KR20110016496A

KR20110016496A - 다중-램프들 순간 시동 전자 안정기

Info

Publication number: KR20110016496A
Application number: KR1020117000572A
Authority: KR
Inventors: 펠릭스 아이. 알렉산드로브
Original assignee: 오스람 실바니아 인코포레이티드
Priority date: 2008-06-10
Filing date: 2009-05-26
Publication date: 2011-02-17
Also published as: US20090302775A1; EP2286639A4; CA2725723A1; CN102057758B; WO2009151941A1; CN102057758A; EP2286639A1; US7876060B2

Abstract

전자 안정기는 직렬 하프 브리지 공진 인버터 및 디밍 능력을 갖는 인버터에 대한 제어 회로를 포함한다. 상기 인버터는 제1 및 제2 전압 피드백 회로들을 포함하고, 상기 제1 및 제2 전압 피드백 회로들은 인버터 출력부와 제어 회로의 디밍 입력부 사이에서 결합되는 제1 및 제2 전하 펌프들을 포함한다. 상기 피드백 회로들은 시동 이후의 동작을 제어하기 위해 기준 제어 신호를 생성하고 그리고 인버터 출력 전압이 미리결정된 값을 초과할 때에 에러 제어 신호들을 생성한다.

Description

다중-램프들 순간 시동 전자 안정기 {MULTI-LAMPS INSTANT START ELECTRONIC BALLAST}

본 발명은 전자 안정기들에 관한 것으로서, 보다 구체적으로 다수의 방전 램프들을 동작시키기 위한 직렬 공진 안정기 인버터들에 관한 것이다. 추가로, 본 발명은 램프들의 일정한 밝기 레벨을 유지하기 위한 가변 개수의 램프들(예컨대, 0개의 램프들에서 4개의 램프들)의 안정기 시동 및 정상-상태 동작에 관한 것이다.

가스 방전 램프들은 가스 방전 램프들에 전력을 공급하기 위해서 AC 라인 전압을 고 주파수 전류로 변환하기 위한 전자 안정기들을 이용한다. 순간 시동 안정기들은 일반적으로 고정물(fixture)에서 수 개의 램프들에 전력을 공급한다. 램프 필라멘트들을 가열이 없는 램프 시동을 위해서 상기 순간 시동 안정기가 종종 사용된다. 예컨대, 산업 표준에서, 다수의 T8 램프들에 대한 순간 시동 안정기는 전류 급전(fed) 병렬 공진 인버터를 활용한다. 이러한 인버터는 전류 소스라기보다는 전압 소스이기 때문에, 이러한 램프들 각각이 부스트 커패시터를 통해 인버터 출력부에 연결된다. 전류 급전 하프 브리지 공진 인버터와 전압 급전 직렬 공진 하프 브리지 인버터 사이의 차이는 상기 전류 급전 인버터에서 스위칭 트랜지스터에 걸친 최대 전압이 상기 전압 급전 인버터보다 두 배 이상 크다는 것이다. 하프 브리지 전류 급전 안정기 인버터가 매우 높은 전압 트랜지스터들(1100V 및 그 이상)을 필요로 함에 반해, 하프 브리지 급전 직렬 공진 인버터에서 최대 트랜지스터 전압은 훨씬 작다, 즉 DC 버스 전압(430-440V)과 같다. 전압 급전 공진 인버터들은 전류 급전 공진 인버터들에 비해 보다 효율적인 경향에 있는데, 이는 전압 급전 인버터들이 제로 전압 스위칭(ZVS; Zero Voltage Switching) 모드에서 MOSFET들을 사용하기 때문이다. 추가로, 전압 급전 직렬 공진 인버터들에 의해서 생성되는 램프 전류는 거의 정현파(sinusoidal)이다. 이것은 전류 급전 인버터보다 더 긴 램프 수명을 제공한다. 또한, 전압 급전 직렬 공진 인버터들은 출력 전력 변압기 없이 구성될 수 있다.

전압 급전 인버터들을 활용하기 위해서, 수 개의 동일한 안정기 탱크들을 갖는 다중-램프 안정기들이 때때로 이용되고, 상기 수 개의 동일한 안정기 탱크들은 각각 단일의 방전 램프에 결합된다. 예컨대, Sekine 등에 의한 US 특허 제7,372,215호는 단일의 인버터 및 다수의 공진 탱크들을 갖는 다중-병렬 램프 안정기를 개시한다. 복잡성에 더하여, 상기한 안정기는 램프를 교체한 이후에 재시동 되어야할 필요가 있다. 재시동들을 활성화하기 위한 램프 아웃/인(out/in) 센싱이 제공된다. Nerone 등에 의한 특허 출원 제2007/0176564호는 조절된 출력 전압을 갖는 전압 급전 자기 생성 인버터(voltage fed self generated inverter)의 다중-램프 어플리케이션을 개시한다. 이러한 인버터는 출력 전압 클램핑 수단에 제공되는데, 이는 이러한 인버터의 제어가 무 부하시 이러한 전압을 제한하기 위한 충분한 레졸루션(resolution)을 갖지 않기 때문이다. 또한, 상기 인버터는 안정기 비용에 영향을 미치는 다수의 다중-와인딩 자기 컴포넌트들을 갖는다.

다중-램프 직렬 공진 안정기를 설계함에 있어서의 하나의 도전은 부하 변화들의 넓은 범위와 충분한 작동 전압(start up voltage)에 대한 요구 모두를 제어하는 것이다. 다중-병렬 램프들에 전력을 공급하기 위한 그러한 직렬 공진 안정기들 중 소수만이 알려져 있다. 예컨대, Chang 등에 의한 미국 특허 제6,362,575호는 조절된 출력 전압을 갖는 4개의 램프 무변압기 직렬 공진 인버터에 대한 제어 회로를 개시한다. 각각이 램프에 직렬로 연결된 4개의 부스트 커패시터들이 가스 방전 램프들을 안정시키기 위해 사용된다. 상기 안정기는 램프 필라멘트들을 통해 전류를 모니터링함으로써 연결된 램프들의 수를 센싱하고 그리고 상기 안정기에 연결된 램프들의 수에 따라 기준 전압들을 생성한다. 상기한 접근법은 안정기와 램프들사이에 추가의 배선을 필요로 한다. Ribarich 등에 의한 미국 특허 제7,352,139호는 주파수 제어를 위해 전압 제어 발진기(VCO)를 이용하는 제어 IC를 갖는 다중-램프 직렬 공진 인버터에 대한 정적 피드백 제어 회로를 개시한다. VCO 발진기들은 공진 부하 발진기들과 위상 동기되지 않기 때문에, 상기 VCO는 충분히 빠른 공진 부하에서의 변화들을 추종할 수 없고, 그리고 공진 주파수를 초과하여 항상 발진하지 않을 수도 있다. 상기의 특허 출원에 따르면, 상기 VCO는 자신의 입력 신호를 통합하고, 이는 동적 주파수 응답에서의 지연을 야기한다. 공진 부하에서의 과도(transient)들 (가스 방전 램프들이 수 초 동안 자신의 저항을 상당히 변화시킬 수 있음) 또는 램프 제거 동안에, 이러한 지연은 인버터 MOSFET들의 일시적으로 하드 스위칭을 야기할 수 있고 그리고 상기 인버터를 손상시킬 수 있다. 적응성 ZVS를 갖는 IC들(IR 2520D 및 다른 유사한 적응성 회로들)은 인버터 부하의 비예측되는 과도들 동안에 트랜지스터들을 스위칭하는데에 있어 교차 전도 현상(cross conduction phenomena)을 제거하지 않는다. 오스람 실바니아에 양도된 미국 특허 제7,030,570호는 부하 과도들 동안에 하드 스위칭이 방지되는 직렬 공진 인버터 단일 램프 동작을 개시한다.

그럼에도 불구하고, 다중-램프 순간 시동 어플리케이션들을 목표로 하는 방법 및 안정기 제어 회로의 필요가 존재한다. 병렬 연결된 램프들이 다중-램프 직렬 공진 안정기에서 더 바람직한데, 이는 고정물에서 램프들을 교체할 때에 광이 방해되지 않기 때문이다. 다중-램프 인버터들(0 부하)에 대한 현존하는 제어 방법들은, 공진 인버터 전압이 조절되고 그리고 램프들의 안정(ballasting)이 직렬 커패시터들로 성취된다는 개념에 기초한다. 일 실시예에서, 본 발명은 공진 인버터들 및 직렬 커패시터들 모두의 안정 특성들을 이용하는 병렬 다중-램프 순간 시동 동작들을 위한 제어 회로 및 방법을 제공한다.

본 발명의 목적은 병렬로 결합된 다수의 가스 방전 램프들(일반적으로 4개의 램프들까지)을 위한 직렬 공진 안정기 인버터를 제공한다. 다른 양상에서, 본 발명의 일 실시예는 가변적인 수의 램프들(일반적으로 1개의 램프에서 4개의 램프들까지)에 대한 직렬 공진 인버터를 제공하는 것이고, 여기서 램프 밝기가 연결된 램프들의 개수와 거의 무관하게 유지된다.

디밍 능력을 갖는 다중-병렬 램프 직렬 공진 인버터를 제공하는 것이, 본 발명의 일 실시예의 다른 양상이다.

감소된 전력 손실들을 갖는 연속적인 무 부하 동작을 갖는 안정기 제어 회로를 제공하는 것이, 본 발명의 일 실시예의 다른 양상이다.

과도들 동안에 ZVS 인버터 동작을 갖는 다중-램프 안정기를 제공하는 것이, 본 발명의 일 실시예의 다른 양상이다.

최소의 주변 컴포넌트들을 갖는 제어 IC(자기 발진 하프 브리지 구동기)를 이용하는 것이, 본 발명의 일 실시예의 다른 양상이다.

전기 충격 안전 요건들을 충족시키는 제한된 누설 전류를 갖는 순간 시동 램프들을 위한 무변압기 안정기를 제공하는 것이, 본 발명의 일 실시예의 다른 양상이다.

최소의 컴포넌트들, 간단한 배선도(schematic) 및 적은 비용을 갖는 전자 안정기를 제공하는 것이, 본 발명의 일 실시예의 또 다른 양상이다.

일 실시예에서, 전자 안정기는 직렬 하프 브리지 공진 인버터, 인버터 스위치들을 제어하는 제어 회로, 인버터 출력부와 제어 입력부 사이에 결합되는 제1 피드백 회로, 및 인버터 출력부와 제어 입력부 사이에 결합되는 제2 피드백 회로를 포함한다.

일 실시예에서, 상기 전자 안정기는 디밍 능력을 갖는 인버터에 대한 제어 회로 및 직렬 하프 브리지 공진 인버터를 포함한다. 상기 인버터는 개별 부스트 커패시터들을 통해 병렬로 연결되는 다수의 가스 방전 램프들에 전력을 공급한다. 상기 인버터는 상기 제어 회로의 디빙 입력부와 상기 인버터 출력부 사이에 대응하게 결합되는 제1 및 제2 전하 펌프들을 통해 제1 및 제2 추가 전압 피드백 회로들을 포함한다. 상기 제1 전압 펌프는 시동 이후에 공칭(nominal) 램프 전류/전력을 획득하기 위해 기준 제어 신호를 생성한다. 상기 제2 전하 펌프는 인버터 출력이 미리결정된 값을 초과할 때에 에러 제어 신호를 생성한다. 양 신호들은 인버터 제어 회로의 디밍 입력부에서 합산된다. 램프 시동, 개방 회로 및 감소된 수의 램프 동작 모드들 동안에, 상기 에러 제어 신호가 우세하다(prevail). 인버터 컴포넌트들의 전압 및 전력 스트레스들을 방지하기 위해, 상기 에러 신호는 스위칭 주파수를 더 높게 쉬프트한다. 상기 기준 제어 신호는 풀(full) 인버터 부하시에 우세하고, 이는 동작을 더 낮은 주파수로 쉬프트하고 그리고 인버터의 정상-상태 모드를 안정화시킨다. 그 결과, 상기 인버터 주파수가 연결된 램프들의 수의 함수로서 변화하고, 그리고 램프들이 과구동(overdrive)되지 않도록 상기 인버터가 상기 공진 주파수를 초과하여 안전하게 동작한다.

첨부된 도면들과 관련하여 본 발명이 보다 잘 이해된다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 순간 시동 다중-램프 안정기 인버터 제어 회로의 회로 다이어그램이다.
도 1A는 도 1의 안정기 인버터 제어 회로에 대한 일반적인 디밍 특성(출력 전압 P 대 DC 제어 바이어스 신호 Ib)을 도시한다.
도 2는 본 발명의 다른 실시예에 따른 순간 시동 다중-램프 안정기 인버터 제어 회로의 회로 다이어그램이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예의 회로 다이어그램이다.
도 4는 상이한 수의 램프들을 구동할 때에 인버터 출력 전압 Vout 대 스위칭 주파수의 일반적인 공진 플롯들의 집합을 도시한다(종래 기술의 다이어그램).
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 4개의 램프들을 이용한 시동 동안의 인버터 트랜지스터 전류 및 출력 인버터 전압을 도시한다.

본 발명은 자기 발진 하프 브리지 구동기 IC를 갖는 안정기 제어 회로에 관한 것이다. VCO를 구비하는 제어 IC들을 갖는 하프 브리지 공진 인버터들에 대한 다른 제어 회로들과는 달리, 상기 안정기 제어 회로는 램프 저항을 포함하는 공진 부하로부터 직접 피드-포워드(feed-forward) 제어를 이용한다. 상기 인버터에 의해서 형성되는 임의의 반 파형의 시간 듀레이션(duration)은 상기 반 파형의 형성 동안의 램프 저항들에 의존한다. 상기 인버터 제어 회로는 오스람 실바니아의 미국 특허 제7,095,183호인 "Control System for Resonant Inverter with Self-Oscillating Driver"에 기술된다. 따라서, 상기 인버터 제어 시스템에 양의 DC 바이어스의 소스로서 전압 피드백 회로 및 조절된 음의 DC 바이어스의 소스가 제공된다. 양의 DC 바이어스 전류 및 음의 DC 바이어스 전류 모두는 상기 공진 인버터의 주파수 제어 입력부에서 합산된다. 상기 음의 DC 바이어스 전류는 공진 인버터 시동의 시작점에 대하여 시간 지연을 갖고 주파수 제어 입력부에 인가된다. 상기 전압 피드백 회로는 상기 인버터 출력 AC 전압을 DC 전압 신호로 변환하고 그리고 이 전압 신호를 기준 신호와 비교한다. 에러 신호는 상기 양의 DC 바이어스를 개시한다. 조절된 음의 DC 바이어스 전류는 시동 이후에 상기 인버터에 결합되는 램프들의 공칭 전류 및 전력을 세팅한다. 공진 전압의 출력 전압이 주어진 최대 레벨에 도달할 때에 또는 하나 이상의 램프들이 안정기 동작 동안에 연결해제될 때에 상기 양의 DC 바이어스 전류가 나타나고, 상기 주어진 최대 레벨은 램프 시동 동안에 일어난다.

본 발명의 일 실시예에서, 두 개의 전하 펌프 회로들이 상기 인버터 출력부에 결합된다. 제1 전하 펌프는 AC 인버터 출력 전압을 기준 음의 DC 바이어스 신호로 변환한다. 제2 전하 펌프는, 출력 AC 전압을 센싱하고 센싱된 AC 전압을 양의 DC 신호 전압으로 변환하기 위한 전압 피드백 회로에서 이용된다. 이러한 양의 DC 신호 전압은 상기 기준 DC 전압과 비교되고, 그것이 상기 기준 전압을 초과하면 에러 신호가 생성된다. 상기 에러 신호는 인버터 출력 전압을 제한하기 위해서 상기 주파수 제어 입력부에 양의 DC 바이어스로서 인가된다. 상기 에러 신호는 보다 정밀한 전압 제한을 위해서 증폭될 수 있다. 전압 피드백 회로는 감소된 수의 램프들을 갖는 동작 동안 및 램프 시동 동안뿐만 아니라 무 부하 모드에서 상기 인버터 출력 전압을 제한한다. 상기 전하 펌프들이 이러한 피드백에서 사용되기 때문에, 모든 전압 제어 기능들이 인버터 RMS 출력 전압에 대해서 제공된다.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 다중-병렬 램프들 직렬 공진 인버터(10)에 대한 블록-회로 다이어그램을 도시한다. 실질상, 4개까지의 가스 방전 램프들이 개별 부스트 커패시터들을 통해 공진 인버터의 출력부에 병렬로 연결될 수 있다. AC 라인 전압을 조절된 DC 버스 전압 VDC로 변환하는 PFC(Power Factor Corrector, 역률 보정기)(PFC는 도 1에 미도시됨)가 상기 안정기에 제공된다. 하프 브리지 직렬 공진 인버터(10)의 입력부가 조절된 DC 전압 버스(+VDC)에 결합된다. 상기 공진 인버터(10)는 DC 버스 전압을 고 주파수 AC 전압(Vout)으로 변환한다. 인버터(10)의 전력 스테이지(stage)들은 제어 회로(13)에 의해서 구동되는 스위칭 트랜지스터들(11 및 12)을 포함한다. 상기 제어 회로(13)는 상측 및 하측 하프 브리지 MOSFET 구동기들, 내부 발진기(도 1에 미도시), 및 주파수 제어(도 1에 미도시)를 통합한다. 일반적으로, 주파수 디밍 능력을 갖는 임의의 안정기 인버터 제어 회로가 사용될 수 있다. 예컨대, 오스람 실바니아의 US 특허 제7,095,183호에 기술되는 회로가 사용될 수 있다. 상기 회로는 안정기 부하가 변화할 때에 스위칭 주파수를 변화시키는데에 어떠한 시간 지연도 제공하지 않기 때문에, 부하 전이들 동안에 공진 인버터들이 안정한 유도 모드에서 동작한다.

도 1에서, 인버터 공진 탱크는 공진 인터버(14) 및 직렬 공진 커패시터(15)를 포함한다. 병렬 가스 방전 램프들(16, 17 및 18)이 부스트 커패시터들(19, 20 및 21)과 직렬로 연결되고, 상기 부스트 커패시터들 모두는 인버터 공진 탱크(14, 15)와 DC 블로킹 커패시터(22)를 통해 병렬로 연결되며, 상기 DC 블로킹 커패시터는 램프 단자들을 인버터 회로의 나머지로부터 분리시킨다. 부스트 커패시터들(19, 20, 21) 및 DC 블로킹 커패시터(22)는 안전 요건들을 만족시키기 위해서 저 주파수 램프 핀 누설 전류를 접지(ground)로 제한한다. 상기 공진 인버터는 피드백 제어 회로(23)를 포함하고, 상기 피드백 제어 회로(23)는 인버터 고 전압 단자 Vout에 결합되는 입력 단자(24) 및 상기 제어 회로(13)의 주파수 제어 입력부(31)에 결합되는 출력 단자(25)를 갖는다. 상기 피드백 제어 회로(23)는 제1 AC/DC 신호 변환기(26), 및 상기 변환기(26)의 출력부에서 기준 음의 바이어스 전류 성분을 생성하기 위해 제1 기준 음의 전압 Vref.1의 소스를 제공하기 위한 전압 조절기(27)를 포함한다. 상기 피드백 제어 회로(23)는 상기 출력 전압 Vout을 제한하는 전압 음의 피드백 회로를 또한 포함한다.

회로(23)는 인버터 출력 전압을 센싱하고 그리고 이 전압을 인버터 출력에 대응하는 양의 DC 신호 전압으로 변환하기 위한 제2 AC/DC 신호 변환기(28), 및 상기 제2 AC/DC 변환기(28)로부터의 유입 DC 전압을 제2 기준 신호 Vref.2와 비교하기 위한 전압 차이 제어 회로(29)를 포함한다. 상기 차이 제어 회로(29)는 양의 에러 신호를 생성하고 그리고 인버터 출력 전압 Vout의 보다 양호한 조절 및 안정성을 위해서 에러 증폭기(도 1에 미도시)를 이용할 수 있다. 상기 전압 차이 회로(29)의 에러 신호는 양의 바이어스 전류 성분을 제공한다. 양의 바이어스 전류 성분 및 음의 바이어스 전류 성분이 합산 회로(30)에서 합산되어, 인버터 제어 회로(13)의 주파수 제어 입력부(31)에 인가되는 제어 바이어스 전류 Ib의 결과를 낳는다. 바이어스 전류 Ib는 인버터 동작의 모드 및 부하 조건들에 따라 음 또는 양일 수 있다. 신호 변환기들(26 및 28)은 인버터 출력 전압 Vout에 비례하는 출력 DC 전압 신호들을 전달한다.

도 1a는 도 1의 인버터에 대한 일반적인 출력 전압 P 대 DC 바이어스 전류 Ib의 플롯을 도시한다. 도 1의 인버터의 기능적인 블록들이 다양한 모드들의 동작들에 안정기 기능성을 제공하기 위해 도 1a에 대응하게 형성된다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 다이어그램을 도시하고, 스위칭 트랜지스터들(11 및 12)의 공통 단자(33)에 결합되는 음의 바이어스 전류 소스로서 AC/DC 신호 변환기(32)를 갖는다. 상기 AC/DC 변환기(32)의 출력부는 시간 지연 회로(34)와 직렬로 연결된다. 도 1 및 도 2의 다이어그램들 모두에서, 트랜지스터들(11 및 12)가 스위칭을 시작한 후에 소정의 지연을 갖는 음의 바이어스 신호가 나타난다. 상기 안정기를 시동할 때에, 제어 회로(13)는 초기 주파수 fo로 제로 바이어스 전류 Ib=0에서 트랜지스터들(11 및 12)의 스위칭을 개시한다. 상기 제어 회로(13)의 상기 초기 주파수 fo는 발진 RC 네트워크(도 1 및 도 2에 미도시)에 의해 셋 업(프로그래밍)된다. AC 신호(시동이 인버터 시동과 관련됨)의 다른 소스들이 AC/DC 변환기(32) 대신에 사용될 수 있음이 이해된다. 시간 지연 수단(34)은 상기 AC/DC 변환기(32)의 필터링 회로일 수 있다.

상기 전압 Vout이 인버터 출력부에서 나타날 때에, 상기 제어 회로(13) 발진들은 공진 탱크 발진기들로 자동적으로 위상 동기된다. 제어 회로(13)에서의 발진은 위상 쉬프트된 전압 루프(이 전압 루프는 도 1에 미도시)를 통해 더 높은 시동 주파수 f1>fo로 자동적으로 동기화된다. 상기한 루프는 피드백 신호를 위한 위상 전진(phase advance)을 제공한다. 시동 시의 신뢰적인 동기화를 위해, 주파수 f1은 상기 프로그래밍된 주파수 fo를 5-10% 초과하여 선택된다(자기-발진 구동기 IC를 기반으로 하는 제어 회로에 대한 전압 피드백을 통한 동기화는 오스람 실바니아 미국 특허 제7,095,183호에 기술됨). AC/DC 신호 변환기들(26 및 28) 모두는 상기 인버터 출력 전압 Vout에 비례하는 출력 전압 신호들을 전달한다. 상기 AC/DC 신호 변환기(26)로부터의 출력 음의 전압 신호는 램프 시동 동안에 출력 전압을 부스팅하는 바이어스 전류 Ib의 음의 성분을 생성한다. 바이어스 전류 Ib의 음의 성분은 전압 조절기(27)에 의해서 제한된다. 시동 이후에, 상기 전압 조절기(27)는 음의 기준 신호 Vref.1을 제공하고, 이는 순차로 공칭 램프 전력에 대응하는 음의 기준 바이어스 전류를 생성한다. 시동 모드 동안에 또는 감소된 부하 조건들 동안에, 상기 인버터 전압 Vout이 주어진 최대 값보다 더 클 때에 신호 변환기(28)로부터의 출력 신호는 전압 차이 회로(29)에 인가되는 Vref.2를 초과한다. 상기 바이어스 전류 신호는 양이 되고 그리고 출력 전압 Vout을 제한한다. 이러한 최대 전압 값은, 그것이 한편으로는 연속적인 무 부하 동작을 가능하게 하고 다른 한편으로는 신뢰적인 모든 램프들의 시동을 가능하게 하도록 선택된다. 실제로, 순간 시동을 갖는 T8 램프들에 대해, 이러한 전압은 약 600-660V rms이다. 이러한 시동 전압은 풀 부하시의 공칭 동작 주파수보다 30-40%까지 더 높은 주파수를 갖기 때문에, 램프들에서의 더 높은 초기 글로우(glow) 전류가 신속한 램프 시동을 향상시킨다.

도 3은 도 1에 대응하는 본 발명의 일 실시예의 개략적인 다이어그램을 도시한다. 도 1의 제어 회로는 상기 언급한 미국 특허 제7,095,183호에 대응한다.

도 3의 회로는 부스트 커패시터들(39, 40, 41, 및 42)을 통해 방전 램프들(35, 36, 37, 및 38)에 전력을 공급하기 위한 공진 인버터(10)를 포함한다. 주변 회로를 갖는 표준 자기-발진 구동기 IC(43)(예컨대 산업 표준 ST 6571)는 공진 부하를 갖는 일반적인 동기화 제어 배열을 제공한다. 상기 구동기 IC(43)는 게이트 저항들(44 및 45) 및 하이(HO) 및 로우(LO) 출력들을 통해 MOSFET들(11 및 12)을 이용하여 하프 브리지 전력 스테이지들을 구동한다. 상기 구동기 IC(43)에는 부트스트랩 다이오드(도 3에 미도시)에 결합되는 핀들 VS 및 VB 사이에 연결되는 부트스트랩 커패시터 CB가 제공된다. 상기 구동기 IC(43)는 산업 표준 CMOS 555 타이머와 유사한 내장(built in) 발진기를 갖는다. 초기 발진기 주파수는 상기 구동기 IC(43)의 핀들 CT 및 RT에 결합되는 타이밍 커패시터(47) 및 외부 저항(46)을 이용해 프로그래밍될 수 있다. 상기 구동기 IC(43)에서, 하측 출력 LO는 RT 핀 전압 신호와 동상(in phase)이다. 상기 RT 핀 전압 전위가 공통 "com"에 대해 로우(0)와 하이(+Vcc) 사이에서 변화하기 때문에, 상기 CT 핀 전압 VCT는 DC 전압 상에 중첩되는(superimposed) 램프(ramp) 형태를 갖는다. 상기 IC(43)는 하이(2/3Vcc) 및 로우(1/3Vcc) 미리결정된 CT 핀 전압 레벨들에서 스위칭하는 내장 발진기를 갖는다. 상기 IC(43)의 타이밍 회로는, 상기 "com" 단자에 결합되는 저항들(50 및 51)과 두 개의 반-병렬(anti-parallel) 다이오드들(48 및 49)을 포함하는 네트워크를 상기 공통 단자 "com"과 상기 타이밍 커패시터(47, 도 3 참조) 사이에 삽입함으로써 미국 특허 제7,095,183호에 대응한다. 소형 커패시터(100-200pf)가 다이오드(48)와 저항(50)의 공통점 사이에 그리고 저항(53)을 통해 +Vcc 단자에 연결된다. 커패시터(52) 및 저항(53)의 공통점은 제로 신호 검출기로서 사용되는 소형 신호 트랜지스터(54)의 컬렉터에 연결된다. 상기 트랜지스터(54)의 입력부는 반-병렬 다이오드(55) 및 잡음 억제 저항(56)을 포함한다. 상기 트랜지스터(54)는 입력 신호가 극성을 변화할 때에 스위칭한다. 상기 트랜지스터는 입력 정현파 신호가 음에서 양으로 변화할 때에 상기 저항(50)을 통해 커패시터(52)의 순간 방전을 개시할 것이다.

그 결과, 음의 스트로브 펄스들이 저항(50)에 걸쳐 발생될 것이다. 상기 스트로브 펄스들은 RC 타이밍에 삽입될 것이고 CT 핀 램프 전압 상에 중첩될 것이며, 이는 IC(43)의 강제된 스위칭을 야기할 것이다. 입력 정현파 전류 신호가 상기 인버터 출력 전압 Vout을 센싱하는 위상 보상기(58)로부터 저항(57)을 통해 상기 스위칭 트랜지스터(54)로 제공된다. 상기 위상 보상기(58)는 공진 초과의 목적하는 주파수에서 컨트롤러를 동기화하는데에 필수적인 피드백 신호에 대한 위상 전진(지연) 및 감쇠를 제공한다. 도 3의 상기 위상 전진 보상기(58)는 직렬 커패시터들(59 및 60), 및 상기 커패시터(60)에 병렬로 연결된 저항(61)을 포함한다. 예컨대, 저항(61) 변화들에 의해서, 동기화 주파수 및 피드백 신호의 전진 위상이 조정될 수 있다.

가변적인 부하 어플리케이션들, 예컨대 핫 램프 스왑 특성을 갖는 다수의 순간 시동 램프들을 구동하는 안정기들에 대해, AC/DC 신호 변환기들(26 및 28)(도 1의 블록도에 도시됨)로서 역할하기 위해서 두 개의 전하 펌프들(62 및 63)이 사용된다. 제1 전하 펌프(62)는 음의 제어 신호를 생성하는 상기 제1 AC/DC 신호 변환기(26)에 대응하고, 그리고 제2 전하 펌프(63)는 양의 제어 신호를 생성하는 상기 제2 AC/DC 신호 변환기(28)에 대응한다. 두 차지 펌프들(62 및 63)은 직렬 커패시터들(64 및 65)을 통해 인버터 출력(Vout)에 각각 연결된다. 상기 제1 전하 펌프(62)는 다이오드들(66 및 67)을 갖는 음의 출력 신호 정류기를 포함한다. 상기 제2 전하 펌프(63)는 다이오드들(68 및 69)을 갖는 양의 출력 신호 정류기를 포함한다. 상기 제1 전하 펌프(62)는 제1 저항(70) 및 제1 평활화 커패시터(71)로 프리로딩된다(preloaded). 상기 제2 전하 펌프(63)는 제2 저항(72) 및 제2 평활화 커패시터(73)로 프리로딩된다. 전하 펌프(62)의 출력부에서 기준 양의 DC 제어 신호(도 1의 Vref.2 참조)를 생성하기 위해서 제너 타입의 다이오드(67)가 상기 전하 펌프(62)에서 이용될 수 있다. 전하 펌프들(62 및 63) 모두에 디밍을 위한 DC 바이어스 제어 신호들을 생성하기 위한 직렬 저항들(74 및 75)이 제공된다.

제너 다이오드(76)가 전하 펌프(63) 및 트랜지스터(56)의 베이스 사이에 연결된다. 상기 제어 다이오드(76)는 상기 출력 인버터 전압 Vout을 제한하기 위해 정적 피드백 루프에서 기준 전압(도 1의 Vref.1 참조)의 소스로서 이용된다. 전하 펌프들(62 및 63)로부터의 DC 신호들은 상기 트랜지스터(54)의 베이스에서 합산된다. 결과적인 DC 바이어스 제어 신호 Ib는 상이한 모드들의 안정기 동작 동안에 음 또는 양일 수 있다. 상기 전하 펌프들은 직렬 커패시터들을 포함하기 때문에, 그들은 상기 인버터 전압 Vout 및 그의 주파수에 비례하는 출력 전압 신호를 생성한다. 저항(75)은 인버터 주파수가 증가할 때에 직렬 커패시터(65)에 의해서 야기되는 피드백 루프 이득의 증가를 보상한다. 출력 전압 Vout을 제한할 때에, 상기 제너 다이오드(76)는 전도되고 그리고 그것의 전류는 전하 펌프(62)로부터의 기준 음의 DC 신호보다 더 높다. 전체 DC 바이어스 전류 Ib는 양이 되고, 그리고 인버터 주파수를 증가시켜 rms 출력 전압 Vout을 제한하게 한다. 목적하는 개방 회로 전압 Vout 최대에서의 전도를 시작하기 위해 제너 다이오드(76)가 선택된다. 이러한 개방 전압은 신뢰적인 램프 시동을 위해 충분히 높아야 하며, 안정기가 개방 회로 모드에서 동작하고 있을 때에 성분들에 과부하를 주거나 또는 상당한 전력 손실을 야기하지 않아야 한다.

도 4는 도 3에 도시된 공진 인버터에 대한 인버터 출력 전압들 Vout 대 스위칭 주파수 fsw 플롯들의 집합을 도시한다. 특히, 도 4는 인덕턴스 Lr=1.67mH를 갖는 공진 인덕터(14)로 구성된 인버터, 커패시턴스 Cr=2.2nF를 갖는 공진 커패시터(15), 커패시턴스 0.1μF를 갖는 DC 커패시터(22), 및 각각 커패시턴스 1nF를 갖는 직렬 커패시터들(39-42)을 도시한다. MOSFET 하프 브리지는 초기 발진 주파수 fo=52-54kHz를 갖는 표준 L6571A 자기 발진 IC에 의해서 구동되었다. 조절된 DC 버스 전압 VDC=430V가 PFC(도 3에 미도시)에 의해서 제공된다. 도 4의 플롯들은 램프들의 공칭 정상-상태 레지스턴스에 균등한 일반적인 저항성 부하들에 대응한다. 점들(0L, 1L, 2L, 3L 및 4L)은 연결된 램프들의 수에 대응하는 인버터 정상-상태 동작 점들을 가리킨다. 예컨대, 점 4L은 fsw=56.7kHz 및 Vout=530V를 특징으로 하는 4개의 램프들을 갖는 공칭 동작 모드를 도시한다. 점선의 수평선은 정상-상태 무 램프들 동작에서 제한 출력 전압 Vout=VLIMIT의 레벨을 가리킨다.

추가로, 도 4에서, 4개의 T8 32W 램프들을 갖는 도 3의 인버터의 시동 궤도(trajectory)(A)가 도시된다. 도 5에서, 시간에 따른 트랜지스터(11) 드레인 전류 ID, 트랜지스터(12) 게이트 전압 Vg, 및 인버터 출력 전압 Vout의 대응하는 다이어그램이 도시된다. 상기 인버터 IC(43, 도 3)는 상부 트랜지스터(11)에 의해 제공되는 제1 에너자이징 펄스를 이용해 인버터 공진 탱크 발진들을 동기시킨다. 제1 사이클들 동안에, 상기 인버터는 개방 회로 발진기를 동작시키고, 이는 초기 스위칭 주파수로 동기화되며, 상기 초기 스위칭 주파수는 자신의 공칭 주파수보다 두 배 더 클 수 있다(궤도 A 시동 참조). 그 후에, 출력 전압 Vout은 신속하게 증가한다. 상기 전하 펌프(63)를 포함하는 음의 전압 피드백 회로가 내장 시간 지연을 갖기 때문에, 몇몇 오버슈트 전압(선택된 VLIMIT을 초과하는 전압)이 제1의 3-4 사이클들 동안에 생성된다. 상기 오버슈트 전압은 모든 병렬 램프들에 동시에 신속한 가스 억제(braking)를 제공한다.

추가로, 도 4에서, 램프들이 인버터 출력부로부터 순차적으로 연결해제될 때에 인버터 동작을 가리키는 궤도 B가 도시된다.

도 4에서, 가변 개수의 램프들(4개의 램프들 L4, 3개의 램프들 L3, 2개의 램프들 L2, 및 하나의 램프 L1)을 이용한 바람직한 동작 모드가 기술된다. 무 램프 모드를 제외하고, 상기 공진 인버터는 VLIMIT 미만의 출력 전압들 Vout을 생성한다. 궤도 B는 램프들이 상기 인버터 출력부로부터 순차적으로 연결해제될 때의 인버터 동작을 도시한다. 이러한 접근법에 의해, 직렬 커패시터들(39-42)의 임피던스에 의해 제공되는 안정화뿐만 아니라 공진 인버터의 안정화 특성들이 이용된다. 이것은, 오직 직렬 커패시터들에 의해서만 제공되는 안정화 및 조절된 출력 전압을 갖는 종래의 공진 인버터들과는 대조적이다.

일 실시예에서, 개방 회로에서 연속적으로 동작하기 위한 직렬 공진 인버터가 제공된다. 이러한 개방 회로 모드에서, 인버터의 전체 전력 손실은 대략 풀 인버터 부하에서와 동일하다.

본 발명의 일 실시예의 다중-램프 직렬 공진 안정기의 일 장점은, 동작의 정상-상태 및 과도 모드들에서 인버터가 공진을 초과하여 동작한다는 것이다(램프들을 포함하는 인버터 공진 부하가 유도성임).

본 발명의 양상들의 엘리먼트들 또는 본 발명의 실시예들을 도입할 때에, 관사들 "하나의" "상기" 등은 하나 이상의 엘리먼트들이 존재하는 것을 의미하도록 의도된다. 용어들 "포함하는", "갖는" 등은 포괄적인 것으로서 의도되며, 열거된 엘리먼트들 이외에도 추가의 엘리먼트들이 존재할 수 있음을 의미한다.

상기의 관점에서, 본 발명의 수개의 장점들이 성취되고 그리고 다른 유리한 결과들이 획득될 것이다.

본 발명의 양상들을 상세하게 기술하였고, 첨부된 청구항들에서 정의되는 바와 같은 본 발명의 양상들의 범위를 벗어남이 없이 수정들 및 변화들이 가능함이 명백할 것이다. 본 발명의 양상들의 범위를 벗어남이 없이 상기한 구성들, 물건들 및 방법들에서 다양한 변화들이 수행될 수 있기 때문에, 상기한 기술들에 포함되고 첨부되는 도면들에 도시되는 모든 사항들이 제한적인 의미가 아닌 예시적인 것으로서 해석되어야 하는 것으로 의도된다.

Claims

전자 안정기로서,
병렬로 연결된 다수의 가스 방전 램프들에 전력을 공급하기 위한 출력부를 갖는 스위치들을 포함하는 직렬 하프 브리지 공진 인버터;
상기 인버터 스위치들을 제어하고 제어 입력부를 갖는 제어 회로 ― 상기 제어 회로는 상기 인버터 스위치들의 스위칭 주파수를 변경하기 위해 상기 제어 입력부에 제공되는 신호들에 응답적임 ―;
상기 인버터 출력부와 상기 제어 입력부 사이에 결합되는 제1 피드백 회로 ― 시동 이후에 상기 다수의 램프들에 전력을 공급하기 위해 상기 인버터 출력부가 실질적으로 일정한 전류를 제공하도록, 상기 제1 피드백 회로는 상기 인버터 스위치들의 스위칭 주파수를 조정하기 위해 상기 제어 입력부에 제공되는 기준 제어 신호를 생성함 ―;
상기 인버터 출력부와 상기 제어 입력부 사이에 결합되는 제2 피드백 회로 ― 상기 제2 피드백 회로는 출력 전압이 미리결정된 값을 초과할 때에 상기 인버터 스위치들의 스위칭 주파수를 조정하기 위해서 상기 제어 입력부에 제공되는 에러 제어 신호를 생성함 ―;
를 포함하는,
전자 안정기.
제1항에 있어서,
상기 기준 제어 신호 및 상기 에러 제어 신호가 합산되어 상기 제어 회로의 상기 제어 입력부에 인가되는,
전자 안정기.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제2 피드백 회로는 램프가 제거될 때에 상기 인버터 주파수를 증가시킴으로써 컨트롤러가 인버터 전류를 감소시키기게 하는 에러 제어 신호를 상기 컨트롤러에 제공하고, 그에 따라 상기 램프들에 인가되는 전력이 상기 램프들을 과구동하지 않도록 상기 인버터 스위치들이 상기 램프들의 공진 주파수를 초과하여 동작하는,
전자 안정기.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제어 회로는 상기 제어 회로로의 디밍 입력부에 의해 제어되는 디밍 능력을 갖고, 상기 피드백 회로들은 상기 인버터 출력부와 상기 제어 회로의 상기 디밍 입력부 사이에 결합되는,
전자 안정기.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제1 피드백 회로는, 상기 제어 입력부에 인가되는 기준 음의 전압을 제공하기 위해서, 상기 인버터 출력부에 연결되는 AC/DC 신호 변환기, 및 상기 AC/DC 신호 변환기의 출력부에 연결되는 전압 조절기를 포함하고,
상기 신호 변환기는 음의 출력 신호 정류기를 포함하는 전하 펌프를 포함하며,
상기 제2 피드백 회로는 상기 인버터 출력부에 연결되고 상기 인버터 출력부에 대응하는 양의 DC 신호 전압을 제공하는 다른 AC/DC 신호 변환기, 및 상기 양의 DC 신호 전압을 기준과 비교하기 위한 전압 차이 제어 회로를 포함하고,
상기 전압 차이 제어 회로는 상기 제어 입력부에 인가되는 양의 에러 신호를 제공하는,
전자 안정기.
제5항에 있어서,
상기 신호 변환기들은 인버터 출력부 AC 전압에 비례하는 출력 전압 신호들을 제공하는,
전자 안정기.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제2 피드백 회로는 상기 인버터 출력부에 연결되고 인버터 출력 AC 전압에 대응하는 양의 DC 신호 전압을 제공하는 AC/DC 신호 변환기, 및 상기 양의 DC 신호 전압을 기준과 비교하기 위한 전압 차이 제어 회로를 포함하고,
상기 전압 차이 제어 회로는 상기 제어 입력부에 인가되는 양의 에러 신호를 제공하는,
전자 안정기.
제7항에 있어서,
상기 신호 변환기는 양의 출력 신호 정류기를 포함하는 전하 펌프를 포함하는,
전자 안정기.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제1 피드백 회로는, 상기 제어 입력부에 인가되는 기준 음의 전압을 제공하기 위해 전압 조절기에 연결되는 출력부를 갖는 시간 지연 회로에 연결되는 출력부를 갖는 상기 인버터 스위치들의 공통 단자에 결합되는 음의 바이어스 전류 소스를 포함하는,
전자 안정기.
제1항 또는 제2항에 있어서,
상기 제1 피드백 회로는 시동 이후에 공칭 램프 전류/전력을 획득하기 위해서 기준 제어 신호를 생성하기 위한 제1 전하 펌프를 포함하고,
상기 제2 피드백 회로는 인버터 출력 전압이 미리결정된 값을 초과할 때에 에러 제어 신호를 생성하기 위한 제2 전하 펌프를 포함하며,
상기 인버터 출력부가 개방 회로가 되고 그리고 감소된 수의 다수의 램프들이 상기 인버터 출력부에 연결될 때에, 상기 에러 제어 신호가 램프 시동 동안에 우세하고(prevail), 그리고
상기 다수의 램프들이 상기 인버터 출력부에 연결될 때에 상기 기준 제어 신호가 우세하고 그에 따라 상기 스위칭 주파수를 낮추고 그리고 상기 인버터의 정상-상태 모드를 안정화하는,
전자 안정기.