WO2013038992A1

WO2013038992A1 - 混合器

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Publication number: WO2013038992A1
Application number: PCT/JP2012/072833
Authority: WO
Inventors: 柿沼　裕二; 正人 ▲高▼橋
Original assignee: Tdk株式会社
Priority date: 2011-09-16
Filing date: 2012-09-07
Publication date: 2013-03-21
Also published as: US9030251B2; US20140043086A1; JP2013065985A; JP5790359B2

Abstract

【課題】　乗算信号の出力低下を回避しつつ、低いローカルパワーで作動可能とする。【解決手段】　磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、高周波信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を入力したときに磁気抵抗効果によって両信号Ｓ１，Ｓ２を乗算して電圧信号（乗算信号）Ｓ３を生成する磁気抵抗効果素子２の磁化自由層に対し、磁場印加部３より発生する磁場を膜面法線方向、または膜面方向から膜面法線方向に傾けて掛けることで、Ｑ値の高い共振特性を得ることができ、大きな乗算信号を得ることができ、さらに狭帯域周波数選択性の機能を有する周波数変換装置を提供する。

Description

混合器

　本発明は、磁気抵抗効果素子を用いて乗算信号を生成する混合器、に関するものである。

　近年、無線通信に割り当てられる周波数帯域は飽和しつつある。その対策として「無線オポチュニスティックシステム（radio-opportunistic）」、または「コグニティブ通信」と呼ばれる動的割り当ての概念が研究されている。その原理は周波数スペクトルを解析し、混み合う占有周波数帯域を避け、新たに利用可能な非占有周波数帯域を識別し判断し、通信手法を移行することに本質がある。しかしながら、この動的周波数割り当てを実現するためには、超広帯域の発振器やチューナブルフィルタが必要とされる。

　一般に携帯端末器の受信性能（感度及び選択性）はバンドパスフィルタと混合器で決まる。特に周波数帯域を有効に利用し、省エネルギーで遠隔無線通信を実現させるためには高いＱ値（Ｑ値とは振動の状態を表し、この値が高いほど振動が安定である。）を持つバンドパスフィルタが望まれる。チューナブルフィルタになる要件として、フィルタの中心周波数が移動でき、且つ、通過帯域を広げたり、狭めたりすることを行なう制御が必要となる。既存のＳＡＷ（Surface Acoustic Wave：表面弾性波素子の意味であり、詳細は圧電体の表面を伝播する弾性表面波を利用したフィルタ素子）、ＢＡＷ（Bulk Acoustic Wave：バルク弾性波と呼ばれる圧電膜自体の共振振動を利用したフィルタ素子）などの振動型共振子では目下実現不可能ではあるものの、携帯端末器に入るようなコンパクトなチューナブルバンドパスフィルタは未だ実現できていない。

　一方で、磁気抵抗効果素子として磁化固定層と磁化自由層との間に非磁性材料で形成されたスペーサー層を介在させて構成されたＴＭＲ（Ｔｕｎｎｅｌ　Ｍａｇｎｅｔｏｒｅｓｉｓｔｉｖｅ）素子が知られている。このＴＭＲ素子では、電流を流したときにスピン偏極電子が流れて、磁化自由層内に蓄積されるスピン偏極電子の数に応じて磁化自由層の磁化の向き（電子スピンの向き）が変化する。一定の磁場内に配置された磁化自由層では、その磁化の向きを変更しようとしたときに、磁場によって拘束される安定な方向へ復元するように電子スピンに対してトルクが働き、特定の力で揺らされたときに、スピン歳差運動と呼ばれる振動が発生する。

　近年、ＴＭＲ素子等の磁気抵抗効果素子に対して高い周波数の交流電流を流した場合において、磁化自由層に流れる交流電流の周波数と磁化の向きに戻ろうとするスピン歳差運動の振動数とが一致したときに、強い共振が発生する現象（スピントルク強磁性共鳴）が発見された（非特許文献１参照）。また、磁気抵抗効果素子に外部から静磁界を印加し、かつこの静磁界の方向を磁化固定層の磁化の方向に対して層内で所定角度傾けた状態では、磁気抵抗効果素子は、ＲＦ電流（スピン歳差運動の振動数（共振周波数）と一致する周波数のＲＦ電流）が注入されたときに、注入されたＲＦ電流の振幅の２乗に比例する直流電圧をその両端に発生させる機能、つまり、２乗検波機能（スピントルクダイオード効果）を発揮することが知られている。また、この磁気抵抗効果素子の２乗検波出力は、所定の条件下において半導体ｐｎ接合ダイオードの２乗検波出力を上回ることが知られている（非特許文献２参照）。

　本願出願人は、磁気抵抗効果素子の２乗検波機能に着目して、低いローカルパワーで作動可能な混合器への用途を検討し、既に提案している（特許文献１参照）。磁気抵抗効果素子の混合器は、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部を備え、第１高周波信号Ｓ１およびローカル用の第２高周波信号Ｓ２を入力したとき、磁気抵抗効果によって乗算信号Ｓ４を生成する。しかしながら、乗算信号Ｓ４は５０Ω整合回路のままでは著しく減衰してしまうことから、前記乗算信号Ｓ４に対するインピーダンスが、前記第１高周波信号Ｓ１および前記第２高周波信号Ｓ２に対するインピーダンスよりも高くなるようにするため、インピーダンス回路（フィルタまたはコンデンサまたはアクティブ素子）を、第１高周波信号Ｓ１と第２高周波信号Ｓ２を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子の間に配設することを提案した（特許文献２参照）。

　上述のような磁気抵抗効果素子の混合器の現象が知られつつも、このような現象を工業的に利用できる高周波デバイスは知られておらず、発見の応用が期待されていた。本願出願人は、磁気抵抗効果素子の２乗検波機能において、共振特性に応じて乗算信号出力が増減し、周波数的な選択機能があることを知り得たが、高いＱ値が得られず、周波数選択範囲がかなり広いため、工業的な応用が見出せなかった。

Nature, Vol.438, 17 November, 2005,pp.339-342 まぐね，Vol.2, No.6, 2007, pp.282-290 特開２００９－２４６６１５号公報特開２０１０－２７８７１３号公報

　本願出願人が上記の混合器について継続して検討を行った結果、この混合器では、磁気抵抗効果による２乗検波出力（混合器における乗算信号の信号レベル）は、磁気抵抗効果素子の共振特性に大きく依存していることが分かった。そして、共振特性のＱ値を高めることで、乗算信号のレベル増大が期待されると共に、工業的応用のため周波数選択性を高めたフィルタ性能も望まれていた。しかし、磁気抵抗効果素子の共振特性のＱ値を高める方法に課題があった。

　本発明は、かかる課題を解決すべくなされたものであり、乗算信号の出力の低下を回避しつつ、低いローカルパワーで作動可能な混合器を提供することを主目的とする。

　上記目的を達成すべく本発明に係る混合器は、磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部とを備え、前記磁場印加部より発生する磁場を前記磁化自由層の膜面に対して法線方向に掛け、前記磁化自由層に法線方向の磁場がかかるように構成されている。

　また、本発明に係る混合器は、前記磁場印加部より発生する磁場が前記磁気抵抗効果素子の磁化自由層に対して膜面方向から膜面法線方向に５°～１７５°傾けた角度の範囲になるように磁気抵抗効果素子と磁場印加部とが配置されている。

　また、本発明に係る混合器は、前記磁場印加部より印加される法線方向の磁化成分を与え、前記磁化自由層にＱ値１００以上の共振特性を発生させ、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号の乗算信号を得るように構成されている。

　また、本発明に係る混合器は、前記乗算信号に対するインピーダンスが前記第１高周波信号および前記第２高周波信号に対するインピーダンスよりも高く、かつ前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されたインピーダンス回路とを備え、前記インピーダンス回路は、前記第１高周波信号および前記第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含むフィルタ（第１のフィルタ）、自己共振周波数帯域が前記通過帯域に規定されている容量性素子、５０Ω入力抵抗を持つ半導体アンプのいずれかで構成されている。

　また、本発明に係る混合器は、前記乗算信号を入力して出力伝送路に当該出力伝送路の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで出力すると共に、入力インピーダンスが当該出力インピーダンスよりも高い値に規定されたインピーダンス変換回路を備えている。

　また、本発明に係る混合器において、前記磁場印加部は、前記磁場の強さを一定に維持する。

　また、本発明に係る混合器において、前記磁場印加部は、電流供給部、磁場発生用配線および磁気ヨークを備えている。磁気ヨークは、頂部磁性体、そしてその両側に側面部磁性体、下部磁性体、および底部磁性体より構成されている。両側の前記底部磁性体の近接には前記磁気抵抗効果素子を挟むように配設されて、前記磁気ヨークの全体および前記磁気抵抗効果素子を通じて磁路長が閉じるように接続されている。

　また、本発明に係る混合器は、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁気抵抗効果素子の前記磁化自由層に磁場を印加する前記磁場印加部と、前記乗算信号に対するインピーダンスが前記第１高周波信号および前記第２高周波信号に対するインピーダンスよりも高く、かつ前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されたインピーダンス回路とを、少なくとも１つ以上備えて構成されている。

　また、上記のいずれかの混合器を有する周波数変換装置は、前記両高周波信号の周波数のうちの高い方の周波数をｆ１として低い方の周波数をｆ２としたときに、前記乗算信号のうちから周波数が（ｆ１＋ｆ２）および（ｆ１－ｆ２）のうちいずれか、一方の乗算信号を通過させるフィルタ（第２のフィルタ）とを備えている。

　また、前記周波数変換装置において、前記第２フィルタは、増幅動作の上限周波数が前記乗算信号の周波数（ｆ１－ｆ２）と前記周波数ｆ２との間に規定された増幅器で構成されている。

　本発明に係る混合器および周波数変換装置によれば、磁気抵抗効果による２乗検波動作（混合動作）で生じる乗算信号は共振特性に応じた信号強度を示し、共振特性が最大になるところと同じ周波数位置に、乗算信号の最大となる減衰曲線となり得る。

　本発明に係る混合器および周波数変換装置によれば、前記磁場印加部より発生する磁場を磁化自由層の膜面に対して法線方向に掛け、前記磁化自由層に法線方向の磁場がかかるように構成されていることで、磁気抵抗効果素子は高いＱ値の共振特性を得ることができると共に乗算信号を大きく取り出すことができる。

　本発明に係る混合器および周波数変換装置によれば、前記磁場印加部より発生する磁場が前記磁気抵抗効果素子の磁化自由層に対して膜面方向から膜面法線方向に傾けた角度が、５°～１７５°の範囲になるように磁場を印加することで、磁気抵抗効果素子は高いＱ値の共振特性を得ることができると共に乗算信号を大きく取り出すことができる。

　混合器および周波数変換装置において、磁気抵抗効果素子に対して低いインピーダンスのインピーダンス回路を介して減衰の少ない状態で第１高周波信号および第２高周波信号を出力することができるため、混合器のローカル用の第２高周波信号をより少ない電力駆動で第１高周波信号と乗算して、乗算信号を出力することができる結果、一層の省電力化を図ることができる。

　また、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数帯域においてはインピーダンス回路が高いインピーダンスとなるため、磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の低下（減衰）を回避することができる。

　また、混合器および周波数変換装置において、第１高周波信号および第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号の周波数を減衰帯域に含む第１フィルタでインピーダンス回路を構成したことにより、第１フィルタはパッシブ素子で構成することができるため、インピーダンス回路をアクティブ素子で構成する場合と比較して、一層の省電力化を図ることができる。

　また、混合器および周波数変換装置において、自己共振周波数帯域が上記の通過帯域に規定されている容量性素子で第１フィルタを構成したことにより、混合器および周波数変換の構成の簡略化を図ることができる。

　また、混合器および周波数変換装置において、出力伝送路の特性インピーダンスよりも高い値に規定された入力インピーダンスで磁気抵抗効果素子によって発生される乗算信号を入力することができるため、乗算信号の減衰を回避することができると共に、出力伝送路の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで乗算信号を出力することができる。したがって、乗算信号を効率よく生成することができる。

　また、混合器および周波数変換装置において、例えば永久磁石などで構成して磁場の強さを一定に維持する構成を採用することもできるため、磁場印加部を簡易な構造とすることができ、製品コストの低減を図ることができる。

　また、周波数変換装置において、両高周波信号の周波数のうちの高い方の周波数をｆ１として低い方の周波数をｆ２としたときに、混合器からは、周波数ｆ１，ｆ２の信号、および周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１－ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・の各乗算信号が出力されるが、これらの信号のうちの周波数が（ｆ１＋ｆ２）の乗算信号または周波数が（ｆ１－ｆ２）の乗算信号を所望の周波数の乗算信号として第２フィルタを用いて生成することができる。

　また、周波数変換装置において、第２フィルタを１つの増幅器で構成することができるため、周波数変換装置の構成を一層簡略化することができる。

周波数変換装置１００の構成を示す構成図である。混合器１の等価回路図である。磁気抵抗効果素子２（ＴＭＲ素子）近傍の斜視図である。本発明の面内方向に磁化された磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１、磁化固定層２３の磁化方向の向きである。磁気抵抗効果素子２に磁場Ｈを印加したときの磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１、磁化固定層２３の磁化方向の向きである。磁気抵抗効果素子２に磁場Ｈを印加したときの磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１、磁化固定層２３の磁化方向の向きである。本発明の面直方向に磁化された磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１、磁化固定層２３の磁化方向の向きである。本発明の面直方向に磁化された磁気抵抗効果素子２の図１におけるＷ－Ｗ線断面図である。磁気抵抗効果素子２と底部磁性体３２ｆ、３２ｇの近傍の斜視図である。膜面方向から膜面法線方向に傾けた磁場を印加したときの共振特性の信号強度を示した図である。インピーダンス回路４にバンドパスフィルタを用いたときのインピーダンス特性図を示す概念図である。インピーダンス回路４のハイパスフィルタを用いたときのインピーダンス特性図を示す概念図である。磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときの磁気抵抗効果素子２の共振特性とその共振周波数ｆ０内に第１高周波信号Ｓ１（周波数ｆ１）とローカル用の第２高周波信号Ｓ２（周波数ｆ２）とのスペクトル図を表し、ｆ１、ｆ２にそれぞれ３ＧＨｚ、３．５ＧＨｚ、４ＧＨｚ、４．５ＧＨｚの近傍値を取った関係を示している。混合器１を評価する評価治具を含む評価系の構成図である。３ＧＨｚ信号Ｓ１および３．０５ＧＨｚローカル信号Ｓ２のスペクトル図である。３ＧＨｚ信号Ｓ１および３．０５ＧＨｚローカル信号Ｓ２を入力したときの電圧信号（乗算信号）Ｓ４のスペクトル図である。３．５ＧＨｚ信号Ｓ１および３．５５ＧＨｚローカル信号Ｓ２のスペクトル図である。３．５ＧＨｚ信号Ｓ１および３．５５ＧＨｚローカル信号Ｓ２を入力したときの電圧信号（乗算信号）Ｓ４のスペクトル図である。４ＧＨｚ信号Ｓ１および４．０５ＧＨｚローカル信号Ｓ２のスペクトル図である。４ＧＨｚ信号Ｓ１および４．０５ＧＨｚローカル信号Ｓ２を入力したときの電圧信号（乗算信号）Ｓ４のスペクトル図である。４．５ＧＨｚ信号Ｓ１および４．５５ＧＨｚローカル信号Ｓ２のスペクトル図である。４．５ＧＨｚ信号Ｓ１および４．５５ＧＨｚローカル信号Ｓ２を入力したときの電圧信号（乗算信号）Ｓ４のスペクトル図である。磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈを一定としたときの信号Ｓ１の周波数に対する電圧信号（乗算信号）Ｓ４の減衰曲線（バンドパスフィルタ）のスペクトル図である。膜面方向に磁場Ｈを印加したときの磁気抵抗効果素子２の共振特性と、膜面法線方向に磁場Ｈを印加したときの磁気抵抗効果素子２の共振特性との関係を表した図である。

　以下、混合器および周波数変換装置の実施の形態について、図面を参照して説明する。

　最初に、混合器１、および混合器１を含む周波数変換装置１００の構成について、図面を参照して説明する。なお、一例として周波数変換装置１００を受信装置ＲＸに適用した例を挙げて説明する。

図１に示す周波数変換装置１００は、アンテナ１０１と共に受信装置ＲＸを構成する。周波数変換装置１００は、アンテナ１０１から出力されるＲＦ信号Ｓ_ＲＦを受信する受信装置ＲＸの高周波段に配置されて、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦの周波数ｆ１を乗算信号Ｓ３の所望の周波数に変換する機能を有している。一例として周波数変換装置１００は、混合器１と共に、アンプ１１、信号生成部１２、フィルタ１３および出力端子１４ａ，１４ｂ（以下、特に区別しないときには出力端子１４ともいう）を備えている。アンプ１１は、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦを入力すると共に増幅して、信号Ｓ１（第１高周波信号）として出力する。信号生成部１２は、いわゆる局部発振器として機能して、周波数がｆ２のローカル信号（第２高周波信号）Ｓ２を生成する。信号生成部１２は、一例として、－１５ｄＢｍ±５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２を生成して出力する。また、このようにして出力された信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２は、特性インピーダンスが５０Ωに規定された信号伝送路（例えばマイクロストリップライン。以下、「伝送路」ともいう）Ｌ１を介してインピーダンス回路４に伝送される。

　混合器１は、磁気抵抗効果素子２、磁場印加部３、インピーダンス回路４およびインピーダンス変換回路５を備え、アンプ１１から出力された信号Ｓ１（周波数ｆ１）と、信号生成部１２によって生成されるローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）とを乗算して、乗算信号としての出力信号Ｓ５を出力する。この場合、出力信号Ｓ５には、周波数ｆ１，ｆ２の信号、および周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１－ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・などの各乗算信号が含まれている。なお、信号生成部１２については、周波数変換装置１００にとって必須の構成ではなく、ＲＦ信号Ｓ_ＲＦと共に周波数変換装置１００の外部から入力する構成とすることもできる。また、図１に示す混合器１は、図２に示すような等価回路で表される。

　始めに、本発明に係る磁気抵抗効果素子２について、磁性層膜面に対して面内方向に磁化された磁化自由層２１、磁化固定層２３を含むＴＭＲ素子の構成を図３，図４に示す。具体的には、磁気抵抗効果素子２は、磁化自由層２１、スペーサー層２２、磁化固定層２３および反強磁性層２４を備え、この順に積層された状態で、上部電極２５と下部電極２６との間に、磁化自由層２１がキャップ層２５ａと一つのビアを通じて上部電極２５に接続され、かつ反強磁性層２４がキャップ層２６ａと他のもう一つのビアを通じて下部電極２６に接続された状態で配設されている。但し、上部電極２５と下部電極２６に接続されるビアは図１で図示していない。この場合、磁化自由層２１は、強磁性材料で感磁層として構成されている。スペーサー層２２は、非磁性スペーサー層であって、絶縁性を有する非磁性材料で構成されて、トンネルバリア層として機能する。なお、スペーサー層２２は、通常１ｎｍ以下の厚みで形成される。また、下部電極２６はグランドに接続されている。磁化自由層２１と磁化固定層２３の材料として、Ｆｅ（鉄）、Ｃｏ（コバルト）、Ｎｉ（ニッケル）、Ｃｒ（クロム）などの磁性金属と、その磁性合金からなるもので、さらに磁性合金にＢ（ボロン）を混入して飽和磁化を下げた合金などがある。

　磁化固定層２３は、一例として、図３に示すように、磁化方向が固定された強磁性層（第２磁性層）２３ａ、Ｒｕ（ルテニウム）などの金属からなる非磁性層２３ｂ、および磁化方向が強磁性層２３ａと逆向きとなるように固定された他の強磁性層（第１磁性層）２３ｃとを備え、強磁性層２３ｃが反強磁性層２４の上部に位置するように各層がこの順に積層されて構成されている。一例として、磁化固定層２３の積層構成はＣｏＦｅ（コバルト鉄）－Ｒｕ（ルテニウム）－ＣｏＦｅ（コバルト鉄）の多層膜などが使用できる。

　磁気抵抗効果素子２に関して、磁化自由層２１の共鳴運動をより大きく起こり易くするためには、その大きさを２００ｎｍ角よりも小さくし、素子抵抗値も高周波伝送回路との整合を取るため直流抵抗値において、５０Ωに近付けることが好ましい。トンネルバリア層２２は、単結晶ＭｇＯｘ（００１）あるいは（００１）結晶面が優先配向した多結晶ＭｇＯｘ（０＜ｘ＜１）層（以下、「ＭｇＯ層」と称する。）により形成されていることが好ましい。　さらにトンネルバリア層２２とＢＣＣ構造（体心立方格子構造：Body-Centered Cubic lattice）を有する磁化自由層２１との間にＣｏＦｅＢ（コバルト鉄ボロン）の界面層（図においては省略されている）と、トンネルバリア層２２とＢＣＣ構造を有する磁化固定層２３との間にＣｏＦｅＢ（コバルト鉄ボロン）の界面層（図においては省略されている）とを設けることによりコヒーレントトンネル効果が期待でき、高い磁気抵抗変化率が得られることで好ましい。

　磁気抵抗効果素子２の面内方向に磁化された磁化自由層２１、磁化固定層２３は、膜面に対して法線方向の外部磁場を印加される影響で、図５ａ、図５ｂのように磁化方向が曲げられている。図５ａは面直磁場Ｈが印加されないとき膜面に対して平行に近い磁化状態にあったが、面直磁場Ｈが印加されたとき磁化自由層２１の磁化は面内方向から法線方向に強く曲げられている。図５ｂは面直磁場Ｈが印加されないとき膜面に対して反平行に近い磁化状態にあったが、面直磁場Ｈが印加されたとき磁化自由層２１の磁化は面内方向から法線方向に強く曲げられている。

　次に、本発明に係る磁気抵抗効果素子２について、磁性層膜面に対して法線方向に磁化された磁化自由層２１を含むＴＭＲ素子（但し、磁化固定層２３は磁性層膜面に対して面内方向に磁化されている）の構成を図６に示す。具体的には、磁気抵抗効果素子２は、磁化自由層２１、スペーサー層２２および磁化固定層２３を備え、この順に積層された状態で、上部電極２５と下部電極２６との間に、磁化自由層２１が右部電極２６に接続され、かつ磁化固定層２３が左部電極２５に接続された状態で配設されている。この場合、磁化自由層２１は、強磁性材料で感磁層として構成されている。スペーサー層２２は、非磁性スペーサー層であって、絶縁性を有する非磁性材料で構成されて、トンネルバリア層として機能する。なお、スペーサー層２２は、通常１ｎｍ以下の厚みで形成される。また、下部電極２５はグランドに接続されている。

　前記磁気抵抗効果素子２の磁性層膜面に対して法線方向に磁化された磁化自由層２１について説明する。磁化自由層２１は、磁性層膜面に対して法線方向に高い保磁力を持つ磁性材料に対して、組成比の調整、不純物の添加、厚さの調整などを行って保磁力を下げる。一例として、ＣｏＦｅＢ（コバルト鉄ボロン）などの磁気異方性エネルギー密度が小さい磁性材料から構成してもよい。磁化自由層２１の共鳴運動をより大きく起こり易くするためには、その大きさを２００ｎｍ角よりも小さくし、素子抵抗値も高周波伝送回路との整合を取るため直流抵抗値において、５０Ωに近付けることが好ましい。トンネルバリア層２２は、単結晶ＭｇＯｘ（００１）が好ましく、トンネルバリア層２２と磁化自由層２１との間にはコヒーレントトンネル効果が期待できるように調整することで高い磁気抵抗変化率が得られることでより好ましい。

　磁場印加部３は、図１に示すように、磁場発生用配線３１、磁気ヨーク３２および電流供給部３３を備えている。磁場発生用配線３１は、図７に示すように、上部電極２５を介して磁気抵抗効果素子２の上方に配設されている。磁気ヨーク３２は、頂部磁性体３２ａ、側面部磁性体３２ｂ，３２ｃ、下部磁性体３２ｄ，３２ｅ、および底部磁性体３２ｆ，３２ｇを備えている。この場合、頂部磁性体３２ａは、磁場発生用配線３１の上方に配設されている。側面部磁性体３２ｂは、磁場発生用配線３１の一方の側方（一例として、図７では右側方）に配設されて、頂部磁性体３２ａに接続されている。また、側面部磁性体３２ｃは、磁場発生用配線３１の他方の側方（一例として、図７では左側方）に配設されて、頂部磁性体３２ａに接続されている。下部磁性体３２ｄは、磁気抵抗効果素子２の一方の側方（一例として、図７では右側方）に配設されて、側面部磁性体３２ｂに接続されている。また、下部磁性体３２ｅは、磁気抵抗効果素子２の他方の側方（一例として、図７では左側方）に配設されて、側面部磁性体３２ｃに接続されている。この構成により、下部磁性体３２ｅ、側面部磁性体３２ｃ、頂部磁性体３２ａ、側面部磁性体３２ｂおよび下部磁性体３２ｄは、この順に連結されて全体として短冊状に形成され、かつ図１に示すように磁場発生用配線３１を跨ぐようにして磁気抵抗効果素子２の上方に配設されている。

　底部磁性体３２ｆは、図７に示すように、下部磁性体３２ｄに接続された状態で下部磁性体３２ｄの下方に配設されている。また、底部磁性体３２ｆは、その磁気抵抗効果素子２方向の端部側が、磁気抵抗効果素子２の上部電極２５および下部電極２６間にこれらと絶縁された状態で進入すると共に、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１における一方の側面近傍に達している。底部磁性体３２ｇは、下部磁性体３２ｅに接続された状態で下部磁性体３２ｅの下方に配設されている。また、底部磁性体３２ｅも、その磁気抵抗効果素子２方向の端部側が、上部電極２５および下部電極２６間にこれらと絶縁された状態で進入すると共に、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１における他方の側面近傍に達している。

　磁気ヨーク３２は、上記の構成により、磁場発生用配線３１に電流Ｉが流れたときに磁場発生用配線３１の周囲に発生する磁界に対する閉磁路を形成して、図８に示すように、この閉磁路のギャップとなる部位（一対の底部磁性体３２ｆ，３２ｇ間の隙間）に配設された磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１に対して磁場Ｈを印加する。なお、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１と上部電極２５との間を電気的に接続するためキャップ層２５ａ及び一つのビアが存在し、かつ反強磁性層２４と下部電極２６との間を電気的に接続するためキャップ層２６ａともう一つのビアが存在する。また、本例では、上述した磁場印加部３の磁場発生用配線３１および磁気ヨーク３２は、公知の半導体製造プロセスを利用して、シリコンウェハ上に形成される。同様に、磁気抵抗効果素子２は公知の半導体製造プロセスを利用してシリコンウェハ上に形成されるが、１つの素子ごとに切り出される。磁気抵抗効果素子２は、磁気ヨーク３２の底部磁性体３２ｆ，３２ｇ間の隙間に設置する。図８のθに示すように磁場Ｈの方向と磁化自由層２１の膜面方向の傾き角度θが増減するように回転させることで、相対的な角度に傾けることができる。磁化自由層２１に対して、膜面法線方向の磁化成分を与えることで、磁気抵抗効果素子２の持つ共振特性のＱ値を高めることができるように設置されている。

　電流供給部３３は、頂部磁性体３２ａの両側から延出する磁場発生用配線３１の各端部に接続されて、磁場発生用配線３１に電流Ｉを供給する。また、電流供給部３３は、この電流Ｉの電流値を変更可能に構成されている。したがって、磁場印加部３は、電流供給部３３から出力される電流Ｉの電流値を変更することにより、磁気抵抗効果素子２に印加する磁場Ｈの強さを変更することで、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０を変更可能となっている。なお、本例では、磁気ヨーク３２内を通過する磁場発生用配線３１の数は１つに形成されているが、磁場発生用配線３１をコイル状に形成して、磁気ヨーク３２内を通過する磁場発生用配線３１の数を複数とする構成を採用することにより、磁場Ｈの強さを強めることもできる。

　図９は、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１に対して、磁場Ｈを膜面方向から膜面法線方向に傾けて印加したときの共振特性の信号強度を表した図である。同図より、傾き角度７９°周辺で信号強度は最大ピークを発生している。なお、図９に記された角度は、図８の膜面方向から膜面法線方向に傾けた角度θに相当している。磁場Ｈの進行方向に対し、磁気抵抗効果素子２を傾けた状態で磁場Ｈを印加することは、膜面方向と膜面法線方向の両ベクトルの磁化を与えることに等しくなる。磁気抵抗効果素子２の磁化固定層２３の磁化方向は膜面方向にあることが最適である。それに対して、磁化自由層２１の磁化方向は膜面方向、または膜面法線方向、または膜面方向から膜面法線方向に傾いたものが適用することができる。

一例として、磁化自由層２１は膜面方向に磁気異方性を持った材料を用い、さらに膜形成時に膜面方向の磁場処理などにより膜面方向に磁化方向を揃えることができるが、その共振特性の評価において、磁化自由層２１に対して、膜面法線方向または膜面法線方向の角度９０°近くに傾いた強い磁場５～１０Ｋガウスを印加することで、困難軸となる膜面法線方向の磁化成分を与え、且つ磁化固定層２３の磁化方向と反平行の膜面方向の磁化成分を与えたとき、共振特性のＱ値が高まる。また一例として、磁化自由層２１は膜面法線方向に磁気異方性を持った材料を用い、さらに膜形成時に膜面法線方向の磁場処理などにより、膜面法線方向に磁化方向を揃えることができるが、その共振特性の評価において、磁化自由層２１に対して、膜面方向に近い角度５°～２０°或いは１６０°～１７５°に傾いた磁場２Ｋガウス以下を印加することで膜面法線方向の磁化成分と且つ磁化固定層２３の磁化方向と反平行の膜面方向の磁化成分を与えるとき、共振特性のＱ値が高まる。

　以上のように、共振特性の信号強度が最大になるところは、磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１の磁気異方性や初期磁化状態やアスペクト比などの原因により、磁場の傾ける角度がほぼ決まってくるが、膜面法線方向の磁化成分と且つ磁化固定層２３の磁化方向と反平行の膜面方向の磁化成分が必要である。そのため磁場Ｈを磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１に対して、膜面方向から膜面法線方向に５°～１７５°傾けた角度に亘って、信号強度が最大になるところを見出して磁気ヨーク３２と磁気抵抗効果素子２の位置関係を設定する必要がある。これにより最大となる共振特性を得て、混合器１は大きな乗算信号を得ることができる。

　次に、インピーダンス回路４は、後述する電圧信号（乗算信号）Ｓ４に対するインピーダンス（入出力間のインピーダンス）が信号Ｓ１，Ｓ２に対するインピーダンス（入出力間のインピーダンス）よりも高く、かつ上記した特性インピーダンスが５０Ωに規定された伝送路（入力伝送路）Ｌ１と、磁気抵抗効果素子２に接続されて特性インピーダンスが５０Ωに規定された伝送路Ｌｍとの間に形成された僅かな長さのギャップを跨ぐようにして両伝送路Ｌ１，Ｌｍ間に配設されている。この場合、インピーダンス回路４は、伝送路Ｌ１を介して伝送された信号Ｓ１，Ｓ２に対するインピーダンスが伝送路Ｌ１の特性インピーダンス（５０Ω）よりも低く、その低いインピーダンスを介して伝送路Ｌ１から伝送路Ｌｍに信号Ｓ１，Ｓ２を出力する。つまり、インピーダンス回路４は、信号Ｓ１，Ｓ２を含む周波数帯域の信号に対しては、入出力間のインピーダンスが低いインピーダンス素子として機能して、これらの信号Ｓ１，Ｓ２を、その振幅をできる限り減衰させないようにして通過させる。また、インピーダンス回路４は、磁気抵抗効果素子２において発生する２乗検波出力（乗算信号であって、周波数（ｆ１±ｆ２）の電圧信号Ｓ４）の信号に対しては、磁気抵抗効果素子２側から見たインピーダンス（入出力間のインピーダンス）が伝送路Ｌ１，Ｌｍの特性インピーダンス（５０Ω）よりも高いインピーダンス（好ましくは、５００Ω以上のインピーダンス）となるように規定されている。

　混合器１では、後述するように、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０をローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２に一致させ、かつ信号Ｓ１の周波数ｆ１は、通常は周波数ｆ２の近傍の周波数に設定される。したがって、インピーダンス回路４は、一例として、図１０に示すようなインピーダンス特性を備えた帯域通過型フィルタ（バンドパスフィルタ）で構成することができる。また、インピーダンス回路４は、別の例として、図１１に示すようなインピーダンス特性を備えた高域通過型フィルタ（ハイパスフィルタ）で構成することもできる。この場合、この帯域通過型フィルタは、図１０または図１１に示すように、磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０（ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２）、および信号Ｓ１の周波数ｆ１を通過帯域に含み、かつ磁気抵抗効果素子２で発生する２乗検波出力としての乗算信号の各周波数（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１－ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・を減衰帯域に含むインピーダンス特性に規定されている。また、インピーダンス回路４は、例えば、コンデンサを有して構成されて、磁気抵抗効果素子２において発生する２乗検波出力の直流成分のアンプ１１側や信号生成部１２への漏れ出しを阻止する機能も備えている。

　インピーダンス変換回路５は、一例として演算増幅器５ａを用いて構成されている。本例では、演算増幅器５ａは、その一方の入力端子が上部電極２５に接続され、他方の入力端子がグランドに接続されて、差動増幅器として機能する。これにより、演算増幅器は、コンデンサ４ａを介して信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２が入力されることに起因して磁気抵抗効果素子２の両端間に発生する電圧信号Ｓ４を入力し、その電圧信号Ｓ４を増幅して出力信号Ｓ５として出力伝送路Ｌ２（以下では、「伝送路Ｌ２」ともいう。例えば、マイクロストリップライン）に出力する。また、演算増幅器５ａは、一般的に入力インピーダンスは極めて高く、また出力インピーダンスは十分に低いという特性を有している。したがって、この構成により、演算増幅器５ａは、磁気抵抗効果素子２の両端間に発生する電圧信号Ｓ４を、出力インピーダンスよりも高い入力インピーダンスで入力し、入力した電圧信号Ｓ４を出力信号Ｓ５に増幅して、低インピーダンスで出力するため、インピーダンス変換部として機能する。この場合、演算増幅器５ａは、出力伝送路Ｌ２の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで出力信号Ｓ５を出力する。フィルタ１３は、一例として帯域通過型フィルタ（ＢＰＦ：第２フィルタ）で構成されると共に伝送路Ｌ２に配設されて、出力信号Ｓ５から所望の周波数の信号のみを通過させることで、乗算信号Ｓ３として出力端子１４に出力する。具体的には、フィルタ１３は、各周波数（ｆ１－ｆ２），（ｆ１＋ｆ２）のうちのいずれかの周波数（所望の周波数）の信号を通過させる。

　次に、混合器１の混合動作および周波数変換装置１００の周波数変換動作について説明する。一例として、アンテナ１０１を介して受信したＲＦ信号Ｓ_ＲＦ（周波数ｆ１＝４．０５ＧＨｚ）が入力され、信号生成部１２はローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝４．０ＧＨｚ（＜ｆ１））を生成するものとする。また、インピーダンス回路４は最もコストの安いチップコンデンサ４ａを使用し、その通過帯域内に、両信号Ｓ１，Ｓ２の周波数ｆ１，ｆ２が含まれているものとする。また、図１２に示すように磁気抵抗効果素子２の共振特性は、ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２においてピークを示すのが好ましい。このため、電流供給部３３から磁場発生用配線３１に供給する電流Ｉの電流値は、共振周波数ｆ０をローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２に一致させる磁場Ｈを磁気抵抗効果素子２に印加し得る値に規定されているものとする。また、ローカル信号Ｓ２は、磁気抵抗効果素子２に対して共振を発生させ得る電流を供給可能な電力（例えば－１５ｄＢｍ±５ｄＢｍ）に規定されているものとする。また、混合器１による混合動作によって差動増幅部５から出力される出力信号Ｓ５には、各信号Ｓ１，Ｓ２の周波数成分（ｆ１，ｆ２）、および各乗算信号の周波数成分（（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１－ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・）が含まれているが、これらの周波数成分のうちの所望の周波数成分（周波数成分（ｆ１＋ｆ２）または周波数成分（ｆ１－ｆ２）。本例では一例として低域の周波数成分（ｆ１－ｆ２））を通過させ、これ以外の周波数の信号の通過を阻止し得るようにフィルタ１３が構成されているものとする。この場合、フィルタ１３は、帯域通過型フィルタで構成されているが、低域通過型フィルタであってもよい。

　この周波数変換装置１００では、電流供給部３３から電流Ｉが供給されている状態（磁気抵抗効果素子２に磁場Ｈが印加されている状態）において、信号生成部１２から混合器１にローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）が入力されている。このとき、ローカル信号Ｓ２はインピーダンス回路４（コンデンサ４ａ）を極めて減衰の少ない状態で通過して磁気抵抗効果素子２に出力される。また、ローカル信号Ｓ２はその周波数ｆ２が磁気抵抗効果素子２の共振周波数ｆ０と一致させ、且つそのローカル信号Ｓ２の電力が磁気抵抗効果素子２に対して最大共振を発生するように設定されている。このとき、アンテナ１０１からアンプ１１にＲＦ信号Ｓ_ＲＦ（周波数ｆ１）が入力され、アンプ１１が信号Ｓ１の出力を開始すると、磁気抵抗効果素子２は、２つの信号Ｓ１，Ｓ２に対して２乗検波動作を実行する。このとき、信号Ｓ１は、インピーダンス回路４（コンデンサ４ａ）で反射することなく極めて減衰の少ない状態で通過して磁気抵抗効果素子２に出力される。

　この場合、磁気抵抗効果素子２は、共振状態において半導体ｐｎ接合ダイオードと比較して僅かな順方向電圧で２乗検波動作（整流作用）を発揮するため、磁気抵抗効果素子２は、この順方向電圧を磁気抵抗効果素子２に発生させるためのローカル信号Ｓ２の電力が半導体ｐｎ接合ダイオードを使用したときに必要とされる電力（例えば１０ｄＢｍ）よりも少ない状態であっても２乗検波動作を実行し、信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を乗算して、その両端間に電圧信号Ｓ４を発生させる。この際に、磁気抵抗効果素子２において直流電圧が生成されたとしても、コンデンサ４ａが、その直流電圧のアンテナや信号生成部１２への漏れ出しを阻止して（直流をカットして）、磁気抵抗効果素子２を保護すると共にアンテナや信号生成部１２を保護する。

　また、磁気抵抗効果素子２による２乗検波動作（混合動作）によって生成される電圧信号Ｓ４は、上記したように２つの周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１－ｆ２）を含む種々の周波数成分で構成されているが、これらの周波数成分はコンデンサ４ａの通過帯域を外れた減衰帯域に含まれる周波数成分である。このため、これら周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１－ｆ２）についてのコンデンサ４ａ（つまり、インピーダンス回路４）のインピーダンスは、信号Ｓ１（周波数ｆ１）およびローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）についてのコンデンサ４ａのインピーダンスよりも大きな値となる。特に、本例の周波数変換装置１００において出力される乗算信号Ｓ３と同じ周波数（ｆ１－ｆ２＝５０ＭＨｚ）の周波数成分についてのコンデンサ４ａのインピーダンスは、１０００Ωを超える高い値となる。また、上記したように、磁気抵抗効果素子２に接続されているインピーダンス変換回路５を構成する演算増幅器５ａの入力インピーダンスも極めて高い値（通常は、数百ＫΩ以上）となっている。したがって、磁気抵抗効果素子２によって電圧信号Ｓ４が出力される伝送路Ｌｍのインピーダンスが高い値（１０００Ωを超える値）であるため、磁気抵抗効果素子２は、上記したように、レベルの大きな電圧信号Ｓ４を発生して伝送路Ｌｍに出力する。

　一例として図１３に示す評価治具ＥＣを用いて、混合器１において発生する電圧信号Ｓ４についての評価を行った。この評価治具ＥＣは、信号Ｓ１を生成して出力するネットワークアナライザ（アジレント社製：型名８７２０ＥＳ）５１と、ローカル信号Ｓ２を生成して出力する信号生成部１２としての信号発生器（アジレント社製：型名８３６２０Ｂ）と、ネットワークアナライザ５１および信号生成部１２と同軸ケーブルで接続されると共に伝送路Ｌ１に接続されて、各信号Ｓ１，Ｓ２を伝送路Ｌ１に入力するＢＮＣ端子５２と、マイクロストリップラインで形成されてＢＮＣ端子５２およびコンデンサ４ａを接続する伝送路Ｌ１と、コンデンサ４ａ（ＴＤＫ社製：１００５型チップコンデンサ（４ｐＦ））と、マイクロストリップラインで形成されてコンデンサ４ａおよび磁気抵抗効果素子２を接続する伝送路Ｌｍと、伝送路Ｌｍおよびグランドプレーン５３間にボンディングワイヤ５４によって接続された磁気抵抗効果素子２と、伝送路Ｌｍに接続されたλ／４スタブライン５５およびこのλ／４スタブライン５５に接続された扇型のλ／４スタブ５６でカットフィルタに形成されて電圧信号Ｓ４を出力するフィルタ１３とを備えて構成されている。ここで、λはローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）の波長である。磁気抵抗効果素子２で発生する信号に含まれている上記の各周波数成分のうち、周波数成分ｆ１，ｆ２は他の周波数成分（ｆ１＋ｆ２），（ｆ１－ｆ２），２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・と比較して、かなりレベルの大きい信号であるため、減衰させる必要がある。この場合、信号Ｓ１の周波数ｆ１はローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２の近傍である。したがって、ローカル信号Ｓ２を減衰させる共振器の長さλ／４は、両周波数成分ｆ１，ｆ２を減衰させる長さとして有効な長さに規定されている。

　この評価治具ＥＣに設置された磁気抵抗効果素子２は、磁場印加部３より膜面法線方向の磁化成分が与えられるように構成されている。そのため、磁気抵抗効果素子２は高いＱ値の共振特性が得られ、大きな乗算信号出力することができる。さらに、磁場印加部３より発生する磁場Ｈが磁気抵抗効果素子２の磁化自由層２１に対して膜面方向から膜面法線方向に５°～１７５°傾けた角度の範囲になるように調整されることで、さらに磁気抵抗効果素子２は高いＱ値の共振特性が得られ、最大の乗算信号の出力を得ることができる。この高いＱ値は、受信性能（感度及び周波数選択性）を向上させることができる。

　本実施例の評価治具ＥＣを用いた評価によれば、図１４ａに示すように、信号レベルが－１５ｄＢｍの信号Ｓ１（周波数ｆ１＝３．０５ＧＨｚ）、および信号レベルが－１５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝３．０ＧＨｚ）を入力したときに、磁気抵抗効果素子２は、図１４ｂに示すように、伝送路Ｌｍのインピーダンスが高い値に維持されていることと相俟って、信号レベル（周波数（ｆ１－ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）が－６５ｄＢｍの電圧信号Ｓ４を発生させることができる。

　同様に、同評価具ＥＣを用いて、図１５ａに示すように信号レベルが－１５ｄＢｍの信号Ｓ１（周波数ｆ１＝３．５５ＧＨｚ）、および信号レベルが－１５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝３．５ＧＨｚ）を入力したときに、図１５ｂに示すように信号レベル（周波数（ｆ１－ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）が－５０ｄＢｍの電圧信号Ｓ４を発生させることができる。

　同様に、同評価具ＥＣを用いて、図１６ａに示すように信号レベルが－１５ｄＢｍの信号Ｓ１（周波数ｆ１＝４．０５ＧＨｚ）、および信号レベルが－１５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝４．０ＧＨｚ）を入力したときに、図１６ｂに示すように信号レベル（周波数（ｆ１－ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）が－４２ｄＢｍの電圧信号Ｓ４を発生させることができる。

　同様に、同評価具ＥＣを用いて、図１７ａに示すように信号レベルが－１５ｄＢｍの信号Ｓ１（周波数ｆ１＝４．５５ＧＨｚ）、および信号レベルが－１５ｄＢｍのローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２＝４．５ＧＨｚ）を入力したときに、図１７ｂに示すように信号レベル（周波数（ｆ１－ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）が－５０ｄＢｍの電圧信号Ｓ４を発生させることができる。

　上記に記すように信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を、３．０ＧＨｚ近傍、３．５ＧＨｚ近傍、４．０ＧＨｚ近傍、４．５ＧＨｚ近傍に設定したとき、電圧信号Ｓ４（周波数（ｆ１－ｆ２）＝５０ＭＨｚのレベル）をグラフ化したものが図１８である。この電圧信号Ｓ４の大きさの変化は、図５で示すように磁気抵抗効果素子２の共振特性に応じた周波数選択性を持っている。本例によれば、磁気抵抗効果素子２の共振特性の周波数ピーク４ＧＨｚにあるとき、信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２が同じく４ＧＨｚ近傍を入力すると、電圧信号Ｓ４は最大強度を示し、信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２が４ＧＨｚから離れると減衰することから、４ＧＨｚを中心とする強度ピークが存在し、バンドパスフィルタを入れたときと同じ効果がある。この磁気抵抗効果素子２による２乗検波動作（混合動作）によって生じるバンドパスフィルタ特性は磁気抵抗効果素子２に対する磁場印加部３により、共振特性Ｑ値と乗算信号レベルに大きく影響する。磁化自由層２１に膜面法線方向の磁化成分を与えるように構成されているため、高いＱ値の共振特性が得られて上記バンドパスフィルタ特性は通過帯域の狭いものができる。さらに、磁場印加部３より発生する磁場Ｈが磁化自由層２１に対して膜面方向から膜面法線方向に傾けた角度５°～１７５°の範囲になるように磁気抵抗効果素子２と磁場印加部３との位置関係が配置されているため、さらに高いＱ値１００以上が得られ上記バンドパスフィルタ特性は通過帯域の更なる狭いものができる。通信用のバンドフィルタに適用するため、磁気抵抗効果素子２による２乗検波動作（混合動作）における上記バンドパスフィルタ特性はＱ値１００以上の通過帯域の狭いものを得る必要がある。

　図１９は膜面方向に磁場Ｈを印加するときの磁気抵抗効果素子２の共振特性と、膜面法線方向に磁場Ｈを印加するときの磁気抵抗効果素子２の共振特性との関係を表した図である。膜面法線方向に掛けることで、高いＱの共振特性が得られ、上記バンドパスフィルタ特性は通過帯域の更なる狭いものができる。

　本例では、インピーダンス変換回路５を構成する演算増幅器５ａが、電圧信号Ｓ４を増幅して出力信号Ｓ５として伝送路Ｌ２に出力する。次に、フィルタ１３が、出力信号Ｓ５に含まれている２つの周波数成分（ｆ１＋ｆ２，ｆ１－ｆ２）のうちの一方の周波数成分（中間周波数：ｆ１－ｆ２）を通過させ、乗算信号Ｓ３として出力端子１４に出力する。これにより、混合器１から信号Ｓ１（周波数ｆ１）とローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）とを乗算した電圧信号（乗算信号）Ｓ４から所望の乗算信号Ｓ３（周波数（ｆ１－ｆ２））が出力される。

　このように、この混合器１および周波数変換装置１００では、伝送路Ｌ１と磁気抵抗効果素子２との間に配設されたインピーダンス回路４が、伝送路Ｌ１を介して入力した信号Ｓ１（周波数ｆ１）およびローカル信号Ｓ２（周波数ｆ２）に対しては伝送路Ｌ１の特性インピーダンスよりも低い自身のインピーダンスを介して磁気抵抗効果素子２に出力することで、磁気抵抗効果素子２に減衰の少ない状態で出力すると共に、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の周波数帯域においては、信号Ｓ１，Ｓ２に対するインピーダンスよりも高い出力ピーダンスとなるように規定されている。したがって、この混合器１および周波数変換装置１００によれば、磁気抵抗効果素子２に対して減衰の少ない状態で信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２を出力することができるため、より少ない電力のローカル信号Ｓ２で信号Ｓ１とローカル信号Ｓ２とを混合（乗算）して、言い換えれば、ローカル信号Ｓ２をより少ない電力駆動で信号Ｓ１と乗算して、乗算信号Ｓ３（周波数成分（ｆ１－ｆ２））を出力することができる結果、一層の省電力化を図ることができる。また、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の周波数帯域においてインピーダンス回路４が高いインピーダンスとなるため、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の低下（減衰）を回避することもできる結果、乗算信号Ｓ３の出力の低下も回避することができる。

　また、この混合器１および周波数変換装置１００によれば、電圧信号Ｓ４に含まれている周波数成分のうち、信号Ｓ１およびローカル信号Ｓ２の各周波数ｆ１，ｆ２を通過帯域に含み、かつ乗算信号の周波数（ｆ１－ｆ２，ｆ１＋ｆ２，２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・）を減衰帯域に含む第１フィルタ（帯域通過型フィルタ。本例では、コンデンサ４ａ）でインピーダンス回路４を構成したことにより、第１フィルタはコンデンサや後述するようにスタブや共振器などのパッシブ素子で構成することができるため、インピーダンス回路４をアクティブ素子で構成するのと比較して、一層の省電力化を図ることができる。さらに、自己共振周波数帯域が上記の通過帯域に規定された１つのコンデンサ４ａでフィルタ（第１フィルタ）を構成したことにより、混合器１および周波数変換装置１００の構成の簡略化を図ることができる。

　また、この混合器１および周波数変換装置１００によれば、電圧信号（乗算信号）Ｓ４を伝送路Ｌｍの特性インピーダンスよりも高い入力インピーダンスで入力すると共に伝送路Ｌ２と整合する出力インピーダンスで電圧信号Ｓ４を出力するインピーダンス変換回路５を備えたことにより、伝送路Ｌ２の特性インピーダンスが低い構成においても、磁気抵抗効果素子２によって発生される電圧信号（乗算信号）Ｓ４の低下（減衰）を回避することもできる結果、乗算信号Ｓ３の出力の低下も回避することができる。　

　なお、上記の構成に限定されず、種々の構成を採用することもできる。例えば、図示はしないが、１つの増幅器（例えば演算増幅器）でインピーダンス変換回路５およびフィルタ１３を構成することもできる。この構成では、この増幅器の増幅動作についての上限周波数を乗算信号Ｓ３の周波数（ｆ１－ｆ２）とローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２との間に規定する。この構成により、この増幅器が、磁気抵抗効果素子２において信号Ｓ１とローカル信号Ｓ２とを混合（乗算）することによって生成される電圧信号Ｓ４を高いインピーダンスで入力すると共に、電圧信号Ｓ４に含まれている周波数成分（ｆ１－ｆ２，ｆ２，ｆ１，ｆ１＋ｆ２，２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・）のうちの高域側の周波数成分（ｆ２，ｆ１，ｆ１＋ｆ２，２×ｆ１，２×ｆ２，３×ｆ１，３×ｆ２，・・・）を減衰させ、かつ低域側の周波数成分（ｆ１－ｆ２）だけを増幅（またはバッファ）しつつ通過させて、乗算信号Ｓ３として出力することができる結果、混合器１および周波数変換装置１００の構成の一層の簡略化を図ることができる。

　なお、上記の構成に限定されず、種々の構成を採用することもできる。例えば、磁気抵抗効果素子２としてＭｇＯ－ＴＭＲ素子などのＴＭＲ素子を使用した例について上記したが、ＣＰＰ－ＧＭＲ（Current-Perpendicular-to-Plane giant magnetoresistance）素子などの他の磁気抵抗効果素子を使用することもできる。スペーサー層２２の材料として絶縁体や金属や半導体を用いることができる。例えば、絶縁体としてＭｇＯ、Ａｌ２Ｏ３、ＴｉＯを用いることができる。又、金属としてはＣｕ、Ａｇ、Ａｕ、Ｃｒ又はこれらのうち少なくとも１つ以上の元素を含む合金材料を用いることもできる。又、半導体として酸化物半導体が上げられるが、一例として酸化亜鉛、酸化ガリウム、酸化錫、酸化インジウム、酸化インジウム錫（ＩＴＯ：Indium Tin Oxide）を用いることもできる。なお、半導体を用いたスペーサー層の膜は、第１と第２の非磁性膜（Ｃｕ、Ａｇ、Ａｕ、Ｃｒ、Ｚｎのいずれか１つの金属またはその合金からなる）の間に上記酸化物半導体を挟んで構成される。

　また、上記の例では、磁場印加部３から磁気抵抗効果素子２に印加される磁場Ｈの強さを変更可能な構成を採用しているが、ローカル信号Ｓ２の周波数ｆ２が固定であるときには、磁場印加部３が発生させる磁場Ｈの強さも固定でよいため、例えば永久磁石などで構成して磁場の強さを一定に維持する構成を採用することもできる。この構成によれば、磁場印加部３を簡易な構造とすることができるため、製品コストを低減することができる。

１　　混合器
２　　磁気抵抗効果素子
３　　磁場印加部
４　　インピーダンス回路
４ａ　コンデンサ
５　　インピーダンス変換回路
５ａ　演算増幅器
６ａ　膜面方向の磁場Ｈの印加による磁気抵抗効果素子の共振特性
６ｂ　膜面法線方向の磁場Ｈの印加による磁気抵抗効果素子の共振特性
１１　ＲＦアンプ
１２　ローカル用の信号生成部
１３　フィルタ
２１　磁化自由層
２２　スペーサー層
２３　磁化固定層
１００　周波数変換装置
Ｈ　　磁場
Ｓ_ＲＦ　ＲＦ信号
Ｓ１　信号
Ｓ２　ローカル信号
Ｓ３　乗算信号
Ｓ４　磁気抵抗効果素子より出力された乗算信号
Ｓ５　磁気抵抗効果素子より出力され、後段アンプで電力増幅された乗算信号

Claims

　磁化固定層、磁化自由層、および前記磁化固定層と前記磁化自由層との間に配設された非磁性スペーサー層を備え、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号を入力したときに磁気抵抗効果によって当該両高周波信号を乗算して乗算信号を生成する磁気抵抗効果素子と、前記磁化自由層に磁場を印加する磁場印加部とを備え、前記磁場印加部より発生する磁場を前記磁化自由層の膜面に対して法線方向に掛け、前記磁化自由層に法線方向の磁化成分を与えるように構成されていることを特徴とする混合器。
　前記磁場印加部より発生する磁場が前記磁化自由層に対して膜面方向から膜面法線方向に５°～１７５°傾けた角度の範囲になるように磁気抵抗効果素子と磁場印加部とが配置されていることを特徴とする請求項１に記載の混合器。
　前記磁場印加部より印加される法線方向の磁化成分を与え、前記磁化自由層にＱ値１００以上の共振特性を発生させ、第１高周波信号およびローカル用の第２高周波信号の乗算信号を得るようにしたことを特徴とする請求項１又は２に記載の混合器。
　前記乗算信号に対するインピーダンスが前記第１高周波信号およびローカル用の前記第２高周波信号に対するインピーダンスよりも高く、かつ前記第１高周波信号およびローカル用の前記第２高周波信号を伝送する入力伝送路と前記磁気抵抗効果素子との間に配設されたインピーダンス回路とを備え、前記インピーダンス回路は、前記第１高周波信号およびローカル用の前記第２高周波信号の各周波数を通過帯域に含み、かつ前記乗算信号の周波数を減衰帯域に含むフィルタで構成されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の混合器。
　前記乗算信号を入力して出力伝送路に当該出力伝送路の特性インピーダンスと整合する出力インピーダンスで出力すると共に、入力インピーダンスが当該出力インピーダンスよりも高い値に規定されたインピーダンス変換回路を備えていることを特徴とする請求項１乃至４いずれか１項に記載の混合器。