상기 부대역들은 복소 신호(s(t))에 의해 한정된 전체 대역폭에 걸쳐 계속적으로 연재한다. 예를 들어, 복소 신호(s(t))의 전체 대역폭이 100 kHz이면, 그때 각 부대역의 넓이가 4 kHz인 25개의 부대역들이 제공될 수 있다. 도 3와 관련하여 더 상세히 설명될 것으로서, 상기 적응형 부대역 전치왜곡기는 상기 신호(s(t))를 포함한 각 부대역의 적응 왜곡을 제공한다. 그때 상기 개별 부대역들이 직교하기 때문에, 각 부대역에 적응 전치왜곡이 독립적으로 적용된다. 다음으로 상기 개별 부대역들은 개별적으로 전치왜곡된 부대역들로, 전치왜곡기의 출력에서 다시 다함께 합쳐지며, I 및 Q 성분들로 이루어진 최초 (s(t)) 신호를 (sd(t)) 재형성한다.
상기 신호(s(t))를 RF 전력 증폭기(206)에 전달하기 전에, 특정 시스템에서 상기 신호를 대안형식으로 변환하는 것이 필요할 수 있다. 예를 들어, EER형 증폭기들은 위상 및 진폭 정보를 위한 개별 처리 경로들을 가진다. 이러한 형태의 증폭기들을 위해, 신호가 증폭될 수 있기 전에 I 및 Q 신호 성분들을 진폭 및 위상 정보로 변환하는 것이 필요하다. 상기 발명의 배치가 EER형 증폭기와 사용하는 것을 의도한다고 가정하면, 적응형 부대역 전치왜곡기(202)로부터 출력된 I 및 Q 성분들은 I/Q-진폭/위상(직교-극:rectangular-to-polar) 변환기(204)로 전달된다. 상기 I/Q-A/P 변환기(204)는 상기 전치왜곡된 신호(sd(t))(I 및 Q 성분들로 이루어진)를 시간 변화 진폭(A(t)) 및 시간 변화 위상각(Φ(t))에 의해 정의된 등가 신 호(equivalent signal)(sd(t))로 변환한다. 이러한 형태의 변환기들은 본 기술분야에 널리 공지되었다. 이에 따라, I/Q-A/P 변환기(204)는 여기 더 이상 상세히 설명되지 않을 것이다.
본 기술분야의 당업자는 다양한 형태의 RF 전력 증폭기들이 EER형 증폭기에 의해 요구되는 것이 아닌 신호 형식을 필요로 할 수 있다는 것을 쉽게 인식할 것이다. 이에 따라, 본 발명이 상기와 같은 다른 형태의 증폭기들과 사용하도록 의도된 경우, I/Q-A/P 변환기(202) 대신에 다른 형태의 변환기를 대체할 필요가 있을 수 있다. 따라서, 본 발명은 I/Q-A/P 변환기(204)의 사용에 제한되는 것은 아니다. 대신에, 다른 어떤 적절한 변환기가 특정 증폭기 응용을 위해 사용될 수 있으며, 상기 모든 대안 증폭기들은 본 발명의 범위에 포함되는 것으로 의도된다.
전치왜곡 이후에, (sd(t))신호는 상기 신호가 증폭되어 출력되는 RF 전력 증폭기(206)로 전달된다. 상기 증폭기의 출력에서의 신호는 바람직하게는 G가 증폭기 이득인 G x sd(t)이지만, 모든 실용 증폭기들은 왜곡 d를 나타내며, 때문에 증폭기 출력은 s'd(t)=G x sd(t)+d(t)이다. 전형적으로, 증폭된 s'd(t) 신호는 이때 원격지로의 무선 전송을 위해 안테나(미도시)로 전달될 것이다. 결합기(coupler)(208)는 바람직하게는 이 출력선으로부터 증폭된 s'd(t) 신호의 소부분을 피드백 루프(feedback loop)(201)에 결합한다. RF 전력 증폭기는 어떠한 형태의 RF 전력 증폭기일 수 있다. 그러나, 본 발명은 비선형으로 알려진 다양한 고효율 증폭기들 중 의 어느 하나에 특히 잘 적합하다. 상기 증폭기들은 본 기술분야에 널리 알려진 EER형 증폭기들을 포함한다. 그러나, 본 발명은 이 점에 제한되지 않는다.
피드백 루프(201)는 RF 전력 증폭기(206)로부터의 출력 신호의 진폭(A'(t))과 위상각(Φ'(t))에 관련한 추출 정보로 각각 설계된 진폭 검출기(210)와 위상 검출기(212)를 포함한다. 위상 및 진폭 검출기 회로들은 본 기술분야에 널리 주지되었으므로, 여기서 더 이상 상세히 설명하지 않을 것이다. 그러나, 진폭(A'(t))과 위상각(Φ'(t))은 RF 전력 증폭기(206)와 관련한 비선형성들로 인해 진폭(A(t)) 및 위상각(Φ(t))의 값들과 다소 다를 것이라는 것을 인식할 것이다. 진폭(A'(t))과 위상각(Φ'(t))은 진폭/위상-I/Q(극-직교) 변환기(214)로 전달된다. A/P-I/Q 변환기(214)는 I' 및 Q'의 대응값들을 산출하기 위해 진폭 및 위상 정보를 사용할 것이다. A/P-I/Q 변환기들은 본 기술분야에 널리 주지되었으며, 따라서 여기 상세히 설명되지 않을 것이다. 대안적으로, 상기 I/Q 신호는 직교 혼합기 및 국부 발진기의 사용에 의해 직접적으로 구성되었을 수 있다. 따라서, 본 발명은 A/P-I/Q 변환기(214), 진폭 검출기(210), 또는 위상 검출기(212)의 사용에 제한되지 않는 것을 이해되어야 한다.
I' 및 Q' 값들은 차감 블록(subtraction block)(216)으로 전달된다. 또한, 신호(s(t))와 관련한 I 및 Q의 최초 값들도 상기 차감 블록(216)으로 전달된다. 신호(s(t))로부터의 I 및 Q 성분들을 신호(s'd(t))로부터의 I' 및 Q' 성분들과 연대순으로 정렬하기 위해 적절한 지연(220)이 제공된다. 환언하자면, 증폭된 (s'd(t)) 신 호(RF 증폭기(206)에 의해 왜곡된)는 블록(216)의 최초 (s(t))신호와 비교된다. 이들 성분값들 간의 각 차이들은 상기 RF 전력 증폭기에 의해 도입된 비선형성들을 나타낸다. 이들 비선형성들은 오차항(E)로 표현될 수 있다. 상기 오차항(E)는 E2를 산출하기 위해 승산 블록(218)에서 자동적으로 승산된다. 상기 오차항의 제곱하는 것은 상기 오차항을 전력 수준차(전압차에 반대하는 것으로서)로 변환한다. 상기 제곱 오차 신호는 이후에 상기 오차 신호의 어떠한 잡음 및 소망하지 않는 고주파수 성분들을 제거하기 위해 저역통과필터(LPT)(222)로 전달된다. 다음으로 적응 제어기(224)로 출력이 전달된다.
상기 적응 제어기(224)는 적응형 부대역 전치왜곡기(202)에 사용되는 두 기본형 가중치들을 산출한다. 제1 형태의 가중 계수(w)는 적응형 AM-AM 전치왜곡 및 적응형 AM-PM 전치왜곡을 위해 적응형 부대역 전치왜곡기(202)에서 사용된다. 제2 형태의 가중 계수(W)는 적응형 부대역 전치왜곡기(202)의 I 및 Q 성분들의 적응성 전치왜곡을 위해 사용된다.
도 3을 지금 참조하면, 상기 적응형 부대역 전치왜곡기(202)의 좀 더 상세한 블록도가 도시된다. 상기 적응형 부대역 전치왜곡기(202)는 세 개의 주요 함수 블록들로 이루어지는 것이 관찰될 수 있다. 이들 주요 함수 블록들은 부대역 분리부(301), 선형 보정부(307) 및 비선형 보정부(309)를 포함한다.
상기 부대역 분리부(301)는 각 부대역이 개별적으로 처리될 수 있게 I 및 Q 성분들을 다수의 개별 부대역들(l-n)로 분리한다. 선형 보정부(307)는 각 부대역에 서 I 및 Q 성분 신호들의 적응형 전치왜곡을 제공하는 적응형 선형 필터이다. 상기 선형 보정부는 광대역 신호들의 증폭과 관련한 선형 왜곡을 보완하기 위해 제공된다. 예를 들어, 상기 선형 왜곡은 상기 신호의 I 및 Q 성분들을 포함한 상이한 부대역들 사이에서 군 지연 시간 변화(group delay variations)에 기인할 수 있다. 상기 군 지연시간 변화는 RF 전력 증폭기(110)에 의해 처리되는 광대역 아날로그 신호들에 있어서 공통적이다. 상기 선형 보정부(307)는 적응형 전치왜곡 처리를 사용하여 상기 선형 왜곡을 보완한다. 상기 비선형 보정부(309)도 마찬가지로 적응형 필터부이다. 그러나 비선형 보정부(309)는 상기 RF 전력 증폭기(110)에서 일어난 비선형 왜곡을 보완하도록 제공된다. 이들 세 부분들(301,307,309)의 각각은 지금 더 상세히 기술될 것이다.
부대역 분리부(301)의 목적은 I 및 Q 성분 신호를 포함하는 복수의 부대역들을 분리하는 것이다. 예를 들어, 각각이 1 kHz 넓이인 한 세트의 50개의 부대역들은 50 kHz 넓이의 I 및 Q 성분 신호로부터 획득될 수 있다. 이러한 결과를 달성하기 위해 어떠한 적절한 접근법도 활용될 수 있다. 상기 부대역 분리부(301)는 이러한 결과를 달성하는 하나의 가능한 배치를 도시한다. 그러나, 본 발명은 이 점에 제한되는 것은 아니라는 것을 이해해야만 한다. 상기 결과가 광대역의 입력 복합(I 및 Q 성분) 신호의 전체 주파수 스펙트럼을 다함께 포함하는 한 세트의 n 부대역들이라면, 다른 어떤 적합한 배치도 사용될 수 있다.
도 3을 다시 지금 참조하면, 상기 부대역 분리부(301)가 인입하는 I 및 Q 성분 신호를 복수의 채널들(l-n)로 전달하도록 배치되는 것을 관찰할 수 있다. 상기 I,Q 성분 신호를 상기 각각의 채널들(l-n)로 제공하는 어떤 적절한 수단도 사용될 수 있다. 예를 들어, 디지털 승산기(미도시) 또는 메모리 버퍼가 이러한 목적으로 사용될 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시형태에 의하여, 상기 부대역 분리부(301)는 추가로 선형 등화 필터로 이루어진다. 상기 선형 등화 필터는 사인(x)/x 필터들의 뱅크(bank)를 가진 주파수 영역에서 실현된다. 엄밀한 등화(equalization)는 "n" 필터 뱅크 (filter bank)를 위한 대역폭을 가로지르는 "n" 지점들 및 상기 각각의 협소한 대역폭들에서의 대략 직교 동작에서 달성될 수 있다. 이는 동시에 전체 대역에 영향을 미치는 전형적인 횡단 필터 탭(filter tap)과 대조를 이룬다. 또한, 주파수 영역으로부터의 상기 필터의 역변환(inverse transformation)은 단순 합산이다. 결과적으로, 이는 실행하기에 경제적인 보상 네트워크(compensation network)이다. 본 발명에서, 채널(n)을 위한 각각의 사인(x)/x 필터는 혼합기들(302n,306n) 및 저역통과필터(304n)를 사용하여 실행된다.
각 사인(x)/x 필터의 출력은 복소(IQ) 가중치(W(qxN))에 의해 승산된다. 이러한 방식으로, 소망하는 전달 함수는 관심 대역을 가로지르는, 각각이 각각의 사인(x)/x 필터를 위한 "n" 지점들에서 실행될 수 있다. 이러한 직교에 근접한 제어는 다른 모든 필터들이 소정의 필터 주 로브(main lobe)에서 제로 응답을 나타내기 때문에 가능하다. 피드백 회로의 적응형 제어기(224)는 다음으로 전력 증폭기의 출력과 소망하는 신호 입력 간의 오차를 최소화하기 위해 필터 뱅크의 응답을 조정한 다.
사인(x)/x 필터들의 뱅크 실행이 지금 더 설명될 것이다. 복수의 채널들(1-n)의 각각에 대해 인입하는 I 및 Q 성분 신호는 각 채널에 제공된 혼합기(302l-302n)로 각각 전달된다. 각 혼합기(302l-302n)는 각 채널을 위한 복소 국부 발진기(complex local oscillator) 신호를 생성하는 국부 발진기(314l-314n)를 각각 구비한다. 상기 복소 국부 발진기 신호는 실제가상(real and imaginary)의 성분 출력들로 이루어져 있다. 각 채널에서 혼합기와 국부 발진기의 목적은 상기 I,Q 성분 신호를 주파수 변환(frequency translate)하는 것이다. 각 채널(1-n)에서, 특정 채널에 의해 처리된 특정 부대역의 중심 주파수(fn)은 O Hz로 편이되거나(shift) 또는 하향 변환되며, 이후에 저역통과필터(304l-304n)를 사용하여 분리될 수 있다. 이러한 결과를 달성하기 위해, 각 국부 발진기(314l-314n)의 주파수는 특정 채널에 대해 대신할 것이 없다(unique). 예를 들어, 채널(1)에서, 복소 국부 발진기 신호는 exp(-j2π*fl*t)로 표현될 수 있다. n번째 채널에 대하여, 복소 국부 발진기 신호는 exp(-j2π*fn*t)로 표현될 수 있다.
각 혼합기(302l-302n)에서, 국부 발진기 신호를 포함한 실제가상 성분들은 입력 신호의 인입하는 I 및 Q 성분들에 의해 승산된다. 각 채널(n)에서 승산 프로세스가 상기 인입하는 I 및 Q 성분 신호의 주파수를 편이시켜, 특정 부대역의 중심 주파수(fn)가 DC 또는 0 헤르츠로 편이되도록 국부 발진기 주파수가 선택된다. 예를 들어, 채널(l)에서, (fl)에 집중된 인입하는 I 및 Q 성분 신호에 포함된 부대역은 편이되어, 상기 부대역의 새로운 중심 주파수가 DC 또는 0 헤르츠에 있게 된다. 채널(2)에서, 상기 동일한 인입하는 I 및 Q 성분 신호가 편이되어, (f2)에 집중된 부대역이 DC 또는 0 헤르츠로 편이하게 된다.
본 기술분야의 당업자는 여기 기술된 필요한 주파수 편이 또는 하향 변환을 수행하기 위해 각 국부 발진기에 필요한 주파수가 어떻게 측정될 수 있는지 쉽게 인식할 것이다. 예를 들어, O 헤르츠(DC)에 집중된 50 kHz 넓이의 기저대역 입력 I,Q 신호를 가정한다. 따라서, 상기 입력 신호는 25 kHz 이상 및 0 헤르츠 이하로 확장할 것이다. 10 kHz의 중심 주파수를 가지는 I,Q 신호의 특정 부대역을 분리하기 위해, 그때 동일한 주파수 10 kHz인 국부 발진기 주파수가 선택될 수 있다. 환언하자면, 복소 국부 발진기 파형은 fn = 10 kHz인, exp(-j2π*fn*t)로 표현될 수 있다. 상기 국부 발진기 신호는 10 kHz의 최초 중심 주파수가 0 헤르츠(DC)의 중심 주파수로 편이하는 혼합기(302l)의 출력에서 부대역을 생성할 것이다. 각각의 소망하는 부대역의 중심 주파수를 0 헤르츠로 편이하기 위해 각 채널(l-n)에 대한 유사한 프로세스가 사용될 수 있다.
다운시프팅(Downshifting) 프로세스가 한번 완료되면, 각 채널(n)의 I 및 Q 성분 신호는 저역통과필터(304l-304n)에 각각 전달된다. 상기 저역통과필터는 각 채 널 필터에서 특정 부대역(n)의 최초 I 및 Q 신호를 포함한 저들 주파수 성분들을 제외한, 모든 주파수 성분들을 여과할 것이다. 이후에, 혼합기(306l-306n)가 각 특정 부대역(1-n)을 그의 최초 중심 주파수(fn)로 되돌려 편이하기 위해 각 채널(l-n)에서 사용된다. 예를 들어, 부대역(n)이 최초로 10 kHz에서 중심 주파수를 가진다면, 그때 혼합기(306n)의 출력은 10 kHz에 위치된 중심 주파수를 가질 것이다. 이러한 주파수 편이 또는 상향 변환은 소망하는 중심 주파수에서 복소 국부 발진기 신호를 생성하기 위해 국부 발진기들(316l-316n)을 각각 사용하여 각 채널(l-n)에서 달성된다. 예를 들어, 채널(l)에서, 국부 발진기(316l)에 의해 생성된 복소 국부 발진기 신호는 exp(j2π*fl*t)로 표현될 수 있다. n 번째 채널에 대하여, 복소 국부 발진기 신호는 exp(j2π*fn*t)로 표현될 수 있다.
각 혼합기(306l-306n)로부터 결과한 출력은 n 부대역들 중의 분리된 것이다. 각각의 부대역은 선택된 주파수 대역의 최초 I 및 Q 성분 신호를 포함한다. 각 부대역은 부대역들의 수(n)로 분할된 I,Q 성분 신호의 최초 대역폭과 동일한 대역폭을 가질 것이다. 예를 들어, 50개의 부대역들(n=50)로 분할된 50 kHz의 대역폭을 가지는 I 및 Q 성분 신호의 경우에, 각 부대역은 1 kHz 넓이일 것이다.
각 부대역이 부대역 분리부(301)에서 분리된 후에, 상기 n 부대역들의 각각은 선형 보정부(307)로 전달된다. 선형 보정부(307)는 승산기들(308l-308n)이 한 세트의 복소 필터 가중치들(w1-wn)에 기반하여 특정 부대역에서 I 및 Q 성분들의 크 기(magnitude)와 위상을 선택적으로 조정하는데 사용되는 적응형 선형 필터이다. 상기 복소 필터 가중치들(w1-wn)은 적응형 제어기(224)에 의해 측정된다.
목적 방법의 자세한 설명 전에, 비선형 왜곡과 평균 시간에 관련한 주제들이 언급될 필요가 있다. 이상적으로, 적응 최적화는 "정적(static)" 문제를 언급하며, 관련한 "기대값들"은 무한한 집적 시간으로 접근된다. 상기 목적물은 보정될 매개변수들이 변화할 속도(rate)보다는 짧지만, 상기 결과에 실질상 영향을 미칠 수 있는 불충분한 고유치들을 해결하기엔 충분히 긴 시간에 결쳐 집적되는 것이다.
상기 복소 필터 가중치들(w1-wn)은 다수의 상이한 알고리즘들에 의해 측정될 것이다. 일 실시형태에 의하여, 상기 적응형 제어기(224)는 상기 가중치들을 최적화하기 위해 폐쇄 루프의 가중치-동요 기울기 추적 알고리즘(closed-loop weight-perturbational gradient following algorithm)을 사용할 수 있다. 폐쇄 루프의 가중치-동요 기울기 추적 알고리즘은 왜곡기의 함수 이해에 대한 필요를 회피하는 주요한 이점을 가진다. 순환 업데이트(recursive updating)와 반대하는 직접 공분산 행렬(direct covariance matrix)이 바람직할 수 있지만, 관찰 파형의 왜곡을 이끄는 알려지지 않은 절차(mechanism)들을 추정하고, "선형화"하는 것을 포함한다. 상기 이해의 필요 없이, 저들 직접적인 방법들은 용이하게 적용되지 않는다.
상기 가중치 동요의 적응형 제어기는 개별 가중치들에 대한 오차 전력의 편도함수(partial derivatives)을 산출하고, 다음으로 상기 오차(음의 기울기:negative gradient)를 최소화하는 일 방향으로 이동한다. 오차 전력값이 예상되기 때문에, 이 전력의 편도함수는 상기 시간 또는 주파수 영역에서 균일하게 산출 되므로, 상기 중량들이 주파수 영역 또는 시간 영역 성분의 입력을 제어하는지에 대한 여부는 중요하지 않다. 상기 편도함수의 정의를 사용하여 시간 영역의 "실시간"에서 산출된 도함수들은 주파수 영역의 가중치를 제어하기 위해 "자동적으로" 작동한다.
본 발명의 비제한적인 실시예에 의하여, 사인(x)/x 필터 뱅크는 이동 평균 필터(Moving Average Filter, 모든 중량들이 하나로 유일한 박스카(Box-Car) 필터 또는 FIR 필터로도 알려진)로부터 실현될 수 있다. 상기 사인(x)/x 필터는 다중-고정식 탭의 횡단 필터로 실현될 수 있기 때문에, 주파수 영역 가중 결합 시스템의 횡단 필터 표시(transversal filter representation)를 사용하는 것이 가능하다. 그러나, 소정의 필터를 형성하는 지연 입력들의 군은 공통 인수에 의해 가중치(weight)를 주어야 하며, 도함수들은 상기 모든 "고정" 탭의 가중치들을 동요함에 의해 한번에 산출되어야만 한다. 상기 시스템의 비선형성은 상기 도함수들의 분석 표시를 불가능하게 한다. 실제 동작에 있어서, 소정의 사인(x)/x 필터에 적용한 단일 복소 가중치를 이행하고 동요하는 것 모두가 매우 바람직하다. 이롭게도, 각 부대역을 위해 동일한 사인(x)/x 필터를 사용하는 것은 각 부대역 신호 간의 직교성을 제공한다.
상기 사인(x)/x 필터들이 이동 평균 횡단 필터로 나타내어질 수 있기 때문에, 상기 송신기로의 입력은 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009058064781-pct00001
상기 함수(s(t))는 비선형의 전치왜곡 가중으로부터 출력된 신호를 가리키며, 별표는 컨벌루션(convolution: 주파수 영역 필터들의 응용)을 나타낸다. 상기 필터들(h0-hN -l)들을 개별 부대역들을 분리하기 위해 사용되는 직교성 대역 통과 필터들이다.
균등하게는,
Figure 112009058064781-pct00002
상기 필터(h0)는 사인(x)/x 저역통과필터이고, i = 0..N-1,
Figure 112009058064781-pct00003
는 상기 신호를 0 주파수로 하향 변환하는 효과를 가지며,
Figure 112009058064781-pct00004
는 상기 신호를 하향 변환하기 전에 그의 최초 주파수로 되돌려 상향 변환하는 효과를 가진다. 따라서, 각 부대역은 0 주파수로 하향 변환되며, 저역 통과되며, 이어서 이후에 분리형 직교 부대역들의 행렬을 형성하기 위해 재-상향 변환된다.
송신기 출력은 다음과 같으며,
Figure 112009058064781-pct00005
상기 T는 복소 전치(complex transpose) 작용을 표시하며, WT는 복소 가중치 행렬이며, F[]는 전력 증폭기 함수이다.
시스템 오차는 다음과 같다.
Figure 112009058064781-pct00006
상기 오차 전력의 기대값은 다음을 설명하는 가중치 벡터를 해결함에 의해 최소화될 수 있으며,
Figure 112009058064781-pct00007
상기 변성인자(gradient operator)는 다음과 같다.
Figure 112009058064781-pct00008
상기 적분 시간(integration time)(T)은 상기 적분이 오차 함수의 기대값들을 생성하기에 충분하게 길어야 하며, 상기 기대값의 적분 함수는 E[]로 나타낸다. 또한, 적분 및 미분의 순서는 W가 준정적(quasi-static)이기 때문에 역정의될 것이다. 이는 다음을 이끈다.
Figure 112009058064781-pct00009
이때, 비선형 함수 F[]가 주지되지 않았기 때문에 직접적인 해결법은 가능하지 않다. 대안으로서, 만족시키거나 불만족시킬 수 있는 다수의 환경들에 영향을 받기 쉬운 기울기 추적 방법(gradient following process)에 의해 최적화가 설명될 수 있다. 이들의 가장 중요한 것은 F(W)가 단일값이고, 단일 최소치를 가지는 것을 필요로 한다.
상기 알고리즘은 가중치들에 대하여 상기 오차면의 국부 기울기(local gradient)를 평가하고, 다음으로 스칼라(k)에 비례하는 비율로 상기 최소치를 향해 하향 이동(음의 기울기)하는 것을 구성한다. 수학적으로, 이는 다음과 같으며,
Figure 112009058064781-pct00010
상기 k는 수렴값이다.
가용한 송신기 출력 및 신호 입력을 사용하여 상기 오차를 표현하며, 다음 식을 가진다.
Figure 112009058064781-pct00011
상기 도함수(derivative)들을 유한차로 근접시키면서, 소정의 가중치(Wi)를 조정하기 위한 다음 식을 얻을 수 있다.
Figure 112009058064781-pct00012
이는 다음과 같이 측정된다.
Figure 112009058064781-pct00013
함수적으로, 이는 단일 가중치가 상기 가중치에 대한 오차 기울기 측정을 제공하면서 음양 모두로 약간 동요되는 반면, 상기 오차의 기대값은 소정의 가중치 수준으로 측정되는 것을 의미한다.
수렴값(k)의 범위는 k(Δt)의 최대값이 E(xTx)보다 작아야 하는 NE[s2(t)]임을 나타내는 안정도 분석(여기 제공되지 않음)을 사용하여 상당히 감소될 수 있다. K = k(Δt)를 치환하여 다음과 같이 재정렬한다.
Figure 112009058064781-pct00014
다음으로 시간(t+1)의 반복 가중치 벡터는 다음과 같다.
Figure 112009058064781-pct00015
폐쇄 루프의 가중치-동요 기울기 추적 알고리즘은 모든 가중치들을 1 + 0i로 초기화함에 의해 시작된다(이는 1의 I 성분 및 0의 Q 성분을 위한 복소수 기수법이며, 상기 i는 허수부를 나타낸다). 표시 신호가 시스템을 통과하고, 오차항(E)(도 2)이 획득된다. 그때 제1 가중치(w1)의 실수부가 소량Δ 증가하며, 상기 조건에 대한 오차항(ε1)이 획득된다. 그때 상기 가중치(w1)의 실수부가 소량Δ 감소하며, 제 2 오차항(ε2)이 획득된다. 다음으로 상기 오차항은 상기 오차항을 감소시킬 가중치를 변경할 양을 제공하기 위해 수학적으로 결합된다. 예를 들어, ε1＜ε2 이면, 그때 w1은 Re(w1) = Re(w1) + Δ/2, 그 밖에 w1은 Re(w1) = Re(w1) - Δ/2로 업데이트될 수 있으며 상기 Re(x)는 "x의 실수부"를 나타낸다. 이러한 변화가 w1의 실수부에 적용되며, 결과 오차항이 획득된다. 다음으로 각 경우에 오차항이 획득되면서, w1의 허수부가 증가하고, 감소한다. 이들 오차항들은 다음으로 w1 허수부를 변경할 양을 제공하기 위해 상술한 바와 같이 결합된다. 이러한 변화는 상기 가중치의 허수부에 적용되며, 결과 오차항이 획득된다. 이 프로세스는 w1에 대해 반복하고, 상기 오차가 이 가중치에 대해 최소화될 때까지 각 반복은 Δ = Δ/2로 Δ를 감소시킨다.
모든 가중치들이 최저 오류를 위해 최적화될 때까지, 동일한 프로세스가 w2,w3 등에 대해서 연속적으로 뒤따른다. 이어서 전체 프로세스가 반복될 수 있으며, 각 가중치가 상향 변경되거나 하향 변경되는 양으로 적절한 변화가 만들어진다. 각각의 부대역들이 직교하기 때문에 각 가중치를 개별적으로 변경함에 의해 이러한 방식으로 최소 평균 제곱 오차(MSE)가 성취될 수 있다. 이 기술을 이행하는 적응형 제어기(224)는 본 발명의 비제한적인 실시예에 따른 "가중치 동요" 적응형 제어기로서 알려진다. 대안적으로, 상기 가중치들은 최소 평균 제곱(least mean square) 또는 회귀적 최소자승(RLS: Recursive Least Square) 알고리즘을 사용하여 직접적으로 산출될 수도 있다.
선형 보정부(307)의 상이한 부대역들에 대한 상이한 복소 가중치들의 적용은 특정 형태의 고효율 RF 전력 증폭기들과 사용하기에 이로우며, 상기 증폭기들이 상기 증폭기의 전체 설계 동작 대역폭에 비해 상대적으로 넓은 대역폭을 가지는 신호들을 증폭하는데 사용되는 경우에 특히 그러하다. 여기 사용된 바와 같이, 상기 용어, 상대적으로 넓은 대역폭은 RF 증폭기의 동작 대역폭의 약 20% 이상인 대역폭을 가지는 신호들을 언급한다. 이를 보는 다른 방법은 신호 테이크(signal take)의 가장 빠른 변화의 시간량에 비례하여 증폭기를 통한 신호의 전파 시간량을 고려하는 것이다. 소정의 증폭기는 신호가 상기 증폭기의 입력에서 그의 출력으로 전파되도록 증폭하는데 취하는 일정량의 시간을 가질 것이다. 상기 입력 신호의 시간 주기의 변동이 증폭기의 전파 지연보다 현저히 낮을 때에 왜곡이 더욱 심하게 되기 싶다. 상기 신호들은 소정의 시간 주기에 걸쳐 상기 RF 전력 증폭기에 입력된 신호들간의 방해에 의해 야기되는, RF 전력 증폭기의 메모리 효과를 만들어 낸다. 상이한 주파수 대역들이 약간 상이한 속도로 RF 전력 증폭기를 통해 전파될 것이다. 상기 결과는 특정 주파수 대역의 왜곡일 수 있다. 효과에 있어서, 시간의 특정 순간에서 RF 증폭기로부터 출력된 신호는 먼저 시간에 상기 증폭기에 입력된 신호들에 영향을 받는다. 환언하자면, 현재 출력은 과거 및 현재 입력들에 의존한다. 그러므로, RF 증폭기의 이득 및 위상 특징은 상기 증폭기에 전달된 신호들의 주파수 내용에 어느 정도 의존적이다.
전술한 것으로부터, 광대역 신호를 포함하는 상이한 주파수 구성요소들이 증폭기를 통해 전파됨에 따라 시간 지연의 변화로 인해, 상대적으로 광대역의 신호가 RF 증폭기(206)에서 생성될 수 있음을 이해할 수 있다. 적응형 부대역 전치왜곡기(202)에서, 개별 부대역들의 대역폭이 전체 신호의 대역폭보다 현저히 적으면, 그때 위상 편이 또는 위상 조정들이 시간 편이와 같게 된다. 이에 따라, 선형 보정부(307)은 I,Q 신호 성분들이 RF 전력 증폭기를 통해 전파됨에 따라, 다양한 부대역들의 시간 지연의 변화를 보완하기 위해 I,Q 신호 성분들의 전치왜곡을 제공하는데 사용될 수 있다. 선형 보정부(307)의 각 부대역에 대한 복소 가중치들(wl-wn)의 적용이 뒤따르며, 각 부대역은 비선형 보정부(309)로 전달된다. 비선형 보정부는 비선형 보정기들(310l-310n)을 포함한다. 각각의 비선형 보정기들(310l-310n)은 RF 증폭기의 비선형성들을 보정하는 전치왜곡을 제공하기 위해 I,Q 성분 신호에 가중치들(Wl-Wn)에 따른 함수(function)를 적용할 수 있다. 특히, 상기 비선형 보정기들(310l-310n)은 AM-AM 왜곡, AM-PM 왜곡 또는 양쪽에 의해 야기된 오류들을 보정하는 각 부대역을 전치왜곡하기 위해 사용될 수 있다.
I,Q 신호의 각 부대역에 상기 전치왜곡을 선택적으로 적용하는 것은 신호들의 전체 대역을 가로질러 일정한 전치왜곡을 단순히 제공하는 것에 비해 유익하다. 이는 AM-AM 왜곡 및 AM-PM 왜곡에 관한 증폭기의 특징들이 상대적으로 광대역의 신호의 대역폭에 걸쳐 다소 다를 것이기 때문이다. 이에 따라, 상대적으로 광범위의 대역폭 신호의 전체 대역폭에 걸쳐 적용된 단일한 전치왜곡 값은 일반적으로 증폭기의 비선형성들에 대한 보완 목적을 위한 최적 결과를 제공하지 않을 것이다.
비선형 보정 가중치들(Wl-Wn)은 상술한 바와 같은 가중치 동요성의 적응형 제어기에 의해 측정될 수 있다. 가중치 동요성 적응형 제어기는 개별 가중치들에 관한 오차 전력의 편도함수들을 산출하며, 다음으로 상기 오차를 최소화하는 방향을 이동, 즉 이는 음의 오차 기울기를 따라 상기 가중치들을 이동시킨다.
각각의 비선형 보정기들(310l-310n)의 출력은 최초 I,Q 신호의 전체 대역폭을 포함하는 I,Q 신호를 재구성하기 위해 각각의 부대역 채널을 합산하는 합산 장치(312)로 전달된다. 다음으로 재구성된 I,Q 성분 신호는 도 2와 관련하여 이전에 설명한 바와 같이 I/Q-A/P 변환기 블록(204)으로 전달된다.
도. 1-3과 관련한 전술 설명으로부터, 본 발명은 또한 적응형 부대역의 전치왜곡 방법을 포함한다는 것이 이해되어야 한다. 예를 들어, 상기 방법은 I,Q 성분 신호를 다함께 포함하는 복수의 n 부대역들을 분리하는 것을 포함할 수 있다. 상기 방법은 오차 신호를 최소화하기 위해 설계된 적응 알고리즘을 사용하여 한 세트의 n 복소 가중치들을 측정하는 것도 포함할 수 있다. 상기 오차 신호는 증폭기 입력 신호의 시간 지연 버전에 상기 증폭기 출력을 비교함에 의해 측정될 수 있다. 선형 보정 단계는 RF 증폭기에서 발생하는 왜곡을 보정하기 위해 n 부대역들 세트에 n 복소 가중치들 세트를 적용하는 것을 포함한다.
상기 방법은 비선형 보정 단계로 계속될 수 있다. 상기 비선형 보정 단계는 오차 신호를 최소화하도록 설계된 적응 알고리즘을 사용하여 한 세트의 가중치들을 산출하는 것을 포함할 수 있다. 상기 오차 신호는 증폭기 입력 신호의 시간 지연 버전에 상기 증폭기의 출력을 비교함에 의해 측정될 수 있다. 상기 비선형 보정 단 계는 또한, RF 증폭기의 입력 신호가 상기 증폭기에서 일어나는 것으로 알려진 AM-AM 및/또는 AM-PM 증폭기 왜곡을 보완하기 위해 전치왜곡되는 전치왜곡 단계를 포함할 수 있다.
본 발명과 관련한 신호 처리 및 제어 함수들은 하나의 컴퓨터 시스템에서 실현될 수 있다. 대안적으로, 본 발명은 여러 개의 상호 연결된 컴퓨터 시스템들에서 실현될 수 있다. 여기 기재된 상기 방법들을 실행하기 위해 어떤 종류의 컴퓨터 시스템 또는 다른 장치들도 적합하다. 하드웨어 및 소프트웨어의 전형적인 조합은 디지털 신호 처리 기구 및/또는 일반 사용의 컴퓨터 시스템에 결합된 RF 전력 증폭기일 수 있다. 일반 사용의 컴퓨터 시스템은 여기 기재된 방법들을 실행하도록 상기 컴퓨터 시스템을 제어할 수 있는 컴퓨터 프로그램을 가질 수 있다.
본 발명의 측면들은 컴퓨터 가용한 저장 매체(예, 하드 디스크, CD-ROM, 또는 반도체 메모리)의 컴퓨터 프로그램물 형태를 취할 수 있다. 상기 컴퓨터 가용한 저장 매체는 상기 매체에서 구현되는 컴퓨터 가용한 프로그램 코드를 가질 수 있다. 여기 사용된 상기 용어, 컴퓨터 프로그램물은 여기 기술된 방법들의 실행을 가능하게 하는 모든 특징들로 구성된 장치를 언급한다. 본문에서 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어 응용물, 컴퓨터 소프트웨어 루틴, 및/또는 이들 용어들의 다른 변형들은 정보 처리능을 가진 시스템이 직접적으로, 또는 다음의 a) 다른 언어, 코드 또는 표기로의 변환; 또는 b) 다른 물질형태로의 재생성 중의 한쪽 또는 양쪽 후에 특정 기능을 수행하게끔 의도하는, 어떤 언어, 코드, 또는 표기의, 한 세트의 명령 들의 표현일 수도 있다.

Claims (10)

  1. RF 증폭기로의 입력 신호를 전치왜곡 시스템에서 수신하는 단계;
    상기 입력 신호의 대역폭 내 서로 다른 소정의 주파수 대역에 포함된 상기 입력 신호의 일부를 각각 포함하는 복수의 부대역 신호들을 분리하는 단계;
    상기 RF 증폭기에 의해 증폭되어 발생된 출력 신호에 기초하여 폐쇄 루프의 가중치-동요 기울기 추적 알고리즘(closed-loop weight-perturbational gradient following algorithm)을 포함하는 적응형 프로세스에서 가중치들의 세트를 적응적으로 측정하는 단계;
    상기 가중치들의 세트를 사용하여 상기 복수의 부대역 신호들 각각의 진폭 및 위상 중 적어도 하나를 독립적으로 변경하는 단계;
    전치왜곡된 입력 신호를 획득하기 위해 상기 변경 단계 후에 상기 복수의 부대역 신호들의 각각을 합산하는 단계; 및
    상기 전치왜곡된 입력 신호를 상기 RF 증폭기로 전달하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 전력 증폭기에서의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 방법.
  2. 제1 항에 있어서,
    상기 복수의 부대역 신호들 각각의 선형 보정 및 상기 복수의 부대역 신호들 각각의 비선형 보정 중 적어도 하나를 포함하도록 상기 변경 단계를 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 전력 증폭기에서의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 방법.
  3. 제2 항에 있어서,
    상기 복수의 부대역 신호들 각각의 선형 보정 및 상기 복수의 부대역 신호들 각각의 비선형 보정을 포함하도록 상기 변경 단계를 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 전력 증폭기에서의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 방법.
  4. 제2 항에 있어서,
    상기 RF 증폭기에서 진폭 변조 대 진폭 변조(AM-AM)형 증폭기 왜곡 및 진폭 변조 대 위상 변조(AM-PM)형 왜곡 중 적어도 하나를 보완하기 위해 상기 복수의 부대역 신호들 각각의 전치왜곡을 포함하는 상기 비선형 보정을 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 전력 증폭기에서의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 방법.
  5. 제1 항에 있어서,
    상기 복수의 부대역 신호들 각각의 선형 보정을 위한 상기 가중치들의 제1 세트 및 상기 복수의 부대역 신호들 각각의 비선형 보정을 위한 상기 가중치들의 제2 세트를 산출하도록 상기 적응형 프로세스를 선택하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 전력 증폭기에서의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 방법.
  6. 제1 항에 있어서,
    상기 변경 단계는 상기 복수의 부대역 신호들 각각의 상기 진폭 및 상기 위상을 변경하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 전력 증폭기에서의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 방법.
  7. 제1 항에 있어서,
    상기 분리 단계는 필터의 통과 대역과 일치하도록 상기 복수의 부대역 신호들 각각의 중심 주파수를 선택적으로 편이시키는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 하는 RF 전력 증폭기에서의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 방법.
  8. 삭제
  9. 입력 신호의 대역폭 내 서로 다른 소정의 주파수 대역에 포함된 상기 입력 신호의 일부를 각각 포함하는 복수의 부대역 신호들 중 하나를 분리하도록 각각 구성된 복수의 부대역 채널들을 포함하는 부대역 분리기;
    상기 복수의 부대역 신호들 각각의 진폭 및 위상 중 적어도 하나를 독립적으로 변경하기 위해 할당 가중치에 각각 응답하는 적어도 하나의 신호 가중 장치를 각각 더 포함하는 상기 복수의 부대역 채널들;
    폐쇄 루프의 가중치-동요 기울기 추적 알고리즘을 포함하는 적응형 프로세스를 사용하여 상기 가중치들을 산출하기 위해 오차 신호에 응답하는 적응형 제어기; 및
    전치왜곡된 입력 신호를 획득하기 위해 상기 변경 후에 상기 복수의 부대역 신호들 각각을 합산하는 합산 수단;을 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 전력 증폭기에서의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 시스템.
  10. 제9 항에 있어서,
    상기 복수의 부대역 신호들 각각의 선형 보정 및 상기 복수의 부대역 신호들 각각의 비선형 보정 중 적어도 하나를 위해 각각의 상기 신호 가중 장치에 대한 상기 가중치들을 산출하도록 구성된 적응형 프로세서를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 RF 전력 증폭기에서의 증폭 이전에 입력 신호를 전치왜곡하는 시스템.
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