KR101241881B1

KR101241881B1 - 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법

Info

Publication number: KR101241881B1
Application number: KR1020060029058A
Authority: KR
Inventors: 이문일; 임빈철; 천진영; 이욱봉; 장재원; 정진혁
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2005-10-26
Filing date: 2006-03-30
Publication date: 2013-03-11
Anticipated expiration: 2026-03-30
Also published as: TWI465083B; US20080317157A1; US8144795B2; TW200723790A; WO2007049926A3; WO2007049926A2; KR20070045085A

Abstract

본 발명은 다중 안테나를 사용하는 시스템에서의 부호화 방법에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는, 다수의 송신안테나를 사용하는 통신 시스템에서의 시공간 블록 부호화 방법에 관한 것이다.

본 발명에 따른 부호화 방법은, 복수의 송신 안테나를 구비하는 송신 측에서 특정한 개수의 타임 슬롯(time slot) 단위로 적용되는 시공간 부호에 의하여 데이터 심볼을 부호화하는 방법에 있어서, 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 단위 동안 상기 복수의 송신 안테나를 통해 전송될 데이터 심볼들을 합산하되, 특정한 복소 가중치가 부여된 데이터 심볼들을 합산한 결과를 상기 복수의 송신 안테나 중 어느 하나의 송신 안테나 및 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 중 어느 하나의 타임 슬롯에 할당하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.

MIMO, 다중 안테나, 시공간 부호화, 다이버시티, 최적

Description

다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법{Method for encoding space-time codes in multi-antenna system}

도 1은 종래 기술 및 본 발명이 적용되는 송수신 장치의 구조를 나타내는 도면이다.

도 2는, 2개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 가지는 시스템에 있어서, 본 발명의 제1 실시예를 따르는 시공간 부호화를 사용하는 경우의 성능을 나타내는 도면이다.

도 3 및 도 4는 2개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 가지는 시스템에 있어서, 본 발명의 일 실시예에 따른 시공간 부호화를 사용하는 경우의 성능을 나타내는 도면이다.

도 5는 종래에 제안된 다양한 시공간 부호화 기술과 본 발명의 제2 실시예에 따른 시공간 부호화 방법의 성능 비교한 도면이다.

정보통신 서비스의 보편화와 다양한 멀티미디어 서비스들의 등장, 고품질 서비스의 출현 등 통신 서비스에 대한 요구가 급속히 증대되고 있다. 이에 능동적으로 대처하기 위해서는 무엇보다도 통신 시스템의 용량이 증대되어야 한다. 이러한 요구는 유선통신에서보다는 무선통신에서 더욱 큰 압박으로 다가오고 있다. 무선통신에서는 기본적으로 가용 주파수 자원이 제한되어 있으며, 이들을 공유하여야하며, 무선통신이 가지고 있는 장점 때문에 수요는 급격히 늘어나고 있기 때문이다. 무선통신 환경에서 통신용량을 늘리기 위해서는 이용 가능한 주파수 대역을 발굴하는 방법과 주어진 자원의 효율성을 높이는 방법이 있다. 무선 자원의 효율성을 높이는 방법으로 최근 큰 주목을 받으며 활발한 기술개발이 추진되고 있는 기술이 송수신기에 다수의 안테나를 장착하여 자원활용을 위한 공간적인 영역을 추가로 확보함으로써 대역폭의 증가 없이 다이버시티 이득을 통한 통신 링크의 신뢰성을 높이거나 공간 다중화를 통한 병렬전송을 통하여 전송용량을 높이는 시공간 부호 기술들이다.

이하 상기 시공간 부호화 기술 및 상기 기술이 적용되는 통신 장치를 설명한다.

상기 송신 장치는 채널 인코더(101)와, 맵퍼(mapper)(102)와, 직/병렬 변환기(S/P converter)(103)와, 다중 안테나 인코더(104) 및 다수의 송신 안테나(Tx antenna)를 포함한다.

상기 채널 인코더(101)는 데이터비트에 중복의 비트를 붙여서 채널에서 오는 효과나 잡음에 대한 효과를 줄인다. 상기 직/병렬 변환기(102)는 직렬의 데이터를 병렬의 데이터로 바꾸어 준다. 상기 맵퍼(103)는 데이터 비트를 데이터 심볼(data symbol)로 변환하는 성상 매핑(constellation mapping)을 수행한다. 상기 다중 안테나 인코더(104)는 데이터 심볼을 시공간신호로 변환 시켜주는 역할을 한다. 상기 다수의 송신 안테나(105)는 상기 다중 안테나 인코더에 의해 시공간 신호로 부호화된 시공간신호를 채널로 전송시켜주는 역할을 수행한다.

상기 수신 장치는 다수의 수신 안테나(106)와, 상기 다중 안테나 인코더(104)에 대응하는 다중 안테나 디코더(107)와, 병/직렬 변환기(P/S converter)(108)와, 상기 맵퍼(102)에 대응하는 디맵퍼(demapper)(109) 및 채널 디코더(110)를 포함한다.

상기 다수의 수신 안테나(106)는 채널로부터 신호를 수신한다. 상기 다중 안테나 디코더(107)는 상기 다중 안테나 인코더(104)에 의해 부호화된 시공간신호를 각각의 데이터 심볼로 바꾸어 준다. 또한, 상기 병/직렬 변환기(108)는 상기 병렬의 심볼 신호를 직렬의 심볼 신호로 바꾸어 주는 역할을 한다. 상기 디맵퍼(demapper)(109)는 상기 직렬의 데이터 심볼을 비트 정보로 바꾸어 준다. 상기 채널 디코더(110)는 상기 채널 인코더(101)에서 수행한 채널 코드에 대한 디코딩을 수행하고 데이터를 추정한다.

이하, 상기 다중화 안테나 인코더(104)에서 사용하는 시공간 부호를 설명한 다. 기존에 2개 또는 4개의 송신안테나에서 좋은 성능을 보이는 시공간 부호들을 정리하면 하기 표 1과 같다.

Scheme	Rate	Number of Tx antenna	Rank	dp,min(minimum product distance) (QPSK 경우)
	1	2	1	1
	2	2	1	1
	2	2	2	0.2
	1	4	2	4
	1	4	2	1
	2	4	2	1

상기 표 1의 시공간 부호들 중 (1), (2), (3)은 송신안테나에 대한 시공간부호이고, 상기 표1의 (4), (5), (6) 시공간부호들은 4개의 송신안테나에 대한 시공간부호이다.

이하, 상기 시공간부호를 사용하는 다중 안테나 기술을 설명한다.

상기 다중 안테나 기술은 시스템의 용량(capacity), 쓰루풋(throughput), 또는 커버리지(coverage)를 증대시키기 위해 제안되었다. 상기 다중 안테나 기술은 크게 공간 분할 다중화(Spatial Division Multiplexing: SDM 또는 SD) 방법과 시공간 코딩(Space Time Coding: STC) 방법으로 구분된다. 상기 SD 방법은 송신 단에서 각 송신 안테나에 서로 다른 데이터를 보냄으로써 송신율을 극대화시키는 방법이다. 또한, 상기 STC 방법은 공간 도메인(즉, 안테나) 및 시간 도메인에 걸쳐서 심볼 레벨에서 부호화를 수행하여 안테나 다이버시티 이득과 코딩 이득(coding gain)을 얻어 링크 레벨 성능을 향상시키는 통신 방법이다. 또한, 상기 SD 및 STC 방법을 적절하게 조합하여 일반화한 것이 선형 분산 코딩(Linear Dispersion Coding: LDC)이다. 모든 다중 안테나 기술은 LDC 매트릭스에 의해서 표현할 수 있고 이 LDC 매트릭스는 다중 안테나 인코딩과 디코딩에 쓰이게 된다.

상기 LDC 매트릭스에 의하여 상기 다중안테나 인코딩 방법을 정리하면 이하와 같다.

상기 수학식 1에서, Q는 한 LDC 구간 동안 전송하는 데이터 개수를 나타내고, T는 상기 LDC 구간을 나타내고, N_t은 송신 안테나의 개수를 나타내고, s_q(

)는 q번째 송신 데이터일 때, M_q는 q번째 송신 데이터에 곱해지는

분산 매트릭스(dispersion matrix)이고, S는 전송 매트릭스이다. 이때 상기 S의 i번째 행은 i번째 시간에 전송되는 심볼들이고, j번째 열은 j번째 송신 안테나로 전송되는 심볼들이다.

좀더 일반적으로 s_q의 실수 부(

)와 허수 부(

)가 각기 다른 분산 매트릭스에 의해서 시공간 상으로 퍼진다면 전송 매트릭스는 다음과 같이 정리할 수 있다.

A_q, B_q는 각각 상기 s_q의 실수 부와 허수 부에 곱해지는

분산 매트 릭스(dispersion matrix)이다.

상술한 방법으로 송신안테나를 거쳐서 송신하면 수신 안테나를 통해 들어온 수신 신호는 다음과 같이 쓸 수 있다.

s_q에 곱해지는 LDC 매트릭스가 같은 경우에는,

동등 채널 응답(equivalent channel response)은, 상기 수학식 1에 의한 LDC가 적용되는 경우 하기 수학식 4와 같이 정리된다.

상기 수학식 3 및 수학식 4에서, Nr은 수신 안테나 개수, yk는 k번째 수신안테나 신호 값이고, n_k는 k번째 수신 안테나 잡음 값이고,

는 동등 채널 응답이고, H는 N_r x N_t 채널 응답 매트릭스이다.

상기 수신 신호는, 상기 수학식 2의 LDC가 적용되는 경우 다음과 같이 정리된다.

아래첨자 R은 신호의 실수 부, 아래첨자 I는 신호의 허수 부를 의미한다. 이때 동등 채널 응답은 다음과 같이 쓸 수 있다.

상기 수식에서 h_R _,n은 송신 안테나로부터 n번째 수신 안테나로 들어오는 채널 응답 벡터의 실수 부들이고, h_I _,n은 송신 안테나로부터 n번째 수신 안테나로 들어오는 채널 응답 벡터의 허수 부들이다.

다중안테나 디코딩은 상기 수학식 3 또는 수학식 5 또는 다른 동등한 식을 풀어서 송신된 신호들, 즉 상기 s_q 또는 상기

,

를 추정해나가는 과정이다.

이하 종래 기술의 문제점을 설명한다.

무선통신 시스템의 전송용량은 다중 송수신(Multiple Input Multiple Output: MIMO) 기술을 이용하여 상당히 증가시킬 수 있다. Alamouti에 의해 제안된 시공간 블록 부호 기법 ('A simple transmit diversity technique for wireless communications', IEEE JSAC, vol. 16, no. 8, Oct. 1998)은 송수신기에 다수의 안테나를 사용하여 무선채널에서의 페이딩을 극복하는 대표적인 송신 다이버시티 기술이다. 상기 기법은 2개의 송신 안테나를 사용하는 전송기법으로서, 다이버시티 등급(diversity order)이 송신 안테나 개수와 수신 안테나 개수의 곱과 같다. 따라서, 상기 Alamouti에 의해 제안된 시공간 블록 부호 기법은 최대의 다이버시티 이득을 얻을 수 있는 기술이다. 그러나, 상기 Alamouti에 의해 제안된 기법은, 표 1 을 통해 알 수 있듯이, 두 개의 송신 안테나를 통하여 두 타임 슬롯(time slot) 동안 두 개의 데이터 심볼만을 전송하므로 전송 레이트(공간다중화율)가 1에 불과하다. 따라서, 수신 안테나의 개수에 상관없이 공간 다중화 이득을 얻지 못하며, 송신 안테나가 3개 이상인 경우에 대한 전송 방식은 제시하지 못하고 있다.

한편, 공간 다중화 이득을 얻는 방법으로는 Bell Lab에서 제안한 V-BLAST (Vertical Bell Laboratories Layered Space-Time) 시스템 ('Detection algorithm and initial laboratory results using V-BLAST space-time communication architecture', IEE, Vol. 35, No. 1, pp.14~16, 1999)이 대표적이다. 상기 기법은 송신기에서 각 전송 안테나마다 서로 다른 신호를 같은 송신 전력과 전송률로 동시에 전송하고, 수신기에서는 전송신호를 검출할 때 크게 detection ordering, interference nulling, interference cancellation의 세 가지 과정으로 나누어 처리한다, 상기 V-BLAST 시스템을 이용하면 불필요한 간섭신호를 제거해 줌으로써 신호대 잡음비를 높일 수 있다. 이 기법은 수신 안테나의 개수가 송신 안테나의 개수 와 같거나 많다면 송신 안테나의 개수에 해당하는 독립적인 데이터 신호를 동시에 전송할 수 있으므로 공간 다중화 이득을 최대로 유지할 수 있다. 그러나 이 기법은 수신안테나 수가 송신안테나 수보다 많아야 하며, 다중화 이득을 최대로 하기 위해서는 다이버시티 등급이 1로서 다이버시티 이득을 얻을 수 없으므로 채널 환경이 나쁜 경우 한번 신호가 잘못 복원되면 그 다음 전송신호를 검출할 때도 영향을 주게 되어 심각한 성능 열화를 초래할 수도 있게 된다.

앞에서 기술된 두 기법과는 달리, Yao와 Wornell에 의해 제안된 tilted-QAM 방식('Structured space-time block codes with optimal diversity-multiplexing tradeoff and minimum delay', Globecom, pp.1941-1945, 2003)은 Zheng과 Tse에 의해 제시된 최적의 diversity-multiplexing tradeoff를 만족시키는 full diversity & full rate(FDFR)를 얻는 STC 코드이다. 상기 기법은 2개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나를 갖는 시스템에서 최소의 코드길이 2를 갖는 a short space-time block code이며, QAM 성상(constellation)을 회전(rotation) 시켜 다중화 이득(multiplexing gain)을 유지함과 동시에 풀 다이버시티 이득(full diversity gain)을 얻을 수 있다. 그러나, 단순한 신호의 회전(rotation) 만을 사용함으로써 부호화 이득을 충분히 얻지 못하고 있으며, 송수신 안테나의 개수가 각각 2개씩인 경우에만 적용할 수 있으며, 다른 안테나 구성에서는 정의할 수 없는 문제를 안고 있다.

본 발명은 상술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 제안된 것으로서, 본 발명의 목적은, 최적의 성능을 보이는 시공간 부호화 방법을 제안하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 최적의 성능을 보이며, 다양하게 변형 가능한 시공간 부호화 방법을 제안하는 것이다.

발명의 개요

본 발명에 따른 부호화 방법은, 복수의 송신 안테나를 구비하는 송신 측에서 특정한 개수의 타임 슬롯(time slot) 단위로 적용되는 시공간 부호에 의하여 데이터 심볼을 부호화하는 방법에 있어서, 상기 복수의 송신 안테나 중 어느 하나의 안테나 및 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 중 어느 하나의 타임 슬롯에 특정한 전송 신호를 할당하는 시공간 부호를 이용하여 부호화를 수행하는 단계를 포함하되, 상기 전송 신호는, 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 단위 동안 상기 복수의 송신 안테나 중 어느 하나를 통하여 전송될 데이터 심볼들을 합산하되, 특정한 복소 가중치가 부여된 데이터 심볼들을 합산한 신호인 것을 특징으로 한다.

발명의 일 실시예

본 발명은, 다중 안테나를 사용하는 통신에 있어서 데이터 심볼 매핑 후에 시공간부호 신호로 변환하여 안테나로 신호를 전송하는 단계에 관한 것으로서, 상기 데이터 심볼을 복소 가중치를 이용하여 복수 개의 데이터 심볼에 대한 가중합(weighted sum)을 구하는 과정을 통하여 다중안테나 채널에서 최대의 다이버시티 이득과 부호화 이득을 얻을 수 있는 신호로 변환해주는 시공간부호에 관한 내용을 포함한다. 본 발명에 따라, 시공간부호 신호로 변환하는데 사용되는 복소 가중치는 다중안테나 환경 또는 채널환경에 따라 다른 최적화된 값을 가질 수 있으며 사용되는 복소가중치에 따라 큰 성능차이를 보일 수 있는 특징을 갖는다.

본 발명의 구성, 동작 및 효과는 이하에서 설명되는 본 발명의 일 실시예에 의하여 더욱 구체화될 것이다.

제1 실시예

본 발명에 따른 시공간 부호의 제1 실시예는 2개의 송신 안테나를 구비하는 통신 시스템에 적용된다. 상기 제1 실시예에 따른 시공간 부호화는, 특정한 개수의 타임 슬롯(time slot) 단위로 데이터 심볼들을 전송한다. 즉, 상기 시공간 부호화 방법은, 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 단위로 적용된다. 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 동안 전송되는 데이터 심볼의 개수는 상기 통신 시스템에 구비되는 송신 안테나의 개수와 상기 시공간 부호에 따른 공간 다중화율에 따라 결정된다. 보다 구체적으로 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 동안 각각의 송신 안테나에서 N_t(송신안테나 개수) x R(공간다중화율(spatial multiplexing rate))개의 데이터 심볼(또는 데이터 심볼의 공액 복소수)과 본 실시예에 따른 가중치(weight)를 선형 결합(linear combination)하여 수신 단으로 전송한다. 상기 가중치는 이하에서 설명한다. 상기 데이터 심볼에 선형 결합되는 본 실시예에 따른 가중치는, 상기 데이터 심볼이 전송되는 전송 안테나에 따라 변화하는 특징을 갖는 것이 바람직하다. 또한, 본 실시예에 따른 상기 가중치는, 상기 선형 결합된 심볼이 전송되는 타임 슬롯에 따라 변화하는 특징을 갖는 것이 바람직하다. 또한, 상기 제1 실시예를 4개의 송신 안테나를 사용하는 경우로 확장할때는, 상기 제1 실시예를 간단하게 변형하여 사용할 수 있다.

우선, 공간 다중화율을 1로 갖고, 2개의 송신 안테나에서 사용될 수 있는 시공간 부호를 설명한다. 하기 수학식 7은 공간 다중화율을 1로 갖고, 2개의 송신 안테나에서 사용될 수 있는 시공간 부호를 나타낸다. 하기 수학식 7에서 동일한 행(row)에 위치하는 신호는 동일한 안테나를 통해 전송되고, 동일한 열(column)에 위치하는 신호는 동일한 타임 슬롯 동안 전송된다. 하기 수학식 7에서 첫 번째 행에 위치하는 신호를 전송하는 안테나를 제1 송신 안테나라 하고, 두 번째 행에 위치하는 신호를 전송하는 안테나를 제2 송신 안테나라 한다.

이하, 설명의 편의를 위해, 본 발명에 따른 시공간 부호의 일례를

로 표시한다. 상기 a는 송신 안테나의 개수를 나타내고, 상기 b는 상기 시공간 부호에 따른 공간 다중화율을 나타낸다.

상기 수학식 7의 일례는, 2개의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼을 전송한다. 즉, 상기 시공간 부호는 2개의 타임 슬롯 단위로 수행된다. 상기 제1 실시예에 따르는 공간 부호화는, 특정한 개수의 타임 슬롯 단위로 시공간 부호를 이용하여 시공간 부호화를 수행하는 경우, 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 동안 전송될 데이터 심볼 전부는 각각의 타임 슬롯 동안에 전송되며, 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 동안 전송될 데이터 심볼에 대하여 본 실시예에 따른 가중치가 인가되는 특징이 있다.

상기 수학식 7의 일례는, 2개의 타임 슬롯 단위로 2개의 데이터 심볼을 전송한다. 상기 s₁, s₂ 데이터 심볼은 상기 2개의 타임 슬롯 동안 전송되는바, 각각의 타임 슬롯마다 상기 s₁과 s₂를 모두 전송하되, 각각의 데이터 심볼 s₁, s₂에는 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)가 인가되는 특징을 갖는다. 즉, 첫 번째 송신 안테나가 첫 번째 타임 슬롯 동안, s₁ 및 s₂ 데이터 심볼을 전송하되 각각의 데이터 심볼에 가중치를 인가하고, 두 번째 타임 슬롯 동안, s₁ 및 s₂ 데이터 심볼을 전송하되 각각의 데이터 심볼에 가중치를 인가한다. 또한, 상기 일례는, 두 번째 송신 안테나가 첫 번째 타임 슬롯 동안 s₁ 및 s₂ 데이터 심볼을 전송하되 각각의 데이터 심볼에 가중치를 인가하고, 두 번째 타임 슬롯 동안 s₁ 및 s₂ 데이터 심볼을 전송하되 각각의 데이터 심볼에 가중치를 인가한다. 상기 가중치는, 각각의 타임 슬롯에 대하여 달라지며, 각각의 전송 안테나에 따라 달라지는 특징을 갖는다.

상술한 바에 따라, 상기 제1 실시예에 따른 시공간 부호화 방법은, 송신측에서 상기 특정한 타임 슬롯 동안 전송하려는 데이터 심볼 전부를 하나의 타임 슬롯에 전송한다. 또한, 상기 하나의 타임 슬롯에 전송되는 데이터 심볼 전부에는 특정한 가중치가 인가된다. 바람직하게는 특정한 가중치 벡터와 상기 데이터 심볼이 선형 결합된 결과값이 하나의 타임 슬롯에 전송된다.

이하, 상기 수학식 7에 사용되는 가중치를 설명한다. 상기 가중치는 하기 수학식 8과 같이 표시될 수 있다.

상기 수학식 8은, 상기 수학식 7에 사용되는 가중치를 용이하게 설명하기 위한 수식에 불과한바, 본 실시예에 따른 가중치가 상기 수학식의 형태로만 구현되는 것은 아니다. 즉, 수학식 7에 사용되는 가중치는 다양한 값을 갖는 복소수 값일 수 있는바, 상기 가중치가 상기 수학식 8에 의해 제한되지 않는다.

상기 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)는 위상 값

와 실수

에 의해 결정되는바, 상기 변수들은 다양한 값이 될 수 있다. 즉, 상기 변수들은 시스템에 따라서 다른 최적화된 값을 가지며, 송신기에서 채널정보를 모르는 경우 하기 수학식 9의 조건을 만족하면 최적의 성능을 보인다.

즉, 상기 수학식 7에 인가되는 가중치는, 각각의 크기(amplitude)가 동일하고, 어느 두 개의 가중치에 대한 위상의 합이 나머지 두 개의 가중치에 대한 위상의 합과 동일한 것이 바람직하다. 상기 수학식 9의 조건을 만족하면 상기 수학식 7에 대한 minimum product distance(상기 표 1의 dp, min)를 최대화할 수 있다.

하기 수학식 10은 상기 제1 실시예에 따른 시공간 부호의 일례로서, 상기 수학식 9의 조건을 만족하는 시공간 부호의 일례이다.

도 2는, 2개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 가지는 시스템에 있어서, 본 발명의 제1 실시예를 따르는 시공간 부호화를 사용하는 경우의 성능을 나타내는 도면이다. 이하, 도 2를 참조하여, 본 발명에서 제안된 수학식 7의 시공간부호와 기존에 최적의 성능을 보인다고 알려진 알라모티(Alamouti) 부호(상기 표 1의 (1)번 시공간부호)와의 성능을 비교하였다.

도 2에 도시된 바와 같이, 채널 부호화가 적용되지 않은 경우(uncoded)와 터보 코드가 적용된 경우(Turbo-Coded) 모두에 있어서, 상기 수학식 7의 시공간 부호는 상기 알라모티 부호와 동일한 최적의 성능을 보인다. 상기 알라모티 부호는 상기 표 1에 설명된 바와 같이 단 한가지의 부호화 방법을 제공한다. 그러나, 본 발명의 수학식 7의 부호화 방법은 상기 수학식 8의 각 파라미터를 다른 값으로 사용할 수 있다. 따라서, 상기 수학식 8의 파라미터를 다른 값으로 사용하여 각 통신 시스템의 특성에 따라 다양한 종류의 시공간 부호를 제공할 수 있다. 결국, 특정한 통신 환경하에서는, 상기 수학식 7에 의한 시공간 부호가 상기 알라모티 부호에 비해서 더 좋은 성능을 얻을 수 있는 경우도 존재할 수 있다.

본원 발명은 2 개의 이상의 송신 안테나를 통해 다수의 데이터 심볼을 전송하는바, 상기 각각의 데이터 심볼에 대해 일정한 변조 및 부호화 수준, 예를 들어 MCS(Modulation and Coding Set) level에 따라 변조 및 부호화를 수행할 수 있다. 상기 MCS level은 수신 단으로부터의 피드백(feedback)을 수신하여 결정될 수 있고, 송신 단에서 자체적으로 상기 MCS level을 결정할 수도 있다. 이하, 상기 수학식 7에 의한 시공간 부호를 사용하는 경우에 적용할 수 있는 변조 및 부호화 수준에 대하여 설명한다.

상기 수학식 7에 의한 시공간 부호는 풀 다이버시티 이득(full diversity gain)을 제공한다. 즉, 다이버시티 등급(diversity order)이 4인 경우로서, 상기 수학식 7에 의해 시공간 부호화되는 각각의 데이터 심볼은 최대의 다이버시티 이득을 갖는다. 결국, 상기 수학식 7의 시공간 부호는 각각의 데이터 심볼에 동일한 정 도의 다이버시티를 제공한다. 따라서, 상기 수학식 7의 시공간 부호에 의해 전송되는 데이터 심볼에는 동일한 변조 및 부호화 수준, 예를 들어 동일한 MCS level이 할당되는 것이 바람직하다. 즉, 상기 수학식 7을 통해 전송되는 데이터 심볼 각각에 대하여 동일한 변조 방법(예를 들어, 모든 심볼에 대한 16 QAM 매핑)과 동일한 부호화(예를 들어, 동일한 코딩 레이트의 채널 부호)가 수행되는 것이 바람직하다.

이하, 상기 제1 실시예에 따른 시공간 부호가 2개의 송신 안테나를 사용하는 통신 시스템에 적용되는 또 다른 일례를 설명한다. 이하 일례는 2개의 송신 안테나를 사용하되 공간다중화율이 2인 경우에 관한 것이다. 하기 수학식 11에서 첫 번째 행에 위치하는 신호를 전송하는 안테나를 제1 송신 안테나라 하고, 두 번째 행에 위치하는 신호를 전송하는 안테나를 제2 송신 안테나라 한다.

상기 수학식 11의 일례는, 2개의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼을 전송한다. 즉, 상기 시공간 부호는 2개의 타임 슬롯 단위로 수행된다. 상기 제1 실시예에 따르는 공간 부호화는, 특정한 개수의 타임 슬롯 단위로 시공간 부호를 이용하여 부호화를 수행하는 경우, 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 동안 전송될 데이터 심볼 전부는 각각의 타임 슬롯 동안에 전송되며, 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 동안 전송될 데이터 심볼에 대하여 본 실시예에 따른 가중치가 인가되는 특징이 있다.

상기 수학식 11의 일례는, 2개의 타임 슬롯 단위로 4개의 데이터 심볼을 전 송한다. 상기 s₁, s₂ _,s₃, s₄ 데이터 심볼은 상기 2개의 타임 슬롯 동안 전송되는바, 각각의 타임 슬롯마다 상기 s₁ _, s₂ _,s₃, s₄를 모두 전송하되, 각각의 데이터 심볼 s₁, s₂,s₃, s₄에는 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄, w₅, w₆, w₇, w₈)가 인가되는 특징을 갖는다. 즉, 첫 번째 송신 안테나가 첫 번째 타임 슬롯 동안, s₁ _, s₂ _,s₃, s₄ 데이터 심볼을 전송하되 각각의 데이터 심볼에 가중치를 인가하고, 두 번째 타임 슬롯 동안, s₁ _, s_2,s₃, s₄ 데이터 심볼을 전송하되 각각의 데이터 심볼에 가중치를 인가한다. 또한, 상기 일례는, 두 번째 송신 안테나가 첫 번째 타임 슬롯 동안 s₁ _, s₂ _,s₃, s₄ 데이터 심볼을 전송하되 각각의 데이터 심볼에 가중치를 인가하고, 두 번째 타임 슬롯 동안 s₁ _, s₂ _,s₃, s₄ 데이터 심볼을 전송하되 각각의 데이터 심볼에 가중치를 인가한다. 상기 가중치는, 각각의 타임 슬롯에 대하여 달라지며, 각각의 전송 안테나에 따라 달라지는 특징을 갖는다.

상술한 바에 따라, 상기 제1 실시예에 따른 시공간 부호화 방법은, 송신측에서 상기 특정한 타임 슬롯 동안 전송하려는 데이터 심볼 전부를 하나의 타임 슬롯에 전송한다. 또한, 상기 하나의 타임 슬롯에 전송되는 데이터 심볼 전부에는 일정한 가중치가 인가된다. 바람직하게는 특정한 가중치 벡터와 상기 데이터 심볼이 선형 결합된 결과값이 하나의 타임 슬롯에 전송된다.

이하, 상기 수학식 11에 사용되는 가중치를 설명한다. 상기 가중치는 하기 수학식 12와 같이 표시될 수 있다.

상기 수학식 12는, 상기 수학식 11에 사용되는 가중치를 용이하게 설명하기 위한 수식에 불과한바, 본 실시예에 따른 가중치가 상기 수학식의 형태로만 구현되는 것은 아니다. 즉, 수학식 11에 사용되는 가중치는 다양한 값을 갖는 복소수 값일 수 있는바, 상기 가중치가 상기 수학식 12에 의해 제한되지 않는다.

상기 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄,w₅, w₆, w₇, w₈)는 위상 값

와 실수

에 의해 결정되는바, 상기 변수들은 다양한 값이 될 수 있다. 즉, 상기 변수들은 시스템에 따라서 다른 최적화된 값을 가지며, 송신기에서 채널정보를 모르는 경우 하기 수학식 13의 조건을 만족하면 최적의 성능을 보인다.

즉, 상기 w₁, w₂, w₃, w₄, w₇, w₈는 실수이고, w₅, w₆은 허수이고, 상기 w₁, w₃, w₆, w₈과 w₂, w₄, w₅, w₇ 사이에는 r(=

)배만큼의 일정한 크기(amplitude)의 차이가 존재하는 것이 바람직하다.

이하, 상기 수학식 11에 의한 시공간 부호를 사용하는 경우에 적용할 수 있는 변조 및 부호화 수준에 대하여 설명한다. 상기 수학식 11에 의한 시공간 부호는 풀 다이버시티 이득(full diversity gain)을 제공한다. 즉, 다이버시티 등급(diversity order)이 4인 경우로서, 상기 수학식 11에 의해 시공간 부호화되는 각각의 데이터 심볼은 최대의 다이버시티 이득을 갖는다. 결국, 상기 수학식 11의 시공간 부호는 각각의 데이터 심볼에 동일한 정도의 다이버시티를 제공한다. 따라서, 상기 수학식 11의 시공간 부호에 의해 전송되는 데이터 심볼에는 동일한 변조 및 부호화 수준, 예를 들어 동일한 MCS level이 할당되는 것이 바람직하다. 즉, 상기 수학식 11을 통해 전송되는 데이터 심볼 각각에 대하여 동일한 변조 방법(예를 들어, 모든 심볼에 대한 16 QAM 매핑)과 동일한 부호화(예를 들어, 동일한 코딩 레이트의 채널 부호)가 수행되는 것이 바람직하다.

도 3 및 도 4는 2개의 송신 안테나와 1개의 수신 안테나를 가지는 시스템에 있어서, 상기 수학식 11에 따른 시공간 부호화를 사용하는 경우의 성능을 나타내는 도면이다. 도 3의 결과는 성상 매핑(constellation mapping) 방법으로 4-QAM을 사용하면서 채널 부호를 사용하지 않은 경우에 관한 결과이고, 도 4의 결과는 성상 매핑(constellation mapping) 방법으로 4-QAM을 사용하면서 터보 코드를 채널 부호로 사용한 경우의 결과이다.

도 3은 상기 표 1의 (2)번 시공간 부호화 방법(Spatial Multiplexing)과 상기 표 1의 (3)번 시공간 부호화 방법(Generalized Optimal Diversity: GOD) 및 상기 수학식 11의 시공간 부호화 방법(Proposed 2x2)를 비교한 결과이다. 즉 상기 수학식 11의 시공간 부호화 방법은 2개의 송신 안테나를 사용하되, 공간 다중화율을 2로 하는 시공간 부호화 방법이므로, 상기 표 1의 (2)번 시공간 부호화 방법(Spatial Multiplexing: SM)과 상기 표 1의 (3)번 시공간 부호화 방법(GOD)을 이용하여 상기 수학식 11의 성능을 나타낸다. 도시된 바와 같이, 채널 부호화가 사용되지 않는 경우, 상기 수학식 11에 따른 시공간 부호는 상기 SM 부호에 비하여 우수한 성능을 보이고, 상기 GOD 부호와 동일한 성능을 보인다.

도 4는 상기 표 1의 (3)번 시공간 부호화 방법(Generalized Optimal Diversity: GOD) 및 상기 수학식 11의 시공간 부호화 방법(Proposed 2x2)를 비교한 결과이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 채널 부호화가 사용되지 않은 경우에는 상기 2 개의 부호화 방법이 동일한 성능을 보였다. 그러나, 도시된 바와 같이, 터보 코드를 이요한 채널 부호화를 적용하는 경우 상기 수학식 11에 따른 시공간 부호가 더 우수한 성능을 보인다.

도 4에 도시된 바와 같이, 수학식 11에 따른 시공간 부호는 터보 코드가 적용되는 경우 기존에 최적의 성능을 가지는 것을 알려진 GOD 부호에 비하여 성능이 더 좋음을 알 수 있다.

결론적으로, 제1 실시예에 따르는 시공간 부호는, 종래에 최적의 성능을 보이는 것으로 알려진 시공간 부호와, 특정한 경우에 동일한 성능을 보인다. 다만, 제1 실시예에 따르는 시공간 부호는 인가되는 가중치를 조절할 수 있으며, 본 실시예에 의해 최적화된 가중치의 조건이 제안되는바, 본 실시예에 따른 다수의 시공간 부호가 존재한다. 도 2 내지 도 4의 결과를 통해 통신 환경에 따라 동일한 시공간 부호라 하더라도 다양한 특성을 보일 수 있음을 알 수 있는바, 본 발명에 따른 시공간 부호는 특정한 경우에는 종래에 최적의 부호라 알려진 시공간 부호에 비해 더 나은 성능을 보일 수 있다.

제2 실시예

본 발명에 따른 시공간 부호의 제2 실시예는 4개의 송신 안테나를 구비하는 통신 시스템에 적용된다. 상기 제2 실시예에 따른 시공간 부호화 방법은, 특정한 개수의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼들을 전송한다. 상기 각각의 데이터 심볼(또는 데이터 심볼의 공액 복소수)에는 본 실시예에 따른 가중치(weight)가 인가되어 수신 단으로 전송된다. 상기 가중치는 이하에서 설명한다. 상기 데이터 심볼에 선형 결합되는 본 실시예에 따른 가중치는, 상기 데이터 심볼이 전송되는 전송 안테나에 따라 변화하는 특징을 갖는 것이 바람직하다. 또한, 본 실시예에 따른 상기 가중치는, 상기 선형 결합된 심볼이 전송되는 타임 슬롯에 따라 변화하는 특징을 갖는 것이 바람직하다.

이하 설명되는 제2 실시예는, 4개의 송신 안테나를 구비한 통신 시스템에 적용하기 위하여, 제1 실시예에서 제안된 시공간 부호로부터 확장된 것이다.

하기 수학식 14는 공간 다중화율을 1로 갖고, 4개의 송신 안테나에서 사용될 수 있는 시공간 부호를 나타낸다. 하기 수학식 14에서 동일한 행(row)에 위치하는 신호는 동일한 안테나를 통해 전송되고, 동일한 열(column)에 위치하는 신호는 동일한 타임 슬롯 동안 전송된다. 하기 수학식 14에서 첫 번째 행에 위치하는 신호를 전송하는 안테나를 제1 송신 안테나라 하고, 두 번째 행에 위치하는 신호를 전송하는 안테나를 제2 송신 안테나라 하고, 세 번째 및 네 번째 행에 위치하는 신호를 전송하는 안테나 각각을 제3, 제4 송신 안테나라 한다.

상기 수학식 14의 일례는, 4개의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼을 전송한다. 즉, 상기 시공간 부호는 4개의 타임 슬롯 단위로 수행된다. 상기 제2 실시예에 따르는 공간 부호화는, 특정한 개수의 타임 슬롯 단위로 시공간 부호를 이용하여 시공간 부호화를 수행하는 경우, 각각의 전송 안테나는 특정한 데이터 심볼을 전송하고, 특정한 전송 안테나를 통해 전송되어야하는 데이터 심볼 전부는 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 동안 전송되며, 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 동안 전송될 데이터 심볼에 대하여 본 실시예에 따른 가중치가 인가되는 특징이 있다.

상기 수학식 14의 일례에서, 전체 4개의 송신 안테나는 4개의 타임 슬롯 단위로 모두 4개의 데이터 심볼(s₁, s₂, s₃, s₄)을 전송한다. 또한, 각각의 송신 안테나는 4개의 타임 슬롯 단위로 2개의 데이터 심볼을 전송한다. 상기 s₁, s₂ 데이터 심볼은 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나를 통해 전송되는바, 전체 4개의 타임 슬롯 중 처음 2개의 타임 슬롯 동안 전송되며, 각각의 데이터 심볼 s₁, s₂에는 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)가 인가된다. 또한, 상기 s₃, s₄ 데이터 심볼은 제3 송신 안테나 및 제4 송신 안테나를 통해 전송되는바, 전체 4개의 타임 슬롯 중 세 번째 및 네 번째 타임 슬롯 동안 전송되며, 각각의 데이터 심볼 s₃, s₄에는 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)가 인가된다. 상술한 바와 같이, 상기 제2 실시예에 따라 각각의 전송 안테나는 특정한 데이터 심볼을 전송하는바, 제1 및 제2 송신 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂을 전송하는 안테나이고, 제3 및 제4 송신 안테나는 데이터 심볼 s₃, s₄을 전송하는 안테나이다. 데이터 심볼에 인가되는 상기 가중치는, 각각의 타임 슬롯에 대하여 달라지며, 각각의 전송 안테나에 따라 달라지는 특징을 갖는다.

이하, 상기 수학식 14에 사용되는 가중치를 설명한다. 상기 가중치는 하기 수학식 15와 같이 표시될 수 있다.

상기 수학식 15는, 상기 수학식 14에 사용되는 가중치를 용이하게 설명하기 위한 수식에 불과한바, 본 실시예에 따른 가중치가 상기 수학식의 형태로만 구현되는 것은 아니다. 즉, 상기 수학식 14에 사용되는 가중치는 다양한 값을 갖는 복소 수 값일 수 있는바, 상기 가중치가 상기 수학식 15에 의해 제한되지 않는다.

상기 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)는 위상 값

와 실수

에 의해 결정되는바, 상기 변수들은 다양한 값이 될 수 있다. 즉, 상기 변수들은 시스템에 따라서 다른 최적화된 값을 가지며, 송신기에서 채널정보를 모르는 경우 하기 수학식 16의 조건을 만족하면 최적의 성능을 보인다.

즉, 상기 수학식 14에 인가되는 가중치는, 각각의 크기(amplitude)가 동일하고, 어느 두 개의 가중치에 대한 위상의 합이 나머지 두 개의 가중치에 대한 위상의 합과 동일한 것이 바람직하다. 상기 수학식 16의 조건을 만족하면 상기 수학식 14에 대한 minimum product distance(상기 표 1의 dp, min)를 최대화할 수 있다.

상기 수학식 14의 시공간 부호는 상기 표 1의 (5)번 시공간 부호에 대응하는 부호화 방법이다. 상기 수학식 14의 시공간 부호는 상기 표 1의 (5)번 시공간 부호와 동등한 효과를 보이나, 상기 수학식 14의 시공간 부호는 가중치를 조절하여 다양한 조합의 시공간 부호를 만들 수 있는 유리한 효과가 있다.

이하, 상기 수학식 14에 의한 시공간 부호를 사용하는 경우에 적용할 수 있는 변조 및 부호화 수준에 대하여 설명한다. 상기 제1 송신 안테나를 통해 전송되는 신호를 예로 들면, 상기 데이터 심볼 s₁과 s₂는 함께 결합되어 전송된다. 또한, 상기 제2 송신 안테나를 통해 전송되는 신호의 경우에도, 상기 데이터 심볼 s₁과 s₂는 함께 결합되어 전송된다. 한편, 상기 데이터 심볼 s₃와 s₄는 서로 결합되어 상기 제3 및 제4 송신 안테나를 통해 전송된다. 즉, 상기 데이터 심볼 s₁과 s₂는 동일한 제1 채널을 통해 수신 단으로 수신되며, 상기 데이터 심볼 s₃와 s₄는 동일한 제2 채널을 통해 특정한 수신 단으로 수신된다. 이 경우, 특정한 타임 슬롯 동안 서로 결합되어 전송되는 데이터 심볼에는 동일한 변조 및 부호화 수준을 적용할 수 있다. 즉, 상기 데이터 심볼 s₁과 s₂에는 특정한 제1 MCS level을 할당하고, 상기 데이터 심볼 s₃와 s₄에는 특정한 제2 MCS level을 할당할 수 있다. 상기 제1 MCS level과 제2 MCS level은 동일하거나 상이할 수 있다.

결론적으로, 본 발명의 일 실시예에 따라 풀 다이버시티를 제공하지 않는 시공간 부호를 사용하는 경우에는, 특정한 타임 슬롯에 특정한 가중치에 의해 선형 결합되어 전송되는 데이터 심볼들에는 동일한 수준의 변조 및 부호화 수준이 할당되는 것이 바람직하다.

하기 수학식 17은 공간 다중화율을 1로 갖고, 4개의 송신 안테나에서 사용될 수 있는 시공간 부호를 나타낸다.

상기 수학식 17의 일례는, 4개의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼을 전송한다. 즉, 상기 시공간 부호는 4개의 타임 슬롯 단위로 수행된다. 상기 수학식 17에서,

,(i=1, ..., 4)이고, ,

,

이다. 상기 위 첨자 R은 특정한 복소수의 실수 부를 나타내고, 첨자 I는 특정한 복소수의 허수 부를 나타낸다. 상기 수학식 17의 일례에서, 전체 4개의 송신 안테나는 4개의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄에 상응하는

,

신호를 전송한다. 또한, 상기

,

는 각각 s₁, s₂, s₃, s₄로부터 유도되는바, 각각의 송신 안테나는 4개의 타임 슬롯 단위로 상기 4개의 데이터 심볼(s₁, s₂, s₃, s₄₎에 상응하는 신호를 전송한다. 상기 s₁, s₂, s₃, s₄ 데이터 심볼에 상응하는

및

은 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나를 통해 전송되는바, 전체 4개의 타임 슬롯 중 처음 2개의 타임 슬롯 동안 전송되며, 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)가 인가된다. 또한, 상기 s₁, s₂, s₃, s₄ 데이터 심볼에 상응하는

및

은 제3 송신 안테나 및 제4 송신 안테나를 통해 전송되는바, 전체 4개의 타임 슬롯 중 세 번째 및 네 번째 타임 슬롯 동안 전송되며, 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)가 인가된다. 상술한 바와 같이, 상기 제2 실시예에 따라 각각의 전송 안테나는 특정한 데이터 심볼을 전송하는바, 상기 제1 및 제2 송신 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂,s₃, s₄에 상응하는

및

을 전송하는 안테나이고, 상기 제3 및 제4 송신 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂,s₃, s₄에 상응하는

및

을 전송하는 안테나이다. 상기

,

에 인가되는 상기 가중치는, 즉 상기 데이터 심볼 s₁, s₂,s₃, s₄에 인가되는 가중치는 각각의 타임 슬롯에 대하여 달라지며, 각각의 전송 안테나에 따라 달라지는 특징을 갖는다.

이하, 상기 수학식 17에 사용되는 가중치를 설명한다. 상기 가중치는 하기 수학식 18과 같이 표시될 수 있다.

상기 수학식 18은, 상기 수학식 17에 사용되는 가중치를 용이하게 설명하기 위한 수식에 불과한바, 본 실시예에 따른 가중치가 상기 수학식의 형태로만 구현되는 것은 아니다. 즉, 수학식 17에 사용되는 가중치는 다양한 값을 갖는 복소수 값일 수 있는바, 상기 가중치가 상기 수학식 18에 의해 제한되지 않는다.

상기 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)는 위상 값

와 실수

에 의해 결정되는바, 상기 변수들은 다양한 값이 될 수 있다. 즉, 상기 변수들은 시스템에 따라서 다른 최적화된 값을 가지며, 송신기에서 채널정보를 모르는 경우 하기 수학식 19 및 수학식 20의 조건을 만족하면 최적의 성능을 보인다.

즉, 상기 수학식 18에 인가되는 가중치는, 각각의 크기(amplitude)가 동일하고, 어느 두 개의 가중치에 대한 위상의 합이 나머지 두 개의 가중치에 대한 위상의 합과 동일한 것이 바람직하다.

상기

와

의 비율을 결정하는 상기

은 수학식 20과 같이 결정되는 것이 바람직하다.

상기 수학식 17의 시공간 부호는 상기 수학식 14의 시공간 부호의 성능을 개 선하는 것으로, 시공간 부호에 따른 다이버시티 이득(diversity gain)에 상응하는 랭크(rank) 값이 4이고, 코딩 이득(coding gain)에 상응하는 minimum product distance가 0.25이다.

이하, 수학식 17에 의한 시공간 부호를 사용하는 경우에 적용할 수 있는 변조 및 부호화 수준에 대하여 설명한다. 상기 수학식 17에 의한 시공간 부호는 풀 다이버시티 이득(full diversity gain)을 제공한다. 따라서, 상기 수학식 17의 시공간 부호에 의해 전송되는 데이터 심볼에는 동일한 변조 및 부호화 수준, 예를 들어 동일한 MCS level이 할당되는 것이 바람직하다. 즉, 상기 수학식 17을 통해 전송되는 데이터 심볼 각각에 대하여 동일한 변조 방법과 동일한 부호화가 수행되는 것이 바람직하다.

하기 수학식 21은 공간 다중화율을 1로 갖고, 4개의 송신 안테나에서 사용될 수 있는 시공간 부호를 나타낸다.

상기 수학식 21의 일례는, 4개의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼을 전송한다. 즉, 상기 시공간 부호는 4개의 타임 슬롯 단위로 수행된다.

상기 수학식 21의 일례에서, 전체 4개의 송신 안테나는 4개의 타임 슬롯 단위로 4개의 데이터 심볼을 전송한다. 또한, 각각의 송신 안테나는 4개의 타임 슬롯 단위로 4개의 데이터 심볼을 전송한다. 상기 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄ 이 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나를 통해 전송되는 경우, 전체 4개의 타임 슬롯 중 처음 2개의 타임 슬롯 동안 전송되며, 각각의 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄에 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)가 인가된다. 또한, 상기 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄가 제3 송신 안테나 및 제4 송신 안테나를 통해 전송되는 경우, 전체 4개의 타임 슬롯 중 세 번째 및 네 번째 타임 슬롯 동안 전송되며, 각각의 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄에 특정한 가중치(w₅, w₆, w₇, w₈)가 인가된다. 상술한 바와 같이, 상기 제2 실시예에 따라 각각의 전송 안테나는 특정한 데이터 심볼을 전송하는바, 모든 송신 안테나가 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄을 전송하는 안테나이다. 또한 상기 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄에 인가되는 상기 가중치는, 각각의 타임 슬롯에 대하여 달라지며, 각각의 전송 안테나에 따라 달라지는 특징을 갖는다.

이하, 상기 수학식 21에 사용되는 가중치를 설명한다. 상기 가중치는 하기 수학식 22와 같이 표시될 수 있다.

상기 수학식 22는, 상기 수학식 21에 사용되는 가중치를 용이하게 설명하기 위한 수식에 불과한바, 본 실시예에 따른 가중치가 상기 수학식의 형태로만 구현되는 것은 아니다. 즉, 수학식 21에 사용되는 가중치는 다양한 값을 갖는 복소수 값일 수 있는바, 상기 가중치가 상기 수학식 22에 의해 제한되지 않는다.

상기 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄,w₅, w₆, w₇, w₈)는 위상 값

,

와 실수

에 의해 결정되는바, 상기 변수들은 다양한 값이 될 수 있다. 즉, 상기 변수들은 시스템에 따라서 다른 최적화된 값을 가지며, 송신기에서 채널정보를 모르는 경우 하기 수학식 23의 조건을 만족하면 최적의 성능을 보인다.

이하, 상기 수학식 21에 의한 시공간 부호를 사용하는 경우에 적용할 수 있는 변조 및 부호화 수준에 대하여 설명한다. 상기 수학식 21에 의한 시공간 부호는 풀 다이버시티 이득(full diversity gain)을 제공한다. 따라서, 상기 수학식 21의 시공간 부호에 의해 전송되는 데이터 심볼에는 동일한 변조 및 부호화 수준, 예를 들어 동일한 MCS level이 할당되는 것이 바람직하다. 즉, 상기 수학식 21을 통해 전송되는 데이터 심볼 각각에 대하여 동일한 변조 방법과 동일한 부호화가 수행되는 것이 바람직하다.

도 5는 종래에 제안된 다양한 시공간 부호화 기술과 제2 실시예에 따른 시공간 부호화 방법의 성능 비교한 도면이다.

도 5의 결과는 터보 코드를 이용하여 채널 부호화를 수행하고, 성상 매핑 방법으로 4 QAM을 사용한 경우, 상기 표 1의 (3)번 시공간 부호화 방법(Generalized Optimal Diversity: GOD)과 상기 표 1의 (4)번 시공간 부호화 방법(Quasi-orthogonal code)과 상기 표 1의 (5)번 시공간 부호화 방법(IEEE 802.16e에 제안된 A-matrix)과 상기 수학식 17의 결과와 상기 수학식 21의 결과를 비교한 것이다.

상술한 바와 같이 상기 시공간 부호의 성능은 통신 환경에 따라 가변적일 수 있는바, 도 5의 경우 상기 수학식 17의 결과가 종래에 최적의 시공간 부호화 방법이라 알려진 시공간 부호에 비해 개선되었음을 알 수 있다.

하기 수학식 24는 4개의 송신 안테나에서 사용될 수 있는 시공간 부호를 나타낸다.

상기 수학식 24의 일례는, 2개의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼을 전송한다. 즉, 상기 시공간 부호는 2개의 타임 슬롯 단위로 수행된다.

상기 수학식 24의 일례에서, 전체 4개의 송신 안테나는 2개의 타임 슬롯 단위로 모두 4개의 데이터 심볼(s₁, s₂, s₃, s₄)을 전송한다. 또한, 각각의 송신 안테나는 2개의 타임 슬롯 단위로 2개의 데이터 심볼을 전송한다. 상기 데이터 심볼 s₁, s₂은 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나를 통해 전송되고, 각각의 데이터 심볼 s₁, s₂에는 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)가 인가된다. 또한, 상기 데이터 심볼 s₃, s₄은 제3 송신 안테나 및 제4 송신 안테나를 통해 전송되고, 각각의 데이터 심볼 s₃, s₄에는 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)가 인가된다. 상술한 바와 같이, 상기 제2 실시예에 따라 각각의 전송 안테나는 특정한 데이터 심볼을 전송하는바, 제1 및 제2 송신 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂을 전송하는 안테나이고, 제3 및 제4 송신 안테나는 데이터 심볼 s₃, s₄을 전송하는 안테나이다. 데이터 심볼에 인가되는 상기 가중치는, 각각의 타임 슬롯에 대하여 달라지며, 각각의 전송 안테나에 따라 달라 지는 특징을 갖는다.

이하, 상기 수학식 24에 사용되는 가중치를 설명한다. 상기 가중치는 하기 수학식 25와 같이 표시될 수 있다.

상기 수학식 25는, 상기 수학식 24에 사용되는 가중치를 용이하게 설명하기 위한 수식에 불과한바, 본 실시예에 따른 가중치가 상기 수학식의 형태로만 구현되는 것은 아니다. 즉, 수학식 24에 사용되는 가중치는 다양한 값을 갖는 복소수 값일 수 있는바, 상기 가중치가 상기 수학식 25에 의해 제한되지 않는다.

상기 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)는 위상 값

와 실수

에 의해 결정되는바, 상기 변수들은 다양한 값이 될 수 있다. 즉, 상기 변수들은 시스템에 따라서 다른 최적화된 값을 가지며, 송신기에서 채널정보를 모르는 경우 하기 수학식 26의 조건을 만족하면 최적의 성능을 보인다.

즉, 상기 수학식 24에 인가되는 가중치는, 각각의 크기(amplitude)가 동일하고, 어느 두 개의 가중치에 대한 위상의 합이 나머지 두 개의 가중치에 대한 위상 의 합과 동일한 것이 바람직하다. 상기 수학식 26의 조건을 만족하면 상기 수학식 24에 대한 minimum product distance를 최대화할 수 있다.

이하, 상기 수학식 24에 의한 시공간 부호를 사용하는 경우에 적용할 수 있는 변조 및 부호화 수준에 대하여 설명한다. 상기 수학식 24에 의한 시공간 부호는 풀 다이버시티를 제공하지 않는 부호이다. 따라서, 상기 수학식 24의 경우, 특정한 타임 슬롯에 특정한 가중치에 의해 선형 결합되어 전송되는 데이터 심볼들에는 동일한 수준의 변조 및 부호화 수준이 할당되는 것이 바람직하다. 예를 들어, 데이터 심볼 s₁과 s₂에는 동일한 제1 MCS level이 할당되고, 데이터 심볼 s₃와 s₄에는 동일한 제2 MCS level이 할당될 수 있다.

하기 수학식 27은 4개의 송신 안테나에서 사용될 수 있는 시공간 부호를 나타낸다.

상기 수학식 27의 일례는, 2개의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼을 전송한다. 즉, 상기 시공간 부호는 2개의 타임 슬롯 단위로 수행된다. 상기 수학식 27에서,

,(i=1, ..., 4)이고,

,

이다. 상기 위 첨자 R은 특정한 복소수의 실수 부를 나타낸다. 또한, 위 첨자 I는 복소수의 허수 부를 나타낸다.

상기 수학식 27의 일례에서, 전체 4개의 송신 안테나는 2개의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄에 상응하는

,

신호를 전송한다. 또한, 상기

,

는 각각 s₁, s₂, s₃, s₄로부터 유도되는바, 각각의 송신 안테나는 4개의 타임 슬롯 단위로 상기 4개의 데이터 심볼(s₁, s₂, s₃, s₄ ₎에 상응하는 신호를 전송한다. 상기 s₁, s₂, s₃, s₄ 데이터 심볼에 상응하는

및

은 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나를 통해 전송되며, 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)가 인가된다. 또한, 상기 s₁, s₂, s₃, s₄ 데이터 심볼에 상응하는

및

은 제3 송신 안테나 및 제4 송신 안테나를 통해 전송되며, 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)가 인가된다. 상술한 바와 같이, 상기 제2 실시예에 따라 각각의 전송 안테나는 특정한 데이터 심볼을 전송하는바, 상기 제1 및 제2 송신 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂,s₃, s₄에 상응하는

및

을 전송하는 안테나이다. 상기

,

에 인가되는 상기 가중치, 즉 상기 데이터 심볼 s₁, s₂,s₃, s₄에 인가되는 가중치는 각각의 타임 슬롯에 대하여 달라지며, 각각의 전송 안테나에 따라 달라지는 특징을 갖는다.

이하, 상기 수학식 27에 사용되는 가중치를 설명한다. 상기 가중치는 하기 수학식 28과 같이 표시될 수 있다.

상기 수학식 28은, 상기 수학식 27에 사용되는 가중치를 용이하게 설명하기 위한 수식에 불과한바, 본 실시예에 따른 가중치가 상기 수학식의 형태로만 구현되는 것은 아니다. 즉, 상기 수학식 27에 사용되는 가중치는 다양한 값을 갖는 복소수 값일 수 있는바, 상기 가중치가 상기 수학식 28에 의해 제한되지 않는다.

상기 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄)는 위상 값

와 실수

에 의해 결정되는 바, 상기 변수들은 다양한 값이 될 수 있다. 즉, 상기 변수들은 시스템에 따라서 다른 최적화된 값을 가지며, 송신기에서 채널정보를 모르는 경우 하기 수학식 29 및 수학식 30의 조건을 만족하면 최적의 성능을 보인다.

즉, 상기 수학식 28에 인가되는 가중치는, 각각의 크기(amplitude)가 동일하고, 어느 두 개의 가중치에 대한 위상의 합이 나머지 두 개의 가중치에 대한 위상의 합과 동일한 것이 바람직하다.

상기

와

의 비율을 결정하는 상기

은 상기 수학식 30과 같이 결정되는 것이 바람직하다.

이하, 상기 수학식 27에 의한 시공간 부호를 사용하는 경우에 적용할 수 있는 변조 및 부호화 수준에 대하여 설명한다. 상기 수학식 27에 의한 시공간 부호는 풀 다이버시티를 제공하지 않는 부호이다. 다만, 상기 수학식 27의 경우, 상기 제1 전송 안테나 및 제2 전송 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄에 상응하는

,

신호를 전송하고, 상기 제3 전송 안테나 및 제4 전송 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄에 상응하는

,

신호를 전송한다. 따라서, 상기 수학식 27의 경우, 특정한 타임 슬롯 동안 모든 데이터 심볼(s₁, s₂, s₃, s₄)이결합되어 전송된다. 따라서, 수학식 27의 경우에는 모든 데이터 심볼에 동일한 MCS level이 할당되는 것이 바람직하다.

하기 수학식 31은 공간 다중화율을 2로 갖고, 4개의 송신 안테나에서 사용될 수 있는 시공간 부호를 나타낸다. 하기 수학식 31의 시공간 부호는 상기 수학식 11로부터 확장된 것이다.

상기 수학식 31에서,

. 상기 위 첨자 R은 특정한 복소수의 실수 부를 나타낸다.

삭제

상기 수학식 31의 일례에서, 전체 4개의 송신 안테나는 4개의 타임 슬롯 단위로 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈에 상응하는

,

신호를 전송한다. 또한, 상기

,

는 각각 s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈로부터 유도되는바, 각각의 송신 안테나는 4개의 타임 슬롯 단위로 상기 8개의 데이터 심볼(s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈)에 상응하는 신호를 전송한다. 상기 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈에 상응하는

,

은 제1 송신 안테나 및 제2 송신 안테나를 통해 전송되는바, 전체 4개의 타임 슬롯 중 처음 2개의 타임 슬롯 동안 전송되며, 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄, w₅, w₆, w₇, w₈)가 인가된다. 또한, 상기 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈에 상응하는

,

은 제3 송신 안테나 및 제4 송신 안테나를 통해 전송되는바, 전체 4개의 타임 슬롯 중 세 번째 및 네 번째 타임 슬 롯 동안 전송되며, 특정한 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄, w₅, w₆, w₇, w₈)가 인가된다. 상술한 바와 같이, 상기 제2 실시예에 따라 각각의 전송 안테나는 특정한 데이터 심볼을 전송하는바, 상기 제1 및 제2 송신 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈에 상응하는

,

을 전송하는 안테나이고, 상기 제3 및 제4 송신 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈에 상응하는

,

을 전송하는 안테나이다. 상기

,

에 인가되는 상기 가중치, 즉 상기 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈에 인가되는 가중치는 각각의 타임 슬롯에 대하여 달라지며, 각각의 전송 안테나에 따라 달라지는 특징을 갖는다.

이하, 상기 수학식 31에 사용되는 가중치를 설명한다. 상기 가중치는 하기 수학식 32와 같이 표시될 수 있다.

상기 수학식 32는, 상기 수학식 31에 사용되는 가중치를 용이하게 설명하기 위한 수식에 불과한바, 본 실시예에 따른 가중치가 상기 수학식의 형태로만 구현되는 것은 아니다. 즉, 수학식 31에 사용되는 가중치는 다양한 값을 갖는 복소수 값일 수 있는바, 상기 가중치가 상기 수학식 32에 의해 제한되지 않는다.

상기 가중치(w₁, w₂, w₃, w₄,w₅, w₆, w₇, w₈)는 위상 값

,

와 실수

에 의해 결정되는바, 상기 변수들은 다양한 값이 될 수 있다. 즉, 상기 변수들은 시스템에 따라서 다른 최적화된 값을 가지며, 송신기에서 채널정보를 모르는 경우 하기 수학식 33 및 수학식 34의 조건을 만족하면 최적의 성능을 보인다.

) 배만큼의 일정한 크기(amplitude)의 차이가 존재하는 것이 바람직하다.

상기

와

의 비율을 결정하는

은 상기 수학식 34에 의해 결정되는 것이 바람직하다.

상기 수학식 24과 수학식 27, 수학식 31에 제안된 시공간 부호를 사용하는 경우, 상기 표 1의 (6)번 시공간부호(double STTD: DSTTD)와 동일한 성능을 얻을 수 있다. 상기 제2 실시예에 따른 시공간 부호는 가중치의 변화에 따라 다양한 종류의 시공간 부호를 제안할 수 있는바 통신 환경의 차이에 따라 종래의 기술에 비해 개선된 효과를 얻을 수도 있다.

이하, 상기 수학식 31에 의한 시공간 부호를 사용하는 경우에 적용할 수 있는 변조 및 부호화 수준에 대하여 설명한다. 상기 수학식 31에 의한 시공간 부호는 풀 다이버시티를 제공하지 않는 부호이다. 다만, 상기 수학식 31의 경우, 상기 제1 전송 안테나 및 제2 전송 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈에 상응하는

,

신호를 전송하고, 상기 제3 전송 안테나 및 제4 전송 안테나는 데이터 심볼 s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈에 상응하는

,

신호를 전송한다. 따라서, 상기 수학식 31의 경우, 특정한 타임 슬롯 동안 모든 데이터 심볼(s₁, s₂, s₃, s₄, s₅, s₆, s₇, s₈)이결합되어 전송된다. 따라서, 수학식 31의 경우에는 모든 데이터 심볼에 동일한 MCS level이 할당되 는 것이 바람직하다.

상술한 바와 같이, 본 발명에 따른 시공간 부호화 방법은, 특정한 시공간 부호화 행렬 C에 의해 설명될 수 있다. 즉, 본 발명의 일 실시예에 따라 상기 수학식 7, 수학식 11, 수학식 14, 수학식 17, 수학식 21, 수학식 24, 수학식 27 및 수학식 31 등의 시공간 부호화 행렬을 통해 부호화를 수행할 수 있다. 다만, 상기 수학식 들은 본 발명을 설명하기 위한 일례로서, 상기 수학식들로 표현된 시공간 부호화 행렬은 임의의 Unitary Matrix에 의해 새로운 시공간 부호화 행렬로 변환될 수 있다. 즉, 본 실시예에서 제시된 다수의 시공간 부호화 행렬에 임의의 Unitary Matrix를 곱하여, 또 다른 형태의 시공간 부호화 행렬을 만들 수 있다.

임의의 Unitary Matrix U는 기본적으로 하기 수학식 35의 특성을 갖는다.

본 실시예에서 제안한 시공간 부호화 행렬을 C라 하는 경우, 상기 U 행렬이 곱해진 시공간 부호화 행렬은 다음과 같은 특성을 갖는다.

즉, 상기 Unitary Matrix를 곱하더라도, 원래의 시공간 부호화 행렬의 디터미넌트(determinant) 값에는 변화가 없는바, 원래의 시공간 부호화 행렬의 성능에는 변화가 없다.

한 가지 예로서, 상기 수학식 10에 따른 시공간 부호화 행렬을 상기 Unitary Matrix를 통해 변형된 시공간 부호화 행렬을 얻을 수 있다.

상기 수학식 37의

에 대한 디터미넌트 값은 다음과 같이 동일하다.

상술한 바와 같이, 특정한 시공간 부호화 행렬에 Unitary Matrix를 곱하여 동일한 성능을 유지하는 변형된 행렬을 만드는 방법은, 본 발명이 속하는 기술 분야의 통상의 지식을 갖춘자에게는 자명한 사실이다. 따라서, 본 실시예에서 제안된 다수의 수학식에 임의의 Unitary Matrix를 곱한 행렬을 이용하는 부호화 방법 역시 본 발명에 따른 시공간 부호화 방법이라 할 것이다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 당업자에게 자명하다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 안되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

본 발명에 따른 시공간 부호는 종래에 최적으로 알려진 시공간 부호에 비하여 동일하거나 향상된 성능을 보인다.

또한, 본 발명에 따른 시공간 부호는 가중치의 조작에 따라 다양한 조합의 시공간 부호를 생성할 수 있는바, 통신 환경의 변화에 따라 다양한 종류의 시공간 부호를 제공하는 유리한 효과가 있다.

본 발명에 따른 시공간 부호화된 신호를 수신하는 수신기에서는 각 해당 타임슬롯 동안 신호를 수신한 후 ML 복호기(decoder) 혹은 MMSE 복호기(decoder) 등을 통하여 수신할 수 있으며, 제안된 대부분의 부호는 정합 필터(matched-filter)를 사용하면 수신기에서 선형 탐지(linear detection)가 가능하기 때문에 수신복잡도 역시 최소한으로 줄일 수 있다.

Claims

복수의 송신 안테나를 구비하는 송신 측에서 특정한 개수의 타임 슬롯(time slot) 단위로 적용되는 시공간 부호에 의하여 데이터 심볼을 부호화하는 방법에 있어서,

특정한 복소 가중치가 부여된 데이터 심볼들을 합산한 결과를 상기 복수의 송신 안테나 중 어느 하나의 송신 안테나 및 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 중 어느 하나의 타임 슬롯에 할당하는 단계; 및

상기 합산한 결과를 상기 할당된 송신 안테나를 통하여 상기 할당된 타임 슬롯 동안 수신 측으로 전송하는 단계를 포함하되,

상기 합산한 결과는, 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 동안 상기 송신 측을 통해 전송될 데이터 심볼에 대한 가중합(weighted sum)이고,

상기 복소 가중치는 상기 할당된 송신 안테나 또는 할당된 타임 슬롯에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제1항에 있어서,

2개의 송신 안테나를 통해 2개의 타임 슬롯 단위로 데이터를 전송하는 경우,

상기 할당하는 단계는,

특정한 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 행렬 C는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제2항에 있어서,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄의 크기(amplitude)는 서로 동일하고,

상기 복소 가중치 w₁ 및 w₃의 위상의 합은, 상기 복소 가중치 w₂ 및 w₄의 위상의 합과 동일한 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제2항에 있어서,

임의의 양의 실수를 r이라 하고, 임의의 위상 값을
라 하는 경우,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제1항에 있어서,

2개의 송신 안테나를 통해 2개의 타임 슬롯 단위로 데이터를 전송하는 경우, 상기 할당하는 단계는,

특정한 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 행렬 C는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제5항에 있어서,

임의의 양의 정수를 r이라 하는 경우,

상기 복소 가중치 w₂, w₄, w₅, w₇의 크기(amplitude)는 서로 동일하고,

상기 복소 가중치 w₁, w₃, w₆, w₈의 크기는 서로 동일하며,

상기 복소 가중치 w₂, w₄, w₅, w₇의 크기는, 상기 복소 가중치 w₁, w₃, w₆, w₈의 크기의 r배(倍)이고,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄, w₇, w₈은 순 실수(pure real number)이고,

상기 복소 가중치 w₅, w₆은 순 허수(pure imaginary number)인 것을

특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제5항에 있어서,

임의의 양의 실수를 r이라 하고, 임의의 위상 값을

라 하는 경우,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄, w₅, w₆, w₇, w₈는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제7항에 있어서,

상기 r과,

는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
삭제
삭제
제1항에 있어서,

상기 복소 가중치는, 0인 아닌 복소수인 것을

특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제1항에 있어서,

상기 데이터 심볼들에 동일한 변조 방법 및 동일한 부호화 방법이 적용되는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제1항에 있어서,

상기 할당하는 단계는,

제1 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼들을 할당하는 것을 특징으 로 하되,

상기 제1 시공간 부호 행렬 C은, 특정한 제2 시공간 부호 행렬에 단일 행렬(unitary matrix)를 곱하여 생성된 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
복수의 송신 안테나를 구비하는 송신 측에서 특정한 개수의 타임 슬롯(time slot) 단위로 적용되는 시공간 부호에 의하여 데이터 심볼을 부호화하는 방법에 있어서,

상기 복수의 송신 안테나 중 어느 하나의 안테나 및 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 중 어느 하나의 타임 슬롯에 특정한 전송 신호를 할당하는 시공간 부호를 이용하여 부호화를 수행하는 단계; 및

상기 할당된 안테나 및 상기 할당된 타임 슬롯을 통해 상기 전송 신호를 수신 측으로 전송하는 단계를 포함하되,

상기 전송 신호는, 상기 특정한 개수의 타임 슬롯 단위 동안 상기 복수의 송신 안테나 중 어느 하나를 통하여 전송될 데이터 심볼들을 합산하되, 특정한 복소 가중치가 부여된 데이터 심볼들을 합산한 신호이며,

상기 복소 가중치는 상기 할당된 안테나 또는 할당된 타임 슬롯에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제14항에 있어서,

4개의 송신 안테나를 통해 4개의 타임 슬롯 단위로 데이터를 전송하는 경우,

상기 부호화를 수행하는 단계는,

특정한 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 행렬 C는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제15항에 있어서,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄의 크기는 서로 동일하고,

상기 복소 가중치 w₁ 및 w₃의 위상의 합은, 상기 복소 가중치 w₂ 및 w₄의 위상의 합과 동일한 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제15항에 있어서,

임의의 양의 실수를 r이라 하고, 임의의 위상 값을
라 하는 경 우,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제14항에 있어서,

4개의 송신 안테나를 통해 4개의 타임 슬롯 단위로 데이터를 전송하는 경우,

상기 부호화를 수행하는 단계는.

특정한 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼에 상응하는 입력 심볼(
,
,
,
)들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 행렬 C는

이고,

상기 입력 심볼(
,
,
,
)은,

에 의하고,

상기 x_i는
인 것을

특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제18항에 있어서,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄의 크기는 서로 동일하고,

상기 복소 가중치 w₁ 및 w₃의 위상의 합은, 상기 복소 가중치 w₂ 및 w₄의 위상의 합과 동일하고,

상기 위상 값
은
인 것을

특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제18항에 있어서,

임의의 양의 실수를 r이라 하고, 임의의 위상 값을
라 하는 경우,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제14항에 있어서,

4개의 송신 안테나를 통해 4개의 타임 슬롯 단위로 데이터를 전송하는 경우,

상기 부호화를 수행하는 단계는,

특정한 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 행렬 C는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제21항에 있어서,

임의의 양의 실수를 r이라 하고, 임의의 위상 값을

라 하는 경우,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄, w₅, w₆, w₇, w₈는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제22항에 있어서,

상기 r과,

는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제14항에 있어서,

4개의 송신 안테나를 통해 2개의 타임 슬롯 단위로 데이터를 전송하는 경우,

상기 부호화를 수행하는 단계는,

특정한 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 행렬 C는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제24항에 있어서,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄의 크기는 서로 동일하고,

상기 복소 가중치 w₁ 및 w₃의 위상의 합은, 상기 복소 가중치 w₂ 및 w₄의 위상의 합과 동일한 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제24항에 있어서,

임의의 양의 실수를 r이라 하고, 임의의 위상 값을
라 하는 경우,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제14항에 있어서,

4개의 송신 안테나를 통해 4개의 타임 슬롯 단위로 데이터를 전송하는 경우,

상기 부호화를 수행하는 단계는.

특정한 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼에 상응하는 입력 심볼(
,
,
,
)들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 행렬 C는

이고,

상기 입력 심볼(
,
,
,
)은,

에 의하고,

상기 x_i는
인 것을

특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제27항에 있어서,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄의 크기는 서로 동일하고,

상기 복소 가중치 w₁ 및 w₃의 위상의 합은, 상기 복소 가중치 w₂ 및 w₄의 위상의 합과 동일하고,

상기 위상 값
은
인 것을

특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제27항에 있어서,

임의의 양의 실수를 r이라 하고, 임의의 위상 값을
라 하는 경우,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제14항에 있어서,

4개의 송신 안테나를 통해 4개의 타임 슬롯 단위로 데이터를 전송하는 경우,

상기 부호화를 수행하는 단계는,

특정한 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼에 상응하는 입력 심볼(
,
,
,
)들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 행렬 C는

이고,

상기 입력 심볼은

,
,
,
,
,
,
,
이고,

상기 x_i는
인 것을

특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제30항에 있어서,

임의의 양의 실수를 r이라 하고, 임의의 위상 값을

라 하는 경우,

상기 복소 가중치 w₁, w₂, w₃, w₄, w₅, w₆, w₇, w₈는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제31항에 있어서,

상기 r과,

는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제14항에 있어서,

2개의 송신 안테나를 통해 2개의 타임 슬롯 단위로 데이터를 전송하는 경우,

상기 부호화를 수행하는 단계는,

특정한 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 행렬 C는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제14항에 있어서,

2개의 송신 안테나를 통해 2개의 타임 슬롯 단위로 데이터를 전송하는 경우,

상기 부호화를 수행하는 단계는,

특정한 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 행렬 C는

인 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.
제14항에 있어서,

상기 부호화를 수행하는 단계는,

제1 시공간 부호 행렬 C에 따라 상기 데이터 심볼들을 할당하는 것을 특징으로 하되,

상기 제1 시공간 부호 행렬 C은, 특정한 제2 시공간 부호 행렬에 단일 행렬(unitary matrix)를 곱하여 생성된 것을 특징으로 하는 다중 안테나 시스템에서의 시공간 부호화 방법.