KR20040101365A - 워터마크된 정보 신호들의 디코딩 - Google Patents

Abstract

전송된 심볼들의 시퀀스에 수신된 신호의 프레임 시퀀스를 정확하게 일치시키기 위해서, 수신된 신호 내 시간 오프셋을 보상하는 방법 및 장치를 기술한다. 각 심볼은 T_s신호 샘플들에 걸쳐 확장하여 있다. 수신된 신호는 먼저 길이 T_s의 프레임들의 시퀀스로 분할되고, 이어서 각 프레임은 복수의 N_b서브-프레임들로 분할된다. 이어서, 값들의 N_b시퀀스가 형성되며, 각 시퀀스 내 매 연속된 값은 각 연속한 프레임 내 대응하는 서브-프레임으로부터 도출된 것이다. N_b시퀀스 각각은 정확하게 일치된 전송된 심볼들에 대한 추정이다.

Description

워터마크된 정보 신호들의 디코딩{Decoding of watermarked information signals}

정보 신호들의 워터마킹은 정보 신호와 더불어 추가 데이터를 전송하기 위한 기술이다. 예를 들면, 워터마킹 기술들은 저작권 및 복제 제어 정보를 오디오 신호들에 넣는데 사용될 수 있다.

워터마킹 방식의 주 요건은 신호로부터 워터마크를 제거하려는 공격들에 대해 완강하면서도(예를 들면, 워터마킹 제거가 신호에 손상을 가하게 되는) 관찰될 수 없다는(즉, 오디오 신호의 경우, 들리지 않는) 것이다. 워터마크의 완강성은 통상 워터마크가 넣어진 신호의 품질과의 절충이 될 것임을 알 것이다. 예를 들면, 워터마크가 오디오 신호에 강하게 넣어졌다면(이에 따라 제거하기가 어렵다면), 오디오 신호의 품질은 감소하게 될 것이다.

여러 가지 유형들의 오디오 워터마킹 방식들이, 각자가 자신의 잇점과 단점을 갖고, 제안이 되어 있다. 예를 들면, 일 유형의 오디오 워터마킹 방식은 원하는 신호(예를 들면, 저작권 정보)를 오디오 신호에 넣는 시간적 상관 기술을 사용하는 것이다. 이 기술은 사실상 에코-은닉 알고리즘이며, 여기서 에코의 강도는 2차방정식을 해결함으로써 결정된다. 2차방정식은 τ인 지연과 0인 지연의 두 위치들에서의 자기상관 값들에 의해 발생된다. 검출기에서, 워터마크는 두 지연 위치들에서의 자기상관 함수의 비를 결정함으로써 추출된다.

아리스 테크놀로지스(Aris Technologies)라는 이름의 특허 제 WO 00/00969 호는 정보 호스트 또는 커버 신호에 보조 신호들을 넣는 또는 엔코딩하는 기술을 기재하고 있다. 커버 신호의 복제, 또는 특정 영역(시간, 주파수 또는 공간) 내의 커버 신호 부분이, 커버 신호의 파라미터들을 수정하는 값들을 명시하는 스테고 키(stego key)에 따라 발생된다. 그러면, 복제 신호는 넣어질 정보에 대응하는 보조신호에 의해 수정되어, 스테고 신호를 형성하도록 커버 신호에 다시 넣어진다.

복호기에서, 원 보조 데이터를 추출하기 위해서, 스테고 신호의 복제가, 원 커버 신호의 복제와 동일한 방식으로 발생되며, 동일한 스테고 키를 사용할 것을 요한다. 이어서 결과적인 복제본은 보조 신호를 추출하기 위해서, 수신된 스테고 신호와 상관된다. 보조신호의 추출은 비교적 복잡하고, 부호기(또는 임베더(embedder) 및 복호기(또는 검출기) 둘 다에서 스테고 키를 필요로 한다. 추가로, 검출기에서 보조신호에 동기를 맞추기 위해 무모한 탐색을 해야 한다.

또한, 페이로드(payload) 추출의 수행은 보조신호를 얼마나 잘 추정할 수 있는가에 달려있다. 보조신호 내 페이로드 비트들의 예상 오류율이 높은 시스템에서, 이것은 달성하기가 어렵다. 해결책이 있다해도 매우 복잡한 오류정정 방법들로 될 것이며, 아니면 정보 역량을 현격히 제한하게 될 것이다.

본 발명은 오디오, 비디오 또는 데이터 신호들과 같은 정보 신호들 내 넣어진 정보를 디코딩하는 장치 및 방법들에 관한 것이다.

도 1은 워터마크 삽입장치를 도시한 도면.

도 2는 신호 부분 추출 필터(H)를 도시한 도면.

도 3a 및 도 3b는 도 2에 도시한 필터 H의 주파수의 함수로서 전형적인 진폭 및 위상 응답들을 각각 도시한 도면.

도 4는 도 1에 도시한 장치의 페이로드 삽입 및 워터마크 조절(conditioning) 스테이지를 도시한 도면.

도 5는 각 스테이지에서 연관된 신호들의 차트들을 포함하여, 도 4의 워터마크 조절 장치 H_C의 세부적인 것들을 도시한 도면.

도 6a 및 도 6b는 2승 코사인 함수 및 바이-페이즈 함수의 형태로 각각 두 개의 바람직한 택일적 윈도우 정형 함수들 s(n)을 도시한 도면.

도 7a 및 도 7b는 2승 코사인 및 바이-페이즈 정형 윈도우 함수로 조절된 워터마크 시퀀스에 대한 주파수 스펙트럼들을 각각 도시한 도면.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른 워터마크 검출기를 도시한 도면.

도 9는 2승 코사인 정형 윈도우 함수와 관련하여 사용을 위해, 도 8의 화이트닝 필터 H_w의 개략도.

도 10은 바이-페이즈 윈도우 정형함수에 관련하여 사용을 위해 도 8의 화이트닝 필터 H_w의 개략도.

도 11은 본 발명의 실시예에 따라 워터마크 심볼 추출 및 버퍼링 프로세스들의 상세도.

도 12는 도 8에 도시한 워터마크 검출기의 상관기로부터의 상관 함수 출력의 전형적인 형상을 도시한 도면.

도 13은 심볼 추출 및 버퍼링 스테이지의 바람직한 일 구현예를 도시한 도면.

본 발명의 목적은 종래 기술의 문제점들 중 적어도 하나를 실질적으로 해결하는 워터마크 디코딩 방식에 있어 시간 오프셋 보상을 제공하는 것이다.

제 1 특징에서, 본 발명은 각 심볼이 T_s신호 샘플들에 걸쳐 있는 일련의 심볼들에 의해 변화된 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법에 있어서, (a) 상기 수신된 신호를 프레임들로 분할하는 단계와, (b) 각 프레임을 복수의 N_b서브-프레임들로 분할하는 단계와, (c) 각 프레임 내 상기 대응하는 서브-프레임으로부터 도출되는 값들의 N_b시퀀스들을 형성하는 단계, 및 (d) 상기 N_b시퀀스들을, 심볼들의 상기 시퀀스에 정확하게 일치되는(오프셋이 없는) 프레임 시퀀스의 연속한 추정들로서 취하는 단계를 포함하는, 수신신호 내 오프셋 보상방법을 제공한다.

바람직하게, 각 프레임은 인접 프레임과 중첩한다.

바람직하게, 각 서브-프레임은 인접 서브-프레임과 중첩한다.

바람직하게, N_b는 2 내지 8 범위 내에 있다.

바람직하게, 심볼 시퀀스들은 L_w심볼들을 포함하고, 수신된 신호는 L_F프레임들로 분할되고, L_F는 T_S·L_w의 정수배이다.

바람직하게, 상기 시퀀스의 각 심볼은 T_s샘플들에 걸쳐 있는 심볼이다.

바람직하게, 상기 심볼들은 대역 제한된 주파수 거동을 취하고 통과 대역 내에서 평활 (우아한) 시간적 거동을 취하는 윈도우 정형 함수에 의해 정형화된다.또한, 윈도우 정형함수는 바람직하게 대칭 또는 반대칭 시간적 거동을 갖는다.

바람직하게, 상기 윈도우 정형함수는 2승 코사인함수들 또는 바이-페이즈 함수들 중 하나이다.

바람직하게, 상기 오프셋은 수신된 신호와 전송된 신호간 시간 오프셋이다.

바람직하게, 상기 방법은 어느 추정이 최상의 추정인지 결정하기 위해, 각 추정이 정확하게 일치된 프레임 시퀀스인 것으로 하여 상기 단계 (d)에서 발생된 각 추정을 처리하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게, 상기 방법은 상기 추정들 각각을 상기 심볼 시퀀스에 대응하는 기준에 상관시키는 단계; 및 상기 최대 상관 피크값을 갖는 상기 추정을 상기 최상의 추정으로서 취하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게, 상기 최상의 추정은 처리되었을 때 하나 이상의 미리 결정된 조건들을 초과하는 제 1 추정인 것으로 하고, 상기 추정들의 처리는 일단 상기 최상의 추정이 결정되었으면 정지한다.

바람직하게, 제 1 신호 또는 신호의 부분에 대해 제 1 최상 추정이 일단 결정되었으면, 상기 방법은 다른 수신된 신호 또는 신호의 부분에 대해 반복되고, 상기 다른 신호로부터의 추정들은 상기 제 1 최상의 추정에 따른 순서로 처리된다.

다른 특징에서, 본 발명은 상기 방법을 수행하도록 배열된 컴퓨터 프로그램을 제공한다.

다른 특징에서, 본 발명은 상기 컴퓨터 프로그램을 포함하는 기록 캐리어를 제공한다.

다른 특징에서, 본 발명은 상기 컴퓨터 프로그램을 다운로드 받을 수 있게 하는 방법을 제공한다.

다른 특징에서, 본 발명은 수신된 신호 내 오프셋을 보상하도록 배열된 장치를 제공하는데, 상기 신호가 심볼들의 시퀀스에 의해 변경되고, 각 심볼이 T_s신호 샘플들 위에 뻗어있는 상기 장치는, 상기 수신된 신호를 프레임들로 분할하도록 배열되는 분할기와, 각 프레임을 복수의 N_b서브-프레임들로 분할하도록 배열되는 분할기, 및 값들의 N_b시퀀스들을 형성하도록 배열되고, 상기 값들은 각 프레임 내 상기 대응하는 서브-프레임으로부터 도출되고, 상기 N_b시퀀스들을 심볼들의 상기 시퀀스에 (오프셋이 없이) 정확하게 일치되는 프레임 시퀀스의 연속하는 추정들로서 취하도록 배열된 프로세서를 포함한다.

본 발명을 더 잘 이해하고, 그 실시예들이 효과적으로 수행될 수도 있는 방법을 보여주기 위해서, 예로써, 첨부한 개략적인 도면들을 참조할 것이다.

도 1은 복수-비트 페이로드(payload) 워터마크(w)를 호스트 신호(x)에 넣는디지털 신호 처리를 수행하는데 필요한 장치의 블록도이다.

호스트 신호(x)는 장치의 입력(12)에 제공된다. 호스트 신호(x)는 가산기(22)의 출력(14) 쪽으로 전달된다. 그러나, 호스트 신호(x)(입력(8))의 복제본이, 워터마크 정보를 전하기 위해, 곱셈기(18) 쪽으로 분리된다.

워터마크 신호(w_c)는 페이로드 임베더 및 워터마크 조절(conditioning) 장치(6)로부터 얻어지고, 페이로드 임베더 및 워터마크 조절 장치에 입력되는 기준 유한 길이 랜덤 시퀀스(w_s)로부터 도출된다. 곱셈기(18)는 워터마크 신호(w_c)와 복제 오디오 신호(x)와의 곱을 계산하는데 이용된다. 결과로 나온 곱(w_cx)은 이득 제어기(24)를 거쳐 가산기(22)에 보내진다. 이득 제어기(24)는 이득률 α만큼 상기 신호를 증폭하거나 감쇄시키는데 사용된다.

이득률 α는 상기 워터마크의 가청도와 완강성 간의 절충을 제어한다. 그것은 시간, 주파수 및 공간 중 적어도 하나에서 상수이거나, 변수일 수도 있다. 도 1의 장치는 α가 가변성일 때, 호스트 신호(x)의 특성들에 근거해서 신호 분석유닛(26)을 통해 자동적으로 적합하게 정해 질 수 있음을 보이고 있다. 이득 α는 오디오 신호의 경우 휴먼 오디토리 시스템(HAS)의 사이코-어쿠스틱 모델과 같은, 적합하게 선택된 인지력 코스트-함수에 따라, 신호 품질에의 영향을 최소화하기 위해서 자동적으로 적합하게 정해진다. 이러한 모델은 예를 들면, 이.즈위커(E.Zwicker)의 "음향 기술 및 음향 심리학: 최종 수신부, 인간 가청 시스템으로의 정합 신호들(Audio Engineering and Psychoacoustics: Matching signals to thefinal receiver, the Human Auditory System)", 음향 기술 학회의 저널, 볼륨. 39, pp. 볼륨. 115-126, 1991년 3월, 논문에 기재되어 있다.

이하, 본 발명의 본 실시예를 기술하기 위해 단지 예로써, 오디오 워터마크를 사용한다.

w_c와 x와의 곱을 적합하게 배율을 취한 것을 호스트 신호에 더함으로써, 삽입장치(10)의 출력(14)에서 최종의 워터마크 오디오 신호(y)가 얻어진다:

y[n] = x[n] + αw_c[n]x[n]. (1)

워터마크(w_c)는, x로 곱하였을 때 주로 x의 짧은 시간의 포락선을 변경하게 선택되는 것이 바람직하다.

도 2는 필터링 유닛(15) 내 필터(H)를 사용하여 호스트 신호(x)의 복제본을 필터링함으로써 도 1의 곱셈기(18)에의 입력(8)이 얻어지는 바람직한 일 실시예를 도시한 것이다. 필터 출력을 x_b라 표기하면, 본 바람직한 실시예에 따라, 워터마크 신호는 x_b와 워터마크(w_c)와의 곱을 호스트 신호(x)에 더함으로써 발생된다:

y[n] = x + αw_c[n]x_b[n]. (2)

를로 정의하고, y_b를로 정의하면, 워터마크된 신호(y)의 포락선 변조된 부분(y_b)은 다음 식으로 주어진다.

y_b[n] = (1 + w_c[n])x_b[n] (3)

바람직하게는, 도 3에 도시된 바와 같이, 필터(H)는 저역 차단 주파수(f_L) 및 고역 차단 주파수(f_H)의 특징을 가진 선형 위상 통과대역필터이다. 도 3(b)에서 알 수 있듯이, 필터(H)는 통과대역(BW) 내 주파수(f)에 관하여 선형의 위상응답을 갖는다. 따라서, H가 통과대역필터일 때, x_b및는, 각각, 호스트 신호의 대역내 성분 및 대역외 성분이다. 최적의 수행을 위해서는 이들 신호들 x_b및이 동일 위상인 것이 바람직하다. 이것은 필터(H)에 의해 야기된 위상 왜곡을 적합하게 보상함으로써 달성된다. 선형 위상 필터의 경우, 위상왜곡은 단순히 시간 지연이다.

도 4에서, 상기 페이로드 임베더 및 워터마크 조절 유닛(6)의 세부적인 것들이 도시되어 있다. 이 유닛에서, 초기 기준 랜덤 시퀀스(w_s)는 복수-비트 워터마크 신호(w_c)로 전환된다.

먼저, 이후 워터마크 시드(seed) 신호라 칭할, 유한 길이이고 바람직하게는 평균이 제로이며 균일 분포인 랜덤 시퀀스(w_s)는 초기 시드(S)를 가지고서 난수(random number) 발생기를 사용하여 발생된다. 나중에 알게 되겠지만, 이 초기 시드(S)는, 워터마크 신호의 복제본이 비교 목적으로 검출기에서 발생될 수 있게, 임베더 및 검출기 모두에 알게 하는 것이 바람직하다. 이에 따라, 길이 L_w의 시퀀스가 된다.

w_s[k]∈[-1, 1], 단 k=O,1,2,...,L_w-1 (4)

어떤 응용에서, 시드는 다른 채널을 통해 검출기에 전송될 수도 있고 아니면 어떤 미리 결정된 프로토콜을 사용하여 수신된 신호로부터 도출될 수도 있는 것에 유의한다.

다음에, 시퀀스(w_s)는 각각 랜덤 시퀀스들(w_d1및 w_d2)을 얻기 위해서 순환 시프트 유닛(circularly shifting unit)(30)을 사용하여 d₁및 d₂양만큼 순환 시프트된다. 이들 두 시퀀스들(w_{d 1}및 w_{d 2})은 실질적으로 제 1 시퀀스 및 제 2 시퀀스이고 제 2 시퀀스는 제 1 시퀀스에 관하여 순환 시프트된 것임을 알게 될 것이다. 이어서, 각 시퀀스(w_di, i = 1, 2)는 곱셈유닛(40)에서 각각의 부호 비트(r_i)와 곱해지며, 여기서 r_i= +1 또는 -1이다. 각각의 r₁및 r₂값들은 일정하게 그대로 있고, 워터마크의 페이로드가 변경될 때만 달라진다. 이어서, 각각의 시퀀스는 도 4에 도시한 워터마크 조절회로(20)에 의해 길이(L_wT_s)의 주기적인, 서서히 가변하는 협대역 신호(w_i)로 전환된다. 마지막으로, 서서히 가변하는 협대역 신호들(w₁및 w₂)에 상대 지연(T_r, T_r<T_s)이 더해져서 복수-비트 페이로드 워터마크 신호가 된다. 이것은 먼저 지연유닛(45)을 사용하여 T_r양만큼 신호(w₂)를 지연하고 이에 가산유닛(50)에서 w₁을 더함으로써 달성된다.

도 5는 페이로드 임베더 및 워터마크 조절장치(6)에서 사용되는 워터마크 조절장치(20)를 상세히 도시한 것이다. 워터마크 시드 신호(w_s)는 조절장치(20)에 입력된다.

편의상, 시퀀스들(w_di) 중 단지 한 시퀀스만의 수정을 도 5에 도시하였지만, 각각의 시퀀스가 유사하게 수정되어, 결과들이 더하여 워터마크 신호(w_c)를 얻음을 알 것이다.

도 5에 도시된 바와 같이, 각각의 워터마크 신호 시퀀스 w_di[k], i=1, 2는 샘플 리피터(180)의 입력에 인가된다. 차트 181은 시퀀스들(w_di) 중 하나를, 길이가 L_w이고 난수들의 값들이 +1 내지 -1인 시퀀스로서 도시한 것이다. 샘플 리피터는 직사각 형상의 펄스 트레인 신호를 발생하기 위해서, 워터마크 시드 신호 시퀀스 내의 각 값을 T_s번 반복한다. T_s는 워터마크 심볼 주기라 하며 오디오 신호 내 워터마크 심볼 길이(span)를 나타낸다. 차트 183은 차트 181에 도시된 신호가 일단 샘플 리피터(18)를 거치게 되었을 때 그 결과를 도시한 것이다.

이어서, 2승(raised) 코사인 윈도우와 같은, 윈도우 정형 함수 s[n]을 적용하여, w_d1및 w_d2로부터 도출된 직사각 펄스 함수들을 서서히 변하는 워터마크 시퀀스 함수들 w₁[n] 및 w₂[n]로 각각 변환한다.

차트 184는 기간이 또한 T_s인 전형적인 2승 코사인 윈도우 정형 함수를 도시한 것이다.

이어서, 다음 식(5)의 복수-비트 페이로드 워터마크 신호 w_c[n]이 되게, 생성된 워터마크 시퀀스들 w₁[n] and w₂[n]에 상대 지연 T_r(여기서 T_r<T_s)을 부가한다. 즉,

w_c[n] = w₁[n] + w₂[n-T_r] (5)

T_r의 값은 w_i의 제로 크로싱들이 최대 진폭 점들과 일치하게(또한 그 역으로도 같음) 하는 값으로 선택된다. 이에 따라, 2승 코사인 윈도우 정형 함수의 경우엔 T_r=T_s/2 이고 바이-페이즈(bi-phase) 윈도 정형 함수의 경우엔 T_r=T_s/4이다. 이외 다른 윈도 정형 함수들에 있어선, T_r의 다른 값들이 가능하다.

후술하는 바에 의해 알겠지만, 검출시 w_c[n]의 상관은 pL'만큼 분리된 두 개의 상관 피크들을 발생할 것이다(도 12에서 알 수 있듯이). pL'은 페이로드의 일부이고 다음과 같이 정의되는, w_{d 1}과 w_{d 2}간 순환(circular) 시프트 pL의 추정이다.

(6)

pL 외에도, 넣어진 워터마크들의 상대적 부호들을 변경함으로써, 가외의 정보가 부호화될 수 있다.

검출기에서, 이것은 상관 피크들 간에 상대적 부호(r_sign)로서 보여진다. 이것은 다음과 같이 정의될 수도 있다.

(7)

여기서, ρ₁=sign(cL₁) 및 ρ₂=sign(cL₂)는, 각각, 도 4의 부호 비트들(r₁(입력 80) 및 r₂(입력 90))의 추정들이고 cL₁및 cL₂는 각각 w_{d 1}및 w_{d 1}에 대응하는 상관 피크의 값들이다. 오류 없는 검출에 있어서, 전체 워터마크 페이로드 pL_w은 r_sign과 pL과의 조합으로서 주어진다.

pL_w= < r_sign, pL >. (8)

이에 따라, 길이 L_w의 워터마크 시퀀스로 전해질 수 있는, 비트 수로, 최대 정보(I_max)는 다음으로 주어진다.

(9)

이러한 방식에서, 페이로드는 임베더와 검출기간 상대적 오프셋에 영향을 받지 않으며, 또한 시간 스케일 수정들을 가능하게 한다.

윈도우 정형 함수는 본 워터마킹 방식의 완강성 및 가청도 작용을 제어하는 주 파라미터들 중 하나로서 확인되었다. 도 6a 및 도 6b에 도시된 바와 같이, 가능한 윈도우 정형 함수들의 두 예들은 여기 기술된 2승 코사인 함수 및 바이-페이즈 함수이다.

준(quasi) DC 없는 워터마크 신호를 얻기 위해서, 2승 코사인 윈도우 함수대신 바이-페이즈 윈도우 함수를 사용하는 것이 바람직하다. 이를 도 7a 및 도 7b에 도시하였으며, 각각 2승 코사인 및 바이-페이즈 정형 함수로 조절된 워터마크 시퀀스(이 경우 w_di[k] = {1, 1,-1, 1,-1,-1,}인 시퀀스)에 대응하는 주파수를 보이고 있다. 알 수 있는 바와 같이, 2승 코사인 조절된 워터마크 시퀀스에 대한 주파수 스펙트럼은 f=0에서 최대를 갖고, 바이-페이즈 정형된 워터마크 시퀀스에 대한 주파수 스펙트럼은 DC 성분의 거의 없다.

유용한 정보는 워터마크의 DC가 아닌 성분에만 담겨 있다. 결국, 부가된 워터마크 에너지가 동일할 경우, 바이-페이즈 윈도우로 조절된 워터마크는 2승 코사인 윈도우에 의해 조절된 것보다도 더욱 유용한 정보를 실을 것이다. 결국, 바이-페이즈 윈도우는 동일한 완강성에 대해 뛰어난 가청도 성능을 제공하며, 또는, 반대로, 동일 가청도 품질에 대해 보다 나은 완강성을 제공한다.

이러한 바이-페이즈는 다른 워터마크 방식들에 대해 윈도우 정형 함수로서 사용될 수도 있을 것이다. 즉, 바이-페이즈 함수는 다른 신호에 부가하게 되는 신호들(이를테면 워터마크)의 DC 성분을 감소시키는데 적용될 수도 있을 것이다.

도 8은 워터마크 검출기(200, 300, 400)의 블록도를 도시한 것이다. 검출기는 3개의 주요 스테이지들로서, (a) 워터마크 심볼 추출 스테이지(200), (b) 버퍼링 및 보간 스테이지(300), 및 (c) 상관 및 결정 스테이지(400)로 구성된다.

심볼 추출 스테이지(200)에서, 수신된 워터마크된 신호 y'[n]을 처리하여, 워터마크된 시퀀스의 복수(N_b)의 추정들을 발생한다. 워터마크 시퀀스의 이들 추정들은 임베더와 검출기 간에 존재하여 있을 수 있는 시간 오프셋을 해결하는데 필요로 되므로, 워터마크 검출기는 호스트 신호에 삽입된 워터마크 시퀀스에 동기화될 수 있다.

버퍼링 및 보간 스테이지(300)에서, 이들 추정들은 N_b의 개개의 버퍼들에 역다중화되고, 발생할 수 있는 시간 스케일 변화, 예를 들면 샘플링(클럭) 주파수 드리프트로 시간 영역의 신호가 늘어나 버리거나 줄어들어 버릴 수도 있는(즉, 워터마크가 늘어나거나 줄어들어 버릴 수도 있는), 이러한 시간 스케일 변화들을 해결하기 위해 각 버퍼에 보간이 적용된다.

상관 및 결정 스테이지(400)에서, 각 버퍼의 콘텐트는 참조 워터마크와 상관되고, 최대 상관 피크들이 임계값과 비교되어 워터마크가 실제로 수신된 신호 y'[n] 내에 넣어져 있을 가능성을 결정한다.

워터마크 검출의 정확도를 최대화하기 위해서, 통상, 워터마크 시퀀스 길이의 3 내지 4배인 수신된 신호 y'[n]의 길이에 대해 워터마크 검출 프로세스가 수행된다. 이에 따라, 검출될 각 워터마크 심볼은 상기 심볼의 몇 개의 추정들에 평균을 취함으로써 구성될 수 있다. 이러한 평균을 내는 프로세스를, 스무딩이라 하며, 평균화를 행하는 횟수를 스무딩 팩터(s_f)라 한다. Lp를, 워터마크 검출 진 값이 보고되는 오디오 세그먼트의 길이(샘플 수)로서 정의되는, 검출 윈도우 길이라 하면, L_D=s_fL_wT_s이 되고, 여기서 T_s는 심볼 주기이며 L_w는 워터마크 시퀀스 내 심볼들 수이다. 심볼 추출 동안에, 에너지 계산 스테이지에서 팩터 T_s의 데시메이션이 행해진다. 이에 따라, 버퍼링 및 보간 스테이지 내의 각 버퍼(320)의 길이(L_b)는 L_b=s_fL_w이 된다.

도 8에 도시한 워터마크 심볼 추출 스테이지(200)에서, 들어오는 워터마크 신호 y'[n]은 선택적 신호 조절 필터(H_b)(210)에 입력된다. 필터(210)은 통상적으로 대역통과 필터이며 도 2에 도시된 대응하는 필터(H, 15)와 동일하게 동작한다. 필터(H_b)의 출력은 y'_b[n]이고, 전송매체 내 선형성을 가정하여, 식(1) 및 식(3)으로부터 다음의 식(10)이 된다.

(10)

위의 식에서, 임베더와 검출기간 있을 수 있는 시간 오프셋이 은연중에 무시된 것에 유의한다. 일반적인 워터마킹 방법의 원리를 쉽게 설명하기 위해서, 이제부터, 임베더와 검출기간 동기는 완벽한 것으로(즉, 오프셋이 없음) 가정한다. 그러나, 본 발명에 따라 시간 오프셋을 보상하는 방법에 관해 도 11을 참조하여 이하 설명한다.

임베더에 어떠한 필터도 사용되지 않을 때(즉, H=1일 때), 검출기 내 H_b도 생략될 수 있고, 또는 검출성능을 향상시키기 위해 여전히 포함될 수 있는 것에 유의한다. H_b가 생략된다면, 식(10)에서 y_b는 y로 대치된다. 나머지 처리는 동일하다.

오디오 신호는 길이(T_S)의 프레임들로 분할되고, y'_b,m[n]은 제 m 필터링된프레임 신호의 제 n 샘플인 것으로 가정한다. 제 m 프레임에 대응하는 에너지 E[m]은 다음과 같다.

(11)

이 식을 식(10)과 결합하면 다음과 같이 된다.

(12)

여기서, w_e[m]은 제 m 추출된 워터마크 심볼이고 삽입된 워터마크 시퀀스들의 N_b시간 다중화된 추정들을 포함한다. 식(12)에서 w_e[m]에 대해서 풀고 α의 고차 항들을 무시하면, 다음과 같은 근사식이 주어진다.

(13)

도 8에 도시한 워터마크 추출 스테이지(200)에서, 필터(Hb)의 출력 y'_b[n]은 프레임 분할기(220)에 입력으로서 제공되고, 프레임 분할기(220)는 오디오 신호를 길이(T_s)의 프레임들, 즉 y'_b,m[n]으로 분할하며, 이어서 에너지 계산유닛(230)에선 식(12)에 따라, 프레임된 신호들 각각에 대응하는 에너지를 계산하는데 사용한다. 이어서, 이 에너지 계산유닛(230)의 출력은 식(13)에 나타낸 함수를 수행하여 w_e[m]를 출력하는 화이트닝 스테이지(H_w(240))에 입력으로서 제공된다. 이 화이트닝 스테이지의 다른 택일적 구현들(240A, 240B)을 도 9 및 도 10에 도시하였다.

식(13)의 분모는 호스트 (최초) 신호(x)에 대해 알 필요가 있는 항을 갖고 있음을 알 것이다. 신호(x)를 검출기에서는 얻을 수 없기 때문에, 이것은 w_e[m]을 계산하기 위해선 식(13)의 분모를 추정해야만 함을 의미한다.

두 개의 기술된 윈도우 정형 함수들(2승 코사인 윈도우 정형 함수 및 바이-페이즈 윈도우 정형)에 대해 이러한 추정이 어떻게 하여 달성될 수 있는지를 이하 설명한다. 그러나, 교시된 바는 다른 윈도우 정형 함수들로 확장될 수도 있을 것임을 알 것이다.

도 6a에 도시된 2승 코사인 윈도우 정형 함수에 관하여, 워터마크에 의해 기인한 오디오 포락선은 에너지 함수 E[m]의 잡음부분에만 기여함을 알게 되었다. 서서히 변하는 부분(즉, 저주파 성분들)은 압도적으로 원 오디오 신호(x)의 포락선의 기여에 기인한다. 이에 따라, 식(13)은 다음으로 근사화될 수 있다.

(14)

여기서 "저역통과(.)"는 저역통과 함수이다. 이에 따라, 함수 내 2승 코사인 윈도우 형상을 위한 화이트닝 필터(H_w)는 도 9에 도시된 바와 같이 실현될 수 있음을 알 것이다.

알 수 있는 바와 같이, 이러한 화이트닝 필터 H_w(240A)는 신호 E[m]을 수신하기 위한 입력(242A)를 포함한다. 이 신호 부분은 이어서 저역통과 필터(247A)를 통과하여 저역통과 필터링된 에너지 신호(E_LP[m])가 되어, 이어서 함수 E[m]과 함께계산 스테이지(248A)에 입력으로서 제공된다. 이어서, 계산 스테이지(248A)는 E[m]을 E_LP[m]로 나누어, 추출된 워터마크 심볼(w_e[m])을 계산한다.

바이-페이즈 윈도우 함수가 임베더의 워터마크 조절 스테이지에 채용될 때, 원 오디오의 포락선 추정, 따라서 w_e[m] 계산에 다른 방식이 이용되어야 할 것이다.

오디오 포락선이 이러한 윈도우 함수에 의해 변조될 때, 프레임의 제 1 반분(half) 및 제 2 반분이 서로 반대되는 방향로 스케일링됨을, 도 6b에 도시된 바이-페이즈 윈도우 함수의 검사에 의해서, 알 것이다. 검출기에서, 이 특성은 호스트 신호(x)의 포락선 에너지를 추정하는데 이용된다.

결과적으로, 검출기 내에서, 각 오디오 프레임은 우선 2개의 반분들로 세분된다. 제 1 및 제 2 반분의 프레임들에 대응하는 에너지 함수들은 이에 따라 다음과 같이 각각 주어진다.

(15)

및

(16)

원 오디오의 포락선이 두 서브-프레임들 내에서 서로 반대되는 방향으로 변조되므로, 원 오디오 엔벨로프는 E₁[m]과 E₂[m]과의 평균(mean)으로서 근사화될 수 있다.

또한, 순산 변조값을, 이들 두 함수들 간 차이로서 취할 수 있다. 이에 따라, 바이-페이즈 윈도우 함수에 있어서, 워터마크 w_e[m]은 다음과 같이 근사화될 수 있다.

(17)

결과적으로, 바이-페이즈 윈도우 정형 함수에 대한 도 8에 화이트닝 필터 H_w(240B)는 도 10에 도시된 바와 같이 실현될 수 있다. 입력들(242B, 243B)는 각각 제 1 및 제 2 반분의 프레임들(E₁[m] 및 E₂[m])의 에너지 함수들을 수신한다. 각각의 에너지 함수는 이어서 두 개로 분할되어, 가산기들(245B 및 246B)에 제공됨으로써 각각 E₁[m]-E₂[m] 및 E₁[m] + E₂[m]이 산출된다. 이들 계산된 함수들 둘 다는 이어서 계산유닛(24B)에 보내져 246B로부터의 값으로 가산기(245B)로부터의 값을 나눔으로써, 식(17)에 따라, 삽입된 워타마크 시퀀스들의 Nb 시간 다중화된 추정들을 갖는 w_e[m]을 계산한다.

이 출력(w_e[m])은 이어서 버퍼링 및 보간 스테이지(300)에 보내지고, 여기서 신호는 임베더와 검출기간 동기화 부재를 해결하게 위해, 역다중화기(310)에 역 다중화되고, 길이(L_b)의 버퍼들(320)에 버퍼되, 임베더와 검출기간 시간 스케일 변화를 보상하기 위해 보간 유닛(330) 내에서 보간된다.

워터마크의 가능한 완강성을 최대화하기 위해서는 워터마킹 시스템이 임베더와 검출기간 시간 오프셋에 영향을 받지 않게 하는 것이 중요하다. 즉, 워터마크검출기는 호스트 신호에 삽입된 워터마크 시퀀스에 동기를 맞출 수 있어야 한다.

도 11은 오프셋 문제를 해결하기 위해 버퍼링 및 보간 스테이지(300)에 의해 수행되는 프로세스를 도시한 것이다. 기술된 예는 2승 코사인 윈도우 정형 함수가 워터마크 삽입 프로세스에 채용되었을 때의 오프셋을 해결하기 위한 프로세스를 도시한 것이다. 그러나, 원리적으로 바이-페이즈 윈도우 정형 함수가 사용될 때 동일 기술이 적용 가능하다.

도 11에서, 필터(H_b(210))에 의해 필터링된 후에, 입력 오디오 신호 스트림(y'_b[n])은 프레임 분할기(220)에 의해 유효 길이(T_s)의 바람직하게 중첩하는 프레임들(302)로 분리된다.

바람직하게, 임베더와 검출기간 있을 수 있는 오프셋을 해결하기 위해서, 각 프레임은 N_b서브-프레임들(304a, 304b,..., 304x)로 분할되고, 전술의 계산들(식(12) 내지 식(17))이 서브-프레임 단위로 적용된다.

바람직하게, 각 서브-프레임은 이웃한 서브-프레임과 중첩한다. 도시된 예에서, 서브-프레임들 각각의 길이가 2T_s/N_b이고, 각 서브-프레임(304a, 304b,..., 304x)의 50% 중첩(T_s/N_b)가 있음을 알 수 있다. 서브-프레임들을 중첩하는 것이 고려될 때, 주 프레임들은 도 11에 도시된 바와 같이 프레임간 중첩이 될 수 있게 심볼 기간(T_s)보다 긴 것이 바람직하다.

이어서, 화이트닝 스테이지(240)에 의해 각 서브-프레임마다 오디오의 에너지가 계산되고, 결과적인 값들이 역다중화기(310)에 의해 N_b버퍼들(320)에 역다중화된다. 이에 따라, 버퍼들(320)의 각각의 연속한 버터(B₁, B₂,..., B_Nb)는 일련의 값들을 갖게 될 것인데, 제 1 버퍼(B₁)는 각 프레임 내 제 1 서브-프레임에 대응하는 일련의 값들을 갖게 되고, 제 2 버퍼(B₂)는 각 프레임 내 제 2 서브-프레임에 대응하는 일련의 값들을 갖게 되고, 등등으로 될 것이다.

w_Di가 i-번째 버퍼의 내용이라면, 다음과 같음을 알 수 있다.

(18)

여기서, L_b는 버퍼 길이이다.

2승 코사인 윈도우 정형 함수의 경우, 삽입된 워터마트의 에너지는 프레임 중앙 근처에 집중하게 되어, 프레임의 중앙에 서브-프레임이 최상으로 정렬됨으로써 다른 모든 서브-프레임들보다 삽입된 워터마크 심볼의 추정이 더욱 뚜렷하게 될 것이다. 효과적으로, 각 버퍼는 심볼 시퀀스의 추정을 갖게 되고, 추정들은 서로 다른 시간 오프셋들을 갖는 시퀀스들에 대응한다.

프레임의 중앙에 최상으로 정렬된 서브-프레임(즉, 정확하게 정렬된 프레임의 최상의 추정)은 각 버퍼의 내용들을 기준 워터마크 시퀀스와 상관시킴으로써 결정된다. 최대 상관 피크 값을 가진 시퀀스가, 정확하게 정렬된 프레임의 최상의 추정으로서 선택된다. 후술하는 대응하는 신뢰도 레벨은 검출의 진 값을 결정하는데 사용된다. 상관 프로세스는 일단 정의된 임계값 이상의 상관 피크를 갖는 추정된 워터마크 시퀀스가 발견되었으면, 중지하는 것이 바람직하다.

통상, 각 버퍼의 길이는 워터마크 시퀀스 길이(L_w)의 3 내지 4배이고, 이에 따라 통상적으로 길이는 2048 내지 8192 심볼들이 되고, N_b는 통상 2 내지 8의 범위 내가 된다.

버퍼는 각 워터마크 심볼이 상기 심볼의 몇 개의 추정들에 평균들을 취함으로써 구성될 수 있도록 워터마크 시퀀스의 3 내지 4배인 것이 보통이다. 이러한 평균을 내는 프로세스를, 스무딩이라 하며, 평균화를 행하는 횟수를 스무딩 팩터(s_f)라 한다. 따라서, 버퍼 길이(L_p를) 및 워터마크 길이(L_w)이 주어졌다면, 다음과 같이 되게 스무딩 팩터(s_f)가 정해진다.

L_b=s_fL_w(19)

다른 바람직한 실시예에서, 검출기는 오프셋 탐색에서 사용되는 파라미터들을 이전 탐색 단계의 결과들에 근거하여 갱신한다. 예를 들면, 제 1 일련의 추정들이, 버퍼(B₃)에 저장된 결과들이 정보 신호의 최상의 추정을 제공함을 보이고 있다면, 다음 오프셋 탐색(수신된 동일 신호에 대해서, 또는 다음 검출 윈도우 동안 수신된 신호에 대해서)이, 최상의 추정 서브-프레임의 위치를 향해 서브-프레임들의 위치를 시프트시킴으로써 갱신된다. 이와 같이 하여, 제로 오프셋을 갖는 시퀀스의 추정들은 반복에 의해 향상될 수 있다.

도 8에 도시된 바와 같이, 버퍼링 스테이지로부터의 출력들(w_{D 1}, w_{D 2},...w_DNb)이 보간 스테이지로 보내지고, 보간 후에, 워터마크 신호 내 있을 수 있는 시간 스케일 변화를 해결하는데 필요로 되는 이 스테이지의 출력들(w₁₁, w₁₂,... w_{1 Nb})이 상관 및 결정 스테이지에 보내진다. 서로 다른 가능한 오프셋 값들에 대응하는 워터마크의 모든 추정들(w₁₁, w₁₂,... w_{1 Nb})이 상과 및 결정 스테이지(400)에 보내진다.

상관기(410)는 기준 워터마크 시퀀스(w_c[k])에 관하여 각 추정W_1j;, j=1,..., N_b의 상관을 계산한다. 각 추정에 대응하는 각각의 상관 출력은 이후, 어느 두 추정들이 최대 상관 피크 값들을 제공하였는지를 결정하는 최대 검출유닛(420)에 적용된다. 이들 추정들은 기준 워터마크가 순환(circularly) 시프트된 것들(W_{d 1}및 W_d2)에 가장 잘 들어맞는 것들로서 선택된다. 이들 추정된 시퀀스들에 대한 상관값들은 임계값 검출기 및 페이로드 추출기 유닛(430)에 보내진다.

검출기 내에서 사용되는 기준 워터마크 시퀀스(w_s)는 호스트 신호에 인가되는 원 워터마크 시퀀스(또는 순환 시프트된 것)에 대응한다. 예를 들면, 워터마크 신호가 임베더 내 시드(S)를 사용한 난수 발생기를 사용하여 계산되었다면, 동일하게 검출기는 워터마크 신호를 결정하기 위해서 동일 난수 발생 알고리즘 및 동일 초기 시드(S)를 사용하여 동일 난수 시퀀스를 계산할 수 있다. 대안으로, 임베더에 원래 적용되고 기준으로서 검출기에 의해 이용되는 워터마크 신호는 단순히 임의의 미리 결정된 시퀀스일 수도 있을 것이다.

도 12는 상관기(410)로부터의 출력으로서의 상관 함수의 전형적인 형상을 도시한 것이다. 수평 스케일은 상관 지연(시퀀스 샘플들에 관하여)을 보여준다. 좌측의 수직 스케일(신뢰도 레벨(cL)이라 함)은 정규 분포된 상관함수의 표준편차에 관하여 정규화한 상관 피크 값을 나타낸다.

알 수 있는 바와 같이, 전형적인 상관은 cL에 관하여 비교적 평탄하며, cL=0에 중심으로 하고 있다. 그러나, 함수는 두 개의 피크들을 갖고 있고, 이들은 pL만큼 떨어져 있고(식(6) 참조)) 워터마크가 있을 땐 검출 임계값 이상인 cL 값들로 위로 늘어난다. 상관 피크들이 음일 때, 전술한 바는 이들의 절대 값들에 적용된다.

수평선(도면엔 cL=8.7에 설정된 것으로 도시되었음)은 검출 임계값을 나타낸다. 검출 임계값은 고장 알람 렝트를 제어한다.

두 종류의 고장 알람들로서, 워터마크되지 않은 아이템들을 검출할 확률로서 정의되는 고장 포지티브 레이트와, 워터마크된 아이템들에서 워터마크가 검출되지 않을 확률로서 정의되는 고장 네가티브 레이트가 존재한다. 일반적으로, 고장 포지티브 알람의 요건은 고장 네가티브보다는 더 엄격하다. 도 11의 우측의 스케일은 고장 포지티브 알람 b의 확률을 도시한 것이다. 도시된 예에서 알 수 있듯이, 고장 포지티브 b=10^-12일 확률은 임계값 cL=8.7과 같고, b = 10^-83는 cL=20과 같다.

각각의 검출 간격 후에, 검출기는 원 워터마크가 있는지 또는 없는지를 결정하고, 이에 근거하여 "예" 아니면 "아니오" 결정을 출력한다. 원한다면, 이 결정 프로세스를 향상시키기 위해서, 다수의 검출 윈도우들을 고려해 볼 수도 있다. 이경우, 고장 포지티브 확률은 원하는 기준에 따라, 고찰되는 각각의 검출 윈도우에 대한 개개의 확률들의 조합이다. 예를 들면, 상관 함수가 3개의 검출 간격들 중 어떤 두 개에 대해 cL=7 이상의 두 개의 피크들을 갖는다면, 워터마크가 존재하여 있는 것이라 결정될 수도 있을 것이다. 이러한 검출 기준은, 워터마크 신호의 원하는 사용에 따라서, 호스트 신호의 원 품질과 같은 인자들을 고려하기 위해서, 정상 전송동안 신호가 얼마나 좋지 않게 변질할 것 같은가에 따라, 변경될 수 있다.

이어서, 페이로드 추출유닛(430)을 이용하여, 검출된 워터마크 신호로부터 페이로드(예를 들면, 정보 내용)를 추출한다. 일단 유닛이, 검출 임계값을 초과하는 두 개의 상관 피크들(cL₁및 cL₂)을 추정하였으면, 순환(circular) 시프트 cL(식(6)에 정의된)의 추정 cL'이 피크들간 거리로서 도출된다. 다음에, 상관 피크들의 부호들 ρ₁및 ρ₂이 결정되고, 따라서 r_sign이 식(8)을 사용하여 계산될 수 있다.

예를 들면, 도 12에서, pL은 두 피크들간 상대적 거리임을 알 수 있다. 두 피크들은 포지티브, 즉 ρ₁= +1, 및 ρ₂= +1이다. 식(7)로부터, r_sign= 3이다. 결국, 페이로드 pL_w= <3, pL>이다.

도 8에 기술된 심볼 추출 및 버퍼링 스테이지들은 도 13에 도시된 장치(500)에 의해 효율적으로 구현될 수 있다. 여기서, 오프셋 보상은 어떤 별도의 계산없이 달성된다. 역다중화는 단순 세트의 지연들 및 데시메이션 블록들로 달성됨을 또한 알 것이다.

먼저, 입력되는 프레임 신호(y_b,m)는 길이(T_s/N_b)의 서로 중첩되지 않는 서브-프레임들로 세분되고, 각 서브-프레임의 에너지는 에너지 계산유닛(230)을 사용하여 계산된다. 두 번째로, 화이트닝 필터(H_w)가 화이트닝 유닛(240)에 적용된다. 지연유닛(510)과 가산유닛(520)의 조합은 인접한 서브-프레임들간 50% 중첩을 효과적으로 실현한다. 워터마크 심볼 시퀀스(w_e[m])가 가산기 유닛(520)의 출력에서 발생된 후에, 이어서 지연세트(512)와 다운 샘플링 세트(530)와이 조합을 사용하여 N_b버퍼 유닛(320)에 배분된다. 이것은 들어오는 w_e[k] 샘플들 내 모든 N_b에 대해 각 버퍼가 하나의 값을 얻도록 행해진다. 예를 들면, 제 1 샘플이 w_{D 1}으로 가면, 모든 버퍼들이 채워질 때까지, 제 2 샘플이 w_{D 2}로 가고, 제 3 샘플이 w_{D 3}으로 가고,..., N_b번째 샘플이 w_DNb로 가고 (N_b+1)번째 샘플이 다시 w_{D 1}으로 가고 등등으로 된다. 이에 따라, i번째 버퍼 엔트리 w_Di[k]는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

w_Di[k] = w_e[N_bk + i] (20)

w_Di[k]의 샘플링 주파수는 w_e[m]의 1/N_b배임을 볼 수 있다. 이러한 데시메이션은 도 13에서 데시메이션 세트(532)를 통해 달성된다.

에너지 계산유닛(230)에서 비-중첩 프레임들을 고려하므로, N_b시퀀스들을 발생시키는데 필요한 총 계산은, 전(whole) 프레임에 걸쳐 있는 심볼들을 가진 단지 하나의 시퀀스만이 계산할 경우 필요하였을 수도 있을 계산량과 동일하다.

구체적으로 기술하지 않은 다양한 구현들이 본 발명의 범위 내에 드는 것으로서 이해될 것임을 당업자는 알 것이다. 예를 들면, 검출장치의 기능만을 기술하였으나, 장치는 디지털 회로, 아날로그 회로, 컴퓨터 프로그램, 또는 이들의 조합으로서 실현될 수도 있을 것임을 알 것이다.

마찬가지로, 전술의 실시예를 오디오 신호를 참조로 기술하였으나, 본 발명은 다른 유형들의 신호, 예를 들면, 비디오 신호 및 데이터 신호와 같은 정보 또는 멀티미디어 신호들에 정보를 부가하게 적용될 수 있다.

또한, 본 발명은 단지 하나의 워터마킹 시퀀스를 포함한 워터마킹 방식들(즉, 1-비트 방식), 또는 복수의 워터마크 시퀀스들을 포함한 워터마크 방식들에 적용될 수 있다. 이러한 복수의 시퀀스들은 동시에 또는 연속적으로 호스트 신호에 넣어질 수 있다.

마찬가지로, 워터마크의 전술한 검출을 각 추정이 상관되는 것으로 기술하였으나, 상관 과정은 워터마크의 포지티브 검출이 일단 행해졌으면 중지하도록 배열될 수 있음을 알 것이다. 이것은 오프셋 결정 시간을 줄인다. 또한, 복호기는 현 검출 윈도우 내 최상으로 정렬된 버퍼가 다음 검출 윈도우에서 상관될 제 1 버퍼가 되게 버퍼들을 재배열(또는 버퍼들이 상관되는 순서로)함으로써 시간 오프셋을 적응형으로 보상하도록 배열될 수 있다.

명세서 내에서 "포함하다"라는 용어는 이외 다른 요소들 또는 단계들을 배제하는 것이 아니고, 단수 또는 "그리고"의 표현은 복수의 것을 배제하지 않으며, 단일 프로세서 또는 이외 다른 유닛은 청구항들에 인용된 몇 개의 수단의 기능들을 행할 수도 있음을 알 것이다.

Claims (20)

1. 각 심볼이 T_s신호 샘플들에 걸쳐 있는, 상기 심볼들의 시퀀스에 의해 변경된 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법에 있어서,

   (a) 상기 수신된 신호를 프레임들로 분할하는 단계와,

   (b) 각 프레임을 복수의 N_b서브-프레임들로 분할하는 단계와,

   (c) 각 프레임 내 상기 대응하는 서브-프레임으로부터 도출되는 값들의 N_b시퀀스들을 형성하는 단계, 및

   (d) 상기 N_b시퀀스들을, 심볼들의 상기 시퀀스에 정확하게 일치되는 프레임 시퀀스의 연속한 추정들로서 취하는 단계를 포함하는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   각 프레임은 미리 결정된 길이 T_s인, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 방법은 프레임간의 중첩이 있는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
4. 제 1 항에 있어서,

   각 서브-프레임은 인접 서브-프레임과 중첩하는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
5. 제 1 항에 있어서,

   N_b는 2 내지 8 범위 내에 있는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 심볼들의 시퀀스는 L_w심볼들을 포함하고, 상기 수신된 신호는 L_F프레임들로 분할되며, L_F는 L_w의 정수배인, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
7. 제 1 항에 있어서,

   상기 심볼들의 시퀀스는 대역 제한된 주파수 거동 및 스무드한 시간적 거동을 취하는 윈도우 정형 함수에 콘볼루션된 값들의 시퀀스를 포함하는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
8. 제 7 항에 있어서,

   상기 윈도우 정형 함수는 대칭 또는 반대칭 시간적 거동을 가지는, 수신된신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
9. 제 1 항에 있어서,

   상기 심볼들의 시퀀스는 2승 코사인 함수들 또는 바이-페이즈 함수들 중 적어도 하나의 시퀀스를 포함하는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
10. 제 1 항에 있어서,

    상기 오프셋은 시간 오프셋인, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
11. 제 1 항에 있어서,

    상기 방법은 어느 추정이 최상의 추정인지 결정하기 위해, 각 추정이 정확하게 일치된 프레임 시퀀스인 것으로 하여 상기 각 추정을 처리하는 단계를 더 포함하는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
12. 제 11 항에 있어서,

    상기 최상의 추정은 처리되었을 때, 하나 이상의 미리 결정된 조건들을 초과하는 상기 제 1 추정으로 가정되고, 상기 추정들의 처리는 일단 상기 최상의 추정이 결정되었으면 정지하는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
13. 제 1 항에 있어서,

    상기 방법은 상기 추정들 각각을 상기 심볼들의 시퀀스에 대응하는 기준에 상관시키는 단계, 및 상기 최대 상관 피크값으로 상기 추정을 상기 최상의 추정으로서 취하는 단계를 더 포함하는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
14. 제 11, 12 또는 13 항에 있어서,

    상기 방법은 제 1 신호 또는 신호의 부분에 대해 제 1 최상 추정이 일단 결정되었으면, 다른 수신된 신호 또는 신호의 부분에 대해 반복되고, 상기 다른 신호로부터의 추정들은 상기 제 1 최상의 추정에 의존하는 순서로 처리되는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하는 방법.
15. 제 1 항의 방법을 수행하도록 배열되는, 컴퓨터 프로그램.
16. 제 15 항의 컴퓨터 프로그램을 포함하는, 기록 캐리어.
17. 제 15 항의 컴퓨터 프로그램을 다운로드 받을 수 있게 하는, 방법.
18. 각 심볼이 T_s신호 샘플들에 걸쳐 있는, 상기 심볼들의 시퀀스에 의해 변경된 수신된 신호 내 오프셋을 보상하도록 배열되는 장치에 있어서,

    상기 수신된 신호를 프레임들로 분할하도록 배열되는 분할기와,

    각 프레임을 복수의 N_b서브-프레임들로 분할하도록 배열되는 분할기, 및

    각 프레임 내 상기 대응하는 서브-프레임으로부터 도출되는 값들의 N_b시퀀스들을 형성하고, 상기 N_b시퀀스들을 상기 심볼들의 시퀀스에 정확하게 일치되는 프레임 시퀀스의 연속한 추정들로서 취하도록 배열되는 프로세서를 포함하는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하도록 배열되는 장치.
19. 제 18 항에 있어서,

    상기 N_b시퀀스들을 저장하도록 배열되는 버퍼를 더 포함하는, 수신된 신호 내 오프셋을 보상하도록 배열되는 장치.
20. 제 18 항의 장치를 포함하는, 복호기.