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KR20040068250A - 펄스 중첩 사전보상 방법 및 펄스 중첩 사전보상 장치 - Google Patents

펄스 중첩 사전보상 방법 및 펄스 중첩 사전보상 장치 Download PDF

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KR20040068250A
KR20040068250A KR10-2004-7009316A KR20047009316A KR20040068250A KR 20040068250 A KR20040068250 A KR 20040068250A KR 20047009316 A KR20047009316 A KR 20047009316A KR 20040068250 A KR20040068250 A KR 20040068250A
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아이비큐티 디지털 코포레이션
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Abstract

디지털로 변조된 신호에서 펄스 중첩을 사전보상하는 방법은, 펄스의 시퀀스를 수신하는 단계와, 상기 제 1 펄스를 변조하여 제 1 복조 펄스 시퀀스를 생성하는 단계(62)와, 상기 제 1 변조 펄스 시퀀스를 복조하여 제 1 복조 펄스 시퀀스를 생성하는 단계(68)와, 상기 제 1 복조 펄스 시퀀스를 상기 제 1 펄스 시퀀스와 결합하여 제 1 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 단계(70)와, 상기 제 1 오류 펄스 시퀀스를 변조하여 제 1 변조 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 단계(74)와, 상기 제 1 변조 오류 펄스 시퀀스를 상기 제 1 변조 펄스 시퀀스와 결합하여 제 1 보상 펄스 시퀀스를 생성하는 단계(78)를 포함한다.

Description

펄스 중첩 사전보상 방법 및 펄스 중첩 사전보상 장치{METHOD AND APPARATUS FOR PULSE OVERLAP PRE-COMPENSATION IN DIGITALLY MODULATED SIGNALS}
디지털 오디오 방송은 기존의 아날로그 방송 포맷보다 우수한 디지털 품질의 오디오를 제공하는 매체이다. AM IBOC DAB는 그것이 AM 신호와 공존하는 하이브리드 포맷으로 전송될 수 있고, 또는 아날로그 신호가 제거되어, 간섭이 감소된 디지털 적용 영역(coverage)을 개선하는 전(all)-디지털 포맷으로 전송될 수 있다. IBOC는, 각 DAB 신호가 기존의 AM 채널 할당의 동일 스펙트럴 마스크 내에서 동시에 전송되기 때문에, 새로운 스펙트럴 할당을 요구하지 않는다. IBOC는 스펙트럼의 경제성을 증진시키면서, 방송자가 그들의 현재 청취자들에게 디지털 품질의 오디오를 제공할 수 있게 한다.
미국 특허 번호 5,588,022에는 표준 AM 방송 채널에서 아날로그 및 디지털신호를 동시에 방송하는, 제 1 주파수 스펙트럼을 갖는 진폭 변조된 무선 주파수 신호(아날로그 프로그램 신호에 의해 변조된 제 1 캐리어를 포함함)를 방송하는 단계와, 제 1 주파수 스펙트럼을 포함한 대역폭 내에서 다수의 디지털로 변조된 캐리어 신호(각각은 일부 디지털 프로그램 신호에 의해 변조됨)를 동시에 방송하는 단계를 포함하는 하이브리드 AM IBOC 방송 방법이 개시되어 있다. 제 1 디지털로 변조된 캐리어 신호 그룹은 제 1 주파수 스펙트럼 내에 있고, 제 1 캐리어 신호와 직교하도록 변조된다. 제 2 및 제 3 디지털로 변조된 캐리어 신호 그룹은 제 1 주파수 스펙트럼의 외부에 있고, 제 1 캐리어 신호에 동상(in-phase) 및 직교하도록 변조된다.
AM IBOC DAB 시스템에서, 주파수 도메인 측-로브(side-lobe)는 심볼 속도(symbol rate)를 억제하고, 서브캐리어 간격 요건은 신호 펄스 열이 중첩 펄스를 갖게 할 수 있다. AM 전송은 직교 주파수 분할 다중화(Orthogonal Frequency Division Multiplex: OFDM) 펄스 열을 포함한다. 펄스는 균일한 간격의 서브캐리어로 이루어진다. 디지털 데이터는 "m" 비트의 워드로 세분되고, 진폭 및 위상 값으로 변환된 후, 서브캐리어에 할당된다. 펄스의 형태는, 정합 필터링이 수신기에서 적용될 때, 서브캐리어가 서로 직교하도록 선택된다. 이 방식으로, 정합 필터링은 각각의 개별 서브캐리어에 대한 진폭 및 위상 정보를 재생할 수 있고, 이에 의해, 각 디지털 워드 값을 재생할 수 있다.
요구되는 직교성(orthogonality)을 보증하는 한 가지 방안은 그 지속 기간이 서브캐리어 간격과 상반되는 사각 펄스를 사용하는 것이다. 중첩되지 않는 사각펄스의 사용은 전송 속도를 최대화하는 바람직한 특징을 갖는다. 그러나, 과도한 측-로브 레벨은 중요한 단점이다. 또한, 바람직한 직교성을 달성하는 것은 정확한 주파수 조정을 요구한다.
측-로브 레벨을 감소시키면서 직교성을 유지하는 문제는 이원적인 시간 도메인을 갖는데, 이는 나이퀴스트(Nyquist)의 대표적인 논문(Nyquist, H., "Certain Topics in Telegraph Transmission Theory", Trans. Am. Inst. Electr. Eng., vol 47, Apr. 1928, pp. 617-644)의 주제였다. 해결 방안은 사각 펄스의 길이를 연장하고, 그 결과에 증가시킨 코사인 가중치를 적용하는 것이다. 송신기 및 수신기는 가중치를 분할하며, 가중치의 제곱근을 각각 적용한다.
한 AM 디지털 오디오 방송 시스템에서 사용된 파형은 가우시안 밀도 함수를 갖는 나이퀴스트 타입 펄스의 컨벌루션이다. 이 구성은 주파수 도메인 측 로브가 FCC에 의해 부과된 스펙트럴 마스크 요건을 충족함을 보증한다. 나이퀴스트 펄스의 길이는 한 OFDM 심볼 기간이다. 컨벌루션은 펄스 길이를 증가시킨다. 결과로서, 전송된 펄스 열에서 펄스는 중첩된다. 이 중첩의 존재는 복조기의 출력에서 왜곡을 발생시킨다.
펄스 중첩이 야기한 왜곡은 노이즈가 야기한 왜곡과 유사한 효과를 갖는데, 다시 말해서, 복조기 출력은 할당된 성운(constellation) 위치로 옮겨진다. 많은 복조기 출력이 그래프 상에서 중첩될 때, 그들은 복조 신호 성운이 솜털(fuzz)처럼 보이게 한다.
펄스 중첩이 야기한 왜곡을 감소시키는 것이 바람직하다. 본 발명은 AMIBOC 디지털 오디오 방송 시스템의 신호 펄스를 사전보상하여 왜곡을 감소시키는 방법을 제공하고자 한다.
본 발명은 라디오 방송(radio broadcasting)에 관한 것으로, 더욱 구체적으로는, AM 인-밴드-온-채널(In-Band-On-Channel: IBOC) 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting: DAB)과, AM IBOC DAB 송신기에서의 신호 처리에 관한 것이다.
도 1은 AM 하이브리드 IBOC DAB 신호의 개략도로서, AM 및 DAB 신호의 상대적인 레벨을 나타내는 도면,
도 2는 본 발명의 사전보상 방법을 내장할 수 있는, IBOC DAB 송신기의 관련 부분의 단순화된 블록도,
도 3은 본 발명의 동작을 예시하는 기능 블록도,
도 4는 본 발명의 동작을 예시하는 더욱 상세한 기능 블록도이다.
본 발명은 펄스의 시퀀스를 수신하는 단계와, 상기 펄스를 변조하여 제 1 변조 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와, 상기 제 1 변조 펄스 시퀀스를 복조하여 제 1 복조 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와, 상기 제 1 복조 펄스 시퀀스를 상기 제 1 펄스 시퀀스와 결합하여 제 1 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와, 상기 제 1 오류 펄스 시퀀스를 변조하여 제 1 변조 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와, 상기 제 1 변조 오류 펄스 시퀀스를 상기 제 1 변조 펄스 시퀀스와 결합하여 제 1 보상 펄스 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는, 송신기에서 디지털로 변조된 신호에서의 펄스 중첩을 사전보상하는 방법을 제공한다.
본 발명은 또한 펄스의 시퀀스를 수신하는 단계와, 상기 펄스를 변조하여 변조 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와, 상기 변조 펄스를 저장하는 단계와, 상기 비연속 변조 펄스 쌍을 이용하여 1차 오류항 시퀀스를 생성하는 단계와, 상기 1차 오류항 시퀀스를 저장하는 단계와, 상기 변조 펄스 중에서 각각의 상기 1차 오류항에 대응하는 변조 펄스로부터 각각의 상기 1차 오류항을 감산하여 제 1 보상 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는, 디지털로 변조된 신호에서의 펄스 중첩을 사전보상하는 방법을 포함한다.
상기 방법에 따라 신호를 처리하는 송신기가 또한 포함된다.
도면을 참조하면, 도 1은 AM 하이브리드 IBOC DAB 합성 신호(10)의 개략적인 표현으로, 아날로그로 변조된 AM 및 디지털로 변조된 DAB 신호의 상대적인 레벨을 도시한다. 하이브리드 포맷은 통상적인 AM 아날로그 신호(12)를 AM 신호 밑에 전송된 DAB 신호(14)와 함께 포함한다. DAB 신호는 주파수 내에 균일하게 이격된 다수의 데이터 캐리어를 포함한다. 디지털로 변조된 캐리어는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 통해 생성된다. 이 포맷은 이들 캐리어의 스펙트럼이 임의의 중재 감시 대역(intervening guard bands) 없이 중첩될 수 있게 하여, 스펙트럴 활용도를 최적화한다. 그러나, 감시 간격은 타임 도메인에 사용되어 신호 타이밍 지터(jitter)를 보상할 수 있다. OFDM 변조 기술은, 대역폭이 AM 대역에서의 프리미엄 산물(premium commodity)이므로, 성공적인 DAB 동작에 대해 매우 유익하다. 추가 장점은, OFDM의 직교성 조건이 그러한 간섭을 최소화시키므로, 송신기 또는수신기 중의 어느 하나에서의 필터링을 통해 DAB 디지털 캐리어를 서로 분리할 필요가 없다는 것이다.
도 1에 도시한 바와 같이, DAB 캐리어는 대역폭이 30kHz인 채널(16) 내에 포함된다. 채널은 중앙 주파수 대역(18), 상측 주파수 대역(20) 및 하측 주파수 대역(22)으로 나뉜다. 중앙 주파수 대역은 그 폭이 약 10kHz이고, 채널의 중앙 주파수의 ±5kHz 내에 있는 주파수를 포함한다. 상측 측대역은 중앙 주파수로부터 약 +5kHz에서 중앙 주파수로부터 약 +15kHz까지 연장된다. 하측 측대역은 중앙 주파수로부터 약 -5kHz에서 중앙 주파수로부터 약 -15kHz까지 연장된다. FCC 방출 마스크는 항목 번호(24)로 표현된다.
합성 아날로그 및 디지털 DAB 파형은 FCC 방출 마스크에 전적으로 순응하는 다수의 변조된 캐리어를 포함한다. 제 1 디지털로 변조된 캐리어 그룹은 도 1에서 참조 번호(14)로 표기된 포락선에 의해 예시된 주파수 대역 내에 위치한다. 이들 신호의 대부분은 변조되지 않은 AM 캐리어 신호의 레벨보다 30 내지 40dB 더 낮게 배치되어, 아날로그 AM 신호와의 누화(crosstalk)를 최소화한다. 누화는 또한 아날로그 AM 파형과의 직교성을 보증하는 방식으로 이 디지털 정보를 암호화함으로써 또한 감소된다. 이러한 타입의 암호화는 상보 변조(complementary modulation)(즉, 상보 BPSK, 상보 QPSK, 또는 상보 16QAM)라고 지칭되며 미국 특허 번호 5,859,876에서 더욱 충분히 설명되어 있다.
추가의 직교 진폭 변조된 디지털 신호 그룹은 제 1 그룹 외부에 배치된다. 이들 디지털 파형이 아날로그 신호와 직교해야 할 필요성은 아날로그 AM 신호 대역폭을 제한함으로써 제거된다. 미국 특허 번호 5,588,022는 IBOC DAB 파형에 관한 추가 정보에 대해 개시하고, 이 문서에 참조로서 합체된다.
도 2는 AM IBOC DAB 송신기(30)의 일부분의 블록도로서, 본 발명과 관련한 신호 처리 기능을 나타낸다. 오디오 신호 샘플이 라인(32) 상에 수신된다. 오디오 암호화기(34)는 오디오 샘플을 디지털 신호로 변환한다. 이 디지털 신호는 FEC 암호화 블록(36)에 예시한 바와 같이, 포워드 오류 보정을 요구한다. FEC 신호는 인터리브(interleaver) 블록(38)에 도시한 바와 같이, 인터리브 된다. 생성된 인터리브 신호는 빠른 퓨리에 변환 변조기(40)에 의해 변조되어 라인(42) 상에 DAB 신호를 생성한다. 라인(46) 상에 아날로그 신호를 생성하기 위해, 오디오 신호 샘플은 소스(48)에 의해 공급된다. 라인(46) 상의 아날로그 신호와 라인(42) 상의 디지털 신호는 합산 지점(50)에서 결합되어 라인(52) 상에 합성 신호를 생성하는데, 다시 말하면, 이어서 AM 변조기(54)에 의해 변조되고, 결국 안테나(56)로 배달된다. 안테나가 전송한 신호는 도 1의 파형으로 도시한 일반적인 형태를 갖는다.
AM 시스템에서, 주파수 도메인 측-로브는 심볼 속도를 억제하고, 서브캐리어 간격은 펄스 열이 중첩 펄스를 갖게 한다. 펄스 중첩은 수신기 복조기의 출력에 왜곡을 발생시킨다. 이 왜곡은 복조된 성운에서 "솜털(fuzz)"처럼 보인다. 도 3은 본 발명의 동작을 예시한 기능적 블록도이다. 도 3에 예시한 기능은 도 2의 블록(40)에 예시한 변조기와 결합하여 수행될 수 있다. 도 3에 도시한 바와 같이, 주파수 도메인에서의 다수의 OFDM 펄스는 라인(60) 상에 수신된다. 이들 펄스는 블록(62)에 도시한 바와 같이 변조되어 라인(64) 상에 제 1 변조 신호를 생성한다.이것은 블록(66)에 예시한 바와 같이 펄스 중첩을 생성한다. 중첩된 펄스는 블록(68)에 도시한 바와 같이 복조되고, 합산 지점(70)에서 원래의 펄스로부터 차감된다. 그 후, 라인(72) 상에 생성된 제 1 오류 신호는 블록(74)에 도시한 바와 같이 변조되고 라인(76) 상의 제 2 변조 신호는 합산 지점(78)에서 제 1 변조 신호로부터 차감된다. 이것은 다수의 보상된 펄스를 포함한 제 1 보상 신호를 라인(80) 상에 생성한다. 보상된 펄스가 중첩되므로, 복조기 출력은 여전히 왜곡을 포함할 것이다. 이러한 과정은 왜곡이 허용 가능한 레벨에 도달할 때까지 반복될 수 있다. 도 3에는, 하나의 추가적인 복조/변조 시퀀스가 도시된다. 라인(80) 상의 보상된 펄스는 블록(82)에 도시한 바와 같이 중첩을 포함한다. 보상된 펄스는 블록(84)에 도시한 바와 같이 변조되고 합산 지점(86)에서 원래의 펄스로부터 차감된다. 그 후, 라인(88) 상에 생성된 제 2 오류 신호는 블록(90)에 도시한 바와 같이 변조되고, 라인(92) 상에 생성된 제 3 변조 신호는 합산 지점(94)에서 제 1 보상 신호로부터 차감된다. 이것은 라인(96) 상에서 다수의 제 2 사전보상된 펄스를 포함하는 시간 도메인에서의 제 2 보상된 신호 출력을 생성한다. 소정의 중첩 레벨은 라인(96) 상의 펄스에 여전히 포함될 것이다.
본 발명은 중첩 펄스 열이 복조되어 복조기 입력으로부터 차감될 수 있으므로, 왜곡의 계량 값(quantative value)이 송신기에서 이용 가능하다는 사실을 이용한다. 오류, 즉, 변조기 입력과 복조기 출력간의 차이는 변조기 입력으로부터 차감되어 사전보상된 펄스 열을 형성할 수 있다.
본 발명의 펄스 중첩 사전보상은, 도 3에서 설명한 계산 집약적 과정을 구현하는 것보다는, 재변조가 뒤따르는 복조 기능을 효율적으로 수행하는 공식을 사용하여 구현될 수 있다. 도 4는 더욱 효율적인 접근 동작을 예시한 기능 블록도이다.
각 OFDM 펄스에 대응한 성운 데이터는 라인(100) 상에 수신되고 블록(102)에 도시한 바와 같이 변조된다. 변조 과정에 대한 입력은 복잡한 워드 시퀀스이다. 이들 복잡한 워드는 복소 평면(complex plane)에 격자를 형성하는 값들의 세트로 제한된다. 이 격자는 종종 성운이라고 지칭된다.
OFDM 시스템에 대한 입력을 형성하는 디지털 비트 스트림의 비트는 고정된 길이의 워드로 조합된다. 워드 길이는 성운에서 지점의 개수의 밑이 2인 로그(the base 2 log)에 대응한다. 변조 과정으로의 입력을 형성하는 복잡한 워드를 획득하기 위해, 디지털 워드는 성운 값의 표에 대한 어드레스로서 사용된다.
변조 펄스는 다수 개의 메모리 위치(106, 108, 110, 112)를 포함한 시프트 레지스터 타입 메모리(104)에 입력된다. 두 개의 비연속 변조 펄스(한 펄스에 의해 이격됨)는 도표의 블록(114)에서 "UV"로 기록된 과정으로 결합되어 라인(116) 상에 다수 개의 1차 오류항을 생성한다.
"UV" 과정은 이하에서 정의된다. 1차 오류항은 또한 다수 개의 메모리 위치(120, 122, 124)를 갖는 시프트 레지스터 타입 메모리(118)에 저장된다. UV 과정은 블록(126)에 도시한 바와 같이 이 때 1차 오류항에 다시 적용되어, 라인(128) 상에 다수 개의 2차 오류항을 획득한다. 2차 오류항은 메모리 위치(132, 134)를 갖는 다른 시프트 레지스터 타입 메모리(130)에 저장된다. 이과정은 더 높은 차수의 오류의 결합을 이용하여 임의의 차수의 오류항을 도출하도록 확장할 수 있다.
1차 오류항은 합산 지점(136)에서 변조기 출력과 합산되고, 라인(138) 상에 생성된 신호는 합산 지점(140)에서 2차 오류항과 합산된다. 라인(142) 상에 생성된 신호는 블록(144)에 도시한 바와 같이 중첩을 포함한다. 송신기 출력에서, 보상 과정이 개별적인 펄스 길이를 감소시키지 않으므로, 보상된 펄스는 중첩되어야 한다. 도 4에 도시한 구현예는 270개의 샘플(샘플 기간) 블록에서 출력을 생성한다. 그러나, 펄스 길이는 샘플 349개이다. 따라서, 프로세싱은 현재 펄스의 모든 349개의 샘플에 보상을 적용한다. 그 후, 현재 펄스의 처음 79개의 샘플을 이전의 보상된 펄스의 마지막 79개의 샘플에 추가하고, (보상 후의) 현재 펄스의 다음 191개의 샘플과 합산하여 출력한다. 그 후, 다음의 보상된 펄스와 결합할, 현재의 보상된 펄스의 마지막 79개의 샘플을 저장한다. 마지막 사전 보상된 펄스는 라인(146) 상으로 출력된다.
도 3은 보상 처리가 비연속 펄스에 왜 영향을 미치는지를 나타낸다. 중첩 블록(66)은 펄스가 펄스 열에 집합될 때 발생한 왜곡을 "모의실험(simulation)"한다. 이 왜곡이 본 발명의 보상이 제거하고자 하는 것이다. 복조 블록(68), 차분 블록(70), 변조 블록(74)이 보상항(76)을 생성하여, 감산 블록(78)이 오류가 없는 펄스를 생성한다. 그러나 이들 펄스의 길이는 여전히 심볼 기간을 초과한다. 따라서, 보상 펄스는 펄스 열에 모일될 때 서로 중첩된다. 중첩 블록(82)은 그 중첩을 설명하고, 복조 블록(84), 차분 블록(86), 변조 블록(90), 및 감산 블록(94)은제 2의 오류 소스, 즉, 중복 블록(82)을 보정한다. 이제 제 1 보상 블록(66, 68, 70, 84, 78)의 결과는 주어진 펄스의 양측의 펄스로부터 발생한 오류항을 생성하는 것으로, 다시 말해, n번째 펄스에 대해, (n-1)번째 펄스, n번째 펄스 및 (n+1)번째 펄스는 오류항(76)에 영향을 미친다. 결론적으로, (n-1)번째, n번째 및 (n+1)번째 펄스는 n번째 펄스에 대한 출력(80)에 영향을 미친다. 중첩 블록(82)은 출력(80)으로부터의 3개의 연속 펄스를 결합하고, 이에 따라, 오류항(76)을 통해, 5개의 연속 펄스에 의해 영향을 받는다. 이 방식으로, 보상 과정은 주어진 펄스의 양측 펄스 넘어 연장된다.
도 4에 예시한 기능을 수행하는 데 사용된 알고리즘이 보다 더욱 상세히 설명된다. 알고리즘 입력은 허수값 성운 시퀀스 {Xn(m)}이며, 이 때, n은 펄스 개수를 나타내고, m은 1부터 256까지 변화하는 인덱스이다. 임의의 n에 대해, Xn(m)은 BPSK 및 IDS 서브캐리어를 포함한 능동 서브캐리어에 대응하는 m값에 대해서만 0이 아니다. 아래의 표는 능동 서브캐리어의 인덱스를 목록화한다. 그 표에 나타낸 바와 같이, 능동 서브캐리어의 개수 및 위치는 모드 의존적(mode dependent)이다. 주요 캐리어는 후에 송신기 처리 시퀀스에 삽입된다.
알고리즘의 출력은 270개의 펄스로서, 연결될 때, 중첩 사전보상 펄스 열을 형성한다. 이들 알고리즘 출력 펄스 각각은 2개의 연속 보상 펄스의 79개의 샘플 중첩 부분부터 시작된다. 알고리즘 출력의 나머지 191개의 샘플은 제 2의 사전보상된 두 개의 펄스의 중복되지 않은 부분이다. 더욱 정확히는,xn(k)(k=1,2,...,349)이 n번째 중복 사전보상 펄스를 나타낸다면, 해당 알고리즘 출력은 다음과 같다.
알고리즘은 OFDM 심볼 속도, 1488375/32/270=11025/64~172.266Hz에서 반복된다.
평균 유효 출력 속도는 AM 샘플 속도 (11025/64)·270~46512Hz이다.
프로세싱은 OFDM 변조부터 시작한다. 변조기 출력 xn (0)은, k=1,2,...,349에 대해, 다음의 식에 의해 주어진다.
이때, Xn(m)은 복소 성운 지점을 나타내고, w(k)(k=1,2,...,349)는 근 증가 코사인 윈도우(root raised cosine window)의 항이다.
전치왜곡 펄스 xn은 다음의 식에 의해 주어진다.
이 때, 항 en (r)은 다음에 정의된 349개의 지점 열이다.
임의의 정수 r≥1에 대해, n번째 펄스 en(r)에 대한 r번째 오류항을 다음과 같이 정의한다.
여기서, U 및 V는 349×349 행렬이고, xn+1 (0)및 xn-1 (0)는 열 벡터로서 이해된다. 행렬 U 및 V는 다음과 같이 정의된다.
상기에서 정의된 349×349 행렬은 표기 목적으로는 편리하지만, 계산에는 방해가 된다(불필요하다). 다음의 단계는 U·a + V·b를 평가하는데, 여기서, a 및 b는 349개의 지점 열 벡터이다.
능동 서브캐리어에 대응하지 않는 변조기 입력은 0으로 설정된다. 다음의 표는 주 캐리어의 위치에 관한 서브캐리어 인덱스와 변조기 입력 번호간의 관계 및 영이 아닌 데이터를 포함하는 변조기 입력을 나타낸다.
상기 과정은 디지털로 변조된 직교 주파수 다중 신호에서 펄스 중첩을 위한 사전보상용 장치에서 수행될 수 있으며, 장치는 펄스 시퀀스를 수신하는 입력과, 펄스를 변조하여 제 1 변조 펄스 시퀀스를 생성하는 제 1 변조기와, 제 1 변조 펄스 시퀀스를 복조하여 제 1 복조 펄스 시퀀스를 생성하는 제 1 복조기와, 제 1 복조 펄스 시퀀스를 제 1 펄스 시퀀스와 결합하여 제 1 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 제 1 결합기와, 제 1 오류 펄스 시퀀스를 변조하여 제 1 변조 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 제 2 변조기와, 제 1 변조 오류 펄스 시퀀스를 제 1 변조 펄스 시퀀스와 결합하여 제 1 보상 펄스 시퀀스를 생성하는 제 2 결합기를 포함한다.
장치는 제 1 보상 펄스 시퀀스를 복조하여 제 2 복조 펄스 시퀀스를 생성하는 제 2 복조기와, 제 2 복조 펄스 시퀀스를 제 1 펄스 시퀀스와 결합하여 제 2 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 제 3 결합기와, 제 2 오류 펄스 시퀀스를 변조하여 제 2 변조 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 제 3 변조기와, 제 2 변조 오류 펄스 시퀀스를 제 1 보상 펄스 시퀀스와 결합하여 제 2 보상 펄스 시퀀스를 생성하는 제 4 결합기를 더 포함할 수 있다.
본 발명은 디지털로 변조된 직교 주파수 다중 신호에서 펄스 중첩용 사전보상을 위한 장치를 더 포함하되, 펄스 시퀀스를 수신하는 입력과, 펄스를 변조하여 변조 펄스 시퀀스를 생성하는 제 1 변조기와, 변조 펄스를 저장하는 제 1 저장 소자와, 비연속 변조 펄스 쌍을 사용하여 1차 오류항 시퀀스를 생성하는 제 1 결합기와, 1차 오류항 시퀀스를 저장하는 제 2 저장 소자와, 변조 펄스 중 각각의 상기 1차 오류항에 대응하는 변조 펄스로부터 각각의 상기 1차 오류항을 감산하여 제 1 보상 신호를 생성하는 제 2 결합기를 포함한다. 장치는 비연속 1차 오류항 쌍을 사용하여 2차 오류항 시퀀스를 생성하는 제 3 결합기와, 2차 오류항 시퀀스를 저장하는 제 3 저장 소자와, 각각의 2차 오류항을 제 1 보상 신호에서의 대응 펄스에 추가하여 제 2 보상 신호를 생성하는 제 4 결합기를 더 포함할 수 있다.
본 발명에 필요한 프로세싱은 디지털 신호 처리를 사용하여 수행될 수 있는 것으로, 다양한 변조, 복조, 및 결합 기능이 하나 이상의 신호 프로세서에서 수행될 수 있다.
본 발명이 현재 그 바람직한 실시예인 것으로 생각된 것과 관련하여 설명되고 있으나, 청구범위에 의해 정의된 바와 같이, 본 발명의 범주에서 벗어나지 않고 설명된 실시예에 대해 다양한 변화가 이루어질 수 있다.

Claims (8)

  1. 디지털로 변조된 신호에서 펄스 중첩을 사전보상하는 방법에서,
    펄스의 시퀀스를 수신하는 단계와,
    상기 펄스를 변조하여 제 1 변조 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 제 1 변조 펄스 시퀀스를 복조하여 제 1 복조 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 제 1 복조 펄스 시퀀스를 상기 제 1 펄스 시퀀스와 결합하여 제 1 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 제 1 오류 펄스 시퀀스를 변조하여 제 1 변조 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 제 1 변조 오류 펄스 시퀀스를 상기 제 1 변조 펄스 시퀀스와 결합하여 제 1 보상 펄스 시퀀스를 생성하는 단계를 포함하는
    펄스 중첩 사전보상 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 보상 펄스 시퀀스를 복조하여 제 2 복조 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 제 2 복조 펄스 시퀀스를 상기 제 1 펄스 시퀀스와 결합하여 제 2 오류펄스 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 제 2 오류 펄스 시퀀스를 변조하여 제 2 변조 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 제 2 변조 오류 펄스 시퀀스를 상기 제 1 보상 펄스 시퀀스와 결합하여 제 2 보상 펄스 시퀀스를 생성하는 단계를 더 포함하는 펄스 중첩 사전보상 방법.
  3. 디지털로 변조된 신호에서 펄스 중첩을 사전보상하는 방법에서,
    펄스의 시퀀스를 수신하는 단계와,
    상기 펄스를 변조하여 변조 펄스 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 변조 펄스를 저장하는 단계와,
    상기 비연속 변조 펄스 쌍을 사용하여 1차 오류항 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 1차 오류항 시퀀스를 저장하는 단계와,
    상기 변조 펄스 중에서 각각의 상기 1차 오류항에 대응하는 변조 펄스로부터 각각의 상기 1차 오류항을 감산하여 제 1 보상 신호를 생성하는 단계를 포함하는
    펄스 중첩 사전보상 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 1차 오류항의 비연속 쌍을 사용하여 2차 오류항 시퀀스를 생성하는 단계와,
    상기 2차 오류항 시퀀스를 저장하는 단계와,
    각각의 상기 2차 오류항을 상기 제 1 보상 신호에서 대응 펄스에 추가하여 제 2 보상 신호를 생성하는 단계를 더 포함하는 펄스 중첩 사전보상 방법.
  5. 디지털로 변조된 신호에서 펄스 중첩을 사전보상하는 장치에서,
    펄스의 시퀀스를 수신하는 입력과,
    상기 펄스를 변조하여 제 1 변조 펄스 시퀀스를 생성하는 제 1 변조기와,
    상기 제 1 변조 펄스 시퀀스를 복조하여 제 1 복조 펄스 시퀀스를 생성하는 제 1 복조기와,
    상기 제 1 복조 펄스 시퀀스를 상기 제 1 펄스 시퀀스와 결합하여 제 1 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 제 1 결합기와,
    상기 제 1 오류 펄스 시퀀스를 변조하여 제 1 변조 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 제 2 복조기와,
    상기 제 1 변조 오류 펄스 시퀀스를 상기 제 1 변조 펄스 시퀀스와 결합하여 제 1 보상 펄스 시퀀스를 생성하는 제 2 결합기를 포함하는
    펄스 중첩 사전보상 장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 보상 펄스 시퀀스를 복조하여 제 2 복조 펄스 시퀀스를 생성하는 제 2 복조기와,
    상기 제 2 복조 펄스 시퀀스를 상기 제 1 펄스 시퀀스와 결합하여 제 2 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 제 3 결합기와,
    상기 제 2 오류 펄스 시퀀스를 변조하여 제 2 변조 오류 펄스 시퀀스를 생성하는 제 3 변조기와,
    상기 제 2 변조 오류 펄스 시퀀스를 상기 제 1 보상 펄스 시퀀스와 결합하여 제 2 보상 펄스 시퀀스를 생성하는 제 4 결합기를 더 포함하는 펄스 중첩 사전보상 장치.
  7. 디지털로 변조된 신호에서 펄스 중첩을 사전보상하는 장치에서,
    펄스의 시퀀스를 수신하는 입력과, 상기 펄스를 변조하여 변조 펄스 시퀀스를 생성하는 제 1 변조기와,
    상기 변조 펄스를 저장하는 제 1 저장 소자와,
    상기 비연속 변조 펄스 쌍을 사용하여 1차 오류항 시퀀스를 생성하는 제 1 결합기와,
    상기 1차 오류항 시퀀스를 저장하는 제 2 저장 소자와,
    상기 변조 펄스 중에서 각각의 상기 1차 오류항에 대응하는 변조 펄스로부터 각각의 상기 1차 오류항을 감산하여 제 1 보상 신호를 생성하는 제 2 결합기를 포함하는
    펄스 중첩 사전보상 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 1차 오류항의 비연속 쌍을 사용하여 2차 오류항 시퀀스를 생성하는 제 3 결합기와,
    상기 2차 오류항 시퀀스를 저장하는 제 3 저장 소자와,
    각각의 상기 2차 오류항을 상기 제 1 보상 신호에서 대응 펄스에 추가하여 제 2 보상 신호를 생성하는 제 4 결합기를 더 포함하는 펄스 중첩 사전보상 장치.
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