KR20150131001A - 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 시스템 및 방법 - Google Patents
무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 시스템 및 방법 Download PDFInfo
- Publication number
- KR20150131001A KR20150131001A KR1020157023594A KR20157023594A KR20150131001A KR 20150131001 A KR20150131001 A KR 20150131001A KR 1020157023594 A KR1020157023594 A KR 1020157023594A KR 20157023594 A KR20157023594 A KR 20157023594A KR 20150131001 A KR20150131001 A KR 20150131001A
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- antennas
- packets
- antenna
- received
- packet
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 85
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 16
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 11
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 10
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 9
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 6
- 238000000926 separation method Methods 0.000 claims description 6
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims description 6
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 6
- 230000001427 coherent effect Effects 0.000 claims description 5
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 3
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 3
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 abstract description 3
- 238000010408 sweeping Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 12
- 230000006870 function Effects 0.000 description 9
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 7
- 238000013461 design Methods 0.000 description 6
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 6
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 6
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 5
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 4
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 3
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 3
- 238000003491 array Methods 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 2
- 238000000605 extraction Methods 0.000 description 2
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 2
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 2
- 239000004593 Epoxy Substances 0.000 description 1
- 101100408383 Mus musculus Piwil1 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000000712 assembly Effects 0.000 description 1
- 238000000429 assembly Methods 0.000 description 1
- 229910010293 ceramic material Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000005388 cross polarization Methods 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000006735 deficit Effects 0.000 description 1
- 230000004069 differentiation Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000007667 floating Methods 0.000 description 1
- 239000011521 glass Substances 0.000 description 1
- 239000003365 glass fiber Substances 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 1
- 238000011835 investigation Methods 0.000 description 1
- 230000004807 localization Effects 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 1
- 238000012805 post-processing Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000000644 propagated effect Effects 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
- 238000006467 substitution reaction Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S3/00—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received
- G01S3/02—Direction-finders for determining the direction from which infrasonic, sonic, ultrasonic, or electromagnetic waves, or particle emission, not having a directional significance, are being received using radio waves
- G01S3/14—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction
- G01S3/46—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using antennas spaced apart and measuring phase or time difference between signals therefrom, i.e. path-difference systems
- G01S3/48—Systems for determining direction or deviation from predetermined direction using antennas spaced apart and measuring phase or time difference between signals therefrom, i.e. path-difference systems the waves arriving at the antennas being continuous or intermittent and the phase difference of signals derived therefrom being measured
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W24/00—Supervisory, monitoring or testing arrangements
- H04W24/08—Testing, supervising or monitoring using real traffic
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Remote Sensing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
미지의 위치들에 무선 디바이스들을 구비한 무선 주파수(RF) 네트워크에서의 도래각(AoA)은, 특별히 구축된 RF 위치 탐색 디바이스를 사용하여 결정된다. 비한정적인 예로, 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS) 심볼들을 포함하는 모든 종류의 변조가 복소수 상관관계를 이용하는 RF 위치 탐색 디바이스에 의해 디코딩될 수 있다. RF 위치 탐색 디바이스는 DSSS 심볼들 사이에서 스위칭되는 다수의 안테나 요소를 갖는 안테나 어레이에 연결된다. RF 위치 탐색 디바이스는 추가 프로세싱을 위해 무선 디바이스의 상관관계 크기 및 각도 데이터를 결정한다. DSSS 심볼들을 서로 다른 위치들로부터의 CFO 보상된 상관관계 크기 및 위상 결과들과 함께 수집하면, 안테나 어레이의 시각 주위에 이 빔을 스위핑함으로써 AoA를 결정하기 위한 전기 빔을 형성할 수 있다. 이 AoA 결정은 다중 경로 전파의 효과를 감소시키기 위해 다수의 채널 및 패킷에서 수행될 수 있다.
Description
본 출원은 Andras Gyorgy Bukkfejes 및 Peter Szilveszter Kovacs에 의해 "System and Method for Determining an Angle of Arrival in Wireless Network"라는 발명의 명칭으로 2013년 3월 14에 출원된 공동 소유의 미국 가출원 제61/784,046호의 우선권을 주장하며, 상기 미국 가출원은 모든 목적을 위해 본 명세서에 참조로서 통합된다.
본 발명은 IEEE 802.15.4 무선 주파수 (RF) 패킷들의 도래각을 결정하고 패킷들의 소스 위치를 탐색하도록 구성되는 무선 네트워크 셋업에 관한 것이다.
무선 네트워크들, 특히 예를 들어 IEEE 802.15와 같은 IEEE 802 표준에 따른 무선 네트워크들, 특히 IEEE 802.15.4는 250 kbit/s 송신율로 통신 범위가 50 미터인 무선 네트워크를 제공한다. 지그비, MiWi 등과 같이 기본적인 IEEE 802.15.4 표준에 기반을 둔 다양한 구현들이 실재한다. 이들 중 일부는 독점적인(proprietary) 무선 프로토콜을 사용하여 송신율을 증가시킬 수 있다. 무선 네트워크들, 예컨대 IEEE 802.15.4 네트워크들의 송신기들은 종종 전파 반사가 많은 환경(rich environment)에서 운영되고, 그리고 이러한 환경에서 송신기(들)의 위치(들)(장소(들))의 결정이 요구된다.
그러므로 무선 네트워크의 송신 및/또는 수신 노드(들)의 위치(들)(장소(들))를 결정할 수 있는 무선 네트워크 셋업이 필요하다.
일 실시예에 따르면, 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 방법은, 안테나 어레이의 복수의 안테나로 복수의 패킷을 포함하는 신호를 수신하는 단계, - 상기 복수의 안테나 중 각 안테나는 송신기로부터 송신된 상기 복수의 패킷의 심볼들을 순차적으로 수신할 수 있음 -; 상기 수신된 복수의 패킷 각각의 선택된 부분으로부터 신호의 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 측정하고 보상하는 단계; 각 수신된 심볼과 상기 송신기로부터의 상기 신호의 재구성 구간(phase) 사이의 위상 차를 결정하는 단계; 및 상기 안테나 어레이의 방향 특성을 이용하여 상기 신호의 도래각(AoA)을 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 패킷은 상기 AoA의 결정에 영향을 미치는 다중 경로 전파를 감소시키기 위해 복수의 서로 다른 주파수로 송신될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 각 수신된 패킷의 각도 데이터를 마이크로컨트롤러에 제공하는 단계를 더 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 마이크로컨트롤러는 인터럽트를 수신한 후에 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이를 스위칭할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 안테나 어레이에 결합되는 수신기는, 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이를 스위칭할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 신호 각도 데이터를 결정하는 단계는 각 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 의제 간섭성(quasi-coherent) 수신기로 수행될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 각 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 단계는 수신된 복수의 패킷의 각 패킷에 관한 상관관계 크기 및 각도를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 마이크로컨트롤러로의 인터럽트는 처리 대기(latency) 시간 및 안테나 스위칭 시간을 보상하도록 지연될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 안테나 어레이에 결합되는 상기 수신기는 처리 대기 시간 및 안테나 스위칭 시간을 보상하도록 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이의 스위칭을 지연할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 패킷은 복수의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS) 심볼를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 DSSS 심볼들은 IEEE 802.15.4를 준수할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 패킷은 신호의 오프셋 직교 위상 편이 키잉(OQPSK) 변조를 이용하여 송신될 수 있다.
또 하나의 실시예에 따르면, 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 방법은, 안테나 어레이의 복수의 안테나로 복수의 패킷을 포함하는 신호를 송신하는 단계, - 상기 복수의 안테나 중 각 안테나는 수신기로 상기 복수의 패킷의 심볼들을 순차적으로 송신할 수 있음 -; 상기 수신기에 의해 수신된 상기 복수의 패킷 각각의 선택된 부분으로부터 신호의 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 측정하고 보상하는 단계; 각 수신된 심볼과 상기 송신기로부터의 상기 신호의 재구성 구간 사이의 위상 차를 결정하는 단계; 및 상기 안테나 어레이의 방향 특성을 이용하여 상기 신호의 도래각(AoA)을 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 패킷은 상기 AoA의 결정에 영향을 미치는 다중 경로 전파를 감소시키기 위해 복수의 서로 다른 주파수로 수신될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 각 수신된 패킷의 각도 데이터를 제공하는 단계는 상기 안테나 어레이와 연관된 마이크로컨트롤러에 제공될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 마이크로컨트롤러는 인터럽트를 수신한 후에 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이를 스위칭할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 안테나 어레이에 결합되는 송신기는 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이를 스위칭할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 신호 각도 데이터를 결정하는 단계는 각 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 의제 간섭성 수신기로 수행될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 각 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 단계는 수신된 복수의 패킷의 각 패킷에 관한 상관관계 크기 및 각도를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 마이크로컨트롤러로의 인터럽트는 처리 대기 및 안테나 스위칭 시간을 보상하도록 지연될 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 안테나 어레이에 결합되는 상기 송신기는 처리 대기 및 안테나 스위칭 시간을 보상하도록 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이의 스위칭을 지연할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 패킷은 복수의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS) 심볼를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 DSSS 심볼들은 IEEE 802.15.4를 준수할 수 있다.
다른 또 하나의 실시예에 따르면, 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 방법은, 인터럽트 요청 후에 패킷의 매 심볼 경계에서 각도 데이터를 수집하는 단계; 순환 중복 검사(CRC) 에러 없이 패킷이 수신될 때에는 상기 각도 데이터를 버퍼로 푸시하는 단계; 상기 버퍼로부터 제1 패킷을 선택하는 단계; 복수의 안테나 중 한 안테나만을 이용하여 상기 패킷의 제1 심볼들의 잔여 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 추정하는 단계; 상기 복수의 안테나에서 수신되는 다음의 복수의 심볼를 위해 CFO를 추정하고 보상하는 단계; 상기 복수의 안테나 중 해당하는 각각의 안테나로 상기 수신된 다음의 복수 심볼의 샘플들을 그룹으로 나누는 단계; 정수와 푸리에 추정의 향상된 버전을 이용하여 주어진 패킷에서의 도래각(AoA)을 추정하는 단계; 상관관계 대 각도 결과들을 평균 합에 추가하는 단계; 스펙트럼 평균화를 위해 가능하다면 가장 큰 주파수 차이를 갖는 다수의 채널로 다수의 패킷으로부터의 추정 결과들을 수집하는 단계; 및 상기 스펙트럼 평균화의 결과들을 보고하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 상기 스펙트럼 평균화 보고는 사용자 인터페이스에 제공될 수 있다.
다른 또 하나의 실시예에 따르면, 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 방법은, 복수의 안테나 요소를 갖는 안테나 어레이를 제공하는 단계; 상기 복수의 안테나 요소 중 적어도 하나의 안테나 요소에 수신되는 복수의 패킷을 수신하고 복조하기 위해 세미-간섭성(semi-coherent) 수신기를 제공하는 단계; 상기 복수의 패킷 중 각각의 패킷에 대해 잔여 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 결정하도록 그리고 서로 다른 위치들에서 상관관계 위상 값들을 결정하기 위해 상기 복수의 안테나 요소 사이를 스위칭하도록, 복수의 패킷을 수신하기 위해 상기 복수의 안테나 요소 사이를 스위칭하는 단계; 매 패킷의 일부분에서 잔여 CFO를 측정하는 단계; 매 패킷의 나머지 부분을 위해 잔여 CFO를 보상하는 단계; 및 상기 복수의 안테나 중 어떤 안테나들이 상기 복수의 패킷들 중 해당하는 각각의 패킷들을 수신하였는지에 근거하여 수신된 패킷들 중 각각의 패킷을 위한 신호 각도 데이터를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.
상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 정수 및 푸리에 추정의 향상된 버전은 수신된 복수의 패킷들의 AoA를 결정할 수 있다. 상기 방법의 추가 실시예에 따르면, 다중 경로 전파를 보상하는 상기 복수의 안테나 요소 중 다수의 안테나 요소에서 다수의 채널로 다수의 패킷을 수신하는 단계; 및 상기 다수의 패킷의 스펙트럼 평균화를 수행하기 위해 상기 다수의 패킷을 합으로 누산하는 단계를 더 포함할 수 있다.
또 하나의 실시예에 따르면, 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 시스템은, 복수의 패킷을 송신하기 위한 송신기; 복수의 안테나를 포함하는 안테나 어레이; 상기 복수의 안테나에 결합하는 안테나 스위치; 상기 안테나 스위치에 결합하는 수신기, - 상기 안테나 스위치는 상기 수신기를 한번에 하나씩 상기 복수의 안테나 각각에 결합시킬 수 있음 -; 및 상기 수신기와 상기 안테나 스위치에 결합하는 디지털 디바이스를 포함할 수 있고, 상기 수신기는 상기 복수의 안테나로 상기 복수의 패킷을 수신하고, 상기 복수의 안테나 중 각각의 안테나는 상기 송신기로부터 송신된 각 패킷의 심볼들을 수신하고, 상기 수신기는 상기 수신된 복수의 패킷 각각의 선택된 부분의 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 측정하고 보상하며, 상기 수신기는 각각의 수신된 심볼과 상기 송신기로부터의 신호의 재구성 구간 사이의 위상차를 결정하고, 상기 디지털 디바이스는 상기 안테나 어레이의 방향 특성을 이용하여 상기 신호의 도래각(AoA)를 결정한다.
추가 실시예에 따르면, 상기 디지털 디바이스는 마이크로컨트롤러일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 안테나 어레이는 복수의 패치 안테나를 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 안테나 어레이는 4개의 패치 안테나를 포함할 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 패치 안테나는 절연된 기판과 에어 갭 코어에 제조될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 패치 안테나는 원 편파(circularly polarized)일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 복수의 패치 안테나 각각은 서로 1/2 파장보다 더 멀리 배치될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 분리 스위치들이 상기 복수의 안테나와 상기 안테나 스위치 사이에 제공될 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 수신기는 각각의 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 의제 간섭성 수신기일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 안테나 어레이의 방향 특성은 상기 복수의 안테나 각각을 스위칭함으로써 조정될 수 있다.
다른 또 하나의 실시예에 따르면, 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 시스템은, 복수의 패킷을 수신하기 위한 수신기; 상기 수신기에 결합하는 디지털 디바이스; 복수의 안테나를 포함하는 안테나 어레이; 상기 복수의 안테나에 결합하는 안테나 스위치; 및 상기 안테나 스위치에 결합하는 송신기를 포함할 수 있고, 상기 안테나 스위치는 상기 송신기를 한번에 하나씩 상기 복수의 안테나 각각에 결합시키며, 상기 송신기는 상기 복수의 안테나로 상기 복수의 패킷을 송신하고, 상기 복수의 안테나 중 각각의 안테나는 심볼들을 포함하는 패킷들을 송신하고, 상기 수신기는 상기 수신된 복수의 패킷 각각의 선택된 부분의 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 측정하고 보상하며, 상기 수신기는 각각의 수신된 심볼과 상기 송신기로부터의 신호의 재구성 구간 사이의 위상차를 결정하고, 상기 디지털 디바이스는 상기 안테나 어레이의 방향 특성을 이용하여 상기 신호의 도래각(AoA)를 결정한다.
추가 실시예에 따르면, 상기 디지털 디바이스는 마이크로컨트롤러일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 수신기는 각각의 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 의제 간섭성 수신기일 수 있다. 추가 실시예에 따르면, 상기 안테나 어레이의 방향 특성은 상기 복수의 안테나 각각을 스위칭함으로써 조정될 수 있다.
본 개시는 첨부 도면들과 결합된 이하의 설명을 참조하면 보다 완전하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 무선 네트워크에서 신호 도래각을 결정하기 위한 시스템의 개략적인 블록도를 도시하는 도면이다.
도 2는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 무선 네트워크에서 신호 도래각을 결정하기 위한 시스템 일부의 개략적인 블록도를 도시하는 도면으로, 여기서 위치 탐색기(locator)는 별개의 안테나로 패킷들을 순차적으로 송신하고, 단일 안테나 수신기는 패킷들의 도래각을 결정한다.
도 3은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 수신기 아키텍처의 개략적인 블록도를 도시하는 도면이다.
도 4는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 4개의 요소 패치 안테나 어레이를 도시하는 도면이다.
도 5는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 4개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 데카르트 좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 6은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 4개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 극좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 7은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 2개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 데카르트 좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 8은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 2개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 극좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 9는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 20도 각도 범위에서 가장 큰 수신 전력 검출을 위해 푸리에 추정을 데카르트 좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 10은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 20도 각도 범위에서 가장 큰 수신 전력 검출을 위해 푸리에 추정을 극좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 11은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 20도 각도 이내의 오직 하나의 통로만을 갖고 요소 거리가 100mm인 안테나 어레이의 푸리에 추정을 데카르트 좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 12는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 20도 각도 이내의 오직 하나의 통로만을 갖고 요소 거리가 100mm인 안테나 어레이의 푸리에 추정을 극좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 13은 본 개시의 교시들에 따른, 평면 전자기파로 인해 여자되는(excited) 안테나 어레이의 개략도를 도시하는 도면이다.
도 14는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 무선 네트워크에서 신호 도래각을 결정하기 위한 개략적인 프로그램 맵의 동작을 도시하는 도면이다.
본 개시는 다양한 변형들 및 대안의 형태들을 허용하지만, 그의 특정 예시의 실시예들이 도면들에 도시되었고 본 명세서에서 상세히 설명된다. 하지만, 그 특정 예시의 실시예들에 대한 설명은 본 개시를 여기에 개시된 특정 형태들로 한정하고자 하는 것이 아니고, 오히려, 본 개시는 특허청구범위에 의해 정의되는 모든 변형들 및 균등물들을 포괄하는 것으로 이해되어야 한다.
도 1은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 무선 네트워크에서 신호 도래각을 결정하기 위한 시스템의 개략적인 블록도를 도시하는 도면이다.
도 2는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 무선 네트워크에서 신호 도래각을 결정하기 위한 시스템 일부의 개략적인 블록도를 도시하는 도면으로, 여기서 위치 탐색기(locator)는 별개의 안테나로 패킷들을 순차적으로 송신하고, 단일 안테나 수신기는 패킷들의 도래각을 결정한다.
도 3은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 수신기 아키텍처의 개략적인 블록도를 도시하는 도면이다.
도 4는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 4개의 요소 패치 안테나 어레이를 도시하는 도면이다.
도 5는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 4개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 데카르트 좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 6은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 4개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 극좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 7은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 2개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 데카르트 좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 8은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 2개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 극좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 9는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 20도 각도 범위에서 가장 큰 수신 전력 검출을 위해 푸리에 추정을 데카르트 좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 10은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 20도 각도 범위에서 가장 큰 수신 전력 검출을 위해 푸리에 추정을 극좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 11은 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 20도 각도 이내의 오직 하나의 통로만을 갖고 요소 거리가 100mm인 안테나 어레이의 푸리에 추정을 데카르트 좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 12는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 20도 각도 이내의 오직 하나의 통로만을 갖고 요소 거리가 100mm인 안테나 어레이의 푸리에 추정을 극좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프를 도시하는 도면이다.
도 13은 본 개시의 교시들에 따른, 평면 전자기파로 인해 여자되는(excited) 안테나 어레이의 개략도를 도시하는 도면이다.
도 14는 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 무선 네트워크에서 신호 도래각을 결정하기 위한 개략적인 프로그램 맵의 동작을 도시하는 도면이다.
본 개시는 다양한 변형들 및 대안의 형태들을 허용하지만, 그의 특정 예시의 실시예들이 도면들에 도시되었고 본 명세서에서 상세히 설명된다. 하지만, 그 특정 예시의 실시예들에 대한 설명은 본 개시를 여기에 개시된 특정 형태들로 한정하고자 하는 것이 아니고, 오히려, 본 개시는 특허청구범위에 의해 정의되는 모든 변형들 및 균등물들을 포괄하는 것으로 이해되어야 한다.
일반 시스템 설명
도 1을 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 무선 네트워크에서 신호 도래각을 결정하기 위한 시스템의 개략적인 블록도가 도시되어 있다. 무선 주파수 (RF) 태그(100)는 미지의 장소에서 RF 패킷들을 송신한다. 안테나 어레이(102)는 복수의 안테나, 예를 들어 RF 태그(100)로부터 송신되는 이들 RF 패킷을 수신하는 원 편파 패치 안테나들(circularly polarized patch antennas)을 포함할 수 있다. 각 안테나(102a, 102b, 102c, 102d)(4개가 예시의 목적으로 도시됨)는 RF 태그(100)에 결합하는 안테나(102)에 근접할 수 있는 분리(isolation) 스위치(104a, 104b, 104c, 104d)에 따라 각각 스위칭된다. 이들 분리 스위치(104)는 현재 미사용된 안테나들을 송신 라인들과 끊어진 상태로(off) 스위칭하여 송신 라인들(이 실시예에서는 50옴 마이크로스트립 라인임) 사이의 왜곡(crosstalk)을 감소시키도록 그들의 대응하는 각자의 안테나들(102)에 근접하여(가까이) 있는 것이 바람직하다. 송신 라인들(106)은 송신 라인들(106)을 통해 전파되는 RF 신호들에 위상 시프트 에러가 도입되지 않도록 실질적으로 동일 길이인 것이 바람직하다. 송신 라인들(106)은 RF 트랜시버(110)의 RF 포트에 결합하는 공통 포트를 갖는 다중-입력 포트 안테나 스위치(108)에 결합한다.
RF 트랜시버(110)는 RF 태그(100)에 의해 송신된 RF 패킷들을 수신하고, 검출하고 그리고 디코딩한다. RF 트랜시버(110)로부터 디코딩된 정보, 예컨대 태그로부터의 상태 정보 - 배터리 전압, 동작 모드, 위치 탐색(localization) 결과들을 향상시키기 위한 자이로, 가속도계 및 나침반과 같은 추가의 센서 데이터, 또는 임의의 종류의 사용자 데이터 - 가 이후에 더욱 상세하게 설명되듯이, 추가의 프로세싱을 위해 디지털 디바이스(118), 예컨대 마이크로컨트롤러 유닛(MCU)으로 송신된다.
RF 트랜시버(110) 및/또는 RF 태그(100)는 비한정적인 예로, MRF24XA RF 트랜시버(마이크로칩사(wwww.microchip.com)의 제품)일 수 있다. MRF24XA 데이터시트는 wwww.microchip.com에서 입수 가능하며, 모든 목적을 위해 본 명세서에 참조로서 통합된다. 본 개시의 교시에 따라, 본 명세서에 설명된 유사한 특징을 갖는 임의의 다른 유형의 무선 디바이스가 임의의 IEEE 802.15.4 표준 또는 독점적인 패킷들로부터 각도 데이터를 제공하기 위해 사용될 수 있음이 예상될 수 있고 본 발명의 범위 내에 있으며, 또한 디지털 통신 분야에서 통상의 지식을 가진자와 본 개시의 혜택을 가진자는 이런 RF 트랜시버들 중 하나 이상의 트랜시버를 이용하여 동일한 것을 용이하게 설계할 수 있다.
디지털 디바이스(118)는 제어 라인(114)을 통해 안테나 스위치(108)를 제어하거나 및/또는 제어 라인(116)을 통해 분리 스위치들(104)을 제어할 수 있다. RF 트랜시버(110)가 디지털 디바이스(118) 대신에 안테나 스위치(108) 및/또는 분리 스위치들(104)을 제어할 수 있다(RF 트랜시버(110)와, 스위치들(104 및 108) 사이의 제어 라인들은 도시되어 있지 않지만 암시될 수 있음)는 것은 예상되고 본 개시의 범위 내에 있다. RF 트랜시버(110)로부터 디지털 디바이스(118)로의 정보 송신은, 디지털 직렬 버스(112), 예컨대 SPI 인터페이스, 실시간 안테나 스위칭을 위한 인터럽트 라인, 그리고 범용 무선 인터럽트들을 위한 될 수 있는 한 하나 이상의 라인들을 통해서 성취될 수 있다. 디지털 프로세서(118)로부터 처리되어 출력되는 정보는 인터페이스 버스(122), 예컨대 개인용 컴퓨터(PC) 인터페이스 버스, 예컨대, USB, 파이어와이어, 이더넷 또는 RS-232를 통해서 제공될 수 있고, 심지어 무선이 RF 태그(100)의 위치 추적을 행하는 RF 트랜시버(110)와 같은 주파수를 이용하지만 않는다면 무선을 통해서도 제공될 수 있다.
이 특정 예시의 실시예들의 아키텍처는, RF 트랜시버(110)(예컨대 마이크로칩 MRF24XA RF 트랜시버)의 위치 탐색에 제공되는 하드웨어 지원에 의존한다. RF 트랜시버(110)는 상관관계 크기 및 위상 데이터를 저장할 수 있지만, 인입 RF 신호들에 대한 크기 및 각도 데이터를 측정할 수 있는 어떠한 이런 유형의 RF 트랜시버도 본 발명에 사용될 수 있고 예상될 수 있다. 본 명세서에 개시된 시스템과 방법과 결합하여 이런 하드웨어 디바이스를 사용하면, 전기 빔 형성 및 도래각(AoA) 추정을 제공할 수 있다. 전기 빔 형성, 크기 및 위상 데이터를 위해서는 다수의 송신 위치들이 필요하다.
도 1에 도시된 실시예에서는, 수신 모드 위치 탐색이 구현될 수 있다. 수신 모드 위치 탐색은 임의 유형의 IEEE 802.15.5를 준수하는 RF 태그들(100)이 신호, 예컨대 패킷들을 송신할 수 있음을 의미한다. 본 개시의 교시에 따라, 적절히 설계된 안테나 어레이(102)를 구비한 RF 트랜시버(110)는 태그 신호, 예컨대 패킷들을 수신하고, 그 후에 빔 형성을 수행할 수 있다. 이를 이루기 위해, 다수의 안테나들(102)이 적당한 위치로 배치될 수 있으며, RF 스위치들(104 및/또는 108)은 시간 시퀀스에 맞춰 RF 트랜시버(110)를 희망하는 안테나들(102)에 연결하는데 사용될 수 있다. 하나의 RF 스위치(108)만을 사용하면, 송신 라인들(106) 간에 충분한 분리를 제공할 수 없고, 이에 따라 안테나들(102) 간의 RF 분리에 영향을 미친다. 그러므로 송신 라인들(106) 각각에 RF 분리 스위치들(104)을 추가하면, 이후 안테나 스위치(108) 하나만 사용하여 안테나들(102) 간에 좀 더 좋은 신호 분리를 제공할 수 있다.
도 2를 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 무선 네트워크에서 신호 도래각을 결정하기 위한 시스템 일부의 개략적인 블록도가 도시되어 있으며, 여기서 위치 탐색기(도 1에 미도시됨)는 별개의 안테나로 패킷들을 순차적으로 송신하고, 단일 안테나 수신기는 패킷들의 도래각을 결정한다. RF 태그(200) 내의 RF 트랜시버(210)는 단일 안테나(202)의 이용을 제외하고는 본 개시에 설명된 동일한 RX 위치 탐색 특징(feature)을 사용한다. 다수의 안테나(102)를 구비한 위치 탐색기의 RF 트랜시버(110)는, 위치 탐색 모드를 송신하기 위해 하드웨어 지원을 받는다. 이것은 실질적으로 도 1에 도시된 바와 같이 동일 동작이지만, RF 트랜시버(110)가 공간 다이버시티 패킷들(도 1)에 의해 시프된 위상을 수신 RF 태그(200)에 송신하고 안테나들(102)이 이 위상을 수신 RF 태그(200)에 방사하는 경우에는 정반대이다. 이 경우에, RF 트랜시버(110)(도 1)는 캐리어 주파수 오프셋(CFO) 결정 주기(period) 후에 서로 다른 안테나(102)로(on) 각각의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS) 심볼를 송신한다. DSSS 심볼 송신 모드 동안에 안테나 스위칭은 본 명세서에 설명된 수신 모드 위치 탐색을 위해 도시된 바와 같은 방식으로 구현될 수 있다. RF 태그(200)의 RF 트랜시버(210)는 각 패킷에 대해 본 명세서에 설명된 바와 같은 방식으로, 단일 안테나(202)로 패킷들을 수신할 수 있고 태그(200)의 MCU(218)에 크기 및 위상 데이터를 제공할 수 있다. AoA 종속 위상 시프트는 (도 1에 도시된 RF 트랜시버(110)와 안테나들(102)로부터) 송신기 AoA에 포함되므로, 동일 방식으로 계산될 수 있다. RF 트랜시버(210)는, 비한정적인 예로 MRF24XA RF 트랜시버 또는 본 명세서에 설명된 바와 같은 유사한 특징을 갖는 다른 임의의 종류의 무선 디바이스일 수 있다.
RF 태그(200)를 수신 모드로 사용함으로써, 복수의 RF 태그들(200)은 위치 탐색기(RF 트랜시버(110) 및 안테나들(102))로부터 송신된 패킷들을 동시에 수신하여 각각의 RF 태그(200)에 수신된 패킷들의 해당하는 각각의 도래각을 결정할 수 있다. 이것은 RF 트랜시버(110)와 복수의 안테나들(102)을 이용하여 단지 단일 세트의 패킷 송신으로부터 많은 수의 RF 태그들(200)에 위치 및/또는 움직임 표시들(indications)을 빠르게 제공할 수 있다. 예를 들어, "스마트" 쇼핑 카트들은 각각 RF 태그(200)를 구비하고, 고가의 상품들(예컨대, 텔레비전, 셀폰, 개인용 컴퓨터, 쥬얼리 등)도 RF 태그(200)를 구비한다. 각 RF 태그(200)는 또한, 계산 후에 중앙 모니터링 스테이션(미도시됨)에 패킷들 각각의 도래각을 송신할 수 있는데, 여기서 중앙 모니터링 스테이션은 각 RF 태그(200) 위치, 위치 변경 및/또는 한 위치로부터 또 하나의 위치로의 변경속도를 디스플레이할 수 있다. 이들 특징은 재고 목록 및 보안 목적으로 태그(200) 위치들을 모니터링하는데 효과적으로 사용될 수 있다.
안테나 설계
빔 형성 이론에 근거하여, 안테나 어레이는 서로 다른 위치들, 예컨대 공간 분화(spatial differentiation)로부터의 크기 및 위상 데이터를 가져야 한다. 다음의 단계들은 RF 태그의 내부 위치 탐색을 위한 적절한 안테나 어레이의 구축을 제공할 수 있다:
안테나 어레이 요소를 위한 기본 안테나 종류를 선택하고,
안테나 요소의 개수를 결정하고, 그리고
안테나 요소들 간의 거리(들)를 결정한다.
안테나 종류의 선택
빔 형성 이론에 의하면, 임의의 종류의 안테나 어레이가 사용될 수 있고 그리고 어레이에 따라 +/-90도 시각(angle of view)을 가질 수 있다. 현실에서는, 안테나들이 서로에 근접하면(예컨대, d < λ), 각도 측정의 오류를 일으킬 수 있는 상당한 간섭이 안테나들 사이에서 관측될 수 있을 것이다. 이 때문에 요소들 간에 충분한 (> ~20dB) 분리를 제공할 수 있는 안테나 종류들을 선택하는 것이 바람직하다. 2.4GHz 범위에서는, 예를 들어 패치 안테나들이 위에 언급된 요구 조건들을 충족할 것이다. 또한, 편파(polarization)는 중요한 역할을 한다. 직경로(direct path)에서 댐핑하는 교차 편파 경우에는, 사용자가 약 20dB 손실을 관측할 것이다. 편파 변경을 일으킬 수 있는 반사가 실재할 수 있는 경우에는, 반사된 신호가 직경로로부터의 신호보다 클 수 있다. 따라서, 원 편파 패치 안테나들이 최적의 선택일 수 있다.
위치 탐색은 어떤 추가의 안테나 설계도 요구하지 않는다. 위치 탐색은 사용자의 필요에 의거하여 정상적으로 작동되어야 한다. 사용자는 저 비용 제품을 희망할 것이고, 따라서 패치 안테나들은 유리 에폭시 FR4(또는 FR4 + 에어 갭) 기판 위에 구성될 수 있다. 대체 기판들은 비한정적인 예로, 결과적으로 더 작은 안테나 어레이 어셈블리를 만들 수 있는 세라믹 재질들과 같은 것들이 사용될 수 있다. 도 4에 도시된 예시의 안테나 어레이에서는, FR4 기판 플러스(+) 에어 갭 코어가 직각 결절(square truncated)의 원 편파 패치 안테나들을 포함할 수 있다.
안테나 요소의 개수
사용되는 패치 안테나들의 수가 전기적으로 형성된 빔의 폭을 결정할 수 있다. 요소들이 많으면 많을수록 빔 폭은 더 좁아질 것이다. 따라서 각도 분해능은 요소 총수에 의해 결정될 수 있다. 또한, 빔 폭은 안테나 어레이에 사용된 빔 형성 방법의 종류에 좌우되는 것에 유의해야 한다. 대략 1도의 정밀성을 달성하기 위해, 4개의 안테나 요소들이 선택되었다. 이 구성에서 푸리에 추정을 이용하는 빔은, 대략 1도의 정밀성으로 방향들을 구별할 정도로 급격(sharp)하다. 이런 정밀성은 환경에 좌우될 수 있다. 그래서 전형적인 환경이 대략 1도 정밀성을 얻기 위해 가정된다.
도 5를 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 4개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 데카르트 좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프가 도시되어 있다. 도 6을 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 4개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 극좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프가 도시되어 있다. 빔은 대략 +/- 16도 폭이고, 대략 1도 이내로 구별될 정도로 급격하다.
도 7을 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 2개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 데카르트 좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프가 도시되어 있다. 도 8을 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 2개의 패치 안테나 요소들을 이용하여 푸리에 추정을 극좌표 평면에 도시한 개략적인 그래프가 도시되어 있다. 빔은 대략 +/- 40도이다. 빔 폭은 여기서 더 넓고 그리고 1도 정밀성 이내에서 구별될 정도로 급격하지 않다. 도 5 내지 도 8은 +/- 90도 시각으로 시뮬레이션된다. 넓은 빔에서의 더욱 중요한 문제는 다수의 경로가 구별될 수 없다는 것이다. 도 4에 도시된 안테나 실시예에서는, 4개의 패치 요소들이 이런 이유로 선택되었다. 다른 애플리케이션들은 요구된 환경 및 분해능에 좌우되어 안테나 요소들의 수가 더 필요하거나 또는 덜 필요할 수 있다.
오로지 극 곡선(polar)만을 이용하는 도 6 및 도 8(4요소 및 2요소 각각)을 비교하면, 4개의 요소 경우에서는 전체 빔 폭이 32도이며, 이는 빔 폭이 80도이고 편평한 2개의 요소 경우에 비해 훨씬 더 급격하다. 실제 환경에서의 최대 포인트들과 해당하는 각도를 찾는 것은 빔이 좁을수록 더 정확하다. 전형적인 환경들에서의 측정에 의하면, 1도의 정밀성을 위해서는 4개의 안테나가 필요할 수 있다. 직경로와 반사의 결과 사이를 구별하기 위해서는 급격한 빔이 바람직하다. (반사 경우에는 다수의 피크가 실재하고; 보통은 더 큰 피크가 직경로이다). 빔이 너무 급격하면, 직경로 주위에서 너무 많은 반사 +/-5도가 발견될 수 있어 추가의 프로세싱을 더 어렵게 할 수 있다.
안테나 요소들 간의 거리 결정
빔 형성 이론에 의하면, 안테나 요소는 λ/2보다 작은 거리 내에 배치될 것이다. 전류 유전체 코어(FR4 + 에어 갭)에서는 패치 요소 폭이 대략 48밀리미터이지만, 반면에 공기 중의 λ/2는 62.5mm이다. 그러므로 이웃하는 패치 안테나들의 에지들 사이의 거리는 대략 14.5mm일 것이다. 패치 안테나들이 이와 같이 가까이 배치된다면, 충분한 분리는 달성될 수 없다. 하지만, 패치 안테나들이 더 멀리, 예컨대 λ/2보다 더 크게 배치되면, 엘리어싱 효과가 생긴다. 이것은 추가 빔이 정상적인 빔에 대해 더 직각(perpendicular)이나 덜 직각인 것 같이 보임을 의미한다. 이 빔의 정확한 각도 및 크기는 안테나 어레이들의 거리에 좌우된다. 이 빔이 전기적으로 회전이 될 때에는, 엘리어싱된 빔이 회전하여 화각(angle of view)이 되므로 그 결과 거짓 알람이 생길 수 있다.
가상 송신기가 안테나들로부터 충분히 멀리 배치될 때(이 시뮬레이션에서는 30미터임) 이런 엘리어싱 효과의 예는 d = 50 밀리미터(mm)와 d = 100mm 안테나 거리를 사용한다. 도 9 및 도 10을 보면, 20도 각도 이내에서 하나의 경로만을 갖는 안테나 어레이의 푸리에 추정 그래프들이 도시되어 있고 요소 거리는 50mm(< λ/2)이다. 20도로부터 가장 큰 수신 전력을 검출하기 위해서, 도 9는 데카르트 플롯(plot)을 도시하고, 도 10은 극 플롯을 도시한다. 50mm 거리에서는 하나의 메인 돌출부(lobe)만이 존재한다.
도 11 및 도 12를 보면, 20도 각도 이내의 오직 하나의 경로만을 갖고 요소 거리가 100mm인 안테나 어레이의 푸리에 추정이 도시되어 있다. 20도 각도 이내에서 가장 큰 수신 전력을 검출하기 위해서, 도 11은 데카르트 플롯을 도시하고, 도 12는 극 플롯을 도시한다. 100mm 거리에서는 2개의 돌출부, 메인 돌출부 및 엘리어싱 돌출부가 실재한다. 바람직하게는, 가장 작은 가능한 간섭이 요망되며, 따라서 안테나는 +/- 45도에서 동작하도록 가능하다면 멀리 떨어져 배치될 수 있다(이로 인해 사용자는 도 1에 도시된 위치 탐색 디바이스를 방의 구석들에 배치할 수 있어 상기 방을 완전히 커버할 수 있다). 엘리어싱 돌출부의 크기는 안테나의 거리에 좌우된다. 따라서 이 화각 요구 조건을 충족하는 상술한 안테나 설계에서 최대 거리를 결정하도록 시뮬레이터가 구축된다. 대략 80mm 중앙 대 중앙 거리가 이 실시예에서의 요구 조건들을 충족하는데 최적일 수 있음이 판명되었다.
시뮬레이터 동작
이하의 단계들이 최적의 안테나 어레이 공간 배치를 결정하는데 사용될 수 있다:
1) 요소 거리가 하나의 파라미터인 어레이의 정면의 희망하는 시계(field of view)(이 실시예서는 +/- 45도)에, 가상 태그를 1도 단위로 모든 곳에 배치한다.
2) 태그 위치를 모든 각에 대해 주어진 어레이 셋업으로 추정한다.
3) 추정 에러가 모든 각에 요구되는 1도보다 작은지를 체크한다.
4) 또 하나의 어레이 셋업으로 동일한 방법을 수행한다.
서로 다른 설계 파라미터를 갖는 요구 조건들에서는, 최적의 안테나 어레이 및 시계 요구 조건을 위한 최적의 거리를 결정하기 위해 상술한 단계들이 사용될 수 있다.
도 4를 보면, 본 개시의 특정 실시예에 따른, 4개의 요소 패치 안테나 어레이가 도시되어 있다. 각 패치 안테나는 대략 48mm 정사각형 모양일 수 있고, 패치 안테나들 사이의 중앙에서 중앙까지의 거리는 대략 80mm일 수 있으며, 그리고 FR4 유리섬유 코어 기판(460)은 두께가 약 1.5mm이고, 반사기 평면과 인쇄 회로 보드(PCB) 사이의 에어 갭은 5mm이다. 패치 안테나는 전형적으로 2개의 파트: 패치 그 자체와 반사기 평면을 포함한다. RF 전도성 금속 반사기 평면은 1.5mm 두께 PCB의 바닥(botton) 레이어에 제공될 수 있지만, 이런 경우에는 최적의 대역폭이 달성될 수 없다. 반사기 평면과 패치 사이의 거리가 증가하는 경우에는 패치 안테나의 대역폭도 또한 증가할 것이다. 이런 안테나 시뮬레이션을 위한 피드 포인트(feed point) 임피던스는 대략 50 오옴일 수 있다.
수신기 아키텍처 및 내부 CFO 보상
무선 통신 시스템들에서는, 합성된 캐리어 주파수가 수정 발진기 주파수 안정성 및 정밀성에 좌우된다. 온도에 걸쳐 정확하거나 또는 절대적으로 안정하지 않는 수정 발진기 주파수는, 송신 및 수신 둘 다 손상, 즉 캐리어 주파수 오프셋과 샘플링 드리프트 오프셋을 일으킨다. IEEE 802.15.4 표준은 공칭(nominal) 값에 대하여 +/- 40ppm 캐리어 주파수 오프셋 허용 오차를 명시한다. 이는 2개의 노드 사이에서 최악의 경우의 편차 +/- 80ppm를 나타낸다. MRF24XA RF 트랜시버(110)의 대역폭 프로세서는 캐리어 주파수 오프셋(CFO)의 그 양을 추정하고 보상하도록 설계된다. 또한, MRF24XA RF 트랜시버(110)는 IEEE 802.15.4 준수 신호들을 복조하기 위한 블록-간섭성(block-coherent) 수신기 체인을 구비한다. 도 3을 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 수신기 아키텍처의 개략적인 블록도가 도시되어 있다. RX 모드에서는, MRF24XA RF 트랜시버(110)가 도 3에 도시된 개략적인 블록도에 의해 나타내어 질 수 있다.
도 3에 도시된 수신기 아키텍처는 다음의 기능 블록들을 포함할 수 있다.
1. 아날로그-디지털 변환기(ADC)(418)는 RF 태그(100) 수신 신호로부터 인입 I/Q 신호들을 디지털 도메인으로 변환하는데 사용될 수 있다. 샘플링 주파수는 초당 8메가 샘플(MSps)일 수 있다. 디지털화된 신호는 도 3에서 x로 지칭된다.
2. 매칭 필터(422)는 다음의 수식에 따라서 인입 I/Q 샘플들에 대한 주파수 판별을 수행할 수 있다:
여기서 α∈[0,1]이고, 0은 + 회전을 의미하고, 반면에 1은 - 회전을 의미한다.
3. 프리앰블 상관기(434)는 상기 매칭 필터(422) 출력 zi와 IEEE 802.15.4 표준에 정의된 프리앰블 사이에 콘볼루션(convolution)을 수행한다.
여기서, cm = 
이다.
시퀀스는 MSK 포맷으로 변환될 수 있음에 주의해야 한다. L은 DSSS 심볼의 칩들의 수(=32)이다.
4. DSSS 복조기(424)는 16 병행 디-스프레딩(concurrent de-spreading) 연산들을 수행할 수 있다. 디-스프레더 연산들은 IEEE 802.15.4 표준에 정의된 32칩 롱 시퀀스들 중 하나에 해당된다.
여기서 L은 DSSS 심볼의 칩들의 수(=32)이고, n은 DSSS 심볼 수이며, csm,k 변수는 O-QPSK 방식의 k번째 DSSS 시퀀스의 m번째 칩을 나타낸다.
5. COORDIC(428)는 통신 분야에서 통상의 지식을 가진자에게 잘 알려진 대로, 복소수 상관관계를 카르데시안으로부터 극 좌표들로 변환하는데 사용될 수 있다.
6. 자동 주파수 제어(AFC)(430)는 캐리어 주파수 오프셋을 추정하는데 사용될 수 있다.
2MSps 샘플링 주파수에서는
7. 수치 제어 발진기(432)와 디지털 믹서(420)가 캐리어 주파수 오프셋을 보상하는데 사용될 수 있다.
수신기 제어 흐름은 패킷 수신 동안에 다음의 단계들을 구비할 수 있다.
a) 초기화하고,
b) 프리앰블 상관관계(M)의 크기가 소정의 임계 한계 값을 초과할 때까지 대기하고,
c) CFO 추정 목적을 위해 2연속 DSSS 심볼 상관관계를 수행하고,
d) 이전 단계에서 계산된 DSSS 심볼들의 각도를 계산하고,
e) 실제 패킷을 위해 CFO를 계산하고 그리고 나머지 패킷을 위해 NCO+MIXER를 제어하고,
f) SFD 조사 및 페이로드(payload) 프로세싱하고,
g) 패킷의 끝에서 a)로 간다.
내부 CFO 추정이 e)에서 끝난 후에, AFC 동작은 정지되고(frozen), 따라서 어떤 CFO 트래킹도 패킷의 나머지에서 구현되지 않는다. 잔여 CFO가 항상 실재하고(<13ppm @ 2.4Ghz), MCU(118)는 후처리 동안에 잔여 CFO를 처리할 수 있음에 주의해야 한다. 기저대역(baseband) 프로세서는 각각의 그리고 모든 인입 DSSS 심볼에 대해 COORDIC(428) 기능을 수행할 수 있고, 그리고 MCU(118)에 각도 및 상관관계 크기 정보를 제공할 수 있다. 모든 DSSS 심볼 수신 후에 이들 각도 및 상관관계 크기 정보 값들은 MCU(118)의 레지스터(미도시됨)에 저장될 수 있다. MCU(118)가 이 데이터를 적시에 수신하기 위해서는, 인터럽트가 RF 트랜시버(110)로부터 MCU(118)로 어서트될 수 있다. 각 DSSS 심볼 경계(boundary)에서, RF 트랜시버(110)(예컨대, MRF24XA)는 내부 레지스터 값에 근거하여 타이머를 설정할 수 있다. 이 타이머가 만료되면 인터럽트가 설정될 수 있다. 이 조정 가능한 지연으로 인해, 프로그래머는 일정한 인터럽트 처리 시간(들)을 미세하게 동조(tune)시켜 안테나들이 대략 경계들에서 확실히 스위칭되게 하고 그리고 다음 심볼 도착 전에 측정 결과들이 판독되게 할 수 있다.
정수 빔 형성 이론
도 13을 보면, 본 개시의 교시들에 따른, 평면 전자기파로 인해 여자되는 안테나 어레이의 개략도가 도시되어 있다. 도 13에 도시된 바와 같이, 안테나 어레이는 복수의 안테나 요소(N이 도시되어 있음)를 포함할 수 있고, 그들 사이에 거리가 d일 수 있다. 도래각 θ를 갖는, RF 태그(100)로부터의 평면파 RF 신호는 안테나(102)의 각각에서 복소수 신호로서 수신될 수 있다. 그 결과로서의 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
여기서 N는 안테나 요소들의 수이고, d는 안테나 구성요소들 사이의 거리이고, θ는 평면파의 도래각이며, zi는 각 안테나에서 수신된 복소수 신호이고, hi는 각각의 안테나 구성요소i를 위한 복소수 곱셈기이며, 그리고 ∑는 안테나 구성요소들(102)로 수신된 신호 입력들의 복소수 합이다.
도 13에 도시된 기하학적 구조를 보면, θ 방향으로부터 다가오는 평면파는 다음의 수신 신호 벡터를 생성할 것임은 명백하다.
여기서
여기서 λ는 공기 중의 파장이고, sT가 "s 전치 행렬(s transpose)"을 지칭하는 것을 제외하고는, 모든 표기법들이 위에서 설명되었다.
θ로부터의 평면파 여자의 경우에 y를 최대화하기 위해서는, 부응하여 h 벡터를 선택해야 한다:
여기서 s*는 "s 켤레(conjugate)"를 지칭한다.
출력 y는 매트릭스 표기법을 이용하여 계산될 수 있다:
여기서 sH는 "전치 행렬 켤레"를 지칭한다.
수신된 평균 신호 전력을 얻고자 한다면:
여기서:
여기까지는, 상술한 수식들이 종래 방식의 전기 빔 형성을 포함한다. 위치 탐색이 다른 추정 방법들과 함께 사용될 수 있고, 그리고 모든 목적을 위해 본 명세서에서 고려될 수 있다.
θ을 알 수 없을 때 무엇을 할 것인가?
도래각을 알 수 없는 경우에는 원하는 정밀도를 가지고 화각의 모든 각도들에 대해 수신된 평균 신호 강도를 계산해야 하고, 그리고 어떤 추정 각도(본 명세서에 개시된 특정 예시의 실시예의 경우에는 1도 정밀도를 가진 +/- 45도)가 가장 큰 평균 수신 전력을 획득하는지를 확인해야 한다. 이 경우에, 단지 상술한 설명대로 공식들을 구현할 수 있지만, 계산 시간동안에 해결책이 최적화되지 않을 것이다.
계산 시간을 개선하는 방식들
표현 변경 - 트랜시버가 각도 데이터를 정수 포맷으로 보고하는 경우
1) 각도 표현: RF 트랜시버(110)는 12비트의 2의 보수(two's complement) 포맷의 각도를 표시한다(-2048은 -π를 나타내고, +2047는 +π를 나타냄).
2) zi 결과물은 다음의 포맷으로 판독될 수 있다.
여기서: Corrmag는 주어진 심볼에 대한 RF 트랜시버(110)로부터의 상관관계 크기이고, Corrang는 주어진 심볼에 대한 RF 트랜시버(110)로부터의 상관관계 각도이다.
3) 표적 MCU 디바이스는 부동 소수점 유닛을 구비하지 않아 정수 계산만 하므로 상당한 시간을 절약할 수 있다.
4) 표현 변경이 이중으로 되는 것을 회피하기 위해서, 사인 및 코사인 함수들은 무선의 각도 표현에 따라 직접 작용하도록 재정의되었다. 이들 함수에서는, Z를 대해서 실수부와 허수부가 계산될 수 있다.
5) 이들 삼각 함수는 보통 -1...1 범위의 결과를 리턴한다. 이들 삼각 함수의 결과도 정수 값으로 저장될 수 있도록 일정한 정수 곱셈기가 적용되었다.
6) 이런 특별 표현에 따라, 계산된 Pm(θ)은 어떤 물리적인 의미도 가지지 않는다.
7) 본 방법은 Pm(θ)이 최대인 각도를 탐색하기 때문에, 이 실수 단위(real units) 손실은 그 결과들을 얻음에 있어 어떤 문제도 일으키지 않는다. 그러므로 최대값을 필요로 하지 않는다.
Jozsef Nemeth에 의해 "Radio Frequency TAG Location System and Method"라는 발명의 명칭으로 2012년 11월 1일 공개된 공동 소유의 미국특허공개 2012/0276921 A1에 보다 상세하게 설명된 대로, 잔여 CFO가 보상될 때에만 푸리에 추정이 가능하며, 상술한 미국특허공개는 모든 목적을 위해 본 명세서에 참조로서 통합된다. 차이점은 "잔여 CFO 보상" 부분이 이것에 유사한 정수 표현을 위해 재정의되었다는 것이다.
매트릭스 연산의 단순화
위의 공식(6)은 단순화를 시작하기 위해 더 심도있는 분석을 요구한다: 4개의 안테나 요소들로 해결책이 도시되어 있지만, 임의 크기의 안테나 어레이에 대해서도 작동된다. 계산을 개선하기 위한 방식:
1) 수식 내부의 모든 매트릭스들은 복소수이지만, 결과의 실수부만이 필요하다.
2) 입력 값들과 관계없이, 매트릭스들은 단순화를 가능케 하는 특정 형식을 가질 수 있다.
매트릭스 R는 다음과 같은 형식을 가질 수 있으므로 특정될 수 있다:
매트릭스는 거의 대칭적인데, 그 이유는 주요 대각선의 양측에 복소수 켤레 쌍들을 가지기 때문이다. 유사한 형식의 s 벡터를 교체함으로써, 이 형식을 수식으로 교체하면:
해야 할 일은 위의 수식의 끝에서의 합계 중 실수부를 계산하는 것이다. 복소수 계산의 기본적인 규칙에 따라 그것은 임의의 복소수 
로서 도시될 수 있다:
이는 다음을 의미한다:
수식 (11) 및 (12)의 수학적인 단순화에 따라 수식 (10) 끝에서의 최종 합계는 다음과 같이 계산될 수 있음이 명백하다:
1) "대각선" 내의 모든 값들은 실수이며, 그들은 계산되어야 한다.
2) "대각선"의 실수부 일면을 계산하고 그리고 실수부 일면에 2를 곱하는 것으로 충분하다.
3) 추가의 개선은 S1 = 1로서 적용될 수 있다.
마이크로프로세서가 80MIPS로 구동하는 예시의 실시예에서, 정수 계산들은 대략 3 밀리초가 걸릴 수 있고, 반면에 비-향상된 계산들은 26 밀리초까지 걸릴 수 있다. 인입 인터럽트 타이밍으로 인해 애매함이 있을 수 있다. 유사한 단순화들이 다른 종류의 빔 형성 방법들과 함께 작동될 수 있고 그리고 모든 목적을 위해 본 명세서에 고려된다.
각도 추정 태스크
본 개시의 일부 실시예들에 따르면, MCU(118)는 다음을 제공할 수 있다: 인터럽트 요청 후에 매 심볼 경계에서 각도 데이터를 수집하고 그리고 주어진 패킷이 순환 중복 검사(CRC) 에러 없이 수신된 경우에는 각도 데이터를 버퍼에 푸시한다. 주요 루프에서, 순환 버퍼가 비어있지 않다면, 제1 패킷이 선택되어 다음 계산이 수행될 수 있다: a) 의제 간섭성(quasi-coherent)의 수신기로부터 판독된 각도 결과를 정규화하고(예컨대, 12비트 2의 보수로부터 정수로 표현을 변경함), b) 제1 심볼들의 잔여 CFO를 추정하고(여기서 하나의 안테나만이 연속적으로 수신하는데 사용되었음), c) 예를 들어 미국특허공개 US2012/0276921호(모든 목적을 위해 본 명세서에 참조로서 통합됨)에 기재된 방법에 따라, 심볼의 나머지에 CFO를 보상하고, d) 해당하는 안테나들을 위해 샘플들을 그룹화하고 비한정적인 예로, 요구된 정밀도를 가지고 시각의 모든 각도들에 대해 푸리에 추정 (전기 빔 형성)을 수행한다. 하나의 패킷에 관한 추정 결과는 테스트된 각도들의 함수(function)의 상관관계 결과들이다. e) 상기 결과를 다른 채널들에서 취할 수 있었던 다른 패킷들로부터의 이들 결과들을 누적하는 합계에 추가한다. 유사한 스펙트럼의 평균화 기능들이 스펙트럼 분석기들에서 수행된다. f) 주어진 수의 패킷들로부터 결과들이 합계에 추가된 경우에는, 각도 대 상관관계를 플롯하고 그리고 그 최대 상관관계 및 해당하는 각도를 찾고, g) 추정된 각도 또는 완료된 추정 그래프를 보고한다. 플롯에는, 만일 반사들이 있다면 다수의 피크가 있을 수 있다. 대부분의 경우(RF 태그(100)가 상응해서 배치되었을 때)에는, 이들 피크 중 하나가 직접 경로의 각도이지만, 반드시 가장 큰 피크일 필요는 없다. 이 때문에, 여분의(redundant) 정보가 이용 가능할 때에 이 합계가 추가의 다중-경로 취소에 사용될 수 있다.
도 14를 보면, 본 개시의 특정 예시의 실시예에 따른, 무선 네트워크에서 신호 도래각을 결정하기 위한 개략적인 프로그램 맵의 동작이 도시되어 있다. RF 태그(100)는 수신하는 RF 트랜시버(110)로 IEEE 802.15.4 준수 패킷들 (또는 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS)를 갖는 임의의 종류의 패킷들)을 송신한다. 숫자(130)는 DSSS 심볼 경계들을 나타낸다. IEEE 표준 802.15.4 PHY에 따르면, 16 서로 다른 32 칩 롱 DSSS 코드와 함께 2Mbps 칩 레이트가 사용된다. 따라서 하나의 코드는 250kbps에서의 4비트를 나타낸다. 이 때문에, 패킷에 전부 걸쳐서 발견될 수 있는 서로 다른 심볼 경계들에 뒤따라 볼 때(after) 심볼 경계들이 16㎲이다. 숫자(134)는 RF 태그(100) 송신의 끝을 나타낸다. 숫자(136)는 시간이 조금 지난 후에 RF 태그(100)가 가능하다면 또 하나의 무선 주파수 채널로 또 하나의 패킷을 송신하기 시작한 것을 나타낸다.
RF 트랜시버(110)는 패킷을 수신하고, 패킷 프리앰블 구간(phase) 동안에는 하드웨어 캐리어 주파수 오프셋(CFO) 추정을 수행하여 감도를 증가시키고 신호 대 잡음 비(SNR)를 개선한다. 라인들(138)은 지연된 심볼 경계의 위치를 나타낸다. 정확한 위치/지연은 RF 트랜시버(110)의 레지스터를 통해 조절 가능할 수 있다. 이것이, MCU(118)가 안테나들(102)을 정확하게 DSSS 심볼 경계들에서 확실하게 스위칭하도록 전파 및 처리 시간들을 동조하는데 사용될 수 있다. 숫자(140)는 MCU(118)에 지연된 DSSS 심볼 인터럽트 요청을 나타내고, 숫자(142)는 MCU(118) 내의 지연된 DSSS 심볼 인터럽트 처리기를 나타낸다.
MCU(118)는 지연된 DSSS 인터럽트 요청(140)에 따라 다음을 수행한다:
1) CFO 주기가 (예컨대, DSSS 경계에서 100ns 정밀도)로 끝나면(over) 안테나 스위칭을 수행한다. 예를 들어, CFO에 필요한 심볼들의 수는 시뮬레이션에서 결정되었다. 원시(raw) 측정 데이터가 컴퓨터에서 시뮬레이트되었고 동일한 계산이 작동되었다. 최적화 후에, MRF24XA RF 트랜시버(110)를 사용할 때에는 40 심볼들이 가장 좋은 결과들을 제공하는 것으로 결정되었다.
2) 인터페이스 버스(112)(도 1 참조)를 통해 MCU(118)로 송신된 상관관계 데이터를 수신한다.
3) 수신된 상관관계 데이터는 MCU(118)의 버퍼에 저장된다.
다른 RF 트랜시버들에서는, 완료된 패킷을 위해 이런 데이터를 저장하기 위한 메모리가 충분할 수 있다. 또한, 이 스위칭 체계는 RF 트랜시버(110) 하드웨어에서 구현될 수 있다. 이런 능력이 구비된다면, MCU(118) 상호 작용의 필요는 패킷이 수신될 때에만있을 수 있다.
숫자(144)는 패킷의 끝에서 RF 트랜시버(110)로부터 MCU(118)로의 인터럽트 요청을 나타낸다. MCU(118)의 입력 포트(146)는 RF 트랜시버(110)로부터의 인터럽트 요청을 수신한다. 위치 탐색 모드에서는 인터럽트(144)가 다음 방식으로 처리될 수 있다.
1) 무엇이 인터럽트를 일으켰는지 결정하기 위해 인터럽트 레지스터들을 판독한다.
2) MRF24XA는 복수의 인터럽트들을 가지는데, 위치 탐색을 위해서는 패킷 수신 인터럽트 및 패킷 필터 인터럽트가 적절하다.
3) 패킷에 오류가 생기거나(CRC가 실패하거나) 또는 목적지 어드레스가 매칭되지 않을 때에는 (그것은 패킷이 또 하나의 디바이스로 송신되어짐을 의미함) 패킷 필터 인터럽트가 제기된다. 제1 DSSS 심볼이 도착할 때에는, 수신기는 패킷의 아무것도 알 수 없고, 그래서 데이터는 저장될 것이다. 이 때문에, 패킷이 필터링될 때에는 버퍼 콘텐츠가 폐기되어야 한다.
4) 패킷 수신 인터럽트:
a) 소스 어드레스가 트래킹되고 있는 디바이스 어드레스와 매칭되지 않을 경우에는 패킷 수신 인터럽트가 이후 폐기될 것이다.
b) 패킷이 적절한 디바이스로부터인 경우에는, 현안의 측정 데이터를 버퍼로 푸시하고 패킷 타임아웃 카운터를 소거한다(패킷 타임아웃은 태스크들 중 여기에서 언급됨)
숫자(148)는 버퍼 프로세싱을 나타내며, 여기서 버퍼에 유효 측정 데이터가 있을 때마다 데이터 프로세싱이 시작된다. 기본적으로 이것은 각도 추정 태스크라는 제목하에서 위에서 보다 상세하게 기술된 단계들로 이루어지는 각도 추정 태스크가 구동할 수 있는 하나의 가능한 시간이다.
도 14는 본 개시의 교시에 따라, 병렬로 일어나는 주요 동작들을 도시한다. 도 14의 좌측 부분은 송신하는 RF 태그(100)가 무엇을 할 수 있지를 보여주며, 중간 부분은 RF 트랜시버(110)의 동작을 보여주며, 그리고 우측 부분은 MCU(118)의 동작을 보여준다. 시간은 도 14의 정상으로부터 바닥으로 흐른다. RF 태그(100)는 주기적으로 패킷들을 송신한다. DSSS 심볼 경계들은 라인들(120)에 의해 표시된다. 이들 경계들은 (현재의 실시예에 있는) IEEE 802.15.4 표준에 정의된 대로, 매 16㎲에서 서로를 뒤따른다.
(이 실시예의 RF 태그 위치 시스템에 있는) 수신기 엔드에서의 RF 트랜시버(110)는 이들 패킷들을 무선으로 수신한다. 모든 패킷을 위해, RF 트랜시버(110)는 내부 CFO 보상을 2개의 단계: a) 프리앰블 구간 동안에, b) 잔여 CFO를 줄이기 위한 각도 추정 동안에 수행할 수 있으며, 이들 단계는 Jozsef Nemeth에 의해 "Radio Frequency TAG Location System and Method"라는 발명의 명칭으로 2012년 11월 1일 공개된 공동 소유의 미국특허공개 2012/0276921 A1에 보다 상세하게 설명되어 있으며, 이 미국특허공개는 모든 목적을 위해 본 명세서에 참조로서 통합된다. 패킷 수신 동안에, RF 트랜시버(110)는 MCU(118)를 향해서 지연된 DSSS 경계 인터럽트 요청들(140)을 발생시킬 수 있다. 물리적인 DSSS 경계와 인터럽트 사이의 지연은 RF 트랜시버(110)의 내부 레지스터에 의해 정의될 수 있다.
(숫자(134)로서 도시된) 모든 패킷의 끝에서, RF 트랜시버(110)는 그의 레지스터의 파라미터들에 근거하여 내부 필터링을 수행하며, 이는 www.microchip.com에서 입수 가능한 MRF24XA 데이터시트에 보다 상세하게 설명되어 있으며, 상기 데이터시트는 모든 목적을 위해 본 명세서에 참조로서 통합된다. 가능한 필터들은 비한정적인 예로, 필터 CRC, 목적지 어드레스 불일치, 패킷 종류 불일치, 및 다른 필터들일 수 있고, 이들에 대해서는 MRF24XA 데이터시트에 보다 상세하게 기재되어 있다. 패킷이 필터링되는 경우에, RF 트랜시버(110)는 MCU(118)를 향해 일반 인터럽트 요청을 설정할 수 있고, 그리고 필터링된 패킷을 나타낼 수 있는 플래그들을 설정할 수 있다. 패킷이 CRC를 정정(CRC correct)하지만 필터링되지 않은 경우에는, 수신 인터럽트 플래그가 내부에 설정될 수 있고 그리고 일반 인터럽트가 같은 방식으로 송신될 수 있다. 이 실시예에서, DSSS 인터럽트 라인 및 일반 무선 인터럽트 라인이 서로 다른 포트들에 존재할 수 있다. MCU(118)가 이들 인터럽트들을 수신하면, MCU(118)는 지연된 DSSS 심볼 인터럽트(142)와, RF 트랜시버(110)로부터의 인터럽트 요청(144)을 수신하는 MCU(118)의 입력 포트(146)와, 그리고 데이터 프로세싱(148)에 대해 설명되는 동작들을 수행할 수 있고, 이에 대해서는 위에서 보다 상세하게 기재되어 있다.
복수의 패킷들이 적어도 0.25의 변조 인덱스(예컨대, 최소 시프트 키잉), 그리고 바람직하게는 변조 인덱스가 약 0.25 * n (n은 양의 정수일 수 있음)일 수 있는 0.25의 배수, 를 갖는 신호들로부터 복소수 상관관계 각도와 크기의 추출을 가능케 하는 임의의 유형 또는 종류의 변조를 이용하여 송신될 수 있음이 예상되고 본 발명의 범위 내에 있다. 비한정적인 예로, 연속 위상 주파수 편이 변조(continuous phase frequency shify-keying)(CPFSK) 및 오프셋 직교 위상 편이 변조(offset quadrature phase-shift keying)(OQPSK)일 수 있다.
복수의 패킷들이 적어도 0.25의 변조 인덱스(예컨대, 최소 시프트 키잉), 그리고 바람직하게는 변조 인덱스가 약 0.25 * n(n은 양의 정수일 수 있음)일 수 있는 0.25의 배수, 를 갖는 주파수 시프트 키잉(FSK) 신호들로부터 복소수 상관관계 각도와 크기의 추출을 가능케 하는 임의의 유형 또는 종류의 변조를 이용하여 송신될 수 있음이 예상되고 본 발명의 범위 내에 있다. 비한정적인 예로, 오프셋 직교 위상 편이 변조(OQPSK)일 수 있다.
본 명세서에 기재된 시스템들 및 방법들은 인입 신호의 크기와 위상을 측정할 수 있는 임의의 종류의 무선 디바이스에 의해 기능을 다할 수 있음이 예상되고 본 발명의 범위 내에 있으며, 디지털 통신 설계 분야에서 통상의 지식을 가진자 그리고 본 개시의 혜택을 가진자는 본 명세서의 청구범위 범위 및 사상 내에 있을 대체 가능한 설계들을 용이하게 제시할 수 있을 것이다. Jozsef Nemeth에 의해 "Automatic Frequency Control Under Low Signal-to-Noise Conditions"라는 발명의 명칭으로 등록된 공동 소유의 미국특허 US8,548,033 B2에 보다 상세하게 설명되어 있으며, 이 미국특허는 모든 목적을 위해 본 명세서에 참조로서 통합된다.
본 개시의 실시예들은 본 개시의 예시적인 실시예들을 참조하여 특별히 도시되고 설명되고 정의되었지만, 이러한 참조는 본 개시의 한정을 의미하지 않고 이러한 한정이 추정되지도 않는다. 개시된 본 발명은 이 기술분야에 통상의 기술을 가지고 본 개시의 혜택을 갖는 사람들에게는 형태와 기능에 있어서 상당한 수정, 대체, 및 균등물들이 가능하다. 본 개시의 도시되고 설명된 실시예들은 단지 예로서, 본 개시의 범위를 한정하지 않는다.
Claims (42)
- 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 방법으로서,
안테나 어레이의 복수의 안테나로 복수의 패킷을 포함하는 신호를 수신하는 단계, - 상기 복수의 안테나 중 각 안테나는 송신기로부터 송신된 상기 복수의 패킷의 심볼들을 순차적으로 수신함 -;
상기 수신된 복수의 패킷 각각의 선택된 부분으로부터 신호의 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 측정하고 보상하는 단계;
각 수신된 심볼과 상기 송신기로부터의 상기 신호의 재구성 구간(phase) 사이의 위상 차를 결정하는 단계; 및
상기 안테나 어레이의 방향 특성을 이용하여 상기 신호의 도래각(AoA)을 결정하는 단계를 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제1항에 있어서,
상기 복수의 패킷은 상기 AoA의 결정에 영향을 미치는 다중 경로 전파를 감소시키기 위해 복수의 서로 다른 주파수로 송신되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제1항에 있어서,
각 수신된 패킷의 각도 데이터를 마이크로컨트롤러에 제공하는 단계를 더 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제3항에 있어서,
상기 마이크로컨트롤러는 인터럽트를 수신한 후에 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이를 스위칭하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제1항에 있어서,
상기 안테나 어레이에 결합되는 수신기는, 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이를 스위칭하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제1항에 있어서,
상기 신호 각도 데이터를 결정하는 단계는 각 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 의제 간섭성 수신기에 의해 수행되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제6항에 있어서,
상기 각 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 단계는 수신된 복수의 패킷의 각 패킷에 관한 상관관계 크기 및 각도를 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제4항에 있어서,
상기 마이크로컨트롤러로의 인터럽트는 처리 대기 시간 및 안테나 스위칭 시간을 보상하도록 지연되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제5항에 있어서,
상기 안테나 어레이에 결합되는 상기 수신기는 처리 대기 및 안테나 스위칭 시간을 보상하도록 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이의 스위칭을 지연하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제1항에 있어서,
상기 복수의 패킷은 복수의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS) 심볼를 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제1항에 있어서,
상기 DSSS 심볼들은 IEEE 802.15.4를 준수하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 방법으로서,
안테나 어레이의 복수의 안테나로 복수의 패킷을 포함하는 신호를 송신하는 단계, - 상기 복수의 안테나들의 각 안테나는 수신기로 상기 복수의 패킷의 심볼들을 순차적으로 송신함 -;
상기 수신기에 의해 수신된 상기 복수의 패킷 각각의 선택된 부분으로부터 신호의 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 측정하고 보상하는 단계;
각 수신된 심볼과 상기 송신기로부터의 상기 신호의 재구성 구간 사이의 위상 차를 결정하는 단계; 및
상기 안테나 어레이의 방향 특성을 이용하여 상기 신호의 도래각(AoA)을 결정하는 단계를 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제12항에 있어서,
상기 복수의 패킷은 상기 AoA의 결정에 영향을 미치는 다중 경로 전파를 감소시키기 위해 복수의 서로 다른 주파수로 수신되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제12항에 있어서,
각 수신된 패킷의 각도 데이터를 상기 안테나 어레이와 연관된 마이크로컨트롤러에 제공하는 단계를 더 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제14항에 있어서,
상기 마이크로컨트롤러는 인터럽트를 수신한 후에 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이를 스위칭하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제12항에 있어서,
상기 안테나 어레이에 결합되는 송신기는 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이를 스위칭하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제12항에 있어서,
상기 신호 각도 데이터를 결정하는 단계는 각 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 의제 간섭성 수신기로 수행되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제17항에 있어서,
상기 각 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 단계는 수신된 복수의 패킷의 각 패킷에 관한 상관관계 크기 및 각도를 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제15항에 있어서,
상기 마이크로컨트롤러로의 인터럽트는 처리 대기 시간 및 안테나 스위칭 시간을 보상하도록 지연되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제16항에 있어서,
상기 안테나 어레이에 결합되는 상기 송신기는 처리 대기 및 안테나 스위칭 시간을 보상하도록 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들 사이의 스위칭을 지연하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제12항에 있어서,
상기 복수의 패킷은 복수의 직접 시퀀스 확산 스펙트럼(DSSS) 심볼를 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제12항에 있어서,
상기 DSSS 심볼들은 IEEE 802.15.4를 준수하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 방법으로서,
인터럽트 요청 후에 패킷의 매 심볼 경계에서 각도 데이터를 수집하는 단계;
순환 중복 검사(CRC) 에러 없이 패킷이 수신될 때에는 상기 각도 데이터를 버퍼로 푸시하는 단계;
상기 버퍼로부터 제1 패킷을 선택하는 단계;
복수의 안테나 중 한 안테나만을 이용하여 상기 패킷의 제1 심볼들의 잔여 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 추정하는 단계;
상기 복수의 안테나에서 수신되는 다음의 복수의 심볼를 위해 CFO를 추정하고 보상하는 단계;
상기 복수의 안테나 중 해당하는 각각의 안테나로 상기 수신된 다음의 복수 심볼의 샘플들을 그룹으로 나누는 단계;
정수와 푸리에 추정의 향상된 버전을 이용하여 주어진 패킷에서의 도래각(AoA)을 추정하는 단계;
상관관계 대 각도 결과들을 평균 합에 추가하는 단계;
스펙트럼 평균화를 위해, 가능하다면 가장 큰 주파수 차이를 갖는 다수의 채널로 다수의 패킷으로부터의 추정 결과들을 수집하는 단계; 및
상기 스펙트럼 평균화의 결과들을 보고하는 단계를 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제23항에 있어서,
상기 스펙트럼 평균화 보고는 사용자 인터페이스에 제공되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 방법으로서,
복수의 안테나 요소를 갖는 안테나 어레이를 제공하는 단계;
상기 복수의 안테나 요소 중 적어도 하나의 안테나 요소에 수신되는 복수의 패킷을 수신하고 복조하기 위해 세미-간섭성(semi-coherent) 수신기를 제공하는 단계;
상기 복수의 패킷 중 각각의 패킷에 대해 잔여 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 결정하도록 그리고 서로 다른 위치들에서 상관관계 위상 값들을 결정하기 위해 상기 복수의 안테나 요소 사이를 스위칭하도록, 복수의 패킷을 수신하기 위해 상기 복수의 안테나 요소 사이를 스위칭하는 단계;
매 패킷의 일부분에서 잔여 CFO를 측정하는 단계;
매 패킷의 나머지 부분을 위해 잔여 CFO를 보상하는 단계; 및
상기 복수의 안테나 중 어떤 안테나들이 상기 복수의 패킷들 중 해당하는 각각의 패킷들을 수신하였는지에 근거하여 수신된 패킷들 중 각각의 패킷을 위한 신호 각도 데이터를 결정하는 단계를 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제25항에 있어서,
정수 및 푸리에 추정의 향상된 버전은 수신된 복수의 패킷들의 AoA를 결정하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 제25항에 있어서,
다중 경로 전파를 보상하는 상기 복수의 안테나 요소 중 다수의 안테나 요소에서 다수의 채널로 다수의 패킷을 수신하는 단계; 및
상기 다수의 패킷의 스펙트럼 평균화를 수행하기 위해 상기 다수의 패킷을 합으로 누산하는 단계를 더 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법. - 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 시스템으로서,
복수의 패킷을 송신하기 위한 송신기;
복수의 안테나를 포함하는 안테나 어레이;
상기 복수의 안테나에 결합하는 안테나 스위치;
상기 안테나 스위치에 결합하는 수신기, - 상기 안테나 스위치는 상기 수신기를 한번에 하나씩 상기 복수의 안테나 각각에 결합시킴 -; 및
상기 수신기와 상기 안테나 스위치에 결합하는 디지털 디바이스를 포함하고,
상기 수신기는 상기 복수의 안테나로 상기 복수의 패킷을 수신하고, 상기 복수의 안테나 중 각각의 안테나는 상기 송신기로부터 송신된 각 패킷의 심볼들을 수신하고,
상기 수신기는 상기 수신된 복수의 패킷 각각의 선택된 부분의 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 측정하고 보상하며,
상기 수신기는 각각의 수신된 심볼과 상기 송신기로부터의 신호의 재구성 구간 사이의 위상차를 결정하고,
상기 디지털 디바이스는 상기 안테나 어레이의 방향 특성을 이용하여 상기 신호의 도래각(AoA)를 결정하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제28항에 있어서,
상기 디지털 디바이스는 마이크로컨트롤러인, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제28항에 있어서,
상기 안테나 어레이는 복수의 패치 안테나를 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제28항에 있어서,
상기 안테나 어레이는 4개의 패치 안테나를 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제30항에 있어서,
상기 복수의 패치 안테나는 절연된 기판과 에어 갭 코어에 제조되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제30항에 있어서,
상기 복수의 패치 안테나는 원 편파인, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제30항에 있어서,
상기 복수의 패치 안테나 각각은 서로 1/2 파장보다 더 멀리 배치되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제28항에 있어서,
상기 복수의 안테나와 상기 안테나 스위치 사이에 분리 스위치들을 더 포함하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제28항에 있어서,
상기 수신기는 각각의 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 의제 간섭성 수신기인, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제28항에 있어서,
상기 안테나 어레이의 방향 특성은 상기 복수의 안테나 각각을 스위칭함으로써 조정되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 시스템으로서,
복수의 패킷을 수신하기 위한 수신기;
상기 수신기에 결합하는 디지털 디바이스;
복수의 안테나를 포함하는 안테나 어레이;
상기 복수의 안테나에 결합하는 안테나 스위치; 및
상기 안테나 스위치에 결합하는 송신기를 포함하고,
상기 안테나 스위치는 상기 송신기를 한번에 하나씩 상기 복수의 안테나 각각에 결합시키며,
상기 송신기는 상기 복수의 안테나로 상기 복수의 패킷을 송신하고, 상기 복수의 안테나 중 각각의 안테나는 심볼들을 포함하는 패킷들을 송신하고,
상기 수신기는 상기 수신된 복수의 패킷 각각의 선택된 부분의 캐리어 주파수 오프셋(CFO)을 측정하고 보상하며,
상기 수신기는 각각의 수신된 심볼과 상기 송신기로부터의 신호의 재구성 구간 사이의 위상차를 결정하고,
상기 디지털 디바이스는 상기 안테나 어레이의 방향 특성을 이용하여 상기 신호의 도래각(AoA)를 결정하는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제38항에 있어서,
상기 디지털 디바이스는 마이크로컨트롤러인, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제38항에 있어서,
상기 수신기는 각각의 수신된 패킷에 대해 복소수 상관관계를 계산하는 의제 간섭성 수신기인, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제38항에 있어서,
상기 안테나 어레이의 방향 특성은 상기 복수의 안테나 각각을 스위칭함으로써 조정되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 시스템. - 제10항에 있어서,
상기 복수의 패킷은 신호의 오프셋 직교 위상 편이 키잉(OQPSK) 변조를 이용하여 송신되는, 무선 네트워크에서의 도래각 결정 방법.
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US201361784046P | 2013-03-14 | 2013-03-14 | |
| US61/784,046 | 2013-03-14 | ||
| PCT/US2014/025717 WO2014160052A1 (en) | 2013-03-14 | 2014-03-13 | System and method for determining an angle of arrival in a wireless network |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| KR20150131001A true KR20150131001A (ko) | 2015-11-24 |
Family
ID=50442708
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| KR1020157023594A Withdrawn KR20150131001A (ko) | 2013-03-14 | 2014-03-13 | 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 시스템 및 방법 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20140269389A1 (ko) |
| KR (1) | KR20150131001A (ko) |
| CN (1) | CN105026948A (ko) |
| TW (1) | TW201445170A (ko) |
| WO (1) | WO2014160052A1 (ko) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20210062155A (ko) * | 2019-11-21 | 2021-05-31 | (주)비이인터렉티브 | 비콘 신호를 이용한 이동체의 감지 장치 |
| WO2022030923A1 (ko) * | 2020-08-03 | 2022-02-10 | 삼성전자 주식회사 | 도래각 데이터 획득 방법 및 이를 지원하는 전자 장치 |
Families Citing this family (40)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9521520B2 (en) * | 2013-11-13 | 2016-12-13 | Cisco Technology, Inc. | Distributed-input OFDM angle-of-arrival scheme for location determination |
| KR102449214B1 (ko) * | 2015-05-13 | 2022-09-30 | 주식회사 에이치엘클레무브 | 도래각 추정 장치 및 이를 이용한 도래각 추정 방법 |
| EP3171192A1 (fr) | 2015-11-18 | 2017-05-24 | The Swatch Group Research and Development Ltd. | Procede de localisation d'une balise par angles d'arrivee |
| US10539645B2 (en) | 2016-01-22 | 2020-01-21 | GM Global Technology Operations LLC | Angle of arrival estimation |
| US10094902B2 (en) * | 2016-02-22 | 2018-10-09 | Apple Inc. | Dual frequency angle of arrival estimation |
| DE102016204997B4 (de) * | 2016-03-24 | 2024-06-27 | Volkswagen Aktiengesellschaft | Vorrichtung, Verfahren und Computerprogramm zum Lokalisieren von mobilen Geräten |
| US9887869B2 (en) | 2016-05-06 | 2018-02-06 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method of compensating carrier frequency offset in receivers |
| US20170332249A1 (en) * | 2016-05-11 | 2017-11-16 | Mediatek Inc. | Methods and Apparatus for Generating Beam Pattern with Wider Beam Width in Phased Antenna Array |
| US10288715B2 (en) | 2016-09-09 | 2019-05-14 | Raytheon Company | Systems and methods for direction finding using augmented spatial sample covariance matrices |
| US10444887B2 (en) | 2016-09-20 | 2019-10-15 | Cypress Semiconductor Corporation | Force sensing |
| US10768265B2 (en) * | 2016-11-09 | 2020-09-08 | Raytheon Company | Systems and methods for direction finding using compressive sensing |
| US11994604B2 (en) * | 2017-03-15 | 2024-05-28 | Cypress Semiconductor Corporation | System and methods for improving secure phase-based positioning accuracy |
| US10481236B2 (en) * | 2017-03-15 | 2019-11-19 | Cypress Semiconductor Corporation | Systems and methods for estimating angle of arrival in a wireless device |
| KR20240038833A (ko) * | 2017-03-28 | 2024-03-25 | 오토매톤, 인크. | Rfid 태그의 위치 추적 방법 및 위치 추적 장치 |
| US10756831B2 (en) * | 2017-07-31 | 2020-08-25 | Massachusetts Institute Of Technology | Characterizing transmit channels from an antenna array to a transceiver |
| KR102129440B1 (ko) * | 2017-11-29 | 2020-07-08 | 주식회사 후본 | 연성회로기판에 기반한 통신 장치 |
| US10705177B2 (en) * | 2018-05-14 | 2020-07-07 | Raytheon Company | Method and system for determining an unambiguous angle of arrival using interferometry |
| US11368809B2 (en) | 2018-08-18 | 2022-06-21 | Iosea, Llc | Single antenna direction finding and localization |
| CN110857973B (zh) * | 2018-08-23 | 2021-11-26 | 华为技术有限公司 | 一种到达角估计方法及设备 |
| US11194031B2 (en) * | 2018-11-27 | 2021-12-07 | Qualcomm Incorporated | Apparatus and techniques for 3D reconstruction with coordinated beam scan using millimeter wave radar |
| US11313937B2 (en) * | 2018-12-14 | 2022-04-26 | Qorvo Us, Inc. | Systems and methods for angle of arrival estimation |
| US11664858B2 (en) * | 2018-12-20 | 2023-05-30 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Antenna system for use in distributed massive MIMO networks |
| TWI693744B (zh) * | 2019-01-22 | 2020-05-11 | 緯創資通股份有限公司 | 天線系統 |
| US10992419B1 (en) | 2020-03-12 | 2021-04-27 | Nxp B.V. | Wireless communications device and method for performing an angle measurement |
| US11388209B2 (en) * | 2020-03-19 | 2022-07-12 | DTEN, Inc. | Interactive broadcast |
| US11768266B2 (en) * | 2020-03-31 | 2023-09-26 | WiTagg, Inc. | System and method for estimating the angle of arrival using antenna arrays |
| US11428772B2 (en) * | 2020-05-26 | 2022-08-30 | Nxp B.V. | Compensating for crosstalk in determination of an angle of arrival of an electromagnetic wave at a receive antenna |
| US11262430B2 (en) * | 2020-06-16 | 2022-03-01 | Silicon Laboratories Inc. | Positioning and self-calibration mechanism using moving AoA locator |
| US10862520B1 (en) * | 2020-06-25 | 2020-12-08 | Link Labs, Inc. | Apparatus and method for mitigating effects of multipath interference between wireless communication nodes via constraint of estimated node location |
| CN113992251B (zh) * | 2020-07-09 | 2024-05-14 | 台达电子工业股份有限公司 | 波束成形系统及波束产生器 |
| EP4002702B1 (en) | 2020-11-20 | 2024-10-02 | Nxp B.V. | A receive path |
| US11770287B2 (en) * | 2020-12-30 | 2023-09-26 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus for receiver with carrier frequency offset correction using phase and frequency information and associated methods |
| US11784671B2 (en) * | 2020-12-30 | 2023-10-10 | Silicon Laboratories Inc. | Apparatus for receiver with carrier frequency offset correction using frequency information and associated methods |
| US12057919B2 (en) * | 2021-01-14 | 2024-08-06 | Qualcomm Incorporated | Reporting angular offsets across a frequency range |
| US11668781B2 (en) * | 2021-05-19 | 2023-06-06 | Texas Instruments Incorporated | Angle of arrival estimation using a single receive chain |
| EP4174511A1 (en) | 2021-10-29 | 2023-05-03 | Nxp B.V. | A transceiver |
| EP4180833A1 (en) * | 2021-11-16 | 2023-05-17 | TMY Technology Inc. | Method for measuring angle of arrival with phased array |
| CN114449650A (zh) * | 2021-12-13 | 2022-05-06 | 西安电子科技大学 | 一种基于5g的单基站定位方法 |
| CN115226204B (zh) * | 2022-06-26 | 2024-11-29 | 广东利通科技投资有限公司 | 一种基于单射频链路的远距离无线电车辆定位方法 |
| WO2024030070A1 (zh) * | 2022-08-01 | 2024-02-08 | 华为技术有限公司 | 一种角度确定方法和装置 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6489923B1 (en) * | 1999-09-16 | 2002-12-03 | Nortel Networks Limited | Position location method and apparatus for a mobile telecommunications system |
| JP2001196975A (ja) * | 2000-01-17 | 2001-07-19 | Nec Corp | Ｃｄｍａ方式無線基地局用の同期捕捉回路 |
| US7245672B2 (en) * | 2002-06-27 | 2007-07-17 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for phase-domain semi-coherent demodulation |
| US7720509B2 (en) * | 2003-10-02 | 2010-05-18 | Toshiba America Research, Inc. | Harmonized adaptive arrays |
| US8284721B2 (en) * | 2008-06-26 | 2012-10-09 | Apple Inc. | Methods and apparatus for antenna isolation-dependent coexistence in wireless systems |
| US8848624B2 (en) * | 2009-08-17 | 2014-09-30 | Broadcom Corporation | Multi-user uplink communications within multiple user, multiple access, and/or MIMO wireless communication systems |
| US8797213B2 (en) * | 2009-09-30 | 2014-08-05 | Broadcom Corporation | Methods and systems for estimating angle of arrival |
| US8548033B2 (en) | 2010-12-23 | 2013-10-01 | Microchip Technology Incorporated | Automatic frequency control under low signal-to-noise conditions |
| US8688140B2 (en) | 2011-04-26 | 2014-04-01 | Microchip Technology Incorporated | Radio frequency tag location system and method |
| US9008167B2 (en) * | 2012-12-29 | 2015-04-14 | Intel Corporation | Methods and arrangements for phase tracking for multi-mode operation in wireless networks |
-
2014
- 2014-03-13 KR KR1020157023594A patent/KR20150131001A/ko not_active Withdrawn
- 2014-03-13 US US14/208,031 patent/US20140269389A1/en not_active Abandoned
- 2014-03-13 CN CN201480011632.6A patent/CN105026948A/zh active Pending
- 2014-03-13 WO PCT/US2014/025717 patent/WO2014160052A1/en active Application Filing
- 2014-03-14 TW TW103109792A patent/TW201445170A/zh unknown
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20210062155A (ko) * | 2019-11-21 | 2021-05-31 | (주)비이인터렉티브 | 비콘 신호를 이용한 이동체의 감지 장치 |
| WO2022030923A1 (ko) * | 2020-08-03 | 2022-02-10 | 삼성전자 주식회사 | 도래각 데이터 획득 방법 및 이를 지원하는 전자 장치 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20140269389A1 (en) | 2014-09-18 |
| CN105026948A (zh) | 2015-11-04 |
| TW201445170A (zh) | 2014-12-01 |
| WO2014160052A1 (en) | 2014-10-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR20150131001A (ko) | 무선 네트워크에서 도래각을 결정하기 위한 시스템 및 방법 | |
| Hajiakhondi-Meybodi et al. | Bluetooth low energy-based angle of arrival estimation via switch antenna array for indoor localization | |
| Chen et al. | $ M^ 3$ M 3: Multipath Assisted Wi-Fi Localization with a Single Access Point | |
| CN110351655B (zh) | 一种基于信号多径传播测量的室内定位方法及系统 | |
| CN204331020U (zh) | 阅读器 | |
| CN113655435B (zh) | 到达角度的确定方法、装置、信号接收设备、系统和介质 | |
| KR20190065307A (ko) | 다중 안테나 송신기의 출발각 파악 | |
| US10707975B2 (en) | Use of coherent signal dispersion for signal source association | |
| JP7488623B2 (ja) | マルチパスを緩和した位置測位を提供する装置、システム及び方法 | |
| CN107241698B (zh) | 一种无接触感知追踪方法 | |
| US20160291123A1 (en) | Css localization system | |
| US20140225804A1 (en) | Multiplexed antenna localizing | |
| Tong et al. | Batch localization based on OFDMA backscatter | |
| Paulino et al. | Self-localization via circular bluetooth 5.1 antenna array receiver | |
| Garg et al. | Sirius: A self-localization system for resource-constrained iot sensors | |
| Paulino et al. | Design and experimental evaluation of a bluetooth 5.1 antenna array for angle-of-arrival estimation | |
| EP2342579A1 (en) | Method and system for estimating the location of a mobile terminal | |
| CN113923087A (zh) | 基于特定天线阵列切换顺序的载波频率偏移误差消除方法及系统 | |
| Pisa et al. | On the generalization of deep learning models for aoa estimation in bluetooth indoor scenarios | |
| US11555932B2 (en) | Round trip phase extended range | |
| EP4235204B1 (en) | Angle-of-arrival estimation method for arbitrary antenna spacings and corresponding communication device | |
| JP2024506971A (ja) | 測位方法、ゲートウェイ及び測位装置 | |
| López et al. | Leaky Wave Antenna-Equipped RF Chipless Tags for Orientation Estimation | |
| Miyazawa et al. | Monopulse switching to cancel phase offset in array antenna comprising multiple COTS SDRs | |
| Mohaghegh et al. | New Design of antenna array for bluetooth direction finding |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PA0105 | International application |
Patent event date: 20150828 Patent event code: PA01051R01D Comment text: International Patent Application |
|
| PG1501 | Laying open of application | ||
| PC1203 | Withdrawal of no request for examination | ||
| WITN | Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid |